JP4032758B2

JP4032758B2 - Sensor device

Info

Publication number: JP4032758B2
Application number: JP2002015571A
Authority: JP
Inventors: 光渡辺
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2002-01-24
Filing date: 2002-01-24
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2022-01-24
Also published as: JP2003214893A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To implement highly accurate trimming on sensor output by a simple constitution in a sensor apparatus. <P>SOLUTION: The sensor apparatus is provide with a sensor signal processing IC 26, and the sensor signal processing IC 26 is provided with sensor elements 22 and 24 for outputting analog voltages corresponding to physical quantities, a temperature change detecting circuit 32 for outputting a voltage corresponding to a change in temperature, and secondary ΔΣ modulators 44-48 for ΔΣ- converting analog output of the sensor elements 22 and 24 and analog output of the temperature change detecting circuit 32 each into over-sampling 1-bit digital signals. The sensor apparatus is provided with a microcomputer 70 for performing digital filter processing on each output of the ΔΣ modulators 44-48 and then trimming each output of the sensor elements 22 and 24 according to output data of the sensor elements 22 and 24, output data of the temperature change detecting circuit 32, and data stored in a compensation amount data memory 84 and indicating the temperature characteristics of the sensor elements 22 and 24. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、物理量に応じた信号を出力する物理量センサを備えるセンサ装置に係り、特に、その物理量センサの出力をトリミングするうえで好適なセンサ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば特開２００１−１４３１８３号公報に開示される如く、物理量センサの出力信号をトリミングするセンサ装置が知られている。このセンサ装置は、温度に対して非線形な特性を有するセンサの出力をトリミングする補償回路を備えている。従って、かかる装置によれば、温度に対して非線形な特性を有するセンサの出力についても十分な温度補償を実現することが可能となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の装置では、補償回路はオペアンプ及び抵抗により構成されるアナログ回路であるため、その占有チップ面積が大きくなる。特に、上記従来の装置においては、補償回路がセンサの非線形特性に対応すべく多数のオペアンプ及び抵抗を備えるため、回路が複雑化し、占有チップ面積が過大となると共に、その分コストが上昇する事態が生ずる。
【０００４】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、センサ出力のトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することが可能なセンサ装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的は、請求項１に記載する如く、物理量に応じた信号を出力する物理量センサと、前記物理量センサの特性を変化させるパラメータに応じた信号を出力するパラメータ出力手段と、前記物理量センサの出力信号および前記パラメータ出力手段の出力信号をそれぞれ１ビットディジタル信号に変換する複数のΔΣ変調器と、前記複数のΔΣ変調器から出力される各１ビットディジタル信号を重畳した多ビットディジタルデータ列をアナログ多重化して送信する変調手段と、前記変調手段から送信されるアナログ信号をもとの多ビットディジタルデータ列に復調する復調手段と、前記復調手段から出力される復調後の多ビットディジタルデータ列を構成する各ビットのディジタル信号をそれぞれ移動平均処理する複数のディジタルフィルタと、前記パラメータに対する前記物理量センサの特性を示すデータを記憶する記憶手段と、前記ディジタルフィルタによりフィルタ処理された結果得られる前記物理量センサの出力データおよび前記パラメータ出力手段の出力データに基づいて、前記記憶手段に記憶されている前記データに従って前記物理量センサの出力をトリミングする補償手段と、を備えるセンサ装置であって、
前記複数のΔΣ変調器がそれぞれ、少なくとも２個の積分器を有する２次以上のΔΣ変調器であるセンサ装置により達成される。
【０００６】
請求項１記載の発明において、物理量センサの出力およびパラメータ出力手段の出力はそれぞれ、少なくとも２個の積分器を有する２次以上のΔΣ変調器によりオーバサンプリング１ビットディジタル信号に変換され、その後、移動平均処理される。物理量センサの出力は、移動平均処理された出力データに基づいて、記憶手段に記憶されているパラメータに対する物理量センサの特性を示すデータに従ってトリミングされる。かかる構成においては、アナログ的な補償回路は不要となるので、回路規模が過大となることは回避される。また、ΔΣ変調器においては、その次数が大きいほど、同一のオーバサンプリング比においてＳ／Ｎ比が向上するので、２次以上のΔΣ変調器は、１次のΔΣ変調器に比して入力信号を精度よくディジタルデータ化することができる。従って、物理量センサの出力のトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現できる。
ところで、物理量センサによる１ビットディジタル信号およびパラメータ出力手段による１ビットディジタル信号がそれぞれΔΣ変調器から別個の通信線を介してディジタルフィルタに供給されるものとすると、両者間の通信構成が複雑化する。また、両１ビットディジタル信号がΔΣ変調器から時分割で単一の通信線を介してディジタルフィルタに供給されるものとすると、両信号の処理が遅延する。
本発明においては、物理量センサによる１ビットディジタル信号とパラメータ出力手段による１ビットディジタル信号とをパラレルに重畳した多ビットディジタルデータ列をアナログ多重化したアナログ信号の、ΔΣ変調器からディジタルフィルタへの供給を一の通信線のみを用いて行うことができ、ΔΣ変調器とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化と信号処理の迅速性との双方を確保することができる。
【０００７】
尚、物理量センサは、温度に対して非線形な特性を有すると共に、ヒステリシス特性を有する。
【０００８】
従って、請求項２に記載する如く、請求項１記載のセンサ装置において、前記パラメータ出力手段は、前記物理量センサの特性を変化させる温度に関する値に応じた信号を出力する温度検出回路を備えることとすれば、物理量センサの出力およびパラメータ出力手段の温度に関する出力を精度よくディジタルデータ化することができ、センサ出力についての温度に対するトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することができる。
【０００９】
この場合、請求項３に記載する如く、請求項２記載のセンサ装置において、前記温度検出回路は、前記物理量センサ近傍の温度変化に応じた信号を出力することとしてもよい。
【００１０】
また、物理量センサは、電源電圧の変化に伴って出力が変化する特性を有する。
【００１１】
従って、請求項４に記載する如く、請求項１乃至３の何れか一項記載のセンサ装置において、前記パラメータ出力手段は、前記物理量センサの特性を変化させる電源電圧に関する値に応じた信号を出力する電源電圧検出回路を備えることとすれば、物理量センサの出力およびパラメータ出力手段の電源電圧に関する出力を精度よくディジタルデータ化することができ、センサ出力についての電源電圧に対するトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することができる。
【００１４】
また、請求項５に記載する如く、請求項１記載のセンサ装置において、前記物理量センサの少なくとも一つが、所定周期で信号を発する素子を有し、前記複数のΔΣ変調器はそれぞれ、前記素子の発する信号を用いて前記物理量センサの出力信号又は前記パラメータ出力手段の出力信号を１ビットディジタル信号に変換するセンサ装置は、物理量センサの出力のディジタル化を簡素な構成で実現するうえで有効である。
【００１５】
請求項５記載の発明において、物理量センサは、例えばヨーレートセンサの振動ジャイロの如き所定周期で信号を発する素子を有している。ΔΣ変調器は入力信号をΔΣ変調する際に一定周期のクロックを用いることとなるが、上記の構成においては、ΔΣ変調器におけるクロックとして素子の発する信号を用いることができる。このため、クロックを発する回路を別途に設けることなく、物理量センサの出力をΔΣ変調することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例である車両に搭載されるセンサ装置２０のシステム構成図を示す。図１に示す如く、本実施例のセンサ装置２０は、ヨーレートセンサ２２及び加速度センサ２４を備えている。ヨーレートセンサ２２は、一定周期（例えば１２５μｓ＝８ｋＨｚ）の振動を生ずる圧電振動体を有する振動ジャイロにより構成されている。ヨーレートセンサ２２は、コリオリ力により生ずる圧電振動体の振動方向と直交する方向の振動を検知し、車両重心を通る鉛直軸回りに生ずる回転角速度に応じた電気的なアナログ信号を出力する。加速度センサ２４は、車両に生ずる加速度に応じた電気的なアナログ信号を出力する。以下、ヨーレートセンサ２２及び加速度センサ２４を総称する場合は、センサ素子２２，２４と称す。
【００１７】
センサ素子２２，２４は、センサ信号処理ＩＣ２６に搭載されている。センサ信号処理ＩＣ２６は、センサ素子２２，２４に接続する信号増幅器２８，３０を有している。信号増幅器２８はセンサ素子２２の出力を、また、信号増幅器３０はセンサ素子２４の出力を、それぞれ増幅して出力する。
【００１８】
センサ信号処理ＩＣ２６は、温度変化検出回路３２及び電源電圧検出回路３４を備えている。温度変化検出回路３２は、センサ素子２２，２４の近傍に配設され、温度特性を有する素子により構成された回路であって、センサ素子２２，２４近傍の温度変化を検出するための回路である。また、電源電圧検出回路３４は、各素子やＩＣ等に電源電圧ＶＣＣを供給する電源の状態を監視する回路である。
【００１９】
図２は、本実施例の温度変化検出回路３２の構成図を示す。また、図３は、本実施例の電源電圧検出回路３４の構成図を示す。図２に示す如く、温度変化検出回路３２は、電源と接地との間に互いに直列に接続された抵抗３６，３８を有している。抵抗３６と抵抗３８とは、互いに異なる不純物濃度を有する材料により構成されており、互いに異なる温度特性を有している。このため、抵抗３６と抵抗３８との接続点には、温度に応じた抵抗分圧Ｖｔｅｍｐが現れる。温度変化検出回路３２は、抵抗３６と抵抗３８との接続点における抵抗分圧Ｖｔｅｍｐを出力する、温度変化を検出するための回路である。
【００２０】
また、図３に示す如く、電源電圧検出回路３４は、電源電圧ＶＣＣの変動による影響が少ない基準電圧（例えばバンドギャップ電圧）を出力とする基準電圧回路４０、及び、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣとを基準として基準電圧回路４０の出力を後に詳述する如くΔΣ変調するΔΣ変調器４２を有している。ΔΣ変調器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望の電圧値である場合は、入力するバンドギャップ電圧をそのバンドギャップ電圧に対応する所望の１ビットディジタル信号列に変換する。一方、ΔΣ変調器４２は、電源電圧ＶＣＣが所望の電圧値でない場合は、基準となる電源電圧ＶＣＣが変動していることとなるので、入力するバンドギャップ電圧を所望の１ビットディジタル信号列に変換できず、その所望の値から変動する電源電圧ＶＣＣに応じた１ビットディジタル信号列に変換することとなる。すなわち、電源電圧検出回路３４は、一定に維持されるバンドギャップ電圧が入力されても電源電圧ＶＣＣに応じたディジタル信号列を出力する、電源電圧を検出するための回路である。
【００２１】
図１に示す如く、センサ信号処理ＩＣ２６は、上記したΔΣ変調器４２以外に３つのΔΣ変調器４４，４６，４８を備えている。ΔΣ変調器４４にはヨーレートセンサ２２に接続する信号増幅器２８が、ΔΣ変調器４６には加速度センサに接続する信号増幅器３０が、また、ΔΣ変調器４８には温度変化検出回路３２が、それぞれ接続されている。
【００２２】
センサ信号処理ＩＣ２６は、クロック信号発生器５０を内蔵している。クロック信号発生器５０には、上記のヨーレートセンサ２２が有する圧電振動体の振動周期に同期して発生するトリガが供給されている。クロック信号発生器５０は、ヨーレートセンサ２２から供給されるトリガ信号に従って、ハイ／ローのパルス幅がそれぞれ例えば１２５μｓである（すなわち、クロック周波数が例えば４ｋＨｚである）クロックパルス信号を発生する。
【００２３】
クロック信号発生器５０で発生するクロックパルス信号は、各ΔΣ変調器４２〜４８に供給されている。ΔΣ変調器４２〜４８はそれぞれ、入力されるアナログ信号を、クロック信号発生器５０から供給されたクロックパルス信号を用いてその周期よりも長い一定時間間隔ごとにサンプリングして、オーバサンプリング１ビットディジタル信号に変換する。
【００２４】
図４は、本実施例の各ΔΣ変調器４２〜４８の構成図を示す。尚、図４（Ａ）には各ΔΣ変調器４２〜４８のブロック図を、また、図４（Ｂ）には各ΔΣ変調器４２〜４８の回路図を、それぞれ示す。図４に示す如く、各ΔΣ変調器４２〜４８は、２個の積分器５２，５４と、２個の遅延回路５６，５８と、比較器６０と、１ビットＤ／Ａ変換器６２とにより構成される２次のΔΣ変調器である。
【００２５】
図５は、ΔΣ変調器の次数が異なる場合のオーバサンプリング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するための図を示す。図５に示す如く、例えば同等のＳ／Ｎ比を実現するうえでは、ΔΣ変調器の次数が小さくなるほどオーバサンプリング比を大きくする必要がある。具体的には、１４ビット相当以上のＳ／Ｎ比を実現するうえでは、２次以上のΔΣ変調器においてはオーバサンプリング比が１００未満であればよいが、１次のΔΣ変調器においては１０００以上のオーバサンプリング比が必要となる。従って、２次の各ΔΣ変調器４２〜４８は、１個の積分器により構成される１次のΔΣ変調器に比して、同等のオーバサンプリング比において入力信号を精度よくディジタルデータ化することが可能である。
【００２６】
図１に示す如く、センサ装置２０は、センサ信号処理ＩＣ２６に接続するマイコン７０を備えている。マイコン７０は、４つのΔΣ変調器４４，４６，４８，４２の出力に対応して設けられた４つのディジタルフィルタ７２，７４，７６，７８を内蔵している。ディジタルフィルタ７２にはヨーレートセンサ２２のアナログ出力に応じた１ビットディジタル信号が、ディジタルフィルタ７４には加速度センサ２４のアナログ出力に応じた１ビットディジタル信号が、ディジタルフィルタ７６には温度変化検出回路３２のアナログ出力に応じた１ビットディジタル信号が、また、ディジタルフィルタ７８には電源電圧検出回路３４による電源電圧ＶＣＣに応じた１ビットディジタル信号が、それぞれ供給されている。また、ディジタルフィルタ７２〜７８にはそれらのすべてに、クロック信号発生器５０で発生するクロックパルス信号が供給されている。
【００２７】
ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞれ、クロックパルス信号の立ち上がり及び又は立ち下がりに同期して、すなわち、その信号のハイ／ローの切り換わりに同期して、供給される１ビットディジタル信号について例えばサンプル数６４個の移動平均処理を行う。従って、センサ信号処理ＩＣ２６のΔΣ変調器４２〜４８とマイコン７０のディジタルフィルタ７２〜７８とは、ΔΣ型のＡ／Ｄ変換器を構成する。
【００２８】
図６は、本実施例のセンサ装置２０の要部構成図を示す。すなわち、センサ信号処理ＩＣ２６は、図６に示す如く、多重化回路９０を備えている。多重化回路９０には、各ΔΣ変調器４２〜４８が接続されると共に、クロック信号発生器５０が接続される。多重化回路９０は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形成されたラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、クロック信号発生器５０から供給されるクロックパルス信号を最上位ビットとしかつΔΣ変調器４４，４６，４８，４２からそれぞれ供給される各１ビットディジタル信号をその順で下位のビットとする５ビットディジタルデータ列を、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣ（＝５Ｖ）との間において２^５（＝３２）値のレベルを有するアナログ電圧に変換する。
【００２９】
すなわち、多重化回路９０から出力されるアナログ電圧は、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣとの間において３２値のレベルを採ることができ、５ビットディジタルデータ列のデータ内容に応じた一のレベルを有する。このアナログ電圧の３２値の各レベルは、隣接するレベルに対してＶＣＣ／２^５だけ離間していると共に、ＶＣＣ／２^６の電圧が印加されることにより接地電圧“０”及び電源電圧ＶＣＣの双方からオフセットされている。
【００３０】
多重化回路９０には、センサ信号処理ＩＣ２６の出力ポート２６ａが接続されている。センサ信号処理ＩＣ２６の出力ポート２６ａには、通信線９２を介してマイコン７０の入力ポート７０ａが接続されている。マイコン７０は、入力ポート７０ａに接続する復調化回路９４を備えている。復調化回路９４は、入力されるアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な分解能を有している。復調化回路９４は、センサ信号処理ＩＣ２６の多重化回路９０から出力されるアナログ電圧をもとの５ビットディジタルデータ列に復調変換し、その５ビットディジタルデータ列をビットごとに分離して出力する。
【００３１】
復調化回路９４から出力されるクロックパルス信号を示す１ビットディジタル信号は、すべてのディジタルフィルタ７２〜７８に供給され、また、その他の各１ビットディジタル信号は、対応するディジタルフィルタ７２〜７８に供給される。各ディジタルフィルタ７２〜７８は、上記の如く、供給される１ビットディジタル信号について移動平均処理を行う。
【００３２】
図８は、センサ素子２２，２４の出力の非線形温度特性を表した図を示す。また、図９は、センサ素子２２，２４の出力の温度に対するヒステリシス特性を表した図を示す。図１に示す如く、ディジタルフィルタ７２〜７８には、補償演算部８２が接続されている。補償演算部８２には、マイコン７０に外付けされた補償量データメモリ８４、及び、マイコン７０に内蔵された温度履歴メモリ８６が接続されている。補償量データメモリ８４は、予め実験的に求められている図８及び図９に示す如き各センサ素子２２，２４の非線形温度特性および温度ヒステリシス特性を記憶すると共に、各センサ素子２２，２４の電源電圧特性を記憶する不揮発性メモリである。また、温度履歴メモリ８６は、温度変化検出回路３２から出力される温度データの履歴を記憶するメモリである。
【００３３】
補償演算部８２は、プログラムされている所定の補償演算式に基づいて、ディジタルフィルタ７２〜７８から供給されるヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，温度変化，電源電圧についての各データ、並びに、補償量データメモリ８４に記憶されている温度特性および電源電圧特性を示す各データに従って、ヨーレートセンサ２２の出力および加速度センサ２４の出力をそれぞれ温度変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリミングする。尚、温度変化に対するトリミングが行われる場合は、温度履歴メモリ８６に記憶される温度データの履歴に基づいて温度上昇が生じているのか或いは温度下降が生じているのかを判別し、図９に示す如きセンサ素子２２，２４の温度ヒステリシス特性に従って処理する。補償演算部８２は、センサ素子２２，２４の出力をそれぞれ温度変化分および電源電圧変動分の双方に対してトリミングした後、各データをマイコン７０の周辺機器へセンサ素子２２，２４の出力として供給する。
【００３４】
以下、本実施例のセンサ装置２０の動作について具体的に説明する。
【００３５】
上記の構成において、各センサ素子２２，２４がそれぞれ出力するアナログ信号は信号増幅器２８，３０を介して、また、温度変化検出回路３２が出力するアナログ信号および基準電圧回路４０が出力するアナログ信号は直接に、それぞれ、接地電圧“０”および電源電圧ＶＣＣを基準電圧として作動するΔΣ変調器４２〜４８に供給される。ΔΣ変調器４２〜４８に供給されたアナログ信号はそれぞれ、一定時間間隔ごとにサンプリングされ、クロックパルス信号の周期で変動するディジタル信号に変換される。この際、各ΔΣ変調器４２〜４８においては、一のトリガから次のトリガまでの期間中常に、供給されたアナログ電圧に応じた一定のディジタル出力が維持される。また、多重化回路９０には、ハイ／ローがそれぞれ一定時間間隔で切り換わるクロックパルス信号が供給される。従って、多重化回路９０において、ΔΣ変調器４２〜４８からそれぞれ供給される各１ビットディジタルデータと、クロック信号発生器５０から供給されるクロックパルス信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列が変換されたアナログ電圧は、一のトリガから次のトリガまでの期間中は、３２値のうち何れか一の値に維持される。
【００３６】
センサ信号処理ＩＣ２６（具体的には、多重化回路９０）から出力されるアナログ電圧は、クロックパルス信号と、センサ素子２２，２４の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号と、温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号と、を重畳した５ビットディジタルデータ列のデータ内容に応じた接地電圧“０”と基準電圧ＶＣＣとの間の一のレベルを有している。すなわち、センサ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナログ電圧は、クロックパルス信号の内容と、各センサ素子２２，２４の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号の内容と、温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号の内容とを含んでいる。
【００３７】
センサ信号処理ＩＣ２６から出力され、マイコン７０の入力ポート７０ａに入力されるアナログ電圧は、もとの５ビットディジタルデータ列が現れるようにディジタル信号に復調変換される。このアナログ電圧がディジタル信号に復調変換されると、その出力は、最上位ビットから順に、クロックパルス信号，ヨーレートＹＡＷのディジタルデータ，加速度Ｇのディジタルデータ，温度のディジタルデータ，電源電圧のディジタル信号を示す。この際、一のトリガから次のトリガまでの期間中は、センサ信号処理ＩＣ２６から出力されるアナログ電圧が一定値に維持されるため、復調化回路９４から出力される各ディジタル信号も一定値に維持される。
【００３８】
復調化回路９４から出力された各ビットのディジタルデータは、ディジタルフィルタ７２〜７８に供給されることにより移動平均処理される。そして、その移動平均が施された結果得られたヨーレートセンサ２２の出力信号に基づくディジタル信号および加速度センサ２４の出力信号に基づくディジタル信号はそれぞれ、補償演算部８２において移動平均が施された結果得られた温度の変化分および電源電圧の変動分の双方に対してトリミングされた後、センサ素子２２，２４の出力値としてマイコン７０の周辺機器に供給され、各種演算に用いられる。
【００３９】
図７は、ΔΣ変調器の次数が異なる場合のディジタルフィルタ出力を比較するための図を示す。尚、図７（Ａ）にはΔΣ変調器への正弦波入力波形並びにΔΣ変調器の次数ごとのディジタルフィルタからの出力波形を、また、図７（Ｂ）にはΔΣ変調器からの出力波形を、それぞれ示している。図７に示す如く、ΔΣ変調器の次数が"１"である場合、すなわち、１個の積分器を有する１次のΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦波入力に対して、ディジタルフィルタ出力の変動が大きくなる。これに対して、ΔΣ変調器の次数が"１"よりも大きな"２"以上である場合、すなわち、２次以上のΔΣ変調器が用いられる場合は、正弦波入力に対して、ディジタルフィルタ出力の変動が極めて小さく、ほとんど生じなくなる。
【００４０】
本実施例において、ΔΣ変調器４２〜４８は、上述の如く、２個の積分器５２，５４を有する２次のΔΣ変調器である。２次のΔΣ変調器においては、オーバサンプリング比が２５６であると、１６ビット相当のＳ／Ｎ比が確保される。一方、１次のΔΣ変調器においてオーバサンプリング比が２５６であると、１０ビット相当のＳ／Ｎ比しか確保されない。このため、本実施例において、ΔΣ変調器４２〜４８のオーバサンプリング比を２５６とすれば、ヨーレートＹＡＷ，加速度Ｇ，温度変化，電源電圧変動について１次のΔΣ変調器では確保できない検出精度を実現することができる。すなわち、例えば温度変化検出回路３２からの出力については、１４ビットの検出精度を要する０．５℃の温度変化をセンシングすることができる。０．５℃の温度変化がセンシングされれば、センサ素子２２，２４の温度特性が非線形であってもその温度特性に対して０．５℃の精度でトリミングすることが可能となる。
【００４１】
センサ素子２２，２４の出力についてのトリミングはそれぞれ、マイコン７０においてプログラムされている所定の補償演算式を用いてディジタル的に行われる。かかる構成においては、センサ素子２２，２４の特性がアナログ的な回路では実現が困難な非線形なもの、折れ線的なもの、或いはヒステリシスを有するものであっても、そのトリミングを簡単に実現することができる。すなわち、本実施例によれば、複雑なアナログトリミング回路を設けることなく、センサ素子２２，２４の各出力の非線形温度特性に対するトリミング、温度ヒステリシス特性に対するトリミング、及び電源電圧特性に対するトリミングを高精度に行うことができる。
【００４２】
ΔΣ変調器４２〜４８は、図４に示す如く数個のオペアンプにより構成される。また、上記の如く、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミングは、マイコン７０においてディジタル的に行われる。このため、本実施例の構成においては、Ｄ／Ａ変換器、オペアンプ、及び抵抗分圧回路を多数組み合わせて構成されるアナログトリミング回路に比してトリミングを行うための回路が簡素化されることで、その回路規模を小さくすることができ、占有チップ面積を縮小することができると共に、各信号を処理するＩＣの製造コストを低減させることができる。
【００４３】
このように、本実施例のセンサ装置２０によれば、センサ素子２２，２４の各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することが可能となっている。
【００４４】
尚、１次のΔΣ変調器においてもオーバサンプリング比を２次のΔΣ変調器のものよりも大きくすれば、その２次のΔΣ変調器と同等の検出精度を確保することはできる。しかしながら、オーバサンプリング比が大きい構成では、サンプリングを高速に行う必要があると共に、ディジタルフィルタを多くのメモリを用いて行う必要があるため、却ってコストアップが生じてしまう。また、マイコン７０が一般の１６ビットマイコンである場合、そのＲＡＭ容量は２ｋ〜４ｋバイトとなるので、ディジタルフィルタ７２〜７８においてセンサ素子２２，２４の各出力並びに温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の各出力のすべてについて１０００タップの移動平均処理が行われると、メモリが足りなくなってしまう。
【００４５】
これに対して、本実施例においては、各アナログ信号をディジタル化するうえで２次のΔΣ変調器が用いられている。このため、１次のΔΣ変調器と比較して、オーバサンプリング比をあまり大きくする必要がないので、ディジタルフィルタのためにメモリを多くすることは不要であり、また、マイコン７０が一般の１６ビットマイコンであってもメモリ不足が生ずることは抑制される。従って、本実施例のセンサ装置２０によれば、１次のΔΣ変調器を用いる構成に比して、ディジタルフィルタのためのメモリの増設によるコストアップが生ずるのを回避することができると共に、簡素な構成で各信号をＡ／Ｄ変換処理することができる。
【００４６】
また、本実施例において、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミングはマイコン７０においてディジタル的に行われる。すなわち、トリミングを行うためのアナログトリミング回路自体が存在しない。このため、本実施例の構成によれば、アナログトリミング回路によりトリミングが行われる構成において必要なアナログトリミング回路のトリミング感度を検出する必要はなく、そのトリミング感度に対するトリミングを行うことは不要である。従って、本実施例のセンサ装置２０によれば、アナログトリミング回路のトリミング感度に対するトリミングが行われないので、センサ素子２２，２４の出力のトリミングを行うために必要な特性のデータ量を少なくすることができ、その特性検出の検出時間を短縮することができ、また、より高精度のトリミングを確保することができる。
【００４７】
また、本実施例において、ヨーレートセンサ２２は一定周期の振動を生ずる圧電振動体を有し、クロック信号発生器５０はその圧電振動体の振動周期に同期して発生するトリガに従ってクロックパルス信号を発生する。この場合、クロックパルス信号を発生させるためのトリガを出力する回路を別途設けることは不要である。従って、本実施例のセンサ装置２０によれば、かかる回路を別途設けることなく、ΔΣ変調器４２〜４８におけるΔΣ変調が実現されると共に、ディジタルフィルタ７２〜７８における移動平均処理が実現されるので、装置の簡素化が図られている。
【００４８】
更に、本実施例において、センサ信号処理ＩＣ２６は、クロックパルス信号と、センサ素子２２，２４のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と、温度検出回路３２および基準電圧回路４０のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号とをアナログ多重化した後、その多重化された結果得られたアナログ電圧を単一の通信線９２を介して１ピンでマイコン７０に供給する。そして、マイコン７０は、そのアナログ電圧を５ビットディジタルデータ列に復調変換し、各１ビットディジタル信号をクロックパルス信号，ヨーレートＹＡＷのディジタルデータ，加速度Ｇのディジタルデータ，温度のディジタルデータ，電源電圧ＶＣＣのディジタルデータとして出力する。すなわち、マイコン７０は、センサ信号処理ＩＣ２６から通信線９２を介して供給されるアナログ電圧のレベル（電圧値）のみに基づいて、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号と温度変化検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力信号に基づく各１ビットディジタル信号とに復調する。
【００４９】
このように、本実施例の構成においては、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２および基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列を変換したアナログ電圧が、センサ信号処理ＩＣ２６から単一の通信線９２を介してマイコン７０に供給される。
【００５０】
このため、本実施例の構成によれば、ヨーレートセンサ２２、加速度センサ２４、温度検出回路３２、基準電圧回路４０、及びクロック信号発生器５０の各出力に基づく各ディジタル信号がそれぞれの通信線を用いてパラレルにセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ供給される構成と異なり、センサ信号処理ＩＣ２６の出力ポートの数およびマイコン４６の入力ポートの数並びに両者を接続する通信線の数が少なくてよく、通信線の数や入出力ポートの数の増大による装置の大型化が回避される。従って、本実施例によれば、センサ信号処理ＩＣ２６とマイコン７０との通信構成を削減することで、センサ装置２０の簡素化・小型化が図られ、コストの低減が図られている。
【００５１】
また、上述の如く、本実施例において、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタル信号と温度検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列は、そのデータ内容に応じたアナログ電圧に変換された後、単一の通信線９２を用いてマイコン７０に供給される。この場合には、センサ素子２２，２４の出力並びに温度検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力のすべてをマイコン７０に送信するのに多くの時間を必要としない。
【００５２】
このため、本実施例の構成によれば、センサ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタルデータが単一の通信線９２を用いて時分割にマイコン７０に供給される構成と異なり、時分割による構成の場合に送信時間の遅延を回避するために必要なクロック周波数を高くし通信レートを高くするための回路を設けることは不要である。従って、本実施例によれば、センサ装置２０の複雑化が招来する事態を回避することができると共に、高速クロックによるクロックノイズに起因してセンサ素子２２，２４の特性が影響を受けることはなく、センサ素子２２，２４の出力精度を高く維持することができる。
【００５３】
すなわち、本実施例のセンサ装置２０によれば、クロックパルス信号とセンサ素子２２，２４の出力に基づく各１ビットディジタルデータと温度検出回路３２及び基準電圧回路４０の出力に基づく各１ビットディジタル信号とを重畳した５ビットディジタルデータ列が変換されたアナログ電圧を単一の通信線９２を介してマイコン７０に供給し処理するので、装置の簡素化・小型化と信号処理の迅速性とを両立させることが可能となっている。
【００５４】
尚、上記の実施例においては、ヨーレートセンサ２２および加速度センサ２４が特許請求の範囲に記載した「物理量センサ」に、温度変化検出回路３２および電源電圧検出回路３４が特許請求の範囲に記載した「パラメータ出力手段」に、補償量データメモリ８４が特許請求の範囲に記載した「記憶手段」に、マイコン７０の補償演算部８２が特許請求の範囲に記載した「補償手段」に、温度変化検出回路３２が特許請求の範囲に記載した「温度検出回路」に、多重化回路９０が特許請求の範囲に記載した「変調手段」に、復調化回路９４が特許請求の範囲に記載した「復調手段」に、ヨーレートセンサ２２の圧電振動体が特許請求の範囲に記載した「素子」に、それぞれ相当している。
【００５５】
ところで、上記の実施例においては、出力信号がトリミングされるセンサとしてヨーレートセンサ２２及び加速度センサ２４を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、それら以外に車速等の物理量に応じたアナログ信号を出力する物理量センサを用いる構成に適用することも可能である。また、出力信号がトリミングされるセンサとして２つのセンサ素子２２，２４を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力がトリミングされるセンサとして唯一つのセンサ素子を用いる構成または３つ以上のセンサ素子を用いる構成に適用することも可能である。
【００５６】
また、上記の実施例においては、センサ素子２２，２４の出力をトリミングするための特性として温度特性および電源電圧特性の双方を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、何れか一方またはその他の特性を用いる構成に適用することも可能である。
【００５７】
また、上記の実施例においては、２次のΔΣ変調器を用いているが、３次以上のΔΣ変調器を用いることとしてもよい。ただ、次数が大きくなると入力信号に対する出力信号の遅延が著しくなるので、本実施例の如く２次のΔΣ変調器を用いることが最適である。また、上記の実施例においては、マイコン７０を用いてディジタルトリミングを行うこととしているが、マイコン以外のプロセッサ（ＤＳＰ等）やロジック回路を用いてディジタルトリミングを行うこととしてもよい。
【００５８】
また、上記の実施例においては、ΔΣ変調器４２〜４８及びディジタルフィルタ７２〜７８が用いるクロックパルス信号を生成するのに、ヨーレートセンサ２２が有する圧電振動体の振動周期に同期して発生するトリガを用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、センサ信号処理ＩＣ２６にヨーレートセンサとは別のトリガを発生する発振回路を内蔵させ、そのトリガを用いることとしてもよいし、マイコン７０においてトリガを発生させ、そのトリガを用いることとしてもよいし、また、センサ信号処理ＩＣ２６及びマイコン７０とは別の外部発振回路においてトリガを発生させ、そのトリガを用いることとしてもよい。
【００５９】
また、上記の実施例においては、各センサ素子２２，２４の非線形温度特性，温度ヒステリシス特性，電源電圧特性を記憶する補償量データメモリ８４がマイコン７０に外付けされているが、マイコン７０に内蔵されることとしてもよい。
【００６０】
更に、上記の実施例においては、クロックパルス信号と、センサ素子２２，２４のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号と、温度検出回路３２および基準電圧回路４０のアナログ信号をそれぞれΔΣ変調した結果得た各ディジタル信号とが、アナログ多重化された後にセンサ信号処理ＩＣ２６から単一の通信線９２を介してマイコン７０へ供給されているが、本発明はこれに限定されるものではなく、クロックパルス信号と他のディジタル信号とを分離してそれぞれセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ供給することとしてもよいし、更に、各ディジタル信号をも分離してセンサ信号処理ＩＣ２６からマイコン７０へ複数の通信線および複数の入出力ポートを用いて供給することとしてもよい。
【００６１】
すなわち、図１０は、本発明の変形例のセンサ装置１００の要部構成図を示す。センサ装置１００は、上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号処理ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処理ＩＣ１０２及びマイコン１０４を用いることにより実現される。尚、図１０において、上記図１及び図６に示す構成部分と同一の部分については、同一の符号を付してその説明を省略又は簡略する。
【００６２】
センサ信号処理ＩＣ１０２は、多重化回路１０６を備えている。多重化回路１０６には、各ΔΣ変調器４２〜４８が接続されている。多重化回路１０６は、例えば抵抗Ｒと抵抗２Ｒとにより回路網が形成されたラダー型Ｄ／Ａ変換器であり、ΔΣ変調器４４，４６，４８，４２からそれぞれ供給される各１ビットディジタル信号をその順で上位からのビットとする４ビットディジタルデータ列を、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣ（＝５Ｖ）との間において２⁴（＝１６）値のレベルを有するアナログ電圧に変換する。すなわち、多重化回路１０６から出力されるアナログ電圧は、接地電圧“０”と電源電圧ＶＣＣとの間において１６値のレベルを採ることができ、４ビットディジタルデータ列のデータ内容に応じた一のレベルを有する。このアナログ電圧の３２値の各レベルは、隣接するレベルに対してＶＣＣ／２^４だけ離間していると共に、ＶＣＣ／２^５の電圧が印加されることにより接地電圧“０”及び電源電圧ＶＣＣの双方からオフセットされている。
【００６３】
多重化回路１０６には、センサ信号処理ＩＣ１０２の出力ポート１０２ａが接続されている。また、センサ信号処理ＩＣ１０２が内蔵するクロック信号発生器５０には、直接に出力ポート１０２ｂが接続されている。出力ポート１０２ａには通信線１０８を介してマイコン１０４の入力ポート１０４ａが、また、出力ポート１０２ｂには通信線１１０を介してマイコン１０４の入力ポート１０４ｂが、それぞれ接続されている。マイコン１０４は、入力ポート１０４ａに接続する復調化回路１１２を備えている。復調化回路１１２は、入力されるアナログ電圧を１０ビットのデータ列に復調可能な分解能を有しており、センサ信号処理ＩＣ１０２の多重化回路１０６から出力されるアナログ電圧をもとの４ビットディジタルデータ列に復調変換し、その４ビットディジタルデータ列をビットごとに分離して出力する。
【００６４】
復調化回路１１２から出力される各１ビットディジタル信号は、対応するディジタルフィルタ７２〜７８に供給されている。また、マイコン１０４の入力ポート１０４ｂに入力されるクロックパルス信号は、すべてのディジタルフィルタ７２〜７８に供給されている。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞれ、クロックパルス信号を利用して、復調化回路１１２から供給される１ビットディジタル信号について移動平均処理を行う。
【００６５】
かかる構成においては、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔΣ変調器４２〜４８およびマイコン１０４を用いるので、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することが可能となる。
【００６６】
また、図１１は、本発明の変形例のセンサ装置２００の要部構成図を示す。センサ装置２００は、上記図１及び図６に示す構成において、センサ信号処理ＩＣ２６及びマイコン７０に代えて、センサ信号処理ＩＣ２０２及びマイコン２０４を用いることにより実現される。尚、図１１において、上記図１及び図６に示す構成部分と同一の部分については、同一の符号を付してその説明を省略又は簡略する。
【００６７】
センサ信号処理ＩＣ２０２が備えるΔΣ変調器４４〜４８には、直接に出力ポート２０２ａ，２０２ｂ，２０２ｃ，２０２ｄが接続されている。また、センサ信号処理ＩＣ２０２が内蔵するクロック信号発生器５０には、直接に出力ポート２０２ｅが接続されている。出力ポート２０２ａには通信線２０６を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ａが、出力ポート２０２ｂには通信線２０８を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｂが、出力ポート２０２ｃには通信線２１０を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｃが、出力ポート２０２ｄには通信線２１２を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｄが、出力ポート２０２ｅには通信線２１４を介してマイコン２０４の入力ポート２０４ｅが、それぞれ接続されている。
【００６８】
マイコン２０４は、入力ポート２０４ａ，２０４ｂ，２０４ｃ，２０４ｄに接続するディジタルフィルタ７２〜７８を備えている。また、すべてのディジタルフィルタ７２〜７８には、入力ポート２０４ｅが接続されている。ディジタルフィルタ７２〜７８はそれぞれ、入力ポート２０４ｅに入力されるクロックパルス信号を利用して、入力ポート２０４ａ，２０４ｂ，２０４ｃ，２０４ｄに入力される１ビットディジタル信号について移動平均処理を行う。
【００６９】
かかる構成においても、センサ素子２２，２４の出力についてのトリミングを行ううえで２次のΔΣ変調器４２〜４８およびマイコン１０４を用いるので、上記した実施例と同様に、センサ素子２２，２４の各出力についての温度変化分に対するトリミングおよび電源電圧変動分に対するトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することが可能となる。
【発明の効果】
上述の如く、請求項１乃至４記載の発明によれば、物理量センサの出力のトリミングを高精度にかつ簡素な構成で実現することができる。また、ΔΣ変調器とディジタルフィルタとの間の通信構成の簡素化と信号処理の迅速性との双方を確保することができる。
【００７１】
また、請求項５記載の発明によれば、クロックを発する回路を別途に設けることなく物理量センサの出力をΔΣ変調するので、その出力をディジタル化するための構成の簡素化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であるセンサ装置のシステム構成図である。
【図２】本実施例のセンサ装置が備える温度検出回路の構成図である。
【図３】本実施例のセンサ装置が備える電源電圧検出回路の構成図である。
【図４】本実施例のΔΣ変調器の構成図である。
【図５】ΔΣ変調器の次数が異なる場合のオーバサンプリング比とＳ／Ｎ比との関係を比較するための図である。
【図６】本実施例のセンサ装置の要部構成図である。
【図７】センサ出力の非線形温度特性を表した図である。
【図８】センサ出力の温度ヒステリシス特性を表した図である。
【図９】ΔΣ変調器の次数が異なる場合のディジタルフィルタ出力を比較するための図である。
【図１０】本発明の変形例のセンサ装置の要部構成図である。
【図１１】本発明の変形例のセンサ装置の要部構成図である。
【符号の説明】
２０，１００，２００センサ装置
２２，２６センサ素子
２６，１０２，２０２センサ信号処理ＩＣ
３２温度変化検出回路
４２〜４８ ΔΣ変調器
５０クロック信号発生器
７０，１０４，２０４マイコン
７２〜７８ディジタルフィルタ
８２補償演算部
８４補償量データメモリ
８６温度履歴メモリ
９０，１０６多重化回路
９２，１０８，１１０，２０６〜２１４通信線
９４，１１２復調化回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensor device including a physical quantity sensor that outputs a signal corresponding to a physical quantity, and more particularly to a sensor apparatus suitable for trimming the output of the physical quantity sensor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-143183, a sensor device that trims an output signal of a physical quantity sensor is known. This sensor device includes a compensation circuit that trims the output of a sensor having nonlinear characteristics with respect to temperature. Therefore, according to such a device, it is possible to realize sufficient temperature compensation for the output of a sensor having a nonlinear characteristic with respect to temperature.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional apparatus, the compensation circuit is an analog circuit composed of an operational amplifier and a resistor, so that the occupied chip area increases. In particular, in the above-described conventional apparatus, the compensation circuit includes a large number of operational amplifiers and resistors to cope with the nonlinear characteristics of the sensor, so that the circuit becomes complicated, the occupied chip area becomes excessive, and the cost increases accordingly. Will occur.
[0004]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a sensor device that can realize trimming of sensor output with high accuracy and a simple configuration.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  The object is to provide a physical quantity sensor that outputs a signal according to a physical quantity, a parameter output means that outputs a signal according to a parameter that changes characteristics of the physical quantity sensor, and a physical quantity sensor The output signal and the output signal of the parameter output means are each converted into a 1-bit digital signal.pluralA ΔΣ modulator,Modulating means for analog-multiplexing and transmitting a multi-bit digital data string on which each 1-bit digital signal output from the plurality of ΔΣ modulators is superimposed, and multi-bit digital based on the analog signal transmitted from the modulating means Demodulating means for demodulating the data string, and digital signals of each bit constituting the demodulated multi-bit digital data string output from the demodulating means, respectivelyMoving average processingpluralBased on a digital filter, storage means for storing data indicating characteristics of the physical quantity sensor with respect to the parameter, output data of the physical quantity sensor obtained as a result of filtering by the digital filter, and output data of the parameter output means Compensating means for trimming the output of the physical quantity sensor according to the data stored in the storage means, and a sensor device comprising:
  SaidpluralΔΣ modulatorRespectivelyThis is achieved by a sensor device which is a second-order or higher-order ΔΣ modulator having at least two integrators.
[0006]
  According to the first aspect of the present invention, the output of the physical quantity sensor and the output of the parameter output means are each converted into an oversampling 1-bit digital signal by a second-order or higher-order ΔΣ modulator having at least two integrators, and then moved. Averaged. The output of the physical quantity sensor is trimmed according to the data indicating the characteristic of the physical quantity sensor with respect to the parameter stored in the storage unit based on the output data subjected to the moving average process. In such a configuration, since an analog compensation circuit is not required, an excessive circuit scale is avoided. Also, in the ΔΣ modulator, the S / N ratio is improved at the same oversampling ratio as the order is larger. Therefore, the second-order or higher-order ΔΣ modulator has an input signal as compared with the primary ΔΣ modulator. Can be converted into digital data with high accuracy. Therefore, trimming of the output of the physical quantity sensor can be realized with high accuracy and a simple configuration.
By the way, if the 1-bit digital signal from the physical quantity sensor and the 1-bit digital signal from the parameter output means are respectively supplied from the ΔΣ modulator to the digital filter via separate communication lines, the communication configuration between them becomes complicated. . If both 1-bit digital signals are supplied to the digital filter from the ΔΣ modulator via a single communication line in a time division manner, processing of both signals is delayed.
In the present invention, an analog signal obtained by analog multiplexing a multi-bit digital data sequence in which a 1-bit digital signal from a physical quantity sensor and a 1-bit digital signal from a parameter output means are superimposed in parallel is supplied from a ΔΣ modulator to a digital filter. Can be performed using only one communication line, and both simplification of the communication configuration between the ΔΣ modulator and the digital filter and the speed of signal processing can be ensured.
[0007]
The physical quantity sensor has a nonlinear characteristic with respect to temperature and a hysteresis characteristic.
[0008]
Therefore, according to a second aspect of the present invention, in the sensor device according to the first aspect, the parameter output means includes a temperature detection circuit that outputs a signal corresponding to a temperature-related value that changes the characteristics of the physical quantity sensor. By doing so, the output relating to the temperature of the physical quantity sensor and the temperature of the parameter output means can be converted into digital data with high accuracy, and trimming of the sensor output with respect to the temperature can be realized with high accuracy and a simple configuration.
[0009]
In this case, as described in claim 3, in the sensor device according to claim 2, the temperature detection circuit may output a signal corresponding to a temperature change in the vicinity of the physical quantity sensor.
[0010]
Further, the physical quantity sensor has a characteristic that an output changes with a change in power supply voltage.
[0011]
Therefore, as described in claim 4, in the sensor device according to any one of claims 1 to 3, the parameter output means outputs a signal corresponding to a value relating to a power supply voltage that changes the characteristics of the physical quantity sensor. If the power supply voltage detection circuit is provided, the output of the physical quantity sensor and the output related to the power supply voltage of the parameter output means can be converted into digital data with high accuracy, and trimming of the sensor output with respect to the power supply voltage can be performed with high accuracy and simplicity Can be realized with a simple configuration.
[0014]
  Claims5As described in2. The sensor device according to claim 1, wherein at least one of the physical quantity sensors includes an element that emits a signal at a predetermined period, and each of the plurality of ΔΣ modulators outputs an output of the physical quantity sensor using a signal emitted from the element. The signal or the output signal of the parameter output means is converted into a 1-bit digital signal.The sensor device is effective in realizing digitization of the output of the physical quantity sensor with a simple configuration.
[0015]
  Claim5In the described invention, the physical quantity sensor has an element that emits a signal at a predetermined period, such as a vibration gyro of a yaw rate sensor. The ΔΣ modulator uses a clock with a constant period when ΔΣ modulation of an input signal, but in the above configuration, a signal generated by an element can be used as a clock in the ΔΣ modulator. Therefore, the output of the physical quantity sensor can be ΔΣ modulated without providing a separate circuit for generating a clock.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a system configuration diagram of a sensor device 20 mounted on a vehicle according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the sensor device 20 of this embodiment includes a yaw rate sensor 22 and an acceleration sensor 24. The yaw rate sensor 22 is composed of a vibrating gyroscope having a piezoelectric vibrating body that generates vibration with a constant period (for example, 125 μs = 8 kHz). The yaw rate sensor 22 detects vibration in a direction orthogonal to the vibration direction of the piezoelectric vibrating body caused by the Coriolis force, and outputs an electrical analog signal corresponding to the rotational angular velocity generated around the vertical axis passing through the center of gravity of the vehicle. The acceleration sensor 24 outputs an electrical analog signal corresponding to the acceleration generated in the vehicle. Hereinafter, the yaw rate sensor 22 and the acceleration sensor 24 are collectively referred to as sensor elements 22 and 24.
[0017]
The sensor elements 22 and 24 are mounted on a sensor signal processing IC 26. The sensor signal processing IC 26 has signal amplifiers 28 and 30 connected to the sensor elements 22 and 24. The signal amplifier 28 amplifies and outputs the output of the sensor element 22, and the signal amplifier 30 amplifies and outputs the output of the sensor element 24.
[0018]
The sensor signal processing IC 26 includes a temperature change detection circuit 32 and a power supply voltage detection circuit 34. The temperature change detection circuit 32 is a circuit that is disposed in the vicinity of the sensor elements 22 and 24 and includes an element having temperature characteristics, and is a circuit for detecting a temperature change in the vicinity of the sensor elements 22 and 24. . The power supply voltage detection circuit 34 is a circuit that monitors the state of the power supply that supplies the power supply voltage VCC to each element or IC.
[0019]
FIG. 2 shows a configuration diagram of the temperature change detection circuit 32 of the present embodiment. FIG. 3 shows a configuration diagram of the power supply voltage detection circuit 34 of the present embodiment. As shown in FIG. 2, the temperature change detection circuit 32 includes resistors 36 and 38 connected in series with each other between the power source and the ground. The resistor 36 and the resistor 38 are made of materials having different impurity concentrations, and have different temperature characteristics. For this reason, a resistance divided voltage Vtemp corresponding to the temperature appears at a connection point between the resistor 36 and the resistor 38. The temperature change detection circuit 32 is a circuit for detecting a temperature change that outputs a resistance divided voltage Vtemp at a connection point between the resistor 36 and the resistor 38.
[0020]
As shown in FIG. 3, the power supply voltage detection circuit 34 includes a reference voltage circuit 40 that outputs a reference voltage (for example, a band gap voltage) that is less affected by fluctuations in the power supply voltage VCC, and a ground voltage “0” and a power supply. A ΔΣ modulator 42 is provided for ΔΣ modulating the output of the reference voltage circuit 40 with reference to the voltage VCC, as will be described in detail later. When the power supply voltage VCC has a desired voltage value, the ΔΣ modulator 42 converts the input band gap voltage into a desired 1-bit digital signal sequence corresponding to the band gap voltage. On the other hand, when the power supply voltage VCC is not a desired voltage value, the ΔΣ modulator 42 changes the reference power supply voltage VCC, so that the input band gap voltage is converted into a desired 1-bit digital signal sequence. It cannot be converted, and is converted into a 1-bit digital signal sequence corresponding to the power supply voltage VCC which fluctuates from the desired value. In other words, the power supply voltage detection circuit 34 is a circuit for detecting a power supply voltage that outputs a digital signal sequence corresponding to the power supply voltage VCC even when a constant band gap voltage is input.
[0021]
As shown in FIG. 1, the sensor signal processing IC 26 includes three ΔΣ modulators 44, 46 and 48 in addition to the ΔΣ modulator 42 described above. A signal amplifier 28 connected to the yaw rate sensor 22 is connected to the ΔΣ modulator 44, a signal amplifier 30 connected to the acceleration sensor is connected to the ΔΣ modulator 46, and a temperature change detection circuit 32 is connected to the ΔΣ modulator 48. Has been.
[0022]
The sensor signal processing IC 26 includes a clock signal generator 50. The clock signal generator 50 is supplied with a trigger that is generated in synchronization with the vibration cycle of the piezoelectric vibrating body included in the yaw rate sensor 22. The clock signal generator 50 generates a clock pulse signal having a high / low pulse width of, for example, 125 μs (that is, a clock frequency of, for example, 4 kHz) according to the trigger signal supplied from the yaw rate sensor 22.
[0023]
The clock pulse signal generated by the clock signal generator 50 is supplied to each ΔΣ modulator 42-48. Each of the ΔΣ modulators 42 to 48 samples the input analog signal using a clock pulse signal supplied from the clock signal generator 50 at regular time intervals longer than the period, and performs oversampling 1-bit digital. Convert to signal.
[0024]
FIG. 4 shows a configuration diagram of each ΔΣ modulator 42 to 48 of the present embodiment. 4A is a block diagram of each ΔΣ modulator 42 to 48, and FIG. 4B is a circuit diagram of each ΔΣ modulator 42 to 48. As shown in FIG. 4, each ΔΣ modulator 42 to 48 includes two integrators 52 and 54, two delay circuits 56 and 58, a comparator 60, and a 1-bit D / A converter 62. This is a secondary ΔΣ modulator configured.
[0025]
FIG. 5 is a diagram for comparing the relationship between the oversampling ratio and the S / N ratio when the orders of the ΔΣ modulator are different. As shown in FIG. 5, for example, in order to realize an equivalent S / N ratio, it is necessary to increase the oversampling ratio as the order of the ΔΣ modulator decreases. Specifically, in order to realize an S / N ratio equivalent to 14 bits or more, the oversampling ratio may be less than 100 in the second-order or higher ΔΣ modulator, but 1000 in the first-order ΔΣ modulator. The above oversampling ratio is required. Accordingly, each of the secondary ΔΣ modulators 42 to 48 can convert the input signal into digital data with high accuracy at the same oversampling ratio as compared with the primary ΔΣ modulator constituted by one integrator. Is possible.
[0026]
As shown in FIG. 1, the sensor device 20 includes a microcomputer 70 connected to the sensor signal processing IC 26. The microcomputer 70 incorporates four digital filters 72, 74, 76, 78 provided corresponding to the outputs of the four ΔΣ modulators 44, 46, 48, 42. The digital filter 72 has a 1-bit digital signal corresponding to the analog output of the yaw rate sensor 22, the digital filter 74 has a 1-bit digital signal corresponding to the analog output of the acceleration sensor 24, and the digital filter 76 has a temperature change detection circuit 32. A 1-bit digital signal corresponding to the analog output is supplied to the digital filter 78, and a 1-bit digital signal corresponding to the power supply voltage VCC from the power supply voltage detection circuit 34 is supplied to the digital filter 78. The digital filters 72 to 78 are all supplied with a clock pulse signal generated by the clock signal generator 50.
[0027]
Each of the digital filters 72 to 78 synchronizes with the rising edge and / or falling edge of the clock pulse signal, that is, in synchronization with the high / low switching of the signal, for example, for 64 samples of the supplied 1-bit digital signal. Perform moving average processing. Therefore, the ΔΣ modulators 42 to 48 of the sensor signal processing IC 26 and the digital filters 72 to 78 of the microcomputer 70 constitute a ΔΣ type A / D converter.
[0028]
FIG. 6 shows a configuration diagram of a main part of the sensor device 20 of the present embodiment. That is, the sensor signal processing IC 26 includes a multiplexing circuit 90 as shown in FIG. The multiplex circuit 90 is connected to the ΔΣ modulators 42 to 48 and the clock signal generator 50. The multiplexing circuit 90 is a ladder type D / A converter in which a circuit network is formed by, for example, a resistor R and a resistor 2R. The clock pulse signal supplied from the clock signal generator 50 is the most significant bit and ΔΣ modulation is used. A 5-bit digital data string in which each 1-bit digital signal supplied from each of the devices 44, 46, 48, 42 is a lower bit in that order is between the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC (= 5V). 2 in⁵(= 32) Convert to an analog voltage having a value level.
[0029]
That is, the analog voltage output from the multiplexing circuit 90 can take 32 levels between the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC, and the analog voltage is one corresponding to the data content of the 5-bit digital data string. Has a level. Each of the 32 levels of this analog voltage is VCC / 2 relative to the adjacent level.⁵Are separated only by VCC / 2⁶Is offset from both the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC.
[0030]
An output port 26 a of the sensor signal processing IC 26 is connected to the multiplexing circuit 90. An input port 70a of the microcomputer 70 is connected to the output port 26a of the sensor signal processing IC 26 via a communication line 92. The microcomputer 70 includes a demodulating circuit 94 connected to the input port 70a. The demodulating circuit 94 has a resolution capable of demodulating an input analog voltage into a 10-bit data string. The demodulating circuit 94 demodulates and converts the analog voltage output from the multiplexing circuit 90 of the sensor signal processing IC 26 into the original 5-bit digital data string, and separates and outputs the 5-bit digital data string for each bit. .
[0031]
The 1-bit digital signal indicating the clock pulse signal output from the demodulating circuit 94 is supplied to all the digital filters 72 to 78, and the other 1-bit digital signals are supplied to the corresponding digital filters 72 to 78. Is done. Each of the digital filters 72 to 78 performs moving average processing on the supplied 1-bit digital signal as described above.
[0032]
  Figure8These show the figure showing the nonlinear temperature characteristic of the output of sensor elements 22 and 24. FIG. Also figure9These show the figure showing the hysteresis characteristic with respect to the temperature of the output of the sensor elements 22 and 24. FIG. As shown in FIG. 1, a compensation calculation unit 82 is connected to the digital filters 72 to 78. A compensation amount data memory 84 externally attached to the microcomputer 70 and a temperature history memory 86 built in the microcomputer 70 are connected to the compensation calculation unit 82. The compensation amount data memory 84 is experimentally obtained in advance.8And figure9The non-volatile memory stores non-linear temperature characteristics and temperature hysteresis characteristics of the sensor elements 22 and 24 as shown in FIG. The temperature history memory 86 is a memory for storing a history of temperature data output from the temperature change detection circuit 32.
[0033]
  The compensation calculation unit 82 is based on a predetermined compensation calculation formula programmed, each data on the yaw rate YAW, acceleration G, temperature change, power supply voltage supplied from the digital filters 72 to 78, and compensation amount data memory The output of the yaw rate sensor 22 and the output of the acceleration sensor 24 are trimmed for both the temperature change and the power supply voltage fluctuation, respectively, according to the data indicating the temperature characteristics and the power supply voltage characteristics stored in 84. When trimming is performed for a temperature change, it is determined whether a temperature rise or a temperature drop has occurred based on the history of temperature data stored in the temperature history memory 86. FIG.9Processing is performed according to the temperature hysteresis characteristics of the sensor elements 22 and 24 as shown in FIG. The compensation calculation unit 82 trims the output of the sensor elements 22 and 24 for both the temperature change and the power supply voltage change, and then supplies each data to the peripheral device of the microcomputer 70 as the output of the sensor elements 22 and 24. To do.
[0034]
Hereinafter, the operation of the sensor device 20 of the present embodiment will be specifically described.
[0035]
In the above configuration, the analog signals output from the sensor elements 22 and 24 are transmitted via the signal amplifiers 28 and 30, and the analog signal output from the temperature change detection circuit 32 and the analog signal output from the reference voltage circuit 40 are Directly supplied to the ΔΣ modulators 42 to 48 that operate using the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC as reference voltages, respectively. The analog signals supplied to the ΔΣ modulators 42 to 48 are sampled at regular time intervals and converted into digital signals that vary with the period of the clock pulse signal. At this time, in each of the ΔΣ modulators 42 to 48, a constant digital output corresponding to the supplied analog voltage is always maintained during the period from one trigger to the next trigger. The multiplexing circuit 90 is supplied with a clock pulse signal that switches between high and low at regular time intervals. Therefore, in the multiplexing circuit 90, a 5-bit digital data string in which each 1-bit digital data supplied from the ΔΣ modulators 42 to 48 and the clock pulse signal supplied from the clock signal generator 50 are superimposed is converted. The analog voltage is maintained at any one of the 32 values during the period from one trigger to the next.
[0036]
The analog voltage output from the sensor signal processing IC 26 (specifically, the multiplexing circuit 90) includes a clock pulse signal, each 1-bit digital signal based on the output signals of the sensor elements 22 and 24, and the temperature change detection circuit 32. And one level between the ground voltage “0” and the reference voltage VCC corresponding to the data content of the 5-bit digital data string superimposed with each 1-bit digital signal based on the output signal of the reference voltage circuit 40. ing. That is, the analog voltage output from the sensor signal processing IC 26 includes the contents of the clock pulse signal, the contents of each 1-bit digital signal based on the output signals of the sensor elements 22 and 24, the temperature change detection circuit 32, and the reference voltage circuit. And the contents of each 1-bit digital signal based on 40 output signals.
[0037]
The analog voltage output from the sensor signal processing IC 26 and input to the input port 70a of the microcomputer 70 is demodulated and converted into a digital signal so that the original 5-bit digital data string appears. When this analog voltage is demodulated and converted into a digital signal, the output is the clock pulse signal, digital data of yaw rate YAW, digital data of acceleration G, digital data of temperature, and digital signal of power supply voltage in order from the most significant bit. Show. At this time, since the analog voltage output from the sensor signal processing IC 26 is maintained at a constant value during the period from one trigger to the next trigger, each digital signal output from the demodulating circuit 94 is also maintained at a constant value. Maintained.
[0038]
The digital data of each bit output from the demodulating circuit 94 is supplied to the digital filters 72 to 78 and subjected to moving average processing. The digital signal based on the output signal of the yaw rate sensor 22 obtained as a result of the moving average and the digital signal based on the output signal of the acceleration sensor 24 are obtained as a result of the moving average being applied in the compensation calculation unit 82, respectively. After trimming both the temperature change and the power supply voltage fluctuation, the output values of the sensor elements 22 and 24 are supplied to peripheral devices of the microcomputer 70 and used for various calculations.
[0039]
  Figure7These show figures for comparing digital filter outputs when the orders of the ΔΣ modulator are different. The figure7(A) shows the sine wave input waveform to the ΔΣ modulator and the output waveform from the digital filter for each order of the ΔΣ modulator.7(B) shows an output waveform from the ΔΣ modulator. Figure7As shown in FIG. 5, when the order of the ΔΣ modulator is “1”, that is, when a first-order ΔΣ modulator having one integrator is used, the fluctuation of the digital filter output with respect to the sine wave input Becomes larger. On the other hand, when the order of the ΔΣ modulator is “2” or larger, which is larger than “1”, that is, when a ΔΣ modulator of the second or higher order is used, the digital filter output is applied to the sine wave input. Fluctuations are extremely small and hardly occur.
[0040]
In this embodiment, the ΔΣ modulators 42 to 48 are secondary ΔΣ modulators having two integrators 52 and 54 as described above. In the secondary ΔΣ modulator, when the oversampling ratio is 256, an S / N ratio corresponding to 16 bits is secured. On the other hand, if the oversampling ratio is 256 in the primary ΔΣ modulator, only an S / N ratio corresponding to 10 bits is secured. For this reason, in this embodiment, if the oversampling ratio of the ΔΣ modulators 42 to 48 is 256, the detection accuracy that cannot be secured by the primary ΔΣ modulator for the yaw rate YAW, acceleration G, temperature change, and power supply voltage fluctuation is realized. can do. That is, for example, regarding the output from the temperature change detection circuit 32, it is possible to sense a temperature change of 0.5 ° C. that requires 14-bit detection accuracy. If a temperature change of 0.5 ° C. is sensed, even if the temperature characteristics of the sensor elements 22 and 24 are non-linear, it is possible to trim the temperature characteristics with an accuracy of 0.5 ° C.
[0041]
Trimming of the outputs of the sensor elements 22 and 24 is digitally performed using a predetermined compensation arithmetic expression programmed in the microcomputer 70. In such a configuration, even if the characteristics of the sensor elements 22 and 24 are nonlinear, broken, or have a hysteresis that is difficult to realize with an analog circuit, the trimming can be easily realized. it can. That is, according to this embodiment, without providing a complicated analog trimming circuit, trimming for the non-linear temperature characteristics of the outputs of the sensor elements 22, 24, trimming for the temperature hysteresis characteristics, and trimming for the power supply voltage characteristics can be performed with high accuracy. It can be carried out.
[0042]
The ΔΣ modulators 42 to 48 are composed of several operational amplifiers as shown in FIG. Further, as described above, trimming of the outputs of the sensor elements 22 and 24 is performed digitally in the microcomputer 70. For this reason, in the configuration of this embodiment, a circuit for performing trimming is simplified as compared with an analog trimming circuit configured by combining a number of D / A converters, operational amplifiers, and resistance voltage dividing circuits. Thus, the circuit scale can be reduced, the occupied chip area can be reduced, and the manufacturing cost of the IC for processing each signal can be reduced.
[0043]
As described above, according to the sensor device 20 of the present embodiment, the trimming for the temperature change and the trimming for the power supply voltage fluctuation for each output of the sensor elements 22 and 24 can be realized with high accuracy and a simple configuration. It is possible.
[0044]
In the primary ΔΣ modulator, if the oversampling ratio is made larger than that of the secondary ΔΣ modulator, the detection accuracy equivalent to that of the secondary ΔΣ modulator can be ensured. However, in a configuration with a large oversampling ratio, it is necessary to perform sampling at a high speed, and it is necessary to perform a digital filter by using a large number of memories. Further, when the microcomputer 70 is a general 16-bit microcomputer, the RAM capacity is 2 k to 4 k bytes. Therefore, in the digital filters 72 to 78, the outputs of the sensor elements 22 and 24, the temperature change detection circuit 32, and the reference voltage circuit If 1000 taps of moving average processing is performed for all 40 outputs, the memory becomes insufficient.
[0045]
In contrast, in this embodiment, a secondary ΔΣ modulator is used to digitize each analog signal. For this reason, it is not necessary to increase the oversampling ratio so much as compared with the first-order ΔΣ modulator, so that it is not necessary to increase the memory for the digital filter, and the microcomputer 70 is a general 16-bit. Even with a microcomputer, the occurrence of memory shortage is suppressed. Therefore, according to the sensor device 20 of the present embodiment, it is possible to avoid an increase in cost due to the addition of a memory for the digital filter as compared with the configuration using the first-order ΔΣ modulator, and to simplify the configuration. Each signal can be A / D converted with a simple configuration.
[0046]
In the present embodiment, trimming of the outputs of the sensor elements 22 and 24 is performed digitally in the microcomputer 70. That is, there is no analog trimming circuit itself for trimming. Therefore, according to the configuration of the present embodiment, it is not necessary to detect the trimming sensitivity of the analog trimming circuit that is necessary in the configuration in which trimming is performed by the analog trimming circuit, and it is not necessary to perform trimming for the trimming sensitivity. Therefore, according to the sensor device 20 of the present embodiment, trimming is not performed with respect to the trimming sensitivity of the analog trimming circuit, so that the data amount of characteristics necessary for trimming the outputs of the sensor elements 22 and 24 is reduced. The characteristic detection time can be shortened, and more accurate trimming can be ensured.
[0047]
In the present embodiment, the yaw rate sensor 22 has a piezoelectric vibrating body that generates a constant period of vibration, and the clock signal generator 50 generates a clock pulse signal in accordance with a trigger generated in synchronization with the vibration period of the piezoelectric vibrating body. To do. In this case, it is not necessary to separately provide a circuit for outputting a trigger for generating the clock pulse signal. Therefore, according to the sensor device 20 of the present embodiment, ΔΣ modulation in the ΔΣ modulators 42 to 48 is realized and moving average processing in the digital filters 72 to 78 is realized without providing such a circuit separately. The device is simplified.
[0048]
Further, in the present embodiment, the sensor signal processing IC 26 includes the clock pulse signal, each digital signal obtained as a result of ΔΣ modulation of the analog signals of the sensor elements 22 and 24, and the analog of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40. Each digital signal obtained as a result of ΔΣ modulation of each signal is analog-multiplexed, and then the analog voltage obtained as a result of the multiplexing is supplied to the microcomputer 70 via a single communication line 92 with one pin. The microcomputer 70 demodulates and converts the analog voltage into a 5-bit digital data string, and converts each 1-bit digital signal into a clock pulse signal, digital data of yaw rate YAW, digital data of acceleration G, digital data of temperature, and power supply voltage VCC. Output as digital data. In other words, the microcomputer 70 is based on only the level (voltage value) of the analog voltage supplied from the sensor signal processing IC 26 via the communication line 92, and each bit based on the clock pulse signal and the output signals of the sensor elements 22 and 24. The digital signal and each 1-bit digital signal based on the output signals of the temperature change detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40 are demodulated.
[0049]
  Thus, in the configuration of this embodiment, each 1-bit digital signal based on the clock pulse signal and the outputs of the sensor elements 22 and 24, and each 1-bit digital signal based on the outputs of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40, An analog voltage obtained by converting a 5-bit digital data string superimposed with the signal is sent from the sensor signal processing IC 26 to a single communication line.92Is supplied to the microcomputer 70.
[0050]
For this reason, according to the configuration of this embodiment, each digital signal based on each output of the yaw rate sensor 22, the acceleration sensor 24, the temperature detection circuit 32, the reference voltage circuit 40, and the clock signal generator 50 is connected to each communication line. Unlike the configuration in which the sensor signal processing IC 26 supplies the microcomputer 70 in parallel, the number of output ports of the sensor signal processing IC 26, the number of input ports of the microcomputer 46, and the number of communication lines connecting the two may be small. An increase in the size of the apparatus due to an increase in the number of communication lines and the number of input / output ports is avoided. Therefore, according to the present embodiment, by reducing the communication configuration between the sensor signal processing IC 26 and the microcomputer 70, the sensor device 20 can be simplified and downsized, and the cost can be reduced.
[0051]
Further, as described above, in this embodiment, each 1-bit digital signal based on the clock pulse signal and the outputs of the sensor elements 22 and 24 and each 1-bit digital signal based on the outputs of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40 are used. The superimposed 5-bit digital data string is converted into an analog voltage corresponding to the data content, and then supplied to the microcomputer 70 using a single communication line 92. In this case, it does not require much time to transmit all of the outputs of the sensor elements 22 and 24 and the outputs of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40 to the microcomputer 70.
[0052]
For this reason, according to the configuration of this embodiment, unlike the configuration in which each 1-bit digital data based on the outputs of the sensor elements 22 and 24 is supplied to the microcomputer 70 in a time division manner using a single communication line 92, In the case of the configuration by division, it is not necessary to provide a circuit for increasing the clock frequency and increasing the communication rate necessary for avoiding the transmission time delay. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to avoid a situation in which the sensor device 20 is complicated, and the characteristics of the sensor elements 22 and 24 are not affected by clock noise due to the high-speed clock. The output accuracy of the sensor elements 22 and 24 can be maintained high.
[0053]
That is, according to the sensor device 20 of the present embodiment, each 1-bit digital data based on the clock pulse signal and the outputs of the sensor elements 22 and 24 and each 1-bit digital signal based on the outputs of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40. Is supplied to the microcomputer 70 via the single communication line 92 to process the analog voltage converted from the 5-bit digital data string, and thus simplifies and miniaturizes the apparatus and speeds up the signal processing. It is possible to make it.
[0054]
In the above embodiment, the yaw rate sensor 22 and the acceleration sensor 24 are described in the “physical quantity sensor” in the claims, and the temperature change detection circuit 32 and the power supply voltage detection circuit 34 are described in the claims. In the “parameter output means”, the compensation amount data memory 84 is in the “storage means” described in the claims, and the compensation calculation unit 82 of the microcomputer 70 is in the “compensation means” in the claims. 32 is a “temperature detection circuit” described in the claims, a multiplexing circuit 90 is the “modulation means” described in the claims, and a demodulation circuit 94 is the “demodulation means” described in the claims. In addition, the piezoelectric vibrating body of the yaw rate sensor 22 corresponds to an “element” recited in the claims.
[0055]
In the above-described embodiment, the yaw rate sensor 22 and the acceleration sensor 24 are used as sensors for trimming the output signal. However, the present invention is not limited to this, and other physical quantities such as a vehicle speed can be used. The present invention can also be applied to a configuration using a physical quantity sensor that outputs a corresponding analog signal. In addition, although the two sensor elements 22 and 24 are used as sensors whose output signals are trimmed, the present invention is not limited to this, and a configuration in which only one sensor element is used as a sensor whose output is trimmed or It is also possible to apply to a configuration using three or more sensor elements.
[0056]
In the above embodiment, both the temperature characteristic and the power supply voltage characteristic are used as the characteristics for trimming the outputs of the sensor elements 22 and 24. However, the present invention is not limited to this. It is also possible to apply to a configuration using one or other characteristics.
[0057]
In the above embodiment, a second-order ΔΣ modulator is used, but a third-order or higher ΔΣ modulator may be used. However, since the delay of the output signal with respect to the input signal becomes significant as the order increases, it is optimal to use a secondary ΔΣ modulator as in this embodiment. In the above embodiment, digital trimming is performed using the microcomputer 70, but digital trimming may be performed using a processor (DSP or the like) other than the microcomputer or a logic circuit.
[0058]
Further, in the above embodiment, the trigger generated in synchronization with the vibration cycle of the piezoelectric vibrating body included in the yaw rate sensor 22 to generate the clock pulse signals used by the ΔΣ modulators 42 to 48 and the digital filters 72 to 78. However, the present invention is not limited to this, and the sensor signal processing IC 26 may include an oscillation circuit that generates a trigger different from the yaw rate sensor, and the trigger may be used. A trigger may be generated at 70 and the trigger may be used, or the trigger may be generated and used by an external oscillation circuit different from the sensor signal processing IC 26 and the microcomputer 70.
[0059]
In the above-described embodiment, the compensation amount data memory 84 for storing the nonlinear temperature characteristics, temperature hysteresis characteristics, and power supply voltage characteristics of the sensor elements 22 and 24 is externally attached to the microcomputer 70. It may be done.
[0060]
Further, in the above embodiment, the clock pulse signal, the digital signals obtained as a result of ΔΣ modulation of the analog signals of the sensor elements 22 and 24, and the analog signals of the temperature detection circuit 32 and the reference voltage circuit 40 are respectively ΔΣ. Each digital signal obtained as a result of modulation is analog-multiplexed and then supplied from the sensor signal processing IC 26 to the microcomputer 70 via the single communication line 92. However, the present invention is not limited to this. Alternatively, the clock pulse signal and other digital signals may be separated and supplied from the sensor signal processing IC 26 to the microcomputer 70, respectively, and each digital signal may also be separated from the sensor signal processing IC 26 to the microcomputer 70. Supply may be made using a plurality of communication lines and a plurality of input / output ports.
[0061]
That is, FIG. 10 shows a main part configuration diagram of a sensor device 100 according to a modification of the present invention. The sensor device 100 is realized by using the sensor signal processing IC 102 and the microcomputer 104 in place of the sensor signal processing IC 26 and the microcomputer 70 in the configuration shown in FIGS. 10, parts that are the same as the parts shown in FIGS. 1 and 6 are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted or simplified.
[0062]
The sensor signal processing IC 102 includes a multiplexing circuit 106. Each of the ΔΣ modulators 42 to 48 is connected to the multiplexing circuit 106. The multiplexing circuit 106 is a ladder type D / A converter in which a circuit network is formed by, for example, a resistor R and a resistor 2R, and each 1-bit digital signal supplied from the ΔΣ modulators 44, 46, 48, and 42, respectively. A 4-bit digital data string having bits from the higher order in that order is 2 between the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC (= 5 V).^Four(= 16) Convert to an analog voltage having a value level. That is, the analog voltage output from the multiplexing circuit 106 can take a 16-level level between the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC, and is one according to the data content of the 4-bit digital data string. Has a level. Each of the 32 levels of this analog voltage is VCC / 2 relative to the adjacent level.⁴Are separated only by VCC / 2⁵Is offset from both the ground voltage “0” and the power supply voltage VCC.
[0063]
An output port 102 a of the sensor signal processing IC 102 is connected to the multiplexing circuit 106. Further, the output port 102 b is directly connected to the clock signal generator 50 built in the sensor signal processing IC 102. The input port 104a of the microcomputer 104 is connected to the output port 102a via the communication line 108, and the input port 104b of the microcomputer 104 is connected to the output port 102b via the communication line 110, respectively. The microcomputer 104 includes a demodulating circuit 112 connected to the input port 104a. The demodulating circuit 112 has a resolution capable of demodulating the input analog voltage into a 10-bit data string, and is based on the analog voltage output from the multiplexing circuit 106 of the sensor signal processing IC 102. Demodulated and converted into a data string, the 4-bit digital data string is separated into bits and output.
[0064]
Each 1-bit digital signal output from the demodulating circuit 112 is supplied to the corresponding digital filters 72 to 78. The clock pulse signal input to the input port 104b of the microcomputer 104 is supplied to all the digital filters 72 to 78. Each of the digital filters 72 to 78 performs a moving average process on the 1-bit digital signal supplied from the demodulating circuit 112 using the clock pulse signal.
[0065]
  In such a configuration, the secondary ΔΣ modulators 42 to 48 and the microcomputer are used for trimming the outputs of the sensor elements 22 and 24.1Since 04 is used, it is possible to realize trimming for the temperature change and trimming for the power supply voltage fluctuation for each output of the sensor elements 22 and 24 with high accuracy and a simple configuration as in the above-described embodiment. Become.
[0066]
Moreover, FIG. 11 shows the principal part block diagram of the sensor apparatus 200 of the modification of this invention. The sensor device 200 is realized by using the sensor signal processing IC 202 and the microcomputer 204 in place of the sensor signal processing IC 26 and the microcomputer 70 in the configuration shown in FIGS. In FIG. 11, the same components as those shown in FIGS. 1 and 6 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted or simplified.
[0067]
Output ports 202a, 202b, 202c, and 202d are directly connected to the ΔΣ modulators 44 to 48 included in the sensor signal processing IC 202. An output port 202e is directly connected to the clock signal generator 50 built in the sensor signal processing IC 202. The input port 204a of the microcomputer 204 is connected to the output port 202a via the communication line 206, the input port 204b of the microcomputer 204 is connected to the output port 202b via the communication line 208, and the microcomputer is connected to the output port 202c via the communication line 210. The input port 204c of 204 is connected to the output port 202d via the communication line 212, and the input port 204d of the microcomputer 204 is connected to the output port 202e via the communication line 214. .
[0068]
The microcomputer 204 includes digital filters 72 to 78 connected to the input ports 204a, 204b, 204c, and 204d. In addition, an input port 204e is connected to all the digital filters 72 to 78. Each of the digital filters 72 to 78 performs a moving average process on the 1-bit digital signals input to the input ports 204a, 204b, 204c, and 204d using the clock pulse signal input to the input port 204e.
[0069]
    Even in this configuration, since the secondary ΔΣ modulators 42 to 48 and the microcomputer 104 are used for trimming the outputs of the sensor elements 22 and 24, each of the sensor elements 22 and 24 is similar to the above-described embodiment. It is possible to realize trimming with respect to the temperature change of the output and trimming with respect to the power supply voltage fluctuation with high accuracy and a simple configuration.
【The invention's effect】
  As described above, according to the first to fourth aspects of the invention, trimming of the output of the physical quantity sensor can be realized with high accuracy and a simple configuration.Further, both simplification of the communication configuration between the ΔΣ modulator and the digital filter and the speed of signal processing can be ensured.
[0071]
  Claims5According to the described invention, since the output of the physical quantity sensor is ΔΣ-modulated without separately providing a circuit for generating a clock, the configuration for digitizing the output can be simplified.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a system configuration diagram of a sensor device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a temperature detection circuit provided in the sensor device of the present embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram of a power supply voltage detection circuit included in the sensor device of the present embodiment.
FIG. 4 is a configuration diagram of a ΔΣ modulator of the present embodiment.
FIG. 5 is a diagram for comparing the relationship between an oversampling ratio and an S / N ratio when the orders of ΔΣ modulators are different.
FIG. 6 is a main part configuration diagram of the sensor device of the present embodiment.
FIG. 7 is a diagram showing nonlinear temperature characteristics of sensor output.
FIG. 8 is a diagram showing temperature hysteresis characteristics of sensor output.
FIG. 9 is a diagram for comparing digital filter outputs when the orders of ΔΣ modulators are different.
FIG. 10 is a configuration diagram of a main part of a sensor device according to a modification of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram of a main part of a sensor device according to a modification of the present invention.
[Explanation of symbols]
20, 100, 200 sensor device
22, 26 Sensor element
26, 102, 202 Sensor signal processing IC
32 Temperature change detection circuit
42-48 ΔΣ modulator
50 clock signal generator
70, 104, 204 Microcomputer
72-78 Digital filter
82 Compensation calculation section
84 Compensation amount data memory
86 Temperature history memory
90,106 Multiplexing circuit
92, 108, 110, 206-214 Communication line
94,112 Demodulation circuit

Claims

A physical quantity sensor that outputs a signal according to a physical quantity, a parameter output means that outputs a signal according to a parameter that changes the characteristics of the physical quantity sensor, an output signal of the physical quantity sensor, and an output signal of the parameter output means are each 1 A plurality of delta-sigma modulators for converting to bit digital signals, a modulation means for analog-multiplexing and transmitting a multi-bit digital data sequence on which each 1-bit digital signal output from the plurality of delta-sigma modulators is superimposed, and the modulation means The demodulating means for demodulating the analog signal transmitted from the original into a multi-bit digital data sequence and the moving average processing of the digital signal of each bit constituting the demodulated multi-bit digital data sequence output from the demodulating means a plurality of digital filters, the relative said parameter physical quantity Se Storage means for storing data indicating the characteristics of the sensor, and the storage means based on the output data of the physical quantity sensor and the output data of the parameter output means obtained as a result of filtering by the digital filter. Compensating means for trimming the output of the physical quantity sensor according to the data, and a sensor device comprising:
Wherein the plurality of ΔΣ modulator respectively, sensor device which is a second or higher order ΔΣ modulator having at least two integrators.

The sensor device according to claim 1, wherein the parameter output unit includes a temperature detection circuit that outputs a signal corresponding to a temperature-related value that changes a characteristic of the physical quantity sensor.

The sensor device according to claim 2, wherein the temperature detection circuit outputs a signal corresponding to a temperature change in the vicinity of the physical quantity sensor.

4. The sensor device according to claim 1, wherein the parameter output unit includes a power supply voltage detection circuit that outputs a signal corresponding to a value related to a power supply voltage that changes a characteristic of the physical quantity sensor. 5. .

At least one of the physical quantity sensors has an element that emits a signal at a predetermined period;
Each of the plurality of ΔΣ modulator, No placement claim 1 Symbol and converting the output signal of the output signal or the parameter output means of said physical quantity sensor 1 bit digital signal by using the signal emitted by the device Sensor device.