JP4025246B2

JP4025246B2 - Array antenna communication device

Info

Publication number: JP4025246B2
Application number: JP2003165743A
Authority: JP
Inventors: 浩久平山; 亨羽田; 嘉彦竹内; 幸治吹野; 良男宮沢
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2003-06-10
Filing date: 2003-06-10
Publication date: 2007-12-19
Anticipated expiration: 2023-06-10
Also published as: CN100574143C; CN1574684A; HK1073399A1; JP2005005910A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナを用いて送受信アンテナ・パターンを制御する通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
空間的に離間させて配置された複数のアンテナで受信された各信号を適切に加算合成することにより、希望波の到来方向にビームを有し、かつ干渉波の到来方向にヌルを有する受信アンテナ・パターンを形成して、希望信号を選択的に受信するアダプティブ・アレイ・アンテナを備えた通信装置が知られている。この通信装置で送信を行う場合には、希望局の方向にビームを有し、かつ干渉局の方向にヌルを有する送信アンテナ・パターンを形成するのが望ましい。これにより、希望局の方向にビームを形成することで希望局方向に選択的に送信電力を振り向けることができ、また干渉局方向にヌルを向けることで干渉局にとっては本通信装置からの干渉を受けないこととなり、本通信装置と希望局の組と独立して通信を行っている干渉局に影響を与えにくくなる意味で有効である。
【０００３】
ここで、図５を参照して、従来のアダプティブ・アレイ・アンテナを備えた通信装置５０について説明する。なお、ここでは、一例として、送受周波数は同一で、時分割で送受通信を行い、また４本のアンテナ５２を空間的に離間させて配置したアダプティブ・アレイ・アンテナを用いる場合について説明する。
【０００４】
まずは、受信時の処理について説明する。アンテナ５２で受信された信号は、送信／受信を切り替える送受切替器５４（図５では受信時の接続状態を示している）を経由して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５６で増幅された後、ミキサ５８に入力され、ここでローカル発信器６０からのローカル周波数と掛け合わされることにより中間周波数（ＩＦ）に変換される。次に、信号は、ＩＦフィルタ６２により受信周波数付近の周波数信号とされた後、ＩＦ増幅器６４にて増幅され、ミキサ６６に入力され、ここでローカル発信器６８からのローカル周波数とミキシングされてベースバンド信号に変換される。次に、信号は、ローパスフィルタ７０によって必要帯域幅に弁別され、アナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ）７２にてデジタル信号に変換される。４つのアンテナ５２における受信信号はそれぞれこのようにしてベースバンド信号に変換される。これらの信号は受信側処理部７４に入力され、ここで振幅及び位相により特徴付けられる重み付け（係数：ｗ１〜ｗ４）が行われた後に加算され、受信信号として処理される。アンテナで受信された信号には、希望局信号のみならず干渉局信号も含まれるが、アダプティブ・アレイ処理部７６において参照信号および受信信号に基づいて適切に重みづけ係数（受信重みづけ値）を決定することで、受信信号から干渉局信号を除去して希望局信号のみを受信することができる。この処理に関しては非特許文献１に詳しい。
【０００５】
次に、送信時の処理について説明する。送信側処理部７８は、入力される送信信号を４分割して、それぞれに重み付けを行う。ここで、送信時の重み付け値として、受信時の重み付けの値を用いる場合がある。これは、送信信号と受信信号の相反性を利用して、受信アンテナ・パターンと同様のビーム、ヌルを有する送信アンテナ・パターンを形成するという考えに基づくものである。さて、分割され重みづけされた各信号は、デジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）８０、ローパスフィルタ８２を経由してミキサ８４に入力され、ここでローカル周波数によるミキシングによってＩＦ周波数に変換される。次に、信号は、ＩＦフィルタ８６によってフィルタリングされ、ＩＦ増幅器８８によって増幅された後、ミキサ９０に入力され、ここで、ローカル周波数によるミキシングによってＲＦ周波数に変換される。そして、信号は、送信電力増幅器（ＰＡ）９２、および送受切替器５４を経由してアンテナ５２から送信される。
【０００６】
さて、上述した従来技術では、送信時の重み付けパターンと受信時の重み付けパターンとを同じにした。これは、アンテナ５２以降の空間での信号の相反性に基づくが、無線部では、送信信号の通過する送信部（ＴＸ）と受信信号の通過する受信部（ＲＸ）とは異なるため、相反性が成立しない。したがって、上記従来技術のように、送信側処理部７８で受信側処理部７４で用いたのと同一の重み付け値を用いても、受信時と同一の送信指向性を得ることはできなかった。すなわち、ＴＸ側を通過する送信信号の位相回転量および振幅変化量は、ＲＸ側を通過する受信信号の位相回転量および振幅変化量と異なるため、送信信号がＴＸを通過してアンテナに達したときの信号の振幅および位相が、受信信号が受信される場合の振幅および位相と異なるので、送受信で同じ重み付けを行ったのでは、送信と受信とで、アンテナ・パターン、ビーム方向およびヌル方向が異なるものとなってしまうのである。
【０００７】
したがって、この種のアダプティブ・アレイ・アンテナを備える通信装置では、４系統のそれぞれについて、送信部（ＴＸ）における送信信号の位相回転量が受信部（ＲＸ）における受信信号の位相回転量と同一となり、かつ、送信部（ＴＸ）における送信信号の振幅変化量が受信部（ＲＸ）における受信信号の振幅変化量とアンテナ間で共通の一定倍率となるように、適切な調整を行う必要がある。
【０００８】
このような場合、通常、４系統の全ての受信部（ＲＸ）について振幅変化量と位相回転量とが相互で一定値となるように調整され（受信側キャリブレーション）、また４系統の全ての送信部（ＴＸ）について振幅変化量と位相回転量とが相互で一定値となるように調整される（送信側キャリブレーション）。かかる調整は、受信側処理部７４において各系統（各受信部）に対して設けられた振幅・位相補正部９４、および送信側処理部７８において各系統（各送信部）に対して設けられた振幅・位相補正部９６にて行われる。このキャリブレーション（校正）は、具体的には、特許文献１や特許文献２に開示されるように、各系統で受信側または送信側に切り替え、受信信号が受信部（ＲＸ）を通過する際の振幅と位相と、送信信号が送信部（ＴＸ）を通過する際の振幅と位相とを順次測定して行う。
【０００９】
【特許文献１】
特許第３３３２９１１号公報
【特許文献２】
特表２００３−５０１９７１号公報
【特許文献３】
特開２００１−５３６６３号公報
【非特許文献１】
菊間信良著，「アレーアンテナによる適応信号処理」，初版，株式会社科学技術出版，１９９８年１１月
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１あるいは特許文献２に開示される方法では、複数系統のそれぞれについて順次送信／受信に切り替えて通過する際の振幅と位相を順次測定するため、キャリブレーションが完了するまでに時間を要するという問題があった。さらに、キャリブレーションの実施中に、新たに振幅変化、位相回転が生じ、精度良くキャリブレーションを行うのが難しいという問題があった。そして、一般的には、キャリブレーション実施中に送信部および受信部を特性変化の無い状況に保つことは極めて難しく、その対策として特許文献３に開示されるような運用時に常時キャリブレーションを並行して継続するという非常に手間のかかるキャリブレーションを実施せざるを得ない場合も多かった。
【００１１】
加えて、希望局、干渉局からの信号のレベルは希望局、干渉局までの距離などによって大きく変動するため、受信部には一般に自動利得調整機構（ＡＧＣ）が設けられているが、この自動利得調整機構を設けたことで、受信レベルの変化により受信部相互間で振幅変化量と位相回転量に差が生じることがあり、折角行ったキャリブレーション補正値が実際には有効に利用できない場合も多かった。
【００１２】
さらに、受信側の振幅・位相補正部に何らかの異常が生じ、適切な補正を行えない状態となった場合、それによる誤差は受信側処理部の重み付け値に上乗せされる。そして、さらにその誤差の上乗せされた重み付け値が送信側に用いられるため、送信アンテナ・パターンと受信アンテナ・パターンとが大きく異なるものとなってしまうという問題があった。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるアレイアンテナ通信装置は、複数の単位アンテナを含むアダプティブ・アレイ・アンテナを用いる通信装置であって、上記単位アンテナ毎に設けられ少なくとも送信電力増幅器を含むＲＦ送信系回路と、上記単位アンテナ毎に上記ＲＦ送信系回路と並列に設けられるＲＦ受信系回路であって少なくとも低雑音増幅器を含むＲＦ受信系回路と、上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路に単位アンテナの他方側で共通に接続される双方向ベクトル変調器と、複数の双方向ベクトル変調器に接続される分配・合成部と、上記分配・合成部に接続される送受信部（ＴＲＸ）と、上記双方向ベクトル変調器を制御して複数の単位アンテナをアダプティブ・アレイ・アンテナとして機能させるアダプティブ処理部と、上記ＲＦ受信系回路のそれぞれと上記アダプティブ処理部との間に設けられる受信部（ＲＸ）と、を備え、各単位アンテナに対応する上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路について、それらを信号が通過する際の振幅変化量相互の差および位相回転量相互の差が各単位アンテナ間でほぼ等しく、アダプティブ処理部は、次の式（１１）〜（１５）による修正ＲＬＳアルゴリズム
【数３】

Ｘ（ｉ）：複素入力ベクトル、ｒ（ｉ）：参照信号、ｉ：サンプル時間に対応する正の整数、Ｈ：複素共役転置、＊：複素共役、α：０＜α≦１を満たす実数、κ：０＜κ＜１を満たす実数、δ：正の定数、Ｉ：単位行列、
を用いて算出した所定の収束条件を満たす複素ウエイトベクトルＷ（ｍ＋１）に基づいて上記双方向ベクトル変調器を制御する。
【００１４】
また本発明にかかるアレイアンテナ通信装置は、複数の単位アンテナを含むアダプティブ・アレイ・アンテナを用いる通信装置であって、上記単位アンテナ毎に設けられ少なくとも送信電力増幅器を含むＲＦ送信系回路と、上記単位アンテナ毎に上記ＲＦ送信系回路と並列に設けられるＲＦ受信系回路であって少なくとも低雑音増幅器を含むＲＦ受信系回路と、上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路に単位アンテナの他方側で共通に接続される双方向ベクトル変調器と、複数の双方向ベクトル変調器に接続される分配・合成部と、上記分配・合成部に接続される送受信部（ＴＲＸ）と、上記双方向ベクトル変調器を制御して複数の単位アンテナをアダプティブ・アレイ・アンテナとして機能させるアダプティブ処理部と、上記ＲＦ受信系回路のそれぞれと上記アダプティブ処理部との間に設けられる受信部（ＲＸ）と、を備え、各単位アンテナに対応する上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路について、それらを信号が通過する際の振幅変化量相互の差および位相回転量相互の差が各単位アンテナ間でほぼ等しく、アダプティブ処理部は、次の式（２１）〜（２５）による修正ＲＬＳアルゴリズム
【数４】

Ｘ（ｉ）：複素入力ベクトル、ｒ（ｉ）：参照信号、ｉ：サンプル時間に対応する正の整数、Ｈ：複素共役転置、＊：複素共役、α：０＜α≦１を満たす実数、κ：０＜κ＜１を満たす実数、δ：正の定数、Ｉ：単位行列、
を用いて算出した所定の収束条件を満たす複素ウエイトベクトルＷ（ｍ＋１）に基づいて上記双方向ベクトル変調器を制御する。
【００１５】
上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、さらに、各単位アンテナに対応する上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路について、それらを信号が通過する際の遅延時間がほぼ等しいのが好適である。
【００１６】
上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、各単位アンテナに対応する上記ＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路のうち少なくともいずれか一方には、上記振幅変化量、位相回転量、および遅延時間のうち少なくとも一つを調整するための調整部が設けられるのが好適である。
【００１７】
上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、同一の通信相手に対し同一周波数で送受信を行う時分割双方向通信装置であるのが好適である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について図１を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかる通信装置１０の要部の一例を示すブロック図である。なお、本実施形態では、４つのアンテナ（単位アンテナ）１２によってアダプティブ・アレイ・アンテナが構成される場合の例について説明する。
【００１９】
各アンテナ１２に入力された信号は、送受切替器１４，２０が受信側に接続されている状態で、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１６および低雑音増幅器（ＬＮＡ）１８を通過し、さらに送受切替器２０を通って、双方向ベクトル変調器２２に入力される。ここで、送受切替器１４と送受切替器２０との間には、送信系と受信系とでそれぞれ別個独立した回路（すなわちＲＦ送信系回路およびＲＦ受信系回路）が設けられており、本実施形態では、この部分を非共用回路部２４と称する。そして、双方向ベクトル変調器２２においてそれぞれ重み付けされた複数系統の信号が分配・合成部２６で加算され、送受信部（ＴＲＸ）２８を通って受信される（受信信号）。この受信信号の一部はアダプティブ処理部（ＡＰＵ）３０に入力される。
【００２０】
また、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１８から出力された信号は、各系統毎に設けられた受信部（ＲＸ）３２を通ってアダプティブ処理部３０に入力される。
【００２１】
アダプティブ処理部３０は、入力される参照信号およびＴＲＸ２８からの信号を基にして、干渉波、雑音等から分離して希望波信号を取り出すための重み付け値（各双方向ベクトル変調器２２における重み付け値）を取得し、これを各双方向ベクトル変調器２２に設定する。これにより、希望局方向にビームを、また干渉局方向にヌルを有する受信アンテナ・パターンを形成することができる。また、希望局からの信号のＳＮ比を改善することもできる。
【００２２】
一方、ベースバンド送信信号は送受信部（ＴＲＸ）２８を通過し、分配・合成部２６にて各系統に分配される。分配された信号は、それぞれ双方向ベクトル変調器２２に入力され、送受切替器２０、調整器（主として位相調整器として機能するが振幅調整器としての機能を含めてもよい）３４を通過し、送信電力増幅器（ＰＡ）３６にて電力増幅された後、送受切替器１４を通ってアンテナ１２から出力される。なお、送信時は、送受切替器１４，２０はいずれも送信側に接続されている。
【００２３】
さて、かかる構成においてＲＦ段で送信／受信で信号の経路が異なるのは、送受切替器１４と送受切替器２０との間の回路構成部分、すなわち非共用回路部２４である。ところが、本実施形態では、非共用回路部２４には、調整器３４が設けられており、各系統について、送信経路（ＲＦ送信系回路）と受信経路（ＲＦ受信系回路）とで、振幅変化量相互の差および位相回転量相互の差がそれぞれ各アンテナ（単位アンテナ）１２間でほぼ同じ値となるように構成し（または調整し）ている。また、本実施形態では、各系統に対する重み付け値は、送信／受信で共用される双方向ベクトル変調器２２に対するものである。すなわち、本実施形態にかかる通信装置１０によれば、調整器３４を用いて各系統で送信経路／受信経路における信号の特性変化を定数倍とすることで、各系統に対し送信／受信で共通の重み付け値を用いて、送信アンテナ・パターンと受信アンテナ・パターンとを、同じパターン（すなわち同じビーム、ヌルを有するもの）として形成することができる。
【００２４】
さらに、本実施形態にかかる通信装置１０では、受信系において、双方向ベクトル変調器２２、分配・合成部２６、ＴＲＸ２８を通ってアダプティブ処理部３０に入力される信号と、双方向ベクトル変調器２２の前段（アンテナ１２側）から分配され、各系統の受信部（ＲＸ）３２を通ってアダプティブ処理部に入力される信号と、の間の振幅差および位相差を検出し、かつそれを補正する手段（本実施形態ではアダプティブ処理部３０がこの手段に相当する）を設けるのが好適である。通信自体には関与しないがアダプティブ制御の収束性を向上するために設けた受信部（ＲＸ）３２のアダプティブ処理部３０への出力に対して、この手段により、アダプティブ制御の収束性の更なる向上、ひいてはＳＮ比の更なる改善を図ることができる。なお、この手段は、受信時に重み付け合成する前の信号を各系統についてそれぞれ独立に取得し、また、重み付け合成後の信号（すなわちＴＲＸ２８から出力された信号）から希望信号を選択的に取得して、重み付け制御の収束性を向上しようとするものであるが、かかる制御を実行するには、双方向ベクトル変調器２２において重み付け移相量を零とした場合におけるＴＲＸ２８の出力信号の位相差に対し、ＲＸ３２を通過した信号の位相差を、少なくとも０°±９０°以下としておく必要がある。
【００２５】
さて、ここで、受信信号にプリアンブル、ユニークワード、加えて基地局ＩＤ、移動局ＩＤ等、通信を行う際に事前に想定される（または設定された）信号を含む場合、その既知の部分を、アダプティブ・アレイ処理する際の参照信号として用いることができる。参照信号を利用できる場合、再帰的最小二乗誤差法（ＲＬＳ［＝Recursive Least-Squares］アルゴリズム）が有効であることが知られている。ＲＬＳアルゴリズムには、希望波信号方向へのビーム・フォーミング及び干渉波信号方向へのヌル・ステアリングを高速に行い、重み点けウェイトの収束が速いという特徴がある。具体的な説明は、非特許文献１に詳しいので、ここでの詳細な説明は省略する。
【００２６】
ところが、上述した構成の場合、すなわち各単位アンテナからの信号を重み付けして合成した後、送受信装置（ＴＲＸ）で周波数変換するのと並行して各単位アンテナの出力を個別に各々受信部（ＲＸ）で周波数変換する構成の場合には、ＴＲＸと各ＲＸとの間で振幅及び位相に誤差があると、ＲＬＳアルゴリズムによる収束性に大きな影響を与える。すなわち、ＲＬＳアルゴリズムは参照信号と合成受信信号の再帰的自乗誤差を高速に最小化するため、上記誤差が大きいと推定誤差が大きくなり、ＲＬＳアルゴリズムで所定の収束条件を満たすまでの時間が長くなってしまう。
【００２７】
そこで、本実施形態では、従来のＲＬＳアルゴリズムを修正した下記の第一または第二の修正ＲＬＳアルゴリズムを用い、ＴＲＸと各ＲＸとの間で振幅誤差または位相誤差がある場合の収束性を大幅に向上させた。以下、そのアルゴリズムについて説明する。
【００２８】
まずは、従来のＲＬＳアルゴリズムについて説明する。複数の単位アンテナより入力される信号を複素入力ベクトルＸ（ｉ）［ｉ：サンプル時間に対応する正の整数］とすると、複素ウェイトベクトルＷ（ｍ）［ｍ：収束演算のステップを示すパラメータ］は、
【数５】

となる。ここに、ｒ（ｉ）：参照信号であり、Ｈは複素共役転置、＊は複素共役を示す。またαは、０＜α≦１を満たす実数である。このとき、Ｗ（ｍ＋１）は、Ｗ（ｍ）を用いて、
【数６】

と表すことができる。ここで、Ｒ_xx ^-1（ｍ）は、下記の漸化式を用いて求める。
【数７】

ここに、δ：正の定数、Ｉは単位行列である。そして、上記式で求めたＷ（ｍ₁＋１）（ただしステップｍ＝ｍ₁の場合）について、所定の収束条件（例えばＳＩＲが４０ｄＢ以上等）を満足するか否かを調べる。収束条件を満足したときは、そのときのＷ（ｍ₁＋１）を用いて重み付けを行う。収束条件を満足しない場合は、次のステップｍ₂（＝ｍ₁＋１）に移行する。すなわち、ステップｍ₁で求めたＷ（ｍ₁＋１）を、次のステップｍ₂の上記式（１）〜（５）のＷ（ｍ₂）として代入し、Ｗ（ｍ₂＋１）（＝Ｗ（ｍ₁＋２））を求める。こうして、所定の収束条件を満足するまで、ステップｍをインクリメントする。なお、この場合には、最終的に収束条件を満足したときのｍが収束回数となる。以上の式（１）〜（５）が、従来のＲＬＳアルゴリズムである。
【００２９】
本実施形態では、上記式（１）〜（５）を、それぞれ式（１１）〜（１５）に変更した下記のＲＬＳアルゴリズム（第一の修正ＲＬＳアルゴリズム）を用いる。所定の収束条件を満足するまでｍをインクリメントして演算を行う点は、上記従来のＲＬＳアルゴリズムと同じである。
【数８】

ここに、α（０＜α≦１）およびκ（０＜κ＜１）は実数である。
【００３０】
または、上記式（１）〜（５）を、それぞれ式（２１）〜（２５）に変更した下記のＲＬＳアルゴリズム（第二の修正ＲＬＳアルゴリズム）を用いてもよい。所定の収束条件を満足するまでｍをインクリメントして演算を行う点は、上記従来のＲＬＳアルゴリズムおよび第一の修正ＲＬＳアルゴリズムと同じである。
【数９】

ここに、α（０＜α≦１）およびκ（０＜κ＜１）は実数である。
【００３１】
図２に、第二の修正ＲＬＳアルゴリズムにおいてＴＲＸと各ＲＸとの間に「位相誤差」が含まれる場合の収束回数を示す。横軸は、ＴＲＸと各ＲＸとの間に位相誤差を与えた場合の位相誤差量（°；ｄｅｇ）であり、縦軸は、収束条件を「希望波信号と干渉波信号との電力比（ＳＩＲ）が４０ｄＢ以上」とした場合の収束回数である。また、比較のため、アダプティブ・アレイのアルゴリズムのうち、ＲＬＳと同様に参照信号を用いて二乗誤差を最小化するＭＭＳＥ（：Minimum Mean Square Error）法の一つで、一般に広く用いられているＬＭＳ（：Least Mean Square）アルゴリズムによるものも示す。なお、αはウェイト更新時に使用する定数である。この図２において、κ＝０．９、κ＝０．７およびκ＝０．５が第二の修正ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の結果である。κ＝１の場合は従来のＲＬＳアルゴリズムと同じになる。
【００３２】
さて、ＴＲＸと各ＲＸとの間に位相誤差がない場合、すなわち誤差０°のときは、従来のＲＬＳアルゴリズム（κ＝１）の方が、ＬＭＳアルゴリズムより著しく収束が速い（収束回数が少ない）ことがわかる。ＬＭＳが収束するまでに２１回の更新を要するのに対し（ただしα＝０．２の場合）、ＲＬＳアルゴリズムは１回で収束している。
【００３３】
しかし、ＴＲＸと各ＲＸとの間の位相誤差が１８°になると従来のＲＬＳアルゴリズムとＬＭＳアルゴリズムとはほぼ同等の収束速度（収束回数）となり、むしろそれ以上の位相誤差ではＬＭＳアルゴリズムの方が収束が速いことがわかる。
【００３４】
これに対し、第二の修正ＲＬＳアルゴリズム（κ＝０．９、κ＝０．７およびκ＝０．５）の場合、誤差０°付近では従来のＲＬＳアルゴリズムと比較すれば収束速度が遅いが、位相誤差が３０°の付近までは収束速度の変化が小さく、比較的速く収束していることがわかる。なお、上記第二の修正ＲＬＳアルゴリズムのうち、κの値が大きい場合（κ＝０．９）は、誤差が小さいときには収束は速いが、誤差が大きくなると収束速度は遅くなる。一方、κの値が小さい場合（κ＝０．５）は、誤差が小さい領域では収束速度は遅いものの、誤差が大きくなっても収束速度はそれほど遅くならない。よって、第二の修正ＲＬＳアルゴリズムを用いる場合は、ＴＲＸと各ＲＸとの間の想定される誤差量に応じて適切なκを選択するのが好適である。
【００３５】
一方、図３は、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムにおいてＴＲＸと各ＲＸとの間に「位相誤差」が含まれる場合の収束回数を示す。図３の表記法は図２と同じである。この図３より、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合にも、従来のＲＬＳアルゴリズム（κ＝１）より収束回数が少ないことがわかる。
【００３６】
また、図４は、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムにおいてＴＲＸと各ＲＸとの間に「振幅誤差」が含まれる場合の収束回数を示す。横軸は、ＴＲＸと各ＲＸとの間に振幅誤差を与えた場合の振幅誤差量（ｄＢ）であり、縦軸は、収束条件を「希望波信号と干渉波信号との電力比（ＳＩＲ）が４０ｄＢ以上」とした場合の収束回数である。この図４より、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムを用いた場合は、「振幅誤差」についても、従来のＲＬＳアルゴリズム（κ＝１）より収束回数が少ないことがわかる。
【００３７】
なお、本実施形態では、非共用回路部２４については、さらに、送信系と受信系とで通過遅延時間が等しくなるように構成する（あるいは調整可能な構成要素を備える）のが好適である。これは、遅延時間（より詳しくは群遅延時間）の等しい回路間では、通過位相の周波数傾斜が等しいという群遅延時間の定義に基づく。すなわち、ある特定の周波数で送信系と受信系との位相差を一定としても、別の周波数においては一定値からの位相差が生じてしまうのを防ぐことができる。すなわち、かかる構成は、より広い周波数帯域について送信経路と受信経路との間の位相差をほぼ同一とすることができるから、複数の周波数を利用するような通信装置について特に有効となる。
【００３８】
以上、説明したように、本発明によれば、送信／受信で信号の経路をできるだけ共用化することで、送受信で同一のパラメータによるアダプティブ動作が可能となり、より容易にかつより精度良く送信／受信間でのアンテナ・パターンの差を小さくすることができるとともに、上記第一または第二の修正ＲＬＳアルゴリズムを用いることで、ＴＲＸと各ＲＸ間に振幅及び位相誤差または振幅誤差が生じたとしても、ＲＬＳアルゴリズムの演算処理時間（ＲＬＳアルゴリズムにおける所定の収束条件までの収束時間）を従来に比べて大幅に短縮することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置の要部構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置において、ＴＲＸと各ＲＸとの間に位相誤差がある場合に、第二の修正ＲＬＳアルゴリズムでウエイトベクトルを算出する場合の収束回数を示す図である。
【図３】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置において、ＴＲＸと各ＲＸとの間に位相誤差がある場合に、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムでウエイトベクトルを算出する場合の収束回数を示す図である。
【図４】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置において、ＴＲＸと各ＲＸとの間に振幅誤差がある場合に、第一の修正ＲＬＳアルゴリズムでウエイトベクトルを算出する場合の収束回数を示す図である。
【図５】従来のアレイアンテナ通信装置のブロック図である。
【符号の説明】
１０通信装置、１２アンテナ（単位アンテナ）、１４，２０送受切替器、１６バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）、１８低雑音増幅器（ＬＮＡ）、２２双方向ベクトル変調器、２４非共用回路部、２６分配・合成部、２８送受信部（ＴＲＸ）、３０アダプティブ処理部（ＡＰＵ）、３２受信部（ＲＸ）、３４調整器、３６送信電力増幅器（ＰＡ）。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication apparatus that controls a transmission / reception antenna pattern using a plurality of antennas.
[0002]
[Prior art]
A receiving antenna having a beam in the direction of arrival of a desired wave and a null in the direction of arrival of an interference wave by appropriately adding and synthesizing signals received by a plurality of antennas arranged spatially separated from each other A communication device having an adaptive array antenna that forms a pattern and selectively receives a desired signal is known. When transmission is performed by this communication apparatus, it is desirable to form a transmission antenna pattern having a beam in the direction of the desired station and a null in the direction of the interference station. As a result, by forming a beam in the direction of the desired station, the transmission power can be directed selectively in the direction of the desired station, and for the interfering station, interference from the communication apparatus can be achieved by directing a null in the direction of the interfering station. This is effective in the sense that it is difficult to affect the interfering station that is communicating independently with the pair of the communication apparatus and the desired station.
[0003]
Here, with reference to FIG. 5, the communication apparatus 50 provided with the conventional adaptive array antenna is demonstrated. Here, as an example, a case will be described in which transmission and reception frequencies are the same, transmission and reception are performed in a time division manner, and an adaptive array antenna in which four antennas 52 are spatially spaced apart is used.
[0004]
First, processing at the time of reception will be described. A signal received by the antenna 52 is amplified by a low noise amplifier (LNA) 56 via a transmission / reception switch 54 (showing a connection state at the time of reception) that switches transmission / reception, It is input to the mixer 58 where it is multiplied by the local frequency from the local oscillator 60 to be converted to an intermediate frequency (IF). Next, the signal is converted to a frequency signal in the vicinity of the reception frequency by the IF filter 62, amplified by the IF amplifier 64, and input to the mixer 66, where it is mixed with the local frequency from the local oscillator 68 to obtain the base signal. It is converted into a band signal. Next, the signal is discriminated into a required bandwidth by a low-pass filter 70 and converted into a digital signal by an analog / digital converter (A / D) 72. The reception signals at the four antennas 52 are converted into baseband signals in this way. These signals are input to the reception side processing unit 74, where weighting (coefficients: w1 to w4) characterized by the amplitude and phase is performed and then added and processed as a reception signal. The signal received by the antenna includes not only the desired station signal but also the interfering station signal. The adaptive array processing unit 76 sets an appropriate weighting coefficient (reception weight value) based on the reference signal and the received signal. By determining, it is possible to remove the interference station signal from the received signal and receive only the desired station signal. This process is detailed in Non-Patent Document 1.
[0005]
Next, processing during transmission will be described. The transmission side processing unit 78 divides the input transmission signal into four parts and weights each of them. Here, the weighting value at the time of reception may be used as the weighting value at the time of transmission. This is based on the idea of using a reciprocity between a transmission signal and a reception signal to form a transmission antenna pattern having the same beam and null as the reception antenna pattern. Now, each divided and weighted signal is input to a mixer 84 via a digital-to-analog converter (D / A) 80 and a low-pass filter 82, where it is converted to an IF frequency by mixing with a local frequency. . Next, the signal is filtered by an IF filter 86, amplified by an IF amplifier 88, and then input to a mixer 90, where it is converted to an RF frequency by mixing with a local frequency. The signal is transmitted from the antenna 52 via the transmission power amplifier (PA) 92 and the transmission / reception switch 54.
[0006]
In the above-described prior art, the weighting pattern at the time of transmission is the same as the weighting pattern at the time of reception. This is based on the reciprocity of the signal in the space after the antenna 52. However, in the radio unit, the transmission unit (TX) through which the transmission signal passes is different from the reception unit (RX) through which the reception signal passes. Does not hold. Therefore, even if the same weighting value as that used in the reception side processing unit 74 is used in the transmission side processing unit 78 as in the above prior art, the same transmission directivity as that during reception cannot be obtained. That is, the phase rotation amount and amplitude change amount of the transmission signal passing through the TX side are different from the phase rotation amount and amplitude change amount of the reception signal passing through the RX side, so that the transmission signal passes through TX and reaches the antenna. Since the amplitude and phase of the signal at the time are different from the amplitude and phase when the received signal is received, the same weighting is used for transmission and reception, so that the antenna pattern, beam direction, and null direction are different between transmission and reception. It will be different.
[0007]
Therefore, in a communication apparatus including this type of adaptive array antenna, the phase rotation amount of the transmission signal in the transmission unit (TX) is the same as the phase rotation amount of the reception signal in the reception unit (RX) for each of the four systems. In addition, it is necessary to perform appropriate adjustment so that the amplitude change amount of the transmission signal in the transmission unit (TX) becomes a constant magnification common to the amplitude change amount of the reception signal in the reception unit (RX) and the antennas.
[0008]
In such a case, the amplitude change amount and the phase rotation amount are normally adjusted to be a constant value for all of the four receivers (RX) (reception side calibration), and all of the four systems The transmission unit (TX) is adjusted so that the amplitude change amount and the phase rotation amount have a constant value (transmission side calibration). Such adjustment is provided for each system (each transmission unit) in the amplitude / phase correction unit 94 provided for each system (each reception unit) in the reception side processing unit 74 and in the transmission side processing unit 78. This is performed by the amplitude / phase correction unit 96. Specifically, as disclosed in Patent Document 1 and Patent Document 2, this calibration (calibration) is switched to the reception side or the transmission side in each system, and the received signal passes through the reception unit (RX). And sequentially measuring the amplitude and phase when the transmission signal passes through the transmission section (TX).
[0009]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 3333211 [Patent Document 2]
JP-T-2003-501971 [Patent Document 3]
JP 2001-53663 A Non-Patent Document 1
Nobuyoshi Kikuma, "Adaptive signal processing by array antenna", first edition, Science and Technology Publishing Co., Ltd., November 1998 [0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the method disclosed in Patent Document 1 or Patent Document 2, the amplitude and the phase are sequentially measured for each of a plurality of systems by switching to transmission / reception sequentially, so that it takes time to complete the calibration. There was a problem that it took. Furthermore, there has been a problem that it is difficult to perform calibration with high accuracy due to new amplitude change and phase rotation during calibration. In general, it is extremely difficult to keep the transmitting unit and the receiving unit in a state where there is no characteristic change during calibration. As a countermeasure, calibration is always performed in parallel during operation as disclosed in Patent Document 3. In many cases, it was necessary to carry out a very time-consuming calibration to continue.
[0011]
In addition, since the signal level from the desired station and the interfering station varies greatly depending on the distance to the desired station and the interfering station, an automatic gain adjustment mechanism (AGC) is generally provided in the receiving unit. When the gain adjustment mechanism is provided, there may be a difference in the amount of amplitude change and the amount of phase rotation between the receivers due to a change in the reception level. There were also many.
[0012]
Further, when some abnormality occurs in the amplitude / phase correction unit on the reception side and appropriate correction cannot be performed, an error caused by the abnormality is added to the weighting value of the reception side processing unit. Further, since the weighted value added with the error is used on the transmission side, there is a problem that the transmission antenna pattern and the reception antenna pattern are greatly different.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
An array antenna communication apparatus according to the present invention is a communication apparatus using an adaptive array antenna including a plurality of unit antennas, and is provided for each of the unit antennas, and includes an RF transmission system circuit including at least a transmission power amplifier, and the unit An RF reception system circuit provided in parallel with the RF transmission system circuit for each antenna and at least including a low noise amplifier, and common to the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit on the other side of the unit antenna Bi-directional vector modulator connected to a plurality of bi-directional vector modulators, a distribution / combination unit connected to the plurality of bi-directional vector modulators, a transmission / reception unit (TRX) connected to the distribution / combination unit, and the bi-directional vector modulator An adaptive processing unit that controls a plurality of unit antennas as an adaptive array antenna by controlling the signal, and the RF receiving system circuit A receiving unit (RX) provided between each and the adaptive processing unit, the amplitude change when a signal passes through the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna The mutual difference and the mutual phase rotation amount are substantially equal between the unit antennas, and the adaptive processing unit performs the modified RLS algorithm according to the following equations (11) to (15):

X (i): complex input vector, r (i): reference signal, i: positive integer corresponding to sample time, H: complex conjugate transpose, *: complex conjugate, α: real number satisfying 0 <α ≦ 1, κ: real number satisfying 0 <κ <1, δ: positive constant, I: unit matrix,
The bidirectional vector modulator is controlled on the basis of a complex weight vector W (m + 1) that satisfies a predetermined convergence condition calculated by using.
[0014]
An array antenna communication apparatus according to the present invention is a communication apparatus using an adaptive array antenna including a plurality of unit antennas, and includes an RF transmission system circuit provided for each unit antenna and including at least a transmission power amplifier, An RF reception system circuit provided in parallel with the RF transmission system circuit for each unit antenna and including at least a low noise amplifier, and the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit on the other side of the unit antenna Commonly connected bidirectional vector modulator, distribution / combination unit connected to a plurality of bidirectional vector modulators, transmission / reception unit (TRX) connected to the distribution / combination unit, and bidirectional vector modulation An adaptive processing unit that controls a plurality of unit antennas as an adaptive array antenna by controlling a receiver, and the RF receiving system A reception unit (RX) provided between each of the paths and the adaptive processing unit, and the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna, when signals pass through them The difference between the amplitude change amounts and the difference between the phase rotation amounts are approximately equal between the unit antennas, and the adaptive processing unit performs the modified RLS algorithm according to the following equations (21) to (25):

X (i): complex input vector, r (i): reference signal, i: positive integer corresponding to sample time, H: complex conjugate transpose, *: complex conjugate, α: real number satisfying 0 <α ≦ 1, κ: real number satisfying 0 <κ <1, δ: positive constant, I: unit matrix,
The bidirectional vector modulator is controlled on the basis of a complex weight vector W (m + 1) that satisfies a predetermined convergence condition calculated by using.
[0015]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, it is preferable that the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna have substantially the same delay time when signals pass through them.
[0016]
In the array antenna communication apparatus according to the present invention, at least one of the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna includes the amplitude change amount, the phase rotation amount, and the delay time. It is preferable that an adjusting unit for adjusting at least one is provided.
[0017]
The array antenna communication apparatus according to the present invention is preferably a time-division bidirectional communication apparatus that performs transmission and reception at the same frequency with respect to the same communication partner.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A preferred embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of a main part of a communication device 10 according to the present embodiment. In the present embodiment, an example in which an adaptive array antenna is configured by four antennas (unit antennas) 12 will be described.
[0019]
A signal input to each antenna 12 passes through a band pass filter (BPF) 16 and a low noise amplifier (LNA) 18 in a state where the transmission /

reception switchers

14 and 20 are connected to the reception side, and further switches between transmission and reception. The signal is input to the bidirectional vector modulator 22 through the device 20. Here, between the transmission / reception switch 14 and the transmission / reception switch 20, separate circuits (that is, an RF transmission system circuit and an RF reception system circuit) are provided for the transmission system and the reception system, respectively. In the form, this portion is referred to as a non-shared circuit portion 24. Then, the multiple vector signals weighted in the bidirectional vector modulator 22 are added by the distribution / combination unit 26 and received through the transmission / reception unit (TRX) 28 (reception signal). Part of this received signal is input to the adaptive processing unit (APU) 30.
[0020]
The signal output from the low noise amplifier (LNA) 18 is input to the adaptive processing unit 30 through the receiving unit (RX) 32 provided for each system.
[0021]
The adaptive processing unit 30 is a weighting value (a weighting value in each bidirectional vector modulator 22) for extracting a desired wave signal by separating it from an interference wave, noise, etc. based on the input reference signal and the signal from the TRX 28. ) And set this in each bidirectional vector modulator 22. As a result, a receiving antenna pattern having a beam in the desired station direction and a null in the interfering station direction can be formed. It is also possible to improve the signal-to-noise ratio of the signal from the desired station.
[0022]
On the other hand, the baseband transmission signal passes through the transmission / reception unit (TRX) 28 and is distributed to each system by the distribution / combination unit 26. The distributed signals are respectively input to the bi-directional vector modulator 22 and passed through the transmission / reception switch 20 and the adjuster (mainly functioning as a phase adjuster but may include a function as an amplitude adjuster) 34. After being amplified by a transmission power amplifier (PA) 36, it is output from the antenna 12 through the transmission / reception switch 14. During transmission, both the transmission /

reception switchers

14 and 20 are connected to the transmission side.
[0023]
In this configuration, the signal path is different between transmission / reception at the RF stage in the circuit configuration part between the transmission / reception switch 14 and the transmission / reception switch 20, that is, the non-shared circuit unit 24. However, in the present embodiment, the non-shared circuit unit 24 is provided with the adjuster 34, and the amplitude change between the transmission path (RF transmission system circuit) and the reception path (RF reception system circuit) for each system. The mutual difference and the mutual phase rotation amount are configured (or adjusted) so that the respective antennas (unit antennas) 12 have substantially the same value. In the present embodiment, the weighting value for each system is for the bidirectional vector modulator 22 shared by transmission / reception. In other words, according to the communication device 10 according to the present embodiment, by using the adjuster 34, the signal characteristic change in the transmission path / reception path is multiplied by a constant in each system, so that transmission / reception is common to each system. Can be used to form a transmit antenna pattern and a receive antenna pattern as the same pattern (ie, having the same beam and null).
[0024]
Furthermore, in the communication apparatus 10 according to the present embodiment, in the receiving system, the bidirectional vector modulator 22, the signal input to the adaptive processing unit 30 through the distribution / combination unit 26, the TRX 28, and the bidirectional vector modulator 22. The amplitude difference and the phase difference between the signal distributed from the previous stage (antenna 12 side) and the signal input to the adaptive processing unit through the receiving unit (RX) 32 of each system are detected and corrected. It is preferable to provide means (in this embodiment, the adaptive processing unit 30 corresponds to this means). Further improvement of the convergence of adaptive control by this means with respect to the output to the adaptive processing unit 30 of the receiving unit (RX) 32 provided for improving the convergence of adaptive control although not involved in the communication itself. As a result, the SN ratio can be further improved. This means obtains the signal before weighted synthesis at the time of reception independently for each system, and selectively obtains the desired signal from the signal after weighted synthesis (ie, the signal output from TRX 28). In order to improve the convergence of the weighting control, in order to execute the control, the phase difference of the output signal of the TRX 28 when the weighted phase shift amount is set to zero in the bidirectional vector modulator 22 is used. , The phase difference of the signal that has passed through the RX 32 needs to be at least 0 ° ± 90 ° or less.
[0025]
Now, when the received signal includes a signal assumed in advance (or set) such as a preamble, a unique word, a base station ID, and a mobile station ID, in addition to a known part of the received signal. , And can be used as a reference signal for adaptive array processing. When a reference signal can be used, it is known that the recursive least square error method (RLS [= Recursive Least-Squares] algorithm) is effective. The RLS algorithm is characterized in that beam forming in the direction of the desired wave signal and null steering in the direction of the interference wave signal are performed at high speed, and the convergence of the weighted weight is fast. Since the specific description is detailed in Non-Patent Document 1, detailed description thereof is omitted here.
[0026]
However, in the case of the above-described configuration, that is, after weighting and synthesizing the signals from each unit antenna, the output of each unit antenna is individually received by each receiving unit (RX) in parallel with frequency conversion by the transmitting / receiving device (TRX). In the case of a configuration in which frequency conversion is performed in (), if there is an error in amplitude and phase between TRX and each RX, the convergence by the RLS algorithm is greatly affected. That is, since the RLS algorithm minimizes the recursive square error between the reference signal and the combined received signal at a high speed, the estimation error increases when the error is large, and the time until the RLS algorithm satisfies a predetermined convergence condition is increased. End up.
[0027]
Therefore, in the present embodiment, the following first or second modified RLS algorithm, which is a modification of the conventional RLS algorithm, is used to greatly improve the convergence when there is an amplitude error or a phase error between TRX and each RX. Improved. The algorithm will be described below.
[0028]
First, a conventional RLS algorithm will be described. Assuming that signals input from a plurality of unit antennas are complex input vectors X (i) [i: positive integer corresponding to sample time], complex weight vectors W (m) [m: parameters indicating steps of convergence calculation] Is
[Equation 5]

It becomes. Here, r (i): a reference signal, H represents a complex conjugate transpose, and * represents a complex conjugate. Α is a real number satisfying 0 <α ≦ 1. At this time, W (m + 1) uses W (m),
[Formula 6]

It can be expressed as. Here, R _xx ⁻¹ (m) is obtained using the following recurrence formula.
[Expression 7]

Here, δ is a positive constant, and I is a unit matrix. Then, it is examined whether or not a predetermined convergence condition (for example, SIR is 40 dB or more) is satisfied with respect to W (m ₁ +1) obtained by the above equation (however, when step m = m ₁ ). When the convergence condition is satisfied, weighting is performed using W (m ₁ +1) at that time. If the convergence condition is not satisfied, the process proceeds to the next step m ₂ (= m ₁ +1). That is, W (m ₁ +1) obtained in step m ₁ is substituted as W (m ₂ ) in the above formulas (1) to (5) in the next step m ₂ , and W (m ₂ +1) (= W (M ₁ +2)). Thus, step m is incremented until a predetermined convergence condition is satisfied. In this case, m when the convergence condition is finally satisfied is the number of convergence times. The above formulas (1) to (5) are the conventional RLS algorithm.
[0029]
In the present embodiment, the following RLS algorithm (first modified RLS algorithm) in which the above equations (1) to (5) are changed to equations (11) to (15), respectively, is used. The point that the calculation is performed by incrementing m until a predetermined convergence condition is satisfied is the same as the conventional RLS algorithm.
[Equation 8]

Here, α (0 <α ≦ 1) and κ (0 <κ <1) are real numbers.
[0030]
Or you may use the following RLS algorithm (2nd correction | amendment RLS algorithm) which changed said Formula (1)-(5) into Formula (21)-(25), respectively. The point that the calculation is performed by incrementing m until a predetermined convergence condition is satisfied is the same as the conventional RLS algorithm and the first modified RLS algorithm.
[Equation 9]

Here, α (0 <α ≦ 1) and κ (0 <κ <1) are real numbers.
[0031]
FIG. 2 shows the number of times of convergence when a “phase error” is included between TRX and each RX in the second modified RLS algorithm. The horizontal axis represents the phase error amount (°; deg) when a phase error is given between TRX and each RX, and the vertical axis represents the convergence condition “power ratio between desired wave signal and interference wave signal ( The number of times of convergence when “SIR) is 40 dB or more”. For comparison, among adaptive array algorithms, it is one of the MMSE (Minimum Mean Square Error) methods for minimizing the square error using a reference signal in the same manner as RLS. (: Least Mean Square) The algorithm is also shown. Α is a constant used when updating weights. In FIG. 2, κ = 0.9, κ = 0.7, and κ = 0.5 are the results when the second modified RLS algorithm is used. When κ = 1, it is the same as the conventional RLS algorithm.
[0032]
When there is no phase error between TRX and each RX, that is, when the error is 0 °, the conventional RLS algorithm (κ = 1) is significantly faster than the LMS algorithm (the number of times of convergence is small). I understand that. While the LMS needs 21 updates to converge (when α = 0.2), the RLS algorithm converges once.
[0033]
However, when the phase error between TRX and each RX is 18 °, the conventional RLS algorithm and the LMS algorithm have almost the same convergence speed (number of convergence), but the LMS algorithm converges with a phase error higher than that. Can be seen to be fast.
[0034]
On the other hand, in the case of the second modified RLS algorithm (κ = 0.9, κ = 0.7, and κ = 0.5), the convergence speed is slow in the vicinity of an error of 0 ° compared to the conventional RLS algorithm. It can be seen that until the phase error is around 30 °, the change in convergence speed is small and the convergence is relatively fast. In the second modified RLS algorithm, when the value of κ is large (κ = 0.9), the convergence is fast when the error is small, but the convergence speed is slow when the error is large. On the other hand, when the value of κ is small (κ = 0.5), the convergence speed is slow in a region where the error is small, but the convergence speed is not so slow even if the error is large. Therefore, when the second modified RLS algorithm is used, it is preferable to select an appropriate κ according to an assumed error amount between TRX and each RX.
[0035]
On the other hand, FIG. 3 shows the number of times of convergence when a “phase error” is included between TRX and each RX in the first modified RLS algorithm. The notation of FIG. 3 is the same as FIG. FIG. 3 shows that the number of times of convergence is smaller than that of the conventional RLS algorithm (κ = 1) even when the first modified RLS algorithm is used.
[0036]
FIG. 4 shows the number of times of convergence when an “amplitude error” is included between TRX and each RX in the first modified RLS algorithm. The horizontal axis indicates the amplitude error amount (dB) when an amplitude error is given between TRX and each RX, and the vertical axis indicates the convergence condition “power ratio (SIR) between desired wave signal and interference wave signal”. Is the number of times of convergence when “is 40 dB or more”. As can be seen from FIG. 4, when the first modified RLS algorithm is used, the “amplitude error” also has a smaller number of convergences than the conventional RLS algorithm (κ = 1).
[0037]
In the present embodiment, it is preferable that the non-shared circuit unit 24 is further configured so that the transmission delay time is equal between the transmission system and the reception system (or includes an adjustable component). This is based on the definition of the group delay time that the frequency gradients of the passing phases are equal between circuits having the same delay time (more specifically, the group delay time). That is, even if the phase difference between the transmission system and the reception system is constant at a specific frequency, it is possible to prevent a phase difference from a constant value from occurring at another frequency. That is, such a configuration is particularly effective for a communication apparatus that uses a plurality of frequencies because the phase difference between the transmission path and the reception path can be made substantially the same for a wider frequency band.
[0038]
As described above, according to the present invention, by sharing a signal path for transmission / reception as much as possible, an adaptive operation with the same parameters can be performed for transmission / reception, and transmission / reception can be performed more easily and accurately. Difference between the antenna pattern and the first and second modified RLS algorithms, even if an amplitude and phase error or an amplitude error occurs between the TRX and each RX, There is an effect that the calculation processing time of the RLS algorithm (convergence time to a predetermined convergence condition in the RLS algorithm) can be significantly shortened compared to the conventional technique.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a main configuration of an array antenna communication apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows the number of times of convergence when the weight vector is calculated by the second modified RLS algorithm when there is a phase error between TRX and each RX in the array antenna communication apparatus according to the embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 3 shows the number of times of convergence when the weight vector is calculated by the first modified RLS algorithm when there is a phase error between TRX and each RX in the array antenna communication apparatus according to the embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 4 shows the number of convergences when a weight vector is calculated by the first modified RLS algorithm when there is an amplitude error between TRX and each RX in the array antenna communication apparatus according to the embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 5 is a block diagram of a conventional array antenna communication apparatus.
[Explanation of symbols]
10 communication devices, 12 antennas (unit antenna), 14, 20 transmission / reception switch, 16 bandpass filter (BPF), 18 low noise amplifier (LNA), 22 bidirectional vector modulator, 24 non-shared circuit section, 26 distribution A combining unit, 28 transmitting / receiving unit (TRX), 30 adaptive processing unit (APU), 32 receiving unit (RX), 34 regulator, 36 transmission power amplifier (PA).

Claims

A communication device using an adaptive array antenna including a plurality of unit antennas,
An RF transmission system circuit including at least a transmission power amplifier provided for each unit antenna;
An RF reception system circuit provided in parallel with the RF transmission system circuit for each unit antenna, the RF reception system circuit including at least a low noise amplifier;
A bidirectional vector modulator commonly connected to the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit on the other side of the unit antenna;
A distribution / synthesis unit connected to a plurality of bidirectional vector modulators;
A transmission / reception unit (TRX) connected to the distribution / combination unit;
An adaptive processing unit that controls the bidirectional vector modulator to cause a plurality of unit antennas to function as an adaptive array antenna;
A receiving unit (RX) provided between each of the RF receiving system circuits and the adaptive processing unit;
With
About the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna, the difference between the amplitude change amount and the mutual phase rotation amount when the signal passes through them is substantially equal between the unit antennas,
The adaptive processing unit is a modified RLS algorithm according to the following equations (11) to (15)

X (i): complex input vector, r (i): reference signal, i: positive integer corresponding to sample time, H: complex conjugate transpose, *: complex conjugate, α: real number satisfying 0 <α ≦ 1, κ: real number satisfying 0 <κ <1, δ: positive constant, I: unit matrix,
An array antenna communication apparatus, wherein the bidirectional vector modulator is controlled based on a complex weight vector W (m + 1) satisfying a predetermined convergence condition calculated by using.

A communication device using an adaptive array antenna including a plurality of unit antennas,
An RF transmission system circuit including at least a transmission power amplifier provided for each unit antenna;
An RF reception system circuit provided in parallel with the RF transmission system circuit for each unit antenna, the RF reception system circuit including at least a low noise amplifier;
A bidirectional vector modulator commonly connected to the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit on the other side of the unit antenna;
A distribution / synthesis unit connected to a plurality of bidirectional vector modulators;
A transmission / reception unit (TRX) connected to the distribution / combination unit;
An adaptive processing unit that controls the bidirectional vector modulator to cause a plurality of unit antennas to function as an adaptive array antenna;
A receiving unit (RX) provided between each of the RF receiving system circuits and the adaptive processing unit;
With
About the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna, the difference between the amplitude change amount and the mutual phase rotation amount when the signal passes through them is substantially equal between the unit antennas,
The adaptive processing unit is a modified RLS algorithm according to the following equations (21) to (25):

3. The array antenna communication apparatus according to claim 1, wherein the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna have substantially the same delay time when signals pass through them. .

At least one of the RF transmission system circuit and the RF reception system circuit corresponding to each unit antenna has an adjustment unit for adjusting at least one of the amplitude change amount, the phase rotation amount, and the delay time. The array antenna communication apparatus according to claim 1, wherein the array antenna communication apparatus is provided.

The array antenna communication apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein the array antenna communication apparatus is a time-division bidirectional communication apparatus that performs transmission and reception at the same frequency with respect to the same communication partner.