JP4045834B2

JP4045834B2 - Piezoelectric drive circuit

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Publication number: JP4045834B2
Application number: JP2002098464A
Authority: JP
Inventors: 昇長瀬
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-04-01
Filing date: 2002-04-01
Publication date: 2008-02-13
Anticipated expiration: 2022-04-01
Also published as: DE10314566A1; JP2003299369A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電素子駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来の圧電素子を用いた燃料噴射用インジェクタ（以下、ピエゾインジェクタともいう）駆動のための圧電素子駆動回路を図８に示す。
【０００３】
１は圧電素子駆動回路、２はバッテリ、３〜６は圧電素子であり、圧電素子駆動回路１は、バッテリ２から給電されて必要な期間だけ出力ラインＬを通じて圧電素子３〜７に個別に高電圧を印加する制御を行う。
【０００４】
圧電素子駆動回路１は、昇圧部８、逆電流阻止充電部９、平滑部１０、気筒選択部１１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を有している。
【０００５】
気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６〜１９のどれかをオンし、昇圧部８の充電スイッチ１３を断続すると、コンデンサ（電池でもよい）１５が圧電素子３〜６のいずれかを充電し、圧電素子３〜６のいずれかは燃料噴射弁を開く。昇圧部８の放電スイッチ１４を断続すると、圧電素子３〜６のいずれかは放電され、コンデンサ１５が部分的に充電される。圧電素子３〜６の放電は逆電流阻止充電部９を構成するダイオードのオンにより、出力ラインＬの電圧がバッテリ電圧よりダイオードの順方向電圧降下だけ低いレベルに達して終了する。コンデンサ１５は圧電素子３〜６の充電、放電を行わない期間に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を駆動してコンデンサ１５を高圧に充電する。
【０００６】
特開２０００−２３６１２１号公報は、上記圧電素子駆動回路において、圧電素子駆動の放電駆動に続いて、出力ラインＬの電圧がバッテリ電圧よりもダイオードＤの順方向電圧降下だけ低いレベルに達した後も持続させることにより、バッテリ２からコンデンサ１５へ昇圧充電し、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ１００を省略することを提案している。なお、この逆電流阻止充電部９を通じてコンデンサ１５を昇圧充電する動作は、上記した図８でもＤＣ−ＤＣコンバータ１００の運転前に実施可能である。以下、バッテリ２から逆電流阻止充電部９を通じてコンデンサ１５を昇圧充電する方式を、昇圧充電型圧電素子駆動回路と総称するものとする。
【０００７】
なお、上記公報では、逆電流阻止充電部９を上記ダイオードＤと直列に接続されたスイッチング素子を設けることにより、放電期間とその後の昇圧充電期間とのタイミングを所望のレベルに設定している。
【０００８】
しかしながら、上記した公報の昇圧充電型圧電素子駆動回路では、充電された圧電素子３〜６の高電圧により出力ラインＬからバッテリ２に電流が逆流するのを阻止する逆電流阻止充電部としてのダイオードＤに、バッテリ２がコンデンサ１５を充電する期間に大きな充電電流が流れ、その結果、このダイオードＤの順方向電圧降下損失が大きくなり、その発熱が大きくなるという問題があった。この問題は、この順方向電圧降下が抵抗電圧降下と異なって略一定であるために、ダイオードＤを大型化しても全く解決することができなかった。
【０００９】
また、この種の圧電素子駆動回路では、大容量の圧電素子３〜６を充放電するために出力ラインＬの電流変化が大きく、出力ラインＬから大きな電磁放射ノイズが生じるという問題があった。
【００１０】
更に、上記昇圧充電型圧電素子駆動回路では、放電スイッチ１４の断続駆動により生じた電流変化が逆電流阻止充電部９を通じてバッテリ２に至る長大な給電ケーブルを流れ、その結果、この給電ケーブルから放射される電磁放射ノイズが増大するという問題があった。
【００１１】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、優れた電気的特性をもつ圧電素子駆動回路を提供することをその目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、直流電源部（１５）と、圧電素子（３〜６）の高位端と前記直流電源部（１５）の高位端との間に配設されて、負荷充電期間に前記直流電源部（１５）側から前記圧電素子（３〜６）に給電し、負荷放電期間に前記圧電素子（３〜６）から前記直流電源部（１５）側へ送電する昇圧部（８）と、バッテリ（２）の高位端と前記圧電素子（３〜６）の高位端との間に配設されて、前記直流電源部（１５）を充電する直流電源部充電期間に前記バッテリ（２）から前記圧電素子（３〜６）の高位端に給電する逆電流阻止充電部（９）とを備え、前記昇圧部（８）は、一端が前記圧電素子（３〜６）の高位端に接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端と前記直流電源部の高位端とを接続する充電スイッチと、前記チョークコイルの他端と低位電位端とを接続する放電スイッチとを有するチョッパ型ＤＣ−ＤＣ変換回路部により構成されている圧電素子駆動回路において、前記逆電流阻止充電部（９）は、前記直流電源部充電期間に前記バッテリ（２）の高位端と前記圧電素子（３〜６）の高位端とを導通させ、前記負荷充電期間および前記負荷放電期間に前記バッテリ（２）の高位端と前記圧電素子（３〜６）の高位端との間の導通を遮断するトランジスタ並びにこのトランジスタと並列接続されたダイオードのみにより構成されていることを特徴としている。
【００１３】
すなわち、この発明では、直流電源部充電期間にバッテリから直流電源部へ流れる充電電流は、ダイオードを経由することなく三端子制御素子を通じて流れることができるので、このダイオードの順方向電圧降下に起因する逆電流阻止充電部の電力損失、発熱を大幅に低減することができる。
【００１４】
その好適態様において、前記三端子制御素子は、前記前記圧電素子から前記直流電源部への逆流を遮断する向きに接続される寄生ダイオードを有するＭＯＳトランジスタのみからなる。これにより、逆電流阻止充電部を簡素な回路構成により実現することができる。
【００１５】
好適な態様において、バッテリ（２）と逆電流阻止充電部（９）との間に介設されるローパスフィルタ（１０）を有する。
【００２７】
なお、上記説明では、電流変化速度の縮小によるノイズ低減効果のみを記載したが、同時にバッテリへの悪影響の低減効果やバッテリ給電電圧の変動低減効果を奏することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明の圧電素子駆動回路の好適な実施態様を以下に説明する。
【００２９】
【実施態様１】
実施態様１を図１を参照して以下に説明する。
（回路構成）
１は圧電素子駆動回路、２はバッテリ、３〜６は圧電素子であり、圧電素子駆動回路１は、バッテリ２から給電されて必要な期間だけ出力ラインＬを通じて圧電素子３〜７に個別に高電圧を印加する制御を行う。
【００３０】
圧電素子駆動回路１は、昇圧部８、逆電流阻止充電部９、平滑部１０、気筒選択部１１を有している。昇圧部８は、逆電流阻止充電部９を通じて給電された電圧を昇圧して出力ラインＬを通じて圧電素子３〜６の高位端に印加し、圧電素子３〜６の低位端は気筒選択部１１を通じて接地されている。
【００３１】
逆電流阻止充電部９は、バッテリ２から平滑部１０を通じて給電された直流電力を出力ラインＬを通じて逆電流阻止充電部９に給電する。この実施例では、逆電流阻止充電部９はＮＭＯＳトランジスタにより構成されているが、逆電流阻止充電部９を構成するＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードは常に出力ラインＬからバッテリ２側への電流を阻止しする方向に接続される必要がある。
【００３２】
平滑部１０は、チョークコイルとコンデンサとからなる通常のローパスフィルタにより構成されており、バッテリ２側へのスイッチングノイズ電圧の遡流を阻止する。
【００３３】
気筒選択部１１は、たとえばＭＯＳトランジスタからなる４つのスイッチング素子１６〜１９により構成されており、各スイッチング素子の各一端は接地され、各他端は圧電素子３〜６の低位端に個別に接続されている。
【００３４】
昇圧部８は、充放電コイル１２、充電スイッチ１３、放電スイッチ１４、コンデンサ１５により構成されており、出力ラインＬは、充放電コイル１２、充電スイッチ１３を通じてコンデンサ１５の高位端に接続され、コンデンサ１５の低位端は接地されている。放電スイッチ１４の高位端は、充放電コイル１２と充電スイッチ１３との接続端Ｍに接続され、放電スイッチ１４の低位端は接地されている。充電スイッチ１３、放電スイッチ１４はＭＯＳトランジスタにより構成されており、充電スイッチ１３の寄生ダイオードは接続端Ｍからコンデンサ１５に通電する向きに配置され、放電スイッチ１４の寄生ダイオードは当然、接続端Ｍから接地への通電を阻止する向きに配置されている。
（動作）
図２に示す動作説明図、図３に示すタイミングチャートを参照してこの回路の動作を説明する。
【００３５】
時点t１にて、逆電流阻止充電部９がオフされると、図３のタイミングチャートでは図示省略しているが、充電スイッチ１３が所定周期でオンされ、コンデンサ１５から充電スイッチ１３、充放電コイル１２、出力ラインＬを通じて圧電素子３への充電が開始される。充電スイッチ１３がオフされると、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放電するべく放電スイッチ１４の寄生ダイオードを通じて圧電素子３の充電が次第に減衰しつつ行われ、圧電素子３の電圧が次第に増大する。なお、後述するように、充電スイッチ１３のオン期間は、コンデンサ１５の放電電流（圧電素子３の充電電流）の最大値を所定しきい値以下にするべくフィードバック制御されている。
【００３６】
時点ｔ２にて、充電スイッチ１３のスイッチング動作は終了し、この圧電素子３の充電電圧はこれ以上増加することはない。
【００３７】
時点t３にて、放電スイッチ１４が所定周期でオンされると、圧電素子３の充電電荷が放電される。気筒選択部１１のスイッチング素子１６はＭＯＳトランジスタにより構成されているため、この放電の経路は、接地、スイッチング素子１６の寄生ダイオード、圧電素子３、充放電コイル１２、放電スイッチ１４、接地となる。放電スイッチ１４がオフすると、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放電するべく充電スイッチ１３の寄生ダイオードを通じてコンデンサ１５の充電が次第に減衰しつつ行われ、圧電素子３の電圧が減少する（エネルギーの回収が行われる）。
【００３８】
出力ラインＬの電圧がバッテリ２の電圧以下（好適には等しく）となった時点ｔ４に至ると、逆電流阻止充電部をなすＭＯＳトランジスタ９がオンされ、出力ラインＬの電圧は略バッテリ電圧となる。なお、出力ラインＬの電位がバッテリ２の電位より約０．７５Ｖ以下となれば、逆電流阻止充電部９をなすＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを通じてバッテリ２は自動的に出力ラインＬをバッテリ電圧ー０．７５Ｖのレベルに維持する。
【００３９】
時点ｔ４以降において、放電スイッチ１４の周期断続動作が継続されているため、放電スイッチ１４のオン期間にはバッテリ２から平滑部１０、逆電流阻止充電部９、充放電コイル１２、放電スイッチ１４を通じて電流が流れて充放電コイル１２に蓄勢され、放電スイッチ１４のオフ期間には、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放出するべく接続端Ｍの電圧が高電圧となり、バッテリ２、平滑部１０、逆電流阻止部９、充放電コイル１２、充電スイッチ１３の寄生ダイオードを通じて電流が流れてコンデンサ１５が充電される。コンデンサ１５の電圧が回復した時点t５にて、この放電スイッチ１４によるコンデンサ１５充電動作は終了する。
【００４０】
これにより、圧電素子３により駆動される燃料噴射弁（図示せず）は、ほぼ時点t１〜t４期間にオンされ、ほぼ時点t４〜t５期間にオフされる。
【００４１】
なお、回路の動作開始直後においてはコンデンサ１５に所定電圧（約２００Ｖ）が蓄電されていないので、上記時点ｔ４〜時点ｔ５におけるコンデンサ１５蓄電動作を所定時間実施して、コンデンサ１５をこの所定電圧まで充電しておけばよい。
【００４２】
この実施例の特徴は、逆電流阻止充電部９として、図８に示す従来のスイッチング素子とダイオードとを直列接続回路又は単なるダイオードに代えて、ＭＯＳトランジスタ９を採用し、その寄生ダイオードを出力ラインＬからバッテリ２への通電を禁止する向きに接続する。すなわち、ＭＯＳトランジスタ９をＮＭＯＳトランジスタとする場合には、そのソース電極はバッテリ側、その高耐圧のドレイン電極は出力ラインＬ側に配置される。このようにすれば、バッテリ２からコンデンサ１５を充電する場合において、ＭＯＳトランジスタ９のチャンネル電圧降下を容易に約０．１Ｖ程度とすることができるので、上記従来技術における逆電流阻止充電部９のダイオード順方向電圧降下に起因する大きな電力損失を低減することができる。
【００４３】
なお、この実施例では、逆電流阻止充電部９として単一のＭＯＳトランジスタのみにより構成したが、同等の回路機能をもつ回路により構成することができることはもちろんである。
【００４４】
【実施態様２】
実施態様２を図４を参照して以下に説明する。
【００４５】
図４の回路は、図１の回路において、充放電コイル１２と直列に第二充放電コイル１２０を接続し、充放電コイル１２を第二充放電コイル１２０を通じて出力ラインＬに接続するとともに、出力ラインＬと接地との間にコンデンサ１２１を介設したものである。なお、充放電コイル１２と第二充放電コイル１２０とは実質的に同一のコアに巻装されることが簡単であり、この場合には、両充放電コイル１２、１２０をなす単一のコイルから中間端子を引き出してＭＯＳトランジスタ９のドレイン電極に接続すればよい。
【００４６】
このようにすれば、出力ラインＬからみて、第二充放電コイル１２０とコンデンサ１２１と、もしくは、充放電コイル１２および第二充放電コイル１２０とコンデンサ１２１とがローパスフィルタを構成するために、上記各種スイッチング素子の断続に起因する長大な出力ラインＬの電位変動および電流変動が低減され、その結果として、出力ラインＬから放射される電磁放射ノイズや静電ノイズを大幅に低減することができる。
【００４７】
この実施例では更に、バッテリ２からコンデンサ１５を昇圧充電する期間（時点ｔ４〜時点ｔ５）において、気筒選択部１１を構成するＭＯＳトランジスタ１６〜１９を遮断している。このようにすれば、この期間における出力ラインＬの電流を阻止することができるので、出力ラインＬの電磁放射ノイズを低減することができる。
【００４８】
（変形態様）
なお、上記実施例では、ＭＯＳトランジスタ９を両充放電コイル１２、１２０の接続点に接続したが、第二充放電コイル１２０を省略して充放電コイル１２をコンデンサ１２１の高位端に直接接続しても、上記したローパスフィルタ効果によって出力ラインＬから放射される電磁放射ノイズを低減することができる。
【００４９】
また、充放電コイル１２と第二充放電コイル１２０との接続点と接地との間にコンデンサを設けてもよい。
【００５０】
更に、昇圧部８と出力ラインＬとの間に介設されたこれらのローパスフィルタ回路による出力ラインＬのノイズ低減効果は、図７に示す従来の回路にも適用することができる。なお、この図６の回路は、図３に示す時点ｔ４〜時点ｔ５の間の昇圧充電動作が、放電スイッチ１４ではなくＤＣーＤＣコンバータ２００によりなされる点が、図１の回路と異なっている。
【００５１】
【実施態様３】
実施態様３を図４を参照して以下に説明する。
【００５２】
図４の回路において、放電スイッチ１４およびコンデンサ１５の低位端は、電流検出用低抵抗素子２０を通じて接地されている。
【００５３】
電流検出用低抵抗素子２０により検出したコンデンサ１５の放電電流および放電スイッチ１４の放電電流に基づいて行う放電スイッチ１４のフィードバック制御について、図５を参照して以下に説明する。
【００５４】
図５において、２１はコンパレータ、２２は参照電位（しきい値電位）源、２３はＡＮＤ回路である。
【００５５】
コンパレータ２１は、電流検出用低抵抗素子２０の電圧降下Ｖdisがしきい値電圧Ｖrefより大きくなったら（検出電流がしきい値電流を超えたら）、ローレベルを出力し、ＡＮＤ回路２３を通じて放電スイッチ１４をオフし、これにより、時点ｔ３〜時点ｔ５における圧電素子３〜６又は各部の放電電流を好適範囲に制限する。
【００５６】
また、ＡＮＤ回路２３には、気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６〜１９をオンさせる各入力信号のＮＯＲ値信号が入力されており、その結果、放電スイッチ１４は圧電素子３〜６の放電が行われる期間にのみ動作するので、入力信号が入力されていない期間は自動的に放電動作となる。
【００５７】
【実施態様４】
実施態様４を図６を参照して以下に説明する。
【００５８】
この実施態様は、図５の回路に示すコンパレータ２１を省略し、コンパレータ２４〜２７、３３、ＲＳフリップフロップ２８、ＡＮＤ回路２９〜３１、ＯＲ回路３２７を追加したものである。なお、この回路の動作を示すタイミングチャートを図７に示す。図７は、図３に示すタイミングチャートにおいて、ＭＯＳトランジスタ９、放電スイッチ１４の動作を変更したものであり、その要旨は、負荷放電期間（時点t３〜時点t４）から、コンデンサ充電期間（時点t４〜時点t５）への切り替えによる急峻な電流変化を低減して、両期間の切り替わり時点における電磁波放射ノイズを低減すること、および、これらコンデンサ充電期間（ＤＣ／ＤＣ充電期間とも言う）の電流を負荷放電期間の電流よりも低減することによりコンデンサ充電期間における電磁波放射ノイズを低減することにある。
【００５９】
図７に示すタイミングチャートを参照してこの回路の動作を説明する。
【００６０】
時点t１にて、気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６のオン期間を決定する入力信号がハイレベルとなって気筒選択部１１のスイッチング素子１６がオンされ、気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６のオン期間を決定する逆電流阻止充電部９がオフされ、続いて充電スイッチ１３が所定周期でオンされる。これにより、コンデンサ１５から充電スイッチ１３、充放電コイル１２、出力ラインＬを通じて圧電素子３への充電が開始される。充電スイッチ１３がオフされると、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放電するべく放電スイッチ１４の寄生ダイオードを通じて圧電素子３の充電が次第に減衰しつつ行われ、圧電素子３の電圧が次第に増大する。
【００６１】
時点ｔ２にて、コンデンサ１５の電圧が所定レベルに達したことを図示しないコンパレータにより検出すると充電スイッチ１３のスイッチング動作は終了し、圧電素子３の充電電圧はこれ以上増加することはない。
【００６２】
時点t３にて、気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６のオン期間を決定する入力信号がローレベルになると、気筒選択部１１のスイッチング素子１６がオフされ、放電スイッチ１４が所定周期でオンされ、圧電素子３の充電電荷が放電される。気筒選択部１１のスイッチング素子１６はＭＯＳトランジスタにより構成されているため、この放電の経路は、接地、スイッチング素子１６の寄生ダイオード、圧電素子３、充放電コイル１２、放電スイッチ１４、接地となる。放電スイッチ１４がオフすると、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放電するべく充電スイッチ１３の寄生ダイオードを通じてコンデンサ１５の充電が次第に減衰しつつ行われ、圧電素子３の電圧が減少する（エネルギーの回収が行われる）。
【００６３】
時点ｔ４にて、放電電流が略０にまで減衰したことをコンパレータ２６により検出すると、フリップフロップ２８の出力がハイレベル状態とされる。コンパレータ２７、３３はウインドコンパレータを構成しており、出力ラインＬの電圧ＶＬがしきい値電圧Ｖref４〜しきい値電圧Ｖref５の間にある場合だけハイレベルとなる。また、気筒選択部１１のＭＯＳトランジスタ１６〜１９を駆動する入力信号のＮＯＲ信号がＡＮＤ回路２９に入力され、結局、図７に示すＤＣ／ＤＣ充電期間の間だけ、逆電流阻止充電部９がオンされる。出力ラインＬの電圧ＶＬがしきい値電圧Ｖref５を超えると、フリップフロップ２８がリセットされる。
【００６４】
放電スイッチ１４は、このＤＣ／ＤＣ充電期間に周期駆動され、放電スイッチ１４がオンすると、バッテリ２からコンデンサ１５への充電が開始され、コンデンサ１５が充電される。すなわち、時点ｔ４以降にて、放電スイッチ１４の周期断続動作が継続されているため、放電スイッチ１４のオン期間にはバッテリ２から平滑部１０、逆電流阻止充電部９、充放電コイル１２、放電スイッチ１４を通じて電流が流れて充放電コイル１２に蓄勢され、放電スイッチ１４のオフ期間には、充放電コイル１２に蓄積された磁気エネルギーを放出するべく接続端Ｍの電圧が高電圧となり、バッテリ２、平滑部１０、逆電流阻止部９、充放電コイル１２、充電スイッチ１３の寄生ダイオードを通じて電流が流れてコンデンサ１５が充電される。
【００６５】
時点t５にて、コンデンサ１５の電圧すなわち出力ラインＬの電圧が所定レベルＶref５にまで回復したことをコンパレータ３３により検出すると、逆電流阻止充電部のＭＯＳトランジスタ９はオフされて、コンデンサ１５の充電動作は終了する。
【００６６】
次に、負荷放電期間とコンデンサ充電期間とにおける最大電流の切り替えについて以下に説明する。
【００６７】
コンパレータ２４、２５は電流検出用低抵抗素子２０の電圧降下としきい値Ｖref１、Ｖref３とを比較する。ＡＮＤ回路３１は、逆電流阻止充電部をなすＭＯＳトランジスタ９がオンする期間（コンデンサ充電期間）にコンパレータ２４の出力をＯＲ回路３２を通じて放電スイッチ１４に出力し、ＡＮＤ回路３０は、逆電流阻止充電部をなすＭＯＳトランジスタ９がオフする期間（コンデンサ充電期間以外の期間）にコンパレータ２５の出力をＯＲ回路３１を通じて放電スイッチ１４に出力する。しきい値電圧Ｖref１は、しきい値電圧Ｖref３より所定量だけ小さく設定されており、これにより、コンデンサ充電期間における最大電流は負荷放電期間におけるそれよりも小さく設定されている。
【００６８】
（変形態様）
上記説明した各回路は、同等の効果を奏する他の回路形式又はソフトウエアにより代替することができることは当然である。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例の圧電素子駆動回路を示す回路図である。
【図２】図１の圧電素子駆動回路の動作を示す動作説明用模式回路図である。
【図３】図１の圧電素子駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】他の実施例の圧電素子駆動回路を示す回路図である。
【図５】図４の圧電素子駆動回路の動作を示す動作説明用模式回路図である。
【図６】他の実施例の圧電素子駆動回路を示す回路図である。
【図７】図６の圧電素子駆動回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】従来の圧電素子駆動回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１圧電素子駆動回路
２バッテリ
３〜６圧電素子
８昇圧部
９ＭＯＳトランジスタ（逆電流阻止充電部）
１１気筒選択部
１２チョークコイル（充放電コイル）
１３充電スイッチ
１４放電スイッチ
１５コンデンサ（直流電源部）
１６〜１９ＭＯＳトランジスタ（気筒選択部のスイッチ）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a piezoelectric element driving circuit.
[0002]
[Prior art and problems to be solved by the invention]
FIG. 8 shows a piezoelectric element driving circuit for driving a fuel injector (hereinafter also referred to as a piezo injector) using a conventional piezoelectric element.
[0003]
Reference numeral 1 denotes a piezoelectric element drive circuit, 2 denotes a battery, and 3 to 6 denote piezoelectric elements. The piezoelectric element drive circuit 1 is individually supplied to the piezoelectric elements 3 to 7 through the output line L only during a necessary period after being fed from the battery 2. Control to apply voltage.
[0004]
The piezoelectric element driving circuit 1 includes a boosting unit 8, a reverse current blocking charging unit 9, a smoothing unit 10, a cylinder selection unit 11, and a DC-DC converter 100.
[0005]
When any one of the MOS transistors 16 to 19 of the cylinder selection unit 11 is turned on and the charging switch 13 of the boosting unit 8 is turned on and off, the capacitor (which may be a battery) 15 charges one of the piezoelectric elements 3 to 6, Any one of 3 to 6 opens the fuel injection valve. When the discharge switch 14 of the boosting unit 8 is intermittent, any of the piezoelectric elements 3 to 6 is discharged, and the capacitor 15 is partially charged. The discharge of the piezoelectric elements 3 to 6 is terminated when the diode constituting the reverse current blocking charging unit 9 is turned on and the voltage of the output line L reaches a level lower than the battery voltage by the forward voltage drop of the diode. The capacitor 15 drives the DC-DC converter 100 to charge the capacitor 15 to a high voltage during a period in which the piezoelectric elements 3 to 6 are not charged or discharged.
[0006]
Japanese Patent Laid-Open No. 2000-236121 discloses that, in the piezoelectric element driving circuit, after the piezoelectric element driving discharge driving, the voltage of the output line L reaches a level lower than the battery voltage by the forward voltage drop of the diode D. In this case, it is proposed that the battery 2 is boosted and charged from the battery 2 to the capacitor 15, thereby omitting the DC-DC converter 100. Note that the operation of boosting the capacitor 15 through the reverse current blocking charging unit 9 can also be performed before the operation of the DC-DC converter 100 in FIG. Hereinafter, the method of boosting the capacitor 15 from the battery 2 through the reverse current blocking charging unit 9 will be collectively referred to as a boost charge type piezoelectric element driving circuit.
[0007]
In the above publication, the reverse current blocking charging unit 9 is provided with a switching element connected in series with the diode D, so that the timing of the discharge period and the subsequent boost charge period is set to a desired level.
[0008]
However, in the step-up charge type piezoelectric element driving circuit disclosed in the above publication, a diode as a reverse current blocking charging unit that blocks current from flowing backward from the output line L to the battery 2 due to the high voltage of the charged piezoelectric elements 3 to 6. D has a problem that a large charging current flows during a period in which the battery 2 charges the capacitor 15, and as a result, the forward voltage drop loss of the diode D increases and the heat generation increases. This problem cannot be solved at all even if the size of the diode D is increased because the forward voltage drop is substantially constant unlike the resistance voltage drop.
[0009]
In addition, this type of piezoelectric element driving circuit has a problem that a large current change occurs in the output line L to charge and discharge the large-capacity piezoelectric elements 3 to 6, and large electromagnetic radiation noise is generated from the output line L.
[0010]
Further, in the step-up charge type piezoelectric element driving circuit, a current change caused by intermittent driving of the discharge switch 14 flows through a long power supply cable that reaches the battery 2 through the reverse current blocking charging unit 9, and as a result, radiates from the power supply cable. There was a problem that the electromagnetic radiation noise to be increased.
[0011]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide a piezoelectric element drive circuit having excellent electrical characteristics.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a DC power supply unit (15), is arranged between the high end of the high end and the DC power supply unit of the piezoelectric element (3-6) (15), said DC power supply to the load charging period (15) the power the piezoelectric element (3-6) from the side, the step-up unit for transmitting from said piezoelectric element to the load discharge period (3-6) to the DC power supply unit (15) side (8), battery ( 2) between the high-order end of the piezoelectric element (3-6) and the high-order end of the piezoelectric element (3-6) , and the piezoelectric power from the battery (2) during a DC power supply charging period for charging the DC power supply (15). A reverse current blocking charging unit (9) for supplying power to the high end of the element (3-6) , and the boosting unit (8) has a choke whose one end is connected to the high end of the piezoelectric element (3-6) A coil, a charge switch that connects the other end of the choke coil and a higher end of the DC power supply unit, and the choke In the piezoelectric element driving circuit is constituted by a chopper type DC-DC converter circuit section and a discharging switch for connecting the other end and the low potential end of the coil, the reverse current blocking charging section (9), the DC power supply wherein the high end of the battery (2) in part charging period is conducting a high end of the piezoelectric element (3-6), wherein the high end of the battery (2) to the load charging period and the load discharge period piezoelectric It is characterized by being constituted only by a transistor that cuts off conduction between the high-order ends of the elements (3 to 6) and a diode connected in parallel with the transistor .
[0013]
That is, according to the present invention, the charging current flowing from the battery to the DC power supply unit during the DC power supply unit charging period can flow through the three-terminal control element without going through the diode, and thus is caused by the forward voltage drop of this diode. Power loss and heat generation in the reverse current blocking charging unit can be greatly reduced.
[0014]
In the preferred embodiment, the three-terminal control element is composed only of a MOS transistor having a parasitic diode connected in a direction to block a reverse flow from the piezoelectric element to the DC power supply unit. Thereby, a reverse current blocking charging unit can be realized with a simple circuit configuration.
[0015]
In a preferred embodiment, it has a low-pass filter (10) interposed between the battery (2) and the reverse current blocking charging unit (9).
[0027]
In the above description, only the noise reduction effect due to the reduction of the current change rate is described, but at the same time, the effect of reducing the adverse effect on the battery and the effect of reducing the fluctuation of the battery power supply voltage can be achieved.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A preferred embodiment of the piezoelectric element driving circuit of the present invention will be described below.
[0029]
Embodiment 1
Embodiment 1 will be described below with reference to FIG.
(Circuit configuration)
Reference numeral 1 denotes a piezoelectric element drive circuit, 2 denotes a battery, and 3 to 6 denote piezoelectric elements. The piezoelectric element drive circuit 1 is individually supplied to the piezoelectric elements 3 to 7 through the output line L only during a necessary period after being fed from the battery 2. Control to apply voltage.
[0030]
The piezoelectric element driving circuit 1 includes a boosting unit 8, a reverse current blocking charging unit 9, a smoothing unit 10, and a cylinder selecting unit 11. The boosting unit 8 boosts the voltage supplied through the reverse current blocking charging unit 9 and applies it to the high end of the piezoelectric elements 3 to 6 through the output line L. The low end of the piezoelectric elements 3 to 6 passes through the cylinder selecting unit 11. Grounded.
[0031]
The reverse current blocking charging unit 9 supplies the DC power supplied from the battery 2 through the smoothing unit 10 to the reverse current blocking charging unit 9 through the output line L. In this embodiment, the reverse current blocking charging unit 9 is constituted by an NMOS transistor, but the parasitic diode of the MOS transistor constituting the reverse current blocking charging unit 9 always blocks the current from the output line L to the battery 2 side. Need to be connected in the direction you want.
[0032]
The smoothing unit 10 includes a normal low-pass filter including a choke coil and a capacitor, and prevents the switching noise voltage from flowing backward to the battery 2 side.
[0033]
The cylinder selection unit 11 includes four switching elements 16 to 19 made of, for example, MOS transistors. One end of each switching element is grounded and the other end is individually connected to the lower end of the piezoelectric elements 3 to 6. Has been.
[0034]
The step-up unit 8 includes a charging / discharging coil 12, a charging switch 13, a discharging switch 14, and a capacitor 15. The output line L is connected to the higher end of the capacitor 15 through the charging / discharging coil 12 and the charging switch 13, and the capacitor The lower end of 15 is grounded. The high-order end of the discharge switch 14 is connected to a connection end M between the charge / discharge coil 12 and the charge switch 13, and the low-order end of the discharge switch 14 is grounded. The charge switch 13 and the discharge switch 14 are configured by MOS transistors, and the parasitic diode of the charge switch 13 is arranged in a direction in which the capacitor 15 is energized from the connection end M, and the parasitic diode of the discharge switch 14 is naturally from the connection end M. It is arranged in a direction that prevents energization to the ground.
(Operation)
The operation of this circuit will be described with reference to the operation explanatory diagram shown in FIG. 2 and the timing chart shown in FIG.
[0035]
When the reverse current blocking charging unit 9 is turned off at time t1, the charging switch 13 is turned on at a predetermined cycle, and the charging switch 13 and the charging / discharging coil are turned on at a predetermined cycle, although not shown in the timing chart of FIG. 12. Charging of the piezoelectric element 3 is started through the output line L. When the charge switch 13 is turned off, the piezoelectric element 3 is gradually charged through the parasitic diode of the discharge switch 14 to discharge the magnetic energy accumulated in the charge / discharge coil 12, and the voltage of the piezoelectric element 3 gradually increases. Increase. As will be described later, during the ON period of the charging switch 13, feedback control is performed so that the maximum value of the discharging current of the capacitor 15 (charging current of the piezoelectric element 3) is less than a predetermined threshold value.
[0036]
At time t2, the switching operation of the charging switch 13 is completed, and the charging voltage of the piezoelectric element 3 does not increase any more.
[0037]
When the discharge switch 14 is turned on at a predetermined period at time t3, the charge of the piezoelectric element 3 is discharged. Since the switching element 16 of the cylinder selection unit 11 is configured by a MOS transistor, the discharge path is ground, the parasitic diode of the switching element 16, the piezoelectric element 3, the charge / discharge coil 12, the discharge switch 14, and the ground. When the discharge switch 14 is turned off, the capacitor 15 is gradually charged through the parasitic diode of the charge switch 13 in order to discharge the magnetic energy accumulated in the charge / discharge coil 12, and the voltage of the piezoelectric element 3 decreases (energy). Is collected).
[0038]
When reaching the time point t4 when the voltage of the output line L becomes equal to or lower than the voltage of the battery 2 (preferably equal), the MOS transistor 9 forming the reverse current blocking charging unit is turned on, and the voltage of the output line L is substantially equal to the battery voltage. Become. If the potential of the output line L is about 0.75 V or less than the potential of the battery 2, the battery 2 automatically connects the output line L to the battery voltage −0 through the parasitic diode of the MOS transistor forming the reverse current blocking charging unit 9. Maintain at a level of .75V.
[0039]
Since the intermittent operation of the discharge switch 14 is continued after the time point t4, the battery 2 is switched from the battery 2 through the smoothing unit 10, the reverse current blocking charging unit 9, the charge / discharge coil 12, and the discharge switch 14 during the ON period of the discharge switch 14. A current flows and is stored in the charge / discharge coil 12. During the OFF period of the discharge switch 14, the voltage at the connection end M becomes a high voltage so as to release the magnetic energy stored in the charge / discharge coil 12. A current flows through the parasitic diode of the unit 10, the reverse current blocking unit 9, the charging / discharging coil 12, and the charging switch 13 to charge the capacitor 15. At the time point t5 when the voltage of the capacitor 15 is recovered, the capacitor 15 charging operation by the discharge switch 14 is completed.
[0040]
As a result, the fuel injection valve (not shown) driven by the piezoelectric element 3 is turned on substantially during the period from time t1 to t4 and is turned off substantially during the period from time t4 to t5.
[0041]
Since a predetermined voltage (about 200 V) is not stored in the capacitor 15 immediately after the operation of the circuit is started, the storage operation of the capacitor 15 from the time t4 to the time t5 is performed for a predetermined time, and the capacitor 15 is brought to the predetermined voltage. Charge it.
[0042]
The feature of this embodiment is that, as the reverse current blocking charging unit 9, a MOS transistor 9 is used instead of the conventional switching element and the diode shown in FIG. 8 in place of a series connection circuit or a simple diode, and the parasitic diode is connected to the output line. The connection is made in such a direction that energization of the battery 2 from L is prohibited. That is, when the MOS transistor 9 is an NMOS transistor, its source electrode is disposed on the battery side and its high breakdown voltage drain electrode is disposed on the output line L side. In this way, when the capacitor 15 is charged from the battery 2, the channel voltage drop of the MOS transistor 9 can be easily reduced to about 0.1 V. A large power loss caused by a diode forward voltage drop can be reduced.
[0043]
In this embodiment, the reverse current blocking charging unit 9 is composed of only a single MOS transistor, but it is needless to say that it can be composed of a circuit having an equivalent circuit function.
[0044]
Embodiment 2
Embodiment 2 will be described below with reference to FIG.
[0045]
The circuit of FIG. 4 is connected to the output line L through the second charging / discharging coil 120 and connected to the output line L through the second charging / discharging coil 120 in series with the charging / discharging coil 12 in the circuit of FIG. A capacitor 121 is interposed between the line L and the ground. The charge / discharge coil 12 and the second charge / discharge coil 120 are easily wound around substantially the same core, and in this case, a single coil constituting both the charge / discharge coils 12 and 120 is used. What is necessary is just to pull out an intermediate terminal from and connect to the drain electrode of the MOS transistor 9.
[0046]
In this way, the second charge / discharge coil 120 and the capacitor 121 or the charge / discharge coil 12 and the second charge / discharge coil 120 and the capacitor 121 constitute a low-pass filter as viewed from the output line L. Potential fluctuations and current fluctuations in the long output line L caused by the intermittent switching elements are reduced. As a result, electromagnetic radiation noise and electrostatic noise radiated from the output line L can be greatly reduced.
[0047]
Further, in this embodiment, the MOS transistors 16 to 19 constituting the cylinder selection unit 11 are cut off during the period (time t4 to time t5) in which the capacitor 15 is boosted and charged from the battery 2. In this way, current in the output line L during this period can be blocked, so that electromagnetic radiation noise in the output line L can be reduced.
[0048]
(Modification)
In the above embodiment, the MOS transistor 9 is connected to the connection point of both the charge / discharge coils 12, 120, but the second charge / discharge coil 120 is omitted and the charge / discharge coil 12 is directly connected to the higher end of the capacitor 121. However, electromagnetic radiation noise radiated from the output line L can be reduced by the above-described low-pass filter effect.
[0049]
Further, a capacitor may be provided between the connection point between the charge / discharge coil 12 and the second charge / discharge coil 120 and the ground.
[0050]
Furthermore, the noise reduction effect of the output line L by these low-pass filter circuits interposed between the booster 8 and the output line L can be applied to the conventional circuit shown in FIG. 6 is different from the circuit of FIG. 1 in that the step-up charging operation between time t4 and time t5 shown in FIG. 3 is performed by the DC-DC converter 200 instead of the discharge switch. .
[0051]
Embodiment 3
Embodiment 3 will be described below with reference to FIG.
[0052]
In the circuit of FIG. 4, the low-order ends of the discharge switch 14 and the capacitor 15 are grounded through the current detection low-resistance element 20.
[0053]
The feedback control of the discharge switch 14 performed based on the discharge current of the capacitor 15 and the discharge current of the discharge switch 14 detected by the current detection low resistance element 20 will be described below with reference to FIG.
[0054]
In FIG. 5, 21 is a comparator, 22 is a reference potential (threshold potential) source, and 23 is an AND circuit.
[0055]
The comparator 21 outputs a low level when the voltage drop Vdis of the current detecting low resistance element 20 becomes larger than the threshold voltage Vref (when the detected current exceeds the threshold current), and the discharge switch through the AND circuit 23. 14 is turned off, thereby limiting the discharge current of the piezoelectric elements 3 to 6 or each part at the time point t3 to the time point t5 to a preferable range.
[0056]
The AND circuit 23 is supplied with the NOR value signal of each input signal for turning on the MOS transistors 16 to 19 of the cylinder selection unit 11. As a result, the discharge switch 14 discharges the piezoelectric elements 3 to 6. Therefore, the discharge operation is automatically performed during the period when the input signal is not input.
[0057]
Embodiment 4
Embodiment 4 will be described below with reference to FIG.
[0058]
In this embodiment, the comparator 21 shown in the circuit of FIG. 5 is omitted, and comparators 24 to 27 and 33, an RS flip-flop 28, AND circuits 29 to 31 and an OR circuit 327 are added. A timing chart showing the operation of this circuit is shown in FIG. FIG. 7 is a timing chart shown in FIG. 3 in which the operation of the MOS transistor 9 and the discharge switch 14 is changed. The gist thereof is from the load discharge period (time point t3 to time point t4) to the capacitor charging period (time point t4). To reduce a steep current change due to switching to time t5), to reduce electromagnetic wave radiation noise at the switching time of both periods, and to load current during these capacitor charging periods (also referred to as DC / DC charging periods) The object is to reduce electromagnetic radiation noise during the capacitor charging period by reducing the current during the discharging period.
[0059]
The operation of this circuit will be described with reference to the timing chart shown in FIG.
[0060]
At time t1, the input signal that determines the ON period of the MOS transistor 16 of the cylinder selection unit 11 becomes a high level, the switching element 16 of the cylinder selection unit 11 is turned on, and the ON period of the MOS transistor 16 of the cylinder selection unit 11 The reverse current blocking charging unit 9 that determines the above is turned off, and then the charging switch 13 is turned on in a predetermined cycle. As a result, charging of the piezoelectric element 3 from the capacitor 15 through the charging switch 13, the charging / discharging coil 12, and the output line L is started. When the charge switch 13 is turned off, the piezoelectric element 3 is gradually charged through the parasitic diode of the discharge switch 14 to discharge the magnetic energy accumulated in the charge / discharge coil 12, and the voltage of the piezoelectric element 3 gradually increases. Increase.
[0061]
When the comparator (not shown) detects that the voltage of the capacitor 15 has reached a predetermined level at time t2, the switching operation of the charging switch 13 is terminated, and the charging voltage of the piezoelectric element 3 does not increase any more.
[0062]
At time t3, when the input signal for determining the ON period of the MOS transistor 16 of the cylinder selection unit 11 becomes a low level, the switching element 16 of the cylinder selection unit 11 is turned off, the discharge switch 14 is turned on at a predetermined period, and the piezoelectric element is turned on. The charge of the element 3 is discharged. Since the switching element 16 of the cylinder selection unit 11 is configured by a MOS transistor, the discharge path is ground, the parasitic diode of the switching element 16, the piezoelectric element 3, the charge / discharge coil 12, the discharge switch 14, and the ground. When the discharge switch 14 is turned off, the capacitor 15 is gradually charged through the parasitic diode of the charge switch 13 in order to discharge the magnetic energy accumulated in the charge / discharge coil 12, and the voltage of the piezoelectric element 3 decreases (energy). Is collected).
[0063]
When the comparator 26 detects that the discharge current has been attenuated to substantially zero at time t4, the output of the flip-flop 28 is set to the high level state. The comparators 27 and 33 constitute a window comparator, and become a high level only when the voltage VL of the output line L is between the threshold voltage Vref4 and the threshold voltage Vref5. Further, the NOR signal of the input signal for driving the MOS transistors 16 to 19 of the cylinder selection unit 11 is input to the AND circuit 29. As a result, the reverse current blocking charging unit 9 is only in the DC / DC charging period shown in FIG. Turned on. When the voltage VL of the output line L exceeds the threshold voltage Vref5, the flip-flop 28 is reset.
[0064]
The discharge switch 14 is periodically driven during this DC / DC charging period. When the discharge switch 14 is turned on, charging from the battery 2 to the capacitor 15 is started, and the capacitor 15 is charged. That is, since the periodic intermittent operation of the discharge switch 14 is continued after the time point t4, the smoothing unit 10, the reverse current blocking charging unit 9, the charge / discharge coil 12, the discharge from the battery 2 during the ON period of the discharge switch 14 A current flows through the switch 14 and is stored in the charge / discharge coil 12. During the OFF period of the discharge switch 14, the voltage at the connection end M becomes high to release the magnetic energy stored in the charge / discharge coil 12. 2. A current flows through the parasitic diode of the smoothing unit 10, the reverse current blocking unit 9, the charging / discharging coil 12, and the charging switch 13, and the capacitor 15 is charged.
[0065]
When the comparator 33 detects that the voltage of the capacitor 15, that is, the voltage of the output line L has recovered to the predetermined level Vref5 at the time t5, the MOS transistor 9 of the reverse current blocking charging unit is turned off, and the charging operation of the capacitor 15 is performed. Ends.
[0066]
Next, switching of the maximum current between the load discharging period and the capacitor charging period will be described below.
[0067]
The comparators 24 and 25 compare the voltage drop of the current detection low resistance element 20 with the threshold values Vref1 and Vref3. The AND circuit 31 outputs the output of the comparator 24 to the discharge switch 14 through the OR circuit 32 during a period (capacitor charging period) in which the MOS transistor 9 forming the reverse current blocking charging unit is turned on, and the AND circuit 30 performs the reverse current blocking charging. The output of the comparator 25 is output to the discharge switch 14 through the OR circuit 31 during the period when the MOS transistor 9 constituting the part is turned off (period other than the capacitor charging period). The threshold voltage Vref1 is set to be smaller than the threshold voltage Vref3 by a predetermined amount, whereby the maximum current in the capacitor charging period is set to be smaller than that in the load discharging period.
[0068]
(Modification)
It goes without saying that each circuit described above can be replaced by another circuit type or software that exhibits the same effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a piezoelectric element driving circuit according to an embodiment.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram for explaining the operation showing the operation of the piezoelectric element driving circuit of FIG. 1;
3 is a timing chart showing the operation of the piezoelectric element driving circuit of FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a piezoelectric element driving circuit according to another embodiment.
5 is a schematic circuit diagram for explaining the operation showing the operation of the piezoelectric element driving circuit of FIG. 4; FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a piezoelectric element driving circuit according to another embodiment.
7 is a timing chart showing the operation of the piezoelectric element driving circuit of FIG.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional piezoelectric element driving circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Piezoelectric element drive circuit 2 Batteries 3-6 Piezoelectric element 8 Boosting part 9 MOS transistor (reverse current blocking charging part)
11 Cylinder selector 12 Choke coil (charge / discharge coil)
13 Charge switch 14 Discharge switch 15 Capacitor (DC power supply)
16-19 MOS transistor (switch of cylinder selection part)

Claims

A DC power supply (15) ;
Is arranged between the high end of the high end and the DC power supply unit of the piezoelectric element (3-6) (15), said piezoelectric element from said DC power supply unit (15) side to the load charging period (3-6 ) the powers, said DC power supply unit from the piezoelectric element (3-6) (15) up unit for transmitting to the side load discharge period and (8),
The battery (2) is disposed between the high-order end of the battery (2) and the high-order end of the piezoelectric element (3-6) , and is charged from the battery (2) during a DC power supply charging period for charging the DC power supply (15). A reverse current blocking charging unit (9) for feeding power to the high end of the piezoelectric element (3-6) ;
With
The booster (8) has one end connected to the higher end of the piezoelectric element (3-6) , a charge switch connecting the other end of the choke coil and the higher end of the DC power supply unit, In the piezoelectric element driving circuit configured by a chopper type DC-DC conversion circuit unit having a discharge switch connecting the other end of the choke coil and a lower potential end,
The reverse current blocking charging unit (9) electrically connects the high end of the battery (2) and the high end of the piezoelectric elements (3 to 6) during the DC power supply unit charging period, and the load charging period and the load It is composed only of a transistor that cuts off conduction between the high end of the battery (2) and the high end of the piezoelectric element (3-6) during a discharge period, and a diode connected in parallel with the transistor. A piezoelectric element driving circuit.

The piezoelectric element driving circuit according to claim 1,
The reverse current blocking charging section (9) is a piezoelectric element drive comprising only MOS transistor having the parasitic diode connected in a direction to block backflow from the piezoelectric element (3-6) the DC power supply unit (15) circuit.

The piezoelectric element driving circuit according to claim 1 or 2,
A piezoelectric element drive circuit having a low-pass filter (10) interposed between the battery (2) and a reverse current blocking charging unit (9).