JP4024915B2

JP4024915B2 - Low resistance electronic device resistance value judgment device

Info

Publication number: JP4024915B2
Application number: JP36088797A
Authority: JP
Inventors: 耕一山野上
Original assignee: Visteon Japan Ltd
Current assignee: Visteon Japan Ltd
Priority date: 1997-12-26
Filing date: 1997-12-26
Publication date: 2007-12-19
Anticipated expiration: 2017-12-26
Also published as: JPH11190750A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば自動車用SRSエアバックシステムの起爆装置であるインフレータ等の低抵抗の電子装置の良否を判定する抵抗値判定装置に関する。
本発明は、また、集積回路化に好適な抵抗値判定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
SRSエアバックシステムは、Ｇセンサ（加速度センサ）等の衝撃検出手段を用いて車両の衝突を検出し、衝突時に乗員を保護するエアバックを展開するシステムである。かかるエアバックの展開に、火薬と、点火用のインフレータとが使用されている。
【０００３】
このエアバッグシステムが完全に動作する事は重要であるので、システムの異常を検出し、ユーザに故障を告知するが通常行われている。
そこで、このエアバックシステムは、インフレータの断線、ショート、抵抗値異常を検出するための導通チェック回路が備えられている。
従来この種の回路方式には、図１、図２の具体例で示す構成が一般的である。
【０００４】
まず、図１は一般的なSRSエアバック制御装置の概念図である。波線で示す１５は起爆剤としてのインフレータであり、車載されたバッテリ１０、１２は本制御装置を制御するCPUである。主に、バッテリ１０に接続されたMOSトランジスタ１３と、このインフレータ１５と、インフレータ１５の他端に接続された同じMOSトランジスタ１４とにより、起爆回路が構成される。なお、図中１１は、前記バッテリの電圧を安定化して各部に供給する定電圧回路である。
【０００５】
エアバッグを爆発させるときは、CPU１２がトランジスタ１３，１４を同時にＯＮする事により、インフレータ１５に電流を流すことによりなされる。
トランジスタ１３，１４が同時にＯＮしていないときでも、インフレータ１５には、定電圧回路１１からの電流が、抵抗１０２，１０６を介して流れ、このときの、インフレータ１５の両端（端子１５-1と１５-2）の電位差の変化から、インフレータ１５の劣化、即ち、インフレータ１５の抵抗値変化を知ることとなる。
【０００６】
即ち、エアバッグ装置では、常時、微少電流がインフレータ１５Ｏを流れることとなり、抵抗１０３，１０４，１０６，１０７とオペアンプ１０１とからなる差動増幅回路によって、該インフレータ１５の両端の電圧降下量を増幅せしめる。この増幅された両端電位差はインフレータ１５の抵抗値に比例した電圧であり、CPU１２に内蔵されたA/Dコンバータにより読みとられる。
【０００７】
CPU１２には、インフレータ１５が適正抵抗値を有するときのその両端電位差の増幅値を閾値として記憶しており、A/Dコンバータによる読取値と前記閾値との比較によりインフレータの故障を判定する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、インフレータ１５の抵抗値は一般的に極めて小さいが（通常、２Ω程度）、抵抗１０２，１０６の値を適当に設定することにより、インフレータ１５に流れる電流値を数十ｍＡ程度に抑えてインフレータ１５の誤動作を防止する。インフレータ１５に流れる電流を数十ｍＡ程度に抑えることにより、その両端に発生する電圧は数十mVとなる。
【０００９】
しかしながら、図１のオペアンプ１０１を通常のオペアンプを用いると、その入力オフセット電圧や、このオフセット電圧の温度ドリフトは２０mV程度である。従って、インフレータ１５の両端に発生する電圧が数十mVであれば、上記のような通常の増幅器を用いてインフレータの抵抗値を正確に測定することは困難である。オフセット電圧やドリフトの少ない増幅器は高価であり、コスト的に好ましいものではない。
【００１０】
また、オペアンプを使用して信号処理しなければならないためにコストアップにつながる事も問題となる。
さらに、図１の回路方式はワンチップ化に好ましいものではない。
即ち、CPU１２と、導通チェック回路１００とをワンチップ回路化するためには、通常使用される各々のデバイスの製造プロセスとして、CPU１２はC-MOSプロセスを採用するのが一般的であり、またオペアンプ１０１はバイポーラプロセスを採用するのが好適であるが、異なるプロセスを採用すること自体が高コスト化につながる。
【００１１】
尚、オペアンプ１０１をCPU１２と同じC-MOSプロセスで構成する事も可能ではあるが、かかるC-MOSプロセスによって形成したオペアンプ回路は、前述の入力オフセット電圧等のDC特性が比較的悪く、高精度化するために、ＩＣチップ上でのレーザトリミング等の調整工程が必要で、これも高価格化につながる。
高コストにつながる増幅器を具備しないエアバッグ制御システムも、図２のように提案されている。図２において、定電圧回路１１から、抵抗１１１と抵抗１１２とを介してインフレータ１５に微少電流を供給せしめ、端子Ｔ１２-1とＴ１２-2における端子電圧を、２つのA/D変換器を内蔵するCPU１２で直接A/D変換して、各々の電圧の差と所定値とを比較せしめて、インフレータ１５の断線・短絡を検出する。
【００１２】
この図２のシステムは図１の例に比較して、増幅手段を使用しない事から安価なシステムとなっている。
しかしながらこの構成によると、前述の如くインフレータ１５に流し得る測定電流は極小さく、そのために、該インフレータ１５の抵抗値が例えば２Ωから３Ωに変化した場合、端子Ｔ１２-1とＴ１２-2での電圧差の変化量は数mVであるので、この差をA/D変換によって検知するためには、上記内蔵のA/D変換器は１０ビット以上の分解能を備えたものであることが必要であり、従って、図２の従来システムは、CPU１２の品種選択の範囲を狭め、逆にコストアップとなる。
【００１３】
さらに図１及び図２の従来例の大きな問題として、インフレータ１５の端子Ｔ１５-1或いはＴ１５-2がバッテリ１０の＋側、又は接地側の何れかにショートする場合がある事を考慮した対策を施さなければならないことである。即ち、ショートが発生してもインフレータ１５に過大な電流を流さないようにするためには、図１の抵抗１０２、１０６の値を、図２の抵抗１１０，１１２の値を、それぞれ比較的大きな値に設定せざるを得ないことになる。
【００１４】
しかしながら、これによって、インフレータの導通チェック時の電流は益々小さな値となってしまうから、図１の従来例での増幅手段のDCオフセットの問題や、図２の従来例でのA/Dコンバータの分解能の問題は、益々顕著になってくるのである。
そこで、本発明は、上記従来技術の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低抵抗の電子装置の良否を判定する装置であって、低DCオフセットの増幅器を必要とせず、また、低分解能のA/Dコンバータを許容する抵抗値判定装置を提案するものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するための、本発明の、低抵抗電子装置の良否を判定する抵抗値判定装置は、前記電子装置に所定値の測定電流を通電する通電手段と、前記電子装置に並列に接続されたチョッパ手段と、前記チョッパ手段からの出力信号の変化を交流増幅する交流増幅手段とを具備し、前記チョッパ手段は、直列に接続された、抵抗器と、ＯＮ・ＯＦＦ信号が入力されるトランジスタと、を備え、前記交流増幅手段は、前記出力信号として、前記抵抗器と前記トランジスタとの接続点から出力される信号の変化を交流増幅し、前記交流増幅手段によって増幅された交流変化成分の値に基づいて前記電子装置の良否を判定することを特徴とする。
【００１６】
本発明の判定装置は、このように、交流増幅手段によって増幅された交流変化成分の値に基づいて前記電子装置の良否を判定するので、DCオフセットの影響から免れ、それ故に、低DCオフセットの増幅器を必要とせず、また、交流増幅手段による増幅により高分解能のA/Dコンバータを不要とする。
【００１７】
本発明は、請求項２に示すように、特に自動車用エアバッグ装置に用いられるインフレータの抵抗値の判定に好適である。本発明の好適な一態様である請求項３に拠れば、前記通電手段は、所定の定電圧回路と、前記電子装置の夫々の端子において直列接続された既知の値の第１と第２の通電用抵抗器を有する。電子装置に常時流れる電流値の制御が容易となる。また、電子装置がショートした場合にも、電子装置の誤動作の防止を最低限確保した回路定数を設定できる。
【００１９】
交流増幅手段は簡易かつ低コストであることが望ましい。而して、本発明の好適な一態様である請求項４に拠れば、前記交流増幅手段は、コンデンサと、出力端子から入力端子に帰還抵抗を有するインバータゲートとを有する。前記トランジスタ回路は集積度等の点からＭＯＳプロセスが好ましい。而して、本発明の好適な一態様である請求項５に拠れば、前記トランジスタはMOSトランジスタである。
【００２０】
さらに、本発明の好適な一態様である請求項６に拠れば、前記インバータゲートはCMOS素子により構成される。
【００２１】
また、本発明の好適な一態様である請求項７のように、前記抵抗器の抵抗値は、前記電子装置の抵抗値よりも大きく設定されていることが好ましい。また、、本発明の好適な一態様である請求項８のように、前記抵抗器の抵抗値は、前記トランジスタのＯＮ抵抗値よりも大きく設定されていることが好ましい。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
図３は、本発明を適用したインフレータ導通チェック回路を内蔵したSRSエアバック制御装置の概念図である。
〈全体構成〉
図中、１０は車載されたバッテリで略１２Ｖの直流電源を供給する。１１はバッテリ１０の供給電圧を受けて、５Ｖに安定化した電源を各部に供給する公知のシリーズレギュレータ回路からなる定電圧回路である。また、１２は、公知のシングルチップ・マイクロ・コンピュータ（以下、CPUと略す）であって、定電圧回路１１の供給する電源によって動作する。即ち、Ｇセンサ（加速度センサ）１６の出力信号をA/D変換することより、車体に加わる衝撃を判断し、エアバックの展開が必要と判断した時には、端子Ｔ１２-1、Ｔ１２-2から所定の起爆信号を送出する。
【００２４】
１３はパワーMOSFETよりなるスイッチング手段で、前記バッテリ１０の＋側とインフレータ１５の一端（Ｔ１５-1）を電気的に接続するように形成してある。インフレータ１５の他方の端子（Ｔ１５-2）と前記バッテリ１０の接地側との間には、スイッチング手段１４を配設し、かかるスイッチング手段１４は１３と同様にパワーMOSFETより成り、該FETのゲート端子はＴ１２-2を介して前記CPU１２と接続してある。即ち、CPU１２は、エアバックの展開が必要と判断した時には、パワーMOSFET１３，１４を同時にＯＮしてインフレータ１５を爆発させる。
【００２５】
次に、１２０は本実施形態のインフレータ導通チェック回路である。このインフレータ導通チェック回路は、定電流の通電回路と、チョッパ技術を用いたチェック回路とからなる。
〈通電回路の構成〉
インフレータ１５の導通をチェックするために、インフレータ１５に常時電流を流す回路（通電回路）は、前記定電圧回路１１と、抵抗器１２４（１４５Ω）と抵抗器１２９（４７０Ω）とにより構成される。好適には、抵抗器１２４は１４５Ω、抵抗器１２９は４７０Ωが好ましい。
【００２６】
即ち、トランジスタ１３，１４がＯＮしていない状態でも、定電圧回路１１からの電流は、図４に示すように、抵抗器１２４→インフレータ１５→抵抗器１２９→アースと流れる。インフレータ１５の直流抵抗値は２Ω程度であるので、インフレータ１５に流れる電流は約８ｍＡとなり、端子Ｔ１５-1と端子Ｔ１５-2との間電位差は通常時で約１６mVである。
【００２７】
〈チェック回路〉
図３のインフレータ導通チェック回路は、さらにチェック回路も含む。このチェック回路は、チョッパ回路（その詳細は図５）と、交流成分のみを増幅するリニアアンプ（その詳細は図７）とからなる。
図３において、チョッパ回路は、抵抗器１２５、MOSトランジスタ１３０、コンデンサ１２７、抵抗器１２８とから構成される。また、リニアアンプは、抵抗器１２３と、コンデンサ１２２と、ＣMOSインバータゲート１２１と、抵抗器１２６とからなる。
【００２８】
即ち、インフレータ１５の端子Ｔ１５-1での電圧は、抵抗器１２５を介して降圧され、チョッパ回路を構成するトランジスタ１３０のドレインと、リニアアンプを構成する抵抗器１２３とに入力される。また、トランジスタ１３０のソースはインフレータ１５の端子Ｔ１５-2に接続されている。
図５は図３から抽出されたチョッパ回路を示す。チョッパ回路は、インフレータ１５の両端子の電位を、ゲートに加わるパルス信号CTLのハイレベルの期間とローレベルの期間とにおいて互いに異なる抵抗値によりそれぞれチョップして結合する。ここで、パルス信号CTLは、CPU１２から送られてくるものであり、図６に示すように、ハイレベル（＋５Ｖ）とローレベル（０Ｖ）とが所定周期で繰り返される。
【００２９】
信号CTLがハイレベルであるときは、MOSトランジスタ１３０のゲートにハイレベルが加わり、MOSトランジスタ１３０の抵抗が低下してドレイン電流が増加して、端子ａにおける電位は低下する。一方、信号CTLがローレベルであるときは、MOSトランジスタ１３０のゲートにローレベルが加わり、MOSトランジスタ１３０の抵抗が増加してドレイン電流が減少して、端子ａにおける電位は上昇する。図６に、信号CTLに対する端子ａにおける信号電位の変化を示す。尚、インフレータ１５の両端子間での電圧降下量は、図６に示すように、標準状態（インフレータ１５が正常抵抗値を有する状態）で約１６mVとなる。
【００３０】
〈リニアアンプ〉
図７は、図３から抜き出されたリニアアンプ部分の構成を示す。
本リニアアンプは、抵抗１２３とコンデンサ１２２とを直列にして公知のC-MOSインバータゲート１２１（例えば東芝製ＴＣ４０６９ＵＢＰ）の入力端子と接続せしめ、該C-MOSインバータゲート１２１の出力端子Ｔ１２-4からCPU１２のA/D変換器入力ポートに接続している。さらに、C-MOSインバータゲート１２１の出力端子からその入力端子の間には抵抗１２６を接続して負帰還回路を形成し公知のC-MOSリニア増幅回路を形成してある。
【００３１】
このリニアアンプは、コンデンサ１２２を有することにより交流増幅器を構成し、抵抗１２５とMOSトランジスタ１３０との間のａ点の電位の交流成分を約２０倍に増幅する。前述したように、ａ点の電位は、信号CTLがハイレベル（５Ｖ）とローレベル（０Ｖ）の範囲で振動すると、１６mVの範囲で変動するから、本リニアアンプの出力（ゲート１２１の出力）はピーク−ピークで約３２０mVとなる。
【００３２】
かくして、図６に示すように、ａ点における信号と端子Ｔ１２-4の信号とは、信号CTLと同期した信号となる。
ＣＰＵ１２は、前述の制御信号CTLを生成すると共に、A/D変換器を内蔵する。ＣＰＵ１２は、信号CTLのレベルの各変化点（ハイ→ローおよびロー→ハイ）から一定の時間後（例えば、パルス信号CTLの各期間の中央位置の時刻）において、端子Ｔ１２-4の信号（リニアアンプ出力）をサンプリングしてA/D変換する。
【００３３】
図６は、インフレータ１５の抵抗値が正常な値である場合における、信号CTLと、端子ａにおける電位変化と、端子Ｔ１２-4の信号の変化を示す。図６に於いて、CPU１２の内蔵のA/D変換器は、CTLがハイレベルである期間には約2.66Vの電圧をサンプルし、ローレベルの期間には約2.34Vの電圧をサンプルする。従って、ピーク間で約３２０mVの変化となる。
【００３４】
〈回路定数の設定〉
チョッパ回路は、２つのレベルを有する信号CTLを入力し、MOSトランジスタ１３０を互いに異なる抵抗値を有する２つの導通状態におく。即ち、チョッパ回路は、インフレータ１５の両端子間の電位差を２段階においてチョップすることにより、即ち、インフレータの導通状態を２通りの環境設定により、リニアアンプによよりモニタさせることを可能にする。
【００３５】
インフレータ１５の正常な状態は抵抗値が１Ω以上３Ω未満とされている。
１Ω＜抵抗値＜３Ω
従って、１Ω以下、あるいは３Ω以上の抵抗値を示す、
抵抗値≦１Ω、或いは、
抵抗値≧３Ω
である場合には、インフレータ１５は不良と判定されるべきである。１Ω以下の抵抗値を示す状態と、３Ω以上の抵抗値を示す状態とを、同じ１つの回路によって測定することは、前述したように、オフセット電圧の問題、或いはA/D変換器の分解能の問題で困難である。しかしながら、本実施形態のチョッパ回路は、制御信号CTLにより２つの定数状態を現出させるから、回路定数の決定に大きな自由度を与える。
【００３６】
本実施形態では、インフレータ１５の抵抗値の故障診断範囲（約１Ω以下、３Ω以上でＮＧ）において、ａ点の電位が、さらには、ゲート１２１の出力（Ｔ１２-4）が、インフレータ１５の直流抵抗値に比例するように、特に、抵抗器１２５の抵抗値と、MOSトランジスタ１３０とを選択した。即ち、この特性を実現する為に、
抵抗１２５の値 ≫ インフレータ１５の抵抗値
抵抗１２５の値 ≫ MOSトランシスタ１３０のＯＮ抵抗値
とした。即ち、抵抗１２５の値が、インフレータ１５の測定抵抗値に比較して十分に大きく、かつMOSトランジスタ１３０のＯＮ抵抗値が抵抗１２５の値に対して充分に小さい事が測定精度を向上する為に重要となる。
【００３７】
〈実施形態の効果〉
上記設定により、信号Ｔ1２-4の振幅値はインフレータ１５の直流抵抗値に比例する事になる。図８は、インフレータ１５の抵抗値が小さくなりすぎた場合における、端子ａにおける信号と、端子Ｔ１２-4における信号（測定信号）の変化を示し、図９は、インフレータ１５の抵抗値が大きくなりすぎた場合における、端子ａにおける信号と、端子Ｔ１２-4における信号の変化を示す。
【００３８】
いずれの場合に於いても、CTLがハイの時にサンプリングした測定信号値と、ローの時にサンプリングした測定信号値とのレベル変化により、インフレータ１５の抵抗値が正常であるか、異常であるかを判断することができる。
また、コンデンサ１２２を含むリニアアンプは交流増幅を行うので、信号Ｔ１２-4のDCオフセット値は測定に影響しなくなり、従って、前記C-MOSリニアアンプの例で示されるようなDC特性が悪い、即ち入力オフセット電圧が大きく、その温度変動も大きいタイプの増幅手段を採用しても測定精度に影響を与えない点で高精度の故障診断を低コストで実現可能になったのである。
【００３９】
加えて、インフレータ１５の抵抗値に比例した振幅を持つ矩形波信号（Ｔ１２-4）を出力するから、例えばCPU１２に内蔵するA/Dコンバータは８ビット分解能でも充分な計測が可能となり、高分解能のA/Dコンバータが不要であることからもシステムのコストを低く抑えることができるのである。
本実施形態で使用するインフレータの誤動作しない最大連続通電電流は、一例として３５ｍＡとされている。ここで比較のために、図２の従来技術では、１０ビットA/Dコンバータを用いてA/D値を例えば２０カウント以上とする為には、所望の測定電流を流す必要がある事から、図２の抵抗１０１、１０２の値は合計で１３０Ω程度で無ければならない（電源電圧は５Ｖとする）。このような条件下で、仮にインフレータの端子Ｔ１５-1がバッテリ１０の＋側端子とショートするか、或いは端子Ｔ１５-2がバッテリ１０の接地とショートしたと仮定すると、従来例の抵抗１０２が９０Ω、抵抗１０１が４０Ωの時には、

となり、誤爆の危険は避ける事か出来ない。
【００４０】
これに対して、本実施形態のチェック回路は、インフレータ１５から定電圧回路に接続せしめた抵抗１２４の値を１４５Ω、またインフレータ１５から接地側に接続せしめた抵抗１２９を４７０Ωに設定可能であるから

となり、インフレータの端子と電源、或いは接地の間でショート故障を起こしたとしても誤爆の危険の無い安全なシステムを構成できる点でも優れた特徴がある。
【００４１】
以上の様に本発明のインフレータ導通チェック回路は該インフレータに微少な測定電流を流した状態でかかるインフレータの両端に発生する電圧降下を、インフレータの両端子間の電位を、互いに異なる抵抗値状態を介して接続することにより、両端子電位差を、異なる２つの状態に於いて現出せしめたことにより、回路設定の自由度をまして、上記種々の効果を得ることができた。
【００４２】
〈変形例〉
本発明は、この主旨を逸脱しない範囲であれば、種々に変形が可能である。
例えば、チョッパ回路における切換は公知のアナログスイッチ等でも良い。また、切換は上記実施形態では２段階であったが、３段階以上であってもよい。図１０に、アナログスイッチを３つ用いたチョッパ回路の変形例を示す。
【００４３】
他の変形例として、増幅手段は、トランジスタ増幅回路、オペアンプ回路、トランス回路等でも良い事は言うまでもない。
また、本実施例では説明を省略したが、前記増幅手段には公知のローバスフィルタ処理か必要となる場合があり、さらに該増幅手段の出力信号をA/D変換して信号処理するCPUには公知のソフトウエアフィルタ処理が必要になる場合がある事はノイズ除去の点で、当該分野の技術者であれば容易に類推できる範囲である。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明した様に、本発明の抵抗値判定装置によれば、前述のようなチョッパ手段と交流増幅器を具備することにより、低DCオフセット電圧特性を必要とせず、また、高分解能のＡ／Ｄ変換器を不要とすることができる。
また、ＭＯＳプロセスを全体的に採用した安価な抵抗値判定装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例にかかる抵抗値判定装置の構成を説明する図。
【図２】従来例にかかる他の構成の抵抗値判定装置の構成を説明する図。
【図３】本発明の抵抗値判定装置が適用されたエアバッグ制御装置の回路構成を示す図。
【図４】図３の回路に於いて、抵抗値測定のための通電回路を説明する図。
【図５】図３の回路から抽出されたチョッパ回路の構成を示す図。
【図６】抵抗値が適正であるときにおける、図３回路の動作を説明するタイミングチャート。
【図７】図３の回路から抽出されたリニアアンプ回路の構成を示す図。
【図８】抵抗値が過小であるときにおける、図３回路の動作を説明するタイミングチャート。
【図９】抵抗値が過大であるときにおける、図３回路の動作を説明するタイミングチャート。
【図１０】チョッパ回路の変形例の構成を説明する図。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resistance value determination device that determines the quality of a low-resistance electronic device such as an inflator that is a detonator of an SRS airbag system for automobiles.
The present invention also relates to a resistance value determination apparatus suitable for integration into an integrated circuit.
[0002]
[Prior art]
The SRS airbag system is a system that detects a vehicle collision using an impact detection means such as a G sensor (acceleration sensor) and deploys an airbag that protects an occupant during the collision. Explosives and an inflator for ignition are used for the deployment of the airbag.
[0003]
Since it is important that the airbag system operates completely, it is common practice to detect an abnormality in the system and notify the user of the failure.
Therefore, this airbag system is provided with a continuity check circuit for detecting disconnection, short circuit, and resistance value abnormality of the inflator.
Conventionally, this type of circuit system generally has the configuration shown in the specific examples of FIGS.
[0004]
First, FIG. 1 is a conceptual diagram of a general SRS airbag control device. A dotted line 15 indicates an inflator as an initiator, and the

batteries

10 and 12 mounted on the vehicle are CPUs that control the control device. An initiation circuit is mainly constituted by the MOS transistor 13 connected to the battery 10, the inflator 15, and the same MOS transistor 14 connected to the other end of the inflator 15. In the figure, reference numeral 11 denotes a constant voltage circuit that stabilizes the voltage of the battery and supplies it to each unit.
[0005]
When the air bag is exploded, the CPU 12 simultaneously turns on the

transistors

13 and 14 to cause a current to flow through the inflator 15.
Even when the

transistors

13 and 14 are not simultaneously turned on, the current from the constant voltage circuit 11 flows to the inflator 15 via the

resistors

102 and 106. At this time, both ends of the inflator 15 (with the terminals 15-1 and 15-1). From the change in the potential difference in 15-2), the deterioration of the inflator 15, that is, the resistance value change of the inflator 15 is known.
[0006]
That is, in the airbag device, a very small current always flows through the inflator 15O, and the voltage drop amount at both ends of the inflator 15 is amplified by the differential amplifier circuit composed of the

resistors

103, 104, 106, and 107 and the operational amplifier 101. Let me. The amplified potential difference between both ends is a voltage proportional to the resistance value of the inflator 15 and is read by an A / D converter built in the CPU 12.
[0007]
The CPU 12 stores the amplified value of the potential difference between the both ends when the inflator 15 has an appropriate resistance value as a threshold value, and determines a failure of the inflator by comparing the read value by the A / D converter with the threshold value.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, although the resistance value of the inflator 15 is generally very small (usually about 2Ω), the current value flowing through the inflator 15 can be suppressed to about several tens of mA by appropriately setting the values of the

resistors

102 and 106. 15 malfunctions are prevented. By suppressing the current flowing through the inflator 15 to about several tens of mA, the voltage generated at both ends thereof becomes several tens of mV.
[0009]
However, when a normal operational amplifier is used as the operational amplifier 101 of FIG. 1, the input offset voltage and the temperature drift of this offset voltage are about 20 mV. Therefore, if the voltage generated at both ends of the inflator 15 is several tens of mV, it is difficult to accurately measure the resistance value of the inflator using the normal amplifier as described above. An amplifier with little offset voltage and drift is expensive and not preferable in terms of cost.
[0010]
Another problem is that the signal processing using an operational amplifier leads to an increase in cost.
Furthermore, the circuit system of FIG. 1 is not preferable for one-chip implementation.
That is, in order to make the CPU 12 and the continuity check circuit 100 into a one-chip circuit, the CPU 12 generally employs a C-MOS process as a manufacturing process of each device that is normally used. 101 employs a bipolar process, but adopting a different process itself leads to an increase in cost.
[0011]
Although it is possible to configure the operational amplifier 101 with the same C-MOS process as the CPU 12, the operational amplifier circuit formed by such a C-MOS process has relatively poor DC characteristics such as the above-described input offset voltage, and has high accuracy. In order to achieve this, an adjustment process such as laser trimming on the IC chip is required, which leads to an increase in cost.
An airbag control system that does not include an amplifier that leads to high costs has also been proposed as shown in FIG. In FIG. 2, a small current is supplied from the constant voltage circuit 11 to the inflator 15 through the resistors 111 and 112, and the terminal voltages at the terminals T12-1 and T12-2 are incorporated with two A / D converters. The CPU 12 directly performs A / D conversion, compares each voltage difference with a predetermined value, and detects disconnection / short circuit of the inflator 15.
[0012]
The system shown in FIG. 2 is less expensive than the example shown in FIG. 1 because it does not use amplification means.
However, according to this configuration, as described above, the measurement current that can flow through the inflator 15 is extremely small. Therefore, when the resistance value of the inflator 15 is changed from 2Ω to 3Ω, for example, the voltage at the terminals T12-1 and T12-2 Since the change amount of the difference is several mV, in order to detect this difference by A / D conversion, the built-in A / D converter must have a resolution of 10 bits or more. Therefore, the conventional system of FIG. 2 narrows the range of CPU 12 type selection, and conversely increases costs.
[0013]
Further, as a major problem of the conventional example of FIGS. 1 and 2, a countermeasure is taken into account that the terminal T15-1 or T15-2 of the inflator 15 may be short-circuited to either the positive side or the ground side of the battery 10. That must be done. That is, in order to prevent an excessive current from flowing through the inflator 15 even if a short circuit occurs, the values of the

resistors

102 and 106 in FIG. 1 and the values of the resistors 110 and 112 in FIG. It must be set to a value.
[0014]
However, since the current during the inflator continuity check becomes smaller and smaller due to this, the problem of the DC offset of the amplification means in the conventional example of FIG. 1 and the A / D converter of the conventional example of FIG. The problem of resolution becomes more pronounced.
Therefore, the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to determine whether or not a low resistance electronic device is good, and does not require a low DC offset amplifier. Therefore, the present invention proposes a resistance value determination device that allows a low-resolution A / D converter.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a resistance value determination device according to the present invention for determining the quality of a low-resistance electronic device includes an energization means for supplying a predetermined measurement current to the electronic device and a parallel to the electronic device. A connected chopper means; and an AC amplifying means for amplifying a change in an output signal from the chopper means. The chopper means is connected in series with a resistor and an ON / OFF signal input thereto. The AC amplifying means amplifies a change in a signal output from a connection point between the resistor and the transistor as the output signal, and the AC change amplified by the AC amplifying means The quality of the electronic device is determined based on component values .
[0016]
The determination device of the present invention thus determines whether the electronic device is good or bad based on the value of the AC change component amplified by the AC amplification means, and thus is free from the influence of the DC offset, and therefore has a low DC offset. An amplifier is not required, and an A / D converter with high resolution is not required due to amplification by AC amplification means .
[0017]
As shown in claim 2, the present invention is particularly suitable for determining the resistance value of an inflator used in an automobile airbag device. According to claim 3 which is a preferred aspect of the present invention, the energization means includes a predetermined constant voltage circuit and first and second of known values connected in series at respective terminals of the electronic device. Has a current-carrying resistor. It becomes easy to control the value of the current that always flows in the electronic device. In addition, even when the electronic device is short-circuited, it is possible to set circuit constants that ensure the minimum prevention of malfunction of the electronic device.
[0019]
It is desirable that the AC amplifying means be simple and low cost. Thus, according to claim 4 which is a preferred aspect of the present invention, the AC amplifying means includes a capacitor and an inverter gate having a feedback resistor from the output terminal to the input terminal. The transistor circuit is preferably a MOS process from the viewpoint of integration. And Thus, according to claim 5 as a preferred embodiment of the present invention, the transistor capacitor are MOS transistors.
[0020]
Furthermore, according to claim 6 which is a preferred embodiment of the present invention, the inverter gate is constituted by a CMOS element .
[0021]
Also, as in claim 7 as a preferred embodiment of the present invention, the resistance value before Ki抵 anti instrument, it is preferably set larger than the resistance value of the electronic device. Also, as in the claim 8 is a preferred aspect of the present invention, the resistance value before Ki抵 anti instrument, it is preferably set larger than the ON resistance of the transistor.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 3 is a conceptual diagram of an SRS airbag control device incorporating an inflator continuity check circuit to which the present invention is applied.
<overall structure>
In the figure, reference numeral 10 denotes an on-board battery that supplies approximately 12V of DC power. Reference numeral 11 denotes a constant voltage circuit including a known series regulator circuit that receives a supply voltage of the battery 10 and supplies a power supply stabilized to 5 V to each unit. Reference numeral 12 denotes a known single-chip microcomputer (hereinafter abbreviated as CPU), which is operated by a power source supplied from the constant voltage circuit 11. That is, the impact applied to the vehicle body is determined by A / D converting the output signal of the G sensor (acceleration sensor) 16, and when it is determined that the airbag needs to be deployed, a predetermined value is output from the terminals T12-1 and T12-2. The detonation signal is sent out.
[0024]
Reference numeral 13 denotes switching means comprising a power MOSFET, which is formed so as to electrically connect the positive side of the battery 10 and one end (T15-1) of the inflator 15. A switching means 14 is disposed between the other terminal (T15-2) of the inflator 15 and the ground side of the battery 10, and the switching means 14 is composed of a power MOSFET as in the case of 13, and the gate of the FET. The terminal is connected to the CPU 12 via T12-2. That is, when the CPU 12 determines that the airbag needs to be deployed, the

power MOSFETs

13 and 14 are simultaneously turned on to explode the inflator 15.
[0025]
Next, 120 is an inflator continuity check circuit of the present embodiment. The inflator continuity check circuit includes a constant current supply circuit and a check circuit using a chopper technique.
<Configuration of energization circuit>
In order to check the continuity of the inflator 15, a circuit (energization circuit) that constantly supplies current to the inflator 15 includes the constant voltage circuit 11, a resistor 124 (145Ω), and a resistor 129 (470Ω). Preferably, resistor 124 is 145Ω and resistor 129 is 470Ω.
[0026]
That is, even when the

transistors

13 and 14 are not turned on, the current from the constant voltage circuit 11 flows through the resistor 124 → the inflator 15 → the resistor 129 → the ground as shown in FIG. Since the DC resistance value of the inflator 15 is about 2Ω, the current flowing through the inflator 15 is about 8 mA, and the potential difference between the terminal T15-1 and the terminal T15-2 is about 16 mV in a normal state.
[0027]
<Check circuit>
The inflator continuity check circuit of FIG. 3 further includes a check circuit. This check circuit includes a chopper circuit (details thereof are shown in FIG. 5) and a linear amplifier (details thereof are shown in FIG. 7) that amplifies only an AC component.
In FIG. 3, the chopper circuit includes a resistor 125, a MOS transistor 130, a capacitor 127, and a resistor 128. The linear amplifier includes a resistor 123, a capacitor 122, a CMOS inverter gate 121, and a resistor 126.
[0028]
That is, the voltage at the terminal T15-1 of the inflator 15 is stepped down through the resistor 125 and input to the drain of the transistor 130 that forms the chopper circuit and the resistor 123 that forms the linear amplifier. The source of the transistor 130 is connected to the terminal T15-2 of the inflator 15.
FIG. 5 shows the chopper circuit extracted from FIG. The chopper circuit chops and couples the potentials of both terminals of the inflator 15 with different resistance values during the high level period and the low level period of the pulse signal CTL applied to the gate. Here, the pulse signal CTL is sent from the CPU 12, and as shown in FIG. 6, the high level (+5 V) and the low level (0 V) are repeated at a predetermined cycle.
[0029]
When the signal CTL is at a high level, a high level is applied to the gate of the MOS transistor 130, the resistance of the MOS transistor 130 decreases, the drain current increases, and the potential at the terminal a decreases. On the other hand, when the signal CTL is at a low level, a low level is applied to the gate of the MOS transistor 130, the resistance of the MOS transistor 130 increases, the drain current decreases, and the potential at the terminal a rises. FIG. 6 shows a change in the signal potential at the terminal a with respect to the signal CTL. As shown in FIG. 6, the amount of voltage drop between both terminals of the inflator 15 is about 16 mV in the standard state (the state where the inflator 15 has a normal resistance value).
[0030]
<Linear amplifier>
FIG. 7 shows the configuration of the linear amplifier portion extracted from FIG.
In this linear amplifier, a resistor 123 and a capacitor 122 are connected in series and connected to the input terminal of a known C-MOS inverter gate 121 (for example, TC4069UBP manufactured by Toshiba), and the output terminal T12-4 of the C-MOS inverter gate 121 is connected. It is connected to the A / D converter input port of CPU12. Further, a resistor 126 is connected between the output terminal of the C-MOS inverter gate 121 and its input terminal to form a negative feedback circuit, thereby forming a known C-MOS linear amplifier circuit.
[0031]
This linear amplifier forms an AC amplifier by having the capacitor 122, and amplifies the AC component of the potential at the point a between the resistor 125 and the MOS transistor 130 by about 20 times. As described above, since the potential at the point a fluctuates in the range of 16 mV when the signal CTL vibrates in the range of high level (5V) and low level (0V), the output of this linear amplifier (output of the gate 121). Is about 320 mV peak-to-peak.
[0032]
Thus, as shown in FIG. 6, the signal at the point a and the signal at the terminal T12-4 are synchronized with the signal CTL.
The CPU 12 generates the aforementioned control signal CTL and incorporates an A / D converter. The CPU 12 performs a signal (linear) at a terminal T12-4 after a predetermined time (for example, the time at the center position of each period of the pulse signal CTL) after each change point (high → low and low → high) of the level of the signal CTL. (Amplifier output) is sampled and A / D converted.
[0033]
FIG. 6 shows the signal CTL, the potential change at the terminal a, and the signal change at the terminal T12-4 when the resistance value of the inflator 15 is a normal value. In FIG. 6, the A / D converter built in the CPU 12 samples a voltage of about 2.66V while CTL is at a high level, and samples a voltage of about 2.34V during a period when the CTL is low. Accordingly, there is a change of about 320 mV between the peaks.
[0034]
<Circuit constant setting>
The chopper circuit receives a signal CTL having two levels, and puts the MOS transistor 130 in two conductive states having different resistance values. In other words, the chopper circuit allows the potential difference between both terminals of the inflator 15 to be chopped in two stages, that is, the conduction state of the inflator can be monitored by the linear amplifier by two environmental settings.
[0035]
The normal state of the inflator 15 has a resistance value of 1Ω or more and less than 3Ω.
1Ω <resistance value <3Ω
Therefore, the resistance value is 1Ω or less, or 3Ω or more.
Resistance value ≤ 1Ω, or
Resistance value ≧ 3Ω
If so, the inflator 15 should be determined to be defective. Measuring the resistance value of 1Ω or less and the resistance value of 3Ω or more with the same single circuit, as described above, is the problem of offset voltage or the resolution of the A / D converter. It is difficult with problems. However, since the chopper circuit of the present embodiment causes two constant states to appear by the control signal CTL, it gives a great degree of freedom in determining circuit constants.
[0036]
In the present embodiment, in the fault diagnosis range of the resistance value of the inflator 15 (about 1Ω or less, 3Ω or more and NG), the potential at the point a and the output (T12-4) of the gate 121 are the direct current of the inflator 15. In particular, the resistance value of the resistor 125 and the MOS transistor 130 were selected so as to be proportional to the resistance value. That is, to realize this characteristic,
The value of the resistor 125 ≫ The value of the resistance value 125 of the inflator 15 ≫ The ON resistance value of the MOS transistor 130. That is, the value of the resistor 125 is sufficiently larger than the measured resistance value of the inflator 15 and the ON resistance value of the MOS transistor 130 is sufficiently smaller than the value of the resistor 125 in order to improve the measurement accuracy. It becomes important.
[0037]
<Effect of the embodiment>
With the above setting, the amplitude value of the signal T12-4 is proportional to the DC resistance value of the inflator 15. FIG. 8 shows changes in the signal at the terminal a and the signal (measurement signal) at the terminal T12-4 when the resistance value of the inflator 15 becomes too small. FIG. 9 shows that the resistance value of the inflator 15 increases. The change of the signal at the terminal a and the signal at the terminal T12-4 in the case of exceeding is shown.
[0038]
In any case, whether the resistance value of the inflator 15 is normal or abnormal due to a level change between the measurement signal value sampled when CTL is high and the measurement signal value sampled when CTL is low. Judgment can be made.
Further, since the linear amplifier including the capacitor 122 performs AC amplification, the DC offset value of the signal T12-4 does not affect the measurement, and therefore the DC characteristics as shown in the example of the C-MOS linear amplifier are poor. That is, it is possible to realize high-precision failure diagnosis at a low cost in that it does not affect the measurement accuracy even if an amplification means of a type having a large input offset voltage and a large temperature fluctuation is employed.
[0039]
In addition, since a rectangular wave signal (T12-4) having an amplitude proportional to the resistance value of the inflator 15 is output, for example, the A / D converter built in the CPU 12 can perform sufficient measurement even with 8-bit resolution, and high resolution. This eliminates the need for an A / D converter, thus reducing the system cost.
The maximum continuous energization current that does not cause malfunction of the inflator used in this embodiment is set to 35 mA as an example. For comparison, in the prior art of FIG. 2, since a 10-bit A / D converter is used to make the A / D value 20 counts or more, for example, it is necessary to flow a desired measurement current. The values of the

resistors

101 and 102 in FIG. 2 must be about 130Ω in total (the power supply voltage is 5V). Under these conditions, assuming that the terminal T15-1 of the inflator is short-circuited to the positive terminal of the battery 10 or that the terminal T15-2 is short-circuited to the ground of the battery 10, the conventional resistor 102 is 90Ω. When the resistance 101 is 40Ω,

Therefore, the risk of accidental explosions cannot be avoided.
[0040]
In contrast, in the check circuit of this embodiment, the value of the resistor 124 connected from the inflator 15 to the constant voltage circuit can be set to 145Ω, and the resistor 129 connected from the inflator 15 to the ground side can be set to 470Ω.

Thus, even if a short failure occurs between the terminal of the inflator and the power source or the ground, there is an excellent feature in that a safe system can be configured without risk of accidental explosion.
[0041]
As described above, the inflator continuity check circuit according to the present invention has a voltage drop generated at both ends of the inflator in a state where a minute measurement current is passed through the inflator, a potential between both terminals of the inflator, and a different resistance value state. By connecting the two terminals, the potential difference between the two terminals is made to appear in two different states, so that the above-mentioned various effects can be obtained with a higher degree of freedom in circuit setting.
[0042]
<Modification>
The present invention can be variously modified without departing from the spirit of the present invention.
For example, the switching in the chopper circuit may be a known analog switch or the like. In addition, the switching is performed in two stages in the above embodiment, but may be performed in three or more stages. FIG. 10 shows a modified example of a chopper circuit using three analog switches.
[0043]
As another modification, it goes without saying that the amplifying means may be a transistor amplifier circuit, an operational amplifier circuit, a transformer circuit, or the like.
Although the description is omitted in the present embodiment, the amplification means may require a known low-pass filter process, and further, the CPU that performs signal processing by A / D converting the output signal of the amplification means. The known software filter processing may be necessary in terms of noise removal, and can be easily inferred by an engineer in the field.
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the resistance value judging device of the present invention, since the chopper means and the AC amplifier as described above are provided, a low DC offset voltage characteristic is not required and a high resolution A / D is provided. A converter can be dispensed with.
In addition, an inexpensive resistance value determination apparatus employing the MOS process as a whole can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a resistance value determination device according to a conventional example.
FIG. 2 is a diagram for explaining a configuration of a resistance value determination device having another configuration according to a conventional example.
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of an airbag control device to which a resistance value determination device of the present invention is applied.
4 is a diagram for explaining an energization circuit for measuring a resistance value in the circuit of FIG. 3;
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a chopper circuit extracted from the circuit of FIG. 3;
6 is a timing chart for explaining the operation of the circuit of FIG. 3 when the resistance value is appropriate.
7 is a diagram showing a configuration of a linear amplifier circuit extracted from the circuit of FIG. 3;
FIG. 8 is a timing chart for explaining the operation of the circuit in FIG. 3 when the resistance value is too small.
FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of the circuit of FIG. 3 when the resistance value is excessive.
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a modified example of a chopper circuit.

Claims

In the resistance value judging device for judging the quality of the low resistance electronic device,
Energization means for energizing the electronic device with a predetermined measurement current;
Chopper means connected in parallel to the electronic device;
AC amplification means for alternatingly amplifying a change in the output signal from the chopper means,
The chopper means is
A resistor connected in series and a transistor to which an ON / OFF signal is input are provided.
The AC amplifying means AC amplifies a change in signal output from a connection point between the resistor and the transistor as the output signal,
A resistance value determination apparatus for a low resistance electronic device, wherein the electronic device is determined to be good or bad based on a value of an alternating current change component amplified by the AC amplification means.

2. The resistance value determination apparatus for a low resistance electronic device according to claim 1, wherein the electronic device is an inflator used in an automobile airbag device.

3. The energizing means includes a predetermined constant voltage circuit, and first and second energizing resistors having known values connected in series at respective terminals of the electronic device. The resistance value determination apparatus of the low resistance electronic device according to any one of the above.

The AC amplification means includes
A capacitor,
An inverter gate having a feedback resistor from the output terminal to the input terminal;
Resistance determining device with low resistance electronic device according to any one of claims 1 to 3, characterized in that it has a.

Resistance determining device with low resistance electronic device according to claim 1, wherein the transistor capacitor are MOS transistors.

The resistance value determination apparatus for a low resistance electronic device according to claim 4 , wherein the inverter gate is constituted by a CMOS element.

Before Ki抵 anti instrument resistance, resistance value determination device with low resistance electronic device according to claim 1, characterized in that the is set larger than the resistance value of the electronic device.

Before the resistance of Ki抵 anti instrument, the resistance value determining device with low resistance electronic device of claim 1, characterized in that it is set larger than the ON resistance of the transistor.

3. The low resistance electronic device according to claim 2, further comprising a MOS CPU that includes an A / D converter for A / D converting the output signal of the AC amplification means and generates the ON / OFF signal . Resistance value determination device.