JP4010712B2

JP4010712B2 - DAC amplifier

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Publication number: JP4010712B2
Application number: JP18653999A
Authority: JP
Inventors: 秀雄日下部
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1999-06-30
Filing date: 1999-06-30
Publication date: 2007-11-21
Anticipated expiration: 2019-06-30
Also published as: JP2001016106A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
電子（荷電）ビーム描画装置の偏向アンプ
【０００２】
【従来の技術】
電子ビーム描画装置は微細パターンを高速度で描画することを要求され、益々、高速かつ高精度化している。電子ビーム描画装置の高速化と精度は電子ビームを偏向する偏向アンプの高速と精度に大きく依存している。この偏向アンプは高精度を得るためアンプのオープンループゲインを大きくし、アンプ出力から負帰還を行うことで高精度を得ている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、偏向アンプ出力から負帰還をかけると、増幅素子の時間遅れ、負荷からの反射等により、セットリング時間が長くなる。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）とその出力を増幅するアンプとを有するＤＡＣアンプに於いて、前記ＤＡＣアンプのオフセットｏｆｆをアナログデジタル変換（ＡＤＣ）してオフセット変換値ｏを得るＡＤＣ手段と、前記ＤＡＣアンプの温度係数をＤＡＣアンプのオフセットｏｆｆの関数として、温度係数関数Ｃ＝Ｆ（ｏｆｆ）を発生させ、前記ＡＤＣ手段からのオフセット変換値ｏを前記温度係数関数に代入し、温度係数Ｃ＝Ｆ（ｏ）を演算する温度係数関数発生手段と、前記ＤＡＣアンプの入力データＤｉと前記演算した温度係数Ｃ＝Ｆ（ｏ）とを入力して、演算出力データＤｓ＝Ｄｉ（１＋Ｃ）を得るＤＡＣ入力データ演算手段とを具備し、前記ＤＡＣ入力データ演算手段からの演算出力データＤｓを前記ＤＡＣアンプの入力データとし、ＤＡＣアンプの温度によるゲイン、オフセットによる誤差を補正するものである。
前記温度係数関数発生手段は、校正時、基準温度をＴｃ、入力データＤｉをＫ（Ｋ≠０）とした時の前記ＤＡＣアンプ出力のＡＤＣ変換値Ｈｃを求め、かつ入力データＤｉ＝Ｋのままで、前記基準温度ＴＣを中心にして温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎ（Ｔ１＜ＴＣ＜Ｔｎ）へと変化させた時の、前記ＤＡＣアンプ出力のＡＤＣ変換値（Ｈｃ１，Ｈｃ２，・・・Ｈｃｎ）を求め、各温度時のＡＤＣ変換値（Ｈｃ１とＨｃ１，Ｈｃ２，・・・Ｈｃｎ）と前記基準温度Ｔｃ時のＡＤＣ変換値Ｈｃとの差を、入力データＤｉの差（Ｋ−０）により除算して、温度係数Ｃ１、Ｃ２・・・Ｃｎとして、
Ｃ１＝（Ｈｃ１−Ｈｃ）／Ｋ、
Ｃ２＝（Ｈｃ２−Ｈｃ）／Ｋ、・・・
Ｃｎ＝（Ｈｃｎ−Ｈｃ）／Ｋ
を演算する演算手段と、
温度Ｔ１、Ｔ２、・・・Ｔｎと、温度係数Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃｎから温度Ｔと温度係数Ｃの一次近似式：Ｃ＝Ａ１・Ｔ＋Ｂ１、のＡ１，Ｂ１を演算するＡ１，Ｂ１演算手段と、
入力データＤｉ＝０とし、温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎへと変化させた時の前記ＤＡＣアンプの各出力のＡＤＣ変換値ｏ１，ｏ２，・・・ｏｎからオフセットｏと温度Ｔの一次近似式：Ｔ＝Ａ２・ｏ＋Ｂ２、のＡ２，Ｂ２を演算するＡ２，Ｂ２演算手段と、
オフセット値ｏから温度係数Ｃの一次近似式：
Ｃ＝Ａ１・（Ａ２・ｏ＋Ｂ２）＋Ｂ１
Ｃ＝Ａ・ｏ＋Ｂ（但しＡ＝Ａ１・Ａ２、Ｂ＝Ａ１・Ｂ２＋Ｂ１）
を演算する手段とを含み、前記オフセット値ｏを入力することで、前記温度係数Ｃを演算することを特徴とする。
また、前記温度係数関数発生手段は、校正時、基準温度をＴｃ、入力データＤｉをＫ（Ｋ≠０）とした時の前記ＤＡＣアンプ出力のＡＤＣ変換値Ｈｃを求め、かつ入力データＤｉ＝Ｋのままで、前記基準温度Ｔｃを中心にして温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎ（Ｔ１＜ＴＣ＜Ｔｎ）へと変化させた時の、前記ＤＡＣアンプ出力のＡＤＣ変換値（Ｈ１，Ｈ２，・・・Ｈｎ）を求め、各温度時のＡＤＣ変換値（Ｈ１，Ｈ２，・・・Ｈｎ）と前記基準温度Ｔｃ時のＡＤＣ変換値Ｈｃとの差を、入力データＤｉの差（Ｋ−０）により除算して、温度係数Ｃ１、Ｃ２・・・Ｃｎとして、
Ｃ１＝（Ｈ１−Ｈｃ）／Ｋ、
Ｃ２＝（Ｈ２−Ｈｃ）／Ｋ、・・・
Ｃｎ＝（Ｈｎ−Ｈｃ）／Ｋ
を演算し、温度Ｔと温度係数Ｃの近似式：Ｃ＝Ｆ１（Ｔ）を演算する手段と、
入力データＤｉ＝０とし、温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎへと変化させた時の前記ＤＡＣアンプの各出力のＡＤＣ変換値ｏ１，ｏ２，・・・ｏｎから、オフセットｏと温度Ｔの近似式：Ｔ＝Ｆ２（ｏ）を演算する手段と、
オフセット値ｏから温度係数Ｃの近似式：Ｃ＝Ｆ１（Ｆ２（ｏ））を演算する手段と、
オフセット値ｏによってアドレスされた領域に前記温度係数Ｃの値が格納されたＲＡＭとを含み、前記温度係数Ｃを前記ＲＡＭのアドレスから読み出すことを特徴とする。
また、ＤＡＣアンプの温度係数Ｃは電子ビーム描画装置のブランキング期間中にＤＡＣアンプのオフセットを測定し、この測定したオフセットから新しい温度係数Ｃを演算し、常にＤＡＣアンプの温度をオフセットにより監視し、温度が変化しても、正確なＤＡＣアンプ出力を得る。この温度補償は描画を行わないブランキング期間中に行い、描画のスループットに影響を与えない。
【０００５】
【発明の実施の形態】
（実施例）
図１において、ＣＰＵより校正制御器７を動作させる信号を受け、変換コマンドでＴＥＭＰ８からデジタル値ｔを得る。デジタル値ｔは次の校正制御器７からの変換コマンドが送られ、ＴＥＭＰ８が動作するまで記憶される。記憶された値ｔを温度係数関数発生器６に入力し、温度係数Ｃを得、温度係数Ｃは温度係数演算器１に入力し、ＤｉとＣからＤｓ＝Ｄｉ（１＋Ｃ）を演算する。ＤＡＣ３に温度補正されたＤｓが入力され、アンプ４の出力のゲインとオフセットを温度補正される。
【０００６】
図２において、ＣＰＵより校正制御器７を動作させる信号を受け、切替器２の切替信号によりＤｃ（＝０）を選択し、ＤＡＣ３にゼロを入力し、アンプ４出力のオフセットｏｆｆを変換コマンドでＡＤＣ５からデジタル値ｏを得る。オフセットｏｆｆをＡＤＣしたデジタル値ｏは次の校正制御器７からの変換コマンドが送られ、ＡＤＣ５が動作するまで記憶される。記憶されたオフセット値ｏを温度係数関数発生器６に入力し、温度係数Ｃを得、温度係数Ｃは温度係数演算器１に入力し、ＤｉとＣからＤｓ＝Ｄｉ（１＋Ｃ）を演算する。切替器２の切替信号は校正制御器７によりＤｓ側に戻され、ＤＡＣ３に温度補正されたＤｓが入力され、アンプ４の出力のゲインとオフセットを温度補正される。
【０００７】
図３は図２の温度係数関数発生器６の詳細図である。図２において、温度係数関数を校正するために、ＤＡＣ３、アンプ４を含めた装置全体を基準温度Ｔｃにする。ＤＡＣ３に入力データＤｉからゼロではない値Ｋを入力し、この時のアンプ３出力のＡＤＣ４のＡＤＣ５の変換値をＨｃ、入力データＤｉ＝Ｋのままで、ＤＡＣ３、アンプ４を含めた装置全体の温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎ（Ｔ１＜ＴＣ＜Ｔｎ）と変化させ、各温度のＤＡＣ３、アンプ４の各出力のＡＤＣ５の変換値Ｈｃ１、Ｈｃ２、・・・Ｈｃｎ、を温度と共にＣＰＵで記憶し、温度Ｔ１時の出力Ｈｃ１と基準温度Ｔｃ時の出力Ｈｃの差（Ｈｃ１−Ｈｃ）を入力データＤｉの差（Ｋ−０）により除算（温度係数Ｃ１）
Ｃ１＝（Ｈｃ１−Ｈｃ）／Ｋ、
をＣＰＵで演算する。
【０００８】
同様に、温度Ｔ２時の温度係数：
Ｃ２＝（Ｈｃ２−Ｈｃ）／Ｋ、・・・、
温度Ｔｎ時の温度係数：
Ｃｎ＝（Ｈｃｎ−Ｈｃ）／Ｋ、
をＣＰＵにより演算し、温度Ｔ１、Ｔ２、・・・Ｔｎと温度係数Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃｎから温度Ｔと温度係数Ｃの一次近似式：
Ｃ＝Ａ１・Ｔ＋Ｂ１
のＡ１、Ｂ１をＣＰＵで演算し、入力データＤｉ＝０、温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎと変化させた時のＤＡＣアンプの各出力のＡＤＣ変換値ｏ１、ｏ２、・・・ｏｎ、からオフセットｏと温度Ｔの一次近似式：
Ｔ＝Ａ２・ｏ＋Ｂ２
のＡ２，Ｂ２をＣＰＵで演算し、オフセット値ｏから温度係数Ｃの一次近似式：
Ｃ＝Ａ１・（Ａ２・ｏ＋Ｂ２）＋Ｂ１Ｃ
＝Ａ・ｏ＋Ｂ
を演算する。但しＡ＝Ａ１・Ａ２、Ｂ＝Ｂ１＋Ａ１・Ｂ２である。
図３において、ＣＰＵで上記演算したＡ、ＢをＣＰＵからラッチ６２にＡを、ラッチ６３にＢを格納する。ＡＤＣ５出力からオフセット値ｏとラッチ６２に格納したＡとを乗算器６１に入力し、乗算器６１出力Ａ・ｏを得、加算器６４の入力にそれぞれＡ・ｏとラッチ６３に格納したＢとを入力して加算し、加算器６４出力に温度係数Ｃ（＝Ａ・ｏ＋Ｂ）を得る。
【０００９】
図４は図２の温度係数関数発生器６をＲＡＭで制御するものである。
上記と同様に温度Ｔ１、Ｔ２、・・・、Ｔｎと温度係数Ｃ１、Ｃ２、・・・、ＣｎをＣＰＵにより演算し、温度Ｔと温度係数Ｃの近似式Ｃ＝Ｆ１（Ｔ）を得る。また、入力データＤｉ＝０、温度をＴ１、Ｔ２、・・・Ｔｎと変化させた時のＤＡＣアンプの各出力のＡＤＣ変換値ｏ１，ｏ２，・・・ｏｎ、からオフセットｏと温度Ｔの近似式Ｔ＝Ｆ２（ｏ）をＣＰＵにより演算し、オフセット値ｏから温度係数Ｃの近似式Ｃ＝Ｆ１（Ｆ２（ｏ））をＣＰＵより得る。
ＣＰＵでオフセットｏと温度係数Ｃ下記のようなリストを作る。
【００１０】
オフセットｏ温度係数Ｃ
ＡＤＤ１Ｃｄ１
ＡＤＤ２Ｃｄ２
・・・・・・
ＡＤＤｎＣｄｎ
図４で、ＣＰＵよりＲＡＭ６６のアドレスを切替器６７の切替信号によりＣＰＵ側にし、ＣＰＵ作成した上記リストのＡＤＤ１〜ＡＤＤｎをＲＡＭ６６のアドレスとし、対応する温度係数Ｃｄ１〜Ｃｄｎを入力からＲＡＭ６６に格納する。切替器６７の切替信号でＡＤＣ５出力をＲＡＭ６６のアドレスとする。ＡＤＣ５出力からのオフセット値ｏがＲＡＭ６６のアドレスとなり、ＲＡＭ６６出力がオフセット値ｏ時の温度係数Ｃとなり、温度係数Ｃを図２の温度係数演算器１の入力に供給する。
【００１１】
アンプ４出力オフセットのＡＤ変換について説明する（図５）。
図２で、切替器２の切替信号により入力データＤｃを選択する。ＤＡＣ３の入力データＤｃを
Ｄｃ＝１０００・・・０
の様にＭＳＢのみを１にし、他のビットをゼロにし、ＤＡＣ３に入力する。図４を参照して、この時のアンプ４出力とグランド（ゼロ）電位とをゼロ比較器５１で比較する。アンプ４出力がゼロ電圧より大きければゼロ比較器５１出力は１をＣＰＵに出力し、アンプ４出力がゼロ電圧より小さければゼロ比較器５１出力は０をＣＰＵに出力する。
【００１２】
ＤＡＣ３の入力データＤｃのＭＳＢを上記のゼロ比較器５１の結果を保持し、入力データＤｃを
Ｄｃ＝０（又は１）１００・・・０
の様にＭＳＢを前のゼロ比較器５１の出力を設定し、ＭＳＢ−１を１にし、ＭＳＢ−２以下のビットをゼロにする。前回と同様に、アンプ４出力とグランド（ゼロ）電位とをゼロ比較器５１で比較する。アンプ４出力がゼロ電圧より大きければゼロ比較器５１出力は１をＣＰＵに出力し、アンプ４出力がゼロ電圧より小さければゼロ比較器５１出力は０をＣＰＵに出力する。
【００１３】
ＭＳＢ、ＭＳＢ−１の結果を保持し、入力データＤｃのＭＳＢ−２を上記と同様に１にし、入力データＤｃを、
Ｄｃ＝０（又は１）０（又は１）１００・・・０
とし、上記の様にＭＳＢ、ＭＳＢ−１時のゼロ比較器５１出力を保持し、ＭＳＢ−２を１にし、前回と同様に、アンプ４出力とグランド（ゼロ）電位とをゼロ比較器５１で比較する。アンプ４出力がゼロ電圧より大きければゼロ比較器５１出力は１をＣＰＵに出力し、アンプ４出力がゼロ電圧より小さければゼロ比較器５１出力は０をＣＰＵに出力し、この出力をＭＳＢ−２に保持する。
【００１４】
以下同様に、ＭＳＢ−３，ＭＳＢ−４と繰り返し、最後にＬＳＢも同様に、
Ｄｃ＝０（又は１）０（又は１）・・・・・０（又は１）１
最後にＬＳＢを１にし、アンプ４出力とグランド（ゼロ）電位とをゼロ比較器５１で比較する。アンプ４出力がゼロ電圧より大きければゼロ比較器５１出力は１をＣＰＵに出力し、アンプ４出力がゼロ電圧より小さければゼロ比較器５１出力は０をＣＰＵに出力し、この出力をＬＳＢに保持し、ＣＰＵにより、このＤｃの極性を反転し、この値をラッチ５３に記憶することによるＡＤＣ。アンプ５出力オフセットのＡＤ変換値ｏがラッチ５３に記憶され、温度係数関数発生器６の入力となる。
【００１５】
上記のＡＤ変換はアンプ４出力のオフセットについて説明したが、アンプ４の任意の出力ＥｋのＡＤ変換も同様に可能である。この場合はゼロ比較器５１の代わりに比較器５２を使い、ＭＳＢを１にし、比較器５２出力と入れ替え、ＭＳＢ−１を１にし、比較器５２出力と入れ替え、最後にＬＳＢを１にし、比較器５２出力と入れ替えて、ＣＰＵにより極性を反転させ、ＡＤ変換することができる。
【００１６】
図６はＤＡＣ３、アンプ４の温度補正の他の実施例である。
【００１７】
切替器１０２の切替コマンドにより、ＲＡＭ１０３のアドレスとＣＰＵから入力するように制御し、ＲＡＭ１０３入力からゼロ入力し、ＲＡＭ１０３に格納されている内容をゼロにする。ＲＡＭ１０３の内容がゼロであるので減算器１０２の出力は入力と同じＤｉとなり、ＤＡＣ３の入力はＤｉが入力となる。
【００１８】
入力Ｄｉをマイナス最大（−Ｍ）からプラス最大（Ｍ−１）まで変化させ、その時のアンプ４出力をＡＤＣ５によりＡＤ変換し、ＣＰＵでＡＤ変換値Ｐ（Ｄｉ）を記憶する。ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ３・ＤｉＡ３：比例係数
の関係があるとして、入力データＤｉの時、実際のアンプ出力Ｐと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ）Ｐ（Ｄｉ）−Ａ３・Ｄｉを
Ｓ（Ｄｉ）＝（Ｐ（Ｄｉ）−Ａ３・Ｄｉ）／Ａ３
ＤＡＣ３の入力データに換算する。このＳ（Ｄｉ）をＲＡＭ１０３に転送するために、切替コマンドで切替器１０２入力をＣＰＵ側にし、入力データＤｉをアドレスとし、Ｓ（Ｄｉ）を内容として、ＲＡＭ１０３に格納する。
【００１９】
切替コマンドで切替器１０２を入力Ｄｉ側にし、ＤｉをＲＡＭ１０３のアドレスにすし、減算器１０１により
Ｄｓ＝Ｄｉ−Ｓ（Ｄｉ）
を演算し、ＤｓをＤＡＣ３に入力することによりＤＡＣアンプの直線歪みを補正する。
【００２０】
このＤＡＣ３、アンプ４の温度補正を校正するために、温度をＴ１に設定し、入力Ｄｉをマイナス最大（−Ｍ）からプラス最大（Ｍ−１）まで変化させ、その時のアンプ４出力をＡＤ変換コマンドによりＡＤＣ５を動作させ、ＡＤ変換し、ＣＰＵでＡＤ変換値Ｐ１（Ｄｉ）を記憶する。入力データＤｉの時、実際のアンプ出力Ｐと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ）Ｐ１（Ｄｉ）−Ａ３・Ｄｉを比例定数Ａ３で除算し、
Ｓ１（Ｄｉ）＝（Ｐ１（Ｄｉ）−Ａ３・Ｄｉ）／Ａ３
ＤＡＣ３の入力データに換算した直線歪みＳ１（Ｄｉ）を記憶する。
【００２１】
同様に、温度Ｔ２，Ｔ３、・・・Ｔｎ時の直線歪みを各Ｓ２（ＤＩ），・・・Ｓｎ（Ｄｉ）をＣＰＵに記憶する。
【００２２】
入力データＤｉ＝−Ｍの直線歪みＳ１（−Ｍ）、Ｓ２（−Ｍ）、・・・Ｓｎ（−Ｍ）から、温度Ｔを関数とする１次近似式Ｓ（−Ｍ）をＣＰＵで演算する。
Ｓ（−Ｍ）＝ａ（−Ｍ）・Ｔ＋ｂ（−Ｍ）
ａ（−Ｍ）、ｂ（−Ｍ）はＤｉ＝−Ｍ時の比例係数と定数
入力データＤｉ＝−Ｍ＋１の直線歪みＳ１（−Ｍ＋１）、Ｓ２（−Ｍ＋１）、・・・Ｓｎ（−Ｍ＋１）から、温度Ｔを関数とする１次近似式Ｓ（−Ｍ＋１）をＣＰＵで演算する。
【００２３】
Ｓ（−Ｍ＋１）＝ａ（−Ｍ＋１）・Ｔ＋ｂ（−Ｍ＋１）
ａ（−Ｍ＋１）、ｂ（−Ｍ＋１）はＤｉ＝−Ｍ＋１時の比例係数と定数
・・・
・・・
入力データＤｉ＝Ｍ−１の直線歪みＳ１（Ｍ−１）、Ｓ２（Ｍ−１）、・・・Ｓｎ（Ｍ−１）から、温度Ｔを関数とする１次近似式Ｓ（Ｍ−１）をＣＰＵで演算する。
【００２４】
Ｓ（Ｍ−１）＝ａ（Ｍ−１）・Ｔ＋ｂ（Ｍ−１）
ａ（Ｍ−１）、ｂ（Ｍ−１）はＤｉ＝Ｍ−１時の比例係数と定数
以上で、入力データＤｉが−ＭからＭ＋１までの温度Ｔが変化したときの歪みの歪みＳ（Ｄｉ）の一次近似式
Ｓ（−Ｍ）＝ａ（−Ｍ）・Ｔ＋ｂ（−Ｍ）
Ｓ（−Ｍ＋１）＝ａ（−Ｍ＋１）・Ｔ＋ｂ（−Ｍ＋１）
・・・
・・・
Ｓ（Ｍ−１）＝ａ（Ｍ−１）・Ｔ＋ｂ（Ｍ−１）
のａ（−Ｍ）、ａ（−Ｍ＋１）、・・・、ａ（Ｍ−１）とｂ（−Ｍ）、ｂ（−Ｍ＋１）、・・・、ｂ（Ｍ−１）を記憶する。
【００２５】
次に、オフセットと温度の関係式を作る。
【００２６】
このＤＡＣ３、アンプ４の温度Ｔ１の設定時に入力Ｄｉをゼロにし、その時のアンプ４出力をＡＤ変換コマンドによりＡＤＣ５を動作させ、ＡＤ変換し、ＣＰＵでＡＤ変換値ｏ１を記憶する。
【００２７】
同様に、各温度Ｔ２，・・・Ｔｎ時のアンプ４の出力オフセットをＡＤＣ５によりＡＤ変換し、そのＡＤＣ変換値を各ｏ２，・・・ｏｎ、をＣＰＵに記憶する。
オフセットｏと温度Ｔの近似式
Ｔ＝ａｔ・ｏ＋ｂｔ
ａｔ、ｂｔは比例係数と定数
をＣＰＵで演算し、その値を記憶する。
【００２８】
上記、直線歪みＳ（−Ｍ）、Ｓ（−Ｍ＋１）、・・・、Ｓ（Ｍ＋１）の近似式のＴをａｔ・ｏ＋ｂｔと置き換えて
Ｓ（−Ｍ）＝ａ（−Ｍ）・（ａｔ・ｏ＋ｂｔ）＋ｂ（−Ｍ）
Ｓ（−Ｍ＋１）＝ａ（−Ｍ＋１）・（ａｔ・ｏ＋ｂｔ）＋ｂ（−Ｍ＋１）
・・・
・・・
Ｓ（Ｍ−１）＝ａ（Ｍ−１）・（ａｔ・ｏ＋ｂｔ）＋ｂ（Ｍ−１）
上記の式をＣＰＵに記憶する。
【００２９】
動作時のアンプ４出力のオフセットをＡＤＣ５でＡＤ変換し、そのオフセット値ｏｗをＣＰＵに記憶する。
【００３０】
前述の直線歪みの近似式のｏにオフセット値ｏｗを代入し、
Ｓ（−Ｍ）＝ａ（−Ｍ）・（ａｔ・ｏｗ＋ｂｔ）＋ｂ（−Ｍ）
Ｓ（−Ｍ＋１）＝ａ（−Ｍ＋１）・（ａｔ・ｏｗ＋ｂｔ）＋ｂ（−Ｍ＋１）
・・・
・・・
Ｓ（Ｍ−１）＝ａ（Ｍ−１）・（ａｔ・ｏｗ＋ｂｔ）＋ｂ（Ｍ−１）
をＣＰＵで演算する。オフセットｏｗによる直線歪みＳ（−Ｍ）、Ｓ（−Ｍ＋１）、・・・、Ｓ（Ｍ−１）の各値をＣＰＵに記憶する。このＣＰＵに記憶されたＳ（−Ｍ）、Ｓ（−Ｍ＋１）、・・・、Ｓ（Ｍ−１）をＲＡＭ１０３に転送する。
【００３１】
切替器１０２の切替コマンドにより、ＲＡＭ１０３のアドレスとＣＰＵから入力するように制御し、ＲＡＭ１０３のアドレス−Ｍ時に直線歪みデータＳ（−Ｍ）をアドレス−Ｍ＋１時に直線歪みデータＳ（−Ｍ＋１）、・・・、最後にアドレスＭ−１時に直線歪みデータＳ（Ｍ−１）をＲＡＭ１０３に格納する。
【００３２】
切替器１０２の切替コマンドにより、ＲＡＭ１０３のアドレスを入力Ｄｉにする。入力データＤｉをアドレスとして直線歪みを記憶するＲＡＭ１０３の内容Ｓ（Ｄｉ）を読み出し、入力データＤｉとＳ（Ｄｉ）を減算器１０１により
Ｄｓ＝Ｄｉ−Ｓ（Ｄｉ）
を演算し、ＤＡＣ３、アンプ４に直線歪み補正と温度補正を同時に行う。
【００３３】
図７はＤＡＣ３、アンプ４の温度補正の他の実施例（その２）で、直線歪み入力データの上位ビットと下位ビットに分けて温度補正をする実施例である。
【００３４】
上位ビットの直線歪み補正の校正
Ｇビットの上位Ｒ入力データＤｉの上位Ｇ（ＭＳＢ）〜Ｒ＋１ビット（Ｄｉｕ）を最小−Ｍ（＝−２＾（Ｇ−１））から２＾Ｒステップで
Ｄｉｕ＝−Ｍ、−Ｍ＋２＾Ｒ、−Ｍ＋２・２＾Ｒ、・・・、
−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ
まで変化させ、アンプ４出力ＰｕをＡＤＣ５によりＡＤ変換し、ＣＰＵでＡＤ変換値Ｐｕ（Ｄｉ）を記憶する。ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｕＡ４：比例係数
の関係があるとして、上位ビット入力データＤｉｕの時、実際のアンプ出力Ｐｕと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ１）Ｐｕ（Ｄｉｕ）−Ａ４・Ｄｉｕを
Ｓ１（Ｄｉｕ）＝（Ｐｕ（Ｄｉｕ）−Ａ４・Ｄｉｕ）／Ａ４
比例係数Ａ４で除算し、ＤＡＣ３の入力データに換算し、ＣＰＵに記憶する。
【００３５】
下位ビットの直線歪み補正の校正
ＧビットからＲビットをゼロにし、入力データＤｉのＲビット〜ＬＳＢを０から２＾（Ｒ−１）まで１ステップで
Ｄｉｌ＝０，１，２、・・・・、２＾（Ｒ−１）
まで変化させ、アンプ４出力ＰｌをＡＤＣ５によりＡＤ変換し、ＣＰＵでＡＤ変換値Ｐｌ（Ｄｉｌ）を記憶する。ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｌＡ４：比例係数
の関係があるとして、下位ビット入力データＤｉｌの時、実際のアンプ出力Ｐｌと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ２）Ｐｌ（Ｄｉｌ）−Ａ４・Ｄｉｌを
Ｓ２（Ｄｉｌ）＝（Ｐｌ（Ｄｉｌ）−Ａ４・Ｄｉｌ）／Ａ４
比例係数Ａ４で除算し、ＤＡＣ３の入力データに換算し、ＣＰＵに記憶する。
【００３６】
上位、下位ビットの直線歪みＳ１，Ｓ２のメモリへの書き込み
Ｕ切替器２０１をＣＰＵ側にし、測定した順序でメモリＵＲＡＭ２０３に上記Ｓ１（Ｄｉ）を格納する。同様にＬ切替器２０２をＣＰＵ側にし、測定した順序でメモリＬＲＡＭ２０４に上記Ｓ２（Ｄｉ）を格納する。
【００３７】
切替コマンドでＵ切替器２０３、Ｌ切替器２０４を入力Ｄｉ側にし、入力データＤｉの上位ＧからＲビットをメモリＵＲＡＭ２０３のアドレスに、Ｒ−１から１ビットをメモリＬＲＡＭ２０４のアドレスにする。
【００３８】
メモリＵＲＡＭ２０３出力Ｓ１とメモリＬＲＡＭ２０４出力Ｓ２は加算器２０５により加算され、減算器２０６により
Ｄｓ＝Ｄｉ−（Ｓ１（Ｄｉｕ）＋Ｓ２（Ｄｉｌ））
を演算し、ＤｓをＤＡＣ３に入力することによりＤＡＣアンプの直線歪みを補正する。
【００３９】
ＤＡＣアンプの温度補正の校正
ＤＡＣ３，アンプ４の温度をＴ１にし、上記、上位ビットの直線歪み補正
Ｓ１１（Ｄｉｕ）
と下位ビットの直線歪み補正
Ｓ２１（Ｄｉｌ）
をＣＰＵに記憶し、ＤＡＣ３、アンプ４の温度をＴ２にし、上位ビットの直線歪み補正
Ｓ１２（Ｄｉｕ）
と下位ビットの直線歪み補正
Ｓ２２（Ｄｉｌ）
をＣＰＵに記憶する。
【００４０】
同様に、ＤＡＣ３，アンプ４の温度をＴ３・・・Ｔｎと変化させ、
Ｓ１３（Ｄｉｕ）、
Ｓ２３（Ｄｉｌ）、
・・・、
Ｓ１ｎ（Ｄｉｕ）、
Ｓ２ｎ（Ｄｉｌ）
を得る。
【００４１】
上位ビットの直線歪み補正データの温度補正演算
入力データＤｉｕ＝−Ｍ時の各温度Ｔ１、Ｔ２・・・Ｔｎの直線歪みＳ１１（−Ｍ）、Ｓ１２（−Ｍ）、・・・、Ｓ１ｎ（−Ｍ）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ１（−Ｍ）＝ａ１０・Ｔ＋ｂ１０
入力データＤｉｕ＝−Ｍ＋２＾Ｒの直線歪みＳ１１（−Ｍ＋２＾Ｒ）、Ｓ１２（−Ｍ＋２＾Ｒ）、・・・Ｓ１ｎ（−Ｍ＋２＾Ｒ）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ１（−Ｍ＋２＾Ｒ）＝ａ１１・Ｔ＋ｂ１１
・・・
・・・
入力データＤｉｕ＝−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）の直線歪みＳ１（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）、Ｓ２（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）、・・・Ｓｎ（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ１（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）＝ａ１Ｎｕ・Ｔ＋ｂ１Ｎｕ
Ｎｕ＝（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ
Ｎｕ＋１個の比例係数ａ１０〜ａ１Ｎｕと定数ｂ１０〜ｂ１ＮｕをＣＰＵに記憶する。
【００４２】
各温度Ｔ１，Ｔ２，・・・Ｔｎ時のアンプ４出力オフセットをＡＤＣ５によりＡＤＣ変換値の各ｏ１，ｏ２，・・・ｏｎをＣＰＵに記憶し、
オフセットｏと温度Ｔの１次近似式
Ｔ＝Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ
の比例定数Ａｔと定数ＢｔをＣＰＵにて演算する。
上記で演算した直線歪み
Ｓ１（−Ｍ）＝ａ１０・Ｔ＋ｂ１０
Ｓ１（−Ｍ＋２＾Ｒ）＝ａ１１・Ｔ＋ｂ１１
・・・
・・・
Ｓ１（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）＝ａ１Ｎｕ・Ｔ＋ｂ１Ｎｕ
の温度Ｔを
Ｓ１（−Ｍ）＝ａ１０・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１０
Ｓ１（−Ｍ＋２＾Ｒ）＝ａ１１・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１１
・・・
・・・
Ｓ１（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）＝ａ１Ｎｕ・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１Ｎｕ
オフセットｏに置き換える。
【００４３】
下位ビットの直線歪み補正データの温度補正演算
入力データＤｉｌ＝０時の各温度Ｔ１、Ｔ２・・・Ｔｎの直線歪みＳ２１（０）、Ｓ２２（０）、・・・、Ｓ２ｎ（０）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ２（０）＝ａ２０・Ｔ＋ｂ２０
入力データＤｉｕ＝１の直線歪みＳ２１（１）、Ｓ２２（１）、・・・Ｓ２ｎ
（１）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ１（１）＝ａ２１・Ｔ＋ｂ２１
・・・
・・・
入力データＤｉｌ＝２＾Ｒの直線歪みＳ２１（２＾Ｒ）、Ｓ２２（２＾Ｒ）、・・・Ｓ２ｎ（２＾Ｒ）から温度Ｔの１次近似式
Ｓ２（２＾Ｒ）＝ａ２Ｎｌ・Ｔ＋ｂ２Ｎｌ
Ｎｌ＝２＾Ｒ
Ｎｌ＋１個の比例係数ａ２０〜ａ２Ｎｌと定数ｂ２０〜ｂ２ＮｌをＣＰＵに記憶する。
【００４４】
各温度Ｔ１，Ｔ２，・・・Ｔｎ時のアンプ４出力オフセットをＡＤＣ５によりＡＤＣ変換値の各ｏ１，ｏ２，・・・ｏｎをＣＰＵに記憶する。
上記で演算した直線歪み
Ｓ２（０）＝ａ２０・Ｔ＋ｂ２０
Ｓ２（１）＝ａ２１・Ｔ＋ｂ２１
・・・
・・・
Ｓ２（２＾Ｒ）＝ａ２Ｎｌ・Ｔ＋ｂ２Ｎｌ
の温度Ｔをオフセットｏの１次近似式
Ｔ＝Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ
に置き換えて、
Ｓ２（０）＝ａ２０・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２０
Ｓ２（１）＝ａ２１・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２１
・・・
・・・
Ｓ２（２＾Ｒ）＝ａ２Ｎｌ・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２Ｎｌ
オフセットｏの関数とする。
【００４５】
ＤＡＣ３、アンプ４の使用時でのオフセットの測定
Ｕ切替器２０１、Ｌ切替器２０２の切替コマンドにより、メモリＵＲＡＭ２０３、メモリＬＲＡＭ２０４のアドレスをＣＰＵから入力するように制御し、メモリＵＲＡＭ２０３、ＬＲＡＭ２０４入力からゼロ入力し、メモリＵＲＡＭ２０３、ＬＲＡＭ２０４に格納されている内容をゼロにする。入力データＤｉをゼロにし、（メモリＵＲＡＭ２０３、ＬＲＡＭ２０４の内容がゼロであるので減算器２０６の出力は入力データと同じゼロ）ＤＡＣ３の入力はゼロが入力される。ＡＤＣ５をＡＤ変換コマンドによりアンプ４出力（オフセット）ｏを測定し、ＡＤＣ５の出力に保持し、かつＣＰＵに送る。
【００４６】
ＣＰＵは上記オフセットｏにより上位ビットの直線歪み
Ｓ１（−Ｍ）＝ａ１０・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１０
Ｓ１（−Ｍ＋２＾Ｒ）＝ａ１１・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１１
・・・
・・・
Ｓ１（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）＝ａ１Ｎｕ・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ１Ｎｕ
のオフセットｏを代入して、Ｓ１（−Ｍ）、・・・、Ｓ（−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ）を演算する。
同様に下位ビットの直線歪みＳ２
Ｓ２（０）＝ａ２０・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２０
Ｓ２（１）＝ａ２１・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２１
・・・
・・・
Ｓ２（２＾Ｒ）＝ａ２Ｎｌ・（Ａｔ・ｏ＋Ｂｔ）＋ｂ２Ｎｌ
にオフセットｏを代入し、Ｓ２（０）・・・、Ｓ２（２＾Ｒ）を演算する。
【００４７】
Ｕ切替器２０１をＣＰＵ側にし、測定した順序でメモリＵＲＡＭ２０３に上記Ｓ１（Ｄｉｌ）を格納する。同様にＬ切替器２０２をＣＰＵ側にし、上記演算した順序でメモリＬＲＡＭ２０４に上記Ｓ２（Ｄｉｌ）を格納する。
【００４８】
切替コマンドでＵ切替器２０３、Ｕ切替器２０４を入力Ｄｉ側にし、入力データＤｉの上位ビット（ＭＳＢ）からＲビットをメモリＵＲＡＭ２０３のアドレスに、ＭＳＢからＲビットをメモリＬＲＡＭ２０４のアドレスにする。
【００４９】
メモリＵＲＡＭ２０３出力Ｓ１とメモリＬＲＡＭ２０４出力Ｓ２は加算器２０５により加算され、減算器２０６により
Ｄｓ＝Ｄｉ−（Ｓ１（Ｄｉｕ）＋Ｓ２（Ｄｉｌ））
を演算し、ＤｓをＤＡＣ３に入力することによりＤＡＣ３、アンプ４の直線歪み補正データを温度補正し、温度が変化しても精度が劣化しないアンプ。
【００５０】
図８はその他の実施例（直線歪みの温度補正その３）で、直線歪み入力データの上位ビットと下位ビットに分けてＤＡＣ５によりアンプの動作温度で直接直線歪みを校正する実施例である。
【００５１】
校正開始により制御器３０３は切替コマンドにより切替器３０１の入力を内部データＤｉｎｔ側にする。
【００５２】
制御器３０３は初め、上位ビットの直線歪み補正の校正を行うために、
ＧビットのＤｉｎｔデータの上位Ｇ（ＭＳＢ）〜Ｒ＋１ビット（Ｄｉｕ）を最小−Ｍ（＝−２＾（Ｇ−１））から２＾Ｒステップで
Ｄｉｕ＝−Ｍ、−Ｍ＋２＾Ｒ、−Ｍ＋２・２＾Ｒ、・・・、
−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ
まで変化させ、アンプ４出力Ｐｕを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分割したＰｂをＡＤＣ５によりＡＤ変換する。
抵抗分割比は
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／Ａ４
に選び、
Ｐｕ／Ａ４＝Ｐｂ
なる関係がある。
【００５３】
ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｕＡ４：比例係数
の関係を想定し、
上位ビット入力データＤｉｕの時、実際のアンプ出力Ｐｕと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ１）Ｐｕ（Ｄｉｕ）−Ａ４・Ｄｉｕを

を減算器３０２により演算し、ＤＡＣ３の入力データに換算された直線歪みＳ１（Ｄｉｕ）をＤｉｕ／（２＾Ｒ）をアドレスとし、ライトイネーブルＷｕによりＵＲＡＭ２０３に書き込み、記憶する。
【００５４】
次に制御器３０３は下位ビットの直線歪み補正を校正する。ＤｉｎｔデータのＧビットからＲビットをゼロにし、入力データＤｉのＲビット〜ＬＳＢを０から２＾（Ｒ−１）まで１ステップで
Ｄｉｌ＝０，１，２、・・・・、２＾（Ｒ−１）
まで変化させ、アンプ４出力Ｐｌを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分割したＰｃをＡＤＣ５によりＡＤ変換する。
抵抗分割比は
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／Ａ４
に選び、
Ｐｕ／Ａ４＝Ｐｃ
なる関係がある。
【００５５】
ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｌＡ４：比例係数
の関係を想定し、下位ビット入力データＤｉｌの時、実際のアンプ出力Ｐｌと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ２）Ｐｌ（Ｄｉｌ）−Ａ４・Ｄｉｌを

を減算器３０３により演算し、ＤＡＣ３の入力データに換算した直線歪みＳ２（Ｄｉｌ）を入力、Ｄｉｌをアドレスとし、ライトイネーブルＷｌによりＬＲＡＭ２０４に書き込み、記憶する。
【００５６】
以上で校正が終了した。
【００５７】
次に切り替えコマンドにより切替器３０１を外部入力データＤｅｘｔにする。入力データＤｉの上位ビット（ＭＳＢ）からＲビットをメモリＵＲＡＭ２０３のアドレスに、ＭＳＢからＲビットをメモリＬＲＡＭ２０４のアドレスになっているので、メモリＵＲＡＭ２０３出力Ｓ１とメモリＬＲＡＭ２０４出力Ｓ２は加算器２０５により加算され、減算器２０６により
Ｄｓ＝Ｄｉ−（Ｓ１（Ｄｉｕ）＋Ｓ２（Ｄｉｌ））
を演算し、ＤｓをＤＡＣ３に入力することによりＤＡＣ３、アンプ４の直線歪み補正データを温度補正し、温度が変化しても精度が劣化しないアンプ。
【００５８】
なお、ＡＤ変換を複数回行い、平均することによりＡＤＣ５の精度を向上できる（図９）。また、上記校正をＳ１、Ｓ２の内容を使い、複数回行うことにより、直線歪みの補正の精度を向上できる（図９）。
【００５９】
図９はその他の実施例（直線歪みの温度補正その４）で、直線歪み入力データの上位ビットと下位ビットに分けてＤＡＣ５によりアンプの動作温度で直接直線歪みを校正する実施例で、第８図の実施例の高精度化したものである。
【００６０】
校正開始により制御器３０３はＡＤ校正コマンドによりＡＤＣ５を校正し、切替コマンドにより切替器３０１の入力を内部データＤｉｎｔ側にする。
【００６１】
制御器３０３は初め、上位ビットの直線歪み補正の校正を行うために、
ＧビットのＤｉｎｔデータの上位Ｇ（ＭＳＢ）〜Ｒ＋１ビット（Ｄｉｕ）を最小−Ｍ（＝−２＾（Ｇ−１））から２＾Ｒステップで
Ｄｉｕ＝−Ｍ、−Ｍ＋２＾Ｒ、−Ｍ＋２・２＾Ｒ、・・・、
−Ｍ＋（２＾（Ｒ−１）−１）・２＾Ｒ
まで変化させ、各ステップでアンプ４出力Ｐｕを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分割したＰｂをＡＤＣ５により複数回ＡＤ変換し、平均演算器３０４によりＡＤ変換値を平均し、ノイズによる影響を除去する。
【００６２】
抵抗分割比は
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／Ａ４
に選び、
Ｐｕ／Ａ４＝Ｐｂ
なる関係がある。
【００６３】
ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｕＡ４：比例係数
の関係を想定し、
上位ビット入力データＤｉｕの時、実際のアンプ出力Ｐｕと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ１）Ｐｕ（Ｄｉｕ）−Ａ４・Ｄｉｕを

を減算器３０２により演算し、加算器２０３の出力Ｓ１＋Ｓ２を加算器３０５により加算し、直線歪みＳ１（Ｄｉｕ）をＤｉｕ／（２＾Ｒ）をアドレスとし、ライトイネーブルＷｕによりＵＲＡＭ２０３に書き込み、記憶する。この繰り返しをゼロ検出器３０６がゼロを検出するまで行う。
【００６４】
次に制御器３０３は下位ビットの直線歪み補正を校正する。ＤｉｎｔデータのＧビットからＲビットをゼロにし、入力データＤｉのＲビット〜ＬＳＢを０から２＾（Ｒ−１）まで１ステップで
Ｄｉｌ＝０，１，２、・・・・、２＾（Ｒ−１）
まで変化させ、各ステップでアンプ４出力Ｐｌを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分割したＰｃをＡＤＣ５により複数回ＡＤ変換し、平均演算器３０４によりＡＤ変換値を平均し、ノイズによる影響を除去する。
抵抗分割比は
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／Ａ４
に選び、
Ｐｕ／Ａ４＝Ｐｃ
なる関係がある。
【００６５】
ＤＡＣ３とアンプ４の入力データＤｉとアンプの理想的（設計値）出力Ｐｄとに
Ｐｄ＝Ａ４・ＤｉｌＡ４：比例係数
の関係を想定し、下位ビット入力データＤｉｌの時、実際のアンプ出力Ｐｌと理想アンプ出力Ｐｄとの差（直線歪みＳ２）Ｐｌ（Ｄｉｌ）−Ａ４・Ｄｉｌを

を減算器３０３により演算し、加算器２０３の出力Ｓ１＋Ｓ２を加算器３０５により加算し、直線歪みＳ１（Ｄｉｌ）をＤｉｌをアドレスとし、ライトイネーブルＷｌによりＬＲＡＭ２０４に書き込み、記憶する。この繰り返しをゼロ検出器３０６がゼロを検出するまで行う。
【００６６】
以上で校正が終了した。
【００６７】
次に切り替えコマンドにより切替器３０１を外部入力データＤｅｘｔにする。入力データＤｉの上位ビット（ＭＳＢ）からＲビットをメモリＵＲＡＭ２０３のアドレスに、ＭＳＢからＲビットをメモリＬＲＡＭ２０４のアドレスになっているので、メモリＵＲＡＭ２０３出力Ｓ１とメモリＬＲＡＭ２０４出力Ｓ２は加算器２０５により加算され、減算器２０６により
Ｄｓ＝Ｄｉ−（Ｓ１（Ｄｉｕ）＋Ｓ２（Ｄｉｌ））
を演算し、ＤｓをＤＡＣ３に入力することによりＤＡＣ３、アンプ４の直線歪み補正データを温度補正し、温度が変化しても精度が劣化しないアンプ。
【００６８】
【発明の効果】
電子ビーム描画装置の偏向アンプもオシロスコープの偏向アンプも原理的に差はないが、電子ビーム描画装置の偏向アンプの精度はオシロスコープの偏向アンプ精度の数千倍を必要とし、一方オシロスコープの偏向アンプは電子ビームの偏向アンプの数百倍の周波数特性をもたせることが出来る。オシロスコープの偏向アンプの周波数特性が良好なのは偏向アンプ出力からの負帰還ループが無いからである。アンプ出力からの負帰還ループがないとアンプ動作温度によりアンプのゲイン、オフセットが変化し、高精度を維持できない。
【００６９】
オシロスコープの偏向アンプを高精度化すれば電子ビーム描画装置の高精度、高速な偏向アンプとなる。そのためには偏向アンプの動作温度を常にモニターし、温度補正を行う。直接偏向アンプの温度を測定する代わりに偏向アンプのオフセット電圧を測定し、このオフセットから偏向アンプのゲイン、オフセットの温度補正を行うことにより電子ビーム描画装置の偏向アンプを高精度で、かつオシロスコープなみの周波数をもたせ、電子ビーム描画装置のスループットを向上させることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＡＣアンプの温度補正を示すブロック図。
【図２】ＤＡＣアンプの温度補正示すブロック図。
【図３】温度係数関数発生器の詳細図。
【図４】ＲＡＭを使った温度係数関数発生器。
【図５】ＤＡＣ３アンプ４を使ったＡＤＣ。
【図６】その他の実施例（直線歪みの温度補正その１）。
【図７】その他の実施例（直線歪みの温度補正その２）。
【図８】その他の実施例（直線歪みの温度補正その３）。
【図９】その他の実施例（直線歪みの温度補正その４）。
【符号の説明】
１：温度係数演算器１
３：ＤＡＣ
４：アンプ
６：温度係数関数発生器
７：校正制御器
８：ＴＥＭＰ（温度検出器）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
Deflection amplifier for electron (charged) beam lithography system
[0002]
[Prior art]
The electron beam drawing apparatus is required to draw a fine pattern at a high speed, and the speed is increased and the accuracy is increased. The speeding up and accuracy of the electron beam drawing apparatus greatly depend on the speed and accuracy of the deflection amplifier that deflects the electron beam. In order to obtain high accuracy, this deflection amplifier increases the open loop gain of the amplifier and obtains high accuracy by performing negative feedback from the amplifier output.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, when negative feedback is applied from the deflection amplifier output, the settling time becomes longer due to time delay of the amplifying element, reflection from the load, and the like.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention relates to a DAC amplifier having a digital-to-analog converter (DAC) and an amplifier for amplifying the output thereof, and ADC means for obtaining an offset conversion value o by analog-to-digital conversion (ADC) of an offset off of the DAC amplifier. And the temperature coefficient of the DAC amplifier as a function of the offset off of the DAC amplifier to generate a temperature coefficient function C = F (off), and the offset conversion value o from the ADC means is substituted into the temperature coefficient function, The temperature coefficient function generating means for calculating the coefficient C = F (o), the input data Di of the DAC amplifier and the calculated temperature coefficient C = F (o) are input, and the calculated output data Ds = Di (1 + C) DAC input data calculation means for obtainingComprisingThe calculation output data Ds from the DAC input data calculation means is used as input data for the DAC amplifier, and errors due to gain and offset due to the temperature of the DAC amplifier are corrected.Is.
  The temperature coefficient function generating means obtains an ADC conversion value Hc of the DAC amplifier output when the reference temperature is Tc and the input data Di is K (K ≠ 0) at the time of calibration, and the input data Di = K is maintained. Then, the ADC conversion value (Hc1, Hc2,...) Of the DAC amplifier output when the temperature is changed to T1, T2,... Tn (T1 <TC <Tn) around the reference temperature TC. Hcn) is obtained, and the difference between the ADC conversion value at each temperature (Hc1 and Hc1, Hc2,... Hcn) and the ADC conversion value Hc at the reference temperature Tc is calculated as the difference between the input data Di (K-0). ) To obtain temperature coefficients C1, C2,... Cn,
  C1 = (Hc1-Hc) / K,
  C2 = (Hc2-Hc) / K,...
  Cn = (Hcn−Hc) / K
Computing means for computing
  A1 and B1 calculation for calculating A1 and B1 of temperature T and temperature coefficient C: C1 = A1 · T + B1 from temperature T1, T2, ... Tn and temperature coefficients C1, C2, ... Cn Means,
  Primary data of offset o and temperature T from ADC converted values o1, o2,... On of each output of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. A2, B2 calculating means for calculating A2, B2 of the approximate expression: T = A2 · o + B2,
  First-order approximation of temperature coefficient C from offset value o:
  C = A1 · (A2 · o + B2) + B1
  C = A · o + B (A = A1, A2, B = A1, B2 + B1)
The temperature coefficient C is calculated by inputting the offset value o.
  The temperature coefficient function generating means obtains an ADC conversion value Hc of the DAC amplifier output when the reference temperature is Tc and the input data Di is K (K ≠ 0) at the time of calibration, and the input data Di = K The ADC conversion value (H1, H2, H2) of the DAC amplifier output when the temperature is changed to T1, T2,... Tn (T1 <TC <Tn) around the reference temperature Tc. ... Hn), and the difference between the ADC conversion value (H1, H2,... Hn) at each temperature and the ADC conversion value Hc at the reference temperature Tc is calculated as the difference (K-0) in the input data Di. ) To obtain temperature coefficients C1, C2,... Cn,
  C1 = (H1-Hc) / K,
  C2 = (H2−Hc) / K,...
  Cn = (Hn−Hc) / K
Means for calculating an approximate expression of temperature T and temperature coefficient C: C = F1 (T);
  From the ADC conversion values o1, o2,... On of the outputs of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. Means for calculating an approximate expression: T = F2 (o);
  Means for calculating an approximate expression of the temperature coefficient C from the offset value o: C = F1 (F2 (o));
  RAM in which the value of the temperature coefficient C is stored in the area addressed by the offset value o The temperature coefficient C is read from the address of the RAM.
  The temperature coefficient C of the DAC amplifier is measured by measuring the offset of the DAC amplifier during the blanking period of the electron beam lithography apparatus.FromCalculate new temperature coefficient C and always offset DAC amplifier temperatureInMore accurate monitoring and accurate DAC amplifier output is obtained even if the temperature changes. This temperature compensation is performed during a blanking period in which drawing is not performed, and does not affect drawing throughput.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Example)
In FIG. 1, a signal for operating the calibration controller 7 is received from the CPU, and a digital value t is obtained from the TEMP 8 by a conversion command. The digital value t is stored until the next conversion command from the calibration controller 7 is sent and the TEMP 8 operates. The stored value t is input to the temperature coefficient function generator 6 to obtain the temperature coefficient C. The temperature coefficient C is input to the temperature coefficient calculator 1, and Ds = Di (1 + C) is calculated from Di and C. The temperature-corrected Ds is input to the DAC 3, and the gain and offset of the output of the amplifier 4 are temperature-corrected.
[0006]
In FIG. 2, a signal for operating the calibration controller 7 is received from the CPU, Dc (= 0) is selected by the switch signal of the switch 2, zero is input to the DAC 3, and the offset off of the amplifier 4 output is converted by the conversion command. A digital value o is obtained from the ADC 5. The digital value o obtained by ADCing the offset off is stored until the next conversion command from the calibration controller 7 is sent and the ADC 5 operates. The stored offset value o is input to the temperature coefficient function generator 6 to obtain the temperature coefficient C. The temperature coefficient C is input to the temperature coefficient calculator 1, and Ds = Di (1 + C) is calculated from Di and C. The switching signal of the switch 2 is returned to the Ds side by the calibration controller 7, the temperature-corrected Ds is input to the DAC 3, and the gain and offset of the output of the amplifier 4 are temperature-corrected.
[0007]
FIG. 3 is a detailed view of the temperature coefficient function generator 6 of FIG. In FIG. 2, in order to calibrate the temperature coefficient function, the entire apparatus including the DAC 3 and the amplifier 4 is set to the reference temperature Tc. A non-zero value K is input to the DAC 3 from the input data Di, and the conversion value of the ADC 5 of the ADC 4 of the amplifier 3 output at this time is Hc, and the input data Di = K, and the entire apparatus including the DAC 3 and the amplifier 4 is maintained. The temperature is changed to T1, T2,... Tn (T1 <TC <Tn), and the converted values Hc1, Hc2,. The difference between the output Hc1 at the temperature T1 and the output Hc at the reference temperature Tc (Hc1−Hc) is divided by the difference (K−0) in the input data Di (temperature coefficient C1).
C1 = (Hc1-Hc) / K,
Is calculated by the CPU.
[0008]
  Similarly, the temperature factor at temperature T2number:
  C2 = (Hc2−Hc) / K,...
Temperature controller at temperature Tnnumber:
  Cn = (Hcn−Hc) / K,
Is calculated by the CPU, and the temperature T and the temperature coefficient C are linearly approximated from the temperatures T1, T2,... Tn and the temperature coefficients C1, C2,.formula:
  C = A1 ・ T + B1
A1, B1 are calculated by the CPU, and the ADC conversion values o1, o2,..., On, of the outputs of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. First-order approximation of offset o and temperature Tformula:
  T = A2 ・ o + B2
A2 and B2 are calculated by the CPU, and a first-order approximation of the temperature coefficient C from the offset value o:
  C = A1 · (A2 · o + B2) + B1C
    = A ・ o + B
Is calculated. However,A = A1 ・ A2, B = B1 + A1 ・ B2It is.
  In FIG. 3, A and B calculated by the CPU are stored in the latch 62 from the CPU, and B is stored in the latch 63. The offset value o from the output of the ADC 5 and A stored in the latch 62 are multiplied by a multiplier 61.InAnd the multiplier 61 output A · o is obtained, and A · o and B stored in the latch 63 are respectively inputted to the input of the adder 64.EnterAdd the temperature coefficient C (= A · o + B) to the output of the adder 64obtain.
[0009]
FIG. 4 controls the temperature coefficient function generator 6 of FIG. 2 with a RAM.
Similarly to the above, the temperatures T1, T2,..., Tn and the temperature coefficients C1, C2,..., Cn are calculated by the CPU to obtain an approximate expression C = F1 (T) of the temperature T and the temperature coefficient C. Also, the offset o and the temperature T are approximated from the ADC conversion values o1, o2,... On of each output of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. The expression T = F2 (o) is calculated by the CPU, and an approximate expression C = F1 (F2 (o)) of the temperature coefficient C is obtained from the CPU from the offset value o.
The CPU makes the following list with offset o and temperature coefficient C.
[0010]
        Offset o Temperature coefficient C
        ADD1 Cd1
        ADD2 Cd2
          ...
        ADDn Cdn
  In FIG. 4, the address of the RAM 66 is set to the CPU side by the switching signal of the switch 67 from the CPU. . The ADC 5 output is used as the address of the RAM 66 by the switching signal of the switch 67. The offset value o from the ADC5 output becomes the address of the RAM 66, the output of the RAM 66 becomes the temperature coefficient C at the time of the offset value o, and the temperature coefficient C is input to the temperature coefficient calculator 1 in FIG.Supply.
[0011]
The AD conversion of the amplifier 4 output offset will be described (FIG. 5).
In FIG. 2, the input data Dc is selected by the switching signal of the switch 2. Input data Dc of DAC3
Dc = 1000 ... 0
In this way, only the MSB is set to 1 and the other bits are set to zero and input to the DAC 3. Referring to FIG. 4, the output of amplifier 4 at this time and the ground (zero) potential are compared by zero comparator 51. If the output of the amplifier 4 is larger than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 1 to the CPU, and if the output of the amplifier 4 is smaller than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 0 to the CPU.
[0012]
The MSB of the input data Dc of the DAC 3 holds the result of the zero comparator 51, and the input data Dc is
Dc = 0 (or 1) 100 ... 0
As described above, the MSB is set to the output of the previous zero comparator 51, MSB-1 is set to 1, and bits below MSB-2 are set to zero. Similarly to the previous time, the output of the amplifier 4 and the ground (zero) potential are compared by the zero comparator 51. If the output of the amplifier 4 is larger than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 1 to the CPU, and if the output of the amplifier 4 is smaller than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 0 to the CPU.
[0013]
  Holds MSB and MSB-1 results,Of input data DcMSB-2 is set to 1 as described above, and the input data Dc is
  Dc = 0 (or 1) 0 (or 1) 100... 0
age,As described above, the zero comparator 51 output at the time of MSB and MSB-1 is held, MSB-2 is set to 1, and the output of the amplifier 4 and the ground (zero) potential are compared by the zero comparator 51 as in the previous time. . If the output of the amplifier 4 is larger than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 1 to the CPU, and if the output of the amplifier 4 is smaller than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 0 to the CPU. Hold on.
[0014]
In the same manner, MSB-3 and MSB-4 are repeated, and finally, LSB is also similar.
Dc = 0 (or 1) 0 (or 1) ... 0 (or 1) 1
Finally, LSB is set to 1, and the output of the amplifier 4 and the ground (zero) potential are compared by the zero comparator 51. If the output of the amplifier 4 is larger than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 1 to the CPU, and if the output of the amplifier 4 is smaller than the zero voltage, the output of the zero comparator 51 outputs 0 to the CPU and holds this output in the LSB. Then, the CPU reverses the polarity of Dc and stores this value in the latch 53 by the CPU. The AD conversion value o of the amplifier 5 output offset is stored in the latch 53 and becomes the input of the temperature coefficient function generator 6.
[0015]
Although the above-described AD conversion has been described with respect to the offset of the output of the amplifier 4, AD conversion of an arbitrary output Ek of the amplifier 4 is also possible. In this case, the comparator 52 is used in place of the zero comparator 51, the MSB is set to 1, the output from the comparator 52 is replaced, the MSB-1 is set to 1, the output from the comparator 52 is replaced, and finally the LSB is set to 1. The output can be replaced with the output of the device 52, and the polarity can be reversed and AD conversion can be performed by the CPU.
[0016]
FIG. 6 shows another embodiment of temperature correction of the DAC 3 and the amplifier 4.
[0017]
The switching command of the switch 102 is used to control the address of the RAM 103 to be input from the CPU, and zero is input from the input of the RAM 103, and the content stored in the RAM 103 is set to zero. Since the content of the RAM 103 is zero, the output of the subtracter 102 is the same Di as the input, and the input of the DAC 3 is Di.
[0018]
The input Di is changed from minus maximum (−M) to plus maximum (M−1), the output of the amplifier 4 at that time is AD converted by the ADC 5, and the AD conversion value P (Di) is stored by the CPU. The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A3 · Di A3: Proportional coefficient
When the input data Di, the difference (linear distortion S) P (Di) −A3 · Di between the actual amplifier output P and the ideal amplifier output Pd is
S (Di) = (P (Di) −A3 · Di) / A3
Convert to DAC3 input data. In order to transfer this S (Di) to the RAM 103, the switch 102 is input to the CPU side by a switching command, the input data Di is set as an address, and S (Di) is stored as content in the RAM 103.
[0019]
With the switch command, switch 102 is set to the input Di side, Di is set to the address of RAM 103, and subtractor 101
Ds = Di-S (Di)
And the linear distortion of the DAC amplifier is corrected by inputting Ds to the DAC 3.
[0020]
In order to calibrate the temperature correction of the DAC 3 and the amplifier 4, the temperature is set to T1, the input Di is changed from the minus maximum (−M) to the plus maximum (M−1), and the output of the amplifier 4 at that time is AD converted. The ADC 5 is operated by a command, AD conversion is performed, and the AD conversion value P1 (Di) is stored by the CPU. When the input data Di, the difference between the actual amplifier output P and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S) P1 (Di) −A3 · Di is divided by the proportionality constant A3,
S1 (Di) = (P1 (Di) −A3 · Di) / A3
The linear distortion S1 (Di) converted to the input data of the DAC 3 is stored.
[0021]
Similarly, linear distortions at temperatures T2, T3,... Tn are stored in the CPU as S2 (DI),.
[0022]
The CPU calculates a linear approximate expression S (-M) using the temperature T as a function from the linear distortion S1 (-M), S2 (-M),... Sn (-M) of the input data Di = -M. To do.
S (−M) = a (−M) · T + b (−M)
a (−M) and b (−M) are proportional coefficients and constants when Di = −M.
From the linear distortion S1 (-M + 1), S2 (-M + 1),... Sn (-M + 1) of the input data Di = -M + 1, the CPU calculates a first-order approximate expression S (-M + 1) with the temperature T as a function. To do.
[0023]
S (−M + 1) = a (−M + 1) · T + b (−M + 1)
a (−M + 1) and b (−M + 1) are proportional coefficients and constants when Di = −M + 1.
...
...
From the linear distortions S1 (M-1), S2 (M-1),... Sn (M-1) of the input data Di = M-1, a linear approximation S (M-1) having the temperature T as a function. ) Is calculated by the CPU.
[0024]
S (M-1) = a (M-1) .T + b (M-1)
a (M-1) and b (M-1) are proportional coefficients and constants when Di = M-1.
As described above, the linear approximation formula of the distortion S (Di) of the distortion when the temperature T from the input data Di changes from −M to M + 1 changes.
S (−M) = a (−M) · T + b (−M)
S (−M + 1) = a (−M + 1) · T + b (−M + 1)
...
...
S (M-1) = a (M-1) .T + b (M-1)
, A (−M), a (−M + 1),..., A (M−1) and b (−M), b (−M + 1),.
[0025]
Next, a relational expression between offset and temperature is made.
[0026]
When the temperature T1 of the DAC 3 and the amplifier 4 is set, the input Di is set to zero, the output of the amplifier 4 at that time is operated by the ADC 5 by an AD conversion command, AD conversion is performed, and the AD conversion value o1 is stored by the CPU.
[0027]
Similarly, the output offset of the amplifier 4 at each temperature T2,... Tn is AD-converted by the ADC 5, and the ADC conversion values are stored in the CPU.
Approximate expression of offset o and temperature T
T = at · o + bt
at and bt are proportional coefficients and constants
Is calculated by the CPU and the value is stored.
[0028]
By replacing T in the approximate expression of linear distortion S (−M), S (−M + 1),..., S (M + 1) with at · o + bt
S (-M) = a (-M). (At.o + bt) + b (-M)
S (-M + 1) = a (-M + 1). (At.o + bt) + b (-M + 1)
...
...
S (M-1) = a (M-1). (At.o + bt) + b (M-1)
The above equation is stored in the CPU.
[0029]
The offset of the output of the amplifier 4 during operation is AD converted by the ADC 5 and the offset value ow is stored in the CPU.
[0030]
Substituting the offset value ow into o in the above-described linear distortion approximation formula,
S (-M) = a (-M). (At.ow + bt) + b (-M)
S (-M + 1) = a (-M + 1). (At.ow + bt) + b (-M + 1)
...
...
S (M-1) = a (M-1). (At.ow + bt) + b (M-1)
Is calculated by the CPU. Each value of linear distortion S (−M), S (−M + 1),..., S (M−1) due to the offset ow is stored in the CPU. S (−M), S (−M + 1),..., S (M−1) stored in the CPU are transferred to the RAM 103.
[0031]
In accordance with the switching command of the switch 102, the address of the RAM 103 is controlled to be input from the CPU, and the linear distortion data S (-M) at the address -M of the RAM 103 is changed to the linear distortion data S (-M + 1) at the address -M + 1. Finally, linear distortion data S (M-1) is stored in the RAM 103 at the address M-1.
[0032]
The address of the RAM 103 is set to the input Di by the switching command of the switch 102. The content S (Di) of the RAM 103 storing linear distortion is read using the input data Di as an address, and the input data Di and S (Di) are read by the subtractor 101.
Ds = Di-S (Di)
The linear distortion correction and the temperature correction are simultaneously performed on the DAC 3 and the amplifier 4.
[0033]
FIG. 7 shows another embodiment (No. 2) of temperature correction of the DAC 3 and the amplifier 4, which is an embodiment in which temperature correction is performed separately for upper bits and lower bits of linear distortion input data.
[0034]
Calibration of linear distortion correction of upper bits
The upper G (MSB) to R + 1 bit (Diu) of the upper R input data Di of G bits is changed from the minimum −M (= −2 ^ (G−1)) to 2 ^ R steps.
Diu = −M, −M + 2 ^ R, −M + 2 · 2 ^ R,...
-M + (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R
The output Pu of the amplifier 4 is AD-converted by the ADC 5, and the AD conversion value Pu (Di) is stored by the CPU. The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Diu A4: Proportional coefficient
When the upper bit input data Diu, the difference between the actual amplifier output Pu and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S1) Pu (Diu) −A4 · Diu is
S1 (Diu) = (Pu (Diu) −A4 · Diu) / A4
Divide by the proportional coefficient A4, convert to input data of DAC3, and store in CPU.
[0035]
Calibration of linear distortion correction of lower bits
G bit to R bit are set to zero, and R bit to LSB of input data Di are changed from 0 to 2 ^ (R-1) in one step.
Dil = 0, 1, 2,..., 2 ^ (R-1)
The output 4 of the amplifier 4 is AD converted by the ADC 5, and the AD conversion value Pl (Dil) is stored by the CPU. The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Dil A4: Proportional coefficient
When the low-order bit input data Dil, the difference between the actual amplifier output Pl and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S2) Pl (Dil) −A4 · Dil is
S2 (Dil) = (Pl (Dil) −A4 · Dil) / A4
Divide by the proportional coefficient A4, convert to input data of DAC3, and store in CPU.
[0036]
Write linear distortion S1 and S2 of upper and lower bits to memory
The U switch 201 is placed on the CPU side, and the above S1 (Di) is stored in the memory URAM 203 in the measured order. Similarly, the L switch 202 is placed on the CPU side, and the above S2 (Di) is stored in the memory LRAM 204 in the measured order.
[0037]
With the switching command, the U switch 203 and the L switch 204 are set to the input Di side, the R bit from the upper G of the input data Di is set as the address of the memory URAM 203, and the 1 bit from R-1 is set as the address of the memory LRAM 204.
[0038]
The memory URAM 203 output S1 and the memory LRAM 204 output S2 are added by an adder 205 and subtracted by a subtracter 206.
Ds = Di− (S1 (Diu) + S2 (Dil))
And the linear distortion of the DAC amplifier is corrected by inputting Ds to the DAC 3.
[0039]
Calibration of DAC amplifier temperature compensation
The temperature of DAC3 and amplifier 4 is set to T1, and the above-mentioned upper bit linear distortion correction
S11 (Diu)
And lower bit straight line distortion correction
S21 (Dil)
Is stored in the CPU, the temperature of the DAC 3 and the amplifier 4 is set to T2, and the linear distortion correction of the upper bits is performed.
S12 (Diu)
And lower bit straight line distortion correction
S22 (Dil)
Is stored in the CPU.
[0040]
Similarly, the temperature of the DAC 3 and the amplifier 4 is changed to T3... Tn,
S13 (Diu),
S23 (Dil),
...
S1n (Diu),
S2n (Dil)
Get.
[0041]
Temperature correction calculation of linear distortion correction data of upper bits
Linear approximation S11 (-M), S12 (-M),..., S1n (-M) of each temperature T1, T2 ... Tn at the time of input data Diu = -M.
S1 (−M) = a10 · T + b10
Linear approximation S11 (-M + 2 ^ R), S12 (-M + 2 ^ R), ... S1n (-M + 2 ^ R) of input data Diu = -M + 2 ^ R
S1 (−M + 2 ^ R) = a11 · T + b11
...
...
Linear distortion S1 (-M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R), S2 (-M +) of input data Diu = -M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R) (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R), ... Sn (-M + (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R) to a first-order approximation of temperature T
S1 (-M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R) = a1Nu.T + b1Nu
Nu = (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R
Nu + 1 proportional coefficients a10 to a1Nu and constants b10 to b1Nu are stored in the CPU.
[0042]
The output of the amplifier 4 at each temperature T1, T2,... Tn is stored in the CPU by the ADC 5 with each of o1, o2,.
First-order approximation of offset o and temperature T
T = At · o + Bt
The proportionality constant At and constant Bt are calculated by the CPU.
Linear distortion calculated above
S1 (−M) = a10 · T + b10
S1 (−M + 2 ^ R) = a11 · T + b11
...
...
S1 (-M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R) = a1Nu.T + b1Nu
Temperature T
S1 (−M) = a10 · (At · o + Bt) + b10
S1 (−M + 2 ^ R) = a11 · (At · o + Bt) + b11
...
...
S1 (-M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R) = a1Nu. (At.o + Bt) + b1Nu
Replace with offset o.
[0043]
Temperature correction calculation of linear distortion correction data of lower bits
Linear approximation S21 (0), S22 (0),..., S2n (0) of each temperature T1, T2.
S2 (0) = a20 · T + b20
Linear distortion S21 (1), S22 (1),... S2n of input data Diu = 1
From (1), a first-order approximation of temperature T
S1 (1) = a21 · T + b21
...
...
Linear approximation of input data Dil = 2 ^ R S21 (2 ^ R), S22 (2 ^ R), ... S2n (2 ^ R), a first-order approximation of temperature T
S2 (2 ^ R) = a2Nl · T + b2Nl
Nl = 2 ^ R
Nl + 1 proportional coefficients a20 to a2Nl and constants b20 to b2Nl are stored in the CPU.
[0044]
The amplifier 4 output offset at each temperature T1, T2,... Tn is stored in the CPU by the ADC 5 with each of o1, o2,.
Linear distortion calculated above
S2 (0) = a20 · T + b20
S2 (1) = a21 · T + b21
...
...
S2 (2 ^ R) = a2Nl · T + b2Nl
Is a first-order approximation of offset o
T = At · o + Bt
Replace with
S2 (0) = a20 · (At · o + Bt) + b20
S2 (1) = a21 · (At · o + Bt) + b21
...
...
S2 (2 ^ R) = a2Nl. (At.o + Bt) + b2Nl
It is a function of the offset o.
[0045]
Measurement of offset when using DAC3 and amplifier 4
The addresses of the memory URAM 203 and the memory LRAM 204 are controlled to be input from the CPU by the switching command of the U switch 201 and the L switch 202, and zero is input from the inputs of the memory URAM 203 and LRAM 204 and stored in the memory URAM 203 and LRAM 204. Set the content to zero. The input data Di is set to zero (the contents of the memory URAM 203 and LRAM 204 are zero, so the output of the subtractor 206 is zero, which is the same as the input data), and zero is input to the DAC 3. The ADC 5 measures the output (offset) o of the amplifier 4 by the AD conversion command, holds the output to the ADC 5 and sends it to the CPU.
[0046]
The CPU uses the above-mentioned offset o to make the upper bit linear
S1 (−M) = a10 · (At · o + Bt) + b10
S1 (−M + 2 ^ R) = a11 · (At · o + Bt) + b11
...
...
S1 (-M + (2 ^ (R-1) -1) .2 ^ R) = a1Nu. (At.o + Bt) + b1Nu
, And S (−M + (2 ^ (R−1) −1) · 2 ^ R) are calculated.
Similarly, linear distortion S2 of the lower bits
S2 (0) = a20 · (At · o + Bt) + b20
S2 (1) = a21 · (At · o + Bt) + b21
...
...
S2 (2 ^ R) = a2Nl. (At.o + Bt) + b2Nl
Is substituted for offset o, and S2 (0)..., S2 (2 ^ R) are calculated.
[0047]
The U switch 201 is set to the CPU side, and the above S1 (Dil) is stored in the memory URAM 203 in the measured order. Similarly, the L switch 202 is placed on the CPU side, and the above S2 (Dil) is stored in the memory LRAM 204 in the calculated order.
[0048]
With the switch command, the U switch 203 and the U switch 204 are set to the input Di side, the R bit from the upper bit (MSB) of the input data Di is set to the address of the memory URAM 203, and the R bit from the MSB is set to the address of the memory LRAM 204.
[0049]
The memory URAM 203 output S1 and the memory LRAM 204 output S2 are added by an adder 205 and subtracted by a subtracter 206.
Ds = Di− (S1 (Diu) + S2 (Dil))
An amplifier in which the linear distortion correction data of the DAC 3 and the amplifier 4 is subjected to temperature correction by inputting Ds into the DAC 3, and the accuracy does not deteriorate even if the temperature changes.
[0050]
FIG. 8 shows another embodiment (linear distortion temperature correction 3). In this embodiment, the linear distortion is directly calibrated at the operating temperature of the amplifier by the DAC 5 by dividing the linear distortion input data into upper bits and lower bits.
[0051]
When calibration starts, the controller 303 sets the input of the switch 301 to the internal data Dint side by a switch command.
[0052]
First, the controller 303 calibrates the linear distortion correction of the upper bits.
The upper G (MSB) to R + 1 bit (Diu) of the G-bit Dint data are changed from the minimum −M (= −2 ^ (G−1)) to 2 ^ R steps.
Diu = −M, −M + 2 ^ R, −M + 2 · 2 ^ R,...
-M + (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R
Pb obtained by dividing the output 4 of the amplifier 4 by the resistors R1 and R2 is AD converted by the ADC 5.
Resistance division ratio is
R2 / (R1 + R2) = 1 / A4
Choose
Pu / A4 = Pb
There is a relationship.
[0053]
The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Diu A4: Proportional coefficient
Assuming the relationship
When the upper bit input data Diu, the difference between the actual amplifier output Pu and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S1) Pu (Diu) -A4 · Diu is

Is calculated by the subtractor 302, and the linear distortion S1 (Diu) converted to the input data of the DAC 3 is set to Diu / (2 ^ R) as an address, and is written into the URAM 203 by the write enable Wu and stored.
[0054]
Next, the controller 303 calibrates the linear distortion correction of the lower bits. Dint data G bit to R bit are set to zero, and R bit to LSB of input data Di are changed from 0 to 2 ^ (R-1) in one step.
Dil = 0, 1, 2,..., 2 ^ (R-1)
Pc obtained by dividing the amplifier 4 output Pl by the resistors R1 and R2 is AD converted by the ADC 5.
Resistance division ratio is
R2 / (R1 + R2) = 1 / A4
Choose
Pu / A4 = Pc
There is a relationship.
[0055]
The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Dil A4: Proportional coefficient
When the lower-order bit input data Dil is assumed, the difference between the actual amplifier output Pl and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S2) Pl (Dil) −A4 · Dil is

Is calculated by the subtractor 303, the linear distortion S2 (Dil) converted to the input data of the DAC 3 is input, Dil is used as an address, and is written and stored in the LRAM 204 by the write enable W1.
[0056]
This completes the calibration.
[0057]
Next, the switch 301 is set to the external input data Dext by the switch command. Since the upper bit (MSB) of the input data Di is the address of the memory URAM 203 and the R bit is the address of the memory LRAM 204 from the MSB, the memory URAM 203 output S1 and the memory LRAM 204 output S2 are added by the adder 205. The subtracter 206
Ds = Di− (S1 (Diu) + S2 (Dil))
An amplifier in which the linear distortion correction data of the DAC 3 and the amplifier 4 is subjected to temperature correction by inputting Ds into the DAC 3, and the accuracy does not deteriorate even if the temperature changes.
[0058]
The accuracy of the ADC 5 can be improved by performing AD conversion a plurality of times and averaging (FIG. 9). Further, by performing the above calibration a plurality of times using the contents of S1 and S2, the accuracy of correcting the linear distortion can be improved (FIG. 9).
[0059]
FIG. 9 shows another embodiment (linear distortion temperature correction No. 4). In this embodiment, linear distortion is directly calibrated at the operating temperature of the amplifier by the DAC 5 divided into upper and lower bits of linear distortion input data. This is a higher accuracy of the embodiment shown in the figure.
[0060]
When the calibration is started, the controller 303 calibrates the ADC 5 with the AD calibration command, and sets the input of the switch 301 to the internal data Dint side with the switching command.
[0061]
First, the controller 303 calibrates the linear distortion correction of the upper bits.
The upper G (MSB) to R + 1 bit (Diu) of the G-bit Dint data are changed from the minimum −M (= −2 ^ (G−1)) to 2 ^ R steps.
Diu = −M, −M + 2 ^ R, −M + 2 · 2 ^ R,...
-M + (2 ^ (R-1) -1) · 2 ^ R
Pb obtained by dividing the output 4 of the amplifier 4 by the resistors R1 and R2 in each step is AD-converted a plurality of times by the ADC 5, and the AD conversion value is averaged by the average calculator 304, thereby removing the influence of noise.
[0062]
Resistance division ratio is
R2 / (R1 + R2) = 1 / A4
Choose
Pu / A4 = Pb
There is a relationship.
[0063]
The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Diu A4: Proportional coefficient
Assuming the relationship
When the upper bit input data Diu, the difference between the actual amplifier output Pu and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S1) Pu (Diu) -A4 · Diu is

Is calculated by the subtracter 302, the output S1 + S2 of the adder 203 is added by the adder 305, the linear distortion S1 (Diu) is set to Diu / (2 ^ R) as an address, and written to the URAM 203 by the write enable Wu and stored. . This repetition is repeated until the zero detector 306 detects zero.
[0064]
Next, the controller 303 calibrates the linear distortion correction of the lower bits. Dint data G bit to R bit are set to zero, and R bit to LSB of input data Di are changed from 0 to 2 ^ (R-1) in one step.
Dil = 0, 1, 2,..., 2 ^ (R-1)
Pc obtained by dividing the amplifier 4 output Pl by the resistors R1 and R2 in each step is AD-converted a plurality of times by the ADC 5, and the AD conversion value is averaged by the average calculator 304, thereby removing the influence of noise.
Resistance division ratio is
R2 / (R1 + R2) = 1 / A4
Choose
Pu / A4 = Pc
There is a relationship.
[0065]
The input data Di of the DAC 3 and the amplifier 4 and the ideal (design value) output Pd of the amplifier
Pd = A4 · Dil A4: Proportional coefficient
When the lower-order bit input data Dil is assumed, the difference between the actual amplifier output Pl and the ideal amplifier output Pd (linear distortion S2) Pl (Dil) −A4 · Dil is

Is calculated by the subtracter 303, the output S1 + S2 of the adder 203 is added by the adder 305, the linear distortion S1 (Dil) is set to Dil as an address, and written to the LRAM 204 by the write enable Wl and stored. This repetition is repeated until the zero detector 306 detects zero.
[0066]
This completes the calibration.
[0067]
Next, the switch 301 is set to the external input data Dext by the switch command. Since the upper bit (MSB) of the input data Di is the address of the memory URAM 203 and the R bit is the address of the memory LRAM 204 from the MSB, the memory URAM 203 output S1 and the memory LRAM 204 output S2 are added by the adder 205. The subtracter 206
Ds = Di− (S1 (Diu) + S2 (Dil))
An amplifier in which the linear distortion correction data of the DAC 3 and the amplifier 4 is subjected to temperature correction by inputting Ds into the DAC 3, and the accuracy does not deteriorate even if the temperature changes.
[0068]
【The invention's effect】
There is no difference in principle between the deflection amplifier of an electron beam lithography system and the deflection amplifier of an oscilloscope. It can have a frequency characteristic several hundred times that of an electron beam deflection amplifier. The frequency characteristic of the oscilloscope deflection amplifier is good because there is no negative feedback loop from the deflection amplifier output. Without a negative feedback loop from the amplifier output, the gain and offset of the amplifier change depending on the amplifier operating temperature, and high accuracy cannot be maintained.
[0069]
If the deflection amplifier of the oscilloscope is made highly accurate, it becomes a high-precision and high-speed deflection amplifier of the electron beam drawing apparatus. For this purpose, the operating temperature of the deflection amplifier is constantly monitored and temperature correction is performed. Instead of directly measuring the temperature of the deflection amplifier, the offset voltage of the deflection amplifier is measured, and the gain of the deflection amplifier and the offset temperature correction are performed based on this offset. Thus, the throughput of the electron beam lithography apparatus can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing temperature correction of a DAC amplifier.
FIG. 2 is a block diagram showing temperature correction of a DAC amplifier.
FIG. 3 is a detailed view of a temperature coefficient function generator.
FIG. 4 is a temperature coefficient function generator using RAM.
FIG. 5 is an ADC using a DAC3 amplifier 4;
FIG. 6 shows another embodiment (linear distortion temperature correction 1).
FIG. 7 shows another embodiment (linear distortion temperature correction 2).
FIG. 8 shows another embodiment (temperature correction for linear distortion, part 3).
FIG. 9 shows another embodiment (linear distortion temperature correction 4).
[Explanation of symbols]
1: Temperature coefficient calculator 1
3: DAC
4: Amplifier
6: Temperature coefficient function generator
7: Calibration controller
8: TEMP (temperature detector)

Claims

In a DAC amplifier having a digital-to-analog converter (DAC) and an amplifier for amplifying its output,
ADC means for obtaining an offset conversion value o by analog-to-digital conversion (ADC) of the DAC amplifier offset off;
Using the temperature coefficient of the DAC amplifier as a function of the offset off of the DAC amplifier, a temperature coefficient function C = F (off) is generated, the offset conversion value o from the ADC means is substituted into the temperature coefficient function, and the temperature coefficient C = Temperature coefficient function generating means for calculating F (o);
DAC input data calculating means for inputting the input data Di of the DAC amplifier and the calculated temperature coefficient C = F (o) to obtain calculated output data Ds = Di (1 + C) ;
The temperature coefficient function generating means is
At the time of calibration, ADC conversion value Hc of the DAC amplifier output when the reference temperature is Tc and the input data Di is K (K ≠ 0) is obtained, and the reference temperature TC is centered with the input data Di = K. The ADC conversion values (Hc1, Hc2,... Hcn) of the DAC amplifier output when the temperature is changed to T1, T2,... Tn (T1 <TC <Tn) are obtained. The difference between the ADC conversion value at the time (Hc1 and Hc1, Hc2,... Hcn) and the ADC conversion value Hc at the reference temperature Tc is divided by the difference (K−0) in the input data Di to obtain a temperature coefficient. As C1, C2 ... Cn,
C1 = (Hc1-Hc) / K,
C2 = (Hc2-Hc) / K,...
Cn = (Hcn−Hc) / K
Computing means for computing
A1 and B1 calculation for calculating A1 and B1 of temperature T and temperature coefficient C: C1 = A1 · T + B1 from temperature T1, T2, ... Tn and temperature coefficients C1, C2, ... Cn Means,
Primary data of offset o and temperature T from ADC converted values o1, o2,... On of each output of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. A2, B2 calculating means for calculating A2, B2 of the approximate expression: T = A2 · o + B2,
First-order approximation of temperature coefficient C from offset value o:
C = A1 · (A2 · o + B2) + B1
C = A · o + B (A = A1, A2, B = A1, B2 + B1)
And calculating the temperature coefficient C by inputting the offset value o,
A DAC amplifier, wherein calculation output data Ds from the DAC input data calculation means is used as input data of the DAC amplifier, and errors due to gain and offset due to temperature of the DAC amplifier are corrected.

In a DAC amplifier having a digital-to-analog converter (DAC) and an amplifier that amplifies its output,
ADC means for obtaining an offset conversion value o by analog-to-digital conversion (ADC) of the DAC amplifier offset off;
Using the temperature coefficient of the DAC amplifier as a function of the offset off of the DAC amplifier, a temperature coefficient function C = F (off) is generated, the offset conversion value o from the ADC means is substituted into the temperature coefficient function, and the temperature coefficient C = Temperature coefficient function generating means for calculating F (o);
DAC input data calculation means for inputting the input data Di of the DAC amplifier and the calculated temperature coefficient C = F (o) to obtain calculation output data Ds = Di (1 + C),
The temperature coefficient function generating means obtains an ADC conversion value Hc of the DAC amplifier output when the reference temperature is Tc and the input data Di is K (K ≠ 0) at the time of calibration, and the input data Di = K is maintained. Tn, T2,... Tn (T1 <TC <around the reference temperature Tc) Tn), ADC conversion values (H1, H2,... Hn) of the DAC amplifier output are obtained, and ADC conversion values (H1, H2,. The difference from the ADC conversion value Hc at the reference temperature Tc is divided by the difference (K−0) in the input data Di to obtain temperature coefficients C1, C2,.
C1 = (H1-Hc) / K,
C2 = (H2−Hc) / K,...
Cn = (Hn−Hc) / K
Means for calculating an approximate expression of temperature T and temperature coefficient C: C = F1 (T);
From the ADC conversion values o1, o2,... On of the outputs of the DAC amplifier when the input data Di = 0 and the temperature is changed to T1, T2,. Means for calculating an approximate expression: T = F2 (o);
Means for calculating an approximate expression of the temperature coefficient C from the offset value o: C = F1 (F2 (o));
A RAM in which the value of the temperature coefficient C is stored in an area addressed by the offset value o, and the temperature coefficient C is read from the address of the RAM;
A DAC amplifier, wherein calculation output data Ds from the DAC input data calculation means is used as input data of the DAC amplifier, and errors due to gain and offset due to temperature of the DAC amplifier are corrected.

Using the DAC amplifier as a deflection amplifier in an electron beam drawing apparatus for drawing a sample by an electron beam,
3. The DAC amplifier according to claim 1 or 2, wherein the offset is converted by the ADC means during a blanking period of the electron beam, and temperature correction is performed with a temperature coefficient having the offset as a function.

The ADC means includes a comparator that compares the output of the DAC amplifier with a reference power supply (or ground),
Input data Di in which only the MSB is set to 1 and other bits are set to zero is input to the DAC amplifier. When the output of the DAC amplifier is greater than zero voltage, the comparator output is set to 1. If the comparator output is 0, the MSB is 1 if the comparator output is 1, the MSB is 0 if the comparator output is 0, and the MSB of the input data Di is held by the comparison result,
Input data Di with MSB-1 set to 1 and bits below MSB-2 set to zero is input to the DAC amplifier, the amplifier output is compared with a reference power supply (or ground), and the comparator output is 1 Then, MSB-1 is set to 1, and if the comparator output is 0, MSB-1 is set to 0, and MSB and MSB-1 are held by the comparison result.
3. The DAC amplifier according to claim 1, wherein the amplifier output and the reference power supply (or ground) are sequentially compared until the LSB of the input data Di becomes 1.