JP4000992B2

JP4000992B2 - Induction heating device

Info

Publication number: JP4000992B2
Application number: JP2002326485A
Authority: JP
Inventors: 篤志藤田; 泉生弘田; 裕二藤井; 貴宏宮内; 弘文乾; 浩次新山
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-11-11
Filing date: 2002-11-11
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2022-11-11
Also published as: JP2004164881A

Description

【０００１】
【発明の属する利用分野】
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場等で使用される誘導加熱調理器、誘導加熱を利用した湯沸かし器、加温装置等の誘導加熱装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱装置の例として、誘導加熱調理器について説明する。誘導加熱調理器では、誘導加熱コイルから高周波磁界が発生し、誘導加熱コイル近傍に置かれた金属製の鍋等の被加熱物に、電磁誘導によって渦電流が発生し被加熱物が加熱される。
【０００３】
以下、スイッチング素子の駆動とは、スイッチング素子の駆動制御端子に電圧が加わっている状態を指し、導通とは、スイッチング素子に電流が流れている状態を指すものとする。
【０００４】
従来の誘導加熱調理器について、図４の回路図、図５の波形に基づいて説明する。図４において調理器は第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素子２を有するインバータ３と、インバータ３に接続された加熱コイル４とを備える。
【０００５】
また、前記第１のスイッチング素子１及び第２のスイッチング素子２には、各々第１の逆導通素子５及び第２の逆導通素子６が並列接続される。インバータ３により供給された高周波の共振電流によって加熱コイル４からは高周波磁界が発生し、電磁誘導による渦電流のために調理鍋７が加熱される。入力電力の可変及び安定化のため、インバータ３の電源電流をカレントトランス８により検知する。その検知結果に応じて第１及び第２のスイッチング素子１、２の駆動周波数を変化させ、あるいは駆動周波数を一定にしてその導通比を変化させて、インバータ３の出力が制御される。
【０００６】
第１及び第２のスイッチング素子１、２の駆動周波数は、スイッチング損失を抑制するよう、誘導加熱可能な範囲で出来るだけ低周波でかつ、可聴域を外すよう、出来るだけ高周波とする必要があるため、通常２０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚとしている。また、従来の誘導加熱調理器において、第１及び第２のスイッチング素子１、２の駆動周波数と共振電流周波数はほぼ同じである。
【０００７】
図５は、従来の誘導加熱調理器における各部波形であり、図５（ａ）は第１のスイッチング素子１と第１の逆導通素子５に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子２と第２の逆導通素子６に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子１駆動制御端子電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子２駆動制御端子電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル４に流れる電流をそれぞれ示している。この時、第１のスイッチング素子１導通期間中に遮断すると、遮断された共振電流は、第２の逆導通素子６に流れる。第２の逆導通素子６導通期間中に、第２のスイッチング素子２を駆動することにより、第２の逆導通素子６を流れていた共振電流が転流した際に、既に第２のスイッチング素子２は導通可能な状態にあるため、遮断→駆動時の第２のスイッチング素子２のスイッチング損失が生じない。また第１のスイッチング素子１の遮断→駆動時も同様である。
【０００８】
また、従来の誘導加熱調理器で、アルミニウムや銅といった高導電率の非磁性金属製の調理鍋７を誘導加熱するには、加熱コイルに供給する電流周波数を高くすることが有効であると一般に知られている。しかしながら、従来制御方式によればスイッチング素子駆動周波数と前記加熱コイル４電流周波数はほぼ同じであるため、周波数を高めることにより、スイッチング素子駆動周波数も高まり、損失が増大する。その他の部品についても同様である。
【０００９】
上記の課題を解決するための方法として、スイッチング素子の損失を抑制するとともに、高導電率でかつ非磁性金属製鍋を高周波で加熱するための技術が、（例えば、特許文献１参照）に開示されている。図６の回路図と、図７の波形はこの技術の内容を示すものである。
【００１０】
この技術の特徴は、第２のスイッチング素子２１のオン期間中にチョークコイル１８にエネルギを蓄えると共に、前期オン期間あるいは、第１のスイッチング素子１９のオン期間より周期の短い共振電流を加熱コイル２３に発生し、第２のスイッチング素子２１のオフ期間すなわち第１のスイッチング素子１９のオン期間にチョークコイル１８に蓄えられたエネルギを第２の平滑コンデンサ２６に蓄え、第２の平滑コンデンサ２６から加熱コイル２３に電力を供給することにより、加熱コイル２３に振幅の変化の少ない電流を供給して鍋鳴り音が生じず騒音の少ない、また第１のスイッチング素子１９と第２のスイッチング素子２１の損失が少なく加熱効率の高い高導電率でかつ非磁性金属のアルミなどの調理鍋を加熱することが出来るようにしたものである。この技術によれば、第１及び第２のスイッチング素子１９、２１の駆動周波数に対して共振電流周波数が２倍以上となる。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００２−０５６５６５号公報
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
（例えば、特許文献１参照）に記載された誘導加熱装置などは、スイッチング素子に並列接続された逆導通素子の導通期間中にもう一方のスイッチング素子を駆動させ、共振電流が転流した際には既にスイッチング素子が導通可能な状態にあるため、遮断→駆動時のスイッチング損失が抑制されるとしている。
【００１３】
しかしながら、図５に示す、鉄系などの被加熱物を誘導加熱する従来の誘導加熱装置の波形や、図７に示す、高導電率の非磁性金属製の被加熱物を誘導加熱する（例えば、特許文献１参照）に記載された誘導加熱装置の波形のように、共振電流の周波数及び逆導通素子の導通期間は大きく異なる。これは、被加熱物の材質により、被加熱物と加熱コイルの合成インダクタンスが変化するためであり、鉄系などの被加熱物の場合に比較して、アルミなどの高導電率、非磁性金属製の被加熱物の場合は、合成インダクタンスが小さくなり、共振電流周期も短く、逆導通素子導通期間も短くなる。
【００１４】
特に逆導通素子導通期間が短くなる場合に、スイッチング素子駆動タイミングが遅れるとスイッチング損失が発生する一方、スイッチング素子駆動タイミングが早まりすぎ、第１及び第２のスイッチング素子が同時導通すると、スイッチング素子の破壊につながる。
【００１５】
さらに、スイッチング素子の遮断時スイッチング損失を抑制するためのスナバコンデンサを、スイッチング素子に並列接続した場合の波形を図８に示す。図８（Ａ）は正常時のものであり、同図（ａ）は第２のスイッチング素子と第１の逆導通素子に流れる電流を、同図（ｂ）は第１のスイッチング素子と第２の逆導通素子に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）−低電位側端子（エミッタ）間に生じる電圧を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子の駆動制御端子に加わる駆動信号を示している。
【００１６】
また、図８（Ｂ）はスイッチング素子遮断時電流が少ない場合のものであり、同図（ａ）は第２のスイッチング素子と第１の逆導通素子に流れる電流を、同図（ｂ）は第１のスイッチング素子と第２の逆導通素子に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）−低電位側端子（エミッタ）間に生じる電圧を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子の駆動制御端子に加わる駆動信号を示している。正常時であれば、加熱コイルに蓄えられたエネルギでスナバコンデンサが共振し、充電または放電が十分行われ、もう一方のスイッチング素子に並列接続された逆導通素子の導通が行われる。
【００１７】
しかしながら、被加熱物の材質や、出力によって、スイッチング素子遮断時電流が少ない場合、スナバコンデンサの共振が不足し、充電及び放電が十分に行われないために、逆導通素子が導通せず、スイッチング素子電圧が残った状態で、もう一方のスイッチング素子が駆動されるため、短絡電流が流れ、過大なスイッチング損失が生じる。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明は、被加熱物と対向して配置される加熱コイルと、共振コンデンサと、前記加熱コイルに共振電流を流すため交互に駆動される第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された第１及び第２の逆導通素子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の遮断に伴い、前記加熱コイルに蓄積したエネルギで共振させて、前記第１及び第２のスイッチング素子に加わる電圧の立ち上がり、立ち下がりを緩やかにするスナバコンデンサと、前記被加熱物の材質を判別する被加熱物判別手段と、前記被加熱物判別手段の判別結果に応じて、アルミ等の高導電率で非磁性の前記被加熱物であるときは、前記第１のスイッチング素子の駆動期間より前記共振電流の周期が短いモードに移行し、アルミ等に比較して低導電率である鉄系の前記被加熱物であるときは、前記第１のスイッチング素子に流れる共振電流が第２番目のピークとなる前に前記第１のスイッチング素子の駆動が停止されるモードとなり、さらに前記第１のスイッチング素子の遮断から前記第２のスイッチング素子の駆動まで、あるいは前記第２のスイッチング素子の遮断から前記第１のスイッチング素子の駆動までの同時遮断期間を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記被加熱物判別手段の判別結果に応じて、アルミ等の高導電率で非磁性の前記被加熱物である場合は、前記スナバコンデンサでの共振が不足して前記スナバコンデンサの充放電期間が長くなる前記被加熱物である場合に比べ、前記同時遮断期間を短くしかつ前記第１又は第２のスイッチング素子の少なくともひとつの駆動制御端子への充電電流量を多くして駆動が短期間で行われるように制御する誘導加熱装置とするものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
【００２０】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
（実施例１）
図１は、本実施例の誘導加熱装置の回路構成を示す図である。
【００２２】
電源３３は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路３４の入力端に接続される。整流回路３４の出力端間に第１の平滑コンデンサ３５が接続される。整流回路３４の出力端間には、さらにチョークコイル３６と第１のスイッチング素子３７の直列接続対が接続される。加熱コイル３８は被加熱物である鍋３９と対向して配置されている。
【００２３】
４０はインバータであり、第２の平滑コンデンサ４１の低電位側端子（エミッタ）は整流回路３４の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ４１の高電位側端子は第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）４２の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）４２の低電位側端子はチョークコイル３６と第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３７の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル３８と共振コンデンサ４３の直列接続体が第１のスイッチング素子３７に並列に接続される。
【００２４】
第１の逆導通素子４７（第１のダイオード）は第１のスイッチング素子３７に逆並列に接続（第１のダイオード４７のカソードと第１のスイッチング素子３７のコレクタとを接続）され、第２の逆導通素子４８（第２のダイオード）は第２のスイッチング素子４２に逆並列に接続される。スナバコンデンサ４６は、第１のスイッチング素子３７に並列に接続される。補正用共振コンデンサ４７とリレー４８の直列接続体は共振コンデンサ４２に並列に接続されている。制御回路４９は、電源３３からの入力電流を検知するカレントトランス５０と、加熱コイル３８の電流を検知するカレントトランス５１の検知信号を入力するとともに、第１のスイッチング素子３７を駆動する第１の駆動手段５２と、第２のスイッチング素子４２を駆動する第２の駆動手段５３と、制限抵抗切り換えリレー５４と、リレー４８の駆動コイル（図示せず）に信号を出力する。
【００２５】
第１の駆動手段５２、第２の駆動手段５３の出力端には、それぞれスイッチング素子の駆動制御端子への充放電電流を制限する制限抵抗５５、５６、５７が接続されており、特に、第１のスイッチング素子３７については、制限抵抗切り換えリレー５４により、充放電電流を制御することが可能となっている。
【００２６】
以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。電源３３は整流回路３４により全波整流され、整流回路３４の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ３５に供給される。この第１の平滑コンデンサ３５はインバータ４０に高周波電流を供給する供給源として働く。
【００２７】
図２、図３は上記回路における各部波形を示す図であり、図２は鍋３９の材質が高導電率で非磁性であるアルミなどのものの場合である。
【００２８】
図２（ａ）は第１のスイッチング素子３７と第１の逆導通素子４４に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子４２と第２の逆導通素子４５に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子３７駆動制御端子電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子４２駆動制御端子電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル３８に流れる電流をそれぞれ示している。
【００２９】
第１の駆動手段５２は、制御回路４９からの信号に基づき、時点ｔ０から時点ｔ１まで図２（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子３７駆動制御端子に駆動期間がＴ１（約２４μ秒）である駆動信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第１のスイッチング素子３７及び第１の逆導通素子４４と、加熱コイル３８と、共振コンデンサ４３で形成される閉回路で共振し、鍋３９がアルミ製などの鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル３８の巻き数（４４Ｔ）と共振コンデンサ４３の容量（０．０３μＦ）と、駆動期間Ｔ１が設定されている。チョークコイル３６はこの第１のスイッチング素子３７の駆動期間Ｔ１において、第１の平滑コンデンサ３５の静電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。
【００３０】
次に、第１のスイッチング素子３７に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第１のスイッチング素子３７の順方向に電流が流れている時点で第１のスイッチング素子３７の駆動が停止される。
【００３１】
第１のスイッチング素子３７の遮断後、第１のスイッチング素子３７のコレクタと接続されたチョークコイル３６の端子電圧が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ４１の電位を越えると、第２の逆導通素子４５を通して第２の平滑コンデンサ４１に充電して、チョークコイル３６に蓄えた磁気エネルギを放出する。第２の平滑コンデンサ４１の電圧は、整流回路３４の出力電圧のピーク値よりも高くなるよう昇圧される。昇圧されるレベルは第１のスイッチング素子３７の導通期間に依存し、導通期間が長くなると第２の平滑コンデンサ４１に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００３２】
このように、第２の平滑コンデンサ４１−第２のスイッチング素子４２あるいは第２の逆導通素子４５−加熱コイル３８−共振コンデンサ４３で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ４１の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（ａ）で示す第１のスイッチング素子３７に流れる共振電流の尖頭値、及び共振経路を変えて継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子４２に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、高導電率で非磁性であるアルミなどの鍋を高出力で誘導加熱し、かつ出力を連続的に増減して制御するように出来る。
【００３３】
また、図２（ｃ）、（ｄ）で示すように、第２の駆動手段５３は、制御回路４９からの信号に基づき、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時遮断期間後の時点ｔ２において、第２のスイッチング素子４２駆動制御端子に駆動信号を出力する。この結果、同図（ｂ）に示すように加熱コイル３８−共振コンデンサ４３−第２のスイッチング素子４２または第２の逆導通素子４５−第２の平滑コンデンサ４１とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第１のスイッチング素子３７が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３倍の周期の共振電流が流れる。
【００３４】
従って、加熱コイル３８に流れる電流は、図２（ｅ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子３７、４２の駆動周期（Ｔ１とＴ２と同時遮断期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子３７、４２の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル３８に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００３５】
図３は鍋３９の材質がアルミなどに比較して低導電率である鉄系のものの場合である。
【００３６】
図３（ａ）は第１のスイッチング素子３７と第１の逆導通素子４４に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子４２と第２の逆導通素子４５に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子３７駆動制御端子電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子４２駆動制御端子電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル３８に流れる電流をそれぞれ示している。
【００３７】
この場合においても、基本的な動作は図２に示すような、鍋３９の材質が高導電率で非磁性であるアルミなどの場合と変わらない。しかしながら、鉄系の鍋を誘導加熱するには、共振電流周波数が従来の約２０ｋＨｚ程度で十分であるため、共振電流が約２０ｋＨｚになるよう、リレー４８を投入して、共振コンデンサ４３（０．０３μＦ）と補正用共振コンデンサ４７（０．２１μＦ）が電気的に並列接続されるよう切り換える。
【００３８】
さらに、第１のスイッチング素子３７と第２のスイッチング素子４２を一定の周波数（約２３ｋＨｚ）で所定の出力となるよう、駆動時間比で設定する。共振電流は約２０ｋＨｚ程度になるよう共振コンデンサ４３及び補正用共振コンデンサ４７が接続されているため、第１のスイッチング素子３７に流れる共振電流は第２番目のピークとなる前に駆動が停止される。
【００３９】
また、鍋３９の材質に関わらず、第１及び第２のスイッチング素子３７、４２に順方向に電流が流れている期間中、それぞれのスイッチング素子を遮断するよう制御した場合、第１及び第２のスイッチング素子３７、４２の遮断に伴い、加熱コイル３８に蓄積したエネルギでスナバコンデンサ４６と共振させて、第１及び第２のスイッチング素子３７、４２のコレクタ−エミッタ間電圧の立ち上がり、立ち下がりを緩やかにして遮断時のスイッチング損失を抑制している。
【００４０】
次に、起動時において、制御回路４９はリレー４８を遮断状態にし、一定の周波数（約３６ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子３７と第２のスイッチング素子４２を交互に駆動する。第１のスイッチング素子３７の駆動期間は、共振電流の共振周期よりも短いモードで駆動し、駆動時間比を最小から徐々に駆動時間比を増加し、その間に制御回路４９はカレントトランス５０の検知出力とカレントトランス５１の検知出力から、鍋３９の材質を検知する。
【００４１】
制御回路４９は鍋３９の材質が高導電率で非磁性であるアルミなどのものであると判断すると、所定の駆動時間比に到達した際に、図２（Ａ）に示すような第１のスイッチング素子３７の駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、出力は低出力状態になるように駆動期間が設定され、出力が所定値に達するまで、第１のスイッチング素子３７の駆動周波数を徐々に下げていく。
【００４２】
このとき、共振電流の周期が短いため、第１の逆導通素子４４の導通期間も短くなる。制御回路４９は、第１のスイッチング素子３７の責務を最小にするため、第１のスイッチング素子３７と第２のスイッチング素子４２の同時遮断期間を短くし、さらに、第１のスイッチング素子３７の駆動制御端子への充電電流が多く流れ、第１のスイッチング素子３７駆動が短い期間で行われるよう、制限抵抗切り換えリレー５４を駆動し、制限抵抗５５と制限抵抗５６が電気的に並列接続されるよう切り換え、制限抵抗全体で小容量になるよう制御する。これによって、第１のスイッチング素子３７が第１の逆導通素子４４導通期間中に駆動される。第１の逆導通素子４４導通期間が終了した時点で、第１のスイッチング素子３７は既に導通可能な状態にあるため、共振電流の経路が第１の逆導通素子４４から第１のスイッチング素子３７へ移行する際のスイッチング損失が生じない。
【００４３】
さらに、制御回路４９は、入力電流が少なく、共振電流尖頭値が小さくなるために、スナバコンデンサ４６での共振が不足し、充放電期間が長くなる場合には、カレントトランス５０の検知出力から判断し、第１のスイッチング素子３７と第２のスイッチング素子４２の同時遮断期間を長くし、さらに、制限抵抗切り換えリレー５４を遮断し、制限抵抗５６のみを使用するよう切り換える。これによって、スナバコンデンサ４６の充放電が十分に行われたタイミングとなる第１の逆導通素子４４導通期間中に、第１のスイッチング素子３７を駆動することが可能となり、共振電流の経路が第１の逆導通素子４４から第１のスイッチング素子３７へ移行する際のスイッチング損失が生じない。
【００４４】
このとき、共振コンデンサ４３に補正用共振コンデンサ４７が電気的に並列接続され、さらには鍋３９の材質がもつ電磁気的特性のため、共振電流の周期が長くなり、第１の逆導通素子４４の導通期間も長くなる。また、共振電流の尖頭値が小さくなるために、スナバコンデンサ４６の共振が不足し、充放電にかかる期間も長くなる。制御回路４９は、鍋３９の材質がアルミなどのものであると判断した場合とは逆に、第１のスイッチング素子３７と第２のスイッチング素子４２の同時遮断期間を長くし、さらに、制限抵抗切り換えリレー５４を遮断し、制限抵抗５６のみを使用するよう切り換える。これによって、第１のスイッチング素子３７が第１の逆導通素子４４導通期間中に駆動するよう制御され、共振電流の経路が第１の逆導通素子４４から第１のスイッチング素子３７へ移行する際のスイッチング損失が生じない。
【００４５】
以上のように、本実施例によれば、加熱コイル３８の発生する磁界によりアルミニウムや銅などの高導電率で非磁性金属製の被加熱物を加熱すると、第１のスイッチング素子３７や、第１の逆導通素子４４を流れる加熱コイル３８と共振コンデンサ４３による共振電流は高周波となり、第１の逆導通素子４４導通期間が短くなるが、第１のスイッチング素子３７駆動タイミングが可変であるために、第１の逆導通素子４４導通期間中に駆動することが可能となるため、スイッチング遅れによるスイッチング損失発生を抑制することが出来る。
【００４６】
また、出力が小さく、共振電流が少なくなり、スナバコンデンサ４６の充放電不足が生じやすい状態にあっても、スナバコンデンサ４６が十分充放電するタイミングとなるよう、同時遮断期間を制御するため、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することが可能である。
【００４７】
また、本実施例では共振コンデンサ４３と補正用共振コンデンサ４７を併用する構成を示したが、これに限定するものではなく、共振コンデンサ４３を切り換えず、被加熱物の材質によって連続的にスイッチング素子の同時遮断期間を制御することによって、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することが可能である。
【００４８】
また、共振コンデンサ４３に補正用共振コンデンサ４７が電気的に並列接続された状態とするなど、共振素子の切り換えによって、明らかに共振電流の周期が長くなる場合においては、共振素子の切り換え時にあらかじめスイッチング素子の同時遮断期間を長くすることにより、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することが出来る。共振電流の周期が短くなる場合も同様である。
【００４９】
また、スイッチング素子の駆動制御端子への充電電流を制御することにより、充電電流が少ない場合にはスイッチング素子導通タイミングを遅く、充電電流が多い場合にはスイッチング素子導通タイミングが早くすることが可能であるため、同時遮断期間を制御し、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制することが出来る。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制する誘導加熱装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図２】同、各部波形を示す図
【図３】同、各部波形を示す図
【図４】従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図５】同、各部波形を示す図
【図６】従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図７】同、各部波形を示す図
【図８】同、各部波形を示す図
【符号の説明】
３７第１のスイッチング素子
３９被加熱物
４２第２のスイッチング素子
４４第１の逆導通素子
４５第２の逆導通素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating apparatus such as an induction heating cooker used in general homes, offices, restaurants, factories, and the like, a water heater using induction heating, and a heating apparatus.
[0002]
[Prior art]
An induction heating cooker will be described as an example of the induction heating device. In an induction heating cooker, a high-frequency magnetic field is generated from an induction heating coil, and an eddy current is generated by electromagnetic induction in a heated object such as a metal pan placed near the induction heating coil to heat the heated object. .
[0003]
Hereinafter, the driving of the switching element refers to a state where a voltage is applied to the drive control terminal of the switching element, and the conduction refers to a state where a current flows through the switching element.
[0004]
A conventional induction heating cooker will be described based on the circuit diagram of FIG. 4 and the waveform of FIG. In FIG. 4, the cooker includes an inverter 3 having a first switching element 1 and a second switching element 2, and a heating coil 4 connected to the inverter 3.
[0005]
Further, a first reverse conducting element 5 and a second reverse conducting element 6 are connected in parallel to the first switching element 1 and the second switching element 2, respectively. A high frequency magnetic field is generated from the heating coil 4 by the high frequency resonance current supplied by the inverter 3, and the cooking pot 7 is heated by the eddy current due to electromagnetic induction. In order to vary and stabilize the input power, the power supply current of the inverter 3 is detected by the current transformer 8. The output of the inverter 3 is controlled by changing the drive frequency of the first and second switching elements 1 and 2 according to the detection result, or changing the conduction ratio while keeping the drive frequency constant.
[0006]
The drive frequency of the first and second switching elements 1 and 2 needs to be as low as possible in the range where induction heating can be performed and as high as possible so as to exclude the audible range so as to suppress switching loss. Therefore, it is usually set to 20 kHz to 30 kHz. Moreover, in the conventional induction heating cooking appliance, the drive frequency and resonance current frequency of the 1st and 2nd switching elements 1 and 2 are substantially the same.
[0007]
FIG. 5 is a waveform of each part in a conventional induction heating cooker, FIG. 5 (a) shows the current flowing through the first switching element 1 and the first reverse conducting element 5, and FIG. 5 (b) shows the second waveform. The current flowing in the switching element 2 and the second reverse conducting element 6 is shown in FIG. 6C, the first switching element 1 drive control terminal voltage is shown, and the same figure (d) is the second switching element 2 drive control terminal voltage. (E) shows the current flowing through the heating coil 4, respectively. At this time, if the first switching element 1 is cut off during the conduction period, the cut off resonance current flows to the second reverse conducting element 6. By driving the second switching element 2 during the conduction period of the second reverse conducting element 6, when the resonance current flowing through the second reverse conducting element 6 is commutated, the second switching element 2 has already been turned on. Since 2 is in a conductive state, the switching loss of the second switching element 2 at the time of interruption → drive does not occur. The same applies when the first switching element 1 is cut off and then driven.
[0008]
In addition, it is generally effective to increase the current frequency supplied to the heating coil in order to induction-heat the non-magnetic metal cooking pan 7 such as aluminum or copper with a conventional induction heating cooker. Are known. However, according to the conventional control method, since the switching element driving frequency and the heating coil 4 current frequency are substantially the same, increasing the frequency also increases the switching element driving frequency and increases the loss. The same applies to other parts.
[0009]
As a method for solving the above problems, a technique for heating a nonmagnetic metal pan at high frequency with high conductivity while suppressing loss of the switching element is disclosed in (for example, see Patent Document 1). Has been. The circuit diagram of FIG. 6 and the waveform of FIG. 7 show the contents of this technique.
[0010]
The feature of this technique is that energy is stored in the choke coil 18 during the ON period of the second switching element 21, and a resonance current having a shorter period than the ON period of the previous period or the ON period of the first switching element 19 is applied to the heating coil 23. The energy stored in the choke coil 18 during the OFF period of the second switching element 21, that is, the ON period of the first switching element 19, is stored in the second smoothing capacitor 26, and is heated from the second smoothing capacitor 26. By supplying electric power to the coil 23, a current with little change in amplitude is supplied to the heating coil 23, so that no panning noise is generated and the noise is low, and the loss of the first switching element 19 and the second switching element 21. It is possible to heat cooking pots such as aluminum with non-magnetic metal with high conductivity and low heating efficiency One in which the. According to this technique, the resonance current frequency is more than twice the drive frequency of the first and second switching elements 19 and 21.
[0011]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-056565
[Problems to be solved by the invention]
The induction heating device described in (for example, Patent Document 1) drives the other switching element during the conduction period of the reverse conducting element connected in parallel to the switching element, and the resonance current commutates. Since the switching element is already in a conductive state, switching loss at the time of interruption → drive is suppressed.
[0013]
However, the waveform of a conventional induction heating apparatus that induction-heats an iron-based object to be heated shown in FIG. 5 or the high-conductivity non-magnetic metal object to be heated shown in FIG. The frequency of the resonance current and the conduction period of the reverse conducting element are greatly different, as in the waveform of the induction heating apparatus described in Patent Document 1). This is because the combined inductance of the object to be heated and the heating coil changes depending on the material of the object to be heated. Compared to the case of the object to be heated such as iron-based material, it has a higher conductivity, such as aluminum, and a nonmagnetic metal. In the case of an object to be heated, the combined inductance is reduced, the resonance current cycle is shortened, and the reverse conducting element conduction period is also shortened.
[0014]
In particular, when the reverse conduction element conduction period is shortened, switching loss occurs when the switching element drive timing is delayed. On the other hand, if the switching element drive timing is too early and the first and second switching elements are simultaneously conducted, It leads to destruction.
[0015]
Furthermore, the waveform at the time of connecting the snubber capacitor for suppressing the switching loss at the time of interruption | blocking of a switching element in parallel with a switching element is shown in FIG. FIG. 8A shows a normal state, FIG. 8A shows the current flowing through the second switching element and the first reverse conducting element, and FIG. 8B shows the first switching element and the second switching element. (C) shows the voltage generated between the high potential side terminal (collector) and the low potential side terminal (emitter) of the first switching element, and FIG. The drive signal applied to the drive control terminal of the switching element is shown.
[0016]
FIG. 8B shows the case where the current when the switching element is cut off is small, FIG. 8A shows the current flowing through the second switching element and the first reverse conducting element, and FIG. The current flowing through the first switching element and the second reverse conducting element is shown in FIG. 5C. The voltage generated between the high potential side terminal (collector) and the low potential side terminal (emitter) of the first switching element is FIG. 4D shows a drive signal applied to the drive control terminal of the first switching element. When normal, the snubber capacitor resonates with the energy stored in the heating coil, and charging or discharging is sufficiently performed, and conduction of the reverse conducting element connected in parallel to the other switching element is performed.
[0017]
However, if the current when the switching element is cut off due to the material and output of the object to be heated, the resonance of the snubber capacitor is insufficient, and charging and discharging are not performed sufficiently, so the reverse conducting element does not conduct and switching Since the other switching element is driven with the element voltage remaining, a short-circuit current flows and an excessive switching loss occurs.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described conventional problems, the present invention provides a heating coil disposed opposite to an object to be heated, a resonance capacitor, and a first and a second driven alternately to flow a resonance current through the heating coil. Two switching elements, the first and second reverse conducting elements connected in antiparallel to the first and second switching elements, respectively, and the heating with the interruption of the first and second switching elements A snubber capacitor that resonates with the energy accumulated in the coil to gently increase and decrease the voltage applied to the first and second switching elements; and a heated object determining means for determining the material of the heated object , in response to said discrimination result of the heated object determination means, when a high conductivity such as aluminum, which is the object to be heated non-magnetic, the resonant conductive than the driving period of the first switching element When the cycle is short and the iron-based object to be heated has a lower conductivity than aluminum or the like, the resonance current flowing through the first switching element becomes the second peak. Before the first switching element is driven, the first switching element is stopped, and the first switching element is shut off until the second switching element is driven, or the second switching element is shut off. A control circuit for controlling a simultaneous cutoff period until the switching element is driven, and the control circuit is a non-magnetic material with high conductivity such as aluminum according to a determination result of the object-to-be-heated determination unit. In the case of an object to be heated, the simultaneous interruption period is shortened compared to the case of the object to be heated, in which the snubber capacitor is short of resonance and the charging / discharging period of the snubber capacitor becomes long And it is an induction heating device more to drive the charging current amount to at least one drive control terminals of the first or second switching element is controlled to be performed in a short period of time.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[0020]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0021]
Example 1
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of the induction heating apparatus of the present embodiment.
[0022]
The power source 33 is a 200V commercial power source that is a low-frequency AC power source, and is connected to the input terminal of a rectifier circuit 34 that is a bridge diode. A first smoothing capacitor 35 is connected between the output terminals of the rectifier circuit 34. A series connection pair of a choke coil 36 and a first switching element 37 is further connected between the output terminals of the rectifier circuit 34. The heating coil 38 is disposed so as to face the pan 39 that is an object to be heated.
[0023]
Reference numeral 40 denotes an inverter, the low potential side terminal (emitter) of the second smoothing capacitor 41 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 34, and the high potential side terminal of the second smoothing capacitor 41 is the second switching element (IGBT). ) 42 is connected to the high potential side terminal (collector) of the second switching element (IGBT) 42 and the low potential side terminal of the second switching element (IGBT) 42 is the high potential side terminal (collector) of the choke coil 36 and the first switching element (IGBT) 37. Connected to the connection point. A series connection body of the heating coil 38 and the resonance capacitor 43 is connected to the first switching element 37 in parallel.
[0024]
The first reverse conducting element 47 (first diode) is connected in antiparallel to the first switching element 37 (the cathode of the first diode 47 and the collector of the first switching element 37 are connected), and the second The reverse conducting element 48 (second diode) is connected to the second switching element 42 in antiparallel. The snubber capacitor 46 is connected to the first switching element 37 in parallel. A series connection body of the correcting resonance capacitor 47 and the relay 48 is connected in parallel to the resonance capacitor 42. The control circuit 49 inputs a detection signal of a current transformer 50 that detects an input current from the power supply 33 and a current transformer 51 that detects a current of the heating coil 38, and drives a first switching element 37. Signals are output to the drive means 52, the second drive means 53 that drives the second switching element 42, the limiting resistance switching relay 54, and the drive coil (not shown) of the relay 48.
[0025]
Limiting resistors 55, 56, and 57 that limit charge / discharge currents to the drive control terminals of the switching elements are connected to the output ends of the first drive unit 52 and the second drive unit 53, respectively. For one switching element 37, the charge / discharge current can be controlled by the limiting resistance switching relay 54.
[0026]
The operation of the induction heating apparatus configured as described above will be described below. The power supply 33 is full-wave rectified by the rectifier circuit 34 and supplied to the first smoothing capacitor 35 connected to the output terminal of the rectifier circuit 34. The first smoothing capacitor 35 serves as a supply source for supplying a high-frequency current to the inverter 40.
[0027]
FIG. 2 and FIG. 3 are diagrams showing the waveforms of each part in the above circuit, and FIG. 2 shows a case where the material of the pan 39 is a high conductivity, non-magnetic aluminum or the like.
[0028]
2A shows the current flowing through the first switching element 37 and the first reverse conducting element 44, and FIG. 2B shows the current flowing through the second switching element 42 and the second reverse conducting element 45. FIG. 4C shows the first switching element 37 drive control terminal voltage, FIG. 4D shows the second switching element 42 drive control terminal voltage, and FIG. 5E shows the current flowing through the heating coil 38, respectively. Show.
[0029]
Based on the signal from the control circuit 49, the first drive means 52 has a drive period of T1 (about 24 μsec) from the time t0 to the time t1, as shown in FIG. ) Is output. During this driving period T1, the first switching element 37 and the first reverse conducting element 44, the heating coil 38, and the resonant capacitor 43 resonate in a closed circuit, and the pan 39 is a pan made of aluminum or the like. The number of turns (44T) of the heating coil 38 and the capacity (0.03 μF) of the resonance capacitor 43 so that the resonance period (1 / f) at a certain time is about 2/3 times (about 16 μsec) of the driving period T1. A driving period T1 is set. The choke coil 36 stores the electrostatic energy of the first smoothing capacitor 35 as magnetic energy during the driving period T1 of the first switching element 37.
[0030]
Next, the current flows in the forward direction of the first switching element 37, that is, at the time point t1, which is the timing between the second peak of the resonance current flowing in the first switching element 37 and the resonance current next becoming zero. At this time, the driving of the first switching element 37 is stopped.
[0031]
After the cutoff of the first switching element 37, the terminal voltage of the choke coil 36 connected to the collector of the first switching element 37 rises, and when this potential exceeds the potential of the second smoothing capacitor 41, the second inverse The second smoothing capacitor 41 is charged through the conducting element 45 and the magnetic energy stored in the choke coil 36 is released. The voltage of the second smoothing capacitor 41 is boosted so as to be higher than the peak value of the output voltage of the rectifier circuit 34. The level to be boosted depends on the conduction period of the first switching element 37, and the voltage generated in the second smoothing capacitor 41 tends to increase as the conduction period becomes longer.
[0032]
As described above, the second smoothing capacitor 41 -the second switching element 42 or the second reverse conducting element 45 -the heating coil 38 -the resonant capacitor 43 is used as a DC power source when resonating in a closed circuit. When the voltage level of the smoothing capacitor 41 is boosted, the peak value of the resonance current flowing in the first switching element 37 shown in FIG. 2A and the resonance path are changed to continuously resonate. b) In order to prevent the peak value of the resonance current flowing through the second switching element 42 from becoming zero or small, induction heating is performed on a high-conductivity non-magnetic aluminum pan with high output. In addition, the output can be controlled by increasing / decreasing continuously.
[0033]
Further, as shown in FIGS. 2C and 2D, the second driving unit 53 performs the first driving from the time point t1 to the time point t2 after both switching elements are simultaneously cut off based on the signal from the control circuit 49. A drive signal is output to the drive control terminal of the second switching element 42. As a result, the path is changed to a closed circuit composed of the heating coil 38-resonance capacitor 43-second switching element 42 or second reverse conducting element 45-second smoothing capacitor 41 as shown in FIG. Resonance current flows. Since the drive period T2 of this drive signal is set to be substantially the same as T1 in this case, it is about 2/3 times the drive period T1 as in the case where the first switching element 37 is conductive. The resonance current of the period flows.
[0034]
Accordingly, the current flowing through the heating coil 38 has a waveform as shown in FIG. 2E, and the driving cycle (the sum of T1 and T2 and the simultaneous cutoff period) of the first and second switching elements 37 and 42 is the resonance current. If the drive frequency of the first and second switching elements 37 and 42 is about 20 kHz, the frequency of the resonance current flowing through the heating coil 38 is about 60 kHz.
[0035]
FIG. 3 shows a case in which the material of the pan 39 is an iron-based one having a lower conductivity than aluminum.
[0036]
3A shows the current flowing through the first switching element 37 and the first reverse conducting element 44, and FIG. 3B shows the current flowing through the second switching element 42 and the second reverse conducting element 45. FIG. 4C shows the first switching element 37 drive control terminal voltage, FIG. 4D shows the second switching element 42 drive control terminal voltage, and FIG. 5E shows the current flowing through the heating coil 38, respectively. Show.
[0037]
Even in this case, the basic operation is the same as that of the case where the material of the pan 39 is high conductivity and nonmagnetic as shown in FIG. However, since the resonance current frequency of about 20 kHz is sufficient for induction heating of the iron pan, the relay 48 is inserted so that the resonance current is about 20 kHz, and the resonance capacitor 43 (0. 03 μF) and the resonant capacitor for correction 47 (0.21 μF) are switched so as to be electrically connected in parallel.
[0038]
Furthermore, the first switching element 37 and the second switching element 42 are set with a drive time ratio so that a predetermined output is obtained at a constant frequency (about 23 kHz). Since the resonance capacitor 43 and the correction resonance capacitor 47 are connected so that the resonance current is about 20 kHz, the drive is stopped before the resonance current flowing through the first switching element 37 reaches the second peak. .
[0039]
In addition, regardless of the material of the pan 39, when the first and second switching elements 37 and 42 are controlled to shut off the respective switching elements during the period in which current flows in the forward direction, the first and second switching elements 37 and 42 are controlled. As the switching elements 37 and 42 are cut off, the energy accumulated in the heating coil 38 is caused to resonate with the snubber capacitor 46, and the rise and fall of the collector-emitter voltages of the first and second switching elements 37 and 42 are caused. The switching loss at the time of shut-off is suppressed moderately.
[0040]
Next, at startup, the control circuit 49 turns off the relay 48 and alternately drives the first switching element 37 and the second switching element 42 at a constant frequency (about 36 kHz). The drive period of the first switching element 37 is driven in a mode shorter than the resonance period of the resonance current, and the drive time ratio is gradually increased from the minimum, during which the control circuit 49 detects the current transformer 50. From the output and the detection output of the current transformer 51, the material of the pan 39 is detected.
[0041]
When the control circuit 49 determines that the material of the pan 39 is high conductivity and non-magnetic aluminum or the like, the first control circuit 49 shown in FIG. The mode shifts to a mode in which the period of the resonance current is shorter than the driving period of the switching element 37. At this time, the drive period is set so that the output is in a low output state, and the drive frequency of the first switching element 37 is gradually lowered until the output reaches a predetermined value.
[0042]
At this time, since the period of the resonance current is short, the conduction period of the first reverse conducting element 44 is also shortened. The control circuit 49 shortens the simultaneous cutoff period of the first switching element 37 and the second switching element 42 in order to minimize the duty of the first switching element 37, and further drives the first switching element 37. The limiting resistance switching relay 54 is driven so that the charging current to the control terminal is large and the first switching element 37 is driven in a short period so that the limiting resistance 55 and the limiting resistance 56 are electrically connected in parallel. Switch and control the entire limiting resistor to be small. As a result, the first switching element 37 is driven during the conduction period of the first reverse conducting element 44. Since the first switching element 37 is already in a conductive state at the time when the first reverse conducting element 44 conduction period ends, the path of the resonance current is changed from the first reverse conducting element 44 to the first switching element 37. There is no switching loss when moving to.
[0043]
Furthermore, since the control circuit 49 has a small input current and a small resonance current peak value, when the resonance in the snubber capacitor 46 is insufficient and the charge / discharge period becomes long, the control circuit 49 detects from the detection output of the current transformer 50. Judgment is made, the simultaneous cutoff period of the first switching element 37 and the second switching element 42 is lengthened, and the limiting resistance switching relay 54 is cut off, and only the limiting resistance 56 is used. This makes it possible to drive the first switching element 37 during the conduction period of the first reverse conducting element 44, which is the timing at which the snubber capacitor 46 is sufficiently charged and discharged, and the resonance current path becomes the first. There is no switching loss when shifting from the first reverse conducting element 44 to the first switching element 37.
[0044]
At this time, the resonant capacitor 47 for correction is electrically connected in parallel to the resonant capacitor 43, and furthermore, due to the electromagnetic characteristics of the material of the pan 39, the period of the resonant current becomes long, and the first reverse conducting element 44 The conduction period also becomes longer. Further, since the peak value of the resonance current is small, the resonance of the snubber capacitor 46 is insufficient, and the period required for charging / discharging becomes long. Contrary to the case where the control circuit 49 determines that the material of the pan 39 is aluminum or the like, the control circuit 49 extends the simultaneous cutoff period of the first switching element 37 and the second switching element 42, and further, the limiting resistance The switching relay 54 is cut off, and only the limiting resistor 56 is used. As a result, the first switching element 37 is controlled to be driven during the conduction period of the first reverse conducting element 44, and the resonance current path is shifted from the first reverse conducting element 44 to the first switching element 37. Switching loss does not occur.
[0045]
As described above, according to the present embodiment, when a nonmagnetic metal object to be heated with high conductivity such as aluminum or copper is heated by the magnetic field generated by the heating coil 38, the first switching element 37, The resonance current caused by the heating coil 38 and the resonance capacitor 43 flowing through the one reverse conducting element 44 becomes a high frequency, and the conduction period of the first reverse conducting element 44 is shortened, but the drive timing of the first switching element 37 is variable. Since the first reverse conducting element 44 can be driven during the conduction period, occurrence of switching loss due to switching delay can be suppressed.
[0046]
In addition, even if the output is small, the resonance current is small, and the charging / discharging of the snubber capacitor 46 is likely to be insufficient, the simultaneous cutoff period is controlled so that the snubber capacitor 46 is sufficiently charged / discharged. It is possible to suppress the switching loss of the element.
[0047]
In this embodiment, the configuration in which the resonance capacitor 43 and the correction resonance capacitor 47 are used together is shown. However, the present invention is not limited to this, and the switching capacitor is continuously switched depending on the material of the object to be heated without switching the resonance capacitor 43. By controlling the simultaneous interruption period, switching loss of the switching element can be suppressed.
[0048]
In addition, when the resonance current is obviously increased due to switching of the resonance element, such as when the correction resonance capacitor 47 is electrically connected in parallel to the resonance capacitor 43, switching is performed in advance when switching the resonance element. The switching loss of the switching element can be suppressed by increasing the simultaneous cutoff period of the elements. The same applies when the period of the resonance current is shortened.
[0049]
Also, by controlling the charging current to the drive control terminal of the switching element, the switching element conduction timing can be delayed when the charging current is small, and the switching element conduction timing can be advanced when the charging current is large. For this reason, the simultaneous cutoff period can be controlled to suppress the switching loss of the switching element.
[0050]
【The invention's effect】
According to the present invention as described above, it is possible to provide a suppressing induction heating device switching loss of Sui switching element.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of an induction heating cooker according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing a waveform of each part. FIG. 3 is a diagram showing a waveform of each part. Fig. 5 shows the circuit configuration of an induction heating cooker. Fig. 5 shows the waveform of each part. Fig. 6 shows the circuit configuration of a conventional induction heating cooker. Fig. 7 shows the waveform of each part. 8] Figure showing the waveform of each part [Explanation of symbols]
37 First switching element 39 Object to be heated 42 Second switching element 44 First reverse conducting element 45 Second reverse conducting element

Claims

A heating coil disposed to face the object to be heated, and a resonant capacitor, a first and a second switching element that will be alternately driven for supplying a resonance current to said heating coil, said first and second switching The first and second reverse conducting elements connected to the elements in anti-parallel and the first and second switching elements are resonated with the energy accumulated in the heating coil, and the first and second reverse conducting elements are resonated. According to the discrimination result of the snubber capacitor for gradually increasing the rise and fall of the voltage applied to the second switching element, the heated object determining means for determining the material of the heated object, and the heated object determining means, When the object to be heated is non-magnetic and has high conductivity such as aluminum, the mode shifts to a mode in which the period of the resonance current is shorter than the driving period of the first switching element. When the iron-based object to be heated has low conductivity, the driving of the first switching element is stopped before the resonance current flowing through the first switching element reaches the second peak. And control the simultaneous cutoff period from the cutoff of the first switching element to the driving of the second switching element or from the cutoff of the second switching element to the driving of the first switching element. A control circuit, and when the control circuit is the non-magnetic object to be heated, such as aluminum, according to the determination result of the object-to-be-heated determination unit, the snubber capacitor resonates. Compared to the case where the snubber capacitor has a short charge / discharge period, the simultaneous cutoff period is shortened and the first or second switching element is short. Induction heating apparatus for controlling so much to drive the charging current amount to one driving control terminal is carried out in a short period of time even without.

If the control circuit determines that the snubber capacitor is to be heated due to insufficient resonance in the snubber capacitor and the charge / discharge period of the snubber capacitor is long, the control circuit sets the period of the resonance current to the nonmagnetic target with high conductivity such as aluminum. It switches the resonant capacitor such that longer than when it is determined that the heated, the switching to the mating, the induction heating device compared to claim 1, wherein Ru length camphor the simultaneous cut-off period before switching.