JP4019842B2

JP4019842B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4019842B2
Application number: JP2002220933A
Authority: JP
Inventors: 貫太郎吉本
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-07-30
Filing date: 2002-07-30
Publication date: 2007-12-12
Anticipated expiration: 2022-07-30
Also published as: JP2004064909A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを駆動制御する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石モータは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、小型・高効率であるので、電気自動車の駆動モータ等に幅広く用いられている。理想的な永久磁石モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束は位相に対して正弦波で変化するが、磁束が歪みを持つ場合には、モータに流れる電流を正弦波に制御しただけでは、モータにトルクリプルを生じることになる。
【０００３】
トルクリプルを低減するモータ制御装置として、特開２０００−３２４８７９号公報に開示されているものがある。この従来のモーター制御装置では、トルクリプルを補正するためのｄ軸，ｑ軸電圧を予め学習しておき、補正する電圧をｄ軸，ｑ軸の電圧指令値に加算することにより、トルクリプルを低減している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のモータ制御装置では、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令値に、トルクリプルを補正する学習電圧を加算するだけなので、モータの制御回路に未知の外乱が加わる場合、回路抵抗値が変化する場合、ｄ軸，ｑ軸電流やモータの回転速度が過渡的に変化する場合には、電圧を学習した状態と異なるモータ電流となるためにモータに発生するトルクが変化し、トルクリプルを補正するトルクを発生することができないという問題があった。
【０００５】
本発明の目的は、トルクリプルを低減するモータ制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によるモータ制御装置は、永久磁石同期モータの回転に同期して回転するｄｑ座標系において、基本波電流指令値に基づいてモータに印加する基本波電圧指令値を生成し、モータの基本波電流を制御する基本波電流制御手段と、ｄｑ座標系における基本波電流と、モータの永久磁石による電機子鎖交磁束の基本波成分および高調波成分と、モータのｄ軸インダクタンスの基本波成分およびｑ軸インダクタンスの基本波成分とに基づいて、基本波電流とモータの永久磁石による電機子鎖交磁束の５次高調波成分とに起因する第１のトルクリプルと、基本波電流とモータの永久磁石による電機子鎖交磁束の７次高調波成分とに起因する第２のトルクリプルとを加算した、電機子鎖交磁束の高調波成分と基本波電流によって生じるトルクリプルを演算するトルクリプル演算手段と、トルクリプル演算手段により演算されたトルクリプルと逆位相のトルクを生じさせる５次高調波電流指令値を演算する高調波電流指令値演算手段と、モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄhｑh座標系において、前記５次高調波電流指令値に基づいて前記基本波電圧指令値に加算する高調波電圧指令値を生成し前記モータの高調波電流を制御する高調波電流制御手段とを備えることにより、上記目的を達成する。
【０００７】
【発明の効果】
本発明によるモータ制御装置によれば、ｄｑ座標系における基本波電流、モータの永久磁石による電機子鎖交磁束の基本波成分および高調波成分、モータのｄ軸インダクタンスの基本波成分およびｑ軸インダクタンスの基本波成分のうちの全てまたは一部に基づいて、モータのトルクリプルを低減する高調波電流指令値を演算するので、モータの制御回路に外乱が存在する場合や、ｄ軸，ｑ軸電流やモータの回転速度が変化するような場合でも、モータのトルクリプルを低減することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、基本波電流制御回路１００と高調波電流制御回路２００とを備えたモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。基本波電流制御回路１００は、３相同期モータＭに流れる電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する回路である。
【０００９】
高調波電流制御回路２００は、基本波電流制御回路１００のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、高調波座標系と呼ぶ）でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分を制御する回路である。高調波座標系は、換言すれば、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１０】
基本波電流制御回路１００は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１、ｄｑ／３相変換部２、非干渉制御部３、３相／ｄｑ変換部５、減算器１１，１２および加算器１３，１４を備えている。減算器１１，１２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqと電流指令値ｉd^*，ｉq^*との偏差（ｉd^*−ｉd），（ｉq^*−ｉq）をそれぞれ演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御器１は、減算器１１，１２で演算された基本波電流偏差（ｉd^*−ｉd），（ｉq^*−ｉq）をＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｄｑ軸電圧指令値を算出する。
【００１１】
非干渉制御部３は、ｄｑ軸座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ軸座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖd_cmpとｑ軸補償電圧Ｖq_cmpとを算出する。加算器１３，１４は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１の制御出力と、非干渉制御部３で演算されるｄ軸補償電圧Ｖd_cmp、ｑ軸補償電圧Ｖq_cmpとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd^*、ｖq^*を算出する。ｄｑ／３相変換部２は、３相交流モータＭの基本波電流の位相θeに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖd^*，ｖq^*を３相交流電圧指令値ｖu^*、ｖv^*、ｖw^*に変換する。
【００１２】
加算器１５，１６，１７は、ｄｑ／３相変換部２で変換された３相交流電圧指令値ｖu^*、ｖv^*、ｖw^*と、後述するｄhｑh／３相変換部９で変換された３相交流電圧指令値ｖu'、ｖv'、ｖw'とをそれぞれ加算して、加算結果を電力変換部４に出力する。電力変換部４は、ＩＧＢＴなどの電力変換素子により、加算器１５，１６，１７で加算した電圧指令値にしたがって、バッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００１３】
３相交流モータＭは、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。エンコーダＰＳは、３相交流モータＭに連結され、モータＭの回転位置θmを検出する。位相速度演算部１０は、エンコーダＰＳからの回転位置信号θmに基づいて、基本波電流の位相θeを演算するとともに、基本波電流の位相θeに基づいて、ｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換を行うための位相θehを演算する。位相θehは、ｄｑ軸での高調波の次数をｋとすると、次式（１）により求められる。

【００１４】
図２は、高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ軸座標における次数ｋとの関係を示す表である。例えば、３相交流座標にて５次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝-6（＝-5-1）より、−６次高調波電流となる。また、３相交流座標にて７次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝6（＝7-1）より、６次高調波電流となる。
【００１５】
電流センサ２０，２１は、３相交流モータＭのＵ相とＶ相の実電流ｉu，ｉvを検出する。３相／ｄｑ変換部５は、基本波電流位相θeに基づいて、３相交流モータＭの実電流ｉu，ｉv，ｉw（＝−ｉu−ｉv）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉd，ｉqへ変換する。
【００１６】
高調波電流制御回路２００は、ハイパス・フィルタ６、ｄｑ／ｄhｑh変換部７、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器８、ｄhｑh／３相変換部９、および、減算器１８，１９を備えている。ハイパス・フィルタ６は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄhｑh変換部７は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu，ｉv，ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄhｑhを有し、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqの高周波成分をそれぞれ、高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉdh，ｉqhに変換する。
【００１７】
減算器１８，１９は、ｄh軸の実電流ｉdh，ｑh軸の実電流ｉqhと、電流指令値ｉdh^*，ｉqh^*との差をそれぞれ算出する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器８は、減算器１８，１９によって減算された結果に基づいて、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh^*，ｖqh^*を演算する。ｄhｄq／３相変換部９は、ｄh軸高調波電圧指令値ｖdh^*およびｑh軸高調波電圧指令値ｖqh^*をそれぞれ３相交流電圧指令値ｖu’，ｖv’，vw’に変換する。ｄhｄq／３相変換部９で変換された３相交流電圧指令値ｖu’，ｖv’，vw’は、加算器１５，１６，１７にそれぞれ出力される。
【００１８】
このように、基本波電流制御回路１００に加えて、高調波電流制御回路２００を用いることにより、モータＭの高調波電流を応答性良く制御することができる。図１に示すモータ制御装置では、高調波電流制御回路を１つしか用いてないが、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、複数の次数ごとに高調波電流制御回路を追加すればよい。
【００１９】
−トルクリプルを低減する高調波電流指令値の算出方法−
永久磁石同期モータのトルクTeは、一般的に次式（２）で表される。

ここで、Pは極対数、φは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンスを表している。
【００２０】
図３は、電機子鎖交磁束に高調波成分を含む場合のモータＭの誘起電圧を示す図である。このように、電機子鎖交磁束φに高調波成分が含まれる場合や、モータのｄ軸，ｑ軸電流にリプルが含まれる場合には、モータトルクTeにリプルを生じることになる。車両の駆動モータにおいて、モータのトルクリプルは車両に振動を生じさせる要因になるため、乗員に不快感を与えることになる。従って、モータのトルクリプルを低減することが重要となる。
【００２１】
永久磁石による電機子鎖交磁束φに高調波成分が含まれる場合のトルクについて考えると、例えば、電機子鎖交磁束の５次高調波によるモータトルクT_h5は次式（３）にて表される。

ただし、φ₅は電機子鎖交磁束の５次成分を表し、ｉ_qh5は、電機子鎖交磁束の5次高調波に同期して回転するdhqh座標でのqh電流を表している。同様に、電機子鎖交磁束の7次高調波によるモータトルクT_h7は、次式（４）で表される。

ただし、φ₇は電機子鎖交磁束の7次成分を表し、ｉ_qh7は、電機子鎖交磁束の7次高調波に同期して回転するdhqh座標でのqh電流を表している。
【００２２】
これら電機子鎖交磁束の高調波成分とモータの基本波電流では、トルクリプルを生じうる。電機子鎖交磁束の５次成分φ₅と基本波電流によるトルクリプルについて考察するために、式（３）のqh軸におけるモータ基本波電流をi_qh5kで表すと、リプルも含めたトルクT_h5は次式（５）によって表される。

【００２３】
同様に、式（４）のqh軸におけるモータの基本波電流をi_qh7kで表すと、電機子鎖交磁束の7次成分φ7と基本波電流によるトルクリプルも含めたトルクT_h7は次式（６）によって表される。

【００２４】
ここで、i_qh5k とi_qh7kは、ｄ軸，ｑ軸電流id,iqを次式（７），（８）により、それぞれdhqh座標へ座標変換することにより得られる。

【００２５】
上述した３相交流電流の高調波次数（ｍ）とｄｑ座標における次数（ｋ）との関係（図２）から、θ_h7＝−θ_h5の関係が成り立つので、式（８）はθ_h5を用いて次式（９）のように表せる。

【００２６】
式（７）を式（５）に代入すると、次式（１０）が得られる。

また、式（９）を式（６）に代入すると、次式（１１）が得られる。

得られた式（１０）と式（１１）で表されるトルクリプル成分のみを加算すると、トルクリプルT_hrは、次式（１２）で表される。

式（１２）で表されるトルクリプルT_hrは、永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分と基本波電流によって生じるトルクリプルである。
【００２７】
式（１２）で表されるトルクリプルを低減するための高調波電流指令値を算出する方法について説明する。式（２）におけるφが電機子鎖交磁束の基本波成分を表すとし、Ld, Lqがインダクタンスの基本波成分を表しているとすると、d軸，q軸電流にd軸高調波成分i_dkとq軸高調波成分i_qkが含まれる場合のトルクは、次式（１３）にて表される。

【００２８】
式（１３）において、トルクリプルとして現れる項は、電機子鎖交磁束の基本波成分とd軸，q軸電流の高調波成分の積であるから、トルクリプルを式（１４）として表すことができる。

【００２９】
５次高調波電流を制御する際に、dhqh座標系におけるi_dh5, i_qh5を制御する場合、dq座標におけるd軸高調波電流i_dk, ｑ軸高調波電流i_qkは次の座標変換式（１５）により、i_dh5, i_qh5を用いて表すことができる。

【００３０】
d軸高調波電流i_dk, ｑ軸高調波電流i_qkをdhqh座標系におけるi_dh5，i_qh5を用いて表せば（式（１５））、トルク式（１４）は次式（１６）にて表すことができる。

ここで、位相がθ_h5の項のみを表せば、次式（１７）が得られる。

【００３１】
式（１７）にて示される、5次高調波電流と電機子鎖交磁束φとインダクタンスLd, Lqによるトルクを発生させて、前述の式（１２）で生じるトルクリプルを低減させる。すなわち、式（１２）と式（１７）のトルクを加算し、sin項とcos項の係数が0となる時、式（１２）のトルクリプルを0にすることができる。この条件から、次の連立方程式（１８），（１９）を導くことができる。

【００３２】
式（１８），（１９）の連立方程式をidh5, iqh5について解くと、次式（２０），（２１）が得られる。

ただし、

【００３３】
式（２０），（２１）で表される高調波電流は、ｄｑ座標系における基本波電流と永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分とに起因するトルクリプルT_hr（式（１２））と逆位相のトルクを生じさせる高調波電流である。すなわち、式（２０），（２１）により得られたidh5, iqh5をdhqh座標における高調波電流指令値idh5^*,iqh5^*として高調波電流制御を行ってトルクを発生させれば、モータの回路に外乱が加わる場合、モータＭのd軸，q軸基本波電流の変化やモータＭの回転速度の変化があるような場合でも、式（１２）で表されるトルクリプルを低減することができる。
【００３４】
図４は、図１に示すモータ制御装置の構成に、トルクリプルThrを演算するためのトルクリプル演算部２５と、トルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６とを加えた一実施の形態のモータ制御装置の構成を示す図である。トルクリプル演算部２５は、永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分とともに、d軸電流idとしてd軸電流指令値id*を用い、q軸電流iqとしてq軸電流指令値iq*を用いて、式（１２）より、ｄｑ座標系における基本波電流とモータＭの永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分によって生じるトルクリプルThrを演算する。トルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６は、トルクリプル演算部２５で演算されたトルクリプルThrを低減する高調波電流指令値を、永久磁石による電機子鎖交磁束の基本波成分φと高調波成分φ₅，φ_７と、モータＭのｄ軸インダクタンスの基本波成分Ldとｑ軸インダクタンスの基本波成分Lqとを用いて演算する。すなわち、トルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６は、トルクリプル演算部２５で演算されたトルクリプルThrと逆位相のトルクを発生させる高調波電流指令値を演算することにより、モータＭのトルクリプルを低減させる。
【００３５】
第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、dq座標系における基本波電流と、モータＭの永久磁石による電機子鎖交磁束の基本波成分および高調波成分と、モータＭのｄ軸インダクタンスの基本波成分およびｑ軸インダクタンスの基本波成分とに基づいて、トルクリプルを低減する高調波電流指令値を生成する。この高調波電流指令値に基づいて、高調波電流に同期して回転する直交座標系でモータＭの高調波電流を制御してトルクを発生させるので、モータＭの回路に加わる外乱が存在する場合や、dq軸電流やモータＭの回転速度が変化する場合でも、モータＭのトルクリプルを低減することができる。
【００３６】
トルクリプル演算部２５は、dq座標系における基本波電流と、永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分の値とに基づいて、dq座標系における基本波電流と永久磁石による電機子鎖交磁束の高調波成分とによって生じるトルクリプルを演算し、リプル低減高調波電流指令値生成器２６は、トルクリプル演算部２５にて演算されたトルクリプルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算するので、効果的にモータＭのトルクリプルを低減することができる。
【００３７】
特に、永久磁石による電機子鎖交磁束の５次成分と７次成分とによって生じるトルクリプルを演算し、このトルクリプルと逆位相のトルクを生じさせる高調波電流指令値を演算することにより、モータＭの永久磁石による電機子鎖交磁束の5次成分と7次成分に起因するトルクリプルを低減することができる。
【００３８】
−第２の実施の形態−
図５は、第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図である。第２の実施の形態のモータ制御装置では、トルクリプル演算部２５は備えておらず、トルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６ａが式（２０），（２１）を用いて直接、高調波電流指令値idh5*, iqh5^*を算出する。この場合、第１の実施の形態におけるモータ制御装置に比べて、少ない演算量にて高調波電流指令値を演算することができる。
【００３９】
−第３の実施の形態−
図６は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図である。第３の実施の形態のモータ制御装置では、第２の実施の形態におけるモータ制御装置と同様に、トルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６ｂが式（２０），（２１）を用いて、高調波電流指令値idh5*, iqh5^*を算出する。ただし、ｄ軸，ｑ軸電流指令値id*，iq*の代わりに実電流id，iqを用いるので、ｄ軸，ｑ軸電流指令値に対する応答遅れの影響を受けずに、高調波電流指令値を演算することができる。
【００４０】
図７は、一般的なベクトル制御におけるモータトルクＡと、第３の実施の形態におけるモータ制御装置により制御されたモータトルクＢとをそれぞれ示す図である。図７から明らかなように、第３の実施の形態におけるモータ制御装置によりモータＭのトルクリプルを低減することができる。なお、第１および第２の実施の形態におけるモータ制御装置を用いても、同様にモータＭのトルクリプルを低減することができる。
【００４１】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、３相交流モータＭとして、ＩＰＭモータを用いたが、モータインダクタンスがＬd＝Ｌqの関係を有するＳＰＭモータを用いることもできる。この場合には、Ｌd＝Ｌqより、式（２０），（２１）におけるＡ，Ｂは、それぞれＡ＝φ、Ｂ＝０となるので、モータインダクタンスの基本波成分を用いずにトルクリプルを低減する高調波指令値を求めることができる。
【００４２】
また、上述した実施の形態では、モータＭの永久磁石による電機子鎖交磁束の5次成分と7次成分に起因するトルクリプルを低減する方法について説明したが、５次および７次以外の高調波成分に起因するトルクリプルについても、同様の方法により低減することもできる。
【００４３】
特許請求の範囲の構成要素と第１の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、基本波電流制御回路１００が基本波電流制御手段を、高調波電流制御回路２００が高調波電流制御手段を、トルクリプル演算部２５がトルクリプル演算手段を、トルクリプル演算部２５およびトルクリプル低減高調波電流指令値生成器２６が高調波電流指令値演算手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本波電流制御回路と高調波電流制御回路とを備えたモータ制御装置の構成を示す図
【図２】高調波電流の３相交流座標系における次数ｍと、ｄｑ軸座標系における次数ｋとの関係を示す表
【図３】電機子鎖交磁束に高調波を含む場合のモータＭの誘起電圧を示す図
【図４】第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図
【図５】第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図
【図６】第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図
【図７】一般的なベクトル制御におけるモータトルクと、第３の実施の形態におけるモータ制御装置により制御されたモータトルクとを示す図
【符号の説明】
１…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、２…ｄｑ／３相変換部、３…非干渉制御部、４…電力変換部、５…３相／ｄｑ変換部、６…ハイパスフィルタ、７…ｄｑ／ｄhｑh変換部、８…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、９…ｄhｑh／３相変換部、１０…位相速度演算部、１１，１２，１８，１９…減算器、１３，１４，１５，１６，１７…加算器、２０，２１…電流センサ、２５…トルクリプル演算部、２６，２６ａ，２６ｂ…トルクリプル低減高調波電流指令値生成器、１００…基本波電流制御回路、２００…高調波電流制御回路、ＰＳ…エンコーダ、Ｍ…永久磁石同期モータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for driving and controlling an AC motor.
[0002]
[Prior art]
Permanent magnet motors are widely used in drive motors for electric vehicles because they do not require mechanical wear such as brushes and are small and highly efficient. In an ideal permanent magnet motor, the armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet changes in a sine wave with respect to the phase, but if the magnetic flux has distortion, just controlling the current flowing through the motor to a sine wave, Torque ripple is generated in the motor.
[0003]
As a motor control device for reducing torque ripple, there is one disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-324879. In this conventional motor control device, torque ripple is reduced by learning in advance the d-axis and q-axis voltages for correcting the torque ripple, and adding the corrected voltage to the d-axis and q-axis voltage command values. ing.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional motor control device, only the learning voltage for correcting the torque ripple is added to the d-axis and q-axis voltage command values, and therefore, when an unknown disturbance is applied to the motor control circuit, the circuit resistance value changes. In this case, when the d-axis and q-axis currents and the rotational speed of the motor change transiently, the torque generated in the motor changes because the motor current differs from the state in which the voltage is learned, and the torque that corrects the torque ripple There was a problem that could not occur.
[0005]
An object of the present invention is to provide a motor control device that reduces torque ripple.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A motor control device according to the present invention generates a fundamental voltage command value to be applied to a motor based on a fundamental current command value in a dq coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of a permanent magnet synchronous motor, and generates a fundamental wave of the motor. a fundamental current control means control the current, the fundamental wave current in the dq coordinate system, a fundamental wave component and harmonic components of the armature flux linkage ascribable to the permanent magnet motor, fundamental wave component of the d-axis inductance of the motor And the first torque ripple caused by the fundamental wave current and the fifth harmonic component of the armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet of the motor based on the fundamental wave component of the q-axis inductance and the fundamental wave current and the permanent motor Torque ripple generated by the harmonic component of the armature interlinkage flux and the fundamental wave current obtained by adding the second torque ripple caused by the seventh harmonic component of the armature linkage flux by the magnet Torque ripple computing means for computing the torque, harmonic current command value computing means for computing the fifth harmonic current command value that generates torque in the opposite phase to the torque ripple computed by the torque ripple computing means, and the basics of the current flowing through the motor In a dhqh coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the wave component, a harmonic voltage command value to be added to the fundamental voltage command value is generated based on the fifth harmonic current command value, and the harmonics of the motor by providing a harmonic current control means control the current, to achieve the above object.
[0007]
【The invention's effect】
According to the motor control device of the present invention, the fundamental wave current in the dq coordinate system, the fundamental wave component and the harmonic component of the armature linkage flux by the permanent magnet of the motor, the fundamental wave component and the q axis inductance of the d axis inductance of the motor. The harmonic current command value that reduces the torque ripple of the motor is calculated based on all or part of the fundamental wave component of the motor. Therefore, when there is a disturbance in the motor control circuit, the d-axis, q-axis current, Even when the rotational speed of the motor changes, the torque ripple of the motor can be reduced.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
-First embodiment-
FIG. 1 is a control block diagram illustrating a configuration of a motor control device including a fundamental wave current control circuit 100 and a harmonic current control circuit 200. The fundamental current control circuit 100 is an orthogonal coordinate system composed of a d-axis corresponding to the excitation current components of the currents iu, iv and iw flowing through the three-phase synchronous motor M and a q-axis corresponding to the torque current component, that is, motor rotation. Is a circuit that controls the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, and iw in a dq coordinate system that rotates in synchronization with.
[0009]
The harmonic current control circuit 200 is an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as harmonic coordinates) that rotates at a frequency of a harmonic component of a predetermined order that is generated when the motor currents iu, iv, and iw are controlled only by the fundamental current control circuit 100. A circuit that controls harmonic components included in the motor currents iu, iv, and iw. In other words, the harmonic coordinate system is a coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, and iw.
[0010]
The fundamental wave current control circuit 100 includes a PI-dq current controller 1, a dq / 3-phase converter 2, a non-interference controller 3, a 3-phase / dq converter 5,

subtractors

11 and 12, and

adders

13 and 14. I have. The

subtractors

11 and 12 calculate deviations (id ^* −id) and (iq ^* −iq) between the actual currents id and iq on the d-axis and the q-axis and the current command values id ^* and iq ^* , respectively. The PI-dq current controller 1 performs a PI (proportional / integral) operation on the fundamental wave current deviations (id ^* −id) and (iq ^* −iq) calculated by the

subtractors

11 and 12, thereby calculating the dq axis voltage. Calculate the command value.
[0011]
The non-interference control unit 3 compensates for the speed electromotive force in the dq axis coordinate system and improves the response of the dq axis current, so that the d axis compensation voltage Vd_cmp for compensating the speed electromotive force in the dq axis coordinate system The q-axis compensation voltage Vq_cmp is calculated. The

adders

13 and 14 add the control output of the PI-dq current controller 1 to the d-axis compensation voltage Vd_cmp and the q-axis compensation voltage Vq_cmp calculated by the non-interference control unit 3, respectively. The fundamental wave voltage command values vd ^* and vq ^* of the shaft are calculated. Based on the phase θe of the fundamental current of the three-phase AC motor M, the dq / 3-phase converter 2 converts the d-axis and q-axis voltage command values vd ^* and vq ^* into the three-phase AC voltage command values vu ^* and vv. ^* , Vw ^* .
[0012]
The

adders

15, 16, and 17 are the three-phase AC voltage command values vu ^* , vv ^* , and vw ^* converted by the dq / 3-

phase converter

2, and 3 converted by the dhqh / 3-phase converter 9 described later. The phase AC voltage command values vu ′, vv ′, and vw ′ are added, and the addition result is output to the power conversion unit 4. The power conversion unit 4 switches a DC voltage of a DC power source (not shown) such as a battery according to a voltage command value added by the

adders

15, 16, and 17 by a power conversion element such as an IGBT, and thereby a three-phase AC voltage U, V, and W are applied to the three-phase AC motor M.
[0013]
The three-phase AC motor M is a permanent magnet synchronous motor, and is an IPM motor including a rotor with an internal embedded magnet structure and a stator with a concentrated winding structure. The encoder PS is connected to the three-phase AC motor M and detects the rotational position θm of the motor M. The phase velocity calculation unit 10 calculates the phase θe of the fundamental wave current based on the rotational position signal θm from the encoder PS, and performs a phase conversion for dq / dhqh coordinate conversion based on the phase θe of the fundamental wave current. Calculate θeh. The phase θeh is obtained by the following equation (1), where k is the harmonic order on the dq axis.

[0014]
FIG. 2 is a table showing the relationship between the order m of the harmonic current in the three-phase AC coordinate and the order k in the dq axis coordinate. For example, when the fifth harmonic current is converted into the dq coordinate system in the three-phase alternating current coordinates, the sixth harmonic current is obtained from k = -6 (= -5-1). Further, when the seventh harmonic current is converted into the dq coordinate system in the three-phase AC coordinate, the sixth harmonic current is obtained from k = 6 (= 7-1).
[0015]

Current sensors

20 and 21 detect U-phase and V-phase actual currents iu and iv of three-phase AC motor M. The three-phase / dq converter 5 converts the actual currents iu, iv, iw (= −iu−iv) of the three-phase AC motor M into the d-axis and q-axis actual currents id, iq based on the fundamental current phase θe. Convert to
[0016]
The harmonic current control circuit 200 includes a high-pass filter 6, a dq / dhqh converter 7, a PI-dhqh current controller 8, a dhqh / 3-phase converter 9, and subtractors 18 and 19. The high-pass filter 6 extracts high-frequency components by filtering the actual currents id and iq on the d-axis and the q-axis. The dq / dhqh conversion unit 7 is an orthogonal coordinate system (harmonic coordinate system) that rotates at the frequency of a harmonic component of a predetermined order that is generated when the motor currents iu, iv, and iw are controlled only by the fundamental wave current control circuit described above. ) Having dhqh, the high-frequency components of the d-axis and q-axis actual currents id and iq are converted into the actual currents idh and iqh of the harmonic coordinate system dhqh, respectively.
[0017]
The

subtractors

18 and 19 calculate the difference between the dh-axis actual current idh and the qh-axis actual current iqh and the current command values idh ^* and iqh ^* , respectively. The PI-dhqh current controller 8 calculates the harmonic voltage command values vdh ^* and vqh ^* of the dh axis and the qh axis based on the result of subtraction by the subtractors 18 and 19. The dhdq / 3-phase converter 9 converts the dh-axis harmonic voltage command value vdh ^* and the qh-axis harmonic voltage command value vqh ^* into three-phase AC voltage command values vu ′, vv ′, and vw ′, respectively. The three-phase AC voltage command values vu ′, vv ′, vw ′ converted by the dhdq / 3-phase converter 9 are output to the

adders

15, 16, and 17, respectively.
[0018]
Thus, by using the harmonic current control circuit 200 in addition to the fundamental wave current control circuit 100, the harmonic current of the motor M can be controlled with good responsiveness. In the motor control device shown in FIG. 1, only one harmonic current control circuit is used. However, when a plurality of harmonic currents are controlled, a harmonic current control circuit is added for each of the plurality of orders. That's fine.
[0019]
-Calculation method of harmonic current command value to reduce torque ripple-
The torque Te of the permanent magnet synchronous motor is generally expressed by the following equation (2).

Here, P is the number of pole pairs, φ is an armature interlinkage magnetic flux by a permanent magnet, Ld is a d-axis inductance, and Lq is a q-axis inductance.
[0020]
FIG. 3 is a diagram illustrating an induced voltage of the motor M when the armature flux linkage includes a harmonic component. As described above, when the harmonic component is included in the armature interlinkage magnetic flux φ, or when ripples are included in the d-axis and q-axis currents of the motor, ripples are generated in the motor torque Te. In the drive motor of a vehicle, the torque ripple of the motor causes a vibration in the vehicle, which makes the passenger feel uncomfortable. Therefore, it is important to reduce the torque ripple of the motor.
[0021]
Considering the torque when the harmonic component is included in the armature interlinkage magnetic flux φ by the permanent magnet, for example, the motor torque _Th5 by the fifth harmonic of the armature interlinkage magnetic flux is expressed by the following equation (3). The

However, φ ₅ represents the fifth-order component of the armature interlinkage magnetic flux, and i _qh5 represents the qh current in the dhqh coordinate that rotates in synchronization with the fifth harmonic of the armature interlinkage magnetic flux. Similarly, the motor torque _Th7 due to the seventh harmonic of the armature flux linkage is expressed by the following equation (4).

Here, φ ₇ represents the seventh-order component of the armature linkage flux, and i _qh7 represents the qh current in the dhqh coordinate that rotates in synchronization with the seventh harmonic of the armature linkage flux.
[0022]
Torque ripples can be generated by the harmonic components of the armature linkage flux and the fundamental current of the motor. In order to consider the torque ripple due to the fifth-order component φ ₅ of the armature flux linkage and the fundamental wave current, when the motor fundamental wave current on the qh axis in equation (3) is represented by i _qh5k , the torque T _h5 including the ripple is It is represented by the following formula (5).

[0023]
Similarly, represents the fundamental wave current of the motor in the qh-axis of the formula (4) in i _Qh7k, torque T _h7 that including torque ripple due to 7th order component φ7 and fundamental current of the armature flux linkage by the following equation (6 ).

[0024]
Here, i _qh5k and i _qh7k are obtained by converting the d-axis and q-axis currents id and iq to dhqh coordinates by the following equations (7) and (8), respectively.

[0025]
From the relationship between the degree (k) in the harmonic order (m) and dq coordinates of three-phase alternating current as described above (FIG. 2), the relation of θ _h7 = -θ _h5 holds, the equation (8) is theta _h5 It can be expressed as the following formula (9).

[0026]
Substituting equation (7) into equation (5) yields equation (10) below.

Further, when Expression (9) is substituted into Expression (6), the following Expression (11) is obtained.

When only the torque ripple components represented by the obtained equations (10) and (11) are added, the torque ripple _Thr is represented by the following equation (12).

The torque ripple T _hr expressed by the equation (12) is a torque ripple generated by the harmonic component of the armature linkage flux by the permanent magnet and the fundamental wave current.
[0027]
A method for calculating the harmonic current command value for reducing the torque ripple represented by Expression (12) will be described. If φ in Equation (2) represents the fundamental wave component of the armature flux linkage, and Ld and Lq represent the fundamental wave component of the inductance, then the d-axis and q-axis currents and the d-axis harmonic component i _dk And the q-axis harmonic component i _qk are included in the following equation (13).

[0028]
In Expression (13), the term that appears as torque ripple is the product of the fundamental wave component of the armature flux linkage and the harmonic component of the d-axis and q-axis currents, so that the torque ripple can be expressed as Expression (14).

[0029]
When controlling i _dh5 and i _qh5 in the dhqh coordinate system when controlling the fifth harmonic current, the d-axis harmonic current i _dk and the q-axis harmonic current i _qk in the dq coordinate are _expressed by the following coordinate conversion formula ( 15), i _dh5 , i _qh5 can be used.

[0030]
When the d-axis harmonic current i _dk and the q-axis harmonic current i _qk are expressed using i _dh5 and i _qh5 in the dhqh coordinate system (formula (15)), the torque formula (14) is expressed by the following formula (16). Can be represented.

Here, if only the term whose phase is θ _h5 is expressed, the following equation (17) is obtained.

[0031]
Torque is generated by the fifth harmonic current, the armature linkage magnetic flux φ, and the inductances Ld and Lq shown in Expression (17), and the torque ripple generated in Expression (12) is reduced. That is, when the torques of the equations (12) and (17) are added and the coefficients of the sin term and the cos term become zero, the torque ripple of the equation (12) can be zero. From these conditions, the following simultaneous equations (18) and (19) can be derived.

[0032]
When the simultaneous equations of equations (18) and (19) are solved for idh5 and iqh5, the following equations (20) and (21) are obtained.

However,

[0033]
The harmonic currents represented by the equations (20) and (21) are torque ripples T _hr (equation (12)) caused by the fundamental wave current in the dq coordinate system and the harmonic component of the armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet. And a harmonic current that generates torque in the opposite phase. That is, if idh5 and iqh5 obtained by the equations (20) and (21) are used as harmonic current control values idh5 ^* and iqh5 ^* in the dhqh coordinates to generate a torque by performing harmonic current control, When a disturbance is applied, the torque ripple expressed by the equation (12) can be reduced even when there is a change in the d-axis and q-axis fundamental wave currents of the motor M or a change in the rotational speed of the motor M.
[0034]
4 shows a motor control apparatus according to an embodiment in which a torque ripple calculation unit 25 for calculating torque ripple Thr and a torque ripple reduction harmonic current command value generator 26 are added to the configuration of the motor control apparatus shown in FIG. FIG. The torque ripple calculator 25 uses the d-axis current command value id * as the d-axis current id and the q-axis current command value iq * as the q-axis current iq together with the harmonic component of the armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet. From the equation (12), the torque ripple Thr generated by the harmonic component of the fundamental wave current in the dq coordinate system and the armature flux linkage by the permanent magnet of the motor M is calculated. The torque ripple reduction harmonic current command value generator 26 uses the harmonic current command value for reducing the torque ripple Thr calculated by the torque ripple calculation unit 25 as the fundamental wave component φ and the harmonic component φ of the armature interlinkage flux by the permanent magnet. ₅ , φ ₇ , the fundamental wave component Ld of the d-axis inductance of the motor M, and the fundamental wave component Lq of the q-axis inductance are used for calculation. That is, the torque ripple reduction harmonic current command value generator 26 reduces the torque ripple of the motor M by calculating a harmonic current command value that generates torque having a phase opposite to that of the torque ripple Thr calculated by the torque ripple calculation unit 25. .
[0035]
According to the motor control apparatus in the first embodiment, the fundamental wave current in the dq coordinate system, the fundamental wave component and the harmonic component of the armature linkage flux by the permanent magnet of the motor M, and the d-axis inductance of the motor M Based on the fundamental wave component and the fundamental wave component of the q-axis inductance, a harmonic current command value for reducing torque ripple is generated. When torque is generated by controlling the harmonic current of the motor M in an orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the harmonic current based on the harmonic current command value, there is a disturbance applied to the circuit of the motor M. Even when the dq axis current and the rotational speed of the motor M change, the torque ripple of the motor M can be reduced.
[0036]
Based on the fundamental wave current in the dq coordinate system and the value of the harmonic component of the armature linkage magnetic flux by the permanent magnet, the torque ripple calculation unit 25 is based on the fundamental wave current in the dq coordinate system and the armature linkage flux by the permanent magnet. And a ripple reduction harmonic current command value generator 26 calculates a harmonic current command value that generates a torque having a phase opposite to that of the torque ripple calculated by the torque ripple calculation unit 25. Therefore, the torque ripple of the motor M can be effectively reduced.
[0037]
In particular, the torque ripple generated by the quintic component and the seventh component of the armature flux linkage by the permanent magnet is calculated, and the harmonic current command value that generates the torque in the opposite phase to this torque ripple is calculated, thereby calculating the motor M Torque ripple caused by the fifth and seventh order components of the armature flux linkage by the permanent magnet can be reduced.
[0038]
-Second Embodiment-
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the second embodiment. In the motor control apparatus of the second embodiment, the torque ripple calculation unit 25 is not provided, and the torque ripple reduction harmonic current command value generator 26a directly uses the equations (20) and (21) to directly generate the harmonic current command. Calculate the values idh5 * and iqh5 ^* . In this case, the harmonic current command value can be calculated with a small amount of calculation compared to the motor control device in the first embodiment.
[0039]
-Third embodiment-
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to the third embodiment. In the motor control device of the third embodiment, as in the motor control device of the second embodiment, the torque ripple reduction harmonic current command value generator 26b uses the equations (20) and (21) to Calculate wave current command values idh5 *, iqh5 ^* . However, since the actual currents id and iq are used instead of the d-axis and q-axis current command values id * and iq *, the harmonic current command value is not affected by the response delay to the d-axis and q-axis current command values. Can be calculated.
[0040]
FIG. 7 is a diagram showing motor torque A in general vector control and motor torque B controlled by the motor control device in the third embodiment. As is apparent from FIG. 7, the torque ripple of the motor M can be reduced by the motor control device according to the third embodiment. It should be noted that the torque ripple of the motor M can be similarly reduced by using the motor control devices in the first and second embodiments.
[0041]
The present invention is not limited to the embodiment described above. For example, although an IPM motor is used as the three-phase AC motor M, an SPM motor having a motor inductance relationship of Ld = Lq can also be used. In this case, since Ld = Lq, A and B in equations (20) and (21) are A = φ and B = 0, respectively, and therefore, torque ripple is reduced without using the fundamental wave component of motor inductance. Harmonic command value can be obtained.
[0042]
In the above-described embodiment, the method of reducing torque ripple caused by the fifth-order component and the seventh-order component of the armature flux linkage by the permanent magnet of the motor M has been described. The torque ripple caused by the components can also be reduced by the same method.
[0043]
The correspondence between the constituent elements of the claims and the constituent elements of the first embodiment is as follows. That is, the fundamental wave current control circuit 100 is fundamental wave current control means, the harmonic current control circuit 200 is harmonic current control means, the torque ripple calculator 25 is torque ripple calculator, the torque ripple calculator 25 and the torque ripple reduced harmonic current. The command value generator 26 constitutes harmonic current command value calculation means. In addition, each component is not limited to the said structure, unless the characteristic function of this invention is impaired.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor control device including a fundamental wave current control circuit and a harmonic current control circuit. FIG. 2 is a diagram showing the order m of a harmonic current in a three-phase AC coordinate system and a dq axis coordinate system. Table showing the relationship with the order k. FIG. 3 is a diagram showing the induced voltage of the motor M when the armature flux linkage includes harmonics. FIG. 4 shows the configuration of the motor control device according to the first embodiment. FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a motor control device according to a second embodiment. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a motor control device according to a third embodiment. FIG. 7 is a motor in general vector control. The figure which shows a torque and the motor torque controlled by the motor control apparatus in 3rd Embodiment
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... PI-dq current controller, 2 ... dq / 3 phase conversion part, 3 ... Non-interference control part, 4 ... Power conversion part, 5 ... 3 phase / dq conversion part, 6 ... High pass filter, 7 ... dq / dhqh Conversion unit, 8 ... PI-dq current controller, 9 ... dhqh / 3-phase conversion unit, 10 ... phase velocity calculation unit, 11, 12, 18, 19 ... subtractor, 13, 14, 15, 16, 17 ...

addition

20, 21 ... current sensor, 25 ... torque ripple calculator, 26, 26a, 26b ... torque ripple reduction harmonic current command value generator, 100 ... fundamental current control circuit, 200 ... harmonic current control circuit, PS ... encoder , M ... Permanent magnet synchronous motor

Claims

In a rectangular coordinate system (hereinafter referred to as a dq coordinate system) composed of a d-axis and a q-axis that rotate in synchronization with the rotation of a permanent magnet synchronous motor, a fundamental wave voltage command applied to the motor based on a fundamental wave current command value a fundamental current control means for generating a value, control the fundamental wave current of the motor,
A fundamental wave current in the dq coordinate system, a fundamental wave component and a harmonic component of an armature flux linkage by a permanent magnet of the motor, a fundamental wave component of a d-axis inductance of the motor, and a fundamental wave component of a q-axis inductance; A first torque ripple caused by the fundamental current and the fifth harmonic component of the armature linkage flux by the permanent magnet of the motor, and the armature chain by the fundamental current and the permanent magnet of the motor. A torque ripple calculating means for calculating a torque ripple generated by the harmonic component of the armature interlinkage flux and the fundamental wave current obtained by adding the second torque ripple caused by the seventh harmonic component of the alternating flux;
Harmonic current command value calculating means for calculating a fifth harmonic current command value for generating torque having a phase opposite to that of the torque ripple calculated by the torque ripple calculating means;
In an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as a dhqh coordinate system) composed of a dh-axis and a qh-axis that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental wave component of the current flowing through the motor, it is based on the fifth harmonic current command value. motor control apparatus comprising: a higher harmonic current control means for the harmonic current control Gosuru of the motor generates a harmonic voltage command value to be added to the fundamental wave voltage command value each.

The motor control device according to claim 1,
The harmonic current command value calculating means calculates a fifth harmonic current command value i _dh5 *, i _qh5 ^* based on the following equation (A) .

However,

φ: fundamental wave component of armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet of the motor, φ ₅ : _fifth component of armature interlinkage magnet by the permanent magnet of the motor , φ ₇ : armature interlinkage by the permanent magnet of the motor 7th-order component of magnet, i _d : d-axis fundamental wave current, i _q : q-axis fundamental wave current

In the motor control device according to claim 1 or 2 ,
The fundamental wave current in the dq coordinate system is a fundamental wave current command value in the dq coordinate system.

In the motor control device according to any one of claims 1 to 3 ,
The fundamental wave current in the dq coordinate system is a d-axis and q-axis component obtained by converting a real current flowing through the motor by three-phase / dq coordinate conversion.