JP3989131B2 - Drive circuit for physical quantity detection element and rotation angle sensor - Google Patents

Description

【０００６】
ここで、Ｂは、永久磁石１４ａ，１４ｂによる磁束密度（磁界の強さ）であり、Ｒｄは、ホール素子１６の内部抵抗値であり、Ｉは、ホール素子１６の駆動電流であり、Ｋｈは、ホール素子１６の単位電流（単位駆動電流）及び単位磁束密度当たりの感度定数である。そして、ＶＡは、「Ｂ・Ｒｄ・Ｉ・Ｋｈ」に対応した定数である。よって、図５に示すように、シャフト１２が−９０度から＋９０度まで回転する間に、上記ホール電圧（ホール素子１６の出力）Ｖｈは、「−ＶＡ」から「＋ＶＡ」へと正弦波（ｓｉｎ波）上を連続的に変化することとなる。
【０００７】
そして更に、スロットル開度センサ１０では、ホール素子１６から上記の如く出力されるホール電圧Ｖｈを、回路基板１８上の回路で処理して、スロットル開度（シャフト１２の回転角度）を示す信号として端子２０から外部へ出力する。
一方、ホール素子１６から磁界の強さ（磁束密度）に対応したホール電圧Ｖｈを出力させるためには、そのホール素子１６に駆動電流を供給する必要があるが、この種のセンサ１０に用いられてホール素子１６に駆動電流を供給する駆動回路としては、従来より、図６に示すような構成の回路が知られている。
【０００８】
図６に示すように、従来のホール素子の駆動回路では、まず、演算増幅器２２と抵抗Ｒ３とによって、ホール素子１６の一対の駆動電流端子ａ，ｂ間に駆動電流Ｉを流すための定電流制御回路を構成している。
即ち、この定電流制御回路においては、演算増幅器２２の反転入力端子（−端子）がホール素子１６の一方の駆動電流端子ｂと抵抗Ｒ３の一端とに共通接続されており、同演算増幅器２２の出力端子がホール素子１６の他方の駆動電流端子ａに接続されている。また、抵抗Ｒ３の他端は接地電位に接続されている。そして、演算増幅器２２は、反転入力端子の電圧が非反転入力端子（＋端子）に印加されている電圧Ｖ＋と等しくなるように、自己の出力端子の出力電圧を変化させるため、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間には、上記電圧Ｖ＋と抵抗Ｒ３とによって決まる電流（＝Ｖ＋／Ｒ３）が駆動電流Ｉとして流れるように、駆動電圧が印加されることとなる。
【０００９】
そして、ホール素子１６に駆動電流Ｉが供給されることにより、ホール素子１６の一対の出力端子ｃ，ｄ間には、磁界の強さに対応したホール電圧Ｖｈが現れる。そこで、この駆動回路では、ホール素子１６の出力端子ｃ，ｄ間に発生するホール電圧Ｖｈを、差動増幅器２４により増幅して、上記端子２０から出力電圧ＶＯＵＴとして外部へ出力するようにしている。
【００１０】
ここで特に、従来の駆動回路において、演算増幅器２２の非反転入力端子に印加される電圧Ｖ＋は、所定の電源電圧ＶCCを２つの抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧であり、抵抗Ｒ５としては、温度に応じて抵抗値が変化するサーミスタ等の感温抵抗を用いている。よって、演算増幅器２２の非反転入力端子に印加される電圧Ｖ＋は、温度に応じて変化し、その変化に応じて、ホール素子１６へ供給される駆動電流Ｉも変化することとなる。
【００１１】
つまり、式１からも分かるように、ホール素子１６の磁束密度Ｂに対する感度（Ｉ・Ｋｈ）は駆動電流Ｉに比例して大きくなり、また、図７（ａ）に示すように、ホール素子１６は、単位駆動電流及び単位磁束密度当たりの感度定数Ｋｈに関して負の温度特性（温度の上昇に伴ってＫｈが低下する特性）を有しているため、駆動電流Ｉが常に一定であれば、温度上昇に伴い感度が低下して、同じ磁束密度下でもホール電圧Ｖｈが小さくなってしまう。
【００１２】
そこで、従来の駆動回路では、上記抵抗Ｒ５として、抵抗値が正の温度特性を有する感温抵抗を用い、温度が高いときほど、上記電圧Ｖ＋が高くなり、それに応じて、ホール素子１６への駆動電流Ｉが大きくなるようにして（即ち、駆動電流Ｉに正の温度特性を持たせて）、ホール素子１６の感度の温度特性を補償し、温度によらず一定の感度（Ｉ・Ｋｈ）が得られるようにしている。また更に、スロットル開度センサ１０の場合、永久磁石１４ａ，１４ｂは、磁束密度に関して負の温度特性（温度の上昇に伴って磁束密度が低下する特性）を有しているため、従来の駆動回路では、このような永久磁石１４ａ，１４ｂの温度特性も補償されるように、感温抵抗Ｒ５の温度特性や各抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５の抵抗値を決定して、ホール素子１６からのホール電圧Ｖｈが温度に影響されないようにして、スロットル開度センサ１０の出力信号（出力電圧）ＶＯＵＴの信頼性を高めている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の駆動回路では、感温抵抗Ｒ５といった温度検出用素子を別途追加しなければならない上に、このような温度検出用素子とホール素子とは、物理的に異なる位置に配置されるため、ホール素子の温度を的確に捉えた正確な温度補償を行うことができない。つまり、温度検出用素子の温度とホール素子の温度は、常に同じとは限らないためである。
【００１４】
また、本発明者は、図７（ｂ）に示すように、ホール素子の内部抵抗値（駆動電流端子ａ，ｂ間の内部抵抗値）Ｒｄが温度により変化することを積極的に利用して、図８に例示する如く、図６の駆動回路に対して、演算増幅器２２の非反転入力端子に常に一定の電圧Ｖ＋を印加する代わりに、ホール素子１６に一定の駆動電流Ｉを流している状況下での駆動電流端子ａ，ｂ間の電圧を、差動増幅器２６により抽出し、更に、信号処理回路２８によって、ホール素子１６からのホール電圧Ｖｈに上記差動増幅器２６の出力を所定の割合で乗算すると共に、その乗算後の電圧を増幅することにより、外部への出力信号ＶＯＵＴを生成する構成を考えた。
【００１５】
つまり、ホール素子１６に一定の駆動電流Ｉを流している状況下での駆動電流端子ａ，ｂ間の電圧は、ホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄに比例した信号となり、その信号はホール素子１６自身の温度に対応したものとなるため、その信号をホール電圧Ｖｈに所定の割合で乗算することにより、出力信号ＶＯＵＴを温度に影響されないものとするのである。
【００１６】
そして、図８のような回路構成を採用すれば、ホール素子１６の温度を的確に捉えた温度補償を行うことが可能となる。
しかし、図８の構成では、回路が複雑になってしまうという大きな欠点があり、実用的ではない。尚、図８は、アナログ的な乗算を行う場合の回路構成を表しているが、外部への出力信号ＶＯＵＴを、マイクロコンピュータ等により、上記差動増幅器２６の出力に応じてデジタル的に補正するように構成しても、回路の複雑化という同様の問題が生じる。
【００１７】
一方、ホール素子としては、一般に、ＩｎＳｂ（インジウム，アンチモン）からなるものと、ＧａＡｓ（ガリウム，ヒ素）からなるものとがあり、図７（ａ）に示す如く、両者は共に感度に関しては直線的な負の温度特性を有するが、図７（ｂ）に示す如く、ＩｎＳｂからなるホール素子は、内部抵抗値Ｒｄに関して負の温度特性を有し、ＧａＡｓからなるホール素子は、内部抵抗値Ｒｄに関して直線的な正の温度特性を有している。
【００１８】
このため、ＩｎＳｂからなるホール素子のように、温度の上昇に伴って内部抵抗値が小さくなる物理量検出素子については、駆動電流端子間に一定電圧を印加する簡単な定電圧駆動を行うことにより、温度によらず検出感度をほぼ一定にすることが可能である。つまり、温度が上昇すると、内部抵抗値が小さくなって、自ずと駆動電流が大きくなるためである。
【００１９】
ところが、ＧａＡｓからなるホール素子のように、温度の上昇に伴って内部抵抗値が大きくなる物理量検出素子については、上記のような定電圧駆動では温度補償を行うことができない。
本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、温度上昇に伴い内部抵抗値が大きくなり且つ検出感度が低下する物理量検出素子の温度による検出感度の変動を、感温抵抗などの温度検出用素子を別途設けることなく簡単な構成で正確に補償することができる物理量検出素子の駆動回路を提供し、更に、その駆動回路を用いることで、温度によらず検出対象物の回転角度を高精度に検出することができる回転角度センサを提供することを目的としている。
【００２０】
【課題を解決するための手段、及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１又は２に記載の物理量検出素子の駆動回路は、一対の駆動電流端子間に駆動電流が供給された状態で、該駆動電流端子とは異なる端子から検出対象の物理量に対応した検出信号を出力する物理量検出素子に対して、所定の駆動電流を供給する電流供給手段を備えているが、その駆動電流の供給対象である物理量検出素子は、温度の上昇に伴って前記駆動電流端子間の内部抵抗値が大きくなり且つ前記物理量の検出感度が低下する特性と、前記駆動電流が増加するほど前記物理量の検出感度が大きくなる特性とを有している。
【００２１】
そこで、この駆動回路では、帰還手段を設け、その帰還手段が、物理量検出素子の駆動電流端子間の電圧を、電流供給手段によって物理量検出素子へ供給される駆動電流に正帰還させるようにしている。
つまり、電流供給手段によって物理量検出素子に所定の駆動電流が流されている状況下で、温度が上昇すると、物理量検出素子の内部抵抗値（駆動電流端子間の内部抵抗値）が大きくなり、それに伴い、物理量検出素子の駆動電流端子間の電圧（以下、駆動電圧ともいう）が大きくなるため、その駆動電圧の変化は、物理量検出素子の内部抵抗値の変化、延いては物理量検出素子自身の温度変化に対応したものとなる。
【００２２】
このため、請求項１又は２の駆動回路では、物理量検出素子の駆動電流端子間に印加されている駆動電圧を、物理量検出素子への駆動電流に正帰還する（駆動電圧が大きくなるほど駆動電流が大きくなるようにする）ことにより、温度が上昇するほど駆動電流が大きくなるようにして、物理量検出素子の温度上昇に伴う検出感度の低下を補償するようにしている。換言すれば、物理量検出素子の内部抵抗値が温度によって変化することを利用して、その内部抵抗値の変化を駆動電流に正の特性で反映させることにより、駆動電流に正の温度特性を持たせて、物理量検出素子の温度による検出感度の変動を補償するようにしている。
【００２３】
よって、この請求項１又は２の駆動回路によれば、感温抵抗などの温度検出用素子や乗算器等の複雑な補正用回路を設けることなく、物理量検出素子自身の温度を的確に捉えた正確な温度補償を行うことができるようになる。
しかも、この駆動回路では、物理量検出素子の温度そのものに応じて温度補償を行うようにしているため、物理量検出素子の自己発熱が問題となるくらいの大きな駆動電流を流しても温度補償ができる。よって、物理量検出素子に大きな駆動電流を供給して、検出感度を向上させることができるという優れた効果が得られる。つまり、図６に示した従来の駆動回路では、物理量検出素子に相当するホール素子１６自身の発熱に関しては、温度補償を行うことができないため、ホール素子１６（物理量検出素子）自身が発熱しない程度に駆動電流を抑えておく必要があったが、請求項１又は２の駆動回路によれば、こうした制約が無くなるのである。
【００２４】
ここで、請求項１の駆動回路は、具体的には以下のように構成されている。
即ち、電流供給手段は、反転入力端子が物理量検出素子の一方の駆動電流端子に接続され、出力端子が物理量検出素子の他方の駆動電流端子に接続され、非反転入力端子が第１の電圧Ｖ１に接続された演算増幅器と、一端が前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他端に第１の電圧Ｖ１とは異なる所定電圧Ｖｉが印加される抵抗Ｒとから構成されている。
【００２５】
そして、帰還手段は、前記演算増幅器の出力電圧Ｖｏを、第１の電圧Ｖ１を基準として（詳しくは正負の基準として）反転増幅する反転増幅器と、第１の電圧Ｖ１とは異なる第２の電圧Ｖ２と前記反転増幅器の出力電圧とを加算した電圧を、前記抵抗Ｒの演算増幅器側とは反対側の端部に、前記所定電圧Ｖｉとして印加する加算器とから構成されている。尚、反転増幅器は、その増幅率を−Ａ（但しＡは正の数）とすると、「−Ａ・（Ｖｏ−Ｖ１）＋Ｖ１」といった電圧を出力するものである。
【００２６】
このような請求項１の駆動回路において、電流供給手段を構成する演算増幅器は、反転入力端子の電圧（即ち、物理量検出素子の上記一方の駆動電流端子の電圧）が、非反転入力端子に印加されている第１の電圧Ｖ１と等しくなるように、自己の出力端子から物理量検出素子の上記他方の駆動電流端子に印加する出力電圧Ｖｏを変化させる。このため、物理量検出素子の駆動電流端子間には、抵抗Ｒに流れる電流であって、上記所定電圧Ｖｉと第１の電圧Ｖ１との電位差を抵抗Ｒの抵抗値で割った値の目標電流（＝｜Ｖｉ−Ｖ１｜／Ｒ）が駆動電流Ｉとして流れるように、「｜Ｖｏ−Ｖ１｜」なる駆動電圧が印加されることとなる。
【００２７】
そして、この場合、物理量検出素子の両駆動電流端子のうちで、演算増幅器の反転入力端子に接続された方の駆動電流端子の電圧は、第１の電圧Ｖ１に保たれ、他方の駆動電流端子の電圧であって演算増幅器の出力電圧Ｖｏが、物理量検出素子への駆動電流Ｉが上記目標電流（＝｜Ｖｉ−Ｖ１｜／Ｒ）となるように制御されるため、演算増幅器の出力電圧Ｖｏは、物理量検出素子の内部抵抗値の変化、延いては物理量検出素子自身の温度変化に応じて変化することとなる。
【００２８】
そこで、請求項１の駆動回路では、演算増幅器の出力電圧Ｖｏを、物理量検出素子の駆動電圧として扱い、その演算増幅器の出力電圧Ｖｏを反転増幅器により第１の電圧Ｖ１を基準として反転増幅すると共に、その反転増幅器の出力電圧と第２の電圧Ｖ２とを加算した電圧を、加算器により抵抗Ｒの演算増幅器側とは反対側の端部に前記所定電圧Ｖｉとして印加することにより、物理量検出素子の駆動電流端子間に印加されている駆動電圧を、電流供給手段によって物理量検出素子へ供給される駆動電流に正帰還させるようにしている。
【００２９】
この正帰還のメカニズムは、下記の（１−１）〜（１−３）の通りである。
（１−１）まず、温度が上昇すると、物理量検出素子の内部抵抗値が大きくなり、それに伴い、第１の電圧Ｖ１と演算増幅器の出力電圧Ｖｏとの差（即ち、物理量検出素子の駆動電圧）が大きくなる。
【００３０】
（１−２）そして、演算増幅器の出力電圧Ｖｏは、第１の電圧Ｖ１を基準として反転増幅され、更に第２の電圧Ｖ２と加算されて、抵抗Ｒの演算増幅器側とは反対側の端部に所定電圧Ｖｉとして印加されるため、温度上昇に伴い、第１の電圧Ｖ１と演算増幅器の出力電圧Ｖｏとの差が大きくなると、抵抗Ｒに印加される上記所定電圧Ｖｉは、第１の電圧Ｖ１を基準にして見ると、演算増幅器の出力電圧Ｖｏとは反対の極性方向へ大きくなる。つまり、温度上昇に伴い、第１の電圧Ｖ１と演算増幅器の出力電圧Ｖｏとの差が大きくなると、抵抗Ｒに印加される所定電圧Ｖｉと第１の電圧Ｖ１との差も大きくなる。
【００３１】
（１−３）この結果、演算増幅器及び抵抗Ｒからなる電流供給手段の上記目標電流（＝｜Ｖｉ−Ｖ１｜／Ｒ）が大きくなって、その電流供給手段により物理量検出素子に供給される駆動電流Ｉが大きくなるのである。
そして、この請求項１の駆動回路によれば、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器の増幅率（−Ａ）とを、物理量検出素子の検出感度の温度係数や内部抵抗値の温度係数に応じて設定することにより、温度による物理量検出素子の内部抵抗値の変化、即ち物理量検出素子自身の温度変化を駆動電流Ｉに適切に反映させて、物理量検出素子の温度による検出感度の変動を正確に補償することができる。
【００３２】
また、請求項２の駆動回路は、具体的には以下のように構成されている。
即ち、電流供給手段は、反転入力端子が物理量検出素子の一方の駆動電流端子に接続され、出力端子が物理量検出素子の他方の駆動電流端子に接続され、非反転入力端子が第１の電圧Ｖ１に接続された演算増幅器と、一端が前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他端が第１の電圧Ｖ１とは異なる第２の電圧Ｖ２に接続された抵抗Ｒとから構成されている。
【００３３】
そして、帰還手段は、前記演算増幅器の出力電圧Ｖｏを、第１の電圧Ｖ１を基準として（詳しくは正負の基準として）反転増幅する反転増幅器と、その反転増幅器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子との間に接続された帰還用抵抗Ｒ２とから構成されている。尚、前述した請求項１の駆動回路と同様に、反転増幅器は、その増幅率を−Ａ（但しＡは正の数）とすると、「−Ａ・（Ｖｏ−Ｖ１）＋Ｖ１」といった電圧を出力するものである。
【００３４】
この請求項２の駆動回路においても、請求項１の駆動回路と同様に、電流供給手段を構成する演算増幅器は、反転入力端子の電圧（即ち、物理量検出素子の上記一方の駆動電流端子の電圧）が、非反転入力端子に印加されている第１の電圧Ｖ１と等しくなるように、自己の出力端子から物理量検出素子の上記他方の駆動電流端子に印加する出力電圧Ｖｏを変化させる。
【００３５】
このため、反転増幅器及び帰還用抵抗Ｒ２からなる帰還手段が無いと仮定すると、物理量検出素子の駆動電流端子間には、抵抗Ｒに流れる電流であって、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２との電位差を抵抗Ｒの抵抗値で割った値の電流（＝｜Ｖ１−Ｖ２｜／Ｒ）が駆動電流Ｉとして流れるように、「｜Ｖｏ−Ｖ１｜」なる駆動電圧が印加されることとなる。そして、物理量検出素子の両駆動電流端子のうちで、演算増幅器の反転入力端子に接続された方の駆動電流端子の電圧は、第１の電圧Ｖ１に保たれ、他方の駆動電流端子の電圧であって演算増幅器の出力電圧Ｖｏが、物理量検出素子への駆動電流Ｉが上記電流（＝｜Ｖ１−Ｖ２｜／Ｒ）となるように制御されるため、演算増幅器の出力電圧Ｖｏは、物理量検出素子の内部抵抗値の変化、延いては物理量検出素子自身の温度変化に応じて変化することとなる。
【００３６】
そこで、請求項２の駆動回路においても、演算増幅器の出力電圧Ｖｏを、物理量検出素子の駆動電圧として扱い、その演算増幅器の出力電圧Ｖｏを反転増幅器により第１の電圧Ｖ１を基準として反転増幅すると共に、その反転増幅器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子とを、帰還用抵抗Ｒ２を介して接続することにより、物理量検出素子の駆動電流端子間に印加されている駆動電圧を、電流供給手段によって物理量検出素子へ供給される駆動電流に正帰還させるようにしている。
【００３７】
この正帰還のメカニズムは、下記の（２−１）〜（２−３）の通りである。
（２−１）まず、温度が上昇すると、物理量検出素子の内部抵抗値が大きくなり、それに伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが変化して、第１の電圧Ｖ１と上記出力電圧Ｖｏとの差（即ち、物理量検出素子の駆動電圧）が大きくなる。
【００３８】
（２−２）そして、反転増幅器は、演算増幅器の出力電圧Ｖｏを、第１の電圧Ｖ１を基準として反転増幅し出力するため、温度上昇に伴い、第１の電圧Ｖ１と演算増幅器の出力電圧Ｖｏとの差が大きくなると、反転増幅器の出力電圧は、第１の電圧Ｖ１を基準にして見ると、演算増幅器の出力電圧Ｖｏとは反対の極性方向へ大きくなる。
【００３９】
（２−３）すると、演算増幅器の反転入力端子の電圧が、帰還用抵抗Ｒ２によって、第１の電圧Ｖ１から演算増幅器の出力電圧Ｖｏとは反対の極性方向へ変化しようとするため、それを防ごうと、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが更に変化し、この結果、演算増幅器からなる電流供給手段によって物理量検出素子に供給される駆動電流Ｉが大きくなるのである。
【００４０】
そして、この請求項２の駆動回路によれば、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器の増幅率（−Ａ）とを、物理量検出素子の検出感度の温度係数や内部抵抗値の温度係数に応じて設定することにより、温度による物理量検出素子の内部抵抗値の変化、即ち物理量検出素子自身の温度変化を駆動電流Ｉに適切に反映させて、物理量検出素子の温度による検出感度の変動を正確に補償することができる。
【００４１】
ところで、前述した請求項１又は２の駆動回路において、駆動電流の供給対象である物理量検出素子を、請求項３に記載の如く、磁界の強さに対応した電圧（ホール電圧）を検出信号として出力するホール素子とすれば、内部抵抗値に関して直線的な正の温度特性を有するＧａＡｓのホール素子（図７（ｂ）参照）であっても、そのホール素子自体の温度を的確に捉えた正確な温度補償を簡単な構成で行うことができるようになる。
【００４２】
次に、請求項４に記載の本発明の回転角度センサは、回転角度を検出すべき検出対象物に取り付けられて、その検出対象物と共に回転する磁石と、該磁石により発生される磁界中に配置されて、磁界の強さに対応した電圧を出力するホール素子とを備えており、前記磁石による磁界方向と前記ホール素子の感磁面との角度変化に伴って変化する前記ホール素子の出力電圧（ホール電圧）を、前記検出対象物の回転角度を示す信号として外部へ出力するが、特に、ホール素子に駆動電流を供給するための駆動回路として、請求項３に記載の物理量検出素子の駆動回路を備えている。
【００４３】
よって、この請求項４の回転角度センサによれば、駆動回路にて、ホール素子の駆動電圧を駆動電流に正帰還させるループゲインを決定する回路定数（具体的には、請求項１の駆動回路では、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器の増幅率であり、請求項２の駆動回路では、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器の増幅率である）を、ホール素子の感度の温度係数及び内部抵抗値の温度係数だけでなく、磁石の磁束密度の温度係数も加味して設定することにより、当該センサから外部への信号を温度に影響されないものとすることができ、温度によらず検出対象物の回転角度を高精度に検出可能なセンサとなる。そして特に、こうした温度補償を、簡単な回路構成で行うことができるため、当該回転角度センサの小型化及び低コスト化を達成することができる。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
まず図１は、第１実施形態のホール素子の駆動回路の構成を示す回路図である。尚、本実施形態の駆動回路は、図４に示したスロットル開度センサ１０内の回路基板１８に設けられ、同回路基板１８上のホール素子１６に対して駆動電流を供給すると共に、そのホール素子１６から前述した式１の如く出力されるホール電圧Ｖｈを増幅して、スロットル開度（検出対象物に相当するシャフト１２の回転角度）を示す出力信号ＶＯＵＴとして当該センサ１０の端子２０から外部へ出力するものである。また、ホール素子１６は、ＧａＡｓからなるものであり、図７に示したように、温度の上昇に伴って内部抵抗値Ｒｄが直線的に大きくなり且つ感度が直線的に小さくなる特性を有しており、更に、式１からも分かるように、駆動電流Ｉの増加に比例して感度が大きくなる特性を有している。
【００４５】
図１に示すように、本第１実施形態の駆動回路は、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間に駆動電流Ｉを供給する電流供給手段として、反転入力端子がホール素子１６の一方の駆動電流端子ａに接続され、出力端子がホール素子１６の他方の駆動電流端子ｂに接続され、非反転入力端子が接地電位（０Ｖであり、請求項１の第１の電圧に相当）に接続された演算増幅器２と、一端が演算増幅器２の反転入力端子に接続された抵抗Ｒとを備えている。
【００４６】
そして更に、この駆動回路は、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間の電圧（駆動電圧）を駆動電流Ｉに正帰還させる帰還手段として、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、接地電位を基準として反転増幅する反転増幅器３と、接地電位よりも高い基準電圧Ｖａ（請求項１の第２の電圧に相当）と反転増幅器３の出力電圧Ｖｂとを加算して、その加算後の電圧Ｖｉ（＝Ｖａ＋Ｖｂ）を上記抵抗Ｒの演算増幅器２側とは反対側の端部に印加する加算器４とを備えている。尚、反転増幅器３は、その増幅率を−Ａ（但しＡは正の数）とすると、「−Ａ・Ｖｏ」といった電圧を出力する。
【００４７】
また、本第１実施形態の駆動回路は、ホール素子１６の出力端子ｃ，ｄ間に発生するホール電圧Ｖｈを増幅し、その増幅後の電圧信号を、上記端子２０から外部へ、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴとして出力する差動増幅器５を備えている。
【００４８】
このように構成された本第１実施形態の駆動回路において、演算増幅器２は、反転入力端子の電圧（即ち、ホール素子１６の駆動電流端子ａの電圧）が、非反転入力端子に印加されている接地電位（０Ｖ）と等しくなるように、自己の出力端子からホール素子１６の駆動電流端子ｂに印加する出力電圧Ｖｏを変化させる。このため、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間には、抵抗Ｒに流れる電流であって、加算器４の出力電圧Ｖｉを抵抗Ｒの抵抗値で割った値の目標電流（＝Ｖｉ／Ｒ）が駆動電流Ｉとして流れるように、「｜Ｖｏ−０｜」なる駆動電圧が印加されることとなる。
【００４９】
そして、この場合、ホール素子１６の両駆動電流端子ａ，ｂのうちで、演算増幅器２の反転入力端子に接続された方の駆動電流端子ａの電圧は、接地電位に保たれ、他方の駆動電流端子ｂの電圧であって演算増幅器２の出力電圧Ｖｏが、ホール素子１６への駆動電流Ｉが上記目標電流（＝Ｖｉ／Ｒ）となるように制御されるため、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏは、ホール素子１６の駆動電圧そのものであると共に、ホール素子１６の内部抵抗値（駆動電流端子ａ，ｂ間の内部抵抗値）Ｒｄの変化、延いてはホール素子１６自身の温度変化に応じて変化することとなる。
【００５０】
そこで、本第１実施形態の駆動回路では、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを反転増幅器３により接地電位を基準として反転増幅すると共に、その反転増幅器３の出力電圧Ｖｂ（＝−Ａ・Ｖｏ）と基準電圧Ｖａとを加算した電圧Ｖｉを、加算器４により抵抗Ｒの演算増幅器２側とは反対側の端部に印加することにより、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間に印加されている駆動電圧を駆動電流Ｉに正帰還させるようにしている。
【００５１】
つまり、演算増幅器２と抵抗Ｒは、ホール素子１６と共に、そのホール素子１６へ「Ｖｉ／Ｒ」なる駆動電流Ｉを流す反転増幅器を成しているため、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを極性反転させて抵抗Ｒの入力電圧Ｖｉに加えれば、駆動電流Ｉに着目すると、回路全体のループは正帰還となるのである。
【００５２】
より具体的に説明すると、まず、温度が上昇すると、ホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄが大きくなり、それに伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが負方向（負電圧の方向）に大きくなる。
そして、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏは、接地電位を基準にして反転増幅されて基準電圧Ｖａと加算され、その加算後の電圧Ｖｉ（＝Ｖａ−Ａ・Ｖｏ）が、抵抗Ｒの演算増幅器２側とは反対側の端部に印加されるため、温度上昇に伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが負方向に大きくなると、抵抗Ｒに印加される上記電圧（入力電圧）Ｖｉは、演算増幅器の出力電圧Ｖｏとは反対の正方向（正電圧の方向）へ大きくなる。つまり、温度上昇に伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが負方向に大きくなると、抵抗Ｒに印加される電圧Ｖｉが正方向に大きくなる。
【００５３】
この結果、演算増幅器２及び抵抗Ｒからなる電流供給手段の上記目標電流（＝Ｖｉ／Ｒ）が大きくなって、ホール素子１６に供給される駆動電流Ｉが大きくなるのである。
そして、この第１実施形態の駆動回路によれば、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａとを、ホール素子１６の感度定数Ｋｈの温度係数や内部抵抗値Ｒｄの温度係数に応じて設定することにより、温度によるホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄの変化、即ちホール素子１６自身の温度変化を駆動電流Ｉに適切に反映させて、ホール素子１６の温度による感度の変動を正確に補償することができる。そして更に、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを、永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数も加味して設定することにより、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴを温度に影響されないものとすることができ、温度によらずスロットル開度を高精度に検出可能なセンサを得ることができる。
【００５４】
そこで次に、本第１実施形態の駆動回路において、抵抗Ｒの抵抗値や反転増幅器３の増幅率等の回路定数を、どの様に設定するかについて具体的に説明する。尚、以下に説明する各式において、「Ｒ」は、抵抗Ｒの抵抗値を示している。
まず、この駆動回路では、式２が成立する。
【００５５】
【数２】

【００５６】
そして、式２を整理すると、ホール素子１６に流れる駆動電流Ｉ（＝Ｖｉ／Ｒ）は、式３のようになる。
【００５７】
【数３】

【００５８】
ここで、式３の分母における「（Ｒｄ／Ｒ）・Ａ」は、当該駆動回路のループゲインであり、このループゲインが１未満であれば、当該駆動回路は発散せず安定である。
そして、式３からも分かるように、ホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄが温度の上昇に伴って大きくなると、ホール素子１６の駆動電流Ｉは増加する。また、ホール素子１６の感度は駆動電流Ｉに比例する。よって、上記ループゲイン「（Ｒｄ／Ｒ）・Ａ」を適切に設定すれば、感度の温度補償ができる。
【００５９】
次に、温度補償のためのより詳しい条件について説明する。
まず、ＧａＡｓからなるホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄは、正の温度特性を有しているため、式３における「Ｒｄ」は、「Ｒｄ（１＋Ｋｒ・ｔ）」に置き換えることができ、この置換により、式３は、式４のように変形することができる。尚、Ｋｒは、ホール素子１６の内部抵抗値の温度係数であり、ｔは、温度である。そして、上記「Ｒｄ（１＋Ｋｒ・ｔ）」及び式４における「Ｒｄ」は、ある基準温度でのホール素子１６の内部抵抗値である。また、このことは、後述する式６〜式８においても同様である。
【００６０】
【数４】

【００６１】
また、ある磁束密度下でのホール素子１６の出力電圧（ホール電圧）Ｖｈ０は、ホール素子１６の感度と見なすことができ、その出力電圧Ｖｈ０は、式５のように表すことができる。
【００６２】
【数５】

【００６３】
ここで、Ｋｈ０は、ある磁束密度及びある温度でのホール素子１６の単位駆動電流当たりの感度であり、Ｋｔは、感度の温度係数である。尚、ホール素子１６は、温度によって感度が低下するため、「Ｋｔ＞０」である。つまり、式５では、Ｋｔを、正の値として扱っている。
【００６４】
そして、式５に式４を代入すると、式６のようになる。
【００６５】
【数６】

【００６６】
この式６における分数の部分が温度ｔによらず一定となれば、Ｖｈ０、即ちホール素子１６の感度は、温度によらず一定となる。そして、これを満たすための条件（温度補償の条件）は、「１対Ｋｔ＝（Ｒ−Ｒｄ・Ａ）対（Ｒｄ・Ｋｒ・Ａ）」であり、これを整理すると、式７のようになる。
【００６７】
【数７】

【００６８】
また、式７を変形すると式８が得られる。
【００６９】
【数８】

【００７０】
よって、式７及び式８を満足するように、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａとを設定すれば、ホール素子１６の感度を温度によらず一定にすることができる。
例えば、ホール素子１６の内部抵抗値の温度係数Ｋｒが＋２３００ｐｐｍ／℃であり、感度の温度係数Ｋｔの絶対値が５５０ｐｐｍ／℃であるとすると、式８において、「Ｋｔ／（Ｋｔ＋Ｋｒ）」が０．１９となるため、「（Ｒｄ・Ａ）／Ｒ」が０．１９となるように、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを設定すれば良い。
【００７１】
そして更に、スロットル開度センサ１０に使用する永久磁石１４ａ，１４ｂの温度特性をも含めて補償する場合には、永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数の絶対値を、式７，８におけるＫｔに加算して、回路定数を設定すれば良い。具体的に説明すると、永久磁石１４ａ，１４ｂの材質が、サマリウムコバルト系であれば、その磁束密度の温度係数は、−３００ｐｐｍ／℃程度である。そして、この例の場合、Ｋｔ＝５５０＋３００＝８５０ｐｐｍ／℃となり、式８における「Ｋｔ／（Ｋｔ＋Ｋｒ）」が０．２７となるため、「（Ｒｄ・Ａ）／Ｒ」が０．２７となるように、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを設定すれば、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴを、温度に影響されないものとすることができる。
【００７２】
以上のように本第１実施形態の駆動回路では、ホール素子１６の内部抵抗値が温度によって変化することを利用し、その内部抵抗値の変化を駆動電流に正の特性で反映させることにより、駆動電流に正の温度特性を持たせて、ホール素子１６の温度による検出感度の変動を補償するようにしている。
【００７３】
よって、本第１実施形態の駆動回路によれば、感温抵抗などの温度検出用素子や乗算器等の複雑な補正用回路を設けることなく、ホール素子１６自身の温度を的確に捉えた正確な温度補償を行うことができる。
しかも、この駆動回路では、ホール素子１６の温度そのものに応じて温度補償を行うようにしているため、ホール素子１６の自己発熱が問題となるくらいの大きな駆動電流を流しても温度補償ができ、ホール素子１６に大きな駆動電流を供給して、検出感度を向上させることができるという優れた効果が得られる。
【００７４】
そして更に、本第１実施形態の駆動回路を備えたスロットル開度センサ１０によれば、抵抗Ｒの抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを、上記具体例の如く永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数も加味して設定することにより、当該センサ１０から外部への出力信号ＶＯＵＴを温度に全く影響されないものとすることができ、温度によらずスロットル開度を高精度に検出可能なセンサとなる。そして、こうした温度補償を、簡単な回路構成で行うことができるため、当該スロットル開度センサ１０の小型化及び低コスト化を達成することができる。
【００７５】
次に、図２は、第２実施形態のホール素子の駆動回路の構成を示す回路図である。尚、この駆動回路も、図４に示したスロットル開度センサ１０内の回路基板１８に設けられて、前述した第１実施形態の駆動回路（図１）と同じ機能を果たすものである。そして、ホール素子１６も、第１実施形態の場合と同じＧａＡｓからなるものである。また、本第２実施形態の駆動回路において、図１と同じ構成要素については、同一の符号を付している。
図２に示すように、本第２実施形態の駆動回路は、第１実施形態の駆動回路に対して、以下の（１）〜（４）の点が異なっている。
【００７６】
（１）演算増幅器２の非反転入力端子が、接地電位（０Ｖ）ではなく、それよりも電位が高い基準電圧Ｖａ（請求項２の第１の電圧に相当）に接続されている。
また、前述した第１実施形態の駆動回路では、ホール素子１６の駆動電流Ｉが抵抗Ｒ側から演算増幅器２の出力端子側へ流れたが（図１参照）、本第２実施形態の駆動回路では、演算増幅器２の出力端子側から抵抗Ｒ側へ駆動電流Ｉが流れるため、図２では、演算増幅器２の出力端子がホール素子１６の駆動電流端子ａに接続され、反転入力端子がホール素子１６の駆動電流端子ｂに接続されている。つまり、駆動電流端子ａ，ｂの接続方向が逆になっている。
【００７７】
（２）加算器４が設けられておらず、抵抗Ｒの両端部のうち、演算増幅器２の反転入力端子とは反対側の端部が、接地電位（請求項２の第２の電圧に相当）に接続されている。
（３）反転増幅器３は、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、請求項２の第１の電圧に相当する基準電圧Ｖａを基準として（詳しくは正負の基準として）反転増幅し出力する。即ち、反転増幅器３は、その増幅率を−Ａ（但しＡは正の数）とすると、「−Ａ・（Ｖｏ−Ｖａ）＋Ｖａ」といった電圧を出力する。
【００７８】
そして、反転増幅器３は、詳しくは、非反転入力端子が演算増幅器２の非反転入力端子（即ち基準電圧Ｖａ）に接続された演算増幅器３ａと、その演算増幅器３ａの反転入力端子と演算増幅器２の出力端子との間に接続された抵抗Ｒａと、上記演算増幅器３ａの反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒｂとから構成されている。尚、この反転増幅器３の構成は、第１実施形態の駆動回路においても同様である。つまり、第１実施形態の駆動回路では、演算増幅器２及び演算増幅器３ａの両非反転入力端子が、接地電位に接続されている。
【００７９】
（４）反転増幅器３の出力端子としての上記演算増幅器３ａの出力端子と、演算増幅器２の反転入力端子との間に、帰還用抵抗Ｒ２が接続されている。
そして、本第２実施形態の駆動回路では、この帰還用抵抗Ｒ２と反転増幅器３とが、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間の電圧（駆動電圧）を駆動電流Ｉに正帰還させる帰還手段として機能する。
【００８０】
また、本第２実施形態の駆動回路も、第１実施形態の駆動回路と同様に、ホール素子１６の出力端子ｃ，ｄ間に発生するホール電圧Ｖｈを増幅して、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴとして出力する差動増幅器５を備えている。
【００８１】
一方、説明の視点を変えると、本第２実施形態の駆動回路は、図１に示した第１実施形態の駆動回路を、図３（ａ）〜（ｃ）のように変形したものと言える。但し、図３では、外部への出力信号ＶＯＵＴを出力するための差動増幅器５は、図示を省略している。
【００８２】
▲１▼まず、図３（ａ）に示すように、図１の駆動回路に対して、加算器４を削除し、その代わりに、反転増幅器３の出力端子と演算増幅器２の反転入力端子との間に帰還用抵抗Ｒ２を接続する。
▲２▼次に、図３（ｂ）に示すように、接地電位と基準電圧Ｖａとを入れ替える。尚、これにより、図３（ａ）に対して、駆動電流Ｉの向きが反対になるため、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂの接続方向を逆にしている。
【００８３】
▲３▼最後に、図３（ｃ）の点線内に示すように、反転増幅器３を、演算増幅器３ａと２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂとで示せば、図２の駆動回路となる。
尚、本第２実施形態において、第２の電圧を接地電位とし、その接地電位に抵抗Ｒの演算増幅器２側とは反対側の端部を接続しているのは、演算増幅器２，３ａを正の単電源で動作させるためである。
【００８４】
以上のように構成された本第２実施形態の駆動回路においても、第１実施形態の駆動回路と同様に、電流供給手段を構成する演算増幅器２は、反転入力端子の電圧（ホール素子１６の駆動電流端子ｂの電圧）が、非反転入力端子に印加されている基準電圧Ｖａと等しくなるように、自己の出力端子からホール素子１６の駆動電流端子ａに印加する出力電圧Ｖｏを変化させる。
【００８５】
このため、反転増幅器３及び帰還用抵抗Ｒ２からなる帰還手段が無いと仮定すると、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間には、抵抗Ｒに流れる電流であって、基準電圧Ｖａと接地電位との電位差（即ち基準電圧Ｖａ）を抵抗Ｒの抵抗値で割った値の電流（＝Ｖａ／Ｒ）が駆動電流Ｉとして流れるように、「｜Ｖｏ−Ｖａ｜」なる駆動電圧が印加されることとなる。そして、ホール素子１６の両駆動電流端子ａ，ｂのうちで、演算増幅器２の反転入力端子に接続された方の駆動電流端子ｂの電圧は、基準電圧Ｖａに保たれ、他方の駆動電流端子ａの電圧であって演算増幅器２の出力電圧Ｖｏが、ホール素子１６への駆動電流Ｉが上記電流（＝Ｖａ／Ｒ）となるように制御されるため、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏは、ホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄの変化、延いてはホール素子１６自身の温度変化に応じて変化することとなる。
【００８６】
そこで、本第２実施形態の駆動回路においても、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、ホール素子１６の駆動電圧として扱い、その演算増幅器の出力電圧Ｖｏを反転増幅器３により基準電圧Ｖａを基準として反転増幅すると共に、その反転増幅器３の出力端子と演算増幅器２の反転入力端子とを、帰還用抵抗Ｒ２を介して接続することにより、ホール素子１６の駆動電流端子ａ，ｂ間に印加されている駆動電圧を駆動電流Ｉに正帰還させるようにしている。
【００８７】
つまり、前述した第１実施形態の駆動回路では、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、電圧という形で帰還させていたのに対し、本第２実施形態の駆動回路では、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、電流という形で帰還させるようにしている。
より具体的に説明すると、まず、温度が上昇すると、ホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄが大きくなり、それに伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖａに対して正方向に大きくなる。
【００８８】
そして、反転増幅器３は、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏを、基準電圧Ｖａを基準として反転増幅し出力するため、温度上昇に伴い、演算増幅器の出力電圧Ｖｏが大きくなると、反転増幅器３の出力電圧は、基準電圧Ｖａを基準にして見ると、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏとは反対の負方向へ大きくなる。
【００８９】
すると、演算増幅器２の反転入力端子の電圧が、帰還用抵抗Ｒ２によって、基準電圧Ｖａよりも低くなろうとするため、それを防ごうと、演算増幅器２の出力電圧Ｖｏが更に大きくなり、この結果、ホール素子１６に供給される駆動電流Ｉが大きくなるのである。
【００９０】
そして、この第２実施形態の駆動回路によっても、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａとを、ホール素子１６の感度定数Ｋｈの温度係数や内部抵抗値Ｒｄの温度係数に応じて設定することにより、温度によるホール素子１６の内部抵抗値Ｒｄの変化、即ちホール素子１６自身の温度変化を駆動電流Ｉに適切に反映させて、ホール素子１６の温度による感度の変動を正確に補償することができる。そして更に、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを、永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数も加味して設定することにより、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴを温度に影響されないものとすることができ、温度によらずスロットル開度を高精度に検出可能なセンサを得ることができる。
【００９１】
そこで次に、本第２実施形態の駆動回路において、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値や反転増幅器３の増幅率等の回路定数を、どの様に設定するかについて具体的に説明する。尚、以下に説明する各式においても、「Ｒ」は、抵抗Ｒの抵抗値を示している。また同様に、「Ｒ２」は、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値を示している。
【００９２】
本第２実施形態の駆動回路では、第１実施形態における式４が、下記の式９のように変形される。つまり、ホール素子１６に流れる駆動電流Ｉは、式９のようになる。尚、式９における「Ｒｄ」は、式４，式６〜式８の場合と同様に、ある基準温度でのホール素子１６の内部抵抗値であり、このことは、後述する式１５〜式１７においても同様である。また、Ｋｒは、ホール素子１６の内部抵抗値の温度係数であり、ｔは、温度である。
【００９３】
【数９】

【００９４】
ここで、この式９に至る理由について説明する。
まず、簡略化のため、前述した図３（ａ）のモデル、即ち、図２と同等のモデルであって、演算増幅器２の非反転入力端子を接地電位としたモデルで考えることにする。
【００９５】
この図３（ａ）のモデルにおいて、図３（ｄ）に示すように、駆動電流Ｉが流れる方向を演算増幅器２の出力端子から抵抗Ｒへの方向とし、また、基準電圧Ｖａ側から抵抗Ｒに流れる電流を「ｉ１」、反転増幅器３側から帰還用抵抗Ｒ２へ流れる電流を「ｉ２」とすると、式１０が成立する。尚、−Ａは、反転増幅器３の増幅率である。
【００９６】
【数１０】

【００９７】
そして、この場合、ｉ１＋ｉ２＋Ｉ＝０であるから、式１１が成立する。
【００９８】
【数１１】

【００９９】
この式１１を変形すると、式１２のようになる。
【０１００】
【数１２】

【０１０１】
そして更に、式１２を変形すると、式１３のようになる。
【０１０２】
【数１３】

【０１０３】
この式１３における「Ｖｏ／Ｒｄ」は、ホール素子１６の駆動電流Ｉである。そこで、図３（ａ），（ｄ）のモデルにおいて、演算増幅器２の非反転入力端子の電圧を基準電圧Ｖａに戻し、図２及び図３（ｂ），（ｃ）のモデルで考えると、式１３における「Ｖａ」を「−Ｖａ」に置き換えれば良く、この置換により、駆動電流Ｉは、下記の式１４で表される。
【０１０４】
【数１４】

【０１０５】
そして、この式１４において、前述した式３から式４への展開と同様に、「Ｒｄ」を「Ｒｄ（１＋Ｋｒ・ｔ）」に置き換えれば、上記式９となる。
ここで、式１４の分母における「（Ｒｄ／Ｒ２）・Ａ」であって、式９の分母における「（Ｒｄ（１＋Ｋｒ・ｔ）／Ｒ２）・Ａ」は、当該駆動回路のループゲインである。そして、このループゲインが１未満であれば、当該駆動回路は発散せずに安定であり、この値を適切に設定すれば、感度の温度補償ができる。
【０１０６】
そこで、式５に式９を代入すると、式１５のようになる。
【０１０７】
【数１５】

【０１０８】
そして、この式１５における分数の部分が温度ｔによらず一定となれば、Ｖｈ０、即ちホール素子１６の感度は、温度によらず一定となり、これを満たすための条件（温度補償の条件）は、式１６のようになる。
【０１０９】
【数１６】

【０１１０】
また、式１６を変形すると式１７が得られる。
【０１１１】
【数１７】

【０１１２】
よって、式１６及び式１７を満足するように、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａとを設定すれば、ホール素子１６の感度を温度によらず一定にすることができる。
例えば、第１実施形態の駆動回路について説明した例と同様に、ホール素子１６の内部抵抗値の温度係数Ｋｒが＋２３００ｐｐｍ／℃であり、感度の温度係数Ｋｔの絶対値が５５０ｐｐｍ／℃であるとすると、式１７において、「Ｋｔ／（Ｋｔ＋Ｋｒ）」が０．１９となるため、「（Ｒｄ・Ａ）／Ｒ２」が０．１９となるように、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを設定すれば良い。
【０１１３】
また、スロットル開度センサ１０に使用する永久磁石１４ａ，１４ｂの温度特性をも含めて補償する場合には、永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数の絶対値を、式１６，１７におけるＫｔに加算して、回路定数を設定すれば良い。具体的に説明すると、永久磁石１４ａ，１４ｂの温度係数が、−３００ｐｐｍ／℃であるとすると、Ｋｔ＝５５０＋３００＝８５０ｐｐｍ／℃となり、式１７における「Ｋｔ／（Ｋｔ＋Ｋｒ）」が０．２７となるため、「（Ｒｄ・Ａ）／Ｒ２」が０．２７となるように、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを設定すれば、スロットル開度センサ１０の出力信号ＶＯＵＴを、温度に影響されないものとすることができる。
【０１１４】
以上のように本第２実施形態の駆動回路においても、ホール素子１６の内部抵抗値が温度によって変化することを利用し、その内部抵抗値の変化を駆動電流に正の特性で反映させることにより、駆動電流に正の温度特性を持たせて、ホール素子１６の温度による検出感度の変動を補償するようにしている。
【０１１５】
よって、本第２実施形態の駆動回路によっても、第１実施形態の駆動回路と同じ効果が得られる。また、本第２実施形態の駆動回路を備えたスロットル開度センサ１０によれば、帰還用抵抗Ｒ２の抵抗値と反転増幅器３の増幅率−Ａを、上記具体例の如く永久磁石１４ａ，１４ｂの磁束密度の温度係数も加味して設定することにより、当該センサ１０から外部への出力信号ＶＯＵＴを温度に全く影響されないものとすることができる。そして、こうした温度補償を、簡単な回路構成で行うことができるため、当該スロットル開度センサ１０の小型化及び低コスト化を達成することができる。
【０１１６】
また特に、本第２実施形態の駆動回路では、第１実施形態の駆動回路よりも、加算器４を設ける必要が無い分、回路規模をより小さくすることができる。
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【０１１７】
例えば、図１に示した第１実施形態の駆動回路において、演算増幅器２の非反転入力端子に印加する電圧（請求項１の第１の電圧）は、接地電位に限るものではなく、それ以外の電圧でも良い。
また、図２に示した第２実施形態の駆動回路において、抵抗Ｒの演算増幅器２側とは反対の端部に印加する電圧（請求項２の第２の電圧）は、接地電位に限るものではなく、例えば負の電圧でも良い。但し、その電圧を図２の如く接地電位にすれば、駆動回路を単電源で動作させることができ有利である。
【０１１８】
一方、前述した各実施形態の駆動回路は、ホール素子に対して駆動電流を供給するものであったが、上記各実施形態の駆動回路は、ホール素子以外の物理量検出素子に対しても、全く同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施形態のホール素子の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図２】 第２実施形態のホール素子の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】 図２の駆動回路の構成に至る過程を説明する説明図である。
【図４】 スロットル開度センサの構成を示す構成図である。
【図５】 図４のスロットル開度センサにおけるホール素子の出力特性を示すグラフである。
【図６】 従来のホール素子の駆動回路の構成を示す回路図である。
【図７】 ホール素子の感度及び内部抵抗値に関する温度特性を示すグラフである。
【図８】 ホール素子駆動回路の図６以外の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
２…演算増幅器 ３…反転増幅器 ４…加算器 Ｒ…抵抗
Ｒ２…帰還用抵抗 １０…スロットル開度センサ １２…シャフト
１４ａ，１４ｂ…永久磁石 １６…ホール素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention has a detection sensitivity regardless of temperature for a physical quantity detection element such as a Hall element that outputs a detection signal corresponding to a physical quantity to be detected in a state where a drive current is supplied between a pair of drive current terminals. The present invention relates to a drive circuit that supplies a drive current so as to be constant, and a rotation angle sensor that detects a rotation angle of a detection object using a Hall element.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a permanent magnet is attached to the object to be detected whose rotation angle is to be detected, a Hall element is placed in the magnetic field generated by the permanent magnet, and the above detection object is detected from the change in magnetic flux density intersecting the Hall element. A rotation angle sensor that detects the rotation angle of an object without contact is known. A typical example of this type of rotation angle sensor is a throttle opening sensor for detecting the throttle opening (throttle valve opening) of an in-vehicle internal combustion engine. FIG. 4 shows the configuration of such a throttle opening sensor 10.
[0003]
That is, in such a throttle opening sensor 10, the magnetic flux is opposed to the inner wall surface of the hollow portion of the shaft 12 that rotates in conjunction with the rotation axis of the throttle valve so that the magnetic flux crosses the central axis of the shaft 12. Two permanent magnets 14a and 14b are attached, and a Hall element 16 is arranged so as to detect the magnetic flux of the permanent magnets 14a and 14b. The hall element 16 is mounted on a circuit board 18 provided in the throttle opening sensor 10.
[0004]
As the throttle valve rotates, the permanent magnets 14a and 14b rotate around the Hall element 16 to change the direction of the magnetic field by the permanent magnets 14a and 14b with respect to the magnetic sensing surface of the Hall element 16, and the changed angle. An electrical signal corresponding to θ, that is, the Hall voltage Vh is output from the Hall element 16 as shown in Equation 1.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
Here, B is the magnetic flux density (magnetic field strength) by the permanent magnets 14a and 14b, Rd is the internal resistance value of the Hall element 16, I is the drive current of the Hall element 16, and Kh is , A sensitivity constant per unit current (unit drive current) and unit magnetic flux density of the Hall element 16. VA is a constant corresponding to “B · Rd · I · Kh”. Therefore, as shown in FIG. 5, while the shaft 12 rotates from −90 degrees to +90 degrees, the Hall voltage (the output of the Hall element 16) Vh is a sine wave (from “−VA” to “+ VA”). sin wave) continuously changes.
[0007]
Further, in the throttle opening sensor 10, the hall voltage Vh output from the hall element 16 as described above is processed by a circuit on the circuit board 18 as a signal indicating the throttle opening (rotation angle of the shaft 12). Output from the terminal 20 to the outside.
On the other hand, in order to output the Hall voltage Vh corresponding to the magnetic field strength (magnetic flux density) from the Hall element 16, it is necessary to supply a drive current to the Hall element 16, which is used for this type of sensor 10. As a driving circuit for supplying a driving current to the Hall element 16, a circuit having a configuration as shown in FIG. 6 is conventionally known.
[0008]
As shown in FIG. 6, in the conventional Hall element drive circuit, first, a constant current for flowing the drive current I between the pair of drive current terminals a and b of the Hall element 16 by the operational amplifier 22 and the resistor R3. A control circuit is configured.
That is, in this constant current control circuit, the inverting input terminal (− terminal) of the operational amplifier 22 is commonly connected to one drive current terminal b of the Hall element 16 and one end of the resistor R3. The output terminal is connected to the other drive current terminal a of the Hall element 16. The other end of the resistor R3 is connected to the ground potential. The operational amplifier 22 changes the output voltage of its own output terminal so that the voltage of the inverting input terminal becomes equal to the voltage V + applied to the non-inverting input terminal (+ terminal). A drive voltage is applied between the drive current terminals a and b so that a current (= V + / R3) determined by the voltage V + and the resistor R3 flows as the drive current I.
[0009]
When the drive current I is supplied to the Hall element 16, a Hall voltage Vh corresponding to the strength of the magnetic field appears between the pair of output terminals c and d of the Hall element 16. Therefore, in this drive circuit, the Hall voltage Vh generated between the output terminals c and d of the Hall element 16 is amplified by the differential amplifier 24 and output from the terminal 20 to the outside as the output voltage VOUT. .
[0010]
Here, in particular, in the conventional driving circuit, the voltage V + applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 22 is a voltage obtained by dividing a predetermined power supply voltage VCC by two resistors R4 and R5. A temperature sensitive resistor such as a thermistor whose resistance value changes according to temperature is used. Therefore, the voltage V + applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 22 changes according to the temperature, and the drive current I supplied to the Hall element 16 also changes according to the change.
[0011]
That is, as can be seen from Equation 1, the sensitivity (I · Kh) of the Hall element 16 with respect to the magnetic flux density B increases in proportion to the drive current I. Also, as shown in FIG. Has a negative temperature characteristic (characteristic that Kh decreases with increasing temperature) with respect to the sensitivity constant Kh per unit driving current and unit magnetic flux density, so that if the driving current I is always constant, The sensitivity decreases with the increase, and the Hall voltage Vh decreases even under the same magnetic flux density.
[0012]
Therefore, in the conventional drive circuit, a temperature-sensitive resistor having a positive temperature characteristic is used as the resistor R5. The higher the temperature, the higher the voltage V +, and accordingly, to the Hall element 16 The drive current I is increased (that is, the drive current I has a positive temperature characteristic) to compensate for the temperature characteristic of the sensitivity of the Hall element 16, and a constant sensitivity (I · Kh) regardless of the temperature. Is to be obtained. Furthermore, in the case of the throttle opening sensor 10, the permanent magnets 14a and 14b have negative temperature characteristics with respect to the magnetic flux density (characteristics in which the magnetic flux density decreases as the temperature increases). Then, the temperature characteristics of the temperature-sensitive resistor R5 and the resistance values of the resistors R3, R4, and R5 are determined so that the temperature characteristics of the permanent magnets 14a and 14b are also compensated, and the Hall voltage from the Hall element 16 is determined. The reliability of the output signal (output voltage) VOUT of the throttle opening sensor 10 is enhanced so that Vh is not affected by the temperature.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional driving circuit, a temperature detecting element such as a temperature sensitive resistor R5 has to be added separately, and the temperature detecting element and the Hall element are disposed at physically different positions. Therefore, accurate temperature compensation that accurately captures the temperature of the Hall element cannot be performed. That is, the temperature of the temperature detecting element and the temperature of the Hall element are not always the same.
[0014]
Further, as shown in FIG. 7B, the inventor positively utilizes the fact that the internal resistance value (internal resistance value between the drive current terminals a and b) Rd of the Hall element changes depending on the temperature. As illustrated in FIG. 8, instead of always applying a constant voltage V + to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 22 in the drive circuit of FIG. 6, a constant drive current I is passed through the Hall element 16. The voltage between the drive current terminals a and b under the situation is extracted by the differential amplifier 26, and further, the signal processing circuit 28 outputs the output of the differential amplifier 26 to the Hall voltage Vh from the Hall element 16 in a predetermined manner A configuration was considered in which the output signal VOUT to the outside is generated by multiplying by a ratio and amplifying the voltage after the multiplication.
[0015]
That is, the voltage between the drive current terminals a and b under the condition that a constant drive current I is passed through the hall element 16 becomes a signal proportional to the internal resistance value Rd of the hall element 16, and the signal is the hall element 16. Since the signal corresponds to its own temperature, the output signal VOUT is not affected by the temperature by multiplying the signal by the Hall voltage Vh at a predetermined ratio.
[0016]
If the circuit configuration as shown in FIG. 8 is adopted, it is possible to perform temperature compensation that accurately captures the temperature of the Hall element 16.
However, the configuration of FIG. 8 has a major drawback that the circuit becomes complicated, and is not practical. FIG. 8 shows a circuit configuration in the case of performing analog multiplication, but the output signal VOUT to the outside is digitally corrected according to the output of the differential amplifier 26 by a microcomputer or the like. Even with this configuration, the same problem of circuit complexity arises.
[0017]
On the other hand, Hall elements are generally made of InSb (indium, antimony) and GaAs (gallium, arsenic). As shown in FIG. 7A, both are linear in terms of sensitivity. As shown in FIG. 7B, the Hall element made of InSb has a negative temperature characteristic with respect to the internal resistance value Rd, and the Hall element made of GaAs has a negative temperature characteristic with respect to the internal resistance value Rd. It has a linear positive temperature characteristic.
[0018]
For this reason, for a physical quantity detection element whose internal resistance value decreases as the temperature rises, such as a Hall element made of InSb, by performing a simple constant voltage drive in which a constant voltage is applied between the drive current terminals, The detection sensitivity can be made almost constant regardless of the temperature. That is, as the temperature rises, the internal resistance value decreases and the drive current naturally increases.
[0019]
However, for a physical quantity detection element whose internal resistance value increases as the temperature rises, such as a Hall element made of GaAs, temperature compensation cannot be performed by constant voltage driving as described above.
The present invention has been made in view of such circumstances, and the variation in detection sensitivity due to the temperature of the physical quantity detection element, in which the internal resistance value increases and the detection sensitivity decreases as the temperature rises, is detected by temperature detection such as a temperature-sensitive resistor. A drive circuit for a physical quantity detection element that can be compensated accurately with a simple configuration without providing a separate element is provided. Further, by using the drive circuit, the rotation angle of the detection object can be increased regardless of the temperature. An object of the present invention is to provide a rotation angle sensor capable of detecting with high accuracy.
[0020]
[Means for solving the problems and effects of the invention]
  Claim 1 made to achieve the above object.Or 2The drive circuit for the physical quantity detection element described in 1 is configured to output a detection signal corresponding to the physical quantity to be detected from a terminal different from the drive current terminal in a state where the drive current is supplied between the pair of drive current terminals. The device is provided with current supply means for supplying a predetermined drive current to the element, but the physical quantity detection element to which the drive current is supplied has an internal resistance value between the drive current terminals as the temperature rises. It has a characteristic of increasing the physical quantity detection sensitivity and a characteristic of increasing the physical quantity detection sensitivity as the drive current increases.
[0021]
Therefore, in this drive circuit, feedback means is provided, and the feedback means positively feeds back the voltage between the drive current terminals of the physical quantity detection element to the drive current supplied to the physical quantity detection element by the current supply means. .
In other words, when the temperature rises in a state where a predetermined drive current is passed through the physical quantity detection element by the current supply means, the internal resistance value of the physical quantity detection element (internal resistance value between the drive current terminals) increases, Accordingly, since the voltage between the drive current terminals of the physical quantity detection element (hereinafter also referred to as drive voltage) increases, the change in the drive voltage is caused by the change in the internal resistance value of the physical quantity detection element, and further by the physical quantity detection element itself. It corresponds to the temperature change.
[0022]
  For this reason, claim 1Or 2In this drive circuit, the drive voltage applied between the drive current terminals of the physical quantity detection element is positively fed back to the drive current to the physical quantity detection element (the drive current increases as the drive voltage increases). The drive current increases as the temperature rises to compensate for the decrease in detection sensitivity accompanying the temperature rise of the physical quantity detection element. In other words, by utilizing the fact that the internal resistance value of the physical quantity detection element changes with temperature, the change in the internal resistance value is reflected in the drive current with a positive characteristic, so that the drive current has a positive temperature characteristic. Thus, a variation in detection sensitivity due to the temperature of the physical quantity detection element is compensated.
[0023]
  Therefore, this claim 1Or 2According to this drive circuit, it is possible to perform accurate temperature compensation accurately capturing the temperature of the physical quantity detection element itself without providing a temperature detection element such as a temperature sensitive resistor or a complicated correction circuit such as a multiplier. become able to.
  In addition, in this drive circuit, temperature compensation is performed in accordance with the temperature of the physical quantity detection element itself, so that temperature compensation can be performed even when a large drive current that causes self-heating of the physical quantity detection element is a problem. Therefore, it is possible to obtain an excellent effect that detection sensitivity can be improved by supplying a large drive current to the physical quantity detection element. That is, in the conventional drive circuit shown in FIG. 6, since temperature compensation cannot be performed for the heat generation of the Hall element 16 itself corresponding to the physical quantity detection element, the Hall element 16 (physical quantity detection element) itself does not generate heat. However, it is necessary to suppress the drive current.Or 2According to the drive circuit, such a restriction is eliminated.
[0024]
  hereAnd claims1'sSpecifically, the drive circuitAs belowConstitutionHas beenThe
  That is, ElectricThe current supply means has an inverting input terminal connected to one drive current terminal of the physical quantity detection element, an output terminal connected to the other drive current terminal of the physical quantity detection element, and a non-inverting input terminal connected to the first voltage V1. And a resistor R having one end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier and the other end to which a predetermined voltage Vi different from the first voltage V1 is applied.
[0025]
The feedback means includes an inverting amplifier for inverting and amplifying the output voltage Vo of the operational amplifier with respect to the first voltage V1 (specifically, with a positive or negative reference), and a second voltage different from the first voltage V1. The adder applies a voltage obtained by adding V2 and the output voltage of the inverting amplifier to the end of the resistor R opposite to the operational amplifier side as the predetermined voltage Vi. The inverting amplifier outputs a voltage such as “−A · (Vo−V1) + V1” when the amplification factor is −A (A is a positive number).
[0026]
  Such claims1In the driving circuit, the operational amplifier that constitutes the current supply means is configured such that the voltage of the inverting input terminal (that is, the voltage of the one driving current terminal of the physical quantity detection element) is applied to the non-inverting input terminal. The output voltage Vo applied to the other drive current terminal of the physical quantity detection element is changed from its own output terminal so as to be equal to the voltage V1. For this reason, between the drive current terminals of the physical quantity detection element, a current that flows in the resistor R, which is a target current (a value obtained by dividing the potential difference between the predetermined voltage Vi and the first voltage V1 by the resistance value of the resistor R). = | Vi−V1 | / R) flows as the drive current I, the drive voltage “| Vo−V1 |” is applied.
[0027]
In this case, of the two drive current terminals of the physical quantity detection element, the voltage of the drive current terminal connected to the inverting input terminal of the operational amplifier is maintained at the first voltage V1, and the other drive current terminal. The output voltage Vo of the operational amplifier is controlled so that the drive current I to the physical quantity detection element becomes the target current (= | Vi−V1 | / R). Changes in accordance with the change in the internal resistance value of the physical quantity detection element, and in turn the temperature change of the physical quantity detection element itself.
[0028]
  Therefore, the claim1In this drive circuit, the output voltage Vo of the operational amplifier is treated as the drive voltage of the physical quantity detection element, and the output voltage Vo of the operational amplifier is inverted and amplified with the first voltage V1 as a reference by the inverting amplifier. A voltage obtained by adding the output voltage and the second voltage V2 is applied to the end portion of the resistor R opposite to the operational amplifier side by an adder as the predetermined voltage Vi, so that the drive current terminal of the physical quantity detection element is connected. Is positively fed back to the drive current supplied to the physical quantity detection element by the current supply means.
[0029]
The mechanism of this positive feedback is as follows (1-1) to (1-3).
(1-1) First, when the temperature rises, the internal resistance value of the physical quantity detection element increases, and accordingly, the difference between the first voltage V1 and the output voltage Vo of the operational amplifier (that is, the drive voltage of the physical quantity detection element). ) Becomes larger.
[0030]
(1-2) The output voltage Vo of the operational amplifier is inverted and amplified with reference to the first voltage V1, and further added to the second voltage V2, so that the end of the resistor R on the opposite side to the operational amplifier side. Is applied to the unit as the predetermined voltage Vi. When the difference between the first voltage V1 and the output voltage Vo of the operational amplifier increases as the temperature rises, the predetermined voltage Vi applied to the resistor R is When viewed on the basis of the voltage V1, it increases in the direction of polarity opposite to the output voltage Vo of the operational amplifier. That is, when the difference between the first voltage V1 and the output voltage Vo of the operational amplifier increases as the temperature rises, the difference between the predetermined voltage Vi applied to the resistor R and the first voltage V1 also increases.
[0031]
  (1-3) As a result, the target current (= | Vi−V1 | / R) of the current supply unit including the operational amplifier and the resistor R becomes large, and the drive supplied to the physical quantity detection element by the current supply unit The current I increases.
  And this claim1According to the driving circuit, the resistance value of the resistor R and the amplification factor (−A) of the inverting amplifier are set according to the temperature coefficient of the detection sensitivity of the physical quantity detection element and the temperature coefficient of the internal resistance value, thereby The change in the internal resistance value of the physical quantity detection element due to the above, that is, the temperature change of the physical quantity detection element itself is appropriately reflected in the driving current I, so that the variation in detection sensitivity due to the temperature of the physical quantity detection element can be compensated accurately.
[0032]
  Also, Claims2The drive circuit ofSpecifically, it is configured as follows.
  That is, ElectricThe current supply means has an inverting input terminal connected to one drive current terminal of the physical quantity detection element, an output terminal connected to the other drive current terminal of the physical quantity detection element, and a non-inverting input terminal connected to the first voltage V1. And a resistor R having one end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier and the other end connected to a second voltage V2 different from the first voltage V1.
[0033]
  The feedback means inverts and amplifies the output voltage Vo of the operational amplifier with respect to the first voltage V1 (specifically, with positive and negative standards), the output terminal of the inverting amplifier, and the inversion of the operational amplifier. The feedback resistor R2 is connected between the input terminal and the input terminal. The above-mentioned claims1In the same manner as the driving circuit, the inverting amplifier outputs a voltage such as “−A · (Vo−V1) + V1” where the amplification factor is −A (where A is a positive number).
[0034]
  This claim2In the drive circuit of claim1As in the driving circuit of FIG. 5, the operational amplifier constituting the current supply means has a voltage at the inverting input terminal (that is, the voltage at the one driving current terminal of the physical quantity detection element) applied to the non-inverting input terminal. The output voltage Vo applied to the other drive current terminal of the physical quantity detection element is changed from its own output terminal so as to be equal to the voltage V1 of 1.
[0035]
For this reason, assuming that there is no feedback means comprising the inverting amplifier and the feedback resistor R2, there is a current flowing through the resistor R between the drive current terminals of the physical quantity detection element, and the first voltage V1 and the second voltage. A drive voltage “| Vo−V1 |” is applied so that a current (= | V1−V2 | / R) obtained by dividing the potential difference from V2 by the resistance value of the resistor R flows as the drive current I. It becomes. Of the two drive current terminals of the physical quantity detection element, the voltage of the drive current terminal connected to the inverting input terminal of the operational amplifier is kept at the first voltage V1, and is the voltage of the other drive current terminal. Since the output voltage Vo of the operational amplifier is controlled so that the drive current I to the physical quantity detection element becomes the current (= | V1-V2 | / R), the output voltage Vo of the operational amplifier is detected by the physical quantity. It changes in accordance with a change in the internal resistance value of the element and, in turn, a temperature change in the physical quantity detection element itself.
[0036]
  Therefore, the claim2In this driving circuit, the output voltage Vo of the operational amplifier is treated as the drive voltage of the physical quantity detection element, and the output voltage Vo of the operational amplifier is inverted and amplified with the first voltage V1 as a reference by the inverting amplifier. Is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier via a feedback resistor R2, so that the drive voltage applied between the drive current terminals of the physical quantity detection element is converted by the current supply means into the physical quantity detection element. Is positively fed back to the drive current supplied to.
[0037]
The mechanism of this positive feedback is as follows (2-1) to (2-3).
(2-1) First, when the temperature rises, the internal resistance value of the physical quantity detection element increases, and accordingly, the output voltage Vo of the operational amplifier changes, and the difference between the first voltage V1 and the output voltage Vo. (That is, the drive voltage of the physical quantity detection element) increases.
[0038]
(2-2) Since the inverting amplifier inverts and amplifies the output voltage Vo of the operational amplifier with reference to the first voltage V1, the first voltage V1 and the output voltage of the operational amplifier are increased as the temperature rises. When the difference from Vo increases, the output voltage of the inverting amplifier increases in the direction of polarity opposite to that of the output voltage Vo of the operational amplifier when viewed with reference to the first voltage V1.
[0039]
(2-3) Then, the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier tries to change from the first voltage V1 in the opposite polarity direction to the output voltage Vo of the operational amplifier by the feedback resistor R2. In order to prevent this, the output voltage Vo of the operational amplifier further changes, and as a result, the drive current I supplied to the physical quantity detection element by the current supply means comprising the operational amplifier increases.
[0040]
  And this claim2With this drive circuit, the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor (−A) of the inverting amplifier are set according to the temperature coefficient of the detection sensitivity of the physical quantity detection element and the temperature coefficient of the internal resistance value. The change of the internal resistance value of the physical quantity detection element due to the temperature, that is, the temperature change of the physical quantity detection element itself is appropriately reflected in the driving current I, and the fluctuation of the detection sensitivity due to the temperature of the physical quantity detection element can be accurately compensated. .
[0041]
  By the way, the above-mentioned claim 1.Or 2In the drive circuit of claim 1, the physical quantity detection element to which a drive current is supplied is3If a Hall element that outputs a voltage corresponding to the strength of the magnetic field (Hall voltage) as a detection signal is used, a GaAs Hall element having a linear positive temperature characteristic with respect to the internal resistance (see FIG. Even in the case of b), accurate temperature compensation that accurately captures the temperature of the Hall element itself can be performed with a simple configuration.
[0042]
  Next, the claim4The rotation angle sensor according to the present invention described in (1) is attached to a detection object whose rotation angle is to be detected, and is arranged in a magnetic field generated by the magnet that rotates together with the detection object. A Hall element that outputs a voltage corresponding to the strength, and an output voltage (Hall voltage) of the Hall element that changes with an angle change between a magnetic field direction by the magnet and a magnetic sensitive surface of the Hall element. , Output to the outside as a signal indicating the rotation angle of the detection object, particularly as a drive circuit for supplying a drive current to the Hall element3The drive circuit of the physical quantity detection element described in 1. is provided.
[0043]
  Therefore, this claim4According to the rotation angle sensor, the circuit constant for determining the loop gain that positively feeds back the drive voltage of the Hall element to the drive current in the drive circuit (specifically, claims)1In the driving circuit, the resistance value of the resistor R and the amplification factor of the inverting amplifier,2In this drive circuit, the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor of the inverting amplifier) are taken into account not only of the temperature coefficient of the Hall element sensitivity and the temperature coefficient of the internal resistance value but also the temperature coefficient of the magnetic flux density of the magnet. Thus, the signal from the sensor to the outside can be made unaffected by the temperature, and the rotation angle of the detection target can be detected with high accuracy regardless of the temperature. In particular, since such temperature compensation can be performed with a simple circuit configuration, the rotation angle sensor can be reduced in size and cost.
[0044]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the Hall element drive circuit of the first embodiment. The drive circuit of the present embodiment is provided on the circuit board 18 in the throttle opening sensor 10 shown in FIG. 4 and supplies drive current to the Hall element 16 on the circuit board 18 and the hall. The Hall voltage Vh output from the element 16 as expressed by the above-described equation 1 is amplified and output from the terminal 20 of the sensor 10 as an output signal VOUT indicating the throttle opening (the rotation angle of the shaft 12 corresponding to the detection target). To output. The Hall element 16 is made of GaAs and has a characteristic that, as shown in FIG. 7, the internal resistance value Rd increases linearly and the sensitivity decreases linearly as the temperature rises. Further, as can be seen from Equation 1, the sensitivity increases in proportion to the increase in drive current I.
[0045]
  As shown in FIG. 1, the drive circuit of the first embodiment is configured such that the inverting input terminal is one of the Hall elements 16 as current supply means for supplying a drive current I between the drive current terminals a and b of the Hall element 16. The drive current terminal a is connected, the output terminal is connected to the other drive current terminal b of the Hall element 16, and the non-inverting input terminal is ground potential (0 V).1The operational amplifier 2 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 2. The operational amplifier 2 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 2.
[0046]
  Further, this drive circuit uses the output voltage Vo of the operational amplifier 2 as a reference with respect to the ground potential as feedback means for positively feeding back the voltage (drive voltage) between the drive current terminals a and b of the Hall element 16 to the drive current I. And a reference voltage Va higher than the ground potential12) and the output voltage Vb of the inverting amplifier 3 are added, and the voltage Vi (= Va + Vb) after the addition is applied to the end of the resistor R opposite to the operational amplifier 2 side. The adder 4 is provided. The inverting amplifier 3 outputs a voltage such as “−A · Vo” when the amplification factor is −A (where A is a positive number).
[0047]
Further, the drive circuit of the first embodiment amplifies the Hall voltage Vh generated between the output terminals c and d of the Hall element 16, and sends the amplified voltage signal from the terminal 20 to the outside. A differential amplifier 5 that outputs the output signal VOUT of the sensor 10 is provided.
[0048]
In the drive circuit of the first embodiment configured as described above, the operational amplifier 2 is configured such that the voltage at the inverting input terminal (that is, the voltage at the drive current terminal a of the Hall element 16) is applied to the non-inverting input terminal. The output voltage Vo applied from the self output terminal to the drive current terminal b of the Hall element 16 is changed so as to be equal to the ground potential (0V). For this reason, between the drive current terminals a and b of the Hall element 16, a current that flows through the resistor R, which is a target current (= Vi / V) obtained by dividing the output voltage Vi of the adder 4 by the resistance value of the resistor R. The drive voltage “| Vo-0 |” is applied so that R) flows as the drive current I.
[0049]
In this case, of the two drive current terminals a and b of the Hall element 16, the voltage of the drive current terminal a connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 2 is maintained at the ground potential, and the other drive is performed. Since the output voltage Vo of the operational amplifier 2 that is the voltage at the current terminal b is controlled so that the drive current I to the Hall element 16 becomes the target current (= Vi / R), the output voltage of the operational amplifier 2 Vo is the drive voltage itself of the Hall element 16, and also depends on the change in the internal resistance value (internal resistance value between the drive current terminals a and b) Rd of the Hall element 16, and further on the temperature change of the Hall element 16 itself. Will change.
[0050]
Therefore, in the drive circuit of the first embodiment, the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is inverted and amplified by the inverting amplifier 3 with reference to the ground potential, and the output voltage Vb (= −A · Vo) of the inverting amplifier 3 is A voltage Vi obtained by adding the reference voltage Va is applied between the drive current terminals a and b of the Hall element 16 by applying the voltage Vi to the end of the resistor R opposite to the operational amplifier 2 side. The drive voltage is positively fed back to the drive current I.
[0051]
That is, since the operational amplifier 2 and the resistor R form an inverting amplifier that causes the drive current I of “Vi / R” to flow to the Hall element 16 together with the Hall element 16, the polarity of the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is inverted. If the drive voltage I is focused on by adding to the input voltage Vi of the resistor R, the loop of the entire circuit is positive feedback.
[0052]
More specifically, first, when the temperature rises, the internal resistance value Rd of the Hall element 16 increases, and accordingly, the output voltage Vo of the operational amplifier increases in the negative direction (negative voltage direction).
Then, the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is inverted and amplified with respect to the ground potential and added to the reference voltage Va. The voltage Vi (= Va−A · Vo) after the addition is the operational amplifier 2 of the resistor R. When the output voltage Vo of the operational amplifier increases in the negative direction as the temperature rises, the voltage (input voltage) Vi applied to the resistor R is applied to the end of the operational amplifier. The voltage increases in the positive direction (positive voltage direction) opposite to the output voltage Vo. That is, as the output voltage Vo of the operational amplifier increases in the negative direction as the temperature rises, the voltage Vi applied to the resistor R increases in the positive direction.
[0053]
As a result, the target current (= Vi / R) of the current supply means including the operational amplifier 2 and the resistor R is increased, and the drive current I supplied to the Hall element 16 is increased.
According to the drive circuit of the first embodiment, the resistance value of the resistor R and the amplification factor −A of the inverting amplifier 3 are converted into the temperature coefficient of the sensitivity constant Kh of the Hall element 16 and the temperature coefficient of the internal resistance value Rd. By setting accordingly, the change of the internal resistance value Rd of the Hall element 16 due to the temperature, that is, the temperature change of the Hall element 16 itself is appropriately reflected in the driving current I, and the fluctuation of the sensitivity due to the temperature of the Hall element 16 is accurately reflected. Can be compensated for. Further, by setting the resistance value of the resistor R and the gain -A of the inverting amplifier 3 in consideration of the temperature coefficient of the magnetic flux density of the permanent magnets 14a and 14b, the output signal VOUT of the throttle opening sensor 10 is set to the temperature. It is possible to obtain a sensor that can detect the throttle opening with high accuracy regardless of the temperature.
[0054]
Next, how the circuit constants such as the resistance value of the resistor R and the amplification factor of the inverting amplifier 3 are set in the driving circuit of the first embodiment will be specifically described. In each equation described below, “R” indicates the resistance value of the resistor R.
First, Equation 2 is established in this drive circuit.
[0055]
[Expression 2]

[0056]
Then, when formula 2 is rearranged, the drive current I (= Vi / R) flowing through the hall element 16 is represented by formula 3.
[0057]
[Equation 3]

[0058]
Here, “(Rd / R) · A” in the denominator of Equation 3 is a loop gain of the drive circuit. If the loop gain is less than 1, the drive circuit is stable without divergence.
As can be seen from Equation 3, when the internal resistance value Rd of the Hall element 16 increases as the temperature rises, the drive current I of the Hall element 16 increases. The sensitivity of the Hall element 16 is proportional to the drive current I. Therefore, if the loop gain “(Rd / R) · A” is appropriately set, temperature compensation of sensitivity can be performed.
[0059]
Next, more detailed conditions for temperature compensation will be described.
First, since the internal resistance value Rd of the Hall element 16 made of GaAs has a positive temperature characteristic, “Rd” in Equation 3 can be replaced with “Rd (1 + Kr · t)”. Thus, Equation 3 can be transformed into Equation 4. Kr is a temperature coefficient of the internal resistance value of the Hall element 16, and t is a temperature. “Rd (1 + Kr · t)” and “Rd” in Expression 4 are internal resistance values of the Hall element 16 at a certain reference temperature. This also applies to formulas 6 to 8 described later.
[0060]
[Expression 4]

[0061]
In addition, the output voltage (Hall voltage) Vh0 of the Hall element 16 under a certain magnetic flux density can be regarded as the sensitivity of the Hall element 16, and the output voltage Vh0 can be expressed as Equation 5.
[0062]
[Equation 5]

[0063]
Here, Kh0 is a sensitivity per unit drive current of the Hall element 16 at a certain magnetic flux density and a certain temperature, and Kt is a temperature coefficient of sensitivity. The sensitivity of the Hall element 16 is “Kt> 0” because the sensitivity decreases with temperature. That is, in Equation 5, Kt is treated as a positive value.
[0064]
Then, when Expression 4 is substituted into Expression 5, Expression 6 is obtained.
[0065]
[Formula 6]

[0066]
If the fractional part in Equation 6 is constant regardless of the temperature t, Vh0, that is, the sensitivity of the Hall element 16 is constant regardless of the temperature. The condition for satisfying this (temperature compensation condition) is “1 pair Kt = (R−Rd · A) vs. (Rd · Kr · A)”. Become.
[0067]
[Expression 7]

[0068]
Further, when Formula 7 is modified, Formula 8 is obtained.
[0069]
[Equation 8]

[0070]
Therefore, if the resistance value of the resistor R and the amplification factor −A of the inverting amplifier 3 are set so as to satisfy the equations 7 and 8, the sensitivity of the Hall element 16 can be made constant regardless of the temperature.
For example, if the temperature coefficient Kr of the internal resistance value of the Hall element 16 is +2300 ppm / ° C. and the absolute value of the sensitivity temperature coefficient Kt is 550 ppm / ° C., “Kt / (Kt + Kr)” is 0 in Equation 8. Therefore, the resistance value of the resistor R and the amplification factor −A of the inverting amplifier 3 may be set so that “(Rd · A) / R” is 0.19.
[0071]
Further, in the case where compensation is made including the temperature characteristics of the permanent magnets 14a and 14b used in the throttle opening sensor 10, the absolute value of the temperature coefficient of the magnetic flux density of the permanent magnets 14a and 14b is expressed by Equations 7 and 8. A circuit constant may be set by adding to Kt. Specifically, if the material of the permanent magnets 14a and 14b is samarium cobalt, the temperature coefficient of the magnetic flux density is about -300 ppm / ° C. In this example, Kt = 550 + 300 = 850 ppm / ° C., and “Kt / (Kt + Kr)” in Equation 8 is 0.27, so that “(Rd · A) / R” is 0.27. If the resistance value of the resistor R and the amplification factor −A of the inverting amplifier 3 are set, the output signal VOUT of the throttle opening sensor 10 can be made unaffected by temperature.
[0072]
As described above, in the drive circuit of the first embodiment, by utilizing the fact that the internal resistance value of the Hall element 16 changes with temperature, by reflecting the change in the internal resistance value to the drive current with positive characteristics, The drive current is given a positive temperature characteristic to compensate for variations in detection sensitivity due to the temperature of the Hall element 16.
[0073]
Therefore, according to the drive circuit of the first embodiment, the temperature of the Hall element 16 itself can be accurately captured without providing a temperature correction element such as a temperature detection resistor or a complicated correction circuit such as a multiplier. Temperature compensation can be performed.
In addition, in this drive circuit, temperature compensation is performed according to the temperature of the Hall element 16 itself, so that temperature compensation can be performed even when a drive current large enough to cause the self-heating of the Hall element 16 is caused. An excellent effect is obtained that a large driving current is supplied to the Hall element 16 to improve the detection sensitivity.
[0074]
Further, according to the throttle opening sensor 10 having the drive circuit of the first embodiment, the resistance value of the resistor R and the amplification factor -A of the inverting amplifier 3 are determined by the permanent magnets 14a and 14b as in the above specific example. By setting the temperature coefficient of the magnetic flux density, the output signal VOUT from the sensor 10 to the outside can be made completely unaffected by the temperature, and the throttle opening can be detected with high accuracy regardless of the temperature. Sensor. Since such temperature compensation can be performed with a simple circuit configuration, the throttle opening sensor 10 can be reduced in size and cost.
[0075]
Next, FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the Hall element drive circuit of the second embodiment. This drive circuit is also provided on the circuit board 18 in the throttle opening sensor 10 shown in FIG. 4, and performs the same function as the drive circuit (FIG. 1) of the first embodiment described above. The Hall element 16 is also made of the same GaAs as in the first embodiment. In the drive circuit of the second embodiment, the same components as those in FIG.
As shown in FIG. 2, the drive circuit of the second embodiment is different from the drive circuit of the first embodiment in the following points (1) to (4).
[0076]
  (1) The non-inverting input terminal of the operational amplifier 2 is not a ground potential (0V), but a reference voltage Va having a higher potential (claim)2Corresponding to the first voltage).
  In the drive circuit of the first embodiment described above, the drive current I of the Hall element 16 flows from the resistor R side to the output terminal side of the operational amplifier 2 (see FIG. 1), but the drive circuit of the second embodiment. In FIG. 2, since the drive current I flows from the output terminal side of the operational amplifier 2 to the resistor R side, the output terminal of the operational amplifier 2 is connected to the drive current terminal a of the Hall element 16 and the inverting input terminal is the Hall element in FIG. It is connected to 16 drive current terminals b. That is, the connection directions of the drive current terminals a and b are reversed.
[0077]
  (2) The adder 4 is not provided, and the end of the resistor R opposite to the inverting input terminal of the operational amplifier 2 is connected to the ground potential (claim).2(Corresponding to the second voltage).
  (3) The inverting amplifier 3 uses the output voltage Vo of the operational amplifier 2 as a claim.2The reference voltage Va corresponding to the first voltage is inverted and amplified with respect to the reference voltage (specifically, as a positive or negative reference), and is output. That is, the inverting amplifier 3 outputs a voltage such as “−A · (Vo−Va) + Va” when the amplification factor is −A (where A is a positive number).
[0078]
In detail, the inverting amplifier 3 includes an operational amplifier 3 a having a non-inverting input terminal connected to the non-inverting input terminal (that is, the reference voltage Va) of the operational amplifier 2, an inverting input terminal of the operational amplifier 3 a, and the operational amplifier 2. And a resistor Rb connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 3a. The configuration of the inverting amplifier 3 is the same in the drive circuit of the first embodiment. That is, in the drive circuit of the first embodiment, both non-inverting input terminals of the operational amplifier 2 and the operational amplifier 3a are connected to the ground potential.
[0079]
(4) A feedback resistor R2 is connected between the output terminal of the operational amplifier 3a as the output terminal of the inverting amplifier 3 and the inverting input terminal of the operational amplifier 2.
In the drive circuit of the second embodiment, the feedback resistor R2 and the inverting amplifier 3 provide feedback that positively feeds back the voltage (drive voltage) between the drive current terminals a and b of the Hall element 16 to the drive current I. Functions as a means.
[0080]
The drive circuit of the second embodiment also amplifies the Hall voltage Vh generated between the output terminals c and d of the Hall element 16 in the same manner as the drive circuit of the first embodiment, and A differential amplifier 5 that outputs the output signal VOUT is provided.
[0081]
On the other hand, from a viewpoint of explanation, it can be said that the drive circuit of the second embodiment is a modification of the drive circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 as shown in FIGS. . However, in FIG. 3, the differential amplifier 5 for outputting the output signal VOUT to the outside is not shown.
[0082]
(1) First, as shown in FIG. 3A, the adder 4 is deleted from the drive circuit of FIG. 1, and instead, the output terminal of the inverting amplifier 3 and the inverting input terminal of the operational amplifier 2 Is connected to the feedback resistor R2.
(2) Next, as shown in FIG. 3B, the ground potential and the reference voltage Va are switched. As a result, the direction of the drive current I is opposite to that in FIG. 3A, and therefore the connection direction of the drive current terminals a and b of the Hall element 16 is reversed.
[0083]
{Circle around (3)} Finally, if the inverting amplifier 3 is represented by an operational amplifier 3a and two resistors Ra and Rb as shown in the dotted line in FIG. 3C, the drive circuit shown in FIG. 2 is obtained.
In the second embodiment, the second voltage is set to the ground potential, and the end of the resistor R opposite to the side of the operational amplifier 2 is connected to the ground potential. This is to operate with a single positive power supply.
[0084]
Also in the drive circuit according to the second embodiment configured as described above, the operational amplifier 2 that constitutes the current supply means has the voltage of the inverting input terminal (the Hall element 16 of the Hall element 16) as in the drive circuit according to the first embodiment. The output voltage Vo applied from the own output terminal to the drive current terminal a of the Hall element 16 is changed so that the voltage of the drive current terminal b) becomes equal to the reference voltage Va applied to the non-inverting input terminal.
[0085]
Therefore, assuming that there is no feedback means comprising the inverting amplifier 3 and the feedback resistor R2, there is a current flowing through the resistor R between the drive current terminals a and b of the Hall element 16, and the reference voltage Va and the ground potential. A drive voltage of “| Vo−Va |” is applied so that a current (= Va / R) obtained by dividing the potential difference (that is, the reference voltage Va) by the resistance value of the resistor R flows as the drive current I. It will be. Of the two drive current terminals a and b of the Hall element 16, the voltage of the drive current terminal b connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 2 is maintained at the reference voltage Va, and the other drive current terminal is connected. Since the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is controlled such that the drive current I to the Hall element 16 becomes the current (= Va / R), the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is It changes in accordance with the change in the internal resistance value Rd of the Hall element 16 and thus the temperature change of the Hall element 16 itself.
[0086]
Therefore, also in the drive circuit of the second embodiment, the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is handled as the drive voltage of the Hall element 16, and the output voltage Vo of the operational amplifier is inverted by the inverting amplifier 3 with the reference voltage Va as a reference. In addition to being amplified, the output terminal of the inverting amplifier 3 and the inverting input terminal of the operational amplifier 2 are connected via a feedback resistor R2, and are applied between the drive current terminals a and b of the Hall element 16. The drive voltage is positively fed back to the drive current I.
[0087]
That is, in the drive circuit of the first embodiment described above, the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is fed back in the form of a voltage, whereas in the drive circuit of the second embodiment, the output voltage of the operational amplifier 2 is returned. Vo is fed back in the form of current.
More specifically, first, when the temperature rises, the internal resistance value Rd of the Hall element 16 increases, and accordingly, the output voltage Vo of the operational amplifier increases in the positive direction with respect to the reference voltage Va.
[0088]
Since the inverting amplifier 3 inverts and amplifies the output voltage Vo of the operational amplifier 2 with reference to the reference voltage Va, when the output voltage Vo of the operational amplifier increases with temperature rise, the output voltage of the inverting amplifier 3 is increased. When viewed with reference to the reference voltage Va, the voltage increases in the negative direction opposite to the output voltage Vo of the operational amplifier 2.
[0089]
Then, since the voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier 2 tends to be lower than the reference voltage Va by the feedback resistor R2, the output voltage Vo of the operational amplifier 2 is further increased to prevent this. Thus, the drive current I supplied to the Hall element 16 increases.
[0090]
Also by the drive circuit of the second embodiment, the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor -A of the inverting amplifier 3 are converted into the temperature coefficient of the sensitivity constant Kh of the Hall element 16 and the temperature coefficient of the internal resistance value Rd. Therefore, the change in the internal resistance value Rd of the Hall element 16 due to the temperature, that is, the temperature change of the Hall element 16 itself is appropriately reflected in the driving current I, and the fluctuation of the sensitivity due to the temperature of the Hall element 16 is changed. It can be compensated accurately. Further, by setting the resistance value of the feedback resistor R2 and the gain -A of the inverting amplifier 3 in consideration of the temperature coefficient of the magnetic flux density of the permanent magnets 14a and 14b, the output signal VOUT of the throttle opening sensor 10 is set. Thus, a sensor capable of detecting the throttle opening with high accuracy regardless of the temperature can be obtained.
[0091]
Next, how to set circuit constants such as the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor of the inverting amplifier 3 in the drive circuit of the second embodiment will be described in detail. In each equation described below, “R” indicates the resistance value of the resistor R. Similarly, “R2” indicates the resistance value of the feedback resistor R2.
[0092]
In the drive circuit of the second embodiment, Expression 4 in the first embodiment is modified as Expression 9 below. That is, the drive current I flowing through the Hall element 16 is expressed by Equation 9. Note that “Rd” in Equation 9 is the internal resistance value of the Hall element 16 at a certain reference temperature as in Equations 4 and 6 to 8, and this is represented by Equations 15 to 17 described later. The same applies to. Kr is the temperature coefficient of the internal resistance value of the Hall element 16, and t is the temperature.
[0093]
[Equation 9]

[0094]
Here, the reason for reaching Equation 9 will be described.
First, for simplification, the model of FIG. 3A described above, that is, the model equivalent to that of FIG. 2, in which the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2 is the ground potential will be considered.
[0095]
In the model of FIG. 3A, as shown in FIG. 3D, the direction in which the drive current I flows is the direction from the output terminal of the operational amplifier 2 to the resistor R, and the resistor R from the reference voltage Va side. Is represented by “i1”, and the current flowing from the inverting amplifier 3 to the feedback resistor R2 is represented by “i2”. Note that −A is the amplification factor of the inverting amplifier 3.
[0096]
[Expression 10]

[0097]
In this case, since i1 + i2 + I = 0, Expression 11 is established.
[0098]
## EQU11 ##

[0099]
When this equation 11 is transformed, the following equation 12 is obtained.
[0100]
[Expression 12]

[0101]
Further, when Expression 12 is transformed, Expression 13 is obtained.
[0102]
[Formula 13]

[0103]
“Vo / Rd” in Expression 13 is the drive current I of the Hall element 16. Therefore, in the models of FIGS. 3A and 3D, when the voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2 is returned to the reference voltage Va, and the models of FIGS. 2, 3B, and 3C are considered, It is only necessary to replace “Va” in Equation 13 with “−Va”. With this substitution, the drive current I is expressed by Equation 14 below.
[0104]
[Expression 14]

[0105]
Then, in Expression 14, similarly to the above-described expansion from Expression 3 to Expression 4, if “Rd” is replaced with “Rd (1 + Kr · t)”, Expression 9 is obtained.
Here, “(Rd / R2) · A” in the denominator of Equation 14 and “(Rd (1 + Kr · t) / R2) · A” in the denominator of Equation 9 is the loop gain of the drive circuit. . If the loop gain is less than 1, the drive circuit is stable without divergence. If this value is set appropriately, temperature compensation of sensitivity can be performed.
[0106]
Therefore, when Expression 9 is substituted into Expression 5, Expression 15 is obtained.
[0107]
[Expression 15]

[0108]
If the fractional part in Equation 15 becomes constant regardless of the temperature t, the sensitivity of Vh0, that is, the Hall element 16, becomes constant regardless of the temperature, and the condition for satisfying this (condition for temperature compensation) is Equation 16 is obtained.
[0109]
[Expression 16]

[0110]
Further, when Expression 16 is modified, Expression 17 is obtained.
[0111]
[Expression 17]

[0112]
Therefore, if the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor -A of the inverting amplifier 3 are set so as to satisfy Expressions 16 and 17, the sensitivity of the Hall element 16 can be made constant regardless of the temperature. it can.
For example, as in the example described for the drive circuit of the first embodiment, the temperature coefficient Kr of the internal resistance value of the Hall element 16 is +2300 ppm / ° C., and the absolute value of the temperature coefficient Kt of sensitivity is 550 ppm / ° C. Then, in Expression 17, “Kt / (Kt + Kr)” is 0.19, so that the resistance value of the feedback resistor R2 and the inverting amplifier 3 are set so that “(Rd · A) / R2” is 0.19. The amplification factor -A may be set.
[0113]
When compensation is made including the temperature characteristics of the permanent magnets 14a and 14b used in the throttle opening sensor 10, the absolute value of the temperature coefficient of the magnetic flux density of the permanent magnets 14a and 14b is expressed as Kt in the equations 16 and 17. The circuit constant may be set by adding to More specifically, assuming that the temperature coefficient of the permanent magnets 14a and 14b is −300 ppm / ° C., Kt = 550 + 300 = 850 ppm / ° C., and “Kt / (Kt + Kr)” in Equation 17 is 0.27. Therefore, if the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor -A of the inverting amplifier 3 are set so that “(Rd · A) / R2” becomes 0.27, the output signal VOUT of the throttle opening sensor 10 Can be independent of temperature.
[0114]
As described above, also in the drive circuit of the second embodiment, by utilizing the fact that the internal resistance value of the Hall element 16 changes with temperature, the change in the internal resistance value is reflected in the drive current with positive characteristics. The drive current is given a positive temperature characteristic to compensate for variations in detection sensitivity due to the temperature of the Hall element 16.
[0115]
Therefore, the same effect as the drive circuit of the first embodiment can be obtained by the drive circuit of the second embodiment. Further, according to the throttle opening sensor 10 provided with the drive circuit of the second embodiment, the resistance value of the feedback resistor R2 and the amplification factor -A of the inverting amplifier 3 are obtained from the permanent magnets 14a and 14b as in the above specific example. By taking into account the temperature coefficient of the magnetic flux density, the output signal VOUT from the sensor 10 to the outside can be completely unaffected by the temperature. Since such temperature compensation can be performed with a simple circuit configuration, the throttle opening sensor 10 can be reduced in size and cost.
[0116]
In particular, in the drive circuit according to the second embodiment, the circuit scale can be further reduced as compared with the drive circuit according to the first embodiment because the adder 4 is not required.
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, it cannot be overemphasized that this invention can take a various form, without being limited to the said embodiment.
[0117]
  For example, in the drive circuit of the first embodiment shown in FIG.1The first voltage) is not limited to the ground potential, but may be any other voltage.
  In the drive circuit of the second embodiment shown in FIG. 2, a voltage applied to the end of the resistor R opposite to the operational amplifier 2 side (claims2The second voltage is not limited to the ground potential, and may be a negative voltage, for example. However, if the voltage is set to the ground potential as shown in FIG. 2, the drive circuit can be operated with a single power source, which is advantageous.
[0118]
On the other hand, the drive circuit of each of the embodiments described above supplies a drive current to the Hall element. However, the drive circuit of each of the above-described embodiments is completely compatible with a physical quantity detection element other than the Hall element. The same can be applied.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a hall element drive circuit according to a first embodiment;
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a hall element drive circuit according to a second embodiment;
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a process leading to the configuration of the drive circuit of FIG. 2;
FIG. 4 is a configuration diagram showing a configuration of a throttle opening sensor.
5 is a graph showing output characteristics of a hall element in the throttle opening sensor of FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional Hall element drive circuit;
FIG. 7 is a graph showing temperature characteristics related to the sensitivity and internal resistance value of the Hall element.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of the Hall element drive circuit other than FIG.
[Explanation of symbols]
2 ... Operational amplifier 3 ... Inverting amplifier 4 ... Adder R ... Resistance
R2 ... Return resistance 10 ... Throttle opening sensor 12 ... Shaft
14a, 14b ... Permanent magnet 16 ... Hall element

Claims (4)

In a state where a drive current is supplied between a pair of drive current terminals, a detection signal corresponding to the physical quantity to be detected is output from a terminal different from the drive current terminal, and between the drive current terminals as the temperature rises A predetermined drive current is supplied to a physical quantity detection element having a characteristic that the internal resistance value of the physical quantity increases and the detection sensitivity of the physical quantity decreases and a characteristic that the detection sensitivity of the physical quantity increases as the drive current increases. In the drive circuit of the physical quantity detection element provided with the current supply means for
Feedback means for positively feeding back the voltage between the drive current terminals of the physical quantity detection element to the drive current supplied to the physical quantity detection element by the current supply means ;
Further, the current supply means includes
An operational amplifier having an inverting input terminal connected to one drive current terminal of the physical quantity detection element, an output terminal connected to the other drive current terminal of the physical quantity detection element, and a non-inverting input terminal connected to the first voltage When,
One end is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier, and the other end includes a resistor to which a predetermined voltage different from the first voltage is applied,
The return means is
An inverting amplifier for inverting and amplifying the output voltage of the operational amplifier with reference to the first voltage;
An adder for applying a voltage obtained by adding a second voltage different from the first voltage and an output voltage of the inverting amplifier as the predetermined voltage to an end of the resistor opposite to the operational amplifier side Consisting of
A drive circuit for a physical quantity detection element characterized by the above. In a state where a drive current is supplied between a pair of drive current terminals, a detection signal corresponding to the physical quantity to be detected is output from a terminal different from the drive current terminal, and between the drive current terminals as the temperature rises A predetermined drive current is supplied to a physical quantity detection element having a characteristic that the internal resistance value of the physical quantity increases and the detection sensitivity of the physical quantity decreases and a characteristic that the detection sensitivity of the physical quantity increases as the drive current increases. In the drive circuit of the physical quantity detection element provided with the current supply means for
Feedback means for positively feeding back the voltage between the drive current terminals of the physical quantity detection element to the drive current supplied to the physical quantity detection element by the current supply means;
Further, the current supply means includes
An operational amplifier having an inverting input terminal connected to one drive current terminal of the physical quantity detection element, an output terminal connected to the other drive current terminal of the physical quantity detection element, and a non-inverting input terminal connected to the first voltage When,
One end connected to the inverting input terminal of the operational amplifier consists of a resistor connected to a second voltage different from the other end of said first voltage,
The return means is
An inverting amplifier for inverting and amplifying the output voltage of the operational amplifier with reference to the first voltage;
A feedback resistor connected between the output terminal of the inverting amplifier and the inverting input terminal of the operational amplifier ;
A drive circuit for a physical quantity detection element characterized by the above. In the drive circuit of the physical quantity detection element according to claim 1 or 2 ,
The physical quantity detection element is a Hall element that outputs a voltage corresponding to the strength of a magnetic field as the detection signal;
A drive circuit for a physical quantity detection element characterized by the above. A magnet attached to a detection object whose rotation angle is to be detected and rotated together with the detection object;
  A Hall element arranged in a magnetic field generated by the magnet and outputting a voltage corresponding to the strength of the magnetic field,
  In a rotation angle sensor that outputs the output voltage of the Hall element, which changes with an angle change between the magnetic field direction by the magnet and the magnetic sensitive surface of the Hall element, to the outside as a signal indicating the rotation angle of the detection object,
  A drive circuit for supplying a drive current to the hall element, comprising the drive circuit for the physical quantity detection element according to claim 3,
  A rotation angle sensor.

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