JP4032192B2

JP4032192B2 - Drive control method of vibration feeder

Info

Publication number: JP4032192B2
Application number: JP08021498A
Authority: JP
Inventors: 裕彦村田; 昌伸冨田
Original assignee: 神鋼電機株式会社
Priority date: 1998-03-12
Filing date: 1998-03-12
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2018-03-12
Also published as: JPH11255313A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は振動フィーダの駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
振動フィーダには各種機器が開発されているが、例えば振動パーツフィーダにおいては、電磁石によりボウルを捩り振動させることにより、その内部に形成したスパイラル状のトラックに沿って部品を搬送して次工程に供給するようにしている。
【０００３】
然るに、このような振動パーツフィーダにおいても、電磁石に供給する電流の周波数をその機械系の共振周波数に一致するか、近い周波数にして効率化を図っている。例えば、その振動変位はコイルに印加する電圧との位相差を１８０度とするように電圧周波数を制御するのであるが、図１０は、その従来例の駆動制御回路を示すものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１０は従来例としての電圧と振動変位の位相差を検出する回路を含む回路であるが、クロック発生器５１、このクロックパルスを受けるカウンタ５２、このデジタル出力をアナログ変換するＤ／Ａコンバータ５３、カウンタ５２のデジタル出力を割り込み入力させるＤ型のフリップフロップ５５、コンパレータ５６から成っている。コンパレータ５６のプラス端子に振動変位Ｓを入力するときには、Ｄ型のフリップフロップ５５の出力は電圧５４と振動変位Ｓとの位相差を表すものであるが、これが１８０度以下であるか以上であるかによって、クロック発生器５１のクロック発生周波数を増減させる。よってカウンタ５２のカウンタ速度が増減し、Ｄ／Ａコンバータ５３のアナログ出力としての電圧５４の周波数も増減する。よって振動パーツフィーダの振動系の共振周波数にほぼ一致する駆動周波数で電磁石を励磁するのであるが、振動変位Ｓがコンパレータ５６のプラス端子に入力されると、その極性に応じて６０で示すような矩形パルスが得られるのであるが、この立ち上がりによりＤ型フリップフロップのデータを更新するようにしている。
【０００５】
カウンタ５２はクロック発生器５１のパルスをカウントしているのであるが、そのカウント値に応じて８ビットの出力端子が０、１と変化する。コンパレータ５６の出力の立ち上がりエッヂによりＤ型フリップフロップ５５のデータが更新されるのであるが、この立ち上がり時のカウンタ５２のデジタル値から電圧波形５４のどのレベルで発生したかが正確に検出されるはずである。すなわちカウンタ値が０で負から正へのゼロクロスポイントＰ₁ 、１２８のデジタル値で正から負へのゼロクロスポイントＰ₂ 、２５６のデジタル値で負から正へのゼロクロスポイントＰ₃ を表している。この間のあるデジタル値をＤ型のフリップフロップ５５が出力すると、これがすなわち電圧５４との位相差を表すことになる。
【０００６】
図１１で示すように、図１０における電圧５４を増巾してコイルに印加されるのであるが、このコイル電圧Ｖが図示するように時間とともに変動する。Ｐ点が正から負へのゼロクロスポイント、Ｐ’が負から正へのゼロクロスポイントである。これに対して振動変位はＢで示すように共振状態ではコイル電圧Ｖに対して１８０度位相が遅れているのであるが、この負から正へのゼロクロスポイントＱ、又は正から負へのゼロクロスポイントＱ₀ が点Ｐ及び点Ｐ’と図示するように時刻が一致していれば、共振状態で可動部が振動しているのであるが、コイル電圧ＶのＰ点又はＰ’点での振動変位Ｓの値が正又は負であれば、共振状態からずれていることを表わす。すなわち、点Ｑ又は点Ｑ₀ がＰ又はＰ’より図において右方にある場合、すなわち、振動変位の位相が共振状態より進んでいる場合には、加振周波数が共振周波数より大であることを表わし、この場合には、クロック発生器５１の発生周波数を減少させる。また逆に点Ｑ又は点Ｑ₀ が図示するより左方にある場合、すなわち、点Ｐ又は点Ｐ’の時刻において振動変位Ｓが正なる場合には、加振周波数は共振周波数より低いので、共振周波数にすべくクロック発生器５１の周波数を上昇させる。
【０００７】
従来例では、コンパレータ５６の出力６０の立ち上がりでカウンタ５２の出力、すなわち振動変位Ｓと電圧５４の位相差を検出している。
【０００８】
然るに、図１２に示すように振動センサには図１２に示すようなノイズが含まれており、これはμ−ｓｅｃオーダの高い周波数のノイズであるが、ａ、ｂ、ｃ、ｄ・・・ｈと変化し、図示するようにｆからｇにノイズが変化した時、振動変位は負から正に変化する。これをコンパレータの出力で読み取ったのでは、実際には振動変位Ｓは正からの負の立ち下がりゼロクロスであるので、１８０°ずれてしまい、カウンタ５２のデジタル値を読んでは電圧と振動変位との位相差を検出することができない。
【０００９】
上記欠点を除去するためには、例えばコンパレータの出力端子にフィルタを接続して、この高周波としてのノイズを除去することが考えられる。然しながら、このフィルタにより実際の振動の位相差を知りたいにもかかわらず、この位相を遅らせてしまうことになる。これでは正確な位相差を求めることは出来ない。本発明はこれに鑑みてなされ、常に電圧と振動との位相差を正確に検出することが出来る振動フィーダの駆動制御方法を提供することを課題とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
以上の課題は、クロックパルス発生器と、該クロックパルス発生器のクロックパルスをカウントするカウンタと、該カウンタのデジタル出力に同期した正弦波を発生する正弦波発生器と、振動フィーダの可動部の振動を検出する振動センサと、該振動センサの出力を受けるコンパレータとを備え、前記正弦波発生器の出力により、前記振動フィーダの加振部を駆動し、前記カウンタのデジタル出力から前記正弦波発生器の出力である正弦波のゼロクロスポイント又は所定の位相を検出し、該ゼロクロスポイントにおける前記コンパレータの出力から、加振力と前記振動フィーダの可動部の振動との間の位相差を検出するようにした振動フィーダの駆動制御方法において、デジタル値設定手段を設け、該デジタル値設定手段の設定デジタル値と前記カウンタのデジタル出力値とを比較し、これらが一致したときの、前記コンパレータの出力の正、負から、前記加振力と前記振動フィーダの可動部の振動との間の位相差が所定の位相差より大か小かを検出し、該検出に基づいて、前記クロックパルスの発生器の発生する周波数を増減させて、前記振動フィーダの可動部の振動と前記加振力との位相差を前記所定の位相差とするようにしたことを特徴とする振動フィーダの駆動制御方法、によって解決される。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施の形態による振動フィーダの駆動制御方法を示すが、従来例の回路部分については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。すなわち、本発明の実施の形態によれば、コンパレータ７０の一方の入力端子にカウンタ５２の８ビットの出力端子が接続され、もう一方の端子にはその８ビットに対応して８個の位相設定スイッチ７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄ、７１ｅ、７１ｆ、７１ｇ及び７１ｈから成る位相設定器７１が設けられている。これらは一端は直流電源ＶＣＣに接続され、下端は０ボルト（接地）に接続されており、このＶＣＣに可動接点ａが接続することにより、デジタル値１が設定される。従って、カウンタ５２の“１２８”のデジタル値を設定する場合には、７１ａのスイッチが電圧ＶＣＣに接続される。これらはそれぞれコンパレータ７０に接続される。コンパレータ７０はカウンタ５２からのデジタル値と設定器７１からのデジタル値を比較して一致すれば、一致信号をスイッチ７２に供給してこれを閉じる。このスイッチ７２の一方の端子にはコンパレータ７３が接続されており、他方の端子にはクロック発生器５１のクロックパルスの発生周波数を増減させるための制御器７４が接続されている。コンパレータ７３の一方の入力端子には振動フィーダの可動部に近接して設けられた振動センサの出力Ｓが供給される。また、他方の入力端子は０ボルトに接続される。図１の構成によって形成される電圧指令５４には図２及び図３に示す処理が行われる。
【００１２】
すなわち、図１によって形成される正弦波の電圧指令５４は図３に示すコンパレータ８２の入力端子に供給され、またこの他方の入力端子には図２のＡに示す三角波Ｔが供給される。この出力は図２のＢに示すような短形波であり、そのパルス幅は公知のように正弦波５４の高さより低い三角波Ｔの持続時間である。これがゲートドライバ８３に供給され、この出力は図５に明示されるチョッパ回路Ｑに供給される。すなわち、図３においてはトランジスタはスイッチング素子であるから、これを概念的に示すが、これは図５に明示されるようにトランジスタ８４及びダイオード８７の直列回路が図示する極性で直流電源ＶＣ／ＯＶ（接地）との間に接続され、更にこれと並列にダイオード８６とトランジスタ８５の直列回路がやはり図示する極性で接続されている。このダイオード８７及びトランジスタ８４の接点と他方のトランジスタ８５とダイオード８６の接点との間に振動パーツフィーダの電磁石のコイルＣが接続されている。ゲートドライバ８３の出力は図５におけるトランジスタ８４、８５のベース電極に印加され、コンパレータ８０の出力がハイ（High）の時、すなわち、短形パルスが発生している時にはこのトランジスタ８１、８５を導通状態にする。よってコイルＣの両端には図２に示す出力端子間電圧が得られる。
【００１３】
以上の構成において、カウンタ５２はデジタル出力を正弦波発生器５３’（マイコンで構成される）に供給するのであるが、カウンタ５２の出力がｓｉｎθの角度θに当たり、この角度θに応じたデジタル出力をｓｉｎθのデジタル値として発生する。従って符号に示した電圧指令５４の波形はアナログ的に示してあるが、実際には時間的にそのデジタル値を正弦的に変化させるデジタル出力である。
【００１４】
本発明の第１の実施の形態は以上のように構成されるが、次にその作用について説明する。
【００１５】
振動パーツフィーダの電磁石に交流を通電して駆動すると、公知のようにボウルは捩り振動を行うのであるが、この振動変位Ｓを検出するセンサの出力は図１においてコンパレータ７３の一方の入力端子に供給される。これにより、コンパレータ７３の出力は図１において左方に図示するような振動変位Ｓが正である場合には正である信号Ｓ₁ を発生し、負であれば負なる信号Ｓ₂ を発生する。これがスイッチ７２がオンの時に制御器７４に供給される。
【００１６】
他方、クロックパルス発生器５１のクロックはカウンタ５２に供給され、このカウンタ数に同期して正弦波発生器５３’からはその右方に示すような正弦波の電圧５４を発生する。本実施の形態によれば、８ビットであるので、正弦波発生器５３’の出力はデジタル値が０であれば正弦波形の０であり、カウンタ５２のデジタル値が増大すると共に正弦波形５４の出力が大となり、デジタル値１２８で１８０度に相当して正から負へとゼロクロスする。更にこれから負でその出力を増大させ、カウント値が２５６或はオーバーフロー０において負から正へのゼロクロスポイントを通過する。なお、デジタル設定器７１のスイッチ７１ａ…７１ｈは今、１２８に対応するデジタル値が得られた時に一致するとしているので、スイッチ７１ａは“１”となっており、これがカウンタ５２のデジタル値と比較されてコンパレータ７０の出力はこれが設定値と一致すると一致信号を発生し、スイッチ７２を閉じる。この時にコンパレータ７３の出力がＳ、すなわち正であれば、この大きさに応じて制御器７４においてクロックパルス発生器８１の発生周波数を更に増大させるべく制御する。また負であれば、この大きさに応じて減少させるべく制御する。この繰り返しにより、振動パーツフィーダを共振状態におく。
【００１７】
図３で示すコンパレータ８２の一方の入力端子に電圧指令５４が供給され、この出力がゲートドライバ８３を介して図５に示すトランジスタ８４、８５に供給されるのであるが、電磁コイルＣの両端間の電圧は図６Ａに示すように変化する。他方、電流はＢに示すように正弦的に変化するが、常に一方向のみに流れる。すなわち、電流は常に零より大である。一方、振動変位はＣで示すように正常に変化する正弦振動である。このように図６Ｃで示すにおいて、図６Ａの電圧を得るために正弦波発生器５３’の出力５４がパルス巾変調（ＰＷＭ）されて、トランジスタ８４、８５に供給される。図６のＡ、Ｂ、Ｃは共振状態での各波形を表しているが、電流は電圧に対し位相が９０度遅れ、変位は１８０度位相が遅れている。
【００１８】
本発明の第１の実施の形態は以上のように構成され、作用するのであるが、従来のように振動センサの出力に上述したようなノイズが加わっていたとしてもコンパレータ７３の出力は従来のように短形波の立ち上がり又は立ち下がりを読むのではなくてこのハイレベルＳ₁ またはローレベルＳ₂ を読むだけであるので、確実に電圧指令５４と振動変位Ｓとの位相差に応じてクロック発生器５１の周波数を増大させるか、減少させるかして迅速に、振動フィーダを共振状態で振動させることができる。
【００１９】
図７は本発明の第２の実施の形態による電圧形成回路を示すが、図１の回路は同じであり、電圧指令５４が図４に示す回路を介して図７の回路Ｗに供給される。すなわち、直流電源と接地との間には第１トランジスタ９４及び第２トランジスタ９７が電磁コイルＣを介して接続され、更に第３トランジスタ９５と第４トランジスタ９６がこれらとたすきがけにして電磁コイルＣを介して接続される。これらトランジスタ９４ないし９７には、並列に保護ダイオード９４ａ、９５ａ、９６ａ及び９７ａが接続されている。更に、図４に示すようにノット素子８９がトランジスタ９５と９６のベース電極に接続される。従って、第１と第２、９４、９７及び第３と第４のトランジスタ９５、９６は交互にオン、オフされる。
【００２０】
これにより、図８Ａに示すような電圧（図２Ｃの短形パルスと等価）がコイルＣの両端に得られ、またこのときには図８Ｂに示すように正、負に変化する正弦波の電流が得られる。従って、加振力は電流の二乗であるから、図８Ｃで示すような波形の加振力を得、これにより駆動される振動パーツフィーダのボウルは、電圧の周波数の倍の周波数でほゞ正弦振動を行なう。このような振動変位が図１におけるコンパレータ７３の一方の入力端子に供給される。このときにも、周波数が倍であるので、負から正へのゼロクロスが一サイクルおきで電圧の正から負へのゼロクロスと一致すれば、共振状態にあるので、これを考慮してコンパレータの出力すなわちゼロクロスにおける振動変位の正、負からクロック発生器５１の発生周波数を増減させる。
【００２１】
また、本発明の第３の実施の形態によれば、板ばねに圧電素子が貼着され、これに図１に示す電圧指令５４が印加され、このときには電磁コイルを介していないので、電圧と加振力とは同相である。従って、共振状態では、図９Ａ、Ｂで示すような位相関係で共振状態になる。この場合は図９Ａ、Ｂで明らかなように、電圧の正の最大値において、変位が負から正に移るゼロクロスポイントである時が共振状態である。従って、図１において電圧波形５４の正の最大値の時のカウンター５２のデジタル値は６４であるので、６ビット目が１である場合に電圧波形５４の正の最大値であるので、位相設定器７１におけるスイッチ７１ｂが１となった時にコンパレータ７０は一致信号をスイッチ７０に供給し、これを閉じる。図９Ｂから明らかなように、コンパレータ７３の出力が負である場合には位相は遅れており、従って、クロック発生器５１の発生周波数を減少させる。逆に、コンパレータ７３の出力が正である場合には、クロック発生器５１の発生周波数を増大させる。この繰り返しにより、圧電素子を使った場合の機械振動系の共振状態を得ることができる。
【００２２】
以上、本発明の各実施例について説明したが、もちろん本発明はこれらに限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて種々の変形が可能である。
【００２３】
例えば、以上の第１、第２実施の形態では、正弦波発生器５３’の出力である電圧指令が、正から負へのゼロクロスにおいて振動変位が正であるか負であるかにより、クロックパルス発生器５１を調節するようにした。また第３の実施の形態の電圧指令のピーク時、すなわち、カウンタ５２が８ビットである場合には、デジタル値６４において振動変位が正であるか負であるかにより、位相のずれを検出してクロックパルス発生器５１の発生周波数を増減させるようにしているが、電圧指令５４の任意の位相差で、振動変位がゼロクロスするように制御してもよい。
【００２４】
更に又、上記実施の形態では、振動フィーダの振動変位と電圧指令との位相差を検出するようにしたが、これに代えて振動フィーダの速度又は加速度と位相差を比べてもよい。電磁コイルを用いる場合には、電流は９０度位相が遅れるとしているのであるが更にこの位相遅れを厳密に求めて電圧指令の比較すべき位相を位相差設定手段に設定してもよい。
【００２５】
また、以上の実施例においてはカウンタ５２は８ビットであったが、更に精度を上げるために、このビット数を８ビット以上としてもよい。この場合にはもちろんこのビット数に応じて設定デジタル値を構成するスイッチの数を増大させる。
【００２６】
また以上の実施の形態では、加振力が一定方向の振動フィーダについて説明したが、楕円振動パーツフィーダのように垂直方向の加振器及び水平方向の加振器を有する振動フィーダにも適用可能である。この場合には垂直方向の振動変位と水平方向の振動変位との位相差を所定の値にする必要があるが、この場合に垂直方向の電圧と水平方向の電圧との間には、上記の所定の位相差を得るように共振点からどれだけずれているかに応じた位相差だけずらしているのであるが、この電圧とこの方向の振動変位との位相差が上記所定の位相差値になるように図１の構成を用いてもよい。
【００２７】
なお、以上の実施の形態では、カウンタ５２の出力を受けて正弦波を形成するのに正弦波発生器５３’を用いたがこれに代えて従来例のＤＡコンバータ５３を用いてもよい。
【００２８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の振動フィーダの駆動制御方法によれば、加振力に対応する電圧と可動部の振動との位相差を、確実にかつ正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】振動フィーダの駆動制御方法の制御回路のブロック図である。
【図２】同ブロック図に接続されるＰＷＭ回路の作用を示すグラフである。
【図３】同ＰＷＭ回路のブロック図である。
【図４】ＰＷＭ回路に接続される両極性回路の回路図である。
【図５】同両極性回路の詳細な回路図である。
【図６】同回路の作用を示すチャートで、Ａは電圧、Ｂは電流、Ｃは振動変位の時間的変化を示すチャートである。
【図７】同ＰＷＭ回路が接続されるフルブリッジ回路の回路図である。
【図８】同回路の作用を示し、Ａは電圧の時間的変化を示し、Ｂは電流の時間的変化、Ｃは加振力の時間的変化、Ｄは振動変位の時間的変化を示す。
【図９】本発明の第３の実施の形態によるＰＷＭ回路が適用される機械振動系の作用を示すチャートで、Ａは電圧、すなわち加振力の時間的変化、Ｂは振動変位の時間的変化を示す。
【図１０】従来例の振動フィーダの駆動制御方法を示す駆動回路のブロック図である。
【図１１】電圧、振動変位の時間的変化を示すチャートで、Ａはコイルに印加される電圧の時間的変化、Ｂは同電圧が印加されたときの振動変位の時間的変化を示す。
【図１２】図１１で示す振動変位の詳細を示すチャートである。
【符号の説明】
５１クロック発生器
５２カウンタ
５３’ 正弦波発生器
７０コンパレータ
７１デジタル値設定器
７１ａデジタル値設定スイッチ
７１ｂデジタル値設定スイッチ
７１ｃデジタル値設定スイッチ
７１ｄデジタル値設定スイッチ
７１ｆデジタル値設定スイッチ
７１ｇデジタル値設定スイッチ
７１ｈデジタル値設定スイッチ
７２スイッチ
７３コンパレータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive control method for a vibration feeder.
[0002]
[Prior art]
Various devices have been developed for vibrating feeders.For example, in vibrating parts feeders, the bowl is torsionally vibrated by an electromagnet to convey parts along a spiral track formed in the inside of the bowl for the next process. I am trying to supply.
[0003]
However, even in such a vibrating parts feeder, the frequency of the current supplied to the electromagnet is equal to or close to the resonance frequency of the mechanical system in order to improve efficiency. For example, the vibration displacement controls the voltage frequency so that the phase difference with the voltage applied to the coil is 180 degrees. FIG. 10 shows a conventional drive control circuit.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 10 shows a circuit including a circuit for detecting a phase difference between a voltage and a vibration displacement as a conventional example, but a clock generator 51, a counter 52 for receiving this clock pulse, and a D / A converter 53 for converting this digital output into analog. , And a D-type flip-flop 55 and a comparator 56 for inputting the digital output of the counter 52 as an interrupt. When the vibration displacement S is input to the plus terminal of the comparator 56, the output of the D-type flip-flop 55 represents the phase difference between the voltage 54 and the vibration displacement S, which is equal to or greater than 180 degrees. Thus, the clock generation frequency of the clock generator 51 is increased or decreased. Therefore, the counter speed of the counter 52 increases and decreases, and the frequency of the voltage 54 as the analog output of the D / A converter 53 also increases and decreases. Therefore, the electromagnet is excited at a drive frequency that substantially matches the resonance frequency of the vibration system of the vibration parts feeder. When the vibration displacement S is input to the plus terminal of the comparator 56, as indicated by 60 in accordance with its polarity. Although a rectangular pulse is obtained, the data of the D-type flip-flop is updated at this rising edge.
[0005]
The counter 52 counts the pulses of the clock generator 51, and the 8-bit output terminal changes to 0 and 1 according to the count value. The data of the D-type flip-flop 55 is updated by the rising edge of the output of the comparator 56, and the level of the voltage waveform 54 should be accurately detected from the digital value of the counter 52 at the rising edge. It is. That is, the zero cross point P ₁ from negative to positive when the counter value is 0, the zero cross point P ₂ from positive to negative with a digital value of 128, and the zero cross point P ₃ from negative to positive with a digital value of 256. If a D-type flip-flop 55 outputs a certain digital value in the meantime, this represents a phase difference from the voltage 54.
[0006]
As shown in FIG. 11, the voltage 54 in FIG. 10 is amplified and applied to the coil, but this coil voltage V varies with time as shown. P point is a zero cross point from positive to negative, and P ′ is a zero cross point from negative to positive. On the other hand, as shown by B, the vibration displacement is 180 degrees out of phase with respect to the coil voltage V in the resonance state, but this zero cross point Q from negative to positive or zero cross point from positive to negative. If Q ₀ coincides with point P and point P ′ as shown in the figure, the movable part vibrates in the resonance state, but the vibration displacement at point P or P ′ of coil voltage V If the value of S is positive or negative, it indicates that the resonance state is deviated. That is, when the point Q or the point Q ₀ is on the right side of the figure from P or P ′, that is, when the phase of the vibration displacement is ahead of the resonance state, the excitation frequency is greater than the resonance frequency. In this case, the frequency generated by the clock generator 51 is decreased. Conversely, when the point Q or the point Q ₀ is on the left side of the drawing, that is, when the vibration displacement S is positive at the time of the point P or the point P ′, the excitation frequency is lower than the resonance frequency. The frequency of the clock generator 51 is increased to reach the resonance frequency.
[0007]
In the conventional example, the output of the counter 52, that is, the phase difference between the vibration displacement S and the voltage 54 is detected at the rise of the output 60 of the comparator 56.
[0008]
However, as shown in FIG. 12, the vibration sensor includes noise as shown in FIG. 12, which is noise at a high frequency on the order of μ-sec, but a, b, c, d... When the noise changes from f to g as shown in the figure, the vibration displacement changes from negative to positive. When this is read by the output of the comparator, the vibration displacement S is actually a negative falling zero cross from the positive, and thus it is shifted by 180 °. Reading the digital value of the counter 52, the voltage and vibration displacement The phase difference cannot be detected.
[0009]
In order to eliminate the above drawbacks, for example, it is conceivable to connect a filter to the output terminal of the comparator to remove the noise as a high frequency. However, although this filter wants to know the phase difference of the actual vibration, this phase is delayed. This makes it impossible to obtain an accurate phase difference. This invention is made in view of this, and makes it a subject to provide the drive control method of the vibration feeder which can always detect the phase difference of a voltage and a vibration correctly.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The above-described problems include a clock pulse generator, a counter that counts clock pulses of the clock pulse generator, a sine wave generator that generates a sine wave synchronized with the digital output of the counter, and a movable part of the vibration feeder. A vibration sensor for detecting vibration; and a comparator for receiving the output of the vibration sensor. The excitation unit of the vibration feeder is driven by the output of the sine wave generator, and the sine wave is generated from the digital output of the counter. Detecting a zero-cross point or a predetermined phase of a sine wave that is an output of the detector, and detecting a phase difference between the excitation force and the vibration of the movable part of the vibration feeder from the output of the comparator at the zero-cross point. In the vibration feeder drive control method, the digital value setting means is provided, and the digital value setting means The digital output value of the counter is compared, and when they match, the phase difference between the excitation force and the vibration of the movable part of the vibration feeder is determined from the positive and negative of the output of the comparator. Detecting whether it is larger or smaller than the phase difference, and increasing or decreasing the frequency generated by the clock pulse generator based on the detection, the phase difference between the vibration of the movable part of the vibration feeder and the excitation force is determined. This is solved by a drive control method for a vibration feeder, wherein the predetermined phase difference is set.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a drive control method for a vibration feeder according to a first embodiment of the present invention. The circuit portions of the conventional example are given the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. That is, according to the embodiment of the present invention, the 8-bit output terminal of the counter 52 is connected to one input terminal of the comparator 70, and the eight terminals corresponding to the 8-bit are set to the other terminal. A phase setter 71 comprising switches 71a, 71b, 71c, 71d, 71e, 71f, 71g and 71h is provided. One end of these is connected to the DC power supply VCC, and the lower end is connected to 0 volt (ground), and the digital value 1 is set by connecting the movable contact a to this VCC. Accordingly, when setting the digital value “128” of the counter 52, the switch 71a is connected to the voltage VCC. These are each connected to a comparator 70. The comparator 70 compares the digital value from the counter 52 with the digital value from the setting device 71 and if they match, supplies a match signal to the switch 72 and closes it. A comparator 73 is connected to one terminal of the switch 72, and a controller 74 is connected to the other terminal for increasing / decreasing the clock pulse generation frequency of the clock generator 51. One input terminal of the comparator 73 is supplied with an output S of a vibration sensor provided close to the movable part of the vibration feeder. The other input terminal is connected to 0 volts. The voltage command 54 formed by the configuration of FIG. 1 is subjected to the processing shown in FIGS.
[0012]
1 is supplied to the input terminal of the comparator 82 shown in FIG. 3, and the triangular wave T shown in FIG. 2A is supplied to the other input terminal. This output is a short wave as shown in FIG. 2B, and its pulse width is the duration of the triangular wave T lower than the height of the sine wave 54 as is known. This is supplied to the gate driver 83, and this output is supplied to the chopper circuit Q clearly shown in FIG. That is, in FIG. 3, since the transistor is a switching element, this is conceptually shown. As clearly shown in FIG. 5, the series circuit of the transistor 84 and the diode 87 has the polarity shown in the DC power supply VC / OV. In addition, a series circuit of a diode 86 and a transistor 85 is connected in parallel with the polarity shown in the figure. An electromagnet coil C of the vibration parts feeder is connected between the contacts of the diode 87 and the transistor 84 and the contact of the other transistor 85 and the diode 86. The output of the gate driver 83 is applied to the base electrodes of the transistors 84 and 85 in FIG. 5. When the output of the comparator 80 is high, that is, when a short pulse is generated, the transistors 81 and 85 are turned on. Put it in a state. Therefore, the voltage between the output terminals shown in FIG.
[0013]
In the above configuration, the counter 52 supplies a digital output to the sine wave generator 53 ′ (configured by a microcomputer). The output of the counter 52 hits the angle θ of sin θ, and the digital output corresponding to the angle θ. As a digital value of sin θ. Therefore, although the waveform of the voltage command 54 shown in the code is shown in an analog form, it is actually a digital output that changes its digital value sinusoidally over time.
[0014]
The first embodiment of the present invention is configured as described above. Next, the operation thereof will be described.
[0015]
When the electromagnet of the vibration part feeder is driven by applying an alternating current, the bowl performs torsional vibration as is well known. The output of the sensor for detecting this vibration displacement S is applied to one input terminal of the comparator 73 in FIG. Supplied. As a result, the output of the comparator 73 generates a positive signal S ₁ when the vibration displacement S as shown on the left in FIG. 1 is positive, and generates a negative signal S ₂ when negative. . This is supplied to the controller 74 when the switch 72 is on.
[0016]
On the other hand, the clock of the clock pulse generator 51 is supplied to the counter 52, and a sine wave voltage 54 as shown on the right side is generated from the sine wave generator 53 'in synchronization with the counter number. According to the present embodiment, since it is 8 bits, the output of the sine wave generator 53 ′ is 0 of the sine waveform if the digital value is 0, and the digital value of the counter 52 increases and the sine waveform 54 increases. The output becomes large, and the digital value 128 corresponds to 180 degrees and zero-crosses from positive to negative. Further, the output is increased with a negative value, and the count value passes the zero cross point from negative to positive at 256 or overflow 0. The switches 71a... 71h of the digital setting device 71 now match when a digital value corresponding to 128 is obtained, so that the switch 71a is “1”, which is compared with the digital value of the counter 52. When the output of the comparator 70 matches the set value, a coincidence signal is generated and the switch 72 is closed. At this time, if the output of the comparator 73 is S, that is, positive, the controller 74 controls to further increase the frequency generated by the clock pulse generator 81 according to the magnitude. If it is negative, control is made to decrease in accordance with this magnitude. By repeating this, the vibrating parts feeder is placed in a resonance state.
[0017]
A voltage command 54 is supplied to one input terminal of the comparator 82 shown in FIG. 3, and this output is supplied to the transistors 84 and 85 shown in FIG. The voltage changes as shown in FIG. 6A. On the other hand, the current changes sinusoidally as indicated by B, but always flows in only one direction. That is, the current is always greater than zero. On the other hand, the vibration displacement is a sinusoidal vibration that changes normally as indicated by C. 6C, the output 54 of the sine wave generator 53 ′ is pulse width modulated (PWM) and supplied to the transistors 84 and 85 to obtain the voltage of FIG. 6A. In FIG. 6, A, B, and C represent respective waveforms in the resonance state, but the current is delayed in phase by 90 degrees with respect to the voltage, and the displacement is delayed by 180 degrees in phase.
[0018]
The first embodiment of the present invention is configured and operates as described above. Even if the noise described above is added to the output of the vibration sensor as in the prior art, the output of the comparator 73 is the same as the conventional one. Thus, instead of reading the rising or falling edge of the square wave, it is only necessary to read the high level S ₁ or the low level S ₂ , so that the clock is surely determined according to the phase difference between the voltage command 54 and the vibration displacement S. The vibration feeder can be vibrated in a resonant state quickly by increasing or decreasing the frequency of the generator 51.
[0019]
FIG. 7 shows a voltage forming circuit according to the second embodiment of the present invention, but the circuit of FIG. 1 is the same, and the voltage command 54 is supplied to the circuit W of FIG. 7 via the circuit shown in FIG. . That is, the first transistor 94 and the second transistor 97 are connected between the DC power source and the ground via the electromagnetic coil C, and the third transistor 95 and the fourth transistor 96 are also used as an electromagnetic coil C. Connected through. Protective diodes 94a, 95a, 96a and 97a are connected to these transistors 94 to 97 in parallel. Further, a knot element 89 is connected to the base electrodes of the transistors 95 and 96 as shown in FIG. Accordingly, the first and second transistors 94 and 97 and the third and fourth transistors 95 and 96 are alternately turned on and off.
[0020]
As a result, a voltage as shown in FIG. 8A (equivalent to the short pulse in FIG. 2C) is obtained at both ends of the coil C, and at this time, a sine wave current changing positively and negatively as shown in FIG. 8B is obtained. It is done. Therefore, since the exciting force is the square of the current, the waveform of the exciting force as shown in FIG. 8C is obtained, and the bowl of the vibrator parts feeder driven by this is approximately sinusoidal at a frequency twice the frequency of the voltage. Vibrate. Such vibration displacement is supplied to one input terminal of the comparator 73 in FIG. Also at this time, since the frequency is double, if the zero cross from negative to positive coincides with the zero cross from positive to negative every other cycle, it is in a resonance state. That is, the frequency generated by the clock generator 51 is increased or decreased from the positive or negative vibration displacement at the zero cross.
[0021]
Further, according to the third embodiment of the present invention, the piezoelectric element is attached to the leaf spring, and the voltage command 54 shown in FIG. 1 is applied thereto. At this time, since the electromagnetic coil is not passed, The excitation force is in phase. Therefore, in the resonance state, the resonance state is obtained with the phase relationship as shown in FIGS. 9A and 9B. In this case, as is apparent from FIGS. 9A and 9B, the resonance state is at the zero cross point at which the displacement shifts from negative to positive at the maximum positive value of voltage. Accordingly, in FIG. 1, the digital value of the counter 52 when the voltage waveform 54 is the maximum positive value is 64, so that when the sixth bit is 1, the voltage waveform 54 is the maximum positive value. When the switch 71b in the device 71 becomes 1, the comparator 70 supplies a coincidence signal to the switch 70 and closes it. As is apparent from FIG. 9B, when the output of the comparator 73 is negative, the phase is delayed, and therefore the frequency generated by the clock generator 51 is decreased. Conversely, when the output of the comparator 73 is positive, the frequency generated by the clock generator 51 is increased. By repeating this, it is possible to obtain the resonance state of the mechanical vibration system when the piezoelectric element is used.
[0022]
As mentioned above, although each Example of this invention was described, of course, this invention is not limited to these, A various deformation | transformation is possible based on the technical idea of this invention.
[0023]
For example, in the first and second embodiments described above, the clock command depends on whether the voltage command that is the output of the sine wave generator 53 'is positive or negative in the zero crossing from positive to negative. The generator 51 was adjusted. Further, at the peak of the voltage command of the third embodiment, that is, when the counter 52 is 8 bits, the phase shift is detected depending on whether the vibration displacement is positive or negative in the digital value 64. The frequency generated by the clock pulse generator 51 is increased or decreased. However, the vibration displacement may be controlled to zero-cross with an arbitrary phase difference of the voltage command 54.
[0024]
Furthermore, in the above-described embodiment, the phase difference between the vibration displacement of the vibration feeder and the voltage command is detected, but instead, the speed or acceleration and the phase difference of the vibration feeder may be compared. In the case of using an electromagnetic coil, the phase of the current is assumed to be delayed by 90 degrees, but the phase delay may be determined more strictly and the phase to be compared with the voltage command may be set in the phase difference setting means.
[0025]
In the above embodiment, the counter 52 is 8 bits. However, in order to further improve the accuracy, the number of bits may be 8 bits or more. In this case, of course, the number of switches constituting the set digital value is increased according to the number of bits.
[0026]
In the above embodiment, the vibration feeder having a constant excitation force has been described. However, the present invention can also be applied to a vibration feeder having a vertical vibrator and a horizontal vibrator such as an elliptical vibration parts feeder. It is. In this case, it is necessary to set the phase difference between the vibration displacement in the vertical direction and the vibration displacement in the horizontal direction to a predetermined value. In this case, between the vertical voltage and the horizontal voltage, The phase difference is shifted according to how far the resonance point is shifted so as to obtain a predetermined phase difference. The phase difference between this voltage and the vibration displacement in this direction becomes the predetermined phase difference value. Thus, the configuration of FIG. 1 may be used.
[0027]
In the above embodiment, the sine wave generator 53 ′ is used to generate the sine wave by receiving the output of the counter 52, but a conventional DA converter 53 may be used instead.
[0028]
【The invention's effect】
As described above, according to the vibration feeder drive control method of the present invention, the phase difference between the voltage corresponding to the excitation force and the vibration of the movable part can be detected reliably and accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a control circuit of a vibration feeder drive control method;
FIG. 2 is a graph showing an operation of a PWM circuit connected to the block diagram.
FIG. 3 is a block diagram of the PWM circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram of a bipolar circuit connected to a PWM circuit.
FIG. 5 is a detailed circuit diagram of the bipolar circuit.
FIG. 6 is a chart showing the operation of the circuit, wherein A is a voltage, B is a current, and C is a chart showing a temporal change in vibration displacement.
FIG. 7 is a circuit diagram of a full bridge circuit to which the PWM circuit is connected.
FIGS. 8A and 8B show the operation of the circuit, in which A indicates a temporal change in voltage, B indicates a temporal change in current, C indicates a temporal change in excitation force, and D indicates a temporal change in vibration displacement.
FIG. 9 is a chart showing an operation of a mechanical vibration system to which a PWM circuit according to a third embodiment of the present invention is applied, where A is a voltage, that is, a temporal change in an excitation force, and B is a temporal change in vibration displacement. Showing change.
FIG. 10 is a block diagram of a drive circuit showing a drive control method for a vibration feeder of a conventional example.
FIG. 11 is a chart showing temporal changes in voltage and vibration displacement, in which A represents a temporal change in voltage applied to the coil and B represents a temporal change in vibration displacement when the same voltage is applied.
12 is a chart showing details of vibration displacement shown in FIG.
[Explanation of symbols]
51 Clock Generator 52 Counter 53 'Sine Wave Generator 70 Comparator 71 Digital Value Setting Switch 71a Digital Value Setting Switch 71b Digital Value Setting Switch 71c Digital Value Setting Switch 71d Digital Value Setting Switch 71f Digital Value Setting Switch 71g Digital Value Setting Switch 71h Digital value setting switch 72 Switch 73 Comparator

Claims

A clock pulse generator, a counter for counting clock pulses of the clock pulse generator, a sine wave generator for generating a sine wave synchronized with the digital output of the counter, and a vibration for detecting vibrations of a movable part of the vibration feeder A sensor and a comparator that receives the output of the vibration sensor, the excitation unit of the vibration feeder is driven by the output of the sine wave generator, and the digital output of the counter is the output of the sine wave generator A vibration feeder configured to detect a zero cross point or a predetermined phase of a sine wave and detect a phase difference between an excitation force and vibration of a movable part of the vibration feeder from an output of the comparator at the zero cross point. In the drive control method,
A digital value setting means is provided, and the digital value setting means compares the set digital value with the digital output value of the counter, and when they match, from the positive and negative of the output of the comparator, the excitation force and Detecting whether the phase difference between the vibration of the movable part of the vibration feeder is larger or smaller than a predetermined phase difference, and based on the detection, increasing or decreasing the frequency generated by the clock pulse generator, A drive control method for a vibration feeder, wherein a phase difference between a vibration of a movable part of the vibration feeder and the excitation force is set to the predetermined phase difference.

The drive control method for the vibration feeder according to claim 1, wherein the predetermined phase difference is 90 degrees or 180 degrees.

The vibration feeder drive control method according to claim 1, wherein the vibration is any one of vibration displacement, vibration speed, and vibration acceleration.