JP3999924B2

JP3999924B2 - Adaptive array antenna and method for controlling phase shift amount thereof

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Publication number: JP3999924B2
Application number: JP2000132544A
Authority: JP
Inventors: 見英男笠; 林秀一尾; 木裕樹庄
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1999-04-30
Filing date: 2000-05-01
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2020-05-01
Also published as: JP2001160708A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アダプティブアレーアンテナに係り、特に無線通信システムと無線通信システムに用いられる無線基地局ならびに無線基地局に用いるアダプティブアレーアンテナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、ワイヤレスローカルループ（ＷＬＬ）と呼ばれる無線を用いて加入者への直接の通信路を安価に構成する技術の開発が始まっている。そのうち、基地局１つに対し複数の端末局が収容可能なシステムの形態はポイントトゥマルチポイント（ＰＴＭＰ）と呼ばれている。図３７は、このＰＴＭＰ形態のＷＬＬの説明図を示している。
【０００３】
一般にＰＴＭＰでは、基地局から見て方角の異なる複数の端末局と通信をする必要があるため、基地局アンテナでは６０度から１２０度といった比較的半値角の大きいアンテナを用いる。一方、端末局は１０度程度の半値角が小さく利得の大きいアンテナを用いるのが一般的である。したがって、ＰＴＭＰでは基地局受信の際の所望の端末局以外の他の基地局からの干渉が大きな問題となる。図３８は半値角１２０度のセクターアンテナを用いた場合の干渉波の到来状況を示している。特に、基地局への発呼を行なう際の制御チャネルは基地局によるスケジューリングが不可能なランダムアクセス方式になるため、多くの干渉波が生起する可能性が大きく、制御チャネルによる呼の受付ができなくなり通信不能状態になる可能性が生じる。
【０００４】
そこで、一般的なセクターアンテナを用いた場合には、鋭い指向性アンテナをもつ端末からの送信信号が非常に遠くの基地局まで届く可能性があるため、周波数繰り返しを行なう距離間隔が必要になる。具体的には、４セルから７セル程度を一つの単位とし、この単位の中で周波数チャネルを分割し、単位ごとに周波数繰り返しを行なうことにより周波数を空間的に再利用している。図３９は、４セル周波数繰り返しの場合の干渉波の到来状況を示している。しかし、この場合は周波数の繰り返し使用に制限が加わり、システムに割り当てられた周波数チャネルに限りがあるため、全体としてシステムに収容できる加入者の容量が小さく押さえられてしまうという欠点がある。
【０００５】
周波数繰り返しを行なわずに、あるいは繰り返し数を少なくして、同時に干渉を避けるために、他の干渉局からの信号を原受信信号から信号処理で除去する干渉キャンセラ等と共に、他の干渉局へアンテナのヌル方向を向けるアダプティブアレーアンテナを使用することが検討されている。
【０００６】
しかし、ＰＴＭＰシステムの制御チャネルのように、干渉信号が予測不能なランダムなタイミングで発生し、かつ干渉信号の継続時間は数マイクロ秒から数十マイクロ秒と非常に短い。したがって、この端末からの干渉波とその到来方向を自基地局で逐次検出し、その端末の方向に対してヌルを向けるためのデジタル信号処理等を用いた制御を行なうには、非常に速い信号処理速度を必要とするという問題があった。
【０００７】
また、図４０に示すように、近年主として検討されているＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアンテナの場合、ＰＴＭＰシステムで検討されている１Mbaud以上といったように伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があった。
【０００８】
一方、ＰＴＭＰシステムの場合も移動通信と同様、不要な干渉波の生起を抑えるために、移動局からの送信電力を制御し、基地局での受信電力をなるべく一定にすることが考えられる。しかし、その場合でも実際の受信電力は、フェージングやシャドーイングなどの影響があり、一定にできない場合があり、そのため、受信器の最終段での信号レベルをほぼ一定にするためには、アダプティブアレーアンテナを含めた基地局にＡＧＣ機能が必要になる。たとえば、図４１に示すように、アダプティブアレーアンテナの合成後の出力に可変利得アンプ３８０１を挿入することによりＡＧＣ機能を設けることが考えられる。しかし、例えばセル内では所望端末以外からの信号を停止させて移相器で移相量を連続的に変化させてヌル点をスキャンするような場合、合成後の信号レベルのダイナミックレンジは相当大きくなるのに対し、合成前の各アンテナからの信号の強度はほぼ一定のレベルになることが予測される。この場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、図４１に示すように、合成後の信号ラインに挿入したＡＧＣ用の可変利得アンプ３８０１のゲインを上げてしまうと、合成前の信号の流れの一部に飽和が発生してしまうという問題点があった。
【０００９】
反対に、ほぼ端末方向を同定できた後、あるいはほぼ最適な重みづけ係数に収束した後に、その方向にビームを向けるような合成を行なった場合には、合成後の信号強度は安定しており変動が少なくなる。一方、合成前の各アンテナからの信号の強度は、複数の端末局からの信号の合成によりレベルが上昇する場合がある。この場合は、ＡＧＣ機能がほとんど動作を行なわなくなるので、合成前の信号の流れの一部で飽和が起きてしまうことが生じるという問題点があった。
【００１０】
また、送信用にアダプティブアレーアンテナを用いる場合に、図４２に示すように、各素子への分配前の可変利得アンプ３９０１のみで送信電力制御を行なったり、図４３に示すように、分配後の各素子向けの信号経路に挿入した複数の可変利得アンプ４００１のみにより送信電力制御を行なったりした場合、アダプティブアレーアンテナの指向性利得を勘案した実効放射電力（ＥＲＰ―Effective Radiation Power―）が定められた値を超えてしまったり、各個別素子用の高周波回路素子が飽和してしまうことがあるという問題点があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来技術においては、ＰＴＭＰにおける端末局からの干渉を低減するためにアダプティブアレーアンテナを用いると非常に速い信号処理速度を必要とするという問題点があった。
【００１２】
また、近年になって主に検討されているＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアレーアンテナの場合、伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があった。
【００１３】
また、アダプティブアレーアンテナの合成後の出力に可変利得アンプを挿入することによりＡＧＣ機能を設けた場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、ＡＧＣアンプのゲインを上げてしまうと、合成前の信号の流れの一部で飽和が起きてしまうという問題点があった。
【００１４】
また、基地局送信用にアダプティブアレーアンテナを用いる場合に、各素子への分配前の可変利得アンプのみで送信電力の制御を行なったり、分配後の各素子向けの信号経路に挿入した複数の可変利得アンプのみで送信電力制御を行なったりした場合、アダプティブアレーアンテナの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を超えてしまったり、各個別素子用の高周波回路が飽和してしまうことがあるという問題点があった。
【００１５】
上記問題点を解決するため、本発明は、個別素子信号強度検出手段により検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより、最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができると共に、従来技術のように各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて簡単な回路構成により実現することができるアダプティブアレーアンテナを提供することを目的としている。
【００１６】
また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路の出力を合成する高周波合成回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように制御できるアダプティブアレーアンテナを提供することを目的としている。
【００１７】
また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えると共に、アンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和しないように制御できるすることが可能になるアダプティブアレーアンテナを提供することをも目的としている。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の第１の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子により受信された受信信号を各々のアンテナ素子毎に設定された移相量に応じて位相制御する前記アンテナ素子に対応する複数の移相手段と、これら移相手段により位相制御された受信信号を合成する合成手段と、この合成手段により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段と、この信号強度検出手段により検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出すると共に算出された移相量を前記複数の移相手段の各々に設定する移相量制御手段と、を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、前記移相量制御手段は、
前記信号強度検出手段より出力される種々の信号強度および複数の移相量に基づいて前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段の各々における移相量を複数サイクル演算して出力する移相量演算手段と、
前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段毎の初期値を記憶する初期値記憶手段と、
前記初期値記憶手段に記憶されているそれぞれの前記初期値に基づいて前記移相量演算手段により前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段毎に設定すべきものとして演算された第１の移相量を記憶する第１の移相量記憶手段と、
前記第１の移相量を各々所定角度だけ増加させるように前記演算手段により演算された前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段毎の第２の移相量を記憶する第２の移相量記憶手段と、
前記第１の移相量を前記第２の移相量の所定角度と同じ角度だけ各々減少させるように前記演算手段により演算された前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段毎の第３の移相量を記憶する第３の移相量記憶手段と、
前記第１ないし第３の移相量記憶手段の何れか１つに格納された移相量に基づいて前記移相量演算手段により演算された前記複数のアンテナ素子の各々に対応する移相手段毎の移相量をそれぞれ設定する複数の移相量設定手段と、
前記複数の移相手段に前記第２の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出された第１の信号強度を記憶する第１の信号強度記憶手段と、
前記複数の移相手段に前記第３の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出された第２の信号強度を記憶する第２の信号強度記憶手段と、を備え、
前記移相量演算手段は、前記第１の信号強度および第２の信号強度の差が入力されたときにその差に比例する値分だけ前記第１の移相量を増加させた新たな移相量を演算して前記第１の移相量に入力して、前記差がなくなるまで複数サイクルの演算を繰り返すと共に、この移相量制御手段の動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段を備えることを特徴としている。
なお、上記第１の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量制御方法は、複数のアンテナ素子により受信された受信信号を各々のアンテナ素子毎に設定された移相量に応じて前記アンテナ素子毎に位相制御し、位相制御された受信信号を合成し、合成された受信信号の強度を検出し、検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出して前記複数のアンテナ毎に移相量を設定するアダプティブアレーアンテナの移相量制御方法において、
前記信号強度検出手段より出力される種々の信号強度および複数の移相量に基づいて前記複数のアンテナ素子の各々における移相量を複数サイクル演算して出力する移相量演算ステップと、
前記複数のアンテナ素子毎の移相量の初期値を記憶する初期値記憶ステップと、
前記初期値記憶ステップで記憶されたそれぞれの前記初期値に基づいて前記複数のアンテナ素子毎に設定すべきものとして前記移相量演算ステップで演算された第１の移相量を記憶する第１の移相量記憶ステップと、
前記第１の移相量を各々所定角度だけ増加させるように前記移相量演算ステップで演算された前記複数のアンテナ素子毎の第２の移相量を記憶する第２の移相量記憶ステップと、
前記第１の移相量を前記第２の移相量の所定角度と同じ角度だけ各々減少させるように前記移相量演算ステップで演算された前記複数のアンテナ素子毎の第３の移相量を記憶する第３の移相量記憶ステップと、
前記第１ないし第３の移相量記憶ステップの何れか１つで記憶された移相量に基づいて前記移相量演算ステップで演算された前記複数のアンテナ素子毎の移相量をそれぞれ設定する複数の移相量設定ステップと、
前記複数のアンテナ素子毎に前記第２の移相量が設定された状態で、検出された第１の信号強度を記憶する第１の信号強度記憶ステップと、
前記複数のアンテナ素子毎に前記第３の移相量が設定された状態で、検出された第２の信号強度を記憶する第２の信号強度記憶ステップと、を備え、
前記移相量演算ステップは、前記第１の信号強度および第２の信号強度の差が入力されたときにその差に比例する値分だけ前記第１の移相量を増加させた新たな移相量を演算して前記第１の移相量として入力して、前記第１の信号強度および第２の信号強度の差がなくなるまで複数サイクルの演算を繰り返すと共に、この移相量制御動作を所定の条件に基づいて停止させることを特徴としている。
【００１９】
また、この第１の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記初期値記憶手段は前記移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）を各々格納し、前記移相量制御手段が初めて動作するときにそれらΦ１（０）〜Φｎ（０）を各々前記第１の移相量記憶手段のΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）に入力し、前記第１移相量記憶手段は前記移相手段に各々設定する移相量Φ（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）を各々記憶し、前記第２の移相量記憶手段は前記Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々所定角度だけ増加させて算出された移相量Φ１′（ｋ）〜Φｎ′（ｋ）を算出して各々記憶し、前記第３の移相量記憶手段は前記Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々所定角度だけ減少させて算出された移相量Φ１″（ｋ）〜Φｎ″（ｋ）を記憶し、前記移相量設定手段は前記第１の移相量記憶手段または第２の移相量記憶手段または第３の移相量記憶手段の何れか１個に記憶された移相量を前記複数の移相手段のそれぞれに設定し、前記第１の信号強度記憶手段は前記移相手段に各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ′（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出される前記第１の信号強度としての信号強度Ｐｉ′を記憶し、前記第２の信号強度記憶手段は、前記移相手段に各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ″（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出される前記第２の信号強度としての信号強度Ｐｉ″を記憶し、前記移相量演算手段は前記信号強度Ｐｉ′とＰｉ″との差に比例する値分だけ前記Φｉ（ｋ）に入力し、前記更新停止手段は前記移相量制御手段の動作を所定の回数だけ繰り返し行なった後にその動作を停止させることをも特徴としている。
【００２０】
また、本発明の第２の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子により受信された受信信号を各設定された移相量に応じて位相制御する移相手段と、これら移相手段により位相制御された受信信号を合成する合成手段と、参照信号を生成する参照信号生成手段と、前記合成手段により合成された受信信号と前記参照信号生成手段により生成された参照信号との差を出力する誤差検出手段と、この誤差検出手段により検出された誤差信号の信号強度を検出する誤差信号強度検出手段と、この誤差信号強度検出手段により検出された誤差信号の信号強度に基づいて移相量を算出してこれら算出された移相量を前記複数の移相手段のそれぞれに設定する移相量制御手段と、を備えるものにおいて、前記移相量制御手段は、前記誤差信号強度検出手段より出力される種々の信号強度および複数の移相量に基づいて前記複数の移相手段における移相量を複数サイクル演算して出力する移相量演算手段と、前記複数の移相手段のそれぞれの初期値を記憶する初期値記憶手段と、この初期値記憶手段に記憶されているそれぞれの前記初期値に基づいて前記移相量演算手段により複数の移相手段の各々に設定すべきものとして演算された第１の移相量を記憶する第１の移相量記憶手段と、前記第１の移相量を各々所定角度だけ増加させるように前記演算手段により演算された前記複数の移相手段における第２の移相量を記憶する第２の移相量記憶手段と、前記第１の移相量を各々所定角度だけ減少させるように前記演算手段により演算された前記複数の移相手段における第３の移相量を記憶する第３の移相量記憶手段と、前記第１ないし第３の移相量記憶手段の何れかに１つに格納された移相量に基づいて前記移相量演算手段により演算された前記複数の移相手段の移相量をそれぞれ設定する複数の移相量設定手段と、前記複数の移相手段に前記第２の移相量が設定された状態で前記誤差信号強度検出手段により検出された第１の誤差信号強度を記憶する第１の誤差信号強度記憶手段と、前記複数の移相手段に前記第３の移相量が設定された状態で前記誤差信号強度検出手段により検出された第２の誤差信号強度を記憶する第２の誤差信号強度記憶手段とを備え、前記移相量演算手段は、前記第１の誤差信号強度および第２の誤差信号強度の差が入力されたときにその差に比例する値分だけ前記第１の移相量を増加させた新たな移相量を演算して前記第１の移相量に入力して、前記差がなくなるまで複数サイクルの演算を繰り返すと共に、この移相量制御手段の動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段を備えることを特徴としている。
【００２１】
また、上記第２の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記第１移相量記憶手段は前記移相手段に各々設定する移相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）を各々記憶し、前記第２の移相量記憶手段は前記Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々所定角度だけ増加させて算出された移相量Φ１′（ｋ）〜Φｎ′（ｋ）を各々記憶し、前記第３の移相量記憶手段は前記Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々所定角度だけ減少させて算出された移相量Φ１″（ｋ）〜Φｎ″（ｋ）を各々記憶し、前記移相量設定手段は前記第１の移相量記憶手段または第２の移相量記憶手段または第３の移相量記憶手段の何れか１個に格納された移相量を前記移相手段のそれぞれに設定し、前記第１の誤差信号強度記憶手段は前記移相手段に各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ′（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で前記誤差信号強度検出手段により検出される前記第２の誤差信号強度Ｑｉ′を記憶し、前記第２の信号強度記憶手段は前記移相手段に各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ″（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で前記誤差信号強度検出手段により検出される前記第２の誤差信号強度Ｑｉ″を記憶し、前記移相量演算手段は前記第１および第２の誤差信号強度Ｑｉ′およびＱｉ″の差に比例する値分だけ前記Φｉ（ｋ）に増加させた新たな移相量Φｉ（ｋ＋１）を算出して前記第１の移相量記憶手段のΦｉ（ｋ）に入力し、前記初期値記憶手段は移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）を各々格納すると共に前記移相量制御手段が初めて動作するときに前記移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）を各々前記第１の移相量記憶手段のΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）に入力することをも特徴としている。
【００２２】
上述のように構成されたアダプティブアレーアンテナにおいては、信号強度検出手段により検出された信号強度のみを用いて評価関数の移相量に対する偏微分係数に基づいた移相量制御を行なうことができるため、従来のアダプティブアレーアンテナのように、アンテナ素子毎の信号を用いる場合に比べて簡単な回路構成によりアンテナシステムを構成することができる。
【００２３】
また、本発明の第３の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子により受信された受信信号を各々外部から入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する複数の信号遮断手段と、これら信号遮断手段を通過した受信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する複数の移相手段と、これら移相手段により位相制御された受信信号を合成する合成手段と、この合成手段により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段と、この信号強度検出手段により検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出すると共に算出した移相量を各々前記移相手段に設定する移相量制御手段と、を備えるものにおいて、前記移相量制御手段は、前記信号遮断信号の何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定するように前記複数の信号遮断手段を選択的に切り換える信号選択手段と、前記複数の信号遮断手段の何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の強度（Ｐ）に基づいてこの強度（Ｐ）が最小となる移相量を算出する移相量演算手段と、前記複数の移相手段のうち前記信号選択手段により通過側に設定された信号遮断手段に接続されたものに、前記移相量演算手段により算出された移相量を設定する移相量設定手段と、を備えることを特徴としている。
【００２４】
また、本発明の第４の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子により受信された受信信号を各々外部から入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する複数の信号遮断手段と、これら信号遮断手段を通過した受信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する複数の移相手段と、これら移相手段により位相制御された受信信号を合成する合成手段と、この合成手段により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段と、この信号強度検出手段により検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出すると共に算出した移相量を各々前記移相手段に設定する移相量制御手段と、を備えるものにおいて、前記移相量制御手段は、所望波と干渉波が存在する状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の第１の強度（Ｐ１）を格納する第１の信号強度記憶手段と、干渉波が存在する状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の第２の強度（Ｐ２）を格納する第２の信号強度記憶手段と、前記信号遮断信号の何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段と、前記信号遮断手段の何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、前記第１の強度（Ｐ１）および第２の強度（Ｐ２）に基づいて、その差（Ｐ１−Ｐ２）を最小にする移相量を算出する移相量演算手段と、前記複数の移相手段のうち前記信号選択手段により通過側に設定された信号遮断手段に接続されたものに、前記移相量演算手段により算出された移相量を設定する移相量設定手段と、を備えることを特徴としている。
【００２５】
また、本発明の第５の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、送信信号を分配する分配手段と、この分配手段により分配された送信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する複数の移相手段と、これら移相手段により位相制御された送信信号を各々外部から入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する複数の信号遮断手段と、これら信号遮断手段を通過した送信信号を送信するアンテナ素子と、入力される情報に基づいて移相量を算出すると共に算出した移相量を各々前記移相手段に設定する移相量制御手段と、を備えるものにおいて、通信の相手局からの通知等により、相手局において受信された受信信号の信号強度を検出する信号強度検出手段を備えると共に、前記移相量制御手段は、前記信号遮断手段の何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段と、前記複数の信号遮断手段の何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の強度（Ｐ）に基づいてその強度（Ｐ）を最小にする移相量を算出する移相量演算手段と、前記複数の移相手段のうち前記信号選択手段により通過側に設定された信号遮断手段に接続されたものに、前記移相量演算手段により算出された移相量を設定する移相量設定手段と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明の第６の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、送信信号を分配する分配手段と、この分配手段により分配された送信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する複数の移相手段と、これら移相手段により位相制御された送信信号を各々外部から入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する複数の信号遮断手段と、これら信号遮断手段を通過した送信信号を送信するアンテナ素子と、入力される情報に基づいて移相量を算出すると共に算出した移相量を各々前記移相手段に設定する移相量制御手段と、を備えるものにおいて、通信の相手局からの通知等により、相手局において受信された受信信号の信号強度を検出する信号強度検出手段を備えると共に、前記移相量制御手段は、前記アンテナ素子により送信信号を送信した状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の第１の強度（Ｐ１）を記憶する第１の信号強度記憶手段と、前記アンテナ素子により送信信号を送信していない状態で、前記信号強度検出手段により検出される受信信号の第２の強度（Ｐ２）を記憶する第２の信号強度記憶手段と、前記複数の信号遮断手段の何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段と、前記複数の信号遮断手段の何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、前記第１の強度（Ｐ１）および第２の強度（Ｐ２）に基づいてこれらの差（Ｐ１−Ｐ２）を最小にする移相量を算出する移相量演算手段と、前記複数の移相手段のうち前記信号選択手段により通過側に設定された信号遮断手段に接続されたものに、前記移相量演算手段により算出された移相量を設定する移相量設定手段と、を備えることを特徴としている。
【００２７】
上述した第３ないし第６の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、信号強度検出手段により検出された信号強度のみを用いて、自局または通信の相手局における移相の偏差を加味して信号を同送で受信するための移相量を簡単な処理により得ることができるため、従来のアダプティブアレーアンテナの用に移相の偏差分を補償するように移相量を設定する必要がなくなり、簡単な回路構成によりアダプティブアレーアンテナシステムを実現でき、処理時間を短縮化するという利点もある。
【００２８】
また、本発明の第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、これら複数のアンテナ素子により受信された受信信号を各々設定された実数ウェイトにより重み付けする複数の実数重み付け手段と、これら複数の実数重み付け手段により重み付けされた受信信号の強度を個別素子信号強度として各々検出する複数の個別素子信号強度検出手段と、前記複数の実数重み付け手段により重み付けされた受信信号を合成する合成手段と、この合成手段により合成された受信信号の強度を合成信号強度として検出する信号強度検出手段と、前記複数の重み付け手段のうち少なくとも１つに設定されている実数ウェイトの符号を変更したときの前記合成信号強度の変化量および前記複数の個別素子信号強度に基づいて実数ウェイトを算出すると共に算出した実数ウェイトを前記複数の実数重み付け手段に各々設定する処理を複数サイクル繰り返す実数ウェイト制御手段と、を備えることを特徴としている。
なお、上記第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量制御方法は、複数のアンテナ素子により受信された受信信号を各々のアンテナ素子毎に設定された移相量に応じて前記アンテナ素子毎に位相制御し、位相制御された受信信号を合成し、合成された受信信号の強度を検出し、検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出して前記複数のアンテナ素子毎に移相量を設定するアダプティブアレーアンテナの移相量制御方法において、
複数のアンテナ素子により受信された受信信号を各々のアンテナ素子毎に設定された実数ウェイトにより重み付けする重み付けステップと、
重み付けステップで重み付けされた受信信号の強度を個別素子信号強度として各々検出する個別素子信号強度検出ステップと、
前記実数重み付け手段で重み付けされた受信信号を合成する合成ステップと、
前記合成ステップで合成された受信信号の強度を合成信号強度として検出する信号強度検出ステップと、
前記重み付けステップで重み付けられた少なくとも１つの実数ウェイトの符号を変更したときの前記合成信号強度の変化量および前記複数のアンテナ素子毎の個別素子信号強度に基づいて実数ウェイトを算出すると共に算出した実数ウェイトを前記重み付けステップで複数回にわたり重み付け処理させてこの処理を複数サイクル繰り返す実数ウェイト制御ステップと、
を備えることを特徴としている。
【００２９】
上記第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記実数ウェイト制御手段は、前記複数の実数重み付け手段に設定される実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）（ｎはアンテナ素子数）を記憶する複数の初期値記憶手段と、前記実数ウェイト制御手段が初めて動作するときにこれらＷ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）を複数の実数重み付け手段の各々に設定すべき実数ウェイトＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）（ｋは実数ウェイト更新の回数）として記憶する複数の実数ウェイト記憶手段と、これら複数の実数ウェイト記憶手段に記憶されたＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に基づいて前記複数の実数重み付け手段の実数ウェイトとしてＷ＿ｉ（ｋ）または−Ｗ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）の何れか一方を各々設定する複数の実数ウェイト設定手段と、前記複数の実数重み付け手段に各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段により検出された合成信号強度Ｐｙ（ｋ）が入力され、同様に前記複数の実数重み付け手段により各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記複数の個別素子信号強度検出手段により各々検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）〜Ｐｘｎ（ｋ）が各々入力され、さらに前記複数の実数重み付け手段に各々Ｗ＿１（ｋ），Ｗ＿２（ｋ），…，Ｗ＿ｉ−１（ｋ），Ｗ＿ｉ（ｋ），Ｗ＿ｉ＋１（ｋ），…，Ｗ＿ｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が各々入力されたときに、新たな実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ＋１）＝Ｗ＿ｉ（ｋ）＋ａ^＊［Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋｛Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ）｝／４］／Ｗ＿ｉ（ｋ）（ａは定数）および（１≦ｉ≦ｎ）を各々算出して前記複数の実数ウェイト記憶手段のＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に入力する実数ウェイト演算手段と、を更に備えることを特徴としても良い。
【００３０】
また、上記第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記実数ウェイト制御手段は、その動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段を備えても良い。なお、上記構成において、前記更新停止手段は、前記実数ウェイト制御手段の動作を所定の回数繰り返し行なったのちに、その動作を停止させるようにしても良い。また、上記構成において、前記更新停止手段は、前記実数重み付け手段に設定される実数ウェイトの更新量が所定の値以下になったときに、前記実数ウェイト制御手段の動作を停止させても良い。
【００３１】
さらに、上記第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記複数のアンテナ素子は、各々指向性アンテナであっても良い。また、上記第７の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記複数のアンテナ素子は、各々アレーアンテナであっても良い。
【００３２】
また、本発明の第８の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、端末局を収容するための無線基地局を複数配置することにより地域内をサービスする無線通信システムに用いられるものにおいて、自基地局以外の他の基地局群の各方向あるいはその一部の方向のうち、自基地局が通信を行なう端末の方向との差が小さいものを除いた残りの方向に対して、ヌルを向ける拘束条件を加えて、アンテナビームを制御することを特徴としている。
【００３３】
また、本発明の第９の基本構成に係るアダアプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と前記アンテナ素子に接続される高周波回路を備え、この高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を前記アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路あるいはその一部として、ローカル周波数信号と制御信号を入力とする直交変調器を用いるものにおいて、高周波回路内に、前記アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラと、前記カプラからの信号が入力される個別素子用直交復調器を有することを特徴としている。
【００３４】
また、本発明の第９の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、個別素子用直交復調器からの復調信号が入力されて各入力信号の位相と振幅を比較してこれらの差を検出する位相・振幅比較回路と、前記位相・振幅比較回路の比較結果に基づいて検出された差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長や各アンテナ力素子からの信号の一部を分岐するカプラから後段に設けられた構成要素の少なくとも通過位相特性の差に起因する位相偏差を補償するように位相制御信号出力回路の出力信号を制御する位相偏差補償制御手段と、少なくとも前記位相偏差補償制御手段の出力に基づいてローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号を出力する移相制御信号出力回路と、を備えるようにしても良い。
【００３５】
また、本発明の第１０の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路の出力を合成する高周波合成回路を備えるものにおいて、複数の個別素子からのＲＦあるいはＩＦ信号のうち、少なくとも１つの信号レベルをモニタする少なくとも１つの第１のＲＳＳＩ回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルをモニタする第２のＲＳＳＩ回路と、Ｎ個の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路素子と、個別素子からの信号を合成した後のＲｆあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路素子と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１の可変利得回路素子と第２の可変利得回路素子とを制御する利得制御回路とを備えることを特徴としている。
【００３６】
また、上記第１０の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナにおいて、前記ＲＳＳＩ回路の過去の出力値のうち一定数を記憶し、これとの偏差がある一定値を超える場合にのみ利得制御回路から第１の可変利得回路素子または第２の可変利得回路素子に対して利得変更命令を出力するようにしても良い。なお、上記ＲＳＳＩは受信信号強度表示（Receive Signal Strength Indication）の略であり、受信している電波信号の強さを数値化したものである。
【００３７】
また、本発明の第１１の基本構成に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と前記アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えるものにおいて、個別素子への分配前の無線周波数信号（ＲＦ）あるいは中間周波数信号（ＩＦ）の信号レベルを可変とする第２の可変利得回路素子と、Ｎ個の各個別素子の全ての無線周波数信号（ＲＦ）あるいは中間周波数信号（ＩＦ）の相対レベルを可変とする少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路素子と、前記ウェイト制御回路の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御すると共に各個別素子用の高周波回路素子が飽和しないように前記第１の可変利得回路素子および第２の可変利得回路素子を制御する利得制御回路と、を備えることを特徴とする。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るアダプティブアレーアンテナの好適な実施形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。具体的な実施形態の説明に入る前に、図１を参照しながら本発明の基本概念を説明する。図１は、第１実施形態および第２実施形態の上位概念としてのアダプティブアレーアンテナの基本原理を説明するものである。
【００３９】
図１において、アダプティブアレーアンテナは、第１ないし第ｎのアンテナ素子１１１ないし１１ｎと、これらアンテナ素子１１１ないし１１ｎにより受信された受信信号を各々設定された移相量に応じて位相制御する第１ないし第ｎの移相手段１２１ないし１２ｎと、これらの移相手段１２１ないし１２ｎにより位相制御された受信信号を合成する合成手段１３０と、この合成手段１３０により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段１５０と、この信号強度検出手段により検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出し、これら算出された移相量を前記移相手段の各々に設定する移相量制御手段１６０と、を備えている。合成手段１３０の出力は、通常復調器１４０により復調される。
【００４０】
前記移相量制御手段１６０は、前記信号強度検出手段１５０より出力される種々の信号強度および複数の移相量に基づいて前記複数の移相手段１２１ないし１２ｎにおける移相量を複数サイクル演算して出力する移相量演算手段１６１と、前記複数の移相手段１２１ないし１２ｎのそれぞれの初期値を記憶する初期値記憶手段１６２と、前記初期値記憶手段１６２に記憶されているそれぞれの前記初期値に基づいて前記移相量演算手段１６１により複数の移相手段１２１ないし１２ｎの各々に設定すべきものとして演算された第１の移相量を記憶する第１の移相量記憶手段１６３と、前記第１の移相量を各々所定の角度Ｘだけ増加させるように前記演算手段１６１により演算された前記複数の移相手段における第２の移相量を記憶する第２の移相量記憶手段１６４と、前記第１の移相量を各々所定の角度Ｘだけ減少させるように前記演算手段により演算された前記複数の移相手段における第３の移相量を記憶する第３の移相量記憶手段１６５とを備える。
【００４１】
前記位相量制御手段１６０は、さらに、前記第１ないし第３の移相量記憶手段１６３ないし１６５の何れか１つに格納された移相量に基づいて前記移相量演算手段１６１により演算された前記複数の移相手段の移相量をそれぞれ設定する第１ないし第ｎの移相量設定手段１６６１ないし１６６ｎと、前記複数の移相手段１６６１ないし１６６ｎに前記第２の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段１５０により検出された第１の信号強度を記憶する第１の信号強度記憶手段１６７と、前記複数の移相手段に前記第３の移相量が設定された状態で前記信号強度検出手段により検出された第２の信号強度を記憶する第２の信号強度記憶手段１６８と、を備えている。
【００４２】
前記移相量演算手段１６１は、前記第１の信号強度および第２の信号強度の差が入力されたときにその差に比例する値分だけ前記第１の移相量を増加させた新たな移相量を演算して前記第１の移相量に入力して、前記差がなくなるまで複数サイクルの演算を繰り返している。また、アダプティブアレーアンテナは、移相量制御手段１６０の動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段１７０を備えている。
【００４３】
上記信号強度検出手段１５０は、受信信号の信号強度をそのまま検出するように構成しても良いが、図１に破線で示すような参照信号生成手段１５１を設け、この参照信号との誤差を検出する減算器１５２より出力される誤差信号の信号強度を検出するように構成しても良い。この場合、詳細は第２実施形態において説明するが、第１および第２の信号強度記憶手段１６７および１６８は、それぞれ誤差信号強度検出手段として機能している。
【００４４】
この基本原理は、本発明の最上位の概念を纏めたものであり、以下の第１ないし第１０実施形態の上位概念となるものであるが、中位の概念としては以下の第１および第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナが考えられる。以下に詳述する。
【００４５】
（第１実施形態）
図２は、本発明の第１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。図２において、１１〜１ｎはアンテナ素子、２１〜２ｎはアンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号を各々増幅する増幅器、４１〜４ｎはそれら増幅された受信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器、５はそれら位相制御された受信信号を合成する合成器、６はその合成された受信信号を復調処理する復調器、７１は合成器５により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段、３はその検出された受信信号の強度に基づいて、新たに設定する移相量を算出し、それら算出した移相量を各々可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段、８は移相量制御手段３の動作を所定の回数繰り返し行なった後その動作を停止する更新停止手段である。
【００４６】
３４１〜３４ｎは可変移相器４１〜４ｎに各々設定する移相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）を各々格納する第１移相量記憶手段、３５１〜３５ｎはそれら格納された位相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々９０度だけ増加させた移相量Φ１’（ｋ）〜Φｎ’（ｋ）を算出し、格納する第２の移相量記憶手段、３６１〜３６ｎは第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎにより格納された移相量Φ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）を各々９０度だけ減少させた移相量Φ１”（ｋ）〜Φｎ”（ｋ）を算出し、格納する第３の移相量記憶手段、３７１〜３７ｎはそれら第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎまたは第２の移相量記憶手段３５１〜３５ｎまたは第３の移相量記憶手段３６１〜３６ｎの何れか１個に格納された移相量を各々可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量設定手段、３１１は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ’（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐｉ’を格納する第１の信号強度記憶手段、３２１は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ”（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐｉ”を格納する第２の信号強度記憶手段、３３１はそれらＰｉ’とＰｉ”との差に比例する値分だけ第ｉの移相量記憶手段に格納されたΦｉ（ｋ）を増加させた新たな移相量Φｉ（ｋ＋１）を算出し、第ｉの移相量記憶手段に入力する移相量演算手段、３８１〜３８ｎは移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）を各々格納し、移相量制御手段３が初めて動作するときに、それらΦ１（０）〜Φｎ（０）を各々第１の移相量記憶手段３４１〜３４ｎのΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）に入力する初期値記憶手段である。
【００４７】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図３はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。まず、初期値記憶手段３８１により格納された移相量Φ１（０）が第１の移相量記憶手段３４１に入力される。これに基づいて、移相量記憶手段３４１によりΦ１（０）が次のようにΦ１（ｋ）に格納される（ステップＳ１）。
【００４８】
Φ_１（ｋ）＝Φ_１（０）
続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第２の移相量記憶手段３５１に入力される。これに基づいて、第２の移相量記憶手段３４１によりΦ１’（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ２）。
【００４９】
Φ_１’（ｋ）＝Φ_１（ｋ）＋９０
続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第３の移相量記憶手段３６１に入力される。これに基づいて、第３の移相量記憶手段３６１によりΦ１”（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ３）。
【００５０】
Φ_１”（ｋ）＝Φ_１（ｋ）−９０
Ｓ２〜Ｓ３はＳ３→Ｓ２という順番で処理してもよい。続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ４）。続いて、初期値記憶手段３８２〜３８ｎにより格納された移相量Φ２（０）〜Φｎ（０）についても同様に、移相量設定手段３７２〜３７ｎにより可変移相器４２〜４ｎに設定する。
【００５１】
移相量の初期値Φ１（０）〜Φｎ（０）は、例えば、所望波を同相合成する移相量にすればよい。次に、ステップＳ５でｉがｎ以上であるか否かが判断され，ｉがｎ以上でなければステップＳ１ないしＳ４の処理を繰り返し、ｉがｎ以上であれば、ステップＳ６においてｋ＝１が設定される。
【００５２】
時刻ｔのとき、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信され、増幅器２１〜２ｎにより増幅された受信信号をＳ１（ｔ）〜Ｓｎ（ｔ）とする。これらの信号は可変移相器４１〜４ｎにより位相制御され、合成器５により合成される。可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量をΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）とすると、この合成された受信信号ｙ（ｔ）は、
【数１】

と表される。この合成された受信信号ｙ（ｔ）は信号強度検出手段７１に入力される。これに基づいて、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐは、
【数２】

と表される。ただし、Ｅ［・］：期待値演算、＊：複素共役である。期待値演算は実際には時間平均演算に置きかえられる。これは、信号強度検出手段７１の時定数を十分大きい値に設定することで求めることができる。
【００５３】
本実施形態の特徴は、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の信号強度の、各々可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量に対する偏微分係数を、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の信号強度のみを用いて求めることができる点である。この偏微分係数に基づいて、移相量制御を行なう。可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは、可変移相器４１の移相量を更新する方法を説明する。
【００５４】
第２の移相量記憶手段３５１により格納された移相量Φ’１（ｔ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ８）。この設定の状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐ１’が第１の信号強度記憶手段３１１に入力される（ステップＳ９）。続いて、第３の移相量記憶手段３６１により格納された移相量Φ”１（ｔ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１０）。この設定の状態で、信号強度検出手段７１により検出される受信信号の強度Ｐ１”が第２の信号強度記憶手段３２１に入力される（ステップＳ１１）。Ｓ８〜Ｓ１１はＳ１０→Ｓ１１→Ｓ８→Ｓ９という順番で処理してもよい。
【００５５】
続いて、第１の信号強度記憶手段３１１に格納された受信信号の強度Ｐ１’、第２の信号強度記憶手段３２１に格納された受信信号の強度Ｐ１および第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量演算手段３３１に入力される。これらの入力に基づいて移相量演算手段３３１により新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が次のように算出される（ステップＳ１２）。
【００５６】
Φ_１（ｋ＋１）＝Φ_１（ｋ）＋α（Ｐ_１’−Ｐ_１”）
但し、α：実数である。
【００５７】
続いて移相量演算手段３３１により算出された新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が第１の移相量記憶手段３４１に入力される。これに基づいて、第１の移相量記憶手段３４１によりΦ１（ｋ＋１）が次のようにΦ１（ｋ）に格納される（ステップＳ１３）。
【００５８】
Φ_１（ｋ）＝Φ_１（ｋ＋１）
続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第２の移相量記憶手段３５１に入力される。これに基づいて、第２の移相量記憶手段３５１によりΦ１’（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ１４）。
【００５９】
Φ_１’（ｋ）＝Φ_１（ｋ）＋９０
続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が第３の移相量記憶手段３６１に入力される。これに基づいて、第３の移相量記憶手段３６１によりΦ１”（ｋ）が次のように求められる（ステップＳ１５）。
【００６０】
Φ_１”（ｋ）＝Φ_１（ｋ）−９０
Ｓ１４〜Ｓ１５はＳ１５→Ｓ１４という順番で処理してもよい。続いて、第１の移相量記憶手段３４１により格納された移相量Φ１（ｋ）が移相量設定手段３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１６）。
【００６１】
続いて、可変移相器４２〜４ｎの移相量更新についても同様の手順で行なう。以上の移相量制御手段３による可変移相器４１〜４ｎの移相量更新の動作をＫ回繰り返し行なった後、更新停止手段８によりその動作を停止する（ステップＳ１７〜Ｓ１８）。本発明では、移相量更新の動作中は移相量が大きく変動するため、復調器６に入力される受信信号の強度も大きく変動し復調処理が困難となる。したがって、移相量更新の動作を所定の回数繰り返し行なった後、停止する必要がある。
【００６２】
このため、ステップＳ１７でｉがｎ以上であるか否かを判断し、ｉがｎ以上である場合には、ステップＳ１８でｋがＫ以下であるかを判断して、ｋがＫ以下である場合には１つ数値をインクリメントしてステップＳ７ないしＳ１７の処理を繰り返し、ｋがＫ以下でない場合には処理を更新処理を停止させている。
【００６３】
ここでは、移相量更新の繰り返し回数をカウントすることで動作を停止しているが、例えば、Ｐｉ’−Ｐｉ”が所定の値以下になったら動作を停止するという方法も考えられる。
Ｐｉ’−Ｐｉ”は、
【数３】

と表される。但し、ｉ：０≦ｉ≦ｎを満たす整数、Ｉｍ｛｝：虚部である。
一方、ＰのΦｉによる偏微分δＰ／δΦｉは、
【数４】

と表される。
以上より、δＰ／δΦｉ＝（Ｐｉ’−Ｐｉ”）／２が成り立つ。したがって、ステップＳ１２の処理は、
【数５】

と等価の処理を行なっていることになる。
【００６４】
実数αが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力信号強度を小さくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が更新され、最終的にδＰ／δΦｉ＝０となる移相量が設定されるので、干渉波のみが存在する場合は、これを抑圧することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、通信を要求してきた端末局に通信チャネルを与える前に、可変移相器の移相量を制御して、同一チャネル干渉を抑圧する移相量を算出し、その後、前記通信チャネルを前記端末局に与え、前記同一チャネル干渉を抑圧する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。
【００６５】
所望波と干渉波が同時に存在する場合は、一個以上の可変移相器の移相量を初期値に固定することで、所望波の抑圧を回避することができる。
【００６６】
一方、実数αが正の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力信号強度を大きくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が設定されるので、所望波が存在する場合は、これを同相合成することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、同一チャネル干渉が存在しない時、１端末局に信号を送信させ、可変移相器の移相量を制御して、同相合成する移相量を算出し、その後、前記端末局が通信を行なう際に、前記同相合成する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信することが考えられる。
【００６７】
本実施形態においては、移相量を９０度増減させる場合について説明したが、移相量をＸ度増減させた場合にも同様の効果を得ることができる。
【００６８】
移相量をＸ度増減させた場合のＰｉ’−Ｐｉ”は、
【数６】

と表される。
【００６９】
これより、δＰ／δΦｉ＝（Ｐｉ’−Ｐｉ”）／（２ｓｉｎ（Ｘ））が成り立つことになる。したがって、ステップＳ９の処理は、
【数７】

と等価の処理を行なっていることになる。
【００７０】
特に、Ｘを９０度としたときは、Ｐｉ’とＰｉ”の差が最大となるので、高い精度でδＰ／δΦｉを求めることができる。
【００７１】
以上のように、本発明の第１実施形態によれば、信号強度検出手段７１により検出される信号強度のみを用いて、合成器５により合成された受信信号の強度の移相量に対する偏微分係数に基づいた移相量制御を行なうことができるため、従来技術のようにアンテナ素子ごとに信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。
【００７２】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。第１実施形態との相違は、参照信号生成手段と誤差検出手段と誤差信号強度検出手段と第１の誤差信号強度記憶手段と第２の誤差信号強度記憶手段と移相量演算手段を用いた点にある。
【００７３】
図４において、９１は参照信号を生成する参照信号生成手段、９２は合成器５により合成された受信信号と参照信号生成手段９１により生成された参照信号との差を出力する誤差検出手段、７２はその出力された誤差信号の強度を検出する誤差信号強度検出手段、３１２は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ’（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）（１＜＝ｉ＜＝ｎ）が設定された状態で、誤差強度検出手段７２により検出される受信信号の強度Ｑｉ’を格納する第１の誤差信号強度記憶手段、３２２は可変移相器４１〜４ｎに各々Φ１（ｋ），Φ２（ｋ），…，Φｉ−１（ｋ），Φｉ”（ｋ），Φｉ＋１（ｋ），…，Φｎ（ｋ）が設定された状態で、信号強度検出手段７２により検出される受信信号の強度Ｐｉ”を格納する第２の信号強度記憶手段、３３２はそれらＱｉ’とＱｉ”との差に比例する値分だけ第１の移相量記憶手段ｉに格納されたΦｉ（ｋ）を増加させた新たな移相量Φｉ（ｋ＋１）を算出し、第１の移相量記憶手段ｉに入力する移相量演算手段である。その他の構成は図２と同様なのでその重複する説明を省略する。
【００７４】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図６はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【００７５】
まず、ステップＳ１〜Ｓ７を第１実施形態と同様の手順で行なう。時刻ｔのとき、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信され、増幅器２１〜２ｎにより増幅された受信信号をＳ１（ｔ）〜Ｓｎ（ｔ）とする。これらの信号は可変移相器４１〜４ｎにより位相制御され、合成器５により合成される。一方、参照信号生成手段９１により生成された参照信号をＤ（ｔ）とする。合成器５により合成された受信信号と参照信号生成手段９１により生成された参照信号との差が誤差検出手段９２により出力される。誤差検出手段９２は、例えば、図５に示すように、参照信号を１８０度移相する１８０度移相回路９２１と、その１８０度移相された参照信号と受信信号を合成する合成回路９２２と、により構成される。可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量をΦ１（ｋ）〜Φｎ（ｋ）（ｎはアンテナ素子数、ｋは移相量更新の回数）とすると、この誤差検出手段９２により出力された誤差信号Ｅ（ｔ）は、
【数８】

と表される。この出力された誤差信号Ｅ（ｔ）は誤差信号強度検出手段７２に入力される。これに基づいて、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑは、
【数９】

と表される。
【００７６】
本第２実施形態の特徴は、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の信号強度の、各々可変移相器４１〜４ｎに設定されている移相量に対する偏微分係数を、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の信号強度のみを用いて求めることができる点である。この偏微分係数に基づいて、移相量制御を行なう。可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは、可変移相器４１の移相量を更新する方法を説明する。
【００７７】
ステップＳ８を第１実施形態と同様の手順で行なう。この設定の状態で、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑ１’が第１の誤差信号強度記憶手段３１２に入力される（ステップＳ１０１）。続いて、第３の移相量記憶手段３６１に格納された移相量Φ”１（ｔ）が移相量設定主だ３７１に入力される。この移相量を移相量設定手段３７１により可変移相器４１に設定する（ステップＳ１０２）。この設定の状態で、誤差信号強度検出手段７２により検出される誤差信号の強度Ｑ１”が第２の誤差信号強度記憶手段３２２に入力される（ステップＳ１０３）。
【００７８】
続いて、第１の誤差信号強度記憶手段３１２に格納された誤差信号強度Ｑ１’、第２の誤差信号強度記憶手段３２２に記憶された誤差信号強度Ｑ１”および第１の移相量記憶手段３４１に記憶された移相量Φ１（ｋ）が移相量演算手段３３２に入力される。これらの入力に基づいて、移相量演算手段３３２により新たな移相量Φ１（ｋ＋１）が次のように算出される（ステップＳ１０４）。
【００７９】
【数１０】

但し、α：実数である。
【００８０】
続いて、ステップＳ１３〜Ｓ１６を第１実施形態と同様の手順で行なう。続いて、可変移相器４２〜４ｎの移相量更新についても同様の手順で行なう。続いて、ステップＳ１８を第１実施形態と同様の手順で行なう。
【００８１】
Ｑｉ’−Ｑｉ”は、
【数１１】

と表される。
【００８２】
一方、ＱのΦｉによる偏微分δＱ／δΦｉは、
【数１２】

と表される。
【００８３】
以上より、δＱ／δΦｉ＝（Ｑｉ’−Ｑｉ”）／２が成り立つ。したがって、ステップＳ１０４の処理は、
【数１３】

と等価の処理を行なっていることになる。
【００８４】
実数αが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの出力と参照信号との誤差を小さくするように可変移相器４１〜４ｎの移相量が更新され、最終的にδＱ／δΦｉ＝０となる移相量が設定されるので、所望波と干渉波が存在する場合は、干渉波を抑圧することができる。このような移相量制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、端末局が通信を開始する前に既知信号を送信し、基地局では、前記既知信号と同一の信号を参照信号として用いて、可変移相器の移相量を制御して、同一チャネル干渉を抑圧する移相量を演算し、その後、前記端末局が通信を開始し、基地局では、前記同一チャネル干渉を抑圧する移相量を可変移相器４１〜４ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。
【００８５】
本実施形態では、移相量を９０度増減させる場合について説明したが、移相量をＸ度増減させた場合にも同様の効果を得ることができる。
【００８６】
移相量をＸ度増減させた場合のＱｉ’−Ｑｉ”は、
【数１４】

と表される。
【００８７】
これより、δＱ／δΦｉ＝（Ｑｉ’−Ｑｉ”）／（２ｓｉｎ（Ｘ））が成り立つことになる。したがって、ステップＳ９の処理は、
【数１５】

と等価の処理を行なっていることになる。
【００８８】
特に、Ｘを９０度としたときは、Ｑｉ’とＱｉ”の差が最大になるので、高い精度でδＱ／δΦｉを求めることができる。
【００８９】
以上のように、本発明の第２実施形態によれば、合成器により合成された受信信号と参照信号との差の強度を評価関数として最小化を行なうアダプティブアレーアンテナにおいては、移相量制御を行なうために必要な評価関数の偏微分係数を、誤差信号強度検出手段７２により検出される信号強度のみを用いて得ることができるため、従来技術のように、アンテナ素子ごとの信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。
【００９０】
（第３実施形態）
図７は、本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。図７において、１１〜１ｎはアンテナ素子、７１１〜７１ｎはアンテナ素子により受信された受信信号を後述する信号選択手段７５により各々入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する信号遮断手段、２１〜２ｎはこれら信号遮断手段を通過した受信信号を各増幅する増幅器、４１〜４ｎはこれら増幅された受信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器、５はそれら位相制御された受信信号を合成する合成器、６はその合成された受信信号を復調処理する復調器、７は合成器５により合成された受信信号の強度を検出する信号強度検出手段、３はその検出された受信信号の強度に基づいて、移相量を算出し、それら算出した移相量を各々可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段である。
【００９１】
信号遮断手段７１１〜７１ｎは、例えば、増幅器２１〜２ｎの電源スイッチを用いることが考えられる。７５は信号遮断手段１１０１〜１１０ｎの何れか２個を通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段、３３１は信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２個が通過側に設定され、他が遮断側に設定された状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐに基づいて、そのＰを最小にする移相量を算出する移相量演算手段、３７１〜３７ｎはその算出された移相量を可変移相器４１〜４ｎのうち信号選択手段７５により通過側に設定された信号遮断手段ｉ（１≦ｉ≦ｎ）に接続された可変移相器ｉに設定する移相量設定手段である。
【００９２】
以上のように構成された第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図８はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【００９３】
新たに端末局が運用を開始する場合、あるいは既存の端末局がその位置を変更した後はじめて運用を再開する場合に、端末局が第１の制御信号を基地局に対して送信し、通信チャネルが空いている場合、基地局が第２の制御信号を用いてそれ以降の送受信を行なう１つないし複数の通信チャネルを指定し、端末局が、基地局により指定された通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ１００１〜Ｓ１００４）。
【００９４】
続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側、第２ないし第ｎ信号遮断手段７１２〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ１００５）。
【００９５】
この第３実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が、第１の可変移相器４１により位相制御された受信信号の位相と逆位相の関係になる、すなわち、可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）により位相制御された受信信号の位相が同一になるように移相量制御を行なう点である。可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）に設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段１００３により算出される。ここでは、可変移相器２（１０４２）の移相量を設定する方法を説明する。
【００９６】
信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を通過側に設定し、このように通過側に設定したことを移相量演算手段３３１に通知する（ステップＳ１００６）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐが移相量演算手段３３１に入力される（ステップＳ１００７）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により強度Ｐを最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ１００８）。
【００９７】
信号強度Ｐを最小にする方法は、例えば、図３を用いて説明した方法や、移相量を順次設定していき信号強度Ｐを最小にする移相量を決定する方法等が考えられる。図９は移相量を順次設定していったときの強度Ｐの変化をｄＢ表示したものである。図９に示すように、受信強度の最小点は鋭い特性を持っているので、精度の高い移相量の決定ができる。
【００９８】
続いて、信号選択手段７５からの通知に基づいて、移相量演算手段３３１により算出された移相量Φ２が移相量設定手段３７２に入力される。この移相量Φ２を移相量設定手段３７２により第２の可変移相器４２に設定する（ステップＳ１００９）。続いて、信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を遮断側に設定する（ステップＳ１０１０）。続いて、第３ないし第ｎの可変移相器４３ないし４ｎの移相量設定についても同様の手順で行なう。
【００９９】
以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎの各々により位相制御された受信信号の位相が、第１の可変移相器４１により位相制御された受信信号の位相と逆位相の関係になる。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側、第２ないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを通過側に設定する（ステップＳ１０１１）。
【０１００】
以上の処理により、可変移相器２〜ｎ（１０４２〜１０４ｎ）により位相制御された受信信号の位相が同一になり、端末機が送信した信号は合成器５により同相合成することができる。例えば、算出した移相量を記憶しておけば、一旦終呼した後通話を再開するときにも用いることができる。以上説明した本発明の第３実施形態における効果を纏めると以下のようになる。
【０１０１】
信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、端末局が送信した信号を同相合成して受信するための移相量を簡単な処理により得ることができる。したがって、簡単な回路構成で実現でき、処理時間も短くて済む利点がある。特に、高速伝送の無線通信システムにおいてリアルタイムでの処理を必要とする場合に有効である。
【０１０２】
アンテナ素子毎に接続されているデバイスの偏差、アンテナ素子の配置誤差またはマルチパス伝搬等に起因する位相の偏差があっても、これを加味して同相合成して受信するための移相量を得ることができ、従来のビームステアリングによる方法のように、位相の偏差分を補償するように移相量を設定する必要がなく、偏差の測定による補償を省略もしくは簡略化することができる。
【０１０３】
一度記憶した最適な移相量は、特に、ＷＬＬ（Wireless Local Loop）システムのように基地局と端末局が空間的に固定されている場合は、電波の伝搬環境が時間的にほぼ固定であるため、再度利用することができ、通信時の制御を簡略化することができる。
【０１０４】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。本発明の第４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成は第３実施形態の構成と同様であるので、ハードウェア構成については、図７の構成に従い説明する。
【０１０５】
第３実施形態との相違は、第３実施形態の処理動作を示す図８におけるステップＳ１０１１の後に、第１の可変移相器４１に新たな移相量を設定して、設定すべき最適な移相量を決定し、端末局が送信した信号を同相合成する際に、第１のアンテナ素子１１で受信された受信信号も用いた点にある。
【０１０６】
第４実施形態の動作について、より詳細に説明する。図１０はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【０１０７】
図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。続いて、現在第１の可変移相器４１に設定している移相量Φ１を１８０度だけ増加させた移相量を第１の移相量設定手段３７１により第１の可変移相器４１に設定する（ステップＳ１１０１）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定する（ステップＳ１１０２）。
【０１０８】
以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が同一になり、端末局が送信した信号は合成器５により同相合成することができる。
【０１０９】
以上のように、本発明の第４実施形態によれば、端末局が送信した信号を同相合成する際に、第１のアンテナ素子１１で受信された受信信号も用いることにより、端末局に対する指向性利得を大きくすることができる。
【０１１０】
（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図１１は、本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。
【０１１１】
この第５実施形態が第３実施形態と相違している点は、可変利得回路と利得制御手段を用いた構成にある。図１１において、１１０１〜１１０ｎは外部からの入力された制御信号に応じて、可変移相器４１〜４ｎにより位相制御された受信信号を各々増幅し、それら増幅した受信信号を合成器５に入力する第１ないし第ｎの可変利得回路、１１０は信号強度検出手段７により検出された受信信号の強度に基づいて、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得を設定する利得制御手段である。その他の構成は第３実施形態の構成を示す図７と同様なので、同一符号を付すことにより重複説明を省略する。
【０１１２】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図１２はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【０１１３】
まず、図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１００４の動作を第３実施形態と同様の手順で行なう。続いて、信号選択手段７５により第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ１２０１）。
【０１１４】
本第５実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得制御を行なう点にある。第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎに設定する利得は、１個ずつ利得制御手段１１０により設定される。ここでは、第１の可変利得回路１１０１の利得を設定する方法を説明する。
【０１１５】
信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定し、これを利得制御手段１１０に通知する（ステップＳ１２０２）。この状態で、信号強度検出手段１００７により検出される受信信号の強度Ｑが利得制御手段１１０に入力される（ステップＳ１２０３）。これに基づいて、利得制御手段１１０により第１の可変利得回路１１０１により増幅された受信信号の強度が指定の値になるように第１の可変利得回路１１０１の利得を設定する（ステップＳ１２０４）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側に設定する（ステップＳ１２０５）。続いて、第２ないし第ｎの可変利得回路１１０２〜１１０ｎの利得設定についても同様の手順で行なう。
【０１１６】
続いて、図８に示したステップＳ１００５〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。
【０１１７】
第３実施形態では、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度は同一であるものとして説明している。ところが、端末局が送信した信号の反射や、アンテナ素子毎に接続されている増幅器の偏差等の影響により、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度が異なる場合も想定される。この場合、図９に示した受信信号の信号強度は、図１３に示すように、最小点は鋭い特性を持たなくなり、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。
【０１１８】
これに対して、第５実施形態では、各アンテナ素子で受信された受信信号の信号強度が異なっていても、最適な移相量を決定する動作の前に、第１ないし第ｎの可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度が等しくなるように可変利得回路１１０１〜１１０ｎの利得制御を行なうので、受信信号の信号強度の最小点は再び図９に示すように鋭い特性を持つようになり、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。
【０１１９】
なお、可変利得回路１１０１〜１１０ｎの後に各々信号強度測定手段を設け、可変利得回路１１０１〜１１０ｎにより各々増幅された受信信号の強度を各々測定する方法も考えられる。
【０１２０】
（第６実施形態）
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１４は、本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。
【０１２１】
第６実施形態が第３実施形態と相違する点は、第１の信号強度記憶手段と第２の信号強度記憶手段と移相量演算手段を用いた構成にある。図１４において、移相量制御手段３は、所望波と干渉波が存在する状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の第１の強度Ｐ１を格納する第１の信号強度記憶手段１４１と、干渉波のみが存在する状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の第２の強度Ｐ２を格納する第２の信号強度記憶手段１４２と、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、第１の強度Ｐ１と第２の強度Ｐ２に基づいて、その差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、を備えている。その他の構成は図７と同様なので同一符号を付して重複説明を省略する。
【０１２２】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図１５はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。この図１５を用いて、第２の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。まず、図８に示したステップＳ１００１〜Ｓ１００６を第３実施形態と同様の手順で行なう。次に、信号強度検出手段７により検出される受信信号の第１の強度Ｐ１が第１の信号強度記憶手段１４１に入力される（ステップＳ１３０１）。続いて、基地局が、所望の端末局に対して一定期間送信を中断するように指示し、端末局が、その指示に従って一定期間送信を中断する（ステップＳ１３０２〜１３０３）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２が第２の信号強度記憶手段１４２に入力される（ステップＳ１３０４）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により第１の強度と第２の強度の差すなわち「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ１３０５）。続いて、図８に示したステップＳ１００９〜Ｓ１０１１を第３実施形態と同様の手順で行なう。
【０１２３】
第３実施形態では、移相量を算出する際に、所望の端末局から送信された信号の受信強度のみが、信号強度検出手段７により検出されると想定している。したがって、他の端末局も同時に送信していると、信号強度検出手段７により検出された受信信号の信号強度は、所望の端末局が送信した信号の受信強度に他の端末局が送信した信号の受信強度が加わったものになる。その場合、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。
【０１２４】
これに対して、第６実施形態では、他の端末局が送信した信号が存在しても、移相量を算出する際に、他の端末局が送信した信号の受信強度を検出し、その影響を除去するので、アンテナ素子間で精度の高い位相合せを行なうができる。
【０１２５】
（第７実施形態）
図１６は、送信の際に用いられる本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。図１６において、アンテナシステムは、送信器１６１と、送信器１６１により送信された送信信号を分配する分配器１６２と、これら分配された送信信号を後述する移相量制御手段３により各々設定された移相量に応じて位相制御する可変移相器４１〜４ｎと、これら位相制御された送信信号を各増幅する増幅器２１〜２ｎと、これら増幅された送信信号を後述する信号選択手段７５により各々入力された制御信号に応じて後段の回路へ通過または遮断する信号遮断手段７１１〜７１ｎと、これら信号遮断手段を通過した送信信号を各々送信するアンテナ素子１１ないし１ｎと、通信する端末局からの通知により端末局において受信された受信信号の信号強度を検出する信号強度検出手段７と、検出された受信信号の強度に基づいて移相量を算出しこれら算出した移相量を各々第１ないし第ｎの可変移相器４１〜４ｎに設定する移相量制御手段３と、により構成されている。
【０１２６】
信号強度検出手段７により検出される信号強度は、例えば、端末局からの信号強度情報の通知を受信器１６３により受信し、その信号強度情報を信号強度検出手段７に入力することにより得ることができる。第７実施形態における移相量制御手段３は、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つを通過側に設定し、残りを遮断側に設定する信号選択手段７５と、信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２つが通過側に設定され、残りが遮断側に設定された状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐに基づいて、その強度Ｐを最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、その算出された移相量を可変移相器４１〜４ｎのうち信号選択手段７５により通過側に設定された信号遮断手段ｉ（１≦ｉ≦ｎ）に接続された可変移相器ｉに設定する移相量設定手段３７１〜３７ｎとを備えている。
【０１２７】
以上のように構成された第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を説明する。図１７はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。新たに端末局が運用を開始する、あるいは既存の端末局がその位置を変更した後はじめて運用を再開する場合に、端末局が第１の制御信号を基地局に対して送信し、通信チャネルが空いている場合、基地局が第２の制御信号を用いてそれ以降の送受信を行なう１つないし複数の通信チャネルを指定する（ステップＳ３００１〜Ｓ３００３）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に、第２ないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ３００４）。
【０１２８】
本第７実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、第２ないし第ｎの可変移相器７１２〜７１ｎにより位相制御された受信信号の位相が、端末局において、第１の可変移相器４１により位相制御された送信信号の位相と逆位相の関係になる、すなわち、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された送信信号の位相が端末局において同一になるように移相量制御を行なう点である。第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎに設定する移相量は１個ずつ移相量制御手段３により算出される。ここでは第１の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。
【０１２９】
信号選択手段７５により第２の信号遮断手段７１２を通過側に設定し、これを移相量演算手段３３１に通知する（ステップＳ３００５）。続いて、基地局が、指定した通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ３００６）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐが移相量演算手段３３１に入力される（ステップＳ３００７〜Ｓ３００８）。これに基づいて、移相量演算手段３３１によりＰを最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ３００９）。
【０１３０】
続いて、信号選択手段７５からの通知に基づいて、移相量演算手段３３１により算出された移相量Φ２が第２の移相量設定手段３７２に入力される。この移相量Φ２を移相量設定手段３７２により第２の可変移相器４２に設定する（ステップＳ３０１０）。続いて、信号選択手段３０３２により第２の信号遮断手段７１２を遮断側に設定する（ステップＳ３０１０）。続いて、第３ないし第ｎの可変移相器４３〜４ｎの移相量設定についても同様の手順で行なう。
【０１３１】
以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎの各々により位相制御された送信信号の位相が、端末局において、第１の可変移相器４１により位相制御された送信信号の位相と逆位相の関係になる。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側、第２のないし第ｎの信号遮断手段７１２〜７１ｎを通過側に設定する（ステップＳ３０１１）。
【０１３２】
以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された受信信号の位相が端末局において同一になり、基地局が送信した信号は端末局において同相受信することができる。例えば、算出した移相量を記憶しておけば、一旦終呼した後通話を再開するときにも用いることができる。
【０１３３】
（第８実施形態）
次に、本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図は第７実施形態の図１６の構成と同様である。
【０１３４】
第８実施形態が第７実施形態と相違する点は、第７実施形態のステップＳ３０１２の後、第１の可変移相器４１に新たな移相量を設定し、設定する最適な移相量を決定し、基地局が送信する際に、第１のアンテナ素子１１で送信された送信信号も用いるようにした構成にある。
【０１３５】
第８実施形態の動作について、より詳細に説明する。図１８はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【０１３６】
ステップＳ３００１〜Ｓ３０１２を第７実施形態と同様の手順で行なう。続いて、第１の可変移相器４１に現在設定されている移相量Φ１を１８０度だけ増加させた移相量を第１の移相量設定手段３７１により第１の可変移相器４１に設定する（ステップＳ３１０１）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定する（ステップＳ３１０２）。
【０１３７】
以上の処理により、第２ないし第ｎの可変移相器４２〜４ｎにより位相制御された送信信号の位相が端末局において同一になり、基地局に対する指向性利得を大きくすることができる。
【０１３８】
以上のように、本発明の第８実施形態によれば、基地局が送信する際に、第１のアンテナ素子１１で送信された送信信号も用いることにより、端末局に対する指向性利得を大きくすることができる。
【０１３９】
（第９実施形態）
次に、本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図１９は、本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。
【０１４０】
第９実施形態が第７実施形態と相違する点は、可変利得回路と利得制御手段を用いた構成にある。図１９において、アダプティブアレーアンテナは、は外部からの入力された制御信号に応じて分配器１６２により分配された送信信号をそれぞれ増幅してこれらの増幅した送信信号を各可変移相器４１〜４ｎに入力する可変利得回路８１〜８ｎと、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度に基づいて可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得を設定する利得制御手段８５と、を備えている。その他の構成は第７実施形態を示す図１６と同様なので同一または相当構成要素に同一符号を付すことにより重複説明を省略する。
【０１４１】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図２０は、第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。ステップＳ３００１〜Ｓ３００３は第７実施形態と同様の手順によって行なわれる。次いで、信号選択手段７５により第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎを遮断側に設定する（ステップＳ３２０１）。
【０１４２】
この第９実施形態の特徴は、信号強度検出手段７により検出される受信信号の信号強度に基づいて、可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得制御を行なう点である。第１ないし第ｎの可変利得回路８１〜８ｎに設定される利得は１つずつ利得制御手段８５により設定される。ここでは、第１の可変利得回路８１の利得を設定する方法を説明する。
【０１４３】
信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を通過側に設定し、これを利得制御手段８５に通知する（ステップＳ３２０２）。続いて、基地局が、指定した通信チャネルで、一定の送信電力をもって送信を行なう（ステップＳ３２０３）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｇが利得制御手段３００９に入力される（ステップＳ３２０４〜Ｓ３２０５）。これに基づいて、利得制御手段８５により第１の可変利得回路８１により増幅された送信信号の強度が指定の値になるように第１の可変利得回路８１の利得を設定する（ステップＳ３２０６）。続いて、信号選択手段７５により第１の信号遮断手段７１１を遮断側に設定する（ステップＳ３２０７）。続いて、第２ないし第ｎの可変利得回路８２〜８ｎの利得設定についても同様の手順で行なう。最後に、ステップＳ３００４〜Ｓ１０１２を第７実施形態と同様の手順で行なう。
【０１４４】
第７実施形態においては、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度は端末局において同一であるとしている。ところが、基地局が送信した信号の反射や、アンテナ素子毎に接続されている増幅器の偏差等の影響により、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度が端末局において異なる場合も想定される。その場合、第５実施形態における説明と同様の理由により、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。
【０１４５】
これに対して、第９実施形態では、各アンテナ素子で送信された送信信号の信号強度が異なっていても、最適な移相量を決定する動作の前に第１ないし第ｎの可変利得回路８１〜８ｎにより各々増幅された送信信号の強度が端末局において等しくなるように可変利得回路８１〜８ｎの利得制御を行なうので、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。
【０１４６】
（第１０実施形態）
次に、本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図２１は、本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成図である。
【０１４７】
この第１０実施形態が第７実施形態と異なる点は、受信側において図１４に示した第６実施形態が、図１１に示した第５実施形態に対して有する構成と同様に、第１の信号強度記憶手段１４１と第２の信号強度記憶手段１４２とを備えており、これら第１および第２の移相量記憶手段１４１，１４２に基づいて移相量を演算する移相量演算手段３３１を用いた構成にある。図２１において、アダプティブアレーアンテナは、基地局が送信している状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ１を格納する第１の信号強度記憶手段１４１と、基地局が送信していない状態で信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２を格納する第２の信号強度記憶手段１４２と、第１ないし第ｎの信号遮断手段７１１〜７１ｎの何れか２個が通過側に設定され、他が遮断側に設定された状態で、Ｐ１とＰ２に基づいてこれらの差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量を算出する移相量演算手段３３１と、を備えている。その他の構成は図１６と同様なので同一または相当構成要素に同一符号を付すことにより重複説明を省略する。
【０１４８】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作について、より詳細に説明する。図２２はアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。図２２を参照して、第２の可変移相器４２の移相量を設定する方法を説明する。まず、図１７に示すステップＳ３００１〜Ｓ３００７における処理を第７実施形態と同様の手順により行なう。続いて、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ１が第１の信号強度記憶手段１４１に入力される（ステップＳ３３０１）。次に、基地局が、所望の端末局に対して、一定期間送信を中断する旨を通達し、一定期間送信を中断する（ステップＳ３３０２）。この状態で、信号強度検出手段７により検出される受信信号の強度Ｐ２が第２の信号強度記憶手段１４２に入力される（ステップＳ３３０３〜Ｓ３３０４）。これに基づいて、移相量演算手段３３１により強度Ｐ１とＰ２との差「Ｐ１−Ｐ２」を最小にする移相量Φ２が算出される（ステップＳ３３０５）。続いて、図１７に示すステップＳ３０１０〜Ｓ３０１２の処理を第７実施形態と同様の手順で行なう。
【０１４９】
上述した第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、移相量を算出する際に、基地局から送信された送信信号のみが、端末局により受信されると想定している。したがって、他の干渉局も同時に送信していると、信号強度検出手段３００７により検出された受信信号の信号強度は、前記基地局が送信した信号の受信強度に干渉局が送信した信号の受信強度が付加されたものになる。この場合、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせができなくなる。
【０１５０】
これに対して、第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、干渉局が送信した信号が存在しても、移相量を算出する際に、干渉局が送信した信号の端末局における受信強度を検出し、その影響を除くことになるので、アンテナ素子間で精度の高い位相合わせを行なうことができる。
【０１５１】
（第１１実施形態）
次に、図２３を参照しながら、本発明の第１１実施形態について説明する。図２３は第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを示す図である。
【０１５２】
無線基地局２３０１と端末局２３０２が通信を行なう時間帯を考えると、無線基地局２３０１からみて、端末局２３０２と同じ方向にある別の無線基地局２３０３に対してはヌルを向ける拘束条件を加えず、その他の無線基地局のうち比較的基地局２３０１に近くかつ基地局２３０１に設置されたアダプティブアレーアンテナの指向性可変な角度範囲にあるもの２３０４，２３０５，２３０６，２３０７，２３０８，２３０９，２３１０に対しては、ヌルを向ける拘束条件を加えて、ビームを制御するアルゴリズムを適用することを特徴とする。
【０１５３】
特に、加入者無線アクセスシステムの場合、他の基地局との通信を行なう端末からの干渉信号は予測不能なランダムなタイミングでバースト的に発生し、多くの場合、伝送シンボル数にして数十シンボルから数百シンボル、時間にして、数マイクロ秒から数十マイクロ秒と非常に短い。従来の制御方法のように、他のセルにある端末からの干渉波とその到来方向を自基地局で逐次検出し、その端末の方向に対してヌルを向けるためのデジタル信号処理等を用いた制御を行なうためには非常に速い信号処理速度を必要とする。これに対して、この第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの場合、他の基地局の位置情報を予め取得しておくことと、端末が指向性アンテナを用いることとにより干渉波の到来する方向の概略が予め捕捉できることを利用し、自基地局と通信する端末局の方向を最初の発呼の段階で検出するか、あるいは予め登録しておいたデータベースから他の基地局の位置情報を引用することにより、ヌルの拘束方向を速やかに決定することができる。これにより、通信中の制御処理を減らすことができるという利点が得られる。また、前記端末との通信中は、前記端末に割り当てられたスロットに関してはビーム制御の変更を行なう必要が特にないので、干渉波を逐次検出する方法に比べ、通信中の制御のための計算処理量が極めて小さくなるという利点も有する。
【０１５４】
なお、一般にＴＤＤ（Time Division Duplex）を用いるセルラー形の無線通信方式の場合は、基地局同士のＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）同期をとらない場合には同一周波数での他の基地局からの送信波が干渉を生じることになるので、干渉波のレベルに応じて基地局からの干渉波の到来方向を検出してこれをアダプティブに抑圧する方法が考えられる。このような方式に対して、第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおいては、二重化方式としてＦＤＤ（Frequency Division Duplex）を用いる場合にも適用でき、簡易な制御が可能になるという特有の効果を有している。特筆すべきことは、二重化方法としてＦＤＤを用いる無線通信システムの場合、たとえ基地局間の時分割多重の同期をとらない場合であれ、基地局から送信する周波数は基地局受信の干渉の原因とはならないため、従来の干渉防止のためのアルゴリズムでは、他の基地局方向への拘束条件を付加することは無かったことである。ＦＤＤを用いるシステムにおいても、端末側に指向性アンテナを用いる場合は、この第１１実施形態の制御方法のように他の基地局の方向に拘束条件を用いることにより、個々の干渉端末からの信号を検出する必要がないため、非常に高速な制御が可能である。
【０１５５】
なお、図２３より理解できるように、基地局２３０４と２３０５，２３０６と２３０７，２３０９と２３１０は、それぞれ基地局２３０１から見て近い方向に位置している。このような場合には、複数の他の基地局のうち、アダプティブアレーアンテナの利得、距離、該当する基地局への見通し状況などの伝搬条件、などを含めて干渉波のレベルが最も大きくなると推定できる基地局の方向のみを拘束条件に加える、あるいは、複数の基地局の上記の条件を重み付けを加えて平均した方向を拘束条件とする、あるいは、複数の基地局の方向のうち両端のほぼ中央を拘束条件とする、等の方法を用いて拘束条件を減らすことができる。
【０１５６】
なお、遠く離れた基地局との間で通信を行なう端末が干渉の原因となる確率は低い。また一般にアンテナ素子数Ｎ＿ｅｌのアレイアンテナが形成できるヌルの数はＮ＿ｅｌ個で数に限りがある。したがって、拘束条件を設ける方向はＮ＿ｅｌ個以下とし、必要に応じてアダプティブアンテナの利得、距離、前記当する基地局への見通し状況などの伝播条件、などを含めて干渉波のレベルが大きくなると推定できる基地局から優先的に拘束条件を設けることが適当である。したがって、第１１実施形態の場合、他の基地局のうち２３１１，２３１２，２３１３，２３１４に対しては拘束条件を設けていない。
【０１５７】
なお、第１１実施形態においては、基地局２３０１から見て通信中の端末２３０２の方向に近い方向に位置する他の基地局２３０３に対してはヌルを向けないようにしている。一方、一般に基地局同士での制御情報のやり取りはされていないので、基地局２３０１と通信中の端末の位置と基地局２３０３と通信する端末の位置との関係はランダムになる。たとえば、図２４のように、端末１４０２が通信している間に、基地局２４０３と端末２４１６とが通信している間は値端末５２１６のアンテナ指向性が基地局２４０１に向いていないので、もちろん、干渉波は問題とならない。また、図２５のように、端末２５０２が通信している間に、たまたま基地局２５０３と端末２５１６とが通信している間は、端末２５１６のアンテナ指向性が基地局２５０１に向いているので、端末２５１６の送信信号は干渉波となる。しかし、従来の図３８や図３９のようにセクターアンテナを用いている場合には、他の基地局（例えば３５０４，３５０５，３５０６，３５０７，３５０８，３５０９，３５１０）と通信しているうち、指向性アンテナで送信する端末局が基地局３５０１への干渉となる位置の範囲３５１５にあるすべての端末からの干渉を受けるのに対し、第１１実施形態の場合には基地局２５０３以外の他の基地局と通信している端末からの干渉を受けないという利点を有する。
【０１５８】
なお、他の無線基地局の方向を知る方法については、無線基地局設定時には既存の他の無線基地局との位置関係あるいは他の無線基地局の方向をあらかじめ登録しておくことが考えられる。また、新たな無線基地局が設置されたときには値複数の無線基地局を統括する制御局から、新たな無線基地局の位置情報を制御情報として各無線基地局に通知し、各無線基地局では必要に応じて前記位置情報から自無線基地局との位置関係を計算し，既存の登録に追加することが考えられる。また、新規の無線基地局の設置作業時に、端末用無線局を改造したものなど基地局の受信周波数で新規基地局登録用の制御バーストを送信できる無線局を用いて、既存の基地局に向けて新規基地局登録用の制御バーストを送信し、既存の既知局側では前記制御バーストを新規基地局登録と認識したときに、送信信号とその信号強度から新規基地局の方向や伝搬条件等を検出し、新規基地局を新たに登録するとともに、ヌル拘束条件を設ける際の優先順位やその方向などを算出・登録することが考えられる。なお、ある基地局の方向と通信を行なう端末の方向との差（ここではδθとおく）が小さいか否かを判定する方法としては、例えば、以下に挙げる種々の方法が考えられる。例えば、端末の指向性ビーム幅をθ＿ｔとすると、図２６に示すように、自基地局２６０１に対しての干渉となる他の基地局２６０３と通信する端末局の位置の範囲は、他の基地局２６０３の無線ゾーン内でかつ基地局２６０１と基地局２６０３とを通り直線のうち基地局２６０３から基地局２６０１と逆側の線を中心とした角度θ＿ｔに含まれる範囲２６１５である。この範囲２６１５を基地局２６０１から見込む角度θ＿ｉは、基地局２６０１と基地局２６０３との距離ｄ＿ＢＢと基地局２６０３の無線ゾーンの半径ｒ＿ｚを用いて、
θ＿ｉ＝２×arctan｛（（ｒ＿ｚ）×tan（（θ＿ｔ）／２））／（（ｒ＿ｚ）＋（ｄ＿ＢＢ）））｝
として求められる。したがって、
δθ＜θ＿ｉθ×０．５
を、ある基地局の方向と通信を行なう端末の方向との差δθが小さいか否かを判定する基準とすることにより、干渉となる範囲に通信を行なう端末の方向があるかないかを判定できる。
【０１５９】
また、上記のθ＿ｉを近似するものを求める方法として、図２６に示すように、ほぼ規則的に基地局が配置されている場合には、平均的な対象システムの無線ゾーン半径ｒ＿ｇを用いて、ｒ＿ｚ＝ｒ＿ｇ，ｄ＿ＢＢ＝３×ｒ＿ｇで近似することにより、
θ＿ｉ’＝２×arctan｛tan（（θ＿ｔ）／２））／４｝
をθ＿ｉの近似値として用いることが可能である。基地局間の距離などを考慮する必要が無く、干渉波を除去できるという利点がある。
【０１６０】
また、図２６より、あきらかに、
θ＿ｔ＞θ＿ｉ
であるので、上記の方法よりさらに簡単な方法として、しきい値として端末の指向性ビーム幅θ＿ｔを用いれば、やや角度が広めになる傾向はあるものの、基地局間の距離や各基地局の無線ゾーンの大きさなどを考慮する必要が無く、干渉波を除去できるという利点がある。
【０１６１】
また、すでに述べたように、アダプティブアレーアンテナの素子数が限られている場合には、形成できるヌルの個数が制限される。一般に、素子数Ｎ＿ｅｌのアレイアンテナで形成できるヌルの数はせいぜいＮ＿ｅｌ個までである。この場合は、自基地局からの距離が近いもの、あるいは、端末局がより多く接続している基地局の方向、あるいは、角度上の方向がお互いに離れたもの、などの基準を用いて、せいぜいＮ＿ｅｌ個までの方向を選択して、ヌルを向ける拘束条件とすることが考えられる。
【０１６２】
また、アンテナ素子の指向性ビーム幅θ＿ｔが比較的狭い場合は、ブロードサイドアレーアンテナとしてのビームを振ることのできる角度幅もおよそθ＿ｔになる。したがって、この角度から外側の方向にある基地局への方向は、第１１実施形態の基地局群の方向から除外することが望ましい。
【０１６３】
なお、第１１実施形態は、たとえば図２７のようなフレーム構成を考えた場合、上がりペイロードウインドウで通信するデータパケットの送受信に基地局アダプティブアレーアンテナを用いる場合について述べたが、下に述べるような方法で、上がり制御ウインドウの制御パケットの送受信に適用することも考えられる。すなわち、上がり制御ウインドウに適用する場合には、たとえば、他の基地局方向関係によりヌル拘束条件を設けるべき方向がｎ個ある場合に、そのうちの幾つかを除いて作った放射パターンを複数個用意する。このとき、ある方向を取りあげたときに、複数個のパターンのうち少なくとも何れか１個は、その方向にヌルが向いていないような組み合わせとしておく。そして、制御チャネルを送信できる上がり制御ウインドウのなかで、スロット毎に上記複数個のパターンを適宜切り替えることにより、干渉を減少しながら、自セル内の端末からの制御信号をくまなく受信することが可能になる。特に、特有の隣接セルに多くのトラヒックが生じる場合に、この隣接セルの端末からの干渉を避けるために、この隣接セルの基地局にヌルを向けるスロットをやや多めにして、この時間帯の干渉レベルをさげてスループットを上げ、この隣接セルの基地局へヌルを向けないスロットも設けることにより、この方向に存在している端末からの制御信号も受信できるようになる利点がある。
【０１６４】
（第１２実施形態）
次に、図２８を参照しながら本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて説明する。図２８は、第１２実施形態の構成を示している。図２８に示すように、第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路を備え、前記高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を各アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路２８１１の一部として、ローカル周波数信号と制御信号を入力とする直交変調器２８１２を用いることを特徴とするアダプティブアレーアンテナにおいて、前記高周波回路内に、各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラ２８０１と、前記カプラ５６０１からの信号が入力される個別素子用直交復調器２８０２を有することを特徴とする。
【０１６５】
また、ローカル信号移相回路２８１１の直交変調器２８１２への制御信号を出力する位相制御信号出力回路と、個別素子用直交復調器２８０２からの復調信号が入力され、個別素子への入力信号の位相と振幅を検出する複数の個別素子信号センサと、上記複数の個別素子信号センサからの信号を比較しその差を検出する比較回路と、その比較結果に基づき、上記の検出された差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差による位相差等を補償するように、位相制御信号出力回路の出力信号を制御する補償制御手段とを、移相量・振幅ウェイト演算回路２８１３の内部に有することも特徴である。
【０１６６】
さらに、複数の個別素子からの第２のＩＦ信号のうち、１つの信号レベルをモニタするための第１のＲＳＳＩ回路（信号のある一定の割合の信号電力を取り出すカプラ２８２０、取り出された信号を増幅する対数アンプとその出力をディジタル値に変換するＡＤＣとで構成するＲＳＳＩ出力回路２８２１とを含む）と、合成後の第２のＩＦ信号の信号レベルをモニタする第２のＲＳＳＩ回路（合成後の信号のある一定の割合の信号電力を取り出すカプラ２８２２、取り出された信号を増幅する対数アンプとその出力をディジタル値に変換するＡＤＣとにより構成されるＲＳＳＩ出力回路２８２３とを含む）と、各個別素子の全てのＩＦ信号の相対レベルを可変とするＮ個の第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６およびＮ個の第２ＩＦ可変利得アンプ２８１５、個別素子からの信号を合成した後の第２ＩＦ信号の信号レベルを可変する合成後可変利得アンプ２８２５と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６と第２のＩＦ可変利得アンプ２８１５と合成後可変利得アンプ２８２５とを制御するＡＧＣ制御回路２８２４と、を有することをも特徴としている。なお、上記ＲＳＳＩは受信信号強度表示（Receive Signal Strength Indication）の略であり、受信している電波信号の強さを数値化したものである。
【０１６７】
また、一般に複雑でボーレートに対してオーバーサンプリングを行なうなど高速な回路を必要とするクロック再生回路を削減するために、受信機２８１９に搭載されているクロック再生回路２８２８の出力を、必要に応じて受信機２８１９と合成後出力復調回路２８２９とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３との内部遅延を補償して、アイの最も開口率の高いタイミングを供給するためのタイミング調整を施すクロックタイミング調整回路２８２７を経由させた後、合成後出力復調回路２８２９のＡＤＣ２８２６とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３の複数のＡＤＣ２８０９に供給されていることも特徴である。
【０１６８】
これにより、合成後出力復調回路２８２９とウェイト決定用個別素子復調回路２８０３にオーバーサンプリングを適用する必要がなくなり、ＡＤＣのサンプリングレートを下げることができるので、消費電力を低減することができるという効果がある。
【０１６９】
なお、一般にクロック再生回路の出力周波数はボーレートに略々等しくなるが変調方式等によっては、ＡＤＣ２８２６や複数のＡＤＣ２８０９に対して比較的小さい倍数のオーバーサンプリングを施す方が好ましい場合もある。この場合はクロック再生回路２８２８からボーレートの倍数の周波数を出力すれば良い。なお、クロック再生回路、受信機２８１９に設けられる代わりに合成後出力復調回路２８２９に設けるか、あるいはウェイト決定用個別素子復調回路２８０３に設けることも考えられる。
【０１７０】
これらの構成により、ＤＢＦ（Digital Beam Forming）形のアダプティブアンテナの場合、ＰＴＭＰシステムで検討されている１Mbaud以上といったように伝送レートが速くなると、リアルタイム受信を行なうためには非常に速いディジタル信号処理が必要になるという問題点があったのに対して、本第１２実施形態のアダプティブアレーアンテナは、実際の信号の重み付けおよび合成は、ローカル信号位相回路２８１１、振幅ウェイト重み付け回路２８１７および高周波加算器２８１８を用いてリアルタイムで行なうことができるため、非常に高速な伝送レートが用いられてもリアルタイム受信を通常の受信機２８１９で行なうことができるという利点を有する。
【０１７１】
また、アレイアンテナを構成する高周波回路、例えば、増幅器やミキサの位相ひずみの素子偏差、アンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差による位相差等を補償するための特別な付加回路（たとえば高周波移相器）を設ける必要がなく、ディジタル入力値の補正を行なうだけで良く、低コスト化を図ることができる。また、直交変調器を用いたローカル移相回路に関しても、個々の素子用回路の偏差が生じることがある。この実施形態では、このローカル移相回路を含めた較正をも行なうことが可能である。
【０１７２】
図３０に上述した第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける位相差や振幅差を補償するための構成例を示す。ウェイト決定用個別素子復調回路２８０３からの復調信号が入力され、各入力信号の位相と振幅とを比較してこれらの差を検出する位相・振幅比較回路３２０２と、その比較結果に基づいて検出された上記位相偏差およびアンテナ給電線の引回し長やその他の配線長の差、振幅ウェイト重み付け用可変利得アンプ３２０８や合成器２８１８の通過位相特性の差などによる位相偏差を補償するように、位相制御信号出力回路の出力信号を制御する位相偏差補償制御手段３２０３と、前記位相偏差補償制御手段３２０３と移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５からの移相量の出力とに基づきローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号を出力する移相制御信号出力回路３２０４と、移相・振幅比較回路３２０２の比較結果に基づき、検出された振幅偏差およびアンテナ給電線の引き回し長やその他の配線長の差、振幅ウェイト重み付け用可変利得アンプ３２０８や合成器２８１８の通過振幅特性などによる振幅偏差を補償するように、ＡＧＣ・振幅偏差補償回路３２０１から第２のＩＦ・ＡＧＣ制御および振幅偏差補償回路２８１４への出力信号を制御する振幅偏差補償制御手段３２０６と、を有することを特徴とする。
【０１７３】
一般に、アダプティブアレーアンテナの各アンテナ素子毎のＲＦ・ＩＦ回路やローカル移相回路等を構成する構成要素は、利得や損失、信号通過に伴う位相特性等にばらつきがある。このばらつきによる各アンテナ素子系の振幅や位相の偏差が移相量や振幅ウェイトの制御による放射パターン特性に誤差を生じる。
【０１７４】
これらの各アンテナ素子系の振幅や位相の偏差をアンテナの製造時点や運用中のある程度の時間毎に測定して、その偏差を補償することができれば、放射パターンの誤差を抑えることができることになる。
【０１７５】
例えば、製造時点では各アンテナ入力に分配器等により同一位相・同一振幅の信号を入力したり、または電波暗室等においてボアサイト方向の十分離れた位置から電波を送信し、各アンテナ素子系からの入力の位相偏差および振幅偏差を位相・振幅比較回路３２０２で検出する。その比較結果は、位相偏差補償制御手段３２０３と振幅補償制御手段３２０６に入力され、これらの手段では位相偏差、振幅偏差を補償するための移相量および振幅調整量を求める。求められた位相偏差補償のための移相量と移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５から出力されたアンテナの放射パターンを制御するための移相量とは、位相制御信号出力回路３２０４によって加算され、ローカル信号移相回路の直交変調器への制御信号に変換され出力される。また、求められた振幅偏差補償のための振幅調整量とＡＧＣを行なうための振幅調整量は、ＡＧＣ・振幅偏差補償制御回路３２０１によって加算され、第２のＩＦ・ＡＧＣ制御および振幅偏差補償回路２８１４への利得可変のためのディジタル信号に変換されて出力される。これらの制御方法により放射パターンの誤差を抑えることができる。
【０１７６】
また、運用中には予め位置が分かっている特定の送信局からの信号をなるべく他の送信局からの信号が到来しないタイミングで受信し、その特定の送信局の方向から予測される各アンテナ素子系からの入力の位相差との偏差および入力の振幅偏差を位相・振幅比較回路３２０２のにより検出することにより、上述した方法と同様の方法により補償を行なうことが可能となる。
【０１７７】
なお、ＩＦ周波数変換器３２０７の形式によっては、ローカル信号移相回路２８１１の出力レベルによってはＩＦ周波数変換器３２０７の変換号の出力レベルを変更できる場合もある。この場合は、振幅補償制御手段３２０６を用いずに位相偏差補償制御手段３２０３に相当する場所に設けた位相・振幅偏差補償制御手段に位相・振幅比較回路３２０２から位相偏差と振幅偏差を取り込み、移相量および振幅調整量を求め、移相制御信号出力回路３２０４に相当する場所に設けられた移相・振幅制御信号出力回路により、移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５から出力されたアンテナの放射パターンを制御するための移相量と上述したように求められた偏差補償のための移相量とを加算し、かつ、振幅調整量に応じてＮ個の各直交変調器へのＩ，Ｑ入力を調整することにより、振幅偏差と位相偏差を補償することも考えられる。また、この例では振幅補償制御手段３２０６を併用し、振幅偏差の補償量を位相・振幅偏差補償手段と振幅補償制御手段３２０６とにより分配して制御することも考えられる。
【０１７８】
図３１に、上記の位相差や振幅差を補償するための他の構成例を示す。この図３１が図３０と異なる点は、振幅補償制御手段３２０６の出力が、移相量・振幅ウェイト演算回路３２０５からの振幅ウェイトと共に振幅制御信号出力回路３３０３に入力されてここで加算され、振幅ウェイト重み付けおよび振幅偏差補償回路３３０２の利得可変のためのディジタル信号に変換されて出力されるような構成にあり、図３０の動作説明で述べた例と同様の制御により位相および振幅の補償を行なうことができる。
【０１７９】
図２８に示す構成のアダプティブアレーアンテナが通常の無線通信機と異なる点は、合成後の信号レベルと合成前の信号レベルの両方をモニターする必要があることである。例えば、セル内では所望端末以外からの信号を停止させて移相器で移相量を連続的に変化させてヌル点を探るような場合、合成後の信号レベルのダイナミックレンジは相当大きくなるのに対し、合成前の各アンテナからの信号の強度はほぼ一定のレベルになることが予測される。この場合、合成後の受信信号のレベルが低くなったからといって、合成器に至るまでの可変利得アンプのゲインを上げてしまうと飽和が起きてしまう。したがって、合成前の受信信号のレベルもモニターし、合成器に至る前で飽和が起きない程度に利得を上げ、残りの不足分を合成後の可変利得アンプのゲイン増加で補うことになる。
【０１８０】
反対に、ほぼ端末方向を同定できた後、あるいはほぼ最適な重みづけ係数に収束した後に、その方向にビームを向けるような合成を行なった場合には、合成後の信号強度は安定しており変動が少なくなる。一方、合成前の各アンテナからの信号の強度は、複数の端末局からの信号の干渉によりレベルが低下する場合がある。
【０１８１】
但し、一般に無線通信の送信信号は線スペクトラムが立たないようにスクランブルが施されているので、ある程度長い時間区間をみれば、情報信号の位相は一様分布に従うと仮定できる。また、加入者無線アクセスシステムのＰＴＭＰシステムの場合、各端末局の位置は原則として動かない。したがって、ＲＳＳＩ回路においてシンボルデュレーション（伝送シンボルレートＴｓ［Ｈｚ］の逆数）より十分長い時間で平均すれば、複数の送信信号間の位相差はランダムな一様分布になり、干渉によるＲＳＳＩ出力の揺らぎは影響しないと考えられる。また、この性質は、複数のアンテナの内どのアンテナの出力を選んでも、無関係になりたつと考えられる。したがって、複数の素子からのすべての入力電力をモニタすることは必ずしも必要ではなく、図２８に示すように、そのうち少なくとも１つの入力をモニタするためのカプラ２８２０とＲＳＳＩ回路２８２１を用いれば、各アンテナの平均入力電力を推定することが可能である。
【０１８２】
そして、上記の２つのＲＳＳＩ回路を併用し、この２つのモニター結果をもとに、３組の可変利得アンプ２８１６，２８１５，２８２５のゲインを調整する。すなわち、ＡＧＣ制御回路２８２４では、２つの入力に対して、３つのゲイン調整電圧出力を求めるテーブルを用意することになる。
【０１８３】
図２９に第１２実施形態のアダプティブアレーアンテナを用いる場合で、ある端末に対するＡＧＣ電圧の制御方法の一例を示す。なお、図２８中のゲインの上げ幅や下げ幅は、通常は所望下限値や所望上限値との差とほぼ同一に設定するのが一般的だが、収束は遅いものの制御を簡略化するために、所望の値の範囲よりも小さい値で予め定めた一定値でステップ的に制御する方法も考えられる。上記のような制御をすることにより、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように制御することができるという効果が得られる。
【０１８４】
なお、合成後の受信器２８１９には±２ｄＢ程度の入力変動マージンを設けるのが通常である。したがって、これよりかなり小さい変動でゲイン調整機能が過敏に反応しゲインがあまり頻繁に変更されることのないよう、ヒステリシスを設けることが考えられる。具体的には、前記ＲＳＳＩ回路の過去の出力値のうち一定数を記憶し、これとの偏差がある一定値を越えた場合にのみＡＧＣ制御回路２８２４から第１のＩＦ可変利得アンプ２８１６と第２のＩＦ可変利得アンプ２８１５と合成後可変利得アンプ２８２５とに対し利得変更命令を出力するように制限を加えると、ＲＳＳＩ回路の雑音成分や入力ＲＦ信号の微小なフェージングによるわずかな信号レベルのゆらぎでＡＧＣ制御回路２８２４が過剰に反応して、本来は受信器２８１９の許容受信電力範囲に収まっているために不要な制御を行なうことを防止することができるという利点を有する。
【０１８５】
また、移相器で移相量を連続的に変化させ、そのときの合成後の受信信号の性質を測定するような場合においては、移相量の変化の速さをＲＳＳＩの時定数より十分遅くすることが望ましい。ＲＳＳＩの時定数をある一定値にしてしまうと測定の速度が遅くなってしまう場合が考えら、その場合には、ＲＳＳＩの時定数を変更するモードを設けることも考えられる。
【０１８６】
（第１３実施形態）
次に、図３２を参照しながら本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて詳細に説明する。
【０１８７】
この第１３実施形態では、複数のアンテナ素子１１〜１ｎと各アンテナ素子に接続される高周波回路３０と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路１６２を備え、前記高周波回路３０内でアンテナ素子ごとに振幅の重み付けを行なう振幅ウェイト重み付け回路３１と、位相の重みづけを行なうローカル信号移相回路３２とを備え、個別素子への分配前の第２のＩＦ信号の信号レベルを可変とする分配前可変利得アンプ３３と、Ｎ個の各個別素子の第２のＩＦ信号の相対レベルを可変できるＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４と、上記振幅ウェイト重み付け回路３１の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、分配前可変利得アンプ３３とＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４とを制御する利得制御回路３５とを有することを特徴とする。
【０１８８】
図３３は第１３実施形態のアダプティブアレーアンテナを用いる場合で、ある端末に対するＡＧＣ電圧の制御方法の一例を示している。なお、図３２の分配後のＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４を、各アンテナ素子の振幅ウェイト重み付けを行なう回路として併用することも考えられる。この場合、図３１中の所望ＥＲＰ値に対応する分配前可変利得アンプとＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプの利得設定値テーブルに書かれている利得制御電圧は、振幅ウェイトとして用いる利得の可変範囲の上限と下限を考慮しても、ＮＦの不足や飽和による歪が生じないような利得となるような制御電圧であることが必要である。もし、この条件が同時に満たせないような場合は、所望ＥＲＰ値に対して、利得設定値テーブルの他に、許容される振幅ウェイトとしての利得の可変範囲の上限と下限もテーブルとして準備し、ＮＦの不足や飽和による歪の防止が重要な場合は、振幅ウェイトの決定時にこのテーブルを参照し、振幅ウェイトが上限と下限との間に収まるように変更することが考えられる。
【０１８９】
以上述べた方法により、所定の値以下の実効放射電力値と各個別素子用の高周波回路の低歪みを同時に実現することができるという効果が得られる。また、送信電力の制御幅を非常に多くする必要がある場合には、一つの可変利得アンプのみで大きな制御幅が必要になるため、ゲインを大きくするための入出力アイソレーションをとるのが困難になったり、可変利得アンプに減衰機能を持たせるため構成が複雑になったりすることもある。このような問題点も本実施例のように分配前後に可変利得要素を分割することにより回避することができるという利点も有する。
【０１９０】
また、この第１３実施形態では、振幅ウェイト重み付け回路３１とＮ個の第２のＩＦ可変利得アンプ３４とをそれぞれ別個に設けたが、この２つを単一の回路で実現することも考えられる。この場合は、必要な送信電力制御幅をとるための回路規模がさらに小さくでき、アイソレーションや減衰機能などの既述の問題点も解決することができるという利点もある。
【０１９１】
（第１４実施形態）
次に、本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナについて、図３４ないし図３６を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は多数の実施形態を用いて発明の詳細な内容につき説明しているため、第１４実施形態に用いられる図面中の符号が他の実施形態の図面で用いた符号と重複する場合もあるが、図３４ないし図３６に使用されている符号はあくまでも第１４実施形態に限局されて用いられているものとする。
【０１９２】
図３４において、符号１１〜１ｎはアンテナ素子、符号２１〜２ｎはアンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号を後述する実数ウェイト制御手段７により各々設定された実数ウェイトにより重み付けする複数の実数重み付け手段であり、符号３１〜３ｎはこれら重み付けされた受信信号の強度を個別素子信号強度として各々検出する複数の個別素子信号強度検出手段である。また、符号４は実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされた受信信号を合成する合成器であり、符号５はこの合成器４により合成された受信信号を復調処理する復調器であり、符号６は合成器４により合成された受信信号の強度を合成信号強度として検出する信号強度検出手段である。
【０１９３】
符号７は、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出された個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度に基づいて、新たに設定する実数ウェイトを算出し、これら算出した実数ウェイトを各々重み付け手段２１〜２ｎに設定する処理を複数サイクル繰り返す実数ウェイト制御手段である。
【０１９４】
前記実数ウェイト制御手段７は、前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに設定される実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）（ｎはアンテナ素子数）を記憶する複数の初期値記憶手段７１１〜７１ｎと、この実数ウェイト制御手段７が初めて動作するときに、これらＷ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）を複数の実数重み付け手段２１〜２ｎの各々に設定すべき実数ウェイトＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）（ｋは実数ウェイト更新の回数）として記憶する複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎと、これら複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎに記憶されたＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に基づいて前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎの実数ウェイトとしてＷ＿ｉ（ｋ）または−Ｗ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）の何れか一方を各々設定する複数の実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎと、前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度Ｐｙ（ｋ）が入力され、同様に前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎにより各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定された状態で前記複数の個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）〜Ｐｘｎ（ｋ）が各々入力され、さらに前記複数の実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ），Ｗ＿２（ｋ），・・・，Ｗ＿ｉ−１（ｋ），Ｗ＿ｉ（ｋ），Ｗ＿ｉ＋１（ｋ），・・・，Ｗ＿ｎ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が設定された状態で前記合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿ｉ（ｋ）（１≦ｉ≦ｎ）が各々入力されたときに、新たな実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ＋１）＝Ｗ＿ｉ（ｋ）＋ａ^＊［Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋｛Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ）｝／４］／Ｗ＿ｉ（ｋ）（ａは定数）および（１≦ｉ≦ｎ）を各々算出して前記複数の実数ウェイト記憶手段７２１〜７２ｎのＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）に入力する実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎと、を更に備えている。
【０１９５】
また、図３４において、前記実数ウェイト制御手段７は、その動作を所定の条件に基づいて停止させる更新停止手段７５を備えている。
【０１９６】
実数重み付け手段２１〜２ｎは例えば図３５に示される用に構成されている。図３５において、実数重み付け手段２１（２ｎ）は、実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ）の絶対値を算出する絶対値検出手段２１１と、Ｗ＿ｉ（ｋ）の符号を算出する符号検出手段２１２と、絶対値検出手段２１１により算出された絶対値に基づいて受信信号Ｘ＿ｉ（ｔ）を増幅する可変ゲインアンプ２１３と、符号検出手段２１２により算出された符号に基づいてこの増幅された受信信号の符号を制御する１ビット移相器２１４と、を備えている。
【０１９７】
このように実数ウェイトの重み付けは、振幅、位相ウェイトの重み付けで必要となる多ビット移相器を用いないため、簡単な回路構成により実現することができる。ただし、振幅、位相ウェイトの重み付けをする回路構成に本発明を適用することも可能である。
【０１９８】
以上のように構成されたアダプティブアレーアンテナの動作を図３６を用いて説明する。図３６はアダプティブアレーアンテナの動作を説明するフローチャートである。
【０１９９】
まず、初期値記憶手段７１１により記憶された実数ウェイトＷ＿１（０）が実数ウェイト記憶手段７２１に入力される。これに基づいて、実数ウェイト記憶手段７２１によりＷ＿１（０）が下式のようにＷ＿１（０）に記憶される。
【０２００】
Ｗ_１（ｋ）＝Ｗ_１（０）
続いて、初期値記憶手段７１２〜７１ｎにより記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿２（０）〜Ｗ＿ｎ（０）についても同様に、実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎに記憶される（ステップＳ１〜Ｓ４）。
【０２０１】
続いて実数ウェイト記憶手段７２１により記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１に入力される。この実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１により実数重み付け手段２１に設定される。
【０２０２】
続いて実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎにより記憶された実数ウェイトの初期値Ｗ＿２（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト設定手段７３２〜７３ｎに入力され、実数重み付け手段２２〜２ｎに設定される（ステップＳ５）。
【０２０３】
実数ウェイトの初期値Ｗ＿１（０）〜Ｗ＿ｎ（０）は、例えば、所望波方向の指向性利得を最大にするように設定すればよい。
【０２０４】
時刻ｔの時、アンテナ素子１１〜１ｎにより受信された受信信号をＸ＿１（ｔ）〜Ｘ＿ｎ（ｔ）とする。これらの信号は実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされる。これら重み付けされた受信信号は個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎに入力される。実数重み付け手段２１〜２ｎに設定されている実数ウェイトをＷ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）とすると、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより各々検出される個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）は、
【数１６】

と表される。但し、ｉ：１＜＝ｉ＜＝ｎ，Ｅ［・］：期待値演算である。
【０２０５】
続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎにより重み付けされた受信信号は合成器４により合成される。この合成された受信信号は合成信号強度検出手段６に入力される。これに基づいて、合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度Ｐｙ（ｋ）は、
【数１７】

と表される。但し、^＊：複数共役である。
【０２０６】
本第１４実施形態の特徴は、合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度の、各々実数重み付け手段２１〜２ｎに設定されている実数ウェイトに対する微係数を、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより検出される個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度を用いて求めることができる点である。この微係数を用いて、最急降下法に基づく実数ウェイト制御を行なう。
【０２０７】
以下に、ウェイト制御の手順を説明する。
まず、更新停止手段７５により実数ウェイト更新の回数がｋ＝１に設定される（ステップＳ６）。
【０２０８】
続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定され状態で合成信号強度検出手段６により検出された合成信号強度Ｐｙ（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎに入力される（ステップＳ７）。
【０２０９】
続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）が設定され状態で個別素子信号強度検出手段３１により検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１に入力される。
【０２１０】
続いて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ）が設定され状態で個別素子信号強度検出手段３２〜３ｎにより検出された個別素子信号強度Ｐｘ＿２（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎに入力される（ステップＳ８〜Ｓ１１）。
【０２１１】
続いて、実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎにより実数重み付け手段２１〜２ｎに各々−Ｗ＿１（ｋ），Ｗ＿２（ｋ），…，Ｗ＿ｎ（ｋ）
が設定された状態で合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿１（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４１に入力される。
【０２１２】
続いて、実数ウェイト設定手段７３１〜７３ｎにより実数重み付け手段２１〜２ｎに各々Ｗ＿１（ｋ），−Ｗ＿２（ｋ），…，Ｗ＿ｎ（ｋ）
が設定された状態で合成信号強度検出手段６により各々検出された合成信号強度Ｐｙ＿２（ｋ）が実数ウェイト演算手段７４２に入力される。
【０２１３】
続いて、合成信号強度Ｐｙ＿３（ｋ）〜Ｐｙ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４３〜７４ｎに入力される（ステップＳ１２〜Ｓ１６）。
【０２１４】
これらの入力に基づいて、実数重み付け手段２１〜２ｎに各々設定する新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）〜Ｗ＿ｎ（ｋ＋１）が実数ウェイト演算手段７４１〜７４ｎにより算出される。
【０２１５】
まず、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）、個別素子信号強度Ｐｘ＿１（ｋ）、および合成信号強度Ｐｙ＿１（ｋ）に基づいて、実数重み付け手段２１に設定する新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）が実数ウェイト演算手段７４１により次のように算出される。
Ｗ_１（ｋ＋１）＝Ｗ_１（ｋ）＋ａ｛Ｐ_Ｘ１（ｋ）＋（Ｐ_Ｙ（ｋ）−Ｐ_Ｙ１（ｋ））／４｝／Ｗ_１（ｋ）
但し、ａ：実数である。
続いて、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）、個別素子信号強度Ｐｘ＿２（ｋ）〜Ｐｘ＿ｎ（ｋ）、および合成信号強度Ｐｙ＿２（ｋ）〜Ｐｙ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト演算手段７４２〜７４ｎにより算出される（ステップＳ１７〜Ｓ２０）。
【０２１６】
続いて、実数ウェイト演算手段７４１により算出された新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ＋１）が実数ウェイト記憶手段７２１に入力される。これに基づいて、実数ウェイト記憶手段７２１によりＷ＿１（ｋ＋１）が下式のようにＷ＿１（ｋ）記憶される。
【０２１７】
Ｗ_１（ｋ）＝Ｗ_１（ｋ＋１）
続いて、実数ウェイト演算手段７４２〜７４ｎにより算出された新たな実数ウェイトＷ＿２（ｋ＋１）〜Ｗ＿ｎ（ｋ＋１）についても同様に、実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎに記憶される（ステップＳ２１〜Ｓ２４）。
【０２１８】
続いて実数ウェイト記憶手段７２１により記憶された新たな実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１に入力される。この実数ウェイトＷ＿１（ｋ）が実数ウェイト設定手段７３１により実数重み付け手段２１に設定される。
【０２１９】
続いて実数ウェイト記憶手段７２２〜７２ｎにより記憶された新たな実数ウェイトＷ＿２（ｋ）〜Ｗ＿ｎ（ｋ）についても同様に、実数ウェイト設定手段７３２〜７３ｎに入力され、実数重み付け手段２２〜２ｎに設定される（ステップＳ２５）。
【０２２０】
次に、更新停止手段７５により実数ウェイト更新の回数ｋがＫより小さいか否かが判断されｋがＫより小さければｋを１増加し、ステップＳ７ないしＳ２５の処理を繰り返し、ｋがＫ以上であれば、処理を終了する（ステップＳ２６〜Ｓ２７）。
【０２２１】
更新停止手段７５を設けることで、実数ウェイト制御手段７が動作し続けることを回避できる。
【０２２２】
ここでは、実数ウェイト更新の繰り返し回数をカウントすることで処理を終了しているが、この場合、実数ウェイト制御手段７の動作を所定時間内に終了することができる。また、Ｗ＿ｉ（ｋ＋１）−Ｗ＿ｉ（ｋ）（１＜＝ｉ＜＝ｎ）が所定の値以下になったら処理を終了するという方法も考えられる。この場合、いわゆる適応アルゴリズムが収束した状態で実数ウェイト制御手段７の動作を終了することができる。
【０２２３】
（Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋（Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ））／４）／Ｗ＿ｉ（ｋ）は
【数１８】

と表される。但し、ｉ：１＜＝ｉ＜＝ｎを満たす整数であり、Ｒｅ｛・｝：実部である。
【０２２４】
一方、合成信号強度Ｐｙ（ｋ）の実数ウェイトＷ＿ｉ（ｋ）に関する微係数δＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）は、
【数１９】

と表される。
【０２２５】
以上より、δＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）＝２（Ｐｘ＿ｉ（ｋ）＋（Ｐｙ（ｋ）−Ｐｙ＿ｉ（ｋ））／４）Ｗ＿ｉ（ｋ）が成り立つ。したがって、ステップＳ１８の処理は、
【数２０】

と等価の処理を行なっていることになる。
【０２２６】
実数ａが負の値のときは、アダプティブアレーアンテナの合成信号強度を小さくするように実数重み付け手段２１〜２ｎの実数ウェイトが更新されて、最終的にはδＰｙ（ｋ）／δＷ＿ｉ（ｋ）＝０（１＜＝ｉ＜＝ｎ）となる実数ウェイトが設定されるので、干渉波が存在する場合は、これを抑圧することができる。ただし、全ての実数ウェイトが０になることを避けるために１個以上の実数ウェイトの初期値からの変化量を制限する必要がある。
【０２２７】
このような実数ウェイト制御を、例えば、基地局の受信用アダプティブアレーアンテナに適用する場合は、通信を要求してきた端末局に通信チャネルを与える前に、実数重み付け手段の実数ウェイトを制御して、同一チャネル干渉を抑圧する実数ウェイトを算出し、その後、前記通信チャネルを前記端末局に与え、前記同一チャネル干渉を抑圧する実数ウェイトを実数重み付け手段２１〜２ｎに設定して前記端末局が送信する信号を受信する方法が考えられる。
【０２２８】
所望波の到来方向が予め分かっている場合は、所望波方向の指向性アンテナまたはアレーアンテナであってもよい。指向性アンテナである場合は、各素子により受信される信号を到来方向により制限することができる。また、アレーアンテナである場合は、例えば、直交ビームのように適切な指向性をもたせることができる。
【０２２９】
以上のように、本発明の第１４実施形態によれば、個別素子信号強度検出手段３１〜３ｎにより検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段６により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより、最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができるため、従来技術のように、各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。
【０２３０】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、個別素子信号強度検出手段により検出される複数の個別素子信号強度および合成信号強度検出手段により検出される合成信号強度を用いて、評価関数の実数ウェイトに対する微係数を求めることにより、最急降下法に基づいた実数ウェイト制御を行なうことができるため、従来技術のように各アンテナ素子の復調信号を用いる場合に比べて簡単な回路構成により実現することができる。
【０２３１】
また、信号強度検出手段により検出される信号強度のみを用いて、評価関数の移相量に対する偏微分係数に基づいた移相量制御を行なうことができるため、従来技術のように、アンテナ素子ごとの信号を用いる場合に比べて、簡単な回路構成で実現することができる。
【０２３２】
また、信号強度検出手段により検出される信号強度のみを用いて、自局または通信の相手局において、移相の偏差を加味して信号を同相で受信するための移相量を簡単な処理により得ることができるため、従来技術のように、位相の偏差分を補償するように移相量を設定する必要がなく、簡単な回路構成で実現でき、処理時間も短くて済む利点がある。
【０２３３】
また、端末局を収容するための無線基地局を複数配置することにより地域内をサービスする無線通信システムに用いられるアダプティブアレーアンテナにおいて、自基地局以外の他の基地局群の各方向あるいはその一部の方向のうち、自基地局が通信を行なう端末の方向との差が小さいものを除いた残りの方向に対してヌルを向ける拘束条件を加えて、アンテナビームを制御することにより、速やかにヌルの拘束方向を決定でき、かつ通信中の制御処理を減らすことができる。
【０２３４】
また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路を備え、前記高周波回路内の周波数変換回路に加えるローカル信号の位相を各アンテナ素子用の高周波回路毎に変化させるローカル信号移相回路あるいはその一部として、ローカル周波数信号と制御信号を入力とする直交変調器を用いることを特徴とするアダプティブアレーアンテナにおいて、前記高周波回路内に、各アンテナ素子からの信号の一部を分岐するカプラと、前記カプラからの信号が入力される個別素子用直交復調器を設けることにより、伝送レートが高速である場合においても、容易にリアルタイム受信が可能になる。
【０２３５】
また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路の出力を合成する高周波合成回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、複数の個別素子からのＲＦあるいはＩＦ信号のうち、少なくとも１つの信号レベルをモニタする少なくとも１つの第１のＲＳＳＩ回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルをモニタする第２のＲＳＳＩ回路と、Ｎ個の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子からの信号を合成した後のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路と、第１のＲＳＳＩ回路と第２のＲＳＳＩ回路からのＲＳＳＩ信号に基づき、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路とを設けることにより、合成後の出力信号レベルを一定の幅に制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路が飽和することのないように制御することが可能になる。
【０２３６】
また、本発明では、複数のアンテナ素子と各アンテナ素子に接続される高周波回路と前記複数の高周波回路へ出力を分配する高周波分配回路を備え、前記高周波回路内にアンテナ素子ごとの振幅ないし位相の重みづけを行なうウェイト制御回路を備えるアダプティブアレーアンテナにおいて、Ｎ個の各個別素子の全てのＲＦあるいはＩＦ信号の相対レベルを可変できる少なくとも（Ｎ−１）個の第１の可変利得回路と、個別素子への分配前のＲＦあるいはＩＦ信号の信号レベルを可変できる第２の可変利得回路素子と、上記ウェイト制御回路の出力から推定される前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように、第１の可変利得回路と第２の可変利得回路とを制御する利得制御回路と設けることにより、前記アダプティブアレーアンテナからの指向性利得を勘案した実効放射電力が定められた値を越えないように制御し、かつ、各個別素子用の高周波回路素子が飽和することのないように制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本概念としてのアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態のアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける誤差検出手段の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図９】本発明の第３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量に対する受信強度の変化を示す特性図である。
【図１０】本発明の第４実施形態のアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の第５実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける移相量に対する受信強度の変化を示す特性図である。
【図１４】本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第６実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図１６】本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第７実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図１８】本発明の第８実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図１９】本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２０】本発明の第９実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図２１】本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２２】本発明の第１０実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図２３】本発明の第１１実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２４】第１１実施形態において、他の基地局と通信する端末のアンテナ指向性が自基地局を向いておらず干渉がない場合を示す図である。
【図２５】第１１実施形態において、他の基地局と通信する端末のアンテナ指向性が自基地局を向いており干渉が発生する場合を示す図である。
【図２６】第１１実施形態においてアンテナビーム幅と方向の差違のしきい値との関係を示す図である。
【図２７】ＰＴＭＰシステムのフレーム構成の例を示す図である。
【図２８】本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２９】本発明の第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを用いる場合の制御方法の一例を示す図である。
【図３０】第１２実施形態における位相差や振幅差を補償するための構成を示すブロック図である。
【図３１】第１２実施形態に係るアダプティブアレーアンテナにおける図３０とは異なる構成を示す図である。
【図３２】本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図３３】本発明の第１３実施形態に係るアダプティブアレーアンテナを用いる場合の制御方法の一例を示す図である。
【図３４】本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図である。
【図３５】本発明の第１４実施形態における実数重み付け手段示す構成図である。
【図３６】本発明の第１４実施形態に係るアダプティブアレーアンテナの動作を示すフローチャートである。
【図３７】一般的なＰＴＭＰ形態のＷＬＬの説明図である。
【図３８】半値角１２０度のセクターアンテナを用いた場合の干渉波到来状況を示す図である。
【図３９】従来の４セル周波数繰り返しの場合の干渉波の到来状況を示す図である。
【図４０】従来のＤＢＦ形のアダプティブアンテナを示す図である。
【図４１】合成後出力にＡＧＣ用可変利得アンプを挿入する従来のアダプティブアンテナを示す図である。
【図４２】分配前に可変利得アンプを挿入する従来の送信用アダプティブアンテナを示す図である。
【図４３】分配後に複数の可変利得アンプを挿入する従来の送信用アダプティブアンテナを示す図である。
【符号の説明】
１１〜１ｎアンテナ素子
３移相量制御手段
３１１第１の信号強度記憶手段
３２１第２の信号強度記憶手段
３３１移相量演算手段
３４１〜３４ｎ第１の移相量記憶手段
３５１〜３５ｎ第２の移相量記憶手段
３６１〜３６ｎ第３の移相量記憶手段
３７１〜３７ｎ移相量設定手段
３８１〜３８ｎ初期値記憶手段
４１〜４ｎ可変移相器
５合成器
７１信号強度検出手段
８更新停止手段
９１参照信号生成手段
９２誤差検出手段
７実数ウェイト制御手段
７１１〜７１ｎ初期値記憶手段
７２１〜７２ｎ実数ウェイト記憶手段
７３１〜７３ｎ実数ウェイト設定手段
７４１〜７４ｎ実数ウェイト演算手段
７５更新停止手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an adaptive array antenna, and more particularly to a radio base station used in a radio communication system and a radio communication system, and an adaptive array antenna used in a radio base station.
[0002]
[Prior art]
Currently, development of a technology for configuring a direct communication path to a subscriber at low cost using a radio called a wireless local loop (WLL) has started. Among these, the form of a system that can accommodate a plurality of terminal stations for one base station is called point-to-multipoint (PTMP). FIG. 37 shows an explanatory diagram of this PTMP-type WLL.
[0003]
In general, in PTMP, it is necessary to communicate with a plurality of terminal stations having different directions as viewed from the base station, and therefore, the base station antenna uses an antenna having a relatively large half-value angle such as 60 degrees to 120 degrees. On the other hand, the terminal station generally uses an antenna with a small half-value angle of about 10 degrees and a large gain. Therefore, in PTMP, interference from other base stations other than a desired terminal station at the time of base station reception becomes a big problem. FIG. 38 shows an arrival state of an interference wave when a sector antenna having a half-value angle of 120 degrees is used. In particular, the control channel for making calls to the base station is a random access method that cannot be scheduled by the base station, so there is a high possibility that many interference waves will occur, and calls can be accepted through the control channel. There is a possibility that communication will be lost.
[0004]
Therefore, when a general sector antenna is used, a transmission interval from a terminal having a sharp directional antenna may reach a very far base station, so a distance interval for frequency repetition is required. . Specifically, about 4 to 7 cells are used as one unit, and frequency channels are divided in this unit, and the frequency is spatially reused by repeating the frequency for each unit. FIG. 39 shows the arrival state of interference waves in the case of 4-cell frequency repetition. However, in this case, there is a disadvantage that the capacity of subscribers that can be accommodated in the system as a whole is reduced because the frequency channel assigned to the system is limited due to restrictions on the repeated use of frequencies.
[0005]
In order to avoid interference at the same time without frequency repetition or by reducing the number of repetitions, together with an interference canceller that removes signals from other interference stations from the original received signal by signal processing, antennas to other interference stations The use of an adaptive array antenna with the null direction is considered.
[0006]
However, like the control channel of the PTMP system, an interference signal is generated at an unpredictable random timing, and the duration of the interference signal is very short, from several microseconds to several tens of microseconds. Therefore, it is a very fast signal to detect the interference wave from this terminal and its direction of arrival at its own base station, and to perform control using digital signal processing or the like for directing null to the direction of the terminal. There was a problem of requiring processing speed.
[0007]
As shown in FIG. 40, in the case of a DBF (Digital Beam Forming) type adaptive antenna which has been mainly studied in recent years, real-time reception is performed when the transmission rate becomes faster, such as 1 Mbaud or more which is studied in the PTMP system. For this purpose, there is a problem that very fast digital signal processing is required.
[0008]
On the other hand, in the case of the PTMP system, as in mobile communication, it is conceivable to control the transmission power from the mobile station and keep the reception power at the base station as constant as possible in order to suppress the occurrence of unnecessary interference waves. However, even in such a case, the actual received power may not be constant due to the influence of fading and shadowing. Therefore, in order to make the signal level at the final stage of the receiver almost constant, an adaptive array The AGC function is required for the base station including the antenna. For example, as shown in FIG. 41, it is conceivable to provide an AGC function by inserting a variable gain amplifier 3801 into the combined output of the adaptive array antenna. However, for example, when the signal from other than the desired terminal is stopped in the cell and the phase shift amount is continuously changed by the phase shifter and the null point is scanned, the dynamic range of the combined signal level is considerably large. On the other hand, it is predicted that the intensity of the signals from the respective antennas before the synthesis becomes a substantially constant level. In this case, if the gain of the variable gain amplifier 3801 for AGC inserted in the combined signal line is increased as shown in FIG. 41 even if the level of the received signal after combining is lowered, the pre-combined signal level is increased. There is a problem that saturation occurs in a part of the signal flow.
[0009]
On the other hand, when the synthesis is performed such that the beam direction is directed after the terminal direction can be identified or converged to the optimum weighting factor, the signal strength after synthesis is stable. Fluctuation is reduced. On the other hand, the level of the signal strength from each antenna before combining may increase due to the combination of signals from a plurality of terminal stations. In this case, since the AGC function hardly operates, there is a problem that saturation occurs in a part of the signal flow before the synthesis.
[0010]
Further, when an adaptive array antenna is used for transmission, transmission power control is performed only by the variable gain amplifier 3901 before distribution to each element as shown in FIG. 42, or after distribution as shown in FIG. When transmission power control is performed only by a plurality of variable gain amplifiers 4001 inserted in the signal path for each element, the effective radiation power (ERP-Effective Radiation Power-) is determined in consideration of the directional gain of the adaptive array antenna. However, there is a problem that a high frequency circuit element for each individual element may be saturated.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventional technique has a problem that a very high signal processing speed is required when an adaptive array antenna is used in order to reduce interference from a terminal station in PTMP.
[0012]
Further, in the case of a DBF (Digital Beam Forming) type adaptive array antenna, which has been mainly studied in recent years, if the transmission rate is increased, very fast digital signal processing is required for real-time reception. There was a problem.
[0013]
In addition, when an AGC function is provided by inserting a variable gain amplifier into the combined output of an adaptive array antenna, the gain of the AGC amplifier is increased simply because the level of the received signal after combining is lowered. There is a problem that saturation occurs in a part of the signal flow before synthesis.
[0014]
In addition, when an adaptive array antenna is used for base station transmission, transmission power is controlled only by a variable gain amplifier before distribution to each element, or a plurality of variable variables inserted in a signal path for each element after distribution. When transmission power control is performed only with a gain amplifier, the effective radiated power taking into account the directional gain of the adaptive array antenna may exceed a predetermined value, or the high-frequency circuit for each individual element will be saturated. There was a problem that there was.
[0015]
In order to solve the above problems, the present invention uses a plurality of individual element signal intensities detected by the individual element signal intensity detecting means and a combined signal intensity detected by the combined signal intensity detecting means to use real weights of the evaluation function. It is possible to perform real number weight control based on the steepest descent method and obtain a simple circuit configuration as compared with the case of using the demodulated signal of each antenna element as in the prior art. An object of the present invention is to provide an adaptive array antenna that can be used.
[0016]
In the present invention, in an adaptive array antenna including a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to each antenna element, and a high-frequency synthesis circuit that synthesizes outputs of the plurality of high-frequency circuits, the output signal level after synthesis is constant. It is an object of the present invention to provide an adaptive array antenna that can be controlled in width and can be controlled so that a high-frequency circuit for each individual element is not saturated.
[0017]
The present invention further includes a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to each antenna element, and a high-frequency distribution circuit that distributes output to the plurality of high-frequency circuits, and the amplitude or phase of each antenna element is included in the high-frequency circuit. A weight control circuit for weighting is provided, and the effective radiated power considering the directivity gain from the antenna is controlled so as not to exceed a predetermined value, and the high frequency circuit for each individual element is not saturated. It is another object of the present invention to provide an adaptive array antenna that can be controlled.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
  To achieve the above object, an adaptive array antenna according to a first basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements and received signals received by these antenna elements, respectively.For each antenna elementPhase control according to the set amount of phase shiftCorresponding to the antenna elementA plurality of phase shifting means, a combining means for combining the received signals phase-controlled by these phase shifting means, a signal strength detecting means for detecting the strength of the received signal combined by the combining means, and the signal strength detecting means The amount of phase shift is calculated based on the intensity of the received signal detected by theBeforeRecordpluralPhase shift meansEach ofAnd a phase shift amount control means for setting toAdaptive array antennaThe phase shift amount control means
  The plurality of signal strengths based on various signal strengths and a plurality of phase shift amounts output from the signal strength detection means.Corresponding to each antenna elementPhase shift meansEach ofA phase shift amount calculating means for calculating and outputting a phase shift amount in a plurality of cycles,
  The plurality ofCorresponding to each antenna elementPhase shift meansEveryInitial value storage means for storing an initial value;
  Based on the initial values stored in the initial value storage means, the phase shift amount calculation means performs the plurality of the plurality of initial values.Corresponding to each antenna elementPhase shift meansEveryFirst phase shift amount storage means for storing a first phase shift amount calculated as to be set;
  The plurality of calculated by the calculating means so as to increase the first phase shift amount by a predetermined angle respectively.Corresponding to each antenna elementPhase shift meansEverySecond phase shift amount storage means for storing a second phase shift amount;
  The first phase shift amount isSame as the predetermined angle of the second phase shift amountAngle onlyEachThe plurality of calculated by the calculating means so as to decreaseCorresponding to each antenna elementPhase shift meansEveryThird phase shift amount storage means for storing a third phase shift amount;
  The plurality of phase shift amount calculation means calculated based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage means.Corresponding to each antenna elementPhase shift meanseveryA plurality of phase shift amount setting means for setting the respective phase shift amounts,
  First signal strength storage means for storing the first signal strength detected by the signal strength detection means in a state where the second phase shift amount is set in the plurality of phase shift means;
  A second signal strength storage means for storing a second signal strength detected by the signal strength detection means in a state where the third phase shift amount is set in the plurality of phase shift means;
  When the difference between the first signal strength and the second signal strength is input, the phase shift amount calculating means increases the first phase shift amount by a value proportional to the difference. Update stop that calculates the phase amount and inputs it to the first phase shift amount, repeats the calculation for a plurality of cycles until the difference disappears, and stops the operation of the phase shift amount control means based on a predetermined condition It is characterized by providing a means.
  Note that the phase shift amount control method in the adaptive array antenna according to the first basic configuration described above is based on the received signal received by a plurality of antenna elements according to the phase shift amount set for each antenna element. The phase control is performed every time, the phase-controlled reception signals are synthesized, the strength of the synthesized reception signals is detected, and the phase shift amount is calculated based on the detected strength of the reception signals for each of the plurality of antennas. In the adaptive array antenna phase shift amount control method for setting the phase shift amount,
  A phase shift amount calculating step for calculating and outputting a plurality of cycles of the phase shift amount in each of the plurality of antenna elements based on various signal strengths and a plurality of phase shift amounts output from the signal strength detection means;
  An initial value storing step of storing an initial value of a phase shift amount for each of the plurality of antenna elements;
  A first phase shift amount calculated in the phase shift amount calculation step is stored as one to be set for each of the plurality of antenna elements based on the initial values stored in the initial value storage step. A phase shift amount storing step;
  In the phase shift amount calculation step, the first phase shift amount is increased by a predetermined angle. A second phase shift amount storing step of storing a second phase shift amount for each of the plurality of antenna elements that has been performed;
  The first phase shift amount is the same as a predetermined angle of the second phase shift amountAngle onlyEachDecreaseA third phase shift amount storing step for storing a third phase shift amount for each of the plurality of antenna elements calculated in the phase shift amount calculating step,
  A phase shift amount for each of the plurality of antenna elements calculated in the phase shift amount calculation step is set based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage steps. A plurality of phase shift amount setting steps,
  A first signal strength storing step of storing the detected first signal strength in a state where the second phase shift amount is set for each of the plurality of antenna elements;
  A second signal strength storing step of storing the detected second signal strength in a state where the third phase shift amount is set for each of the plurality of antenna elements,
  In the phase shift amount calculating step, when a difference between the first signal strength and the second signal strength is input, a new phase shift amount in which the first phase shift amount is increased by a value proportional to the difference. A phase amount is calculated and input as the first phase shift amount, and a plurality of cycles are repeated until there is no difference between the first signal strength and the second signal strength, and this phase shift amount control operation is performed. It is characterized by stopping based on a predetermined condition.
[0019]
In the adaptive array antenna according to the first basic configuration, the initial value storage means stores initial values Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amount, and the phase shift amount control means is the first time. When operating, the Φ1 (0) to Φn (0) are input to Φ1 (k) to Φn (k) of the first phase shift amount storage means, respectively, and the first phase shift amount storage means Phase shift amounts Φ (k) to Φn (k) (n is the number of antenna elements, k is the number of times of phase shift amount update) to be set in each of the phase means, and the second phase shift amount storage means Phase shift amounts Φ1 ′ (k) to Φn ′ (k) calculated by increasing Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle are calculated and stored, and the third phase shift amount is stored. The means describes the phase shift amounts Φ1 ″ (k) to Φn ″ (k) calculated by decreasing the Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle. The phase shift amount setting means outputs the phase shift amount stored in any one of the first phase shift amount storage means, the second phase shift amount storage means, or the third phase shift amount storage means. Each of the plurality of phase shift means is set, and the first signal intensity storage means is connected to the phase shift means by Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k), Φi ′ (k). , Φi + 1 (k),..., Φn (k) (1 ≦ i ≦ n) are stored, and the signal strength Pi ′ as the first signal strength detected by the signal strength detection means is stored. The second signal strength storage means includes Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k), Φi ″ (k), Φi + 1 (k),. k) is stored, the signal strength Pi ″ as the second signal strength detected by the signal strength detection means is stored, and the phase shift amount calculation is stored. The calculating means inputs to the Φi (k) by a value proportional to the difference between the signal strengths Pi ′ and Pi ″, and the update stopping means repeats the operation of the phase shift amount control means a predetermined number of times. Another feature is that the operation is stopped later.
[0020]
An adaptive array antenna according to the second basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements, and phase shift means for phase-controlling received signals received by these antenna elements in accordance with respective set phase shift amounts. A synthesizing unit for synthesizing the reception signals phase-controlled by the phase shifting unit, a reference signal generating unit for generating a reference signal, a received signal synthesized by the synthesizing unit, and a reference generated by the reference signal generating unit Error detection means for outputting a difference from the signal, error signal strength detection means for detecting the signal strength of the error signal detected by the error detection means, and signal strength of the error signal detected by the error signal strength detection means Phase shift amount control means for calculating the amount of phase shift based on and setting the calculated phase shift amount in each of the plurality of phase shift means, The phase shift amount control means calculates a phase shift amount in the plurality of phase shift means based on the various signal intensities output from the error signal strength detection means and a plurality of phase shift amounts, and outputs the phase shift amounts. Phase amount calculation means; initial value storage means for storing initial values of the plurality of phase shift means; and the phase shift amount calculation means based on the initial values stored in the initial value storage means The first phase shift amount storage means for storing the first phase shift amount calculated as to be set in each of the plurality of phase shift means, and the first phase shift amount is increased by a predetermined angle. And a second phase shift amount storage means for storing a second phase shift amount in the plurality of phase shift means calculated by the calculation means, and the first phase shift amount is decreased by a predetermined angle. The compound calculated by the calculating means. The third phase shift amount storage means for storing the third phase shift amount in the phase shift means, and the phase shift amount stored in one of the first to third phase shift amount storage means. A plurality of phase shift amount setting means for setting the phase shift amounts of the plurality of phase shift means calculated by the phase shift amount calculation means, and the second phase shift amount in the plurality of phase shift means. The first error signal intensity storage means for storing the first error signal intensity detected by the error signal intensity detection means in the set state, and the third phase shift amount is set in the plurality of phase shift means. Second error signal strength storage means for storing the second error signal strength detected by the error signal strength detection means in the state where the error signal strength is detected, and the phase shift amount calculation means includes the first error signal strength. When the difference between the second and the second error signal intensity is input, the value is proportional to the difference. A new phase shift amount obtained by increasing the first phase shift amount is calculated and input to the first phase shift amount, and the calculation of a plurality of cycles is repeated until the difference disappears. Update stop means for stopping the operation of the means based on a predetermined condition is provided.
[0021]
Further, in the adaptive array antenna according to the second basic configuration, the first phase shift amount storage means sets the phase shift amounts Φ1 (k) to Φn (k) (n is the number of antenna elements) set in the phase shift means, respectively. , K are the number of times of phase shift amount update), and the second phase shift amount storage means increments Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle, respectively, and calculates the phase shift amount Φ1. ′ (K) to Φn ′ (k) are stored respectively, and the third phase shift amount storage means calculates the phase shift amount Φ1 calculated by decreasing Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle. ″ (K) to Φn ″ (k) are respectively stored, and the phase shift amount setting unit is configured to store the first phase shift amount storage unit, the second phase shift amount storage unit, or the third phase shift amount storage unit. The phase shift amount stored in any one of them is set in each of the phase shift means, and the first error signal intensity storage means is the shift amount. Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi-1 (k), Φi ′ (k), Φi + 1 (k),..., Φn (k) (1 ≦ i ≦ n) The second error signal strength Qi ′ detected by the error signal strength detection means in the state is stored, and the second signal strength storage means stores Φ1 (k), Φ2 (k), ...,? I-1 (k),? I "(k),? I + 1 (k), ...,? N (k) are set, and the second error signal intensity Qi detected by the error signal intensity detecting means. ″ Is stored, and the phase shift amount calculating means increases a new phase shift amount Φi that is increased to Φi (k) by a value proportional to the difference between the first and second error signal intensities Qi ′ and Qi ″. (K + 1) is calculated and input to Φi (k) of the first phase shift amount storage means, and the initial value storage means is the initial value Φ1 of the phase shift amount. 0) to Φn (0), respectively, and when the phase shift amount control means operates for the first time, initial values Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amount are stored in the first phase shift amount. It is also characterized by inputting to Φ1 (k) to Φn (k) of the means.
[0022]
In the adaptive array antenna configured as described above, the phase shift amount control based on the partial differential coefficient with respect to the phase shift amount of the evaluation function can be performed using only the signal strength detected by the signal strength detection means. The antenna system can be configured with a simple circuit configuration as compared with the case of using a signal for each antenna element as in the conventional adaptive array antenna.
[0023]
The adaptive array antenna according to the third basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements and a reception signal received by these antenna elements, respectively, passed to a subsequent circuit according to a control signal input from the outside. A plurality of signal blocking means for blocking, a plurality of phase shifting means for controlling the phase of the received signal that has passed through these signal blocking means in accordance with a set phase shift amount, and a received signal that is phase-controlled by these phase shifting means And a signal intensity detecting means for detecting the intensity of the received signal synthesized by the synthesizing means, and calculating a phase shift amount based on the intensity of the received signal detected by the signal intensity detecting means. And a phase shift amount control means for setting the calculated phase shift amounts in the phase shift means, respectively, wherein the phase shift amount control means is any two of the signal cutoff signals. Any two of the signal selection means for selectively switching the plurality of signal blocking means to set the passing side and the rest to the blocking side and the plurality of signal blocking means are set to the passing side, A phase shift amount calculating means for calculating a phase shift amount that minimizes the intensity (P) based on the intensity (P) of the received signal detected by the signal intensity detecting means in a state set to the cutoff side; A phase shift amount setting means for setting the phase shift amount calculated by the phase shift amount calculation means to one connected to the signal blocking means set on the passing side by the signal selection means among the plurality of phase shift means. It is characterized by providing these.
[0024]
The adaptive array antenna according to the fourth basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements and a reception signal received by these antenna elements, each passing through a circuit in the subsequent stage in accordance with a control signal input from the outside. A plurality of signal blocking means for blocking, a plurality of phase shifting means for controlling the phase of the received signal that has passed through these signal blocking means in accordance with a set phase shift amount, and a received signal that is phase-controlled by these phase shifting means And a signal intensity detecting means for detecting the intensity of the received signal synthesized by the synthesizing means, and calculating a phase shift amount based on the intensity of the received signal detected by the signal intensity detecting means. And a phase shift amount control means for setting the calculated phase shift amounts in the phase shift means, respectively, wherein the phase shift amount control means is in a state where a desired wave and an interference wave exist. First signal intensity storage means for storing a first intensity (P1) of the received signal detected by the signal intensity detection means, and reception detected by the signal intensity detection means in the presence of an interference wave. Second signal strength storage means for storing a second strength (P2) of the signal, signal selection means for setting any two of the signal cutoff signals to the passing side, and setting the rest to the cutoff side, The difference (P1−) based on the first intensity (P1) and the second intensity (P2) with any two of the signal blocking means set to the passing side and the rest set to the blocking side. The phase shift amount calculating means for calculating the amount of phase shift that minimizes P2), and the phase shift amount calculating means connected to the signal blocking means set on the passing side by the signal selecting means among the plurality of phase shift means. Phase shift that sets the amount of phase shift calculated by the phase amount calculation means It is characterized by comprising a setting means.
[0025]
An adaptive array antenna according to the fifth basic configuration of the present invention includes a distribution unit that distributes a transmission signal and a plurality of phases that control the phase of the transmission signal distributed by the distribution unit according to a set phase shift amount. Phase-shifting means, a plurality of signal blocking means for passing or blocking a transmission signal phase-controlled by these phase-shifting means to a subsequent circuit in accordance with a control signal inputted from outside, and the signal blocking means An antenna element that transmits the transmitted signal, and a phase shift amount control unit that calculates a phase shift amount based on input information and sets the calculated phase shift amount in each of the phase shift units. A signal strength detecting means for detecting the signal strength of the received signal received at the counterpart station by notification from the counterpart station of communication, etc. Any two of these are set to the passing side and the rest are set to the blocking side, and any two of the plurality of signal blocking means are set to the passing side and the rest are set to the blocking side A phase shift amount calculating means for calculating a phase shift amount that minimizes the strength (P) based on the strength (P) of the received signal detected by the signal strength detection means, and a plurality of phase shift means. A phase shift amount setting means for setting the phase shift amount calculated by the phase shift amount calculation means is provided to one connected to the signal blocking means set on the passing side by the signal selection means. And
[0026]
An adaptive array antenna according to the sixth basic configuration of the present invention includes a distribution unit that distributes a transmission signal and a plurality of phases that control the phase of the transmission signal distributed by the distribution unit according to a set phase shift amount. Phase-shifting means, a plurality of signal blocking means for passing or blocking a transmission signal phase-controlled by these phase-shifting means to a subsequent circuit in accordance with a control signal inputted from outside, and the signal blocking means An antenna element that transmits the transmitted signal, and a phase shift amount control unit that calculates a phase shift amount based on input information and sets the calculated phase shift amount in each of the phase shift units. Signal strength detecting means for detecting the signal strength of the received signal received at the counterpart station by notification from the counterpart station of communication, etc., and the phase shift amount control means includes the antenna element The transmission signal is transmitted by the antenna element and the first signal strength storage means for storing the first strength (P1) of the received signal detected by the signal strength detection means in a state where the transmission signal is transmitted by In a state where there is no second signal strength storing means for storing the second strength (P2) of the received signal detected by the signal strength detecting means, and any two of the plurality of signal blocking means are set on the passing side. In the state where any two of the signal selecting means for setting and setting the rest to the blocking side and the plurality of signal blocking means are set to the passing side and the rest are set to the blocking side, the first intensity (P1 ) And the second intensity (P2) based on the phase intensity calculation means for calculating the amount of phase shift that minimizes the difference (P1−P2), and the signal selection means among the plurality of phase shift means. Signal blocking means set on the passing side Those connected, is characterized in that and a phase shift amount setting means for setting a phase shift amount calculated by the phase shift amount calculation means.
[0027]
In the adaptive array antennas according to the third to sixth basic configurations described above, the signal is calculated using only the signal strength detected by the signal strength detecting means and taking into account the phase shift deviation in the own station or the communication partner station. Since it is possible to obtain the amount of phase shift for receiving the signal by the same transmission, it is not necessary to set the amount of phase shift so as to compensate for the deviation of the phase shift for the conventional adaptive array antenna, An adaptive array antenna system can be realized with a simple circuit configuration, and there is an advantage that processing time is shortened.
[0028]
  An adaptive array antenna according to the seventh basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements, and a plurality of real number weighting means for weighting received signals received by the plurality of antenna elements by respective set real number weights. A combination of a plurality of individual element signal intensity detection means for detecting the intensity of the reception signal weighted by the plurality of real number weighting means as an individual element signal intensity, and a combination of the reception signals weighted by the plurality of real number weighting means A signal strength detecting means for detecting the intensity of the received signal synthesized by the synthesizing means as a synthesized signal intensity, and a sign of a real number weight set in at least one of the plurality of weighting means is changed. A real number based on the amount of change in the combined signal strength and the signal strength of the plurality of individual elements The real weight calculated to calculate the Eito is characterized by and a real number weight control means is repeated a plurality of cycles a process of setting each of the plurality of real number weighting means.
  The method for controlling the amount of phase shift in the adaptive array antenna according to the seventh basic configuration is such that the received signal received by a plurality of antenna elements is received according to the phase shift amount set for each antenna element. The phase control is performed every time, the phase-controlled reception signals are synthesized, the strength of the synthesized reception signals is detected, and the phase shift amount is calculated based on the detected strength of the reception signals for each of the plurality of antenna elements. In an adaptive array antenna phase shift amount control method for setting a phase shift amount to
  A weighting step of weighting received signals received by a plurality of antenna elements by a real weight set for each antenna element;
  An individual element signal strength detection step for detecting each of the received signal weights weighted in the weighting step as individual element signal strengths;
  A synthesis step of synthesizing the reception signal weighted by the real number weighting means;
  A signal strength detection step of detecting the strength of the received signal combined in the combining step as a combined signal strength;
  Real number calculated while calculating the real number weight based on the amount of change in the combined signal strength when the sign of at least one real weight weighted in the weighting step is changed and the individual element signal strength for each of the plurality of antenna elements A real weight control step in which the weight is weighted multiple times in the weighting step and this processing is repeated a plurality of cycles;
  It is characterized by having.
[0029]
In the adaptive array antenna according to the seventh basic configuration described above, the real number weight control unit includes initial values W_1 (0) to W_n (0) of real number weights set in the plurality of real number weighting units, where n is the number of antenna elements. ) And a real number weight W_1 (k) to be set to each of the plurality of real number weighting units when the real number weight control unit operates for the first time. ) To W_n (k) (k is the number of times of updating the real number weight) and a plurality of real number weight storage means and the above-described W_1 (k) to W_n (k) stored in the plurality of real number weight storage means A plurality of real numbers that respectively set one of W_i (k) and −W_i (k) (1 ≦ i ≦ n) as the real number weights of the plurality of real number weighting means. The combined signal strength Py (k) detected by the combined signal strength detecting unit in a state where W_1 (k) to W_n (k) are set to the weight setting unit and the plurality of real number weighting units, respectively, is the same. The individual element signal intensities Px_1 (k) to Pxn (k) respectively detected by the plurality of individual element signal intensity detecting means in a state where W_1 (k) to W_n (k) are respectively set by the plurality of real number weighting means. ), And W_1 (k), W_2 (k),..., W_i-1 (k), W_i (k), W_i + 1 (k),..., W_n (k) When the combined signal strengths Py_i (k) (1 ≦ i ≦ n) respectively detected by the combined signal strength detection means in a state where (1 ≦ i ≦ n) is set, new real number weights are input. _i (k + 1) = W_i (k) + a^*[Px_i (k) + {Py (k) −Py_i (k)} / 4] / W_i (k) (a is a constant) and (1 ≦ i ≦ n) are calculated, and the plurality of real number weight storage means And real number calculating means for inputting to W_1 (k) to W_n (k).
[0030]
  In the adaptive array antenna according to the seventh basic configuration, the real weight control means includes update stop means for stopping the operation based on a predetermined condition.Evengood. In the configuration described above, the update stopping unit may stop the operation after the operation of the real number weight control unit is repeated a predetermined number of times. Further, in the above configuration, the update stopping means has a real weight set in the real weighting means.Update amountThe real weight control means is stopped when the value becomes less than a predetermined value.LetAlso good.
[0031]
Furthermore, in the adaptive array antenna according to the seventh basic configuration, each of the plurality of antenna elements may be a directional antenna. In the adaptive array antenna according to the seventh basic configuration, each of the plurality of antenna elements may be an array antenna.
[0032]
An adaptive array antenna according to the eighth basic configuration of the present invention is used in a radio communication system that provides service within a region by arranging a plurality of radio base stations for accommodating terminal stations. Constraint conditions for directing nulls to the remaining directions except for the direction of each base station group other than, or a part of the directions, with the difference between the direction of the terminal with which the base station communicates being small Is added to control the antenna beam.
[0033]
An adaptive array antenna according to the ninth basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements and a high-frequency circuit connected to the antenna elements, and a phase of a local signal applied to a frequency conversion circuit in the high-frequency circuit. A local signal phase shift circuit that changes the frequency for each high frequency circuit for the antenna element or a part thereof using a quadrature modulator that inputs a local frequency signal and a control signal. A coupler for branching a part of the signal and a quadrature demodulator for individual elements to which a signal from the coupler is input.
[0034]
The adaptive array antenna according to the ninth basic configuration of the present invention receives a demodulated signal from the quadrature demodulator for individual elements, compares the phase and amplitude of each input signal, and detects the difference between them. Subsequent stage from the coupler that branches the difference detected based on the comparison result of the amplitude comparison circuit and the phase / amplitude comparison circuit, the length of the antenna feed line, other wiring length, and part of the signal from each antenna force element A phase deviation compensation control means for controlling the output signal of the phase control signal output circuit so as to compensate for a phase deviation caused by at least a difference in the passing phase characteristics of the components provided in the circuit, and an output of at least the phase deviation compensation control means And a phase shift control signal output circuit for outputting a control signal to the quadrature modulator of the local signal phase shift circuit.
[0035]
An adaptive array antenna according to a tenth basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to each antenna element, and a high-frequency synthesis circuit that synthesizes outputs of the plurality of high-frequency circuits. At least one first RSSI circuit for monitoring at least one signal level among RF or IF signals from a plurality of individual elements, and monitoring the signal level of the RF or IF signal after the signals from the individual elements are combined A second RSSI circuit, at least (N-1) first variable gain circuit elements capable of varying the relative levels of all RF or IF signals of the N individual elements, and signals from the individual elements. A second variable gain circuit element capable of varying the signal level of the Rf or IF signal after synthesis, the first RSSI circuit and the second RSI Based on the RSSI signal from the SI circuit, the combined output signal level is controlled to a constant width, and the high frequency circuit element for each individual element is not saturated, And a gain control circuit for controlling the second variable gain circuit element.
[0036]
Further, in the adaptive array antenna according to the tenth basic configuration, a predetermined number of past output values of the RSSI circuit is stored, and only when the deviation from the predetermined value exceeds a certain value, the first gain control circuit A gain change command may be output to the variable gain circuit element or the second variable gain circuit element. The RSSI is an abbreviation for Receive Signal Strength Indication and is a numerical value of the strength of the received radio signal.
[0037]
An adaptive array antenna according to an eleventh basic configuration of the present invention includes a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to the antenna elements, and a high-frequency distribution circuit that distributes output to the plurality of high-frequency circuits. In a circuit having a weight control circuit for weighting amplitude or phase for each antenna element in the circuit, the signal level of the radio frequency signal (RF) or intermediate frequency signal (IF) before distribution to the individual elements is made variable. At least (N−1) first variables that make the relative levels of all the radio frequency signals (RF) or intermediate frequency signals (IF) of the second variable gain circuit element and each of the N individual elements variable. Effective radiation taking into account directivity gain from the adaptive array antenna estimated from the gain circuit element and the output of the weight control circuit A gain control circuit for controlling the first variable gain circuit element and the second variable gain circuit element so that the force does not exceed a predetermined value and the high frequency circuit element for each individual element is not saturated; It is characterized by providing.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of an adaptive array antenna according to the invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Prior to describing a specific embodiment, the basic concept of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 explains the basic principle of an adaptive array antenna as a superordinate concept of the first and second embodiments.
[0039]
Referring to FIG. 1, the adaptive array antenna includes first to n-th antenna elements 111 to 11n and a first phase control of received signals received by the antenna elements 111 to 11n in accordance with a set phase shift amount. Thru | or nth phase shift means 121-12n, the synthetic | combination means 130 which synthesize | combines the received signal phase-controlled by these phase shift means 121-12n, and the intensity | strength of the received signal synthesize | combined by this synthetic | combination means 130 are detected. A phase shift amount is calculated based on the signal strength detection means 150 and the received signal strength detected by the signal strength detection means, and the calculated phase shift amount is set in each of the phase shift means. Control means 160. The output of the combining means 130 is demodulated by a normal demodulator 140.
[0040]
The phase shift amount control means 160 calculates a plurality of cycles of the phase shift amounts in the plurality of phase shift means 121 to 12n based on various signal intensities output from the signal strength detection means 150 and a plurality of phase shift amounts. Output phase shift amount calculation means 161, initial value storage means 162 for storing initial values of the plurality of phase shift means 121 to 12n, and the initial values stored in the initial value storage means 162, respectively. A first phase shift amount storage unit 163 for storing a first phase shift amount calculated as a value to be set in each of the plurality of phase shift units 121 to 12n by the phase shift amount calculation unit 161 based on the value; Storing a second phase shift amount in the plurality of phase shift means calculated by the calculation means 161 so as to increase the first phase shift amount by a predetermined angle X, respectively; A phase amount storage unit 164 and a third phase storage unit for storing a third phase shift amount in the plurality of phase shift units calculated by the calculation unit so as to decrease the first phase shift amount by a predetermined angle X. Phase shift amount storage means 165.
[0041]
The phase amount control unit 160 is further calculated by the phase shift amount calculation unit 161 based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage units 163 to 165. The first to n-th phase shift amount setting means 1661 to 166n for setting the phase shift amounts of the plurality of phase shift means, respectively, and the second phase shift amount to the plurality of phase shift means 1661 to 166n are set. In this state, the first signal strength storage unit 167 that stores the first signal strength detected by the signal strength detection unit 150, and the third phase shift amount is set in the plurality of phase shift units. Second signal strength storage means 168 for storing the second signal strength detected by the signal strength detection means in the state.
[0042]
When the difference between the first signal strength and the second signal strength is input, the phase shift amount calculation unit 161 increases the first phase shift amount by a value proportional to the difference. The phase shift amount is calculated and input to the first phase shift amount, and the calculation for a plurality of cycles is repeated until the difference is eliminated. The adaptive array antenna also includes an update stop unit 170 that stops the operation of the phase shift amount control unit 160 based on a predetermined condition.
[0043]
The signal strength detecting means 150 may be configured to detect the signal strength of the received signal as it is, but a reference signal generating means 151 as indicated by a broken line in FIG. 1 is provided to detect an error from this reference signal. The signal strength of the error signal output from the subtracter 152 may be detected. In this case, although details will be described in the second embodiment, the first and second signal strength storage means 167 and 168 function as error signal strength detection means, respectively.
[0044]
This basic principle is a summary of the highest concept of the present invention and is a superordinate concept of the following first to tenth embodiments. The intermediate concept is the following first and second concepts. An adaptive array antenna according to the second embodiment is conceivable. This will be described in detail below.
[0045]
(First embodiment)
FIG. 2 is a configuration diagram of the adaptive array antenna according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 2, 11 to 1n are antenna elements, 21 to 2n are amplifiers for amplifying received signals received by the antenna elements 11 to 1n, and 41 to 4n are phase shift amount control means to be described later for the amplified received signals. 3, a variable phase shifter that performs phase control in accordance with the phase shift amount set by 3, 5 is a combiner that combines the phase-controlled reception signals, and 6 is a demodulator that demodulates the combined reception signal, 71 is a signal strength detecting means for detecting the strength of the received signal synthesized by the

synthesizer

5, 3 is based on the detected strength of the received signal, calculates a newly set phase shift amount, and these calculated shifts are calculated. Reference numeral 8 denotes phase shift amount control means for setting phase amounts in the variable phase shifters 41 to 4n, and reference numeral 8 denotes update stop means for stopping the operation after the operation of the phase shift amount control means 3 is repeated a predetermined number of times.
[0046]
Reference numerals 341 to 34n denote first phase shifts respectively storing phase shift amounts Φ1 (k) to Φn (k) (n is the number of antenna elements and k is the number of times of phase shift amount update) set in the variable phase shifters 41 to 4n, respectively. The phase amount storage means 351 to 35n calculate phase shift amounts Φ1 ′ (k) to Φn ′ (k) obtained by increasing the stored phase amounts Φ1 (k) to Φn (k) by 90 degrees, The second phase shift amount storage means 361 to 36n to store the phase shift amounts Φ1 (k) to Φn (k) stored by the first phase shift amount storage means 341 to 34n respectively reduced by 90 degrees. The third phase shift amount storage means 371 to 37n for calculating and storing the phase shift amounts Φ1 ″ (k) to Φn ″ (k) are the first phase shift amount storage means 341 to 34n or the second phase shift amount storage means 341 to 34n. Phase shift amount stored in any one of the phase amount storage means 351 to 35n or the third phase shift amount storage means 361 to 36n The phase shift amount setting means 311 is set in each of the variable phase shifters 41 to 4n, and 311 is set to each of the variable phase shifters 41 to 4n by Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k), Φi ′ ( k), Φi + 1 (k),..., Φn (k) (1 ≦ i ≦ n) are set, the first signal for storing the received signal strength Pi ′ detected by the signal strength detection means 71 The intensity storage means 321 is connected to the variable phase shifters 41 to 4n by Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k), Φi ″ (k), Φi + 1 (k),. ) Is set, second signal strength storage means 331 for storing the received signal strength Pi ″ detected by the signal strength detection means 71 is a value proportional to the difference between Pi ′ and Pi ″. A new phase shift amount Φi (k + 1) obtained by increasing Φi (k) stored in the i-th phase shift amount storage means is calculated. The phase shift amount calculation means 381 to 38n input to the phase shift amount storage means store initial values Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amounts, respectively, and when the phase shift amount control means 3 operates for the first time. The initial value storage means for inputting these Φ1 (0) to Φn (0) to Φ1 (k) to Φn (k) of the first phase shift amount storage means 341 to 34n, respectively.
[0047]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described. FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna. First, the phase shift amount Φ1 (0) stored by the initial value storage unit 381 is input to the first phase shift amount storage unit 341. Based on this, Φ1 (0) is stored in Φ1 (k) as follows by the phase shift amount storage means 341 (step S1).
[0048]
Φ₁(K) = Φ₁(0)
Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the second phase shift amount storage unit 351. Based on this, Φ1 ′ (k) is obtained as follows by the second phase shift amount storage means 341 (step S2).
[0049]
Φ₁′ (K) = Φ₁(K) +90
Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the third phase shift amount storage unit 361. Based on this, Φ1 ″ (k) is obtained as follows by the third phase shift amount storage means 361 (step S3).
[0050]
Φ₁"(K) = Φ₁(K) -90
S2 to S3 may be processed in the order of S3 → S2. Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the phase shift amount setting unit 371. This phase shift amount is set in the variable phase shifter 41 by the phase shift amount setting means 371 (step S4). Subsequently, the phase shift amounts Φ2 (0) to Φn (0) stored by the initial value storage means 382 to 38n are similarly set to the variable phase shifters 42 to 4n by the phase shift amount setting means 372 to 37n. .
[0051]
The initial value Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amount may be set to the phase shift amount for synthesizing the desired wave in phase. Next, in step S5, it is determined whether i is n or more. If i is not n or more, the processes in steps S1 to S4 are repeated. If i is n or more, k = 1 is set in step S6. Is set.
[0052]
At time t, the received signals received by the antenna elements 11 to 1n and amplified by the amplifiers 21 to 2n are defined as S1 (t) to Sn (t). These signals are phase-controlled by the variable phase shifters 41 to 4 n and synthesized by the synthesizer 5. If the phase shift amounts set in the variable phase shifters 41 to 4n are Φ1 (k) to Φn (k), the combined received signal y (t) is
[Expression 1]

It is expressed. The synthesized received signal y (t) is input to the signal strength detecting means 71. Based on this, the received signal strength P detected by the signal strength detection means 71 is:
[Expression 2]

It is expressed. However, E [•]: Expected value calculation, *: Complex conjugate. The expected value calculation is actually replaced with a time average calculation. This can be obtained by setting the time constant of the signal intensity detecting means 71 to a sufficiently large value.
[0053]
The feature of the present embodiment is that the signal strength detection means 71 uses the partial differential coefficient of the signal strength of the received signal detected by the signal strength detection means 71 with respect to the phase shift amount set in each of the variable phase shifters 41 to 4n. It is a point which can obtain | require only using the signal strength of the received signal detected by (1). Based on this partial differential coefficient, phase shift amount control is performed. The phase shift amounts set in the variable phase shifters 41 to 4n are calculated by the phase shift amount control means 3 one by one. Here, a method of updating the phase shift amount of the variable phase shifter 41 will be described.
[0054]
The phase shift amount Φ′1 (t) stored by the second phase shift amount storage unit 351 is input to the phase shift amount setting unit 371. This phase shift amount is set in the variable phase shifter 41 by the phase shift amount setting means 371 (step S8). In this setting state, the received signal strength P1 'detected by the signal strength detection means 71 is input to the first signal strength storage means 311 (step S9). Subsequently, the phase shift amount Φ ″ 1 (t) stored by the third phase shift amount storage unit 361 is input to the phase shift amount setting unit 371. This phase shift amount can be changed by the phase shift amount setting unit 371. The phase shifter 41 is set (step S10) In this setting state, the received signal strength P1 "detected by the signal strength detection means 71 is input to the second signal strength storage means 321 (step S11). . S8 to S11 may be processed in the order of S10 → S11 → S8 → S9.
[0055]
Subsequently, the received signal strength P 1 ′ stored in the first signal strength storage unit 311, the received signal strength P 1 stored in the second signal strength storage unit 321, and the first phase shift amount storage unit 341. The stored phase shift amount Φ1 (k) is input to the phase shift amount calculation means 331. Based on these inputs, a new phase shift amount Φ1 (k + 1) is calculated by the phase shift amount calculation means 331 as follows (step S12).
[0056]
Φ₁(K + 1) = Φ₁(K) + α (P₁'-P₁”)
Where α is a real number.
[0057]
Subsequently, the new phase shift amount Φ1 (k + 1) calculated by the phase shift amount calculation unit 331 is input to the first phase shift amount storage unit 341. Based on this, Φ1 (k + 1) is stored in Φ1 (k) as follows by the first phase shift amount storage means 341 (step S13).
[0058]
Φ₁(K) = Φ₁(K + 1)
Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the second phase shift amount storage unit 351. Based on this, Φ1 ′ (k) is obtained as follows by the second phase shift amount storage means 351 (step S14).
[0059]
Φ₁′ (K) = Φ₁(K) +90
Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the third phase shift amount storage unit 361. Based on this, Φ1 ″ (k) is obtained as follows by the third phase shift amount storage means 361 (step S15).
[0060]
Φ₁"(K) = Φ₁(K) -90
S14 to S15 may be processed in the order of S15 → S14. Subsequently, the phase shift amount Φ1 (k) stored by the first phase shift amount storage unit 341 is input to the phase shift amount setting unit 371. This phase shift amount is set in the variable phase shifter 41 by the phase shift amount setting means 371 (step S16).
[0061]
Subsequently, the same procedure is performed to update the phase shift amount of the variable phase shifters 42 to 4n. After the phase shift amount update operation of the variable phase shifters 41 to 4n by the phase shift amount control means 3 is repeated K times, the operation is stopped by the update stop means 8 (steps S17 to S18). In the present invention, since the amount of phase shift greatly fluctuates during the operation of updating the amount of phase shift, the intensity of the received signal input to the demodulator 6 also varies greatly, making demodulation processing difficult. Therefore, it is necessary to stop after repeating the operation of updating the amount of phase shift a predetermined number of times.
[0062]
Therefore, in step S17, it is determined whether i is n or more. If i is n or more, it is determined in step S18 whether k is K or less, and k is K or less. In this case, the process of steps S7 to S17 is repeated by incrementing one numerical value. When k is not equal to or less than K, the update process is stopped.
[0063]
Here, the operation is stopped by counting the number of repetitions of the phase shift amount update. For example, a method of stopping the operation when Pi′−Pi ″ becomes a predetermined value or less can be considered.
Pi'-Pi "is
[Equation 3]

It is expressed. However, i: an integer satisfying 0 ≦ i ≦ n, Im {}: an imaginary part.
On the other hand, the partial differential δP / δΦi of P by Φi is
[Expression 4]

It is expressed.
From the above, δP / δΦi = (Pi′−Pi ″) / 2 is established. Therefore, the process of step S12 is as follows.
[Equation 5]

Is equivalent to the process.
[0064]
When the real number α is a negative value, the phase shift amount of the variable phase shifters 41 to 4n is updated so as to reduce the output signal strength of the adaptive array antenna, and finally the phase shift amount at which δP / δΦi = 0. Is set, it is possible to suppress this when there is only an interference wave. For example, when such phase shift amount control is applied to a receiving adaptive array antenna of a base station, the phase shift amount of the variable phase shifter is controlled before giving a communication channel to a terminal station that has requested communication. Then, the phase shift amount for suppressing the co-channel interference is calculated, and then the communication channel is given to the terminal station, and the phase shift amount for suppressing the co-channel interference is set in the variable phase shifters 41 to 4n. A method of receiving a signal transmitted by the terminal station is conceivable.
[0065]
When the desired wave and the interference wave exist simultaneously, suppression of the desired wave can be avoided by fixing the phase shift amount of one or more variable phase shifters to the initial value.
[0066]
On the other hand, when the real number α is a positive value, the amount of phase shift of the variable phase shifters 41 to 4n is set so as to increase the output signal strength of the adaptive array antenna. Can be synthesized in phase. For example, when such phase shift amount control is applied to a receiving adaptive array antenna of a base station, when there is no co-channel interference, a signal is transmitted to one terminal station, and the phase shift amount of the variable phase shifter To calculate the phase shift amount to be in-phase combined, and then when the terminal station performs communication, the terminal station sets the phase shift amount to be in-phase combined in the variable phase shifters 41 to 4n. It is conceivable to receive a signal to be transmitted.
[0067]
Although the case where the phase shift amount is increased or decreased by 90 degrees has been described in the present embodiment, the same effect can be obtained when the phase shift amount is increased or decreased by X degrees.
[0068]
Pi'-Pi "when the amount of phase shift is increased or decreased by X degrees is
[Formula 6]

It is expressed.
[0069]
From this, δP / δΦi = (Pi′−Pi ″) / (2sin (X)) is established.
[Expression 7]

Is equivalent to the process.
[0070]
In particular, when X is 90 degrees, the difference between Pi ′ and Pi ″ is maximized, so that δP / δΦi can be obtained with high accuracy.
[0071]
As described above, according to the first embodiment of the present invention, only the signal strength detected by the signal strength detection means 71 is used, and the partial differential of the received signal strength synthesized by the synthesizer 5 with respect to the phase shift amount. Since the phase shift amount control based on the coefficient can be performed, it can be realized with a simple circuit configuration as compared with the case where a signal is used for each antenna element as in the prior art.
[0072]
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 4 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the second embodiment of the present invention. The difference from the first embodiment is that reference signal generation means, error detection means, error signal intensity detection means, first error signal intensity storage means, second error signal intensity storage means, and phase shift amount calculation means are used. In the point.
[0073]
In FIG. 4, 91 is a reference signal generating means for generating a reference signal, 92 is an error detecting means for outputting the difference between the received signal combined by the combiner 5 and the reference signal generated by the reference signal generating means 91, 72 Is an error signal intensity detecting means for detecting the intensity of the output error signal, and 312 is a variable phase shifter 41 to 4n to each of Φ1 (k), Φ2 (k),. (K), Φi + 1 (k),..., Φn (k) (1 <= i <= n) are set, and the received signal strength Qi ′ detected by the error strength detection means 72 is stored. 1, error signal strength storage means 322, Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k), Φi ″ (k), Φi + 1 (k),. , Φn (k) is set, the received signal detected by the signal strength detecting means 72 The second signal intensity storage means 332 for storing the intensity Pi ″ of Φi (k) stored in the first phase shift amount storage means i by a value proportional to the difference between Qi ′ and Qi ″. This is a phase shift amount calculation means for calculating a new increased phase shift amount Φi (k + 1) and inputting it to the first phase shift amount storage means i. Since the other configuration is the same as in FIG. Omitted.
[0074]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described in more detail. FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna.
[0075]
First, steps S1 to S7 are performed in the same procedure as in the first embodiment. At time t, the received signals received by the antenna elements 11 to 1n and amplified by the amplifiers 21 to 2n are defined as S1 (t) to Sn (t). These signals are phase-controlled by the variable phase shifters 41 to 4 n and synthesized by the synthesizer 5. On the other hand, the reference signal generated by the reference signal generation unit 91 is D (t). A difference between the received signal synthesized by the synthesizer 5 and the reference signal generated by the reference signal generating means 91 is output by the error detecting means 92. For example, as illustrated in FIG. 5, the error detection unit 92 includes a 180-degree phase shift circuit 921 that shifts the reference signal by 180 degrees, and a synthesis circuit 922 that combines the reference signal shifted by 180 degrees and the received signal. It is comprised by. If the phase shift amounts set in the variable phase shifters 41 to 4n are Φ1 (k) to Φn (k) (where n is the number of antenna elements and k is the number of times of phase shift amount update), the error detection unit 92 The output error signal E (t) is
[Equation 8]

It is expressed. The output error signal E (t) is input to the error signal strength detection means 72. Based on this, the error signal strength Q detected by the error signal strength detection means 72 is:
[Equation 9]

It is expressed.
[0076]
The feature of the second embodiment is that the partial differential coefficient of the signal strength of the error signal detected by the error signal strength detection means 72 with respect to the phase shift amount set in each of the variable phase shifters 41 to 4n is expressed as an error signal. This is a point that can be obtained using only the signal intensity of the error signal detected by the intensity detecting means 72. Based on this partial differential coefficient, phase shift amount control is performed. The phase shift amounts set in the variable phase shifters 41 to 4n are calculated by the phase shift amount control means 3 one by one. Here, a method of updating the phase shift amount of the variable phase shifter 41 will be described.
[0077]
Step S8 is performed in the same procedure as in the first embodiment. In this setting state, the error signal strength Q1 'detected by the error signal strength detection means 72 is input to the first error signal strength storage means 312 (step S101). Subsequently, the phase shift amount Φ ″ 1 (t) stored in the third phase shift amount storage unit 361 is input to the main phase shift amount setting unit 371. This phase shift amount is input by the phase shift amount setting unit 371. The variable phase shifter 41 is set (step S102) In this setting state, the error signal strength Q1 "detected by the error signal strength detection means 72 is input to the second error signal strength storage means 322 ( Step S103).
[0078]
Subsequently, the error signal strength Q 1 ′ stored in the first error signal strength storage unit 312, the error signal strength Q 1 ″ stored in the second error signal strength storage unit 322, and the first phase shift amount storage unit 341. Is input to the phase shift amount calculation means 332. Based on these inputs, the new phase shift amount Φ1 (k + 1) is calculated by the phase shift amount calculation means 332 as follows. (Step S104).
[0079]
[Expression 10]

Where α is a real number.
[0080]
Subsequently, steps S13 to S16 are performed in the same procedure as in the first embodiment. Subsequently, the same procedure is performed to update the phase shift amount of the variable phase shifters 42 to 4n. Subsequently, step S18 is performed in the same procedure as in the first embodiment.
[0081]
Qi'-Qi "
## EQU11 ##

It is expressed.
[0082]
On the other hand, the partial differential δQ / δΦi of Q by Φi is
[Expression 12]

It is expressed.
[0083]
From the above, δQ / δΦi = (Qi′−Qi ″) / 2 is established. Therefore, the process of step S104 is as follows.
[Formula 13]

Is equivalent to the process.
[0084]
When the real number α is a negative value, the phase shift amounts of the variable phase shifters 41 to 4n are updated so as to reduce the error between the output of the adaptive array antenna and the reference signal, and finally δQ / δΦi = 0. Therefore, when a desired wave and an interference wave exist, the interference wave can be suppressed. For example, when such phase shift amount control is applied to a receiving adaptive array antenna of a base station, the terminal station transmits a known signal before starting communication, and the base station transmits the same signal as the known signal. Using the signal as a reference signal, the phase shift amount of the variable phase shifter is controlled to calculate the phase shift amount for suppressing the co-channel interference, and then the terminal station starts communication. A method of receiving a signal transmitted by the terminal station by setting a phase shift amount for suppressing co-channel interference in the variable phase shifters 41 to 4n is conceivable.
[0085]
In the present embodiment, the case where the phase shift amount is increased or decreased by 90 degrees has been described. However, the same effect can be obtained when the phase shift amount is increased or decreased by X degrees.
[0086]
Qi′−Qi ″ when the phase shift amount is increased or decreased by X degrees is
[Expression 14]

It is expressed.
[0087]
From this, δQ / δΦi = (Qi′−Qi ″) / (2sin (X)) is established.
[Expression 15]

Is equivalent to the process.
[0088]
In particular, when X is 90 degrees, the difference between Qi ′ and Qi ″ is maximized, so that δQ / δΦi can be obtained with high accuracy.
[0089]
As described above, according to the second embodiment of the present invention, in the adaptive array antenna that minimizes the strength of the difference between the received signal synthesized by the synthesizer and the reference signal as an evaluation function, the phase shift amount control is performed. Since the partial differential coefficient of the evaluation function necessary for performing the calculation can be obtained using only the signal strength detected by the error signal strength detection means 72, a signal for each antenna element is used as in the prior art. Compared to, it can be realized with a simple circuit configuration.
[0090]
(Third embodiment)
FIG. 7 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 7, reference numerals 11 to 1n denote antenna elements, and 711 to 71n denote signal cutoffs for passing or blocking received signals received by the antenna elements to subsequent circuits in accordance with control signals respectively input by signal selection means 75 described later. Means 21 to 2n are amplifiers for amplifying the received signals that have passed through these signal blocking means. 41 to 4n correspond to the phase shift amounts respectively set by the phase shift amount control means 3 to be described later. 5 is a synthesizer for synthesizing the phase-controlled received signals, 6 is a demodulator for demodulating the synthesized received signal, and 7 is a received signal synthesized by the synthesizer 5. The signal intensity detecting means 3 for detecting the intensity of the signal 3 calculates a phase shift amount based on the detected intensity of the received signal, and sets the calculated phase shift amounts in the variable phase shifters 41 to 4n, respectively. That is the amount of phase shift control means.
[0091]
For example, the signal cut-off means 711 to 71n may be power switches of amplifiers 21 to 2n. 75 is a signal selection means for setting any two of the signal blocking means 1101 to 110n to the passing side and the rest is set to the blocking side, and 331 is any one of the signal blocking means 711 to 71n being set to the passing side. Based on the received signal strength P detected by the signal strength detection means 7 with the others set to the cutoff side, phase shift amount calculation means 371 to calculate the phase shift amount that minimizes the P 37n is a variable phase shifter i connected to the signal blocking means i (1 ≦ i ≦ n) set on the passing side by the signal selection means 75 among the variable phase shifters 41 to 4n. This is a phase shift amount setting means.
[0092]
The operation of the adaptive array antenna according to the third embodiment configured as described above will be described. FIG. 8 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna.
[0093]
When a terminal station newly starts operation or when an existing terminal station restarts operation only after changing its position, the terminal station transmits a first control signal to the base station, and a communication channel Is free, the base station designates one or more communication channels for subsequent transmission / reception using the second control signal, and the terminal station uses the communication channel designated by the base station to Transmission is performed with transmission power (steps S1001 to S1004).
[0094]
Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side and the second to nth signal blocking means 712 to 71n to the blocking side (step S1005).
[0095]
The feature of the third embodiment is that the phase of the received signal whose phase is controlled by the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n based on the signal strength of the received signal detected by the signal strength detecting means 7. The phase of the received signal whose phase is controlled by the first variable phase shifter 41 is opposite to that of the received signal whose phase is controlled by the variable phase shifters 2 to n (1042 to 104n). The point is that the amount of phase shift is controlled to be the same. The phase shift amounts set in the variable phase shifters 2 to n (1042 to 104n) are calculated by the phase shift amount control means 1003 one by one. Here, a method of setting the phase shift amount of the variable phase shifter 2 (1042) will be described.
[0096]
The signal selecting means 75 sets the second signal blocking means 712 to the passing side, and notifies the phase shift amount calculating means 331 that it has been set to the passing side in this way (step S1006). In this state, the received signal strength P detected by the signal strength detection means 7 is input to the phase shift amount calculation means 331 (step S1007). Based on this, the phase shift amount calculation means 331 calculates the phase shift amount Φ2 that minimizes the strength P (step S1008).
[0097]
As a method of minimizing the signal strength P, for example, the method described with reference to FIG. 3 or the method of sequentially setting the phase shift amount and determining the phase shift amount that minimizes the signal strength P can be considered. FIG. 9 shows the change in intensity P in dB when the phase shift amount is sequentially set. As shown in FIG. 9, since the minimum point of the received intensity has a sharp characteristic, the phase shift amount can be determined with high accuracy.
[0098]
Subsequently, based on the notification from the signal selection unit 75, the phase shift amount Φ 2 calculated by the phase shift amount calculation unit 331 is input to the phase shift amount setting unit 372. This phase shift amount Φ2 is set in the second variable phase shifter 42 by the phase shift amount setting means 372 (step S1009). Subsequently, the signal selection means 75 sets the second signal cutoff means 712 to the cutoff side (step S1010). Subsequently, the same procedure is used for setting the phase shift amount of the third to n-th variable phase shifters 43 to 4n.
[0099]
Through the above processing, the phase of the reception signal phase-controlled by each of the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n is opposite to the phase of the reception signal phase-controlled by the first variable phase shifter 41. It becomes a phase relationship. Subsequently, the first signal blocking unit 711 is set to the blocking side and the second to nth signal blocking units 712 to 71n are set to the passing side by the signal selection unit 75 (step S1011).
[0100]
Through the above processing, the phases of the received signals whose phases are controlled by the variable phase shifters 2 to n (1042 to 104n) become the same, and the signal transmitted from the terminal can be in-phase combined by the combiner 5. For example, if the calculated amount of phase shift is stored, it can be used when a call is resumed after a call is terminated once. The effects of the third embodiment of the present invention described above are summarized as follows.
[0101]
Based on the signal strength of the received signal detected by the signal strength detection means 7, the phase shift amount for receiving the signal transmitted from the terminal station by in-phase synthesis can be obtained by simple processing. Therefore, there is an advantage that it can be realized with a simple circuit configuration and the processing time can be shortened. This is particularly effective when real-time processing is required in a high-speed transmission wireless communication system.
[0102]
Even if there is a deviation of the device connected to each antenna element, a deviation of the antenna element, or a phase deviation due to multipath propagation, etc. Unlike the conventional beam steering method, it is not necessary to set the amount of phase shift so as to compensate for the phase deviation, and the compensation by measuring the deviation can be omitted or simplified.
[0103]
The optimal amount of phase shift once stored, especially when the base station and terminal station are spatially fixed as in the WLL (Wireless Local Loop) system, the radio wave propagation environment is substantially fixed in time. Therefore, it can be used again, and the control during communication can be simplified.
[0104]
(Fourth embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a fourth embodiment of the present invention will be described. Since the configuration of the adaptive array antenna according to the fourth embodiment of the present invention is the same as the configuration of the third embodiment, the hardware configuration will be described according to the configuration of FIG.
[0105]
The difference from the third embodiment is that, after step S1011 in FIG. 8 showing the processing operation of the third embodiment, a new phase shift amount is set in the first variable phase shifter 41 and the optimum value to be set is set. The received signal received by the first antenna element 11 is also used when determining the amount of phase shift and in-phase combining the signals transmitted by the terminal station.
[0106]
The operation of the fourth embodiment will be described in more detail. FIG. 10 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna.
[0107]
Steps S1001 to S1011 shown in FIG. 8 are performed in the same procedure as in the third embodiment. Subsequently, the first variable phase shifter 41 is set by the first phase shift amount setting means 371 by changing the phase shift amount Φ1 currently set in the first variable phase shifter 41 by 180 degrees. (Step S1101). Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side (step S1102).
[0108]
Through the above processing, the phases of the received signals whose phases are controlled by the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n become the same, and the signal transmitted from the terminal station can be in-phase combined by the combiner 5.
[0109]
As described above, according to the fourth embodiment of the present invention, the received signal received by the first antenna element 11 is also used when the signals transmitted from the terminal station are subjected to in-phase synthesis, thereby directing the terminal station. The sex gain can be increased.
[0110]
(Fifth embodiment)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the fifth embodiment of the present invention.
[0111]
The fifth embodiment differs from the third embodiment in the configuration using a variable gain circuit and gain control means. In FIG. 11, 1101 to 110n amplify the reception signals whose phases are controlled by the variable phase shifters 41 to 4n according to the control signals input from the outside, and input the amplified reception signals to the synthesizer 5. The first to n-th variable gain circuits 110 are configured to receive the received signals amplified by the first to n-th variable gain circuits 1101 to 110n based on the strength of the received signals detected by the signal strength detecting means 7, respectively. This is gain control means for setting the gains of the variable gain circuits 1101 to 110n so that the intensities are equal. Since the other configuration is the same as that of FIG. 7 showing the configuration of the third embodiment, the same reference numerals are assigned and redundant description is omitted.
[0112]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described in more detail. FIG. 12 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna.
[0113]
First, the operations in steps S1001 to S1004 shown in FIG. 8 are performed in the same procedure as in the third embodiment. Subsequently, the first to nth signal blocking means 711 to 71n are set to the blocking side by the signal selection means 75 (step S1201).
[0114]
The feature of the fifth embodiment is that the received signals amplified by the first to nth variable gain circuits 1101 to 110n have the same intensity based on the signal strength of the received signal detected by the signal strength detecting means 7. Thus, the gain control of the variable gain circuits 1101 to 110n is performed. The gains set in the first to nth variable gain circuits 1101 to 110n are set by the gain control means 110 one by one. Here, a method for setting the gain of the first variable gain circuit 1101 will be described.
[0115]
The signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side, and notifies the gain control means 110 of this (step S1202). In this state, the strength Q of the received signal detected by the signal strength detection unit 1007 is input to the gain control unit 110 (step S1203). Based on this, the gain of the first variable gain circuit 1101 is set by the gain control means 110 so that the intensity of the received signal amplified by the first variable gain circuit 1101 becomes a specified value (step S1204). Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal cutoff means 711 to the cutoff side (step S1205). Subsequently, the gains of the second to nth variable gain circuits 1102 to 110n are set in the same procedure.
[0116]
Subsequently, steps S1005 to S1011 shown in FIG. 8 are performed in the same procedure as in the third embodiment.
[0117]
In the third embodiment, the signal strength of the received signal received by each antenna element is described as being the same. However, the signal strength of the received signal received by each antenna element may be different due to the influence of the reflection of the signal transmitted from the terminal station or the deviation of the amplifier connected to each antenna element. In this case, as shown in FIG. 13, the signal strength of the received signal shown in FIG. 9 does not have a sharp characteristic at the minimum point, and phase alignment with high accuracy cannot be performed between antenna elements.
[0118]
On the other hand, in the fifth embodiment, the first to nth variable gains are determined before the operation of determining the optimum phase shift amount even if the signal strengths of the received signals received by the respective antenna elements are different. Since the gain control of the variable gain circuits 1101 to 110n is performed so that the intensity of the reception signals amplified by the circuits 1101 to 110n becomes equal, the minimum point of the signal intensity of the reception signals again has a sharp characteristic as shown in FIG. As a result, it is possible to perform phase alignment with high accuracy between the antenna elements.
[0119]
A method of measuring signal strengths respectively amplified by the variable gain circuits 1101 to 110n by providing signal strength measuring means after the variable gain circuits 1101 to 110n is also conceivable.
[0120]
(Sixth embodiment)
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. FIG. 14 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the sixth embodiment of the present invention.
[0121]
The sixth embodiment is different from the third embodiment in the configuration using the first signal strength storage means, the second signal strength storage means, and the phase shift amount calculation means. In FIG. 14, the phase shift amount control means 3 is a first signal strength storage means 141 that stores the first strength P1 of the received signal detected by the signal strength detection means 7 in the state where the desired wave and the interference wave exist. Any one of the second signal strength storage means 142 that stores the second strength P2 of the received signal detected by the signal strength detection means 7 in the presence of only the interference wave, and the signal blocking means 711 to 71n. With one set on the passing side and the rest set on the blocking side, the phase shift amount that minimizes the difference “P1−P2” is calculated based on the first intensity P1 and the second intensity P2. And a phase shift amount calculation means 331. Since other configurations are the same as those in FIG. 7, the same reference numerals are given and redundant description is omitted.
[0122]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described in more detail. FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna. A method for setting the phase shift amount of the second variable phase shifter 42 will be described with reference to FIG. First, steps S1001 to S1006 shown in FIG. 8 are performed in the same procedure as in the third embodiment. Next, the first strength P1 of the received signal detected by the signal strength detection means 7 is input to the first signal strength storage means 141 (step S1301). Subsequently, the base station instructs a desired terminal station to suspend transmission for a certain period, and the terminal station suspends transmission for a certain period according to the instruction (steps S1302 to 1303). In this state, the received signal strength P2 detected by the signal strength detection means 7 is input to the second signal strength storage means 142 (step S1304). Based on this, the phase shift amount calculation means 331 calculates the phase shift amount Φ2 that minimizes the difference between the first intensity and the second intensity, that is, “P1−P2” (step S1305). Subsequently, steps S1009 to S1011 shown in FIG. 8 are performed in the same procedure as in the third embodiment.
[0123]
In the third embodiment, when calculating the amount of phase shift, it is assumed that only the reception intensity of a signal transmitted from a desired terminal station is detected by the signal intensity detection means 7. Therefore, when other terminal stations are also transmitting at the same time, the signal strength of the received signal detected by the signal strength detection means 7 is the signal transmitted by the other terminal station to the received strength of the signal transmitted by the desired terminal station. The received strength is added. In that case, highly accurate phase alignment cannot be performed between the antenna elements.
[0124]
On the other hand, in the sixth embodiment, even when there is a signal transmitted from another terminal station, the reception intensity of the signal transmitted from the other terminal station is detected when calculating the amount of phase shift. Since the influence is removed, highly accurate phase matching can be performed between the antenna elements.
[0125]
(Seventh embodiment)
FIG. 16 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the seventh embodiment of the present invention used for transmission. In FIG. 16, the antenna system is set by a transmitter 161, a distributor 162 that distributes transmission signals transmitted by the transmitter 161, and a phase shift amount control means 3 that will be described later. Variable phase shifters 41 to 4n that perform phase control in accordance with the amount of phase shift, amplifiers 21 to 2n that amplify these phase-controlled transmission signals, and signal selection means 75 that will describe these amplified transmission signals, respectively. Signal blocking means 711 to 71n for passing or blocking to a subsequent circuit according to the input control signal, antenna elements 11 to 1n for transmitting transmission signals that have passed through the signal blocking means, and terminal stations communicating Signal strength detection means 7 for detecting the signal strength of the received signal received at the terminal station by the notification, and the phase shift amount based on the detected strength of the received signal The phase shift amount control means 3 out for setting the variable phase shifters 41~4n these calculated amount of phase shift of each first to n, is composed of.
[0126]
The signal strength detected by the signal strength detection means 7 can be obtained, for example, by receiving notification of signal strength information from the terminal station by the receiver 163 and inputting the signal strength information to the signal strength detection means 7. it can. The phase shift amount control means 3 in the seventh embodiment sets any two of the signal blocking means 711 to 71n on the passing side and sets the rest on the blocking side, and the signal blocking means 711 to 71n. The phase shift amount that minimizes the intensity P based on the intensity P of the received signal detected by the signal intensity detection means 7 with any two of these being set to the passing side and the rest set to the blocking side The phase shift amount calculating means 331 for calculating the signal and the signal cutoff means i (1 ≦ i ≦ n) set by the signal selection means 75 among the variable phase shifters 41 to 4n for the calculated phase shift amount. And phase shift amount setting means 371 to 37n for setting to the variable phase shifter i connected to.
[0127]
The operation of the adaptive array antenna according to the seventh embodiment configured as described above will be described. FIG. 17 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna. When a new terminal station starts operation or when an existing terminal station resumes operation after changing its position, the terminal station transmits a first control signal to the base station, and the communication channel If it is free, the base station uses the second control signal to designate one or more communication channels for subsequent transmission / reception (steps S3001 to S3003). Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side and the second to nth signal blocking means 712 to 71n to the blocking side (step S3004).
[0128]
The feature of the seventh embodiment is that the phase of the received signal whose phase is controlled by the second to n-th variable phase shifters 712 to 71n based on the signal strength of the received signal detected by the signal strength detecting means 7. In the terminal station, the phase of the transmission signal phase-controlled by the first variable phase shifter 41 is opposite to that of the transmission signal, that is, the phase is controlled by the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n. The phase shift amount control is performed so that the phases of the transmission signals are the same at the terminal station. The phase shift amounts set in the second to nth variable phase shifters 42 to 4n are calculated by the phase shift amount control means 3 one by one. Here, a method for setting the phase shift amount of the first variable phase shifter 42 will be described.
[0129]
The signal selecting means 75 sets the second signal blocking means 712 to the passing side, and notifies this to the phase shift amount calculating means 331 (step S3005). Subsequently, the base station performs transmission with a constant transmission power on the designated communication channel (step S3006). In this state, the received signal strength P detected by the signal strength detection means 7 is input to the phase shift amount calculation means 331 (steps S3007 to S3008). Based on this, the phase shift amount calculation means 331 calculates the phase shift amount Φ2 that minimizes P (step S3009).
[0130]
Subsequently, based on the notification from the signal selection means 75, the phase shift amount Φ 2 calculated by the phase shift amount calculation means 331 is input to the second phase shift amount setting means 372. This phase shift amount Φ2 is set in the second variable phase shifter 42 by the phase shift amount setting means 372 (step S3010). Subsequently, the signal selection means 3032 sets the second signal cutoff means 712 to the cutoff side (step S3010). Subsequently, the same procedure is performed for setting the amount of phase shift of the third to n-th variable phase shifters 43 to 4n.
[0131]
Through the above processing, the phase of the transmission signal whose phase is controlled by each of the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n is the transmission signal whose phase is controlled by the first variable phase shifter 41 in the terminal station. The relationship between the phase and the opposite phase. Subsequently, the first signal blocking unit 711 is set to the blocking side and the second to nth signal blocking units 712 to 71n are set to the passing side by the signal selection unit 75 (step S3011).
[0132]
With the above processing, the phase of the received signal whose phase is controlled by the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n becomes the same at the terminal station, and the signal transmitted from the base station can be received in phase at the terminal station. it can. For example, if the calculated amount of phase shift is stored, it can be used when a call is resumed after a call is terminated once.
[0133]
(Eighth embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to an eighth embodiment of the present invention will be described. The configuration diagram of the adaptive array antenna according to the eighth embodiment of the present invention is the same as the configuration of FIG. 16 in the seventh embodiment.
[0134]
The eighth embodiment is different from the seventh embodiment in that after step S3012 of the seventh embodiment, a new phase shift amount is set in the first variable phase shifter 41, and the optimal phase shift amount to be set is set. When the base station transmits, the transmission signal transmitted by the first antenna element 11 is also used.
[0135]
The operation of the eighth embodiment will be described in more detail. FIG. 18 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna.
[0136]
Steps S3001 to S3012 are performed in the same procedure as in the seventh embodiment. Subsequently, a phase shift amount obtained by increasing the phase shift amount Φ1 currently set in the first variable phase shifter 41 by 180 degrees is converted by the first variable phase shift amount setting unit 371 into the first variable phase shifter 41. (Step S3101). Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side (step S3102).
[0137]
With the above processing, the phases of the transmission signals whose phases are controlled by the second to n-th variable phase shifters 42 to 4n are the same in the terminal station, and the directivity gain with respect to the base station can be increased.
[0138]
As described above, according to the eighth embodiment of the present invention, when the base station transmits, the directivity gain with respect to the terminal station is increased by using the transmission signal transmitted by the first antenna element 11 as well. be able to.
[0139]
(Ninth embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a ninth embodiment of the present invention will be described. FIG. 19 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the ninth embodiment of the present invention.
[0140]
The ninth embodiment differs from the seventh embodiment in the configuration using a variable gain circuit and gain control means. In FIG. 19, the adaptive array antenna amplifies the transmission signal distributed by the distributor 162 according to the control signal inputted from the outside, and converts the amplified transmission signal to the variable phase shifters 41 to 4n. The gains of the transmission signals amplified by the variable gain circuits 81 to 8n based on the strength of the received signals detected by the signal strength detection means 7 are made equal at the terminal station. And gain control means 85 for setting the gains of the variable gain circuits 81 to 8n. Since other configurations are the same as those in FIG. 16 showing the seventh embodiment, the same or corresponding components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0141]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described in more detail. FIG. 20 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna according to the ninth embodiment. Steps S3001 to S3003 are performed by the same procedure as in the seventh embodiment. Next, the first to nth signal blocking means 711 to 71n are set to the blocking side by the signal selection means 75 (step S3201).
[0142]
The feature of the ninth embodiment is that, based on the signal strength of the received signal detected by the signal strength detecting means 7, the strength of the transmission signal amplified by the variable gain circuits 81 to 8n is equalized in the terminal station. The gain control of the variable gain circuits 81 to 8n is performed. The gains set in the first to nth variable gain circuits 81 to 8n are set by the gain control means 85 one by one. Here, a method for setting the gain of the first variable gain circuit 81 will be described.
[0143]
The signal selection means 75 sets the first signal blocking means 711 to the passing side, and notifies the gain control means 85 of this (step S3202). Subsequently, the base station performs transmission with a constant transmission power on the designated communication channel (step S3203). In this state, the received signal strength G detected by the signal strength detection means 7 is input to the gain control means 3009 (steps S3204 to S3205). Based on this, the gain of the first variable gain circuit 81 is set so that the intensity of the transmission signal amplified by the first variable gain circuit 81 becomes a specified value by the gain control means 85 (step S3206). Subsequently, the signal selection means 75 sets the first signal cutoff means 711 to the cutoff side (step S3207). Subsequently, the gains of the second to nth variable gain circuits 82 to 8n are set in the same procedure. Finally, steps S3004 to S1012 are performed in the same procedure as in the seventh embodiment.
[0144]
In the seventh embodiment, the signal strength of the transmission signal transmitted by each antenna element is assumed to be the same at the terminal station. However, it is also assumed that the signal strength of the transmission signal transmitted from each antenna element differs at the terminal station due to the reflection of the signal transmitted by the base station and the deviation of the amplifier connected to each antenna element. . In that case, highly accurate phase alignment cannot be performed between the antenna elements for the same reason as described in the fifth embodiment.
[0145]
On the other hand, in the ninth embodiment, even if the signal strength of the transmission signal transmitted by each antenna element is different, the first to nth variable gain circuits are arranged before the operation of determining the optimum phase shift amount. Since the gain control of the variable gain circuits 81 to 8n is performed so that the intensity of the transmission signals respectively amplified by 81 to 8n is equal in the terminal station, phase alignment with high accuracy can be performed between the antenna elements.
[0146]
(10th Embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a tenth embodiment of the present invention will be described. FIG. 21 is a configuration diagram of an adaptive array antenna according to the tenth embodiment of the present invention.
[0147]
The tenth embodiment differs from the seventh embodiment in that the sixth embodiment shown in FIG. 14 on the receiving side has the same configuration as the fifth embodiment shown in FIG. A signal intensity storage unit 141 and a second signal intensity storage unit 142 are provided, and a phase shift amount calculation unit 331 that calculates a phase shift amount based on the first and second phase shift

amount storage units

141 and 142. It is in the composition using. In FIG. 21, the adaptive array antenna includes a first signal strength storage unit 141 that stores the strength P1 of the received signal detected by the signal strength detection unit 7 while the base station is transmitting, and the base station transmits the signal. Any one of the second signal strength storage means 142 for storing the strength P2 of the received signal detected by the signal strength detection means 7 and the first to n-th signal blocking means 711 to 71n are passed. A phase shift amount calculation means 331 for calculating a phase shift amount that minimizes the difference “P1−P2” based on P1 and P2 while the other is set to the shut-off side. ing. Since other configurations are the same as those in FIG. 16, the same or corresponding components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0148]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described in more detail. FIG. 22 is a flowchart showing the operation of the adaptive array antenna. A method for setting the phase shift amount of the second variable phase shifter 42 will be described with reference to FIG. First, the processing in steps S3001 to S3007 shown in FIG. 17 is performed according to the same procedure as in the seventh embodiment. Subsequently, the received signal strength P1 detected by the signal strength detection means 7 is input to the first signal strength storage means 141 (step S3301). Next, the base station notifies the desired terminal station that the transmission is interrupted for a certain period, and the transmission is interrupted for a certain period (step S3302). In this state, the received signal strength P2 detected by the signal strength detection means 7 is input to the second signal strength storage means 142 (steps S3303 to S3304). Based on this, the phase shift amount calculating means 331 calculates the phase shift amount Φ2 that minimizes the difference “P1−P2” between the strengths P1 and P2 (step S3305). Subsequently, the processing in steps S3010 to S3012 shown in FIG. 17 is performed in the same procedure as in the seventh embodiment.
[0149]
In the adaptive array antenna according to the seventh embodiment described above, when calculating the amount of phase shift, it is assumed that only the transmission signal transmitted from the base station is received by the terminal station. Therefore, when other interfering stations are also transmitting at the same time, the signal strength of the received signal detected by the signal strength detecting means 3007 is the received strength of the signal transmitted by the interfering station to the received strength of the signal transmitted by the base station. Will be added. In this case, highly accurate phase alignment cannot be performed between the antenna elements.
[0150]
On the other hand, in the adaptive array antenna according to the tenth embodiment, even when there is a signal transmitted by the interfering station, the reception intensity at the terminal station of the signal transmitted by the interfering station when calculating the phase shift amount. Is detected and its influence is removed, so that highly accurate phase alignment can be performed between the antenna elements.
[0151]
(Eleventh embodiment)
Next, an eleventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 23 is a diagram showing an adaptive array antenna according to the eleventh embodiment.
[0152]
Considering a time zone in which the radio base station 2301 and the terminal station 2302 communicate, a constraint condition that directs null is added to another radio base station 2303 that is in the same direction as the terminal station 2302 from the radio base station 2301. Of the other radio base stations, those that are relatively close to the base station 2301 and within the angular range of variable directivity of the adaptive array antenna installed in the base station 2301 2304, 2305, 2306, 2307, 2308, 2309, 2310 Is characterized in that an algorithm for controlling the beam is applied by adding a constraint condition in which the null is directed.
[0153]
In particular, in the case of a subscriber radio access system, an interference signal from a terminal that communicates with another base station is generated in bursts at unpredictable random timing, and in many cases, the number of transmission symbols is several tens of symbols. From a few hundred symbols to a few hundreds of microseconds to a few tens of microseconds. As in the conventional control method, the interference signal from the terminal in another cell and its arrival direction are sequentially detected by the own base station, and digital signal processing or the like is used to direct null toward the terminal direction. To perform the control, a very high signal processing speed is required. On the other hand, in the case of the adaptive array antenna according to the eleventh embodiment, the direction in which the interference wave arrives is obtained by acquiring the position information of other base stations in advance and the terminal using the directional antenna. The direction of the terminal station that communicates with the base station is detected at the initial call stage, or the position information of other base stations is cited from a pre-registered database. By doing so, the restraining direction of the null can be determined promptly. Thereby, the advantage that the control processing during communication can be reduced is obtained. In addition, during the communication with the terminal, there is no particular need to change the beam control for the slot allocated to the terminal, so that the calculation process for the control during the communication is compared with the method of sequentially detecting the interference wave. It also has the advantage that the amount is very small.
[0154]
In general, in the case of a cellular radio communication system using TDD (Time Division Duplex), when TDMA (Time Division Multiple Access) synchronization between base stations is not taken, transmission from other base stations at the same frequency Since a wave causes interference, a method of detecting the arrival direction of the interference wave from the base station according to the level of the interference wave and adaptively suppressing it is conceivable. In contrast to such a scheme, the adaptive array antenna according to the eleventh embodiment can be applied to a case where FDD (Frequency Division Duplex) is used as a duplex scheme, and has a specific effect that simple control is possible. is doing. It should be noted that in the case of a wireless communication system using FDD as a duplexing method, the frequency transmitted from the base station is a cause of interference in reception of the base station even if time division multiplexing is not synchronized between the base stations. Therefore, in the conventional algorithm for preventing interference, there is no additional constraint on the direction of other base stations. Even in a system using FDD, when a directional antenna is used on the terminal side, signals from individual interfering terminals can be obtained by using constraint conditions in the direction of other base stations as in the control method of the eleventh embodiment. Therefore, it is possible to control at a very high speed.
[0155]
As can be understood from FIG. 23, the

base stations

2304 and 2305, 2306 and 2307, 2309 and 2310 are located in directions close to each other when viewed from the base station 2301. In such a case, it is estimated that among other base stations, the level of the interference wave is the highest including the gain, distance of the adaptive array antenna, propagation conditions such as the line-of-sight status to the corresponding base station, etc. Only the direction of possible base stations is added to the constraint condition, or the above-mentioned conditions of multiple base stations are weighted and averaged as the constraint condition, or approximately the center of both ends of the multiple base station directions The constraint condition can be reduced by using a method such as the above.
[0156]
Note that there is a low probability that a terminal communicating with a distant base station will cause interference. In general, the number of nulls that can be formed by an array antenna having the number N_el of antenna elements is limited to N_el. Therefore, the direction in which the constraint condition is set is N_el or less, and it is estimated that the level of the interference wave increases including the gain of the adaptive antenna, the distance, the propagation condition such as the line-of-sight condition to the corresponding base station, etc. It is appropriate to set a constraint condition preferentially from possible base stations. Therefore, in the case of the eleventh embodiment, no constraint condition is provided for 2311, 2312, 2313, 2314 among other base stations.
[0157]
In the eleventh embodiment, a null is not directed toward another base station 2303 located in a direction close to the direction of the terminal 2302 that is communicating as viewed from the base station 2301. On the other hand, since control information is generally not exchanged between base stations, the relationship between the position of a terminal communicating with the base station 2301 and the position of a terminal communicating with the base station 2303 is random. For example, as shown in FIG. 24, while the terminal 1402 is communicating, the antenna directivity of the value terminal 5216 is not suitable for the base station 2401 while the base station 2403 and the terminal 2416 are communicating. Interference waves are not a problem. Also, as shown in FIG. 25, while the terminal 2502 is communicating, while the base station 2503 and the terminal 2516 happen to be in communication, the antenna directivity of the terminal 2516 is suitable for the base station 2501. The transmission signal of terminal 2516 is an interference wave. However, when the sector antenna is used as shown in FIG. 38 or FIG. 39 in the related art, the communication is directed while communicating with other base stations (for example, 3504, 3505, 3506, 3507, 3508, 3509, 3510). In the case of the eleventh embodiment, the terminal station transmitting by the directional antenna receives interference from all terminals in the position range 3515 that causes interference with the base station 3501. It has the advantage of not receiving interference from a terminal communicating with a station.
[0158]
As for the method of knowing the direction of other radio base stations, it is conceivable to register the positional relationship with other existing radio base stations or the direction of other radio base stations in advance when setting the radio base station. In addition, when a new radio base station is installed, the position information of the new radio base station is notified to each radio base station as control information from the control station that supervises a plurality of radio base stations. It is conceivable that the positional relationship with the own radio base station is calculated from the position information as necessary and added to the existing registration. In addition, when installing a new radio base station, use a radio station that can transmit a control burst for registering a new base station at the reception frequency of the base station, such as a modified radio station for a terminal, for an existing base station. When a control burst for new base station registration is transmitted and the existing known station recognizes the control burst as new base station registration, the direction and propagation conditions of the new base station are determined from the transmitted signal and its signal strength. It is conceivable to detect and register a new base station, and calculate and register the priority order and the direction when providing a null constraint condition. As a method for determining whether or not the difference between the direction of a certain base station and the direction of a terminal that performs communication (here, δθ) is small, for example, the following various methods are conceivable. For example, if the directional beam width of the terminal is θ_t, as shown in FIG. 26, the range of the position of the terminal station that communicates with another base station 2603 that interferes with its own base station 2601 is This is a range 2615 included in an angle θ_t centered on a line on the opposite side of the base station 2603 to the base station 2601 in the straight line within the radio zone of the station 2603 and passing through the

base stations

2601 and 2603. The angle θ_i for viewing this range 2615 from the base station 2601 is obtained by using the distance d_BB between the base station 2601 and the base station 2603 and the radius r_z of the radio zone of the base station 2603,
θ_i = 2 × arctan {((r_z) × tan ((θ_t) / 2)) / ((r_z) + (d_BB)))}
As required. Therefore,
δθ <θ_iθ × 0.5
Is used as a criterion for determining whether or not the difference δθ between the direction of a certain base station and the direction of a terminal that performs communication is small, it is possible to determine whether or not the direction of the terminal that performs communication is within the interference range .
[0159]
In addition, as a method of obtaining an approximation of the above θ_i, as shown in FIG. 26, when base stations are arranged almost regularly, using the radio zone radius r_g of the average target system, By approximating r_z = r_g, d_BB = 3 × r_g,
θ_i ′ = 2 × arctan {tan ((θ_t) / 2)) / 4}
Can be used as an approximate value of θ_i. There is no need to consider the distance between base stations, and there is an advantage that interference waves can be removed.
[0160]
Also, clearly from FIG.
θ_t> θ_i
Therefore, as a simpler method than the above method, if the directional beam width θ_t of the terminal is used as the threshold value, the angle tends to be slightly widened, but the distance between the base stations and the base station There is no need to consider the size of the wireless zone, and there is an advantage that interference waves can be removed.
[0161]
As already described, when the number of elements of the adaptive array antenna is limited, the number of nulls that can be formed is limited. In general, the number of nulls that can be formed by an array antenna having N_el elements is at most N_el. In this case, using a standard such as one that is close to the base station, the direction of the base station to which more terminal stations are connected, or one in which the angular directions are separated from each other, It is conceivable that at most N_el directions are selected and a constraint condition for directing null is used.
[0162]
In addition, when the directional beam width θ_t of the antenna element is relatively narrow, the angular width at which the beam as the broadside array antenna can be shaken is approximately θ_t. Therefore, it is desirable to exclude the direction to the base station in the direction outward from this angle from the direction of the base station group of the eleventh embodiment.
[0163]
In the eleventh embodiment, for example, considering the frame configuration as shown in FIG. 27, the case where the base station adaptive array antenna is used for transmission / reception of data packets communicated in the up payload window has been described. The method may be applied to transmission / reception of control packets in the rising control window. In other words, when applying to the rising control window, for example, when there are n directions where null constraint conditions should be provided due to other base station direction relationships, a plurality of radiation patterns created by removing some of them are prepared. To do. At this time, when a certain direction is picked up, at least one of the plurality of patterns is set in such a combination that the null does not face in that direction. Then, by appropriately switching the plurality of patterns for each slot in the rising control window in which the control channel can be transmitted, it is possible to receive all the control signals from the terminals in the own cell while reducing interference. It becomes possible. In particular, when there is a lot of traffic in a specific neighboring cell, in order to avoid interference from the terminal of this neighboring cell, the number of slots for directing a null to the base station of this neighboring cell is slightly increased, and this time zone interference There is an advantage that a control signal from a terminal existing in this direction can also be received by increasing the throughput by increasing the level and providing a slot in which the null is not directed to the base station of this adjacent cell.
[0164]
(Twelfth embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a twelfth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 28 shows the configuration of the twelfth embodiment. As shown in FIG. 28, the adaptive array antenna according to the twelfth embodiment includes a plurality of antenna elements and a high frequency circuit connected to each antenna element, and the phase of a local signal applied to the frequency conversion circuit in the high frequency circuit is determined. In the adaptive array antenna, an orthogonal modulator 2812 having a local frequency signal and a control signal as inputs is used as a part of the local signal phase shift circuit 2811 that changes for each high frequency circuit for each antenna element. The circuit includes a coupler 2801 that branches a part of a signal from each antenna element, and a quadrature demodulator 2802 for individual elements to which the signal from the coupler 5601 is input.
[0165]
Further, a phase control signal output circuit that outputs a control signal to the quadrature modulator 2812 of the local signal phase shift circuit 2811 and a demodulated signal from the quadrature demodulator 2802 for individual elements are input, and the phase of the input signal to the individual element is input. A plurality of individual element signal sensors for detecting amplitude, a comparison circuit for comparing signals from the plurality of individual element signal sensors and detecting the difference, and based on the comparison result, the detected difference and the antenna supply are detected. Compensation control means for controlling the output signal of the phase control signal output circuit is provided inside the phase shift amount / amplitude weight calculation circuit 2813 so as to compensate for a phase difference or the like due to a difference in the wiring length or other wiring length. It is also a feature.
[0166]
Further, among the second IF signals from the plurality of individual elements, a first RSSI circuit for monitoring one signal level (coupler 2820 for extracting a certain percentage of signal power of the signal, Including an RSSI output circuit 2821 composed of a logarithmic amplifier to be amplified and an ADC that converts the output into a digital value), and a second RSSI circuit (after synthesis) that monitors the signal level of the second IF signal after synthesis. A RSSI output circuit 2823 including a coupler 2822 for extracting a certain ratio of signal power of the signal of, a logarithmic amplifier for amplifying the extracted signal and an ADC for converting the output to a digital value), and N first IF variable gain amplifiers 2816 and N second IF variable gain amplifiers that make the relative levels of all IF signals of the individual elements variable. 2815, a combined variable gain amplifier 2825 that varies the signal level of the second IF signal after combining the signals from the individual elements, and a combined signal based on the RSSI signals from the first RSSI circuit and the second RSSI circuit. The first IF variable gain amplifier 2816 and the second IF variable gain amplifier 2815 are combined so that the output signal level of the first IF variable gain amplifier 2816 is controlled to a certain width and the high frequency circuit elements for the individual elements are not saturated. It also has an AGC control circuit 2824 for controlling the post-variable gain amplifier 2825. The RSSI is an abbreviation for Receive Signal Strength Indication and is a numerical value of the strength of the received radio signal.
[0167]
Further, in order to reduce a clock recovery circuit that is generally complicated and requires a high-speed circuit such as oversampling with respect to the baud rate, the output of the clock recovery circuit 2828 mounted on the receiver 2819 is changed as necessary. A clock timing adjustment circuit 2827 that compensates for internal delays of the receiver 2819, the combined output demodulation circuit 2829, and the weight determination individual element demodulation circuit 2803, and adjusts the timing to supply the eye with the highest aperture ratio. Is also supplied to the ADC 2826 of the combined output demodulation circuit 2829 and the plurality of ADCs 2809 of the weight determination individual element demodulation circuit 2803.
[0168]
As a result, it is not necessary to apply oversampling to the post-combination output demodulation circuit 2829 and the weight determination individual element demodulation circuit 2803, and the ADC sampling rate can be lowered, so that the power consumption can be reduced. is there.
[0169]
In general, the output frequency of the clock recovery circuit is approximately equal to the baud rate. However, depending on the modulation method and the like, it may be preferable to perform oversampling of a relatively small multiple on the ADC 2826 and the plurality of ADCs 2809. In this case, a frequency that is a multiple of the baud rate may be output from the clock recovery circuit 2828. Instead of being provided in the clock recovery circuit and receiver 2819, it may be provided in the post-combination output demodulation circuit 2829 or in the weight determination individual element demodulation circuit 2803.
[0170]
With these configurations, in the case of a DBF (Digital Beam Forming) type adaptive antenna, if the transmission rate becomes fast, such as 1 Mbaud or more, which is being studied in the PTMP system, very fast digital signal processing is required for real-time reception. Whereas the adaptive array antenna according to the twelfth embodiment has a problem that it is necessary, the actual signal weighting and synthesis are performed by the local signal phase circuit 2811, the amplitude weight weighting circuit 2817, and the high frequency adder 2818. Therefore, even if a very high transmission rate is used, real-time reception can be performed by an ordinary receiver 2819.
[0171]
In addition, a high-frequency circuit constituting the array antenna, for example, a special additional circuit (for example, a phase difference due to a difference in phase distortion of an amplifier or a mixer, a routing length of an antenna feeding line or other wiring length) There is no need to provide a high-frequency phase shifter), it is only necessary to correct the digital input value, and the cost can be reduced. In addition, deviations of individual element circuits may occur with respect to a local phase shift circuit using a quadrature modulator. In this embodiment, calibration including the local phase shift circuit can also be performed.
[0172]
FIG. 30 shows a configuration example for compensating for the phase difference and amplitude difference in the adaptive array antenna according to the twelfth embodiment described above. A demodulated signal from the weight determination individual element demodulation circuit 2803 is input, and a phase / amplitude comparison circuit 3202 that compares the phase and amplitude of each input signal to detect a difference between them is detected based on the comparison result. In addition, phase control is performed so as to compensate for the phase deviation due to the above-mentioned phase deviation, the difference in the length of the antenna feed line and other wiring lengths, the difference in the passing phase characteristics of the amplitude weight weighting variable gain amplifier 3208 and the combiner 2818, etc. The phase deviation compensation control means 3203 for controlling the output signal of the signal output circuit, and the phase deviation compensation output from the phase deviation compensation control means 3203 and the phase shift amount / amplitude weight calculation circuit 3205 are output from the local signal phase shift circuit. Based on the comparison result of the phase shift control signal output circuit 3204 for outputting the control signal to the quadrature modulator and the phase shift / amplitude comparison circuit 3202, the detection is performed. AGC / amplitude deviation compensation circuit so as to compensate for amplitude deviation due to differences in amplitude deviation, antenna feed line routing length, other wiring length, amplitude weight weighting variable gain amplifier 3208 and pass amplitude characteristics of combiner 2818, etc. And amplitude deviation compensation control means 3206 for controlling an output signal from 3201 to the second IF / AGC control and amplitude deviation compensation circuit 2814.
[0173]
In general, components constituting an RF / IF circuit, a local phase shift circuit, and the like for each antenna element of an adaptive array antenna have variations in gain, loss, phase characteristics accompanying signal passage, and the like. Deviations in the amplitude and phase of each antenna element system due to this variation cause an error in the radiation pattern characteristics by controlling the amount of phase shift and amplitude weight.
[0174]
If the deviation of the amplitude and phase of each antenna element system is measured at the time of manufacturing the antenna and every certain period of time during operation, and if the deviation can be compensated, the error of the radiation pattern can be suppressed. .
[0175]
For example, at the time of manufacture, a signal with the same phase and amplitude is input to each antenna input by a distributor or the like, or a radio wave is transmitted from a sufficiently distant position in the bore sight direction in an anechoic chamber, etc. An input phase deviation and amplitude deviation are detected by a phase / amplitude comparison circuit 3202. The comparison result is input to the phase deviation compensation control means 3203 and the amplitude compensation control means 3206, and these means obtain the phase deviation and the phase shift amount and the amplitude adjustment amount for compensating the amplitude deviation. The phase shift amount for phase deviation compensation and the phase shift amount for controlling the radiation pattern of the antenna output from the phase shift amount / amplitude weight calculation circuit 3205 are added by the phase control signal output circuit 3204. The signal is converted into a control signal to be output to the quadrature modulator of the local signal phase shift circuit. The obtained amplitude adjustment amount for compensating for the amplitude deviation and the amplitude adjustment amount for performing the AGC are added by the AGC / amplitude deviation compensation control circuit 3201, and the second IF / AGC control and amplitude deviation compensation circuit 2814 is added. It is converted into a digital signal for variable gain and output. By these control methods, errors in the radiation pattern can be suppressed.
[0176]
In addition, during operation, each antenna element that receives a signal from a specific transmission station whose position is known in advance at a timing when a signal from another transmission station does not arrive as much as possible and is predicted from the direction of the specific transmission station By detecting the deviation from the phase difference of the input from the system and the amplitude deviation of the input by the phase / amplitude comparison circuit 3202, compensation can be performed by the same method as described above.
[0177]
Depending on the format of the IF frequency converter 3207, the output level of the conversion number of the IF frequency converter 3207 may be changed depending on the output level of the local signal phase shift circuit 2811. In this case, the phase deviation and amplitude deviation are fetched from the phase / amplitude comparison circuit 3202 into the phase / amplitude deviation compensation control means provided in a place corresponding to the phase deviation compensation control means 3203 without using the amplitude compensation control means 3206, and transferred. The phase amount and the amplitude adjustment amount are obtained, and the radiation of the antenna output from the phase shift amount / amplitude weight calculation circuit 3205 by the phase shift / amplitude control signal output circuit provided at the place corresponding to the phase shift control signal output circuit 3204 is obtained. The phase shift amount for controlling the pattern and the phase shift amount for deviation compensation obtained as described above are added, and I and Q to each of the N quadrature modulators are added according to the amplitude adjustment amount. It is also conceivable to compensate for amplitude deviation and phase deviation by adjusting the input. In this example, it is also conceivable that the amplitude compensation control means 3206 is used in combination and the compensation amount of the amplitude deviation is distributed and controlled by the phase / amplitude deviation compensation means and the amplitude compensation control means 3206.
[0178]
FIG. 31 shows another configuration example for compensating for the above phase difference and amplitude difference. 31 differs from FIG. 30 in that the output of the amplitude compensation control means 3206 is input to the amplitude control signal output circuit 3303 together with the amplitude weight from the phase shift amount / amplitude weight calculation circuit 3205 and added here, and the amplitude The weight weighting and amplitude deviation compensation circuit 3302 is configured to be converted into a digital signal for variable gain and output, and performs phase and amplitude compensation by the same control as the example described in the operation description of FIG. be able to.
[0179]
The adaptive array antenna having the configuration shown in FIG. 28 is different from a normal wireless communication device in that it is necessary to monitor both the signal level after combining and the signal level before combining. For example, when the signal from other than the desired terminal is stopped in the cell and the phase shift amount is continuously changed by the phase shifter to search for the null point, the dynamic range of the combined signal level becomes considerably large. On the other hand, it is predicted that the intensity of the signals from the respective antennas before synthesis will be at a substantially constant level. In this case, saturation occurs if the gain of the variable gain amplifier up to the synthesizer is increased just because the level of the received signal after the synthesis is lowered. Therefore, the level of the received signal before synthesis is also monitored, the gain is increased to the extent that saturation does not occur before reaching the synthesizer, and the remaining shortage is compensated by the gain increase of the variable gain amplifier after synthesis.
[0180]
On the other hand, when the synthesis is performed such that the beam direction is directed after the terminal direction can be identified or converged to the optimum weighting factor, the signal strength after synthesis is stable. Fluctuation is reduced. On the other hand, the level of the signal strength from each antenna before combining may decrease due to signal interference from a plurality of terminal stations.
[0181]
However, since the transmission signal of wireless communication is generally scrambled so that the line spectrum does not stand, it can be assumed that the phase of the information signal follows a uniform distribution over a certain period of time. In the case of the PTMP system of the subscriber radio access system, the position of each terminal station does not move in principle. Accordingly, if averaging is performed in a time sufficiently longer than the symbol duration (reciprocal of the transmission symbol rate Ts [Hz]) in the RSSI circuit, the phase difference between the plurality of transmission signals becomes a random uniform distribution, and the fluctuation of the RSSI output due to interference occurs. Is considered to have no effect. In addition, this property is considered to be irrelevant regardless of the output of any of the plurality of antennas. Therefore, it is not always necessary to monitor all input powers from a plurality of elements. As shown in FIG. 28, if a coupler 2820 and an RSSI circuit 2821 for monitoring at least one of the inputs are used, each antenna is monitored. Can be estimated.
[0182]
The above two RSSI circuits are used in combination, and the gains of the three sets of

variable gain amplifiers

2816, 2815, and 2825 are adjusted based on the two monitoring results. That is, the AGC control circuit 2824 prepares a table for obtaining three gain adjustment voltage outputs for two inputs.
[0183]
FIG. 29 shows an example of an AGC voltage control method for a certain terminal in the case of using the adaptive array antenna of the twelfth embodiment. Note that the gain increase and decrease ranges in FIG. 28 are generally set to be almost the same as the difference between the desired lower limit value and the desired upper limit value, but in order to simplify the control although the convergence is slow, A method of stepwise control with a predetermined constant value that is smaller than a desired value range is also conceivable. By performing the control as described above, it is possible to control the combined output signal level to be a constant width, and to control so that the high-frequency circuit element for each individual element is not saturated. can get.
[0184]
In general, the combined receiver 2819 is provided with an input fluctuation margin of about ± 2 dB. Therefore, it is conceivable to provide hysteresis so that the gain adjustment function reacts sensitively with fluctuations much smaller than this and the gain is not changed too often. Specifically, a certain number of past output values of the RSSI circuit is stored, and only when the deviation from the certain value exceeds a certain value, the AGC control circuit 2824 and the first IF variable gain amplifier 2816 When a limitation is made to output a gain change command to the IF variable gain amplifier 2815 and the synthesized variable gain amplifier 2825, slight fluctuations in signal level due to noise components of the RSSI circuit and minute fading of the input RF signal Therefore, the AGC control circuit 2824 reacts excessively, and since it is originally within the allowable reception power range of the receiver 2819, unnecessary control can be prevented.
[0185]
Also, in the case where the phase shift amount is continuously changed by the phase shifter and the properties of the received signal after the synthesis are measured at that time, the speed of change of the phase shift amount is sufficiently higher than the RSSI time constant. It is desirable to slow down. If the RSSI time constant is set to a certain value, the measurement speed may be reduced. In that case, a mode for changing the RSSI time constant may be provided.
[0186]
(13th Embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a thirteenth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG.
[0187]
The thirteenth embodiment includes a plurality of antenna elements 11 to 1n, a high-frequency circuit 30 connected to each antenna element, and a high-frequency distribution circuit 162 that distributes output to the plurality of high-frequency circuits. An amplitude weight weighting circuit 31 that performs amplitude weighting for each element and a local signal phase shift circuit 32 that performs phase weighting are provided, and the signal level of the second IF signal before distribution to individual elements is variable. Estimated from the output of the pre-distribution variable gain amplifier 33, the N second IF variable gain amplifiers 34 capable of varying the relative levels of the second IF signals of the N individual elements, and the amplitude weight weighting circuit 31. The effective radiated power considering the directivity gain from the adaptive array antenna is controlled so as not to exceed a predetermined value, and for each individual element. So as not to high-frequency circuit device is saturated, and having a gain control circuit 35 for controlling the distribution before the variable gain amplifier 33 and N second IF variable gain amplifier 34.
[0188]
FIG. 33 shows an example of an AGC voltage control method for a certain terminal in the case of using the adaptive array antenna of the thirteenth embodiment. It is also conceivable to use the N second IF variable gain amplifiers 34 after distribution in FIG. 32 as a circuit that performs amplitude weighting of each antenna element. In this case, the gain control voltage written in the gain setting value table of the pre-distribution variable gain amplifier and the N second IF variable gain amplifiers corresponding to the desired ERP value in FIG. Even when the upper and lower limits of the variable range are taken into account, the control voltage must be such that the gain is such that distortion due to NF deficiency or saturation does not occur. If this condition cannot be satisfied at the same time, in addition to the gain setting value table, the upper and lower limits of the gain variable range as the allowable amplitude weight are prepared as a table for the desired ERP value. If it is important to prevent distortion due to shortage or saturation, it may be possible to refer to this table when determining the amplitude weight and change the amplitude weight so that it falls between the upper and lower limits.
[0189]
By the method described above, it is possible to obtain an effect that it is possible to simultaneously realize an effective radiated power value of a predetermined value or less and a low distortion of the high frequency circuit for each individual element. In addition, when it is necessary to greatly increase the control range of transmission power, a large control range is required with only one variable gain amplifier, so it is difficult to achieve input / output isolation for increasing the gain. Or the structure may be complicated because the variable gain amplifier has an attenuation function. Such a problem also has an advantage that it can be avoided by dividing the variable gain element before and after the distribution as in this embodiment.
[0190]
In the thirteenth embodiment, the amplitude weight weighting circuit 31 and the N second IF variable gain amplifiers 34 are separately provided. However, it is conceivable that the two are realized by a single circuit. . In this case, there is an advantage that the circuit scale for taking the necessary transmission power control width can be further reduced, and the above-described problems such as isolation and attenuation functions can be solved.
[0191]
(14th Embodiment)
Next, an adaptive array antenna according to a fourteenth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. In addition, since this invention has demonstrated about the detailed content of invention using many embodiment, when the code | symbol in drawing used for 14th Embodiment overlaps the code | symbol used in drawing of other embodiment However, the reference numerals used in FIGS. 34 to 36 are limited to those used in the fourteenth embodiment.
[0192]
In FIG. 34, reference numerals 11 to 1n denote antenna elements,Sign21 to 2n are real weight controls to be described later for received signals received by the antenna elements 11 to 1n.meansA plurality of real number weighting means for weighting by the real number weight set by 7 respectively;

Sign

Reference numerals 31 to 3n denote a plurality of individual element signal strength detecting means for detecting the weighted received signal strengths as individual element signal strengths. Reference numeral 4 denotes a synthesizer that synthesizes the reception signals weighted by the real number weighting means 21 to 2n, reference numeral 5 denotes a demodulator that demodulates the reception signal synthesized by the synthesizer 4, and reference numeral 6 denotes Synthesizer4This is signal strength detection means for detecting the strength of the received signal synthesized by the above as the synthesized signal strength.
[0193]
Reference numeral 7 calculates a real number weight to be newly set based on the individual element signal intensity detected by the individual element signal intensity detection units 31 to 3n and the combined signal intensity detected by the combined signal intensity detection unit 6, respectively. The real number weight control means repeats the process of setting the calculated real number weights in the weighting means 21 to 2n for a plurality of cycles.
[0194]
The real number weight control means 7 stores a plurality of initial value memories for storing initial values W_1 (0) to W_n (0) (n is the number of antenna elements) of real number weights set in the plurality of real number weighting means 21 to 2n. When the means 711 to 71n and the real weight control means 7 are operated for the first time, the real number weights W_1 (k) to be set in the respective real number weighting means 21 to 2n with these W_1 (0) to W_n (0). ˜W_n (k) (k is the number of times of updating of real number weights) a plurality of real number weight storage units 721 to 72n, and W_1 (k) to W_n (k) stored in the plurality of real number weight storage units 721 to 72n ) As a real number weight of the plurality of real number weighting units 21 to 2n, either W_i (k) or −W_i (k) (1 ≦ i ≦ n) Detected by the combined signal strength detection means 6 in a state where W_1 (k) to W_n (k) are set in the plurality of real number weight setting means 731 to 73n to be set and the plurality of real number weighting means 21 to 2n, respectively. The combined signal strength Py (k) is input, and the plurality of individual element signal strength detection units 31 to 31 are similarly set in a state where W_1 (k) to W_n (k) are set by the plurality of real number weighting units 21 to 2n, respectively. The individual element signal intensities Px_1 (k) to Pxn (k) detected by 3n are respectively input, and W_1 (k), W_2 (k),. W_i-1 (k), W_i (k), W_i + 1 (k),..., W_n (k) (1 ≦ i ≦ n) are detected by the combined signal intensity detection means 6 respectively. Combined signal strength Py_i (k) (1 ≦ i ≦ n) when is respectively input, new real weight W_i (k + 1) = W_i (k) + a^*[Px_i (k) + {Py (k) −Py_i (k)} / 4] / W_i (k) (a is a constant) and (1 ≦ i ≦ n) are calculated, and the plurality of real number weight storage means And real number weight calculation means 741 to 74n for inputting to W_1 (k) to W_n (k) of 721 to 72n.
[0195]
In FIG. 34, the real number weight control means 7 includes an update stop means 75 for stopping the operation based on a predetermined condition.
[0196]
The real number weighting means 21 to 2n are configured, for example, as shown in FIG. In FIG. 35, the real number weighting means 21 (2n) includes an absolute value detection means 211 for calculating the absolute value of the real number weight W_i (k), a code detection means 212 for calculating the sign of W_i (k), and an absolute value detection. A variable gain amplifier 213 that amplifies the received signal X_i (t) based on the absolute value calculated by the means 211, and a code for controlling the code of the amplified received signal based on the code calculated by the code detecting means 212 1 A bit phase shifter 214.
[0197]
As described above, the weighting of the real number weight can be realized with a simple circuit configuration because a multi-bit phase shifter necessary for the weighting of the amplitude and the phase weight is not used. However, the present invention can also be applied to a circuit configuration that weights amplitude and phase weights.
[0198]
The operation of the adaptive array antenna configured as described above will be described with reference to FIG. FIG. 36 is a flowchart for explaining the operation of the adaptive array antenna.
[0199]
First, the real number weight W_1 (0) stored in the initial value storage unit 711 is input to the real number weight storage unit 721. Based on this, W_1 (0) is stored in W_1 (0) by the real weight storage means 721 as in the following equation.
[0200]
W₁(K) = W₁(0)
Subsequently, the real weight initial values W_2 (0) to W_n (0) stored in the initial value storage means 712 to 71n are similarly stored in the real weight storage means 722 to 72n (steps S1 to S4). .
[0201]
Subsequently, the initial value W_1 (k) of the real number weight stored by the real number weight storage unit 721 is input to the real number weight setting unit 731. The real number weight W_1 (k) is set in the real number weighting means 21 by the real number weight setting means 731.
[0202]
Subsequently, the real weight initial values W_2 (k) to W_n (k) stored in the real number weight storage means 722 to 72n are similarly input to the real number weight setting means 732 to 73n and supplied to the real number weighting means 22 to 2n. It is set (step S5).
[0203]
The real weight initial values W_1 (0) to W_n (0) may be set to maximize the directivity gain in the desired wave direction, for example.
[0204]
At time t, reception signals received by the antenna elements 11 to 1n are X_1 (t) to X_n (t). These signals are weighted by the real number weighting means 21 to 2n. These weighted reception signals are input to the individual element signal strength detection means 31 to 3n. If the real number weights set in the real number weighting means 21 to 2n are W_1 (k) to W_n (k), the individual element signal strengths Px_1 (k) to Px_n detected by the individual element signal strength detection means 31 to 3n, respectively. (K)
[Expression 16]

It is expressed. However, i: 1 <= i <= n, E [•]: Expected value calculation.
[0205]
Subsequently, the received signal weighted by the real number weighting means 21 to 2n is synthesized by the synthesizer 4. This combined received signal is input to the combined signal strength detecting means 6. Based on this, the combined signal strength Py (k) detected by the combined signal strength detecting means 6 is
[Expression 17]

It is expressed. However,^*: Multiple conjugates.
[0206]
The feature of the fourteenth embodiment is that the individual element signal strength detecting means 31 calculates the derivative of the combined signal strength detected by the combined signal strength detecting means 6 with respect to the real number weights set in the real number weighting means 21 to 2n. It is a point which can be calculated | required using the separate element signal intensity | strength detected by -3n, and the synthetic | combination signal strength detected by the synthetic | combination signal strength detection means 6. Using this differential coefficient, real number weight control based on the steepest descent method is performed.
[0207]
Hereinafter, the procedure of weight control will be described.
First, the number of real weight updates is set to k = 1 by the update stopping means 75 (step S6).
[0208]
Subsequently, the combined signal strength Py (k) detected by the combined signal strength detection unit 6 in a state where W_ (k) to W_n (k) are set in the real number weighting units 21 to 2n, respectively, and the real number weight calculation units 741 to 74n. (Step S7).
[0209]
Subsequently, the individual element signal strength Px_1 (k) detected by the individual element signal strength detecting means 31 in a state where W_1 (k) to W_n (k) are set in the real number weighting means 21 to 2n, respectively, is a real number weight calculating means 741. Is input.
[0210]
Subsequently, the individual element signal strengths Px_2 (k) to Px_n (k) detected by the individual element signal strength detection units 32 to 3n in a state where W_1 (k) is set in the real number weighting units 21 to 2n, respectively. The real number weight calculating means 741 to 74n are inputted (steps S8 to S11).
[0211]
Subsequently, -W_1 (k), W_2 (k),..., W_n (k) are assigned to the real weighting means 21 to 2n by the real number weight setting means 731 to 73n, respectively.
The combined signal strength Py_1 (k) detected by the combined signal strength detection means 6 in the state where is set is input to the real number weight calculation means 741.
[0212]
Subsequently, W_1 (k), −W_2 (k),..., W_n (k) are assigned to the real weighting means 21 to 2n by the real number weight setting means 731 to 73n, respectively.
The combined signal strength Py_2 (k) detected by the combined signal strength detection means 6 in a state where is set is input to the real number weight calculation means 742.
[0213]
Subsequently, the combined signal strengths Py_3 (k) to Py_n (k) are similarly input to the real number weight calculation means 743 to 74n (steps S12 to S16).
[0214]
Based on these inputs, new real number weights W_1 (k + 1) to W_n (k + 1) respectively set for the real number weighting means 21 to 2n are calculated by the real number weight calculating means 741 to 74n.
[0215]
First, based on the combined signal strength Py (k), the individual element signal strength Px_1 (k), and the combined signal strength Py_1 (k), a new real weight W_1 (k + 1) to be set in the real number weighting means 21 is calculated as a real number weight. Calculated by means 741 as follows.
W₁(K + 1) = W₁(K) + a {P_X1(K) + (P_Y(K) -P_Y1(K)) / 4} / W₁(K)
Where a: real number.
Subsequently, the real weight calculation means 742 to 74n are similarly applied to the combined signal strength Py (k), the individual element signal strengths Px_2 (k) to Px_n (k), and the combined signal strengths Py_2 (k) to Py_n (k). (Steps S17 to S20).
[0216]
Subsequently, a new real number weight W — 1 (k + 1) calculated by the real number weight calculation unit 741 is input to the real number weight storage unit 721. Based on this, W_1 (k + 1) is stored as W_1 (k) by the real weight storage means 721 as shown in the following equation.
[0217]
W₁(K) = W₁(K + 1)
Subsequently, the new real number weights W_2 (k + 1) to W_n (k + 1) calculated by the real number weight calculating means 742 to 74n are similarly stored in the real number weight storing means 722 to 72n (steps S21 to S24).
[0218]
Subsequently, a new real number weight W_1 (k) stored in the real number weight storage unit 721 is input to the real number weight setting unit 731. The real number weight W_1 (k) is set in the real number weighting means 21 by the real number weight setting means 731.
[0219]
Subsequently, the new real weights W_2 (k) to W_n (k) stored in the real number weight storage means 722 to 72n are similarly input to the real number weight setting means 732 to 73n and set in the real number weighting means 22 to 2n. (Step S25).
[0220]
Next, it is determined by the update stopping means 75 whether the number k of real weight updates is smaller than K. If k is smaller than K, k is incremented by 1, and the processing of steps S7 to S25 is repeated. If there is, the process is terminated (steps S26 to S27).
[0221]
By providing the update stop means 75, it is possible to avoid the real weight control means 7 from continuing to operate.
[0222]
Here, the processing is terminated by counting the number of repetitions of the real number weight update, but in this case, the operation of the real number weight control means 7 can be terminated within a predetermined time. In addition, a method of ending the processing when W_i (k + 1) −W_i (k) (1 <= i <= n) is equal to or less than a predetermined value is also conceivable. In this case, the operation of the real number weight control means 7 can be finished in a state where the so-called adaptive algorithm has converged.
[0223]
(Px_i (k) + (Py (k) −Py_i (k)) / 4) / W_i (k) is
[Expression 18]

It is expressed. However, i: 1 <= i <= n which satisfies n, and Re {·}: real part.
[0224]
On the other hand, the derivative δPy (k) / δW_i (k) related to the real weight W_i (k) of the combined signal strength Py (k) is
[Equation 19]

It is expressed.
[0225]
From the above, δPy (k) / δW_i (k) = 2 (Px_i (k) + (Py (k) −Py_i (k)) / 4) W_i (k) holds. Therefore, the process of step S18 is
[Expression 20]

Is equivalent to the process.
[0226]
When the real number a is a negative value, the real number weights of the real number weighting units 21 to 2n are updated so as to reduce the combined signal strength of the adaptive array antenna, and finally δPy (k) / δW_i (k) = Since a real number weight that satisfies 0 (1 <= i <= n) is set, if there is an interference wave, it can be suppressed. However, in order to avoid that all real weights become zero, it is necessary to limit the amount of change from the initial value of one or more real weights.
[0227]
For example, when applying such real number weight control to a receiving adaptive array antenna of a base station, before giving a communication channel to a terminal station that has requested communication, control the real number weight of the real number weighting means, Real number weights for suppressing co-channel interference are calculated, then the communication channel is given to the terminal station, and the real number weights for suppressing the co-channel interference are set in the real number weighting means 21 to 2n and transmitted by the terminal station A method of receiving a signal is conceivable.
[0228]
When the arrival direction of the desired wave is known in advance, a directional antenna or array antenna in the desired wave direction may be used. In the case of a directional antenna, the signal received by each element can be limited by the direction of arrival. In the case of an array antenna, appropriate directivity can be provided, for example, as an orthogonal beam.
[0229]
As described above, according to the fourteenth embodiment of the present invention, the plurality of individual element signal intensities detected by the individual element signal intensity detecting units 31 to 3n and the combined signal intensity detected by the combined signal intensity detecting unit 6 are obtained. Since the real weight control based on the steepest descent method can be performed by calculating the derivative with respect to the real weight of the evaluation function, compared with the case where the demodulated signal of each antenna element is used as in the prior art. It can be realized with a simple circuit configuration.
[0230]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, the real number of the evaluation function is obtained using the plurality of individual element signal intensities detected by the individual element signal intensity detecting means and the combined signal intensity detected by the combined signal intensity detecting means. Real number weight control based on the steepest descent method can be performed by obtaining the derivative with respect to the weight, so that it is realized with a simple circuit configuration as compared with the case where the demodulated signal of each antenna element is used as in the prior art. Can do.
[0231]
Further, since only the signal intensity detected by the signal intensity detecting means can be used to control the amount of phase shift based on the partial differential coefficient with respect to the amount of phase shift of the evaluation function, each antenna element can be controlled as in the prior art. Compared to the case of using the above signal, it can be realized with a simple circuit configuration.
[0232]
Also, by using only the signal strength detected by the signal strength detection means, the phase shift amount for receiving the signal in the same phase by taking into account the phase shift deviation in the local station or the communication partner station by simple processing. Therefore, unlike the prior art, it is not necessary to set the amount of phase shift so as to compensate for the phase deviation, which can be realized with a simple circuit configuration and has an advantage of shortening the processing time.
[0233]
In addition, in an adaptive array antenna used in a radio communication system that provides service within a region by arranging a plurality of radio base stations for accommodating terminal stations, each direction of a base station group other than its own base station or one of the directions. By controlling the antenna beam quickly by adding a constraint condition that directs the null to the remaining directions except for the direction of the terminal that the base station communicates with, the direction of the part is small. The null restraining direction can be determined, and the control processing during communication can be reduced.
[0234]
The present invention also includes a plurality of antenna elements and a high-frequency circuit connected to each antenna element, and the local signal applied to the frequency conversion circuit in the high-frequency circuit is changed for each high-frequency circuit for each antenna element. In the adaptive array antenna, characterized in that a quadrature modulator that receives a local frequency signal and a control signal is used as the signal phase shift circuit or a part thereof, a part of the signal from each antenna element in the high frequency circuit By providing a coupler for branching and a quadrature demodulator for individual elements to which a signal from the coupler is input, real-time reception can be easily performed even when the transmission rate is high.
[0235]
According to the present invention, in an adaptive array antenna including a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to each antenna element, and a high-frequency synthesis circuit that synthesizes outputs of the plurality of high-frequency circuits, RF or IF from a plurality of individual elements Among the signals, at least one first RSSI circuit that monitors at least one signal level, a second RSSI circuit that monitors the signal level of the RF or IF signal after the signals from the individual elements are combined, and N At least (N-1) first variable gain circuits capable of changing the relative levels of all the RF or IF signals of each individual element, and the signal of the RF or IF signal after combining the signals from the individual elements Based on the second variable gain circuit capable of varying the level, and the RSSI signal from the first RSSI circuit and the second RSSI circuit. Controlling the first variable gain circuit and the second variable gain circuit so that the combined output signal level is controlled to a certain width and the high frequency circuit for each individual element is not saturated. By providing the gain control circuit, it is possible to control the combined output signal level to a constant width and to prevent the high frequency circuit for each individual element from being saturated.
[0236]
The present invention further includes a plurality of antenna elements, a high-frequency circuit connected to each antenna element, and a high-frequency distribution circuit that distributes output to the plurality of high-frequency circuits, and the amplitude or phase of each antenna element is included in the high-frequency circuit. In an adaptive array antenna including a weight control circuit for performing weighting, at least (N-1) first variable gain circuits capable of varying the relative levels of all RF or IF signals of N individual elements, and individual A second variable gain circuit element that can vary the signal level of the RF or IF signal before distribution to the element, and an effective radiated power in consideration of the directivity gain from the adaptive array antenna estimated from the output of the weight control circuit Is controlled so as not to exceed the specified value, and the high frequency circuit element for each individual element is not saturated. Thus, by providing the gain control circuit for controlling the first variable gain circuit and the second variable gain circuit, the effective radiated power taking into account the directional gain from the adaptive array antenna does not exceed a predetermined value. It is possible to control the high frequency circuit element for each individual element so as not to be saturated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna as a basic concept of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of error detection means in an adaptive array antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart showing an operation of an adaptive array antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a characteristic diagram showing a change in reception strength with respect to the amount of phase shift in an adaptive array antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a characteristic diagram showing a change in reception strength with respect to the amount of phase shift in an adaptive array antenna according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the seventh embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 24 is a diagram illustrating a case where the antenna directivity of a terminal communicating with another base station is not directed to the own base station and there is no interference in the eleventh embodiment.
FIG. 25 is a diagram illustrating a case where the antenna directivity of a terminal communicating with another base station faces the base station and interference occurs in the eleventh embodiment.
FIG. 26 is a diagram illustrating a relationship between an antenna beam width and a threshold value of a difference in direction in the eleventh embodiment.
FIG. 27 is a diagram illustrating an example of a frame configuration of a PTMP system.
FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 29 is a diagram illustrating an example of a control method when using an adaptive array antenna according to a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 30 is a block diagram showing a configuration for compensating for a phase difference and an amplitude difference in the twelfth embodiment.
FIG. 31 is a diagram showing a configuration different from that in FIG. 30 in an adaptive array antenna according to a twelfth embodiment.
FIG. 32 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 33 is a diagram illustrating an example of a control method when using an adaptive array antenna according to a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 34 is a block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna according to a fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 35 is a block diagram showing real number weighting means in a fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 36 is a flowchart showing an operation of the adaptive array antenna according to the fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 37 is an explanatory diagram of a general PTMP-type WLL.
FIG. 38 is a diagram showing an arrival state of an interference wave when a sector antenna having a half-value angle of 120 degrees is used.
FIG. 39 is a diagram illustrating an arrival state of an interference wave in the case of conventional 4-cell frequency repetition.
FIG. 40 is a diagram illustrating a conventional DBF type adaptive antenna.
FIG. 41 is a diagram showing a conventional adaptive antenna in which an AGC variable gain amplifier is inserted into the combined output.
FIG. 42 is a diagram illustrating a conventional adaptive antenna for transmission in which a variable gain amplifier is inserted before distribution.
FIG. 43 is a diagram illustrating a conventional adaptive antenna for transmission in which a plurality of variable gain amplifiers are inserted after distribution.
[Explanation of symbols]
11 to 1n antenna element
3 Phase shift control means
311 First signal strength storage means
321 Second signal strength storage means
331 Phase shift amount calculation means
341 to 34n First phase shift amount storage means
351-35n second phase shift amount storage means
361-36n Third phase shift amount storage means
371-37n Phase shift amount setting means
381-38n Initial value storage means
41 to 4n variable phase shifter
5 Synthesizer
71 Signal strength detection means
8 Update stop means
91 Reference signal generating means
92 Error detection means
7 Real weight control means
711-71n Initial value storage means
721-72n real number weight storage means
731 to 73n Real number weight setting means
741-74n Real number weight calculation means
75 Update stop means

Claims

A plurality of antenna elements, a plurality of phase shift means corresponding to the antenna elements for controlling the phase of received signals received by these antenna elements in accordance with the amount of phase shift set for each antenna element, and the phase shift Based on the intensity of the received signal detected by the signal intensity detecting means, the signal intensity detecting means for detecting the intensity of the received signal synthesized by the synthesizing means, in adaptive array antenna comprising Te and phase shift control means for setting the phase shift amounts calculated to calculate the phase shift amount in each of the previous SL plurality of phase shifting means, and
The phase shift amount control means includes:
Shifting and outputs the signal intensity phase shift amount in each of the phase shifting means corresponding to each of the plurality of antenna elements based on various signal strength and a plurality of phase shift amount output from the detecting means a plurality of cycles calculated by Phase amount calculation means;
Initial value storage means for storing an initial value for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements ;
Based on the respective initial values stored in the initial value storage means, a first value calculated by the phase shift amount calculation means to be set for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements . First phase shift amount storage means for storing a phase shift amount;
Second storing a second amount of phase shift of each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements calculated by the calculating means so as to increase by each predetermined angle said first phase shift A phase shift amount storage means;
The respective phase shifting means corresponding to each of the first amount of phase shift of the second phase shift amount of a predetermined angle with the same angle only each reduced to the calculating means by the calculated said plurality of antenna elements as Third phase shift amount storage means for storing three phase shift amounts;
Phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements calculated by the phase shift amount calculation means based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage means. a plurality of phase shift amount setting means for setting the amount of phase shift of each respectively,
First signal strength storage means for storing the first signal strength detected by the signal strength detection means in a state where the second phase shift amount is set in the plurality of phase shift means;
Second signal strength storage means for storing the second signal strength detected by the signal strength detection means in a state where the third phase shift amount is set in the plurality of phase shift means;
With
When the difference between the first signal strength and the second signal strength is input, the phase shift amount calculating means increases the first phase shift amount by a value proportional to the difference. Update stop that calculates the phase amount and inputs it to the first phase shift amount, repeats the calculation for a plurality of cycles until the difference disappears, and stops the operation of the phase shift amount control means based on a predetermined condition An adaptive array antenna comprising means.

The initial value storage means stores initial values Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amounts, respectively, and when the phase shift amount control means operates for the first time, these Φ1 (0) to Φn (0) are stored. Each of the first phase shift amount storage means is input to Φ1 (k) to Φn (k), and the first phase shift amount storage means is set to each of the phase shift means provided for each antenna element. Airyo Φ1 (k) ~Φn (k) (n is the number of antenna elements, k is the number of the phase shift amount update) stored as the amount of phase shift of the respective first, the second phase shift amount storage means The phase shift amounts Φ1 ′ (k) to Φn ′ (k) calculated for each antenna element by increasing the Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle are stored as the second phase shift amounts. The third phase shift amount storage means reduces the Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle, and calculates the phase shift amount Φ1 ″ (k) ˜ n "(k) respectively stored as the amount of phase shift of the third, the phase shift amount setting means wherein the first phase shift amount storage means or the second phase shift amount storage means or the third amount of phase shift A phase shift amount stored in any one of the storage means is set in each of the plurality of phase shift means, and the first signal intensity storage means stores Φ1 (k) and Φ2 (k ),..., .PHI.i-1 (k), .PHI.i '(k), .PHI.i + 1 (k),... The signal strength Pi ′ as the first signal strength is stored, and the second signal strength storage means stores Φ1 (k), Φ2 (k),..., Φi−1 (k) in the phase shift means, respectively. , Φi ″ (k), Φi + 1 (k),..., Φn (k) are set, and the second signal intensity detected by the signal intensity detecting means The phase shift amount calculation means stores a new phase shift amount Φi in which the Φi (k) is increased by a value proportional to the difference between the signal strengths Pi ′ and Pi ″. (K + 1) is calculated and the calculated phase shift amount is input to Φi (k) of the first phase shift amount storage means, and the update stopping means performs the operation of the phase shift amount control means a predetermined number of times. 2. The adaptive array antenna according to claim 1, wherein the operation is stopped after repeated.

A plurality of antenna elements, a plurality of phase shifting means corresponding to the antenna elements for phase control in accordance with the amount of phase shift of the received reception signal is set for each antenna element of each these antenna elements, move Combining means for combining received signals phase-controlled by phase means, reference signal generating means for generating reference signals, received signals combined by the combining means, and reference signals generated by the reference signal generating means Based on the error detection means for outputting the difference, the error signal strength detection means for detecting the signal strength of the error signal detected by the error detection means, and the signal strength of the error signal detected by the error signal strength detection means Contact phase shift amounts calculated to calculate the amount of phase shift in the adaptive array antenna and a phase shift control means for setting each of said plurality of phase shifting means Te,
The phase shift amount control means includes:
And outputs the error signal strength phase shift amount in each of the phase shifting means corresponding to each of the plurality of antenna elements based on various signal strength and a plurality of phase shift amount output from the detecting means a plurality of cycles calculated by A phase shift amount calculation means;
Initial value storage means for storing respective initial values of the phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements ;
Based on the respective initial values stored in the initial value storage means, the phase shift amount calculation means calculates the first phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements to be set. First phase shift amount storage means for storing the phase shift amount of
Second storing a second amount of phase shift of each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements calculated by the calculating means so as to increase by each predetermined angle said first phase shift A phase shift amount storage means;
The respective phase shifting means corresponding to each of the first amount of phase shift of the second phase shift amount of a predetermined angle with the same angle only each reduced to the calculating means by the calculated said plurality of antenna elements as Third phase shift amount storage means for storing three phase shift amounts;
Phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements calculated by the phase shift amount calculation means based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage means. a plurality of phase shift amount setting means for setting the amount of phase shift of each respectively,
A first error signal strength detected by the error signal strength detection means in a state where the second phase shift amount is set for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements is stored. Error signal intensity storage means;
A second error signal strength detected by the error signal strength detection means is stored in a state where the third phase shift amount is set for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements . Error signal intensity storage means;
With
When the difference between the first error signal strength and the second error signal strength is input, the phase shift amount calculation means increases the first phase shift amount by a value proportional to the difference. A phase shift amount is calculated and input to the first phase shift amount, and a plurality of cycles of calculation are repeated until the difference disappears, and the operation of the phase shift amount control means is stopped based on a predetermined condition. An adaptive array antenna comprising update stop means.

Said first phase shift amount storage means a first phase shift amount of the phase shift Φ1 (k) ~Φn which are respectively set for each phase shifting means corresponding to each of the plurality of antenna elements (k) ( n is the number of antenna elements, k is the number of times of phase shift amount update), and the second phase shift amount storage means is calculated by increasing each of the Φ1 (k) to Φn (k) by a predetermined angle. The phase shift amounts Φ1 ′ (k) to Φn ′ (k) as the second phase shift amounts are stored, respectively, and the third phase shift amount storage means stores the Φ1 (k) to Φn (k), respectively. Each of the phase shift amounts Φ1 ″ (k) to Φn ″ (k) as third phase shift amounts calculated by decreasing by a predetermined angle is stored, and the phase shift amount setting means is the first phase shift amount. the corresponding amount of phase shift that is stored either in one storage unit or the second phase shift amount storage means or the third amount of phase shift storage means to each of the plurality of antenna elements Set on each of the phase shifting means, each said first error signal strength storing means for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements Φ1 (k), Φ2 (k ), ..., Φi-1 (K), Φi ′ (k), Φi + 1 (k),..., Φn (k) (1 ≦ i ≦ n) are set, and the first error signal is detected by the error signal intensity detecting means. storing the intensity Qi ', the second signal strength storing means each for each phase shift means corresponding to each of the plurality of antenna elements Φ1 (k), Φ2 (k ), ..., Φi-1 (k) , Φi ″ (k), Φi + 1 (k),..., Φn (k) are stored, and the second error signal strength Qi ″ detected by the error signal strength detection means is stored, and the phase shift is stored. The quantity calculating means is equivalent to the value proportional to the difference between the first and second error signal strengths Qi ′ and Qi ″. A new phase shift amount Φi (k + 1) obtained by increasing Φi (k) is calculated and input to Φi (k) of the first phase shift amount storage means, and the initial value storage means sets the initial phase shift amount. Each of the values Φ1 (0) to Φn (0) is stored, and the initial values Φ1 (0) to Φn (0) of the phase shift amount are respectively stored in the first shift when the phase shift amount control means operates for the first time. 4. The adaptive array antenna according to claim 3, wherein the input is input to Φ1 (k) to Φn (k) of the phase amount storage means.

A plurality of antenna elements;
A plurality of real number weighting means for weighting the received signals received by the plurality of antenna elements by respective set real number weights;
A plurality of individual element signal strength detecting means for detecting the intensity of the received signal weighted by the plurality of real number weighting means as individual element signal strengths;
Combining means for combining the received signals weighted by the plurality of real number weighting means;
Signal intensity detection means for detecting the intensity of the received signal synthesized by the synthesis means as the synthesized signal intensity;
The real number weight is calculated and calculated based on the amount of change in the combined signal strength when the sign of the real number weight set in at least one of the plurality of weighting means is changed and the plurality of individual element signal strengths Real number weight control means for repeating the process of setting a real number weight in each of the plurality of real number weighting means for a plurality of cycles;
An adaptive array antenna comprising:

The real number weight control means includes:
A plurality of initial value storage means for storing initial values { W_1 (0) to W_n (0) (n is the number of antenna elements)} of real number weights set in the plurality of real number weighting means ;
When the real number weight control means operates for the first time, these initial values { W_1 (0) to W_n (0) } are set to the real number weights { W_1 (k) to W_n (k) for each of the plurality of real number weighting means. (K is the number of real weight updates)} and stores a plurality of real weight storage means;
Based on the real number weights { W_1 (k) to W_n (k) } stored in the plurality of real number weight storage means, { W_i (k) or -W_i (k) (1 ) ≦ i ≦ n)} a plurality of real weight setting means for setting any one of
Each real weights {W_1 (k) ~W_n (k )} is synthesized signal intensity detected by the combined signal strength detecting means in a state of being set {Py (k)} is inputted to the plurality of real number weighting means Similarly, individual element signal strengths { Px — 1 detected by the plurality of individual element signal strength detection means in a state where real number weights { W — 1 (k) to W_n (k) } are set by the plurality of real number weighting means, respectively. (K) to Px_n (k) } are input, and { W_1 (k), W_2 (k),..., W_i-1 (k), W_i (k), W_i + 1 () are respectively input to the plurality of real number weighting means. k),..., W_n (k) (1 ≦ i ≦ n)} are set, and the combined signal strengths { Py_i (k) (1 ≦ i ≦ n)} respectively detected by the combined signal strength detecting means Each entered New real weight { W_i (k + 1) = W_i (k) + a ^* [Px_i (k) + {Py (k) -Py_i (k)} / 4] / W_i (k) (a is Constant number) and (1 ≦ i ≦ n)}, respectively, and input to real weights { W_1 (k) to W_n (k) } of the plurality of real number weight storage means ;
The adaptive array antenna according to claim 5, further comprising:

6. The adaptive array antenna according to claim 5, wherein the real number weight control means includes update stop means for stopping the operation based on a predetermined condition.

8. The adaptive array antenna according to claim 7, wherein the update stopping unit stops the operation after the operation of the real weight control unit is repeated a predetermined number of times.

The update stop unit stops the operation of the real number weight control unit when an update amount of the real number weight set in the real number weighting unit becomes a predetermined value or less. Adaptive array antenna.

6. The adaptive array antenna according to claim 5, wherein each of the plurality of antenna elements is a directional antenna.

6. The adaptive array antenna according to claim 5, wherein each of the plurality of antenna elements is an array antenna.

The received signals received by a plurality of antenna elements are phase-controlled for each antenna element in accordance with the phase shift amount set for each antenna element, and the phase-controlled received signals are synthesized, and the synthesized received signals In the adaptive array antenna phase shift amount control method for detecting the intensity of the received signal, calculating the phase shift amount based on the detected received signal strength and setting the phase shift amount for each of the plurality of antennas,
A phase shift amount calculating step of calculating and outputting a plurality of cycles of the phase shift amount in each of the plurality of antenna elements based on various signal strengths and a plurality of phase shift amounts output from the signal strength detection means;
An initial value storing step of storing an initial value of a phase shift amount for each of the plurality of antenna elements;
A first phase shift amount calculated in the phase shift amount calculation step is stored as one to be set for each of the plurality of antenna elements based on the initial values stored in the initial value storage step. A phase shift amount storing step;
A second phase shift amount storing step for storing a second phase shift amount for each of the plurality of antenna elements calculated in the phase shift amount calculating step so as to increase the first phase shift amount by a predetermined angle. When,
The third phase shift amount for each of the plurality of antenna elements calculated in the phase shift amount calculation step so as to decrease the first phase shift amount by the same angle as a predetermined angle of the second phase shift amount. A third phase shift amount storing step for storing
A phase shift amount for each of the plurality of antenna elements calculated in the phase shift amount calculation step is set based on the phase shift amount stored in any one of the first to third phase shift amount storage steps. A plurality of phase shift amount setting steps to be performed;
A first signal strength storing step of storing the detected first signal strength in a state where the second phase shift amount is set for each of the plurality of antenna elements;
A second signal strength storing step of storing the detected second signal strength in a state where the third phase shift amount is set for each of the plurality of antenna elements,
In the phase shift amount calculating step, when a difference between the first signal strength and the second signal strength is input, a new phase shift amount in which the first phase shift amount is increased by a value proportional to the difference. A phase amount is calculated and input as the first phase shift amount, and a plurality of cycles are repeated until there is no difference between the first signal strength and the second signal strength, and this phase shift amount control operation is performed. A method for controlling the amount of phase shift of an adaptive array antenna, characterized by stopping based on a predetermined condition.

The received signals received by a plurality of antenna elements are phase-controlled for each antenna element in accordance with the phase shift amount set for each antenna element, and the phase-controlled received signals are synthesized, and the synthesized received signals In the adaptive array antenna phase shift amount control method for detecting the intensity of the received signal, calculating the phase shift amount based on the detected received signal strength and setting the phase shift amount for each of the plurality of antenna elements,
A weighting step of weighting received signals received by a plurality of antenna elements by a real weight set for each antenna element;
An individual element signal strength detection step for detecting each of the received signal weights weighted in the weighting step as individual element signal strengths;
A synthesis step of synthesizing the reception signal weighted by the real number weighting means;
A signal strength detection step of detecting the strength of the received signal combined in the combining step as a combined signal strength;
Real number calculated while calculating the real number weight based on the amount of change in the combined signal strength when the sign of at least one real weight weighted in the weighting step is changed and the individual element signal strength for each of the plurality of antenna elements A real weight control step in which the weight is weighted multiple times in the weighting step and this processing is repeated a plurality of cycles;
A method for controlling the amount of phase shift of an adaptive array antenna.