JP3974468B2

JP3974468B2 - Band stop filter and high-frequency package incorporating the same

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Publication number: JP3974468B2
Application number: JP2002210772A
Authority: JP
Inventors: 哲大和田; 英征大橋; 晃一重永; 督宮武; 紀雄竹内
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-07-19
Filing date: 2002-07-19
Publication date: 2007-09-12
Anticipated expiration: 2022-07-19
Also published as: JP2004056441A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マイクロ波帯およびミリ波帯で用いられる（帯域通過フィルタの代替となるような）帯域阻止フィルタおよびこれを内蔵した高周波パッケージに関し、特に、通過帯域として定めた周波数帯域の低周波側および高周波側のそれぞれに阻止帯域を有し、且つ、通過帯域の反射特性が良好で挿入損失の小さい帯域阻止フィルタおよびこれを内蔵した高周波パッケージに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、この種の帯域阻止フィルタは、ＬＴＣＣ（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ−ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ：低温同時焼成セラミクス）などの誘電体材料からなる多層基板を用いて構成されており、高周波パッケージ、または、このような高周波パッケージにＭＭＩＣや制御用ＩＣなどを搭載してなる高周波モジュール、ＭＣＭ（Ｍｕｌｔｉ−ＣｈｉｐＭｏｄｕｌｅｓ）に関係が深い。
【０００３】
図１３はたとえば特開２０００−１０１３０３号公報に掲載された従来の帯域阻止フィルタを示す回路構成図である。
図１３において、１は主回路の伝送線路（以下、「主線路」ともいう）、２ａ、２ｂは主線路１の両側に接続された一対のオープンスタブ（第１、第２のオープンスタブ）、３ａは主線路１の一端に設けられた入力端子、３ｂは主線路１の他端に設けられた出力端子、４ａ、４ｂは主線路１に対する各オープンスタブ２ａ、２ｂの接続位置である。
【０００４】
θｔは主線路１の電気長（以下、単に「長さ」ともいう）であり、通過帯域の中心周波数ｆ０（波長λ０）において、電気的にほぼ１／４波長（９０度）となるように選択されている。
【０００５】
θ１、θ２は各オープンスタブ２ａ、２ｂの長さであり、阻止帯域の中心周波数ｆｓにおいて、電気的にほぼ１／４波長（９０度）となるように選択されている。
【０００６】
また、２つのオープンスタブの長さθ１、θ２は、通過帯域の中心周波数ｆ０（波長λ０）に対して、θ１＜λ０／２、θ２＞λ０／２の関係を満たすように選択されている。
【０００７】
次に、図１３に示した従来の帯域阻止フィルタの動作について説明する。
上述したように、２つのオープンスタブ２ａ、２ｂの長さθ１、θ２は、阻止帯域の中心周波数ｆｓに対して１／４波長に選択されているので、取り付け位置４ａ、４ｂから各オープンスタブ２ａ、２ｂ側を見たときの入力サセプタンスは、無限大（すなわち、短絡状態）となる。
【０００８】
したがって、入力端子３ａから入力された周波数ｆｓの波のほとんどは、取り付け位置４ａ、４ｂにおいて完全反射され、出力端子３ｂ側に通過することができない。
【０００９】
一方、主線路１の長さθｔは、通過帯域の中心周波数ｆ０に対して１／４波長に選択されているので、取り付け位置４ａ、４ｂにおいて、各オープンスタブ２ａ、２ｂの入力サセプタンスおよび構造的不連続により発生する各反射波が互いに相殺関係となる。
【００１０】
したがって、結果的に、入力端子３ａへの反射波が抑制され、入力端子３ａから入力された周波数ｆ０の波のほとんどは、出力端子３ｂへと伝達される。
このように、図１３に示した帯域阻止フィルタは、２カ所のオープンスタブ取り付け位置４ａ、４ｂでの反射波の打ち消し合いの効果により、通過帯域の反射特性を良好に保つ仕組みを有する。
【００１１】
ところで、２つのオープンスタブ２ａ、２ｂの長さθ１、θ２を同一値に選択した場合には、入力サセプタンスが無限大となって短絡状態となる周波数が１つの周波数のみとなるので、阻止帯域が狭くなる。
【００１２】
そこで、図１３に示した従来の帯域阻止フィルタにおいては、２つのオープンスタブ２ａ、２ｂの長さθ１、θ２を微妙に異なる長さとし、各オープンスタブ２ａ、２ｂが短絡状態となる周波数を２つの周波数に分離することにより、或る値以上の阻止減衰量が得られる周波数帯域（阻止帯域幅）を広く設定している。
【００１３】
このように選択することにより、製造誤差などによってフィルタの周波数特性にばらつきが生じても、要求値を満足することができ、フィルタの歩留まりを向上させるなどの効果が得られる。
【００１４】
ただし、各スタブ長θ１、θ２を異なるように設定すると、２つのオープンスタブ２ａ、２ｂの入力サセプタンスの周波数特性にズレが生じるために、原理的に、通過帯域の中心周波数ｆ０において２カ所のスタブ取り付け位置４ａ、４ｂでの反射波が相互に完全に相殺されない関係となる。
すなわち、阻止帯域幅を広くすることで、製造誤差などによってフィルタの周波数特性にばらつきが生じても要求値を満足でき、フィルタの歩留まり向上などの効果が得られるものの、このように２つのスタブの長さを異ならせると、２つのスタブの入力サセプタンスの周波数特性にズレが生じるために、原理的に通過帯域の中心周波数ｆ０において、２カ所のスタブ取り付け位置での反射波が相互に完全にうち消しあわない関係となる。
【００１５】
しかし、通過帯域の中心周波数ｆ０と阻止帯域の中心周波数ｆｓとが、ｆｓ＞ｆ０の関係を満たす場合、すなわち通過帯域が阻止帯域よりも低周波側となるように選択されている場合には、阻止帯域から通過帯域へと低周波に向かうにしたがい、２つのスタブ長θ１、θ２の差が波長に対して小さくなっていくので、わずかなスタブ長の違いであれば、フィルタ特性として大きな反射特性の劣化を引き起こすことはない。
【００１６】
次に、通過帯域の中心周波数ｆ０と阻止帯域の中心周波数ｆｓとが、ｆｓ＜ｆ０の関係を満たす（通過帯域が阻止帯域よりも高周波側となる）場合について考慮する。
【００１７】
上述した通り、各オープンスタブ２ａ、２ｂは、その長さθ１、θ２が１／４波長となる周波数ｆｓで短絡状態となって主線路１での波の通過を阻止するように構成されているが、これに加えて、３／４波長となる周波数３ｆｓにおいても、短絡状態となる。
【００１８】
したがって、通過帯域の中心周波数ｆ０を、ｆｓ＜ｆ０＜３ｆｓの関係を満たす周波数に選択すると、通過帯域の低周波側および高周波側のそれぞれに阻止帯域が生じるので、通過帯域として定めた周波数帯域の低周波側および高周波側の両側で減衰する通過特性（いわゆる、帯域通過フィルタに類似した特性）が得られる。
【００１９】
特に、ｆ０＝２ｆｓの関係を満たすように選択すると、周波数ｆ０でオープンスタブ２ａ、２ｂの入力サセプタンスが「０」に近づくので、良好な反射特性が得られ易くなるうえ、スタブ回路を流れる電流が減少して、フィルタの通過帯域における損失が主線路１における伝送損失程度まで抑制される。
【００２０】
ところで、複数の共振器を電磁界により結合させた一般的な帯域通過フィルタにおいて、通過帯域の損失は、基本的に共振器のＱ値に依存する。
したがって、必要十分なＱ値を有する共振器を構成することが難しい場合、たとえば、誘電体損失があまり小さくなく且つ極めて薄い誘電体層を積層して構成された多層構造（前述のＬＴＣＣなど）に対してフィルタを内蔵しなければならないような場合には、図１３に示した帯域阻止フィルタの構成が、低損失性から有効となる。
【００２１】
しかし、従来の帯域阻止フィルタにおいて、通過帯域の中心周波数ｆ０をｆｓと３ｆｓとの間に選択する場合には、各スタブ長θ１、θ２の差の影響が大きくなるので、通過帯域の中心周波数ｆ０での反射特性の劣化量が大きくなる。
【００２２】
次に、図１４および図１５を参照しながら、従来の帯域阻止フィルタの動作について、さらに具体的に説明する。
図１４は従来の帯域阻止フィルタのオープンスタブ２ａ、２ｂの入力サセプタンスの周波数特性を示す説明図であり、図１５は従来の帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図である。
【００２３】
図１４では、３通りの異なるスタブ長の入力サセプタンスの周波数特性を示している。
すなわち、通過帯域の中心周波数ｆ０（＝２ｆｓ）を基準として、スタブ長が１／２波長（阻止帯域の中心周波数ｆｓでは１／４波長）の場合（実線参照）と対比させて、オープンスタブ２ａが１／２波長よりもわずかに短い場合（一点鎖線参照）と、オープンスタブ２ｂが１／２波長よりもわずかに長い場合（細線参照）とを示している。
【００２４】
図１４において、横軸は通過帯域の中心周波数ｆ０で規格化された周波数（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ｆ／ｆ０）を示しており、縦軸は入力サセプタンス（Ｓｕｓｃｅｐｔａｎｃｅ）を示している。
【００２５】
図１４から明らかなように、規格化周波数ｆ／ｆ０が「０．５」（阻止帯域の中心周波数ｆｓ）よりも低周波側では、低い周波数になればなるほど、長いオープンスタブと短いオープンスタブとのサセプタンスの差が小さくなり、逆に、規格化周波数ｆ／ｆ０が「０．５」よりも高周波側では、各スタブのサセプタンスの差が徐々に大きくなる。
【００２６】
図１５は、主線路１の長さθｔを通過帯域の中心周波数ｆ０における１／４波長に選択し、入力端子３ａ側のオープンスタブ２ａの長さθ１を周波数ｆ０における１／２波長よりもわずかに短く選択し、出力端子３ｂ側のオープンスタブ２ｂの長さθ２を周波数ｆ０における１／２波長よりもわずかに長く選択した場合での、反射特性および通過特性の計算値を示している。
【００２７】
図１５において、横軸は規格化周波数ｆ／ｆ０を示し、縦軸は反射損失（Ｒｅｔｕｒｎｌｏｓｓ）および負荷電力損失（Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎｌｏｓｓ）を示している。また、２つの阻止帯域５ａ、５ｂおよびこれらの間の通過帯域６は、それぞれ破線で示されている。
【００２８】
図１５から明らかなように、２つの阻止帯域５ａ、５ｂは規格化周波数ｆ／ｆ０が「０．５」および「１．５」の近辺に形成されるが、通過帯域６での反射特性は、理想的な回路計算の結果であるにもかかわらず、１７ｄＢ程度になってしまう。
【００２９】
実際のフィルタにおいては、図１５の反射特性に対して、製造誤差などに起因する反射特性劣化が重畳されるので、通過帯域６での反射特性はさらに劣化する。
【００３０】
なお、オープンスタブ２ａ、２ｂの長さθ１、θ２を同一値に選択すれば、上記反射特性の劣化は発生しないが、前述のように、スタブ長を同一にした場合には、阻止帯域幅が狭くなるので、適用対象が限られてしまうか、または、製造誤差による歩留まり劣化などを招き易くなる。
つまり、パターン精度を含めた加工精度の低い材料でフィルタを形成することが難しくなる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
従来の帯域阻止フィルタは以上のように、各スタブ長θ１、θ２をほぼ１／４波長または３／４波長に選択して、入力サセプタンスがほぼ無限大となる２つの帯域を阻止帯域５ａ、５ｂとし、さらに、各阻止帯域５ａ、５ｂの間にある周波数帯域を通過帯域６として、帯域通過フィルタと類似した通過特性を呈するようにして利用している。
【００３２】
しかしながら、阻止帯域幅を広くするために、各スタブ長θ１、θ２を異なるように選択すると、通過帯域における反射特性が著しく劣化してしまうという問題点があった。
【００３３】
また、上記のように、従来の帯域阻止フィルタを、阻止帯域５ａ、５ｂと通過帯域６とを定めて使用する場合、特にスタブ長θ１、θ２がほぼ１／２波長となる周波数帯では、オープンスタブ２ａ、２ｂに流れる電流が少なくなって低損失になるものの、通過帯域６は２つの阻止帯域５ａ、５ｂのほぼ中間に選択することしかできないという問題点があった。
【００３４】
さらに、ＬＴＣＣなど（高周波における誘電体損失が比較的大きい材料）で構成した多層構造に帯域通過フィルタを内蔵すると、共振回路のＱ値に限界があることから、通過帯域の挿入損失が大きくなってしまうという問題点があった。
【００３５】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、通過帯域として設定された周波数帯の高周波側と低周波側との双方に阻止帯域を有し、低損失で且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタを得ることを目的とする。
【００３６】
また、この発明は、特に、多層構造を容易に構成できるものの誘電体損失が必ずしも良好でない材料、非常に薄い材料、または、加工精度があまり高く取れない材料（ＬＴＣＣなど）でフィルタを作製する場合に、帯域通過フィルタの代替としても使用可能な、低損失且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタを得ることを目的とする。
【００３７】
さらに、この発明は、上記のような帯域阻止フィルタを内蔵した高周波パッケージ・高周波モジュールを、良好な性能を維持しながら、低コストで且つ高い信頼性で得ることを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る帯域阻止フィルタは、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブのうちの少なくとも１つのオープンスタブは、入力サセプタンスが無限大となる周波数が、他のオープンスタブとは異なるものである。
【００３９】
また、この発明に係る帯域阻止フィルタは、複数のオープンスタブのうちの少なくとも１つのオープンスタブは、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択されたものである。
【００４０】
また、この発明に係る帯域阻止フィルタは、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブの全ては、それぞれ、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、複数のオープンスタブのそれぞれについて、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択され、第２の伝送線路の特性インピーダンスに対する第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスの比は、１よりも大きい値に選択されたものである。
【００４１】
また、この発明に係る帯域阻止フィルタは、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブの全ては、それぞれ、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、複数のオープンスタブのそれぞれについて、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択され、第２の伝送線路の特性インピーダンスに対する第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスの比は、１よりも小さい値に選択されたものである。
【００４２】
また、この発明に係る高周波パッケージは、上記帯域阻止フィルタを内蔵したものである。
【００４３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図１〜図５を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
【００４４】
図１はこの発明の実施の形態１によるストリップ線路タイプの帯域阻止フィルタを示す分解斜視図、図２は図１に示すストリップ導体のパターン形状を導体面上から見た平面図、図３はこの発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタを示す回路構成図である。
【００４５】
また、図４はこの発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタのオープンスタブの入力サセプタンスの周波数特性を示す説明図であり、前述の図１４に対応している。
さらに、図５はこの発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図であり、前述の図１５に対応している。
【００４６】
図１〜図３において、前述（図１３参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
また、オープンスタブ２Ａ、２Ｂは、それぞれ前述（図１３参照）のオープンスタブ２ａ、２ｂに対応している。
【００４７】
図２、図３において、７−１ａ〜７−１ｃは入力端子３ａ側のオープンスタブ２Ａを構成する伝送線路、７−２ａ〜７−２ｃは出力端子３ｂ側のオープンスタブ２Ｂを構成する伝送線路である。
【００４８】
また、図３において、θ１ａ〜θ１ｃは各伝送線路７−１ａ〜７−１ｃの長さ、θ２ａ〜θ２ｃは各伝送線路７−２ａ〜７−２ｃの長さである。
各オープンスタブ２Ａ、２Ｂは、それぞれ３つの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃ、７−２ａ〜７−２ｃの組み合わせによって構成されており、各スタブ中央部の伝送線路７−１ｂ、７−２ｂと、その両端の２つの伝送線路７−１ａ、７−１ｃ、７−２ａ、７−２ｃとでは、特性インピーダンスが異なっている。
【００４９】
図１において、９ａ、９ｂは互いに重ね配置された誘電体基板であり、複数のスルーホール（ビア）８を有している。
１０ａ、１０ｂは各誘電体基板９ａ、９ｂの地導体、１１は主線路１および各オープンスタブ２Ａ、２Ｂに関連したストリップ導体である。
スルーホール８は、上下の地導体１０ａ、１０ｂを電気的に接続して、不要な共振を抑止するために設けられている。
【００５０】
オープンスタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路７−１ａ〜７−１ｃ、７−２ａ〜７−２ｃの特性インピーダンスは、部分的に異なるように選択されており、且つ、各オープンスタブ２Ａ、２Ｂ毎に、特性インピーダンスの選び方が異なっている。
【００５１】
このようなオープンスタブ２Ａ、２Ｂは、ステップインピーダンス形式のオープンスタブ（Ｓｔｅｐｐｅｄ−ＩｍｐｅｄａｎｃｅＳｔｕｂｓ）などと呼ばれている。
【００５２】
次に、図１〜図３に示したこの発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの電気的な動作について説明する。
２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂは、図３のように、３つの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃ、７−２ａ〜７−２ｃの組み合わせで構成されている。
【００５３】
入力端子３ａ側のオープンスタブ２Ａの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃは、主線路１への取り付け位置（Ｔ分岐回路）４ａ側から、伝送線路７−１ａ、７−１ｂ、７−１ｃの順に接続されている。
【００５４】
同様に、出力端子３ｂ側のオープンスタブ２Ｂの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃは、主線路１への取り付け位置４ｂ側から、伝送線路７−２ａ、７−２ｂ、７−２ｃの順に接続されている。
【００５５】
また、前述と同様に、主線路１の電気長θｔは、通過帯域の中心周波数ｆ０においてほぼ１／４波長の長さに選択されている。
ここで、この発明の実施の形態１による各スタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路の各電気長θ１ａ〜θ１ｃ、θ２ａ〜θ２ｃの間には、以下の式（１）の関係が成立するものとする。
【００５６】
θ１ａ＝θ１ｃ
θ１ｂ＝２θ１ａ
θ２ａ＝θ２ｃ
θ２ｂ＝２θ１ｃ・・・（１）
【００５７】
また、各スタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路の各特性インピーダンスＺ１ａ〜Ｚ１ｃ、Ｚ２ａ〜Ｚ２ｃの間には、以下の式（２）の関係が成立するものとする。
【００５８】
Ｚ１ａ＝Ｚ１ｃ
Ｋ１＝Ｚ１ａ／Ｚ１ｂ
Ｚ２ａ＝Ｚ１ｃ
Ｋ２＝Ｚ２ａ／Ｚ２ｂ・・・（２）
【００５９】
上記式（２）において、Ｋ１は入力端子３ａ側のオープンスタブ２Ａを構成する伝送線路７−１ａ、７−１ｂの各特性インピーダンスＺ１ａ、Ｚ１ｂの比であり、Ｋ２は出力端子３ｂ側のオープンスタブ２Ｂを構成する伝送線路７−２ａ、７−２ｂの各特性インピーダンスＺ２ａ、Ｚ２ｂの比である。
ここでは、Ｋ１＞１、Ｋ２＜１となるように選択されているものとする。
【００６０】
また、通過帯域の中心周波数ｆ０における各伝送線路７−１ａ、７−２ａの電気長θ１ａ０、θ２ａ０は、以下の式（３）を満たすように選択されている。
【００６１】
θ１ａ０＝ｔａｎ^−１√Ｋ１
θ２ａ０＝ｔａｎ^−１√Ｋ２・・・（３）
【００６２】
上記式（３）から、インピーダンス比Ｋ１（＞１）の入力端子３ａ側のオープンスタブ２Ａにおいては、通過帯域の中心周波数ｆ０において１／２波長の長さを有する導体（従来例のように特性インピーダンスに変化のない一様な幅の導体）で構成された場合よりも、その全長が長くなる。
【００６３】
一方、インピーダンス比Ｋ２（＜１）の出力端子３ｂ側のオープンスタブ２Ｂにおいては、一様な幅の導体（従来例）の場合よりも、その全長が短くなる。
なお、一様な幅の１／２波長のオープンスタブとは、インピーダンス比ＫがＫ＝１を示す場合に相当している。
【００６４】
図４は、上記のように長さが決められた各スタブ２Ａ、２Ｂの入力サセプタンスの周波数特性を示しており、インピーダンス比Ｋが１（インピーダンスが一様）の場合（実線）と対比させて、Ｋ＝Ｋ１＝１．１（一点鎖線）の場合と、Ｋ＝Ｋ２＝０．９（細線）の場合とを示している。
【００６５】
図４から明らかなように、この発明の実施の形態１によるオープンスタブ２Ａ、２Ｂにおいては、規格化周波数ｆ／ｆ０が「０．５」および「１．５」の近傍の周波数でサセプタンスが無限大（すなわち、短絡状態）となり、周波数ｆ０（規格化周波数ｆ／ｆ０＝１）では、サセプタンスが「０」となる。
【００６６】
ここで、規格化周波数ｆ／ｆ０が「０．５」および「１．５」の周波数帯域に着目すると、入力端子３ａ側のオープンスタブ２Ａは、サセプタンスが無限大となる周波数が若干高くなっている。
【００６７】
一方、出力端子３ｂ側のオープンスタブ２Ｂは、サセプタンスが無限大となる周波数が若干低くなっており、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂにおいて、サセプタンスが無限大となる周波数が異なっていることが分かる。
【００６８】
また、これと同時に、通過帯域の中心周波数ｆ０（ｆ／ｆ０＝１）においては、各オープンスタブ２Ａ、２Ｂの両方とも、サセプタンスが「０」で一致していることに注目すべきである。
【００６９】
このように、インピーダンスステップ付き（ステップインピーダンス形式）のオープンスタブ２Ａ、２Ｂは、入力サセプタンスが「０」となる周波数（共振周波数）を一定に保ちながら、インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の選び方により入力サセプタンスが無限大となる周波数を変化させることができるという性質を有する。
【００７０】
たとえば、図５の反射特性および通過特性からも明らかなように、通過帯域における反射特性が極めて良好で、従来フィルタ（図１５参照）に見られたような反射特性の劣化が全くないことが分かる。
つまり、この発明の実施の形態１によれば、阻止帯域の帯域幅拡大と通過帯域の良好な反射特性とを両立して達成できることが分かる。
【００７１】
前述の従来フィルタでは、阻止帯域の拡大を目的として２つのスタブ長θ１、θ２を異なるように選択したので、各スタブ２ａ、２ｂの入力サセプタンスが規格化周波数「１」（通過帯域６）において異なってしまい（図１４参照）、通過帯域６での反射特性の劣化の要因となっていた。
【００７２】
このような反射特性の劣化量は、前述のように、通過帯域６を最も低い阻止帯域よりも低い周波数帯に選択する場合には小さいものの、通過帯域を最も低い阻止帯域と次の阻止帯域（最も低い阻止帯域のほぼ３倍の周波数帯）の間に設定する場合には増大するので、無視することはできない。
【００７３】
これに対して、この発明の実施の形態１では、図４のように、各スタブ２Ａ、２Ｂの入力サセプタンスが規格化周波数「１」（通過帯域６）において、両方ともほぼ「０」で一致しているので、反射特性の劣化は生じない。
【００７４】
つまり、インピーダンスステップ付きのオープンスタブ２Ａ、２Ｂの入力サセプタンスの性質を利用して、２つのスタブ長が通過帯域の中心周波数ｆ０のほぼ１／４波長となる周波数帯と３／４波長となる周波数帯との２つの帯域を阻止帯域５ａ、５ｂとし、さらに２つの阻止帯域５ａ、５ｂの中間を通過帯域６とすることにより、帯域通過フィルタと類似した通過特性を呈するようにして利用する場合に、阻止帯域幅を広くし、且つ通過帯域６において良好な反射特性が得られる。
【００７５】
また、通過帯域においては、オープンスタブ２Ａ、２Ｂの入力サセプタンスがほぼ「０」になることから、スタブ回路へ流れる電流量が極めて少なく、低損失な帯域阻止フィルタが得られる。
【００７６】
また、阻止帯域幅を広く取ることができるので、フィルタ製作時の加工精度に対する要求が緩和されて材料選択などの余地を拡大することができ、加工精度のあまり高く取れない材料などを用いても、フィルタを作製し易くなる。
【００７７】
また、ＬＴＣＣなど（多層構造を容易に構成できるものの、誘電体損失が必ずしも良好でない材料、非常に薄い材料）で作製しても比較的低損失な、帯域通過フィルタの代替となりうる帯域阻止フィルタが得られる。
【００７８】
また、通過帯域６において２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂのサセプタンスがほぼ「０」となるので、スタブ回路への電流量が少なく、通過損失が極めて小さくなる。
また、誘電体損失または導体損失の低減により選択の余地が広くなり、この点からもフィルタ作製時の材料選択の余地が拡大する。
【００７９】
特に、ＬＴＣＣなどは、多層構造を比較的容易に且つ安価に作製できることから、高周波パッケージや高周波モジュールに適した材料であるが、誘電体損失が比較的大きい材料または非常に薄い材料でフィルタを構成する場合には、上記フィルタの低損失性は有効である。
【００８０】
ここでは、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂの両方をインピーダンスステップ形式（３つの短い伝送線路の縦続接続）としたが、少なくとも１つのオープンスタブをインピーダンスステップ形式として、中間に接続された伝送線路の特性インピーダンスを両端側の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択すれば、同等の作用効果を奏する。
【００８１】
また、この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタは、ＬＴＣＣなどの材料で構成された高周波パッケージや高周波モジュールに内蔵しても、低損失なフィルタとして構成され得る。
【００８２】
つまり、この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタは、フィルタを構成する材料の影響を受けやすい帯域通過フィルタを、ＬＴＣＣなどで構成される高周波パッケージに内蔵しなければならない場合に、この帯域通過フィルタと同等の機能を有する内蔵用フィルタとして好適である。
【００８３】
また、通過帯域の中心周波数ｆ０の約１／４波長の間隔で主線路１にオープンスタブ２Ａ、２Ｂが接続され、少なくとも１つのオープンスタブは、入力サセプタンスが無限大となる周波数が他のオープンスタブとは異なるようにすることにより、通過帯域の反射特性が極めて良好で、且つ、通過帯域の低周波側と高周波側に現れる阻止帯域の帯域幅が広い帯域阻止フィルタが得られる。
【００８４】
なお、上記実施の形態１では、理解を容易にするために、従来のフィルタ形式に対応させて、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂを用いたフィルタについて説明したが、オープンスタブの数は任意に設定され得ることは言うまでもない。
【００８５】
また、説明の簡素化を目的として、各オープンスタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路の長さθ１ａ〜θ１ｃ、θ２ａ〜θ２ｃの関係を、前述の式（１）のように選択したが、長さθ１ａ〜θ１ｃ、θ２ａ〜θ２ｃの関係は任意に選択可能であり、（１）式の例に限定されないことは言うまでもない。
【００８６】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、各オープンスタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路のパターン形状（インピーダンスステップ）による各インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２（式（２）参照）を、たとえば、Ｋ１＝１．１（＞１）、Ｋ２＝０．９（＜１）に選択したが、他のパターン形状により任意のインピーダンス比を選択してもよい。
【００８７】
図６はこの発明の実施の形態２による各オープンスタブ２Ａ、２Ｂのパターン形状を示す平面図（図２に対応）であり、図７はこの発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図（図５に対応）である。
【００８８】
図６、図７において、前述（図２、図５参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、詳述を省略する。
なお、この発明の実施の形態２による基本的なフィルタ構造は、前述（図１、図３参照）と同様であり、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂのパターン形状が異なるのみである。
【００８９】
また、この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの基本的な動作は、前述と同様である。
この場合、図６内のパターン幅で示すように、オープンスタブ２Ａの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃのインピーダンス比Ｋ１（＝Ｚ１ａ／Ｚ１ｂ）は「１・４」程度に選択され、オープンスタブ２Ｂの伝送線路７−２ａ〜７−２ｃのインピーダンス比Ｋ２（＝Ｚ２ａ／Ｚ２ｂ）は「１．７」程度に選択されている。
【００９０】
このように、各インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２は、いずれも１よりも大きい値に選択されている。
したがって、図７の反射特性および通過特性のように、入力サセプタンスは、規格化周波数が「０．４」程度および「１．３」程度の各周波数帯において無限大となり、この結果、上記２つの周波数帯において、２つの阻止帯域５aおよび５ｂが形成される。
【００９１】
すなわち、２つのインピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方を、「１」よりも大きく選択し且つ各値をわずかに異ならせることにより、各阻止帯域５ａ、５ｂの広さを確保しつつ、各阻止帯域５ａ、５ｂとその間に存在する通過帯域６との位置関係を前述（実施の形態１）の場合と比べて変化させることができる。
【００９２】
つまり、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂのインピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方が「１」よりも大きな値となるように、各スタブの伝送線路の特性インピーダンスＺ１ａ〜Ｚ１ｃ、Ｚ２ａ〜Ｚ２ｃが選択されているので、通過帯域の中心周波数ｆ０を基準に考えたときに、通過帯域６の反射特性を良好に保持したままで、第１の阻止帯域５ａを規格化周波数「０．５」よりも低周波側に配置し、第２の阻止帯域５ｂを規格化周波数「１．５」よりも低周波側に配置することができる。
【００９３】
このように、インピーダンスステップ付きのオープンスタブ２Ａ、２Ｂを用いてインピーダンス比Ｋ１、Ｋ２を可変設定することにより、通過帯域の中心周波数ｆ０に対する２つの阻止帯域５ａ、５ｂを、規格化周波数「０．５×ｆ０」および「１．５×ｆ０」よりも低周波側に設けることができる。なお、図７から明らかなように、第２の阻止帯域５ｂは、第１の阻止帯域５ａに対して、ほぼ３倍の周波数帯になる。
【００９４】
また、この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタを、逆に帯域通過フィルタと見立てた場合には、通過帯域６の高周波側で急峻な減衰特性を有するフィルタを実現することができる。
さらに、この場合も、基本的に前述と同様の作用効果を奏する。
【００９５】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態２では、各スタブ２Ａ、２Ｂのインピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方を「１」よりも大きく設定したが、インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方を「１」よりも小さく設定してもよい。
【００９６】
図８はこの発明の実施の形態３による各オープンスタブ２Ａ、２Ｂのパターン形状を示す平面図（図６に対応）であり、図９はこの発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図（図７に対応）である。
【００９７】
図８、図９において、前述（図６、図７参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、詳述を省略する。
この場合も、基本的なフィルタ構造および動作は前述と同様であり、２つのオープンスタブ２Ａ、２Ｂのパターン形状が異なるのみである。
【００９８】
図８において、各伝送線路のパターン幅で示すように、オープンスタブ２Ａの伝送線路７−１ａ〜７−１ｃのインピーダンス比Ｋ１（＝Ｚ１ａ／Ｚ１ｂ）は「０．６」程度に選択され、オープンスタブ２Ｂのインピーダンス比Ｋ２（＝Ｚ２ａ／Ｚ２ｂ）は「０．７」程度に選択されている。
【００９９】
このように、各インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２は、いずれも１よりも小さい値に選択されている。
したがって、図９の反射特性および通過特性のように、入力サセプタンスは、規格化周波数が「０．５５」程度および「１．７」程度の各周波数帯において無限大となり、この結果、上記２つの周波数帯において、２つの阻止帯域５aおよび５ｂが形成される。
【０１００】
すなわち、２つのインピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方を、「１」よりも小さく選択し且つ各値をわずかに異ならせることにより、各阻止帯域５ａ、５ｂの広さを確保しつつ、各阻止帯域５ａ、５ｂとその間に存在する通過帯域６との位置関係を前述（実施の形態１、２）の場合と比べて変化させることができる。
【０１０１】
つまり、各スタブ２Ａ、２Ｂを構成する伝送線路の特性インピーダンスＺ１ａ〜Ｚ１ｃ、Ｚ２ａ〜Ｚ２ｃは、各インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２の両方が「１」よりも小さい値となるように選択されており、通過帯域の中心周波数ｆ０を基準に考えたときに、通過帯域６の反射特性を良好に保持したままで、第１の阻止帯域５ａを規格化周波数「０．５」よりも高周波側に配置し、第２の阻止帯域５ｂを規格化周波数「１．５」よりも高周波側に配置することができる。
【０１０２】
なお、この場合も、第２の阻止帯域５ｂは、第１の阻止帯域５ａに対してほぼ３倍の周波数帯になる。
また、この場合、インピーダンス比Ｋ１、Ｋ２を「１」よりも小さい値に選択しているので、各スタブを構成する伝送線路７−１ａ〜７−１ｃ、７−２ａ〜７−２ｃの長さが小さくなる。したがって、前述（図２、図６）の場合と比べて、各オープンスタブ２Ａ、２Ｂの全長が短くなるので、帯域阻止フィルタの小型化を実現することができる。
【０１０３】
また、この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタを、逆に帯域通過フィルタと見立てた場合には、通過帯域６の低周波側で急峻な減衰特性を有するフィルタを実現することができる。
【０１０４】
さらに、上記実施の形態１〜３のように、低損失で且つ通過帯域の低周波側および高周波側で減衰する通過特性を有するフィルタを内蔵した高周波パッケージを考えた場合、低コストで容易に多層構造を形成できるものの誘電体損失が必ずしも小さくない材料で高周波パッケージを作製する際に、基本的に損失の問題からパッケージへの内蔵が容易でない帯域通過フィルタの代替として、多層構造への内蔵が行うことができる。
【０１０５】
このような帯域通過フィルタ（または、帯域阻止フィルタ）の高周波パッケージへの内蔵化が実現することにより、高周波パッケージ（または、高周波モジュール）の部品点数の削減が可能となり、低コスト化、信頼性向上を実現することができる。
【０１０６】
すなわち、ＬＴＣＣなどの材料で構成された高周波パッケージや高周波モジュールに内蔵しても、低損失なフィルタが得られる。
特に、ＬＴＣＣなどの材料（多層構造を比較的容易に且つ安価に作製できることから、高周波パッケージや高周波モジュールに適しているものの、誘電体損失があまり小さくない、または非常に薄い材料）でフィルタを構成する場合には、上記フィルタの低損失性は極めて有効である。
【０１０７】
つまり、フィルタを構成する材料の影響を受けやすい帯域通過フィルタを、ＬＴＣＣなどで構成される高周波パッケージに内蔵しなければならない場合に、この帯域通過フィルタと同等の機能を有する内蔵用フィルタとして、上記実施の形態１〜３の帯域阻止フィルタは適している。
【０１０８】
実施の形態４．
なお、上記実施の形態１〜３では、実際に帯域阻止フィルタを内蔵した高周波モジュールについて具体的に言及しなかったが、高周波モジュール（ＭＣＭ：Ｍｕｌｔｉ−ＣｈｉｐＭｏｄｕｌｅ）を以下のように構成してもよい。
【０１０９】
図１０はこの発明の実施の形態４による高周波モジュールを示す平面図であり、図１１は図１０内のＡ−Ａ’線による断面図、図１２は図１０に示す高周波モジュールからリッド（蓋に相当する部分）を取り除いた状態を示す平面図である。
【０１１０】
図１０〜図１２において、１０ａ〜１０ｅは地導体、１１ａ〜１１ｄはストリップ導体であり、それぞれ、前述（図１参照）の地導体１０ａ、１０ｂおよびストリップ導体１１と同様のものである。
【０１１１】
１２はＬＴＣＣなどの多層構造のセラミクス材料で形成したパッケージ（ベースとなる部分）である。
１３は同じくＬＴＣＣなどで形成されたリッド（蓋の部分）である。
【０１１２】
１４ａは入力側の高周波信号端子、１４ｂは出力側の高周波信号端子である。
１５ａはパッケージ１２上において入力側に実装された半導体素子（ＭＭＩＣ）、１５ｂはパッケージ１２上において出力側に実装された半導体素子である。
【０１１３】
１６ａ、１６ｂは高周波信号端子１４ａ、１４ｂ以外の端子であり、各半導体素子１５ａ、１５ｂを個別に駆動または制御するためのＤＣ電圧を供給する。
【０１１４】
１７ａ、１７ｂはボンドワイヤであり、半導体素子１５ａとパッケージ１２上のストリップ導体１１ａ、１１ｂとの間を接続する。
同様に、ボンドワイヤ１７ｃ、１７ｄは、半導体素子１５ｂとパッケージ１２上のストリップ導体１１ｂ、１１ｃとの間を接続する。
【０１１５】
パッケージ１２上には、各半導体素子１５ａ、１５ｂを配置するための凹部が構成されており、さらに、パッケージ１２の上面は、リッド１３により封止されている。
１９ａ、１９ｂはパッケージ１２内のキャビティ（空洞構造）であり、各半導体素子１５ａ、１５ｂの上面とリッド１３との間に構成される。
【０１１６】
このように、各半導体素子１５ａ、１５ｂは、キャビティ１９ａ、１９ｂ内に気密封止されて実装されるので、パッケージ１２の周囲の雰囲気や水分からガードされ、素子の劣化が抑制される。
【０１１７】
１８はパッケージ１２の多層構造を利用して構成されたフィルタ回路であり、前述の各実施の形態１〜３における帯域阻止フィルタを構成している。
３ａ、３ｂはフィルタ回路１８の入出力線路であり、前述（図１参照）と同様のものである。
【０１１８】
なお、図１０〜図１２では図示を省略しているが、パッケージ１２またはリッド１３の各層に設けられた地導体１０ａ〜１０ｅの間には、電気的に相互接続するためのスルーホール（ビア）が多層構造内に配置されているものとする。
同様に、半導体素子１５ａ、１５ｂ上の詳細な導体パターンなども省略されている。
【０１１９】
次に、図１０〜図１２に示したこの発明の実施の形態４による高周波モジュールの動作について説明する。
まず、高周波信号端子１４ａから入力された高周波信号は、ストリップ導体１１ａから、地導体１０ｄおよび１０ｃ間に構成されたマイクロストリップ線路（または、ストリップ線路）を通り、さらに、ボンドワイヤ１７ａを通って半導体素子１５ａに入力される。
【０１２０】
半導体素子１５ａは、端子１６ａからＤＣ供給されることにより、入力された高周波信号に対して増幅処理または周波数変換処理などを施した後、ボンドワイヤ１７ｂを通してストリップ導体１１ｂに出力する。
【０１２１】
半導体素子１５ａから出力された高周波信号は、ストリップ導体１１ｂから、地導体１０ｄおよび１０ｃ間に構成された線路を通って、フィルタ回路１８に伝送される。
【０１２２】
次に、フィルタ回路１８は、入力された高周波信号から、所要信号の低周波側および高周波側に発生した不要な周波数成分を除去した後、半導体素子１５ｂに伝送する。
最後に、半導体素子１５ｂは、入力された高周波信号に対してさらに増幅処理または周波数変換処理などを施した後、高周波信号端子１４ｂから出力する。
【０１２３】
このように、この発明の実施の形態４による高周波モジュールは、ＬＴＣＣを用いて構成された多層構造のパッケージ１２を有しており、パッケージ１２の内側に設けられたキャビティ（空洞構造）１９ａ、１９ｂ内に半導体素子１５ａ、１５ｂを実装し、各半導体素子１５ａ、１５ｂをリッド１３により気密封止している。
【０１２４】
また、フィルタ回路１８（前述の各実施の形態１〜３の帯域阻止フィルタ）をパッケージ１２の多層構造内に内蔵しているので、実装部品の数が低減され、したがって、高周波モジュールの部品点数が少なく低コストで構成できるうえ、信頼性を向上させることができる。
【０１２５】
なお、上記実施の形態４では、パッケージ１２と同じ基板材料のＬＴＣＣを用いてリッド１３を構成したが、必ずしもＬＴＣＣ製のリッド１３を用いる必要はなく、要求される気密条件および信頼性などに合わせた封止手段が用いられ得ることは言うまでもない。
【０１２６】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブのうちの少なくとも１つのオープンスタブは、入力サセプタンスが無限大となる周波数が、他のオープンスタブとは異なるので、通過帯域として設定された周波数帯の高周波側と低周波側との双方に阻止帯域を有し、低損失で且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタが得られる効果がある。
【０１２７】
また、この発明によれば、複数のオープンスタブのうちの少なくとも１つのオープンスタブは、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択されたので、特に、多層構造を容易に構成できるものの誘電体損失が必ずしも良好でない材料（非常に薄い材料、または、加工精度があまり高く取れないＬＴＣＣなどの材料）でフィルタを作製する場合に、帯域通過フィルタの代替としても使用可能なうえ、低損失且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタが得られる効果がある。
【０１２８】
また、この発明によれば、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブの全ては、それぞれ、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、複数のオープンスタブのそれぞれについて、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択され、第２の伝送線路の特性インピーダンスに対する第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスの比は、１よりも大きい値に選択されたので、特に、多層構造を容易に構成できるものの誘電体損失が必ずしも良好でない材料でフィルタを作製する場合に、帯域通過フィルタの代替としても使用可能なうえ、低損失且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタが得られる効果がある。
【０１２９】
また、この発明によれば、主線路を形成する伝送線路と、伝送線路の一端に設けられた入力端子と、伝送線路の他端に設けられた出力端子と、通過帯域の中心周波数において入力サセプタンスが０となる複数のオープンスタブとを備えた帯域阻止フィルタであって、複数のオープンスタブは、通過帯域の中心周波数の約１／４波長の間隔で伝送線路に接続され、複数のオープンスタブの全ては、それぞれ、互いに縦続接続された第１〜第３の伝送線路により構成され、複数のオープンスタブのそれぞれについて、第１〜第３の伝送線路のうちの中間に接続された第２の伝送線路の特性インピーダンスは、第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスとは異なるように選択され、第２の伝送線路の特性インピーダンスに対する第１および第３の伝送線路の特性インピーダンスの比は、１よりも小さい値に選択されたので、特に、多層構造を容易に構成できるものの誘電体損失が必ずしも良好でない材料でフィルタを作製する場合に、帯域通過フィルタの代替としても使用可能なうえ、低損失且つ反射特性の良好な帯域阻止フィルタが得られる効果がある。
【０１３０】
また、この発明によれば、上記帯域阻止フィルタを内蔵することにより、良好な性能を維持しながらコストダウンおよび信頼性向上を実現した高周波パッケージが得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるストリップ線路タイプの帯域阻止フィルタを示す分解斜視図である。
【図２】この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタのストリップ導体パターン形状を示す平面図である。
【図３】この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタを示す回路構成図である。
【図４】この発明の実施の形態１における帯域阻止フィルタのオープンスタブの入力サセプタンスの周波数特性を示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図である。
【図６】この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタのストリップ導体パターン形状を示す平面図である。
【図７】この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタのストリップ導体パターン形状を示す平面図である。
【図９】この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による高周波パッケージを示す平面図である。
【図１１】図１０内のＡ−Ａ’線による断面図である。
【図１２】図１０に示す高周波パッケージからリッド（蓋）に相当する部分を除去した状態を示す平面図である。
【図１３】従来の帯域阻止フィルタを示す回路構成図である。
【図１４】従来の帯域阻止フィルタのオープンスタブの入力サセプタンスの周波数特性を示す説明図である。
【図１５】従来の帯域阻止フィルタの反射特性および通過特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１伝送線路（主線路）、２Ａ、２Ｂオープンスタブ、３ａ入力端子、３ｂ出力端子、４ａ、４ｂオープンスタブの接続位置（スタブ回路の分岐部）、５ａ、５ｂ阻止帯域、６通過帯域、７−１ａ〜７−１ｃオープンスタブ２Ａを構成する３つの伝送線路、７−２ａ〜７−２ｃオープンスタブ２Ｂを構成する３つの伝送線路、９ａ、９ｂ誘電体基板、１１ストリップ導体、１２パッケージ、１３リッド（パッケージ）、１５ａ、１５ｂ半導体素子（ＭＭＩＣ）、１８フィルタ回路（帯域阻止フィルタ）、１９ａ、１９ｂキャビティ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a band rejection filter (as an alternative to a band pass filter) used in the microwave band and the millimeter wave band, and a high frequency package incorporating the same, and more particularly to a low frequency side of a frequency band defined as a pass band In addition, the present invention relates to a band-stop filter having a stop band on each of the high-frequency sides, having good passband reflection characteristics and low insertion loss, and a high-frequency package incorporating the same.
[0002]
[Prior art]
In general, this type of band rejection filter is configured using a multilayer substrate made of a dielectric material such as LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics), and is a high-frequency package or such a high-frequency package. This is closely related to a high-frequency module, MCM (Multi-Chip Modules) in which an MMIC or a control IC is mounted on a package.
[0003]
FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a conventional band rejection filter described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-101303.
In FIG. 13, 1 is a transmission line of the main circuit (hereinafter also referred to as “main line”), 2 a and 2 b are a pair of open stubs (first and second open stubs) connected to both sides of the main line 1, 3 a is an input terminal provided at one end of the main line 1, 3 b is an output terminal provided at the other end of the main line 1, and 4 a and 4 b are connection positions of the open stubs 2 a and 2 b with respect to the main line 1.
[0004]
θt is the electrical length of the main line 1 (hereinafter, also simply referred to as “length”), and is electrically approximately ¼ wavelength (90 degrees) at the center frequency f0 (wavelength λ0) of the passband. Is selected.
[0005]
θ1 and θ2 are the lengths of the open stubs 2a and 2b, respectively, and are selected to be electrically approximately ¼ wavelength (90 degrees) at the center frequency fs of the stop band.
[0006]
The lengths θ1 and θ2 of the two open stubs are selected so as to satisfy the relationship of θ1 <λ0 / 2 and θ2> λ0 / 2 with respect to the center frequency f0 (wavelength λ0) of the passband.
[0007]
Next, the operation of the conventional band rejection filter shown in FIG. 13 will be described.
As described above, since the lengths θ1 and θ2 of the two open stubs 2a and 2b are selected to be ¼ wavelength with respect to the center frequency fs of the stop band, the open stubs 2a from the attachment positions 4a and 4b are selected. When the 2b side is viewed, the input susceptance is infinite (that is, a short circuit state).
[0008]
Therefore, most of the wave of the frequency fs input from the input terminal 3a is completely reflected at the attachment positions 4a and 4b and cannot pass to the output terminal 3b side.
[0009]
On the other hand, since the length θt of the main line 1 is selected to be ¼ wavelength with respect to the center frequency f0 of the passband, the input susceptance and structural characteristics of the open stubs 2a and 2b at the attachment positions 4a and 4b. The reflected waves generated by the discontinuity are in a canceling relationship with each other.
[0010]
Therefore, as a result, the reflected wave to the input terminal 3a is suppressed, and most of the wave of the frequency f0 input from the input terminal 3a is transmitted to the output terminal 3b.
As described above, the band rejection filter shown in FIG. 13 has a mechanism that keeps the reflection characteristics of the passband good by the effect of canceling the reflected waves at the two open stub attachment positions 4a and 4b.
[0011]
By the way, when the lengths θ1 and θ2 of the two open stubs 2a and 2b are selected to be the same value, the input susceptance is infinite and the frequency at which the short-circuited state occurs is only one frequency, so that the stop band is Narrow.
[0012]
Therefore, in the conventional band rejection filter shown in FIG. 13, the lengths θ1 and θ2 of the two open stubs 2a and 2b are slightly different from each other, and the frequency at which each open stub 2a and 2b is short-circuited is set to two. By separating the frequency, a frequency band (blocking bandwidth) in which a blocking attenuation amount greater than a certain value is obtained is set wide.
[0013]
By making such a selection, even if the frequency characteristics of the filter vary due to a manufacturing error or the like, the required value can be satisfied, and an effect of improving the filter yield can be obtained.
[0014]
However, if the stub lengths θ1 and θ2 are set differently, the frequency characteristics of the input susceptances of the two open stubs 2a and 2b are shifted, so that in principle, two stubs are provided at the center frequency f0 of the passband. The reflected waves at the mounting positions 4a and 4b are not completely canceled out from each other.
In other words, by widening the stop bandwidth, the required value can be satisfied even if the frequency characteristics of the filter vary due to manufacturing errors, etc., and the effect of improving the filter yield can be obtained. If the lengths are different, the frequency characteristics of the input susceptances of the two stubs will shift, so in principle, the reflected waves at the two stub attachment positions are completely separated from each other at the center frequency f0 of the passband. The relationship will not disappear.
[0015]
However, when the center frequency f0 of the pass band and the center frequency fs of the stop band satisfy the relationship of fs> f0, that is, when the pass band is selected to be on the lower frequency side than the stop band, Since the difference between the two stub lengths θ1 and θ2 becomes smaller with respect to the wavelength as the frequency decreases from the stopband to the passband, if the difference between the stub lengths is slight, a large reflection characteristic can be obtained as a filter characteristic. It will not cause deterioration.
[0016]
Next, consider the case where the center frequency f0 of the passband and the center frequency fs of the stopband satisfy the relationship fs <f0 (the passband is on the higher frequency side than the stopband).
[0017]
As described above, the open stubs 2a and 2b are configured to be short-circuited at the frequency fs at which the lengths θ1 and θ2 are ¼ wavelengths to prevent the wave from passing through the main line 1. However, in addition to this, a short-circuit state is also obtained at the frequency 3fs at which the wavelength is 3/4.
[0018]
Therefore, if the center frequency f0 of the pass band is selected as a frequency satisfying the relationship of fs <f0 <3fs, a stop band is generated on each of the low frequency side and the high frequency side of the pass band. A pass characteristic that attenuates on both the low-frequency side and the high-frequency side (a characteristic similar to a so-called band-pass filter) is obtained.
[0019]
In particular, if the selection is made so as to satisfy the relationship of f0 = 2fs, the input susceptance of the open stubs 2a and 2b approaches “0” at the frequency f0, so that it is easy to obtain good reflection characteristics and the current flowing through the stub circuit As a result, the loss in the pass band of the filter is suppressed to the extent of the transmission loss in the main line 1.
[0020]
By the way, in a general bandpass filter in which a plurality of resonators are coupled by an electromagnetic field, the loss in the passband basically depends on the Q value of the resonator.
Therefore, when it is difficult to configure a resonator having a necessary and sufficient Q value, for example, a multilayer structure (such as the above-described LTCC) in which dielectric loss is not so small and an extremely thin dielectric layer is stacked. On the other hand, when it is necessary to incorporate a filter, the configuration of the band rejection filter shown in FIG. 13 is effective from the viewpoint of low loss.
[0021]
However, in the conventional band rejection filter, when the center frequency f0 of the passband is selected between fs and 3fs, the influence of the difference between the stub lengths θ1 and θ2 becomes large, and therefore the center frequency f0 of the passband. The amount of deterioration of the reflection characteristics at this point becomes large.
[0022]
Next, the operation of the conventional band elimination filter will be described more specifically with reference to FIG. 14 and FIG.
FIG. 14 is an explanatory diagram showing the frequency characteristics of the input susceptances of the open stubs 2a and 2b of the conventional band rejection filter, and FIG. 15 is an explanatory diagram showing the reflection characteristics and pass characteristics of the conventional band rejection filter.
[0023]
FIG. 14 shows frequency characteristics of input susceptances having three different stub lengths.
That is, with reference to the center frequency f0 (= 2fs) of the pass band, the open stub 2a is compared with the case where the stub length is ½ wavelength (1/4 wavelength at the center frequency fs of the stop band) (see solid line). Is slightly shorter than the half wavelength (see the alternate long and short dash line), and the open stub 2b is slightly longer than the half wavelength (see the thin line).
[0024]
In FIG. 14, the horizontal axis indicates a frequency (Normalized frequency: f / f0) normalized by the center frequency f0 of the passband, and the vertical axis indicates the input susceptance (Susceptance).
[0025]
As is clear from FIG. 14, the lower the frequency of the normalized frequency f / f0 is, the lower the frequency is from the “0.5” (the center frequency fs of the stop band), the longer the open stub and the shorter the open stub. On the contrary, when the normalized frequency f / f0 is higher than “0.5”, the difference between the susceptances of the stubs gradually increases.
[0026]
In FIG. 15, the length θt of the main line 1 is selected as a quarter wavelength at the center frequency f0 of the pass band, and the length θ1 of the open stub 2a on the input terminal 3a side is slightly smaller than the half wavelength at the frequency f0. The calculated values of the reflection characteristic and the transmission characteristic when the length θ2 of the open stub 2b on the output terminal 3b side is selected to be slightly longer than ½ wavelength at the frequency f0 are shown.
[0027]
In FIG. 15, the horizontal axis represents the normalized frequency f / f0, and the vertical axis represents the reflection loss (Return loss) and the load power loss (Insertion loss). The two stop bands 5a and 5b and the pass band 6 between them are indicated by broken lines.
[0028]
As is apparent from FIG. 15, the two stop bands 5a and 5b are formed in the vicinity of the normalized frequencies f / f0 of “0.5” and “1.5”, but the reflection characteristics in the pass band 6 are Although it is the result of an ideal circuit calculation, it becomes about 17 dB.
[0029]
In the actual filter, the reflection characteristic deterioration due to manufacturing error or the like is superimposed on the reflection characteristic of FIG. 15, so that the reflection characteristic in the passband 6 is further deteriorated.
[0030]
If the lengths θ1 and θ2 of the open stubs 2a and 2b are selected to be the same value, the above-described reflection characteristics will not be deteriorated. However, as described above, when the stub lengths are the same, the stop bandwidth is reduced. Since it becomes narrow, the application target is limited, or yield deterioration due to a manufacturing error is likely to be caused.
That is, it becomes difficult to form a filter with a material with low processing accuracy including pattern accuracy.
[0031]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional band rejection filter, the stub lengths θ1 and θ2 are selected to be approximately ¼ wavelength or 3/4 wavelength, and two bands where the input susceptance is approximately infinite are set to the rejection bands 5a and 5b. In addition, the frequency band between the stop bands 5a and 5b is used as the pass band 6 so as to exhibit a pass characteristic similar to that of the band pass filter.
[0032]
However, if the stub lengths [theta] 1 and [theta] 2 are selected to be different in order to widen the stop band width, there is a problem that the reflection characteristics in the pass band are remarkably deteriorated.
[0033]
Further, as described above, when the conventional band stop filter is used with the stop bands 5a and 5b and the pass band 6 defined, it is open particularly in the frequency band in which the stub lengths θ1 and θ2 are approximately ½ wavelength. Although the current flowing through the stubs 2a and 2b is reduced and the loss is reduced, there is a problem that the pass band 6 can only be selected approximately in the middle of the two stop bands 5a and 5b.
[0034]
Furthermore, if a bandpass filter is built in a multilayer structure composed of LTCC or the like (a material having a relatively high dielectric loss at high frequencies), the insertion loss of the passband increases because the Q value of the resonance circuit is limited. There was a problem of end.
[0035]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and has a stop band on both the high frequency side and the low frequency side of the frequency band set as the pass band, and has low loss and reflection characteristics. It is an object of the present invention to obtain a good band rejection filter.
[0036]
In addition, the present invention is particularly suitable when a filter is made of a material that can easily form a multilayer structure but does not necessarily have a good dielectric loss, a very thin material, or a material whose processing accuracy is not so high (such as LTCC). Another object of the present invention is to obtain a band-stop filter having a low loss and good reflection characteristics that can be used as an alternative to a band-pass filter.
[0037]
Furthermore, an object of the present invention is to obtain a high-frequency package / high-frequency module incorporating a band elimination filter as described above at low cost and high reliability while maintaining good performance.
[0038]
[Means for Solving the Problems]
The band rejection filter according to the present invention includes a transmission line forming a main line, an input terminal provided at one end of the transmission line, an output terminal provided at the other end of the transmission line, and an input at a center frequency of the passband. A band rejection filter including a plurality of open stubs having a susceptance of 0, wherein the plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband, and the plurality of open stubs At least one open stub of Input susceptance is infinite The frequency is different from other open stubs Is.
[0039]
In the band rejection filter according to the present invention, at least one of the plurality of open stubs is configured by first to third transmission lines connected in cascade, and the first to third transmission lines. The characteristic impedance of the second transmission line connected in the middle is selected to be different from the characteristic impedance of the first and third transmission lines.
[0040]
The band rejection filter according to the present invention includes a transmission line forming a main line, an input terminal provided at one end of the transmission line, an output terminal provided at the other end of the transmission line, and a center frequency of the passband. And a plurality of open stubs having an input susceptance of 0, wherein the plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband, Each of the open stubs is configured by first to third transmission lines cascaded to each other, and each of the plurality of open stubs is connected to the middle of the first to third transmission lines. The characteristic impedance of the second transmission line is selected to be different from the characteristic impedances of the first and third transmission lines, and is different from the characteristic impedance of the second transmission line. That the ratio of the characteristic impedance of the first and third transmission lines is one that is selected to a value greater than 1.
[0041]
The band rejection filter according to the present invention includes a transmission line that forms a main line, an input terminal provided at one end of the transmission line, an output terminal provided at the other end of the transmission line, and a center frequency of the passband. And a plurality of open stubs having an input susceptance of 0, wherein the plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband, Each of the open stubs is configured by first to third transmission lines cascaded to each other, and each of the plurality of open stubs is connected to the middle of the first to third transmission lines. The characteristic impedance of the second transmission line is selected to be different from the characteristic impedances of the first and third transmission lines, and is different from the characteristic impedance of the second transmission line. That the ratio of the characteristic impedance of the first and third transmission lines is one that is selected to a value smaller than 1.
[0042]
In addition, a high frequency package according to the present invention includes the above-described band rejection filter.
[0043]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS.
[0044]
1 is an exploded perspective view showing a stripline type band rejection filter according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is a plan view of the strip conductor pattern shape shown in FIG. 1 as viewed from above the conductor surface, and FIG. It is a circuit block diagram which shows the band-stop filter by Embodiment 1 of invention.
[0045]
FIG. 4 is an explanatory diagram showing the frequency characteristics of the input susceptance of the open stub of the band rejection filter according to Embodiment 1 of the present invention, and corresponds to FIG.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing the reflection characteristics and pass characteristics of the band rejection filter according to the first embodiment of the present invention, and corresponds to FIG. 15 described above.
[0046]
1 to 3, the same components as those described above (see FIG. 13) are denoted by the same reference numerals as those described above, and detailed description thereof is omitted.
The open stubs 2A and 2B correspond to the open stubs 2a and 2b described above (see FIG. 13), respectively.
[0047]
2 and 3, reference numerals 7-1a to 7-1c denote transmission lines constituting the open stub 2A on the input terminal 3a side, and 7-2a to 7-2c denote transmission lines constituting the open stub 2B on the output terminal 3b side. It is.
[0048]
In FIG. 3, θ1a to θ1c are the lengths of the transmission lines 7-1a to 7-1c, and θ2a to θ2c are the lengths of the transmission lines 7-2a to 7-2c.
Each of the open stubs 2A and 2B is configured by a combination of three transmission lines 7-1a to 7-1c and 7-2a to 7-2c, and the transmission lines 7-1b and 7-2b at the center of each stub. The two transmission lines 7-1a, 7-1c, 7-2a, and 7-2c at both ends have different characteristic impedances.
[0049]
In FIG. 1, reference numerals 9 a and 9 b are dielectric substrates arranged to overlap each other and have a plurality of through holes (vias) 8.
10a and 10b are ground conductors of the dielectric substrates 9a and 9b, and 11 is a strip conductor associated with the main line 1 and the open stubs 2A and 2B.
The through hole 8 is provided to electrically connect the upper and lower ground conductors 10a and 10b to suppress unnecessary resonance.
[0050]
The characteristic impedances of the transmission lines 7-1a to 7-1c and 7-2a to 7-2c constituting the open stubs 2A and 2B are selected so as to be partially different, and for each open stub 2A and 2B. However, the way of selecting the characteristic impedance is different.
[0051]
Such open stubs 2A and 2B are called step-impedance-type open stubs.
[0052]
Next, the electrical operation of the band rejection filter according to the first embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 to 3 will be described.
As shown in FIG. 3, the two open stubs 2A and 2B are composed of combinations of three transmission lines 7-1a to 7-1c and 7-2a to 7-2c.
[0053]
The transmission lines 7-1a to 7-1c of the open stub 2A on the input terminal 3a side are connected to the transmission lines 7-1a, 7-1b, and 7-1c from the attachment position (T branch circuit) 4a side to the main line 1. Connected in order.
[0054]
Similarly, the transmission lines 7-1a to 7-1c of the open stub 2B on the output terminal 3b side are connected in the order of the transmission lines 7-2a, 7-2b, and 7-2c from the attachment position 4b side to the main line 1. Has been.
[0055]
Similarly to the above, the electrical length θt of the main line 1 is selected to be approximately ¼ wavelength at the center frequency f0 of the passband.
Here, the relationship of the following formula (1) is established between the electrical lengths θ1a to θ1c and θ2a to θ2c of the transmission lines constituting the stubs 2A and 2B according to the first embodiment of the present invention. To do.
[0056]
θ1a = θ1c
θ1b = 2θ1a
θ2a = θ2c
θ2b = 2θ1c (1)
[0057]
Moreover, the relationship of the following formula | equation (2) shall be materialized between each characteristic impedance Z1a-Z1c, Z2a-Z2c of the transmission line which comprises each stub 2A, 2B.
[0058]
Z1a = Z1c
K1 = Z1a / Z1b
Z2a = Z1c
K2 = Z2a / Z2b (2)
[0059]
In the above equation (2), K1 is a ratio of the characteristic impedances Z1a and Z1b of the transmission lines 7-1a and 7-1b constituting the open stub 2A on the input terminal 3a side, and K2 is an open stub on the output terminal 3b side. 2B is a ratio of the characteristic impedances Z2a and Z2b of the transmission lines 7-2a and 7-2b constituting 2B.
Here, it is assumed that K1> 1 and K2 <1 are selected.
[0060]
The electrical lengths θ1a0 and θ2a0 of the transmission lines 7-1a and 7-2a at the center frequency f0 of the pass band are selected so as to satisfy the following expression (3).
[0061]
θ1a0 = tan ^-1 √K1
θ2a0 = tan ^-1 √K2 (3)
[0062]
From the above equation (3), in the open stub 2A on the input terminal 3a side with the impedance ratio K1 (> 1), a conductor having a length of ½ wavelength at the center frequency f0 of the passband (characteristic as in the conventional example) The total length is longer than that of the case of a conductor having a uniform width with no change in impedance.
[0063]
On the other hand, the open stub 2B on the output terminal 3b side with the impedance ratio K2 (<1) has a shorter overall length than the case of a conductor having a uniform width (conventional example).
The ½ wavelength open stub having a uniform width corresponds to the case where the impedance ratio K indicates K = 1.
[0064]
FIG. 4 shows the frequency characteristics of the input susceptances of the stubs 2A and 2B whose lengths are determined as described above, and is compared with the case where the impedance ratio K is 1 (impedance is uniform) (solid line). , K = K1 = 1.1 (dashed line) and K = K2 = 0.9 (thin line).
[0065]
As is apparent from FIG. 4, in the open stubs 2A and 2B according to the first embodiment of the present invention, the susceptance is infinite at frequencies near the normalized frequencies f / f0 of “0.5” and “1.5”. At a frequency f0 (normalized frequency f / f0 = 1), the susceptance is “0”.
[0066]
Here, paying attention to the frequency bands where the normalized frequencies f / f0 are “0.5” and “1.5”, the open stub 2A on the input terminal 3a side has a slightly higher frequency at which the susceptance is infinite. Yes.
[0067]
On the other hand, the open stub 2B on the output terminal 3b side has a slightly lower frequency at which the susceptance becomes infinite, and the two stubs 2A and 2B have different frequencies at which the susceptance becomes infinite.
[0068]
At the same time, it should be noted that, at the center frequency f0 (f / f0 = 1) of the passband, the susceptances of both the open stubs 2A and 2B are equal to “0”.
[0069]
As described above, the open stubs 2A and 2B with the impedance step (step impedance type) have the input susceptance depending on how the impedance ratios K1 and K2 are selected while keeping the frequency (resonance frequency) at which the input susceptance becomes “0”. It has the property that the frequency which becomes infinite can be changed.
[0070]
For example, as is apparent from the reflection characteristics and pass characteristics of FIG. 5, the reflection characteristics in the pass band are extremely good, and it is understood that there is no deterioration of the reflection characteristics as seen in the conventional filter (see FIG. 15). .
That is, according to the first embodiment of the present invention, it can be understood that both the expansion of the stop band and the good reflection characteristic of the pass band can be achieved at the same time.
[0071]
In the above-described conventional filter, since the two stub lengths θ1 and θ2 are selected to be different for the purpose of expanding the stopband, the input susceptances of the stubs 2a and 2b are different at the normalized frequency “1” (passband 6). As a result, the reflection characteristics in the passband 6 are deteriorated (see FIG. 14).
[0072]
As described above, the deterioration amount of the reflection characteristic is small when the passband 6 is selected to be a frequency band lower than the lowest stopband, but the passband is set to the lowest stopband and the next stopband ( Since it increases when it is set during the frequency band of about three times the lowest stop band, it cannot be ignored.
[0073]
On the other hand, in the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 4, the input susceptances of the stubs 2A and 2B are both substantially “0” at the normalized frequency “1” (passband 6). Therefore, the reflection characteristics do not deteriorate.
[0074]
That is, using the characteristics of the input susceptances of the open stubs 2A and 2B with impedance steps, the frequency band in which the two stub lengths are approximately ¼ wavelength of the center frequency f0 of the pass band and the frequency that is ¾ wavelength. When the band is used so as to exhibit a pass characteristic similar to that of a bandpass filter by setting the two bands to the stopbands 5a and 5b and the passband 6 between the two stopbands 5a and 5b. The stop band width is widened, and good reflection characteristics are obtained in the pass band 6.
[0075]
In the pass band, the input susceptances of the open stubs 2A and 2B are substantially “0”, so that the amount of current flowing to the stub circuit is extremely small, and a band loss filter with low loss can be obtained.
[0076]
In addition, since the blocking bandwidth can be widened, the requirement for processing accuracy during filter production is relaxed, and the scope for material selection can be expanded. It becomes easy to produce a filter.
[0077]
In addition, there is a band-stop filter that can be used as a substitute for a band-pass filter with relatively low loss even if it is made of LTCC or the like (a material having a multilayer structure that can be easily constructed but a dielectric loss is not necessarily good, or a very thin material). can get.
[0078]
In addition, since the susceptance of the two open stubs 2A and 2B is substantially “0” in the pass band 6, the amount of current to the stub circuit is small and the pass loss is extremely small.
Further, the room for selection becomes wider due to the reduction of the dielectric loss or the conductor loss, and also from this point, the room for material selection at the time of manufacturing the filter is expanded.
[0079]
In particular, LTCC is a material suitable for high-frequency packages and high-frequency modules because a multilayer structure can be manufactured relatively easily and inexpensively, but the filter is made of a material with a relatively large dielectric loss or a very thin material. In this case, the low loss property of the filter is effective.
[0080]
Here, both of the two open stubs 2A and 2B are in the impedance step format (cascade connection of three short transmission lines), but at least one open stub is in the impedance step format and the characteristics of the transmission line connected in the middle If the impedance is selected so as to be different from the characteristic impedance of the transmission line on both ends, the same effect can be obtained.
[0081]
Further, the band rejection filter according to the first embodiment of the present invention can be configured as a low-loss filter even if it is built in a high-frequency package or a high-frequency module made of a material such as LTCC.
[0082]
In other words, the band rejection filter according to the first embodiment of the present invention provides a bandpass filter when a bandpass filter that is susceptible to the material constituting the filter must be incorporated in a high frequency package composed of LTCC or the like. It is suitable as a built-in filter having the same function as the filter.
[0083]
In addition, open stubs 2A and 2B are connected to the main line 1 at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency f0 of the passband, and at least one open stub is connected. Is Input susceptance is infinite Frequency Other open stubs What is By making them different, it is possible to obtain a band rejection filter having very good passband reflection characteristics and a wide stopband bandwidth appearing on the low frequency side and high frequency side of the passband.
[0084]
In the first embodiment, in order to facilitate understanding, a filter using two open stubs 2A and 2B has been described in correspondence with a conventional filter format. However, the number of open stubs is arbitrarily set. It goes without saying that it can be done.
[0085]
Further, for the purpose of simplifying the explanation, the relationship between the lengths θ1a to θ1c and θ2a to θ2c of the transmission lines constituting the open stubs 2A and 2B is selected as in the above formula (1). Needless to say, the relationship between θ1a to θ1c and θ2a to θ2c can be arbitrarily selected and is not limited to the example of the equation (1).
[0086]
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the impedance ratios K1 and K2 (see Expression (2)) according to the pattern shape (impedance step) of the transmission line constituting each open stub 2A and 2B are, for example, K1 = 1.1. (> 1), K2 = 0.9 (<1), but an arbitrary impedance ratio may be selected according to other pattern shapes.
[0087]
6 is a plan view (corresponding to FIG. 2) showing the pattern shape of each open stub 2A, 2B according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a reflection characteristic of the band rejection filter according to the second embodiment of the present invention. FIG. 6 is an explanatory diagram showing the passage characteristics (corresponding to FIG. 5).
[0088]
6 and 7, the same components as those described above (see FIGS. 2 and 5) are denoted by the same reference numerals as those described above, and detailed description thereof is omitted.
The basic filter structure according to the second embodiment of the present invention is the same as that described above (see FIGS. 1 and 3), and only the pattern shapes of the two open stubs 2A and 2B are different.
[0089]
The basic operation of the band rejection filter according to the second embodiment of the present invention is the same as described above.
In this case, as shown by the pattern width in FIG. 6, the impedance ratio K1 (= Z1a / Z1b) of the transmission lines 7-1a to 7-1c of the open stub 2A is selected to be about “1 · 4”, and the open stub The impedance ratio K2 (= Z2a / Z2b) of the 2B transmission lines 7-2a to 7-2c is selected to be about “1.7”.
[0090]
Thus, the impedance ratios K1 and K2 are both selected to be larger than 1.
Therefore, like the reflection characteristic and the transmission characteristic in FIG. 7, the input susceptance becomes infinite in each frequency band where the normalized frequency is about “0.4” and “1.3”. In the frequency band, two stop bands 5a and 5b are formed.
[0091]
That is, by selecting both of the two impedance ratios K1 and K2 to be larger than “1” and slightly different values, the stopbands 5a and 5b are secured while the stopbands 5a and 5b are widened. The positional relationship between 5b and the passband 6 existing between them can be changed as compared with the case of the above (Embodiment 1).
[0092]
That is, the characteristic impedances Z1a to Z1c and Z2a to Z2c of the transmission lines of the stubs are selected so that both of the impedance ratios K1 and K2 of the two open stubs 2A and 2B are larger than “1”. Therefore, when considering the center frequency f0 of the pass band as a reference, the first stop band 5a is set to a frequency lower than the standardized frequency “0.5” while maintaining the reflection characteristics of the pass band 6 well. The second stop band 5b can be arranged on the lower frequency side than the standardized frequency “1.5”.
[0093]
In this way, by using the open stubs 2A and 2B with impedance steps to variably set the impedance ratios K1 and K2, the two stop bands 5a and 5b with respect to the center frequency f0 of the pass band are set to the normalized frequency “0. It can be provided on the lower frequency side than “5 × f0” and “1.5 × f0”. As is apparent from FIG. 7, the second stop band 5b is approximately three times the frequency band of the first stop band 5a.
[0094]
In contrast, when the band rejection filter according to the second embodiment of the present invention is regarded as a band pass filter, a filter having a steep attenuation characteristic on the high frequency side of the pass band 6 can be realized.
Further, in this case, the same operational effects as described above are basically obtained.
[0095]
Embodiment 3 FIG.
In the second embodiment, both the impedance ratios K1 and K2 of the stubs 2A and 2B are set larger than “1”, but both the impedance ratios K1 and K2 are set smaller than “1”. Also good.
[0096]
8 is a plan view (corresponding to FIG. 6) showing the pattern shape of each open stub 2A, 2B according to Embodiment 3 of the present invention, and FIG. 9 is a reflection characteristic of the band rejection filter according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 8 is an explanatory diagram (corresponding to FIG. 7) showing the pass characteristic.
[0097]
8 and 9, the same parts as those described above (see FIGS. 6 and 7) are denoted by the same reference numerals as those described above, and detailed description thereof is omitted.
Also in this case, the basic filter structure and operation are the same as described above, and only the pattern shapes of the two open stubs 2A and 2B are different.
[0098]
In FIG. 8, as indicated by the pattern width of each transmission line, the impedance ratio K1 (= Z1a / Z1b) of the transmission lines 7-1a to 7-1c of the open stub 2A is selected to be about “0.6” and opened. The impedance ratio K2 (= Z2a / Z2b) of the stub 2B is selected to be about “0.7”.
[0099]
Thus, the impedance ratios K1 and K2 are both selected to be smaller than 1.
Therefore, like the reflection characteristic and the transmission characteristic in FIG. 9, the input susceptance becomes infinite in each frequency band where the normalized frequencies are about “0.55” and “1.7”. In the frequency band, two stop bands 5a and 5b are formed.
[0100]
That is, by selecting both of the two impedance ratios K1 and K2 to be smaller than “1” and making each value slightly different, each stopband 5a is secured while ensuring the width of each stopband 5a and 5b. 5b and the passband 6 existing between them can be changed as compared with the cases described above (Embodiments 1 and 2).
[0101]
That is, the characteristic impedances Z1a to Z1c and Z2a to Z2c of the transmission lines constituting the stubs 2A and 2B are selected so that both the impedance ratios K1 and K2 are smaller than “1”. When considering the center frequency f0 of the band as a reference, the first stop band 5a is arranged on the higher frequency side than the standardized frequency “0.5” while maintaining the reflection characteristics of the pass band 6 well. The second stop band 5b can be arranged on the higher frequency side than the normalized frequency “1.5”.
[0102]
Also in this case, the second stop band 5b is approximately three times the frequency band of the first stop band 5a.
In this case, since the impedance ratios K1 and K2 are selected to be smaller than “1”, the lengths of the transmission lines 7-1a to 7-1c and 7-2a to 7-2c constituting the stubs. Becomes smaller. Therefore, compared with the case of the above-mentioned (FIG. 2, FIG. 6), since the full length of each open stub 2A, 2B becomes short, size reduction of a band-stop filter is realizable.
[0103]
When the band rejection filter according to the third embodiment of the present invention is regarded as a band pass filter, a filter having a steep attenuation characteristic on the low frequency side of the pass band 6 can be realized.
[0104]
Further, when considering a high-frequency package having a built-in filter having low loss and attenuating on the low-frequency side and high-frequency side of the pass band as in the first to third embodiments, it is easy to reduce the number of layers at low cost. When a high-frequency package is made of a material that can form a structure but does not necessarily have a small dielectric loss, it is basically built in a multilayer structure as an alternative to a band-pass filter that is not easily built into the package due to loss problems. be able to.
[0105]
By incorporating such a band-pass filter (or band-stop filter) in a high-frequency package, the number of components in the high-frequency package (or high-frequency module) can be reduced, resulting in lower costs and improved reliability. Can be realized.
[0106]
That is, a low-loss filter can be obtained even if incorporated in a high-frequency package or a high-frequency module made of a material such as LTCC.
In particular, the filter is made of materials such as LTCC (which is suitable for high-frequency packages and high-frequency modules because the multilayer structure can be manufactured relatively easily and inexpensively, but the dielectric loss is not so small or very thin). In this case, the low loss property of the filter is extremely effective.
[0107]
That is, when a bandpass filter that is easily affected by the material constituting the filter must be built in a high-frequency package constituted by LTCC or the like, the built-in filter having the same function as this bandpass filter The band rejection filters of the first to third embodiments are suitable.
[0108]
Embodiment 4 FIG.
In the first to third embodiments, the high-frequency module that actually incorporates the band rejection filter is not specifically mentioned, but the high-frequency module (MCM: Multi-Chip Module) may be configured as follows. Good.
[0109]
10 is a plan view showing a high-frequency module according to Embodiment 4 of the present invention, FIG. 11 is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. 10, and FIG. 12 is a plan view of the high-frequency module shown in FIG. It is a top view which shows the state which removed the corresponding part).
[0110]
10 to 12, 10a to 10e are ground conductors, and 11a to 11d are strip conductors, which are the same as the ground conductors 10a and 10b and the strip conductor 11 described above (see FIG. 1), respectively.
[0111]
Reference numeral 12 denotes a package (base portion) formed of a ceramic material having a multilayer structure such as LTCC.
Reference numeral 13 denotes a lid (lid portion) also formed of LTCC or the like.
[0112]
14a is an input-side high-frequency signal terminal, and 14b is an output-side high-frequency signal terminal.
15a is a semiconductor element (MMIC) mounted on the input side on the package 12, and 15b is a semiconductor element mounted on the output side on the package 12.
[0113]
Reference numerals 16a and 16b denote terminals other than the high-frequency signal terminals 14a and 14b, and supply DC voltages for individually driving or controlling the semiconductor elements 15a and 15b.
[0114]
Reference numerals 17 a and 17 b denote bond wires, which connect the semiconductor element 15 a and the strip conductors 11 a and 11 b on the package 12.
Similarly, the bond wires 17c and 17d connect between the semiconductor element 15b and the strip conductors 11b and 11c on the package 12.
[0115]
On the package 12, recesses for arranging the respective semiconductor elements 15 a and 15 b are formed, and the upper surface of the package 12 is sealed with a lid 13.
Reference numerals 19 a and 19 b denote cavities (hollow structures) in the package 12, which are formed between the upper surfaces of the semiconductor elements 15 a and 15 b and the lid 13.
[0116]
As described above, since the semiconductor elements 15a and 15b are hermetically sealed in the cavities 19a and 19b, the semiconductor elements 15a and 15b are guarded from the atmosphere and moisture around the package 12, and the deterioration of the elements is suppressed.
[0117]
Reference numeral 18 denotes a filter circuit configured by using the multilayer structure of the package 12, and constitutes the band rejection filter in each of the first to third embodiments.
Reference numerals 3a and 3b denote input / output lines of the filter circuit 18, which are the same as those described above (see FIG. 1).
[0118]
Although not shown in FIGS. 10 to 12, through-holes (vias) for electrical interconnection are provided between the ground conductors 10 a to 10 e provided in each layer of the package 12 or the lid 13. Are arranged in a multilayer structure.
Similarly, detailed conductor patterns and the like on the semiconductor elements 15a and 15b are also omitted.
[0119]
Next, the operation of the high frequency module according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIGS. 10 to 12 will be described.
First, a high-frequency signal input from the high-frequency signal terminal 14a passes from the strip conductor 11a through the microstrip line (or strip line) formed between the ground conductors 10d and 10c, and further passes through the bond wire 17a to form a semiconductor. Input to the element 15a.
[0120]
The semiconductor element 15a is supplied with DC from the terminal 16a, so that the input high-frequency signal is subjected to amplification processing or frequency conversion processing, and then output to the strip conductor 11b through the bond wire 17b.
[0121]
The high-frequency signal output from the semiconductor element 15a is transmitted from the strip conductor 11b to the filter circuit 18 through a line formed between the ground conductors 10d and 10c.
[0122]
Next, the filter circuit 18 removes unnecessary frequency components generated on the low frequency side and the high frequency side of the required signal from the input high frequency signal, and then transmits the signal to the semiconductor element 15b.
Finally, the semiconductor element 15b further performs amplification processing or frequency conversion processing on the input high-frequency signal, and then outputs it from the high-frequency signal terminal 14b.
[0123]
As described above, the high-frequency module according to the fourth embodiment of the present invention has the multilayer package 12 configured using LTCC, and the cavities (cavity structures) 19a and 19b provided inside the package 12 are provided. The semiconductor elements 15 a and 15 b are mounted inside, and the semiconductor elements 15 a and 15 b are hermetically sealed by the lid 13.
[0124]
In addition, since the filter circuit 18 (the band rejection filter of each of the first to third embodiments described above) is built in the multilayer structure of the package 12, the number of mounted parts is reduced, and therefore the number of parts of the high-frequency module is reduced. It can be configured at a low cost with little, and the reliability can be improved.
[0125]
In the fourth embodiment, the lid 13 is configured using LTCC made of the same substrate material as that of the package 12. However, it is not always necessary to use the lid 13 made of LTCC, and it matches the required airtight conditions and reliability. Of course, other sealing means may be used.
[0126]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the transmission line forming the main line, the input terminal provided at one end of the transmission line, the output terminal provided at the other end of the transmission line, and the center frequency of the passband And a plurality of open stubs having an input susceptance of 0, wherein the plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband, Open stub At least one open stub of Input susceptance is infinite The frequency is different from other open stubs Therefore, there is an effect that a band stop filter having a stop band on both the high frequency side and the low frequency side of the frequency band set as the pass band, and having low loss and good reflection characteristics can be obtained.
[0127]
Moreover, according to this invention, at least one open stub among the plurality of open stubs is configured by the first to third transmission lines that are cascade-connected to each other, and among the first to third transmission lines, Since the characteristic impedance of the second transmission line connected in the middle is selected to be different from the characteristic impedance of the first and third transmission lines, in particular, the dielectric loss of the multi-layer structure can be easily configured. It can be used as an alternative to a band-pass filter when making a filter with a material that is not necessarily good (very thin material, or a material such as LTCC whose processing accuracy is not so high), and has low loss and reflection characteristics. There is an effect that a good band rejection filter can be obtained.
[0128]
According to the present invention, the transmission line forming the main line, the input terminal provided at one end of the transmission line, the output terminal provided at the other end of the transmission line, and the input susceptance at the center frequency of the passband A plurality of open stubs, each of which is connected to the transmission line at an interval of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband. All are composed of first to third transmission lines connected in cascade with each other, and each of the plurality of open stubs is connected to the middle of the first to third transmission lines. The characteristic impedance of the line is selected to be different from the characteristic impedances of the first and third transmission lines, and the first and second characteristic impedances of the second transmission line are selected. Since the ratio of the characteristic impedance of the transmission line is selected to be larger than 1, especially when the filter is made of a material that can easily form a multilayer structure but does not necessarily have a good dielectric loss, a band-pass filter In addition, it is possible to obtain a band-stop filter with low loss and good reflection characteristics.
[0129]
According to the present invention, the transmission line forming the main line, the input terminal provided at one end of the transmission line, the output terminal provided at the other end of the transmission line, and the input susceptance at the center frequency of the passband A plurality of open stubs, each of which is connected to the transmission line at an interval of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband. All are composed of first to third transmission lines connected in cascade with each other, and each of the plurality of open stubs is connected to the middle of the first to third transmission lines. The characteristic impedance of the line is selected to be different from the characteristic impedances of the first and third transmission lines, and the first and second characteristic impedances of the second transmission line are selected. Since the ratio of the characteristic impedance of the transmission line is selected to be smaller than 1, the band-pass filter is particularly suitable when the filter is made of a material that can easily form a multilayer structure but does not necessarily have a good dielectric loss. In addition, it is possible to obtain a band-stop filter with low loss and good reflection characteristics.
[0130]
Further, according to the present invention, by incorporating the band rejection filter, there is an effect that a high frequency package that achieves cost reduction and improved reliability while maintaining good performance is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing a stripline type band rejection filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a plan view showing a strip conductor pattern shape of the band rejection filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a band rejection filter according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 4 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of an input susceptance of an open stub of the band rejection filter according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing reflection characteristics and pass characteristics of a band rejection filter according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 6 is a plan view showing a strip conductor pattern shape of a band rejection filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing reflection characteristics and pass characteristics of a band rejection filter according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 8 is a plan view showing a strip conductor pattern shape of a band rejection filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing reflection characteristics and pass characteristics of a band rejection filter according to Embodiment 3 of the present invention;
FIG. 10 is a plan view showing a high frequency package according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG.
12 is a plan view showing a state where a portion corresponding to a lid (lid) is removed from the high-frequency package shown in FIG.
FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a conventional band rejection filter.
FIG. 14 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of an input susceptance of an open stub of a conventional band rejection filter.
FIG. 15 is an explanatory diagram showing reflection characteristics and pass characteristics of a conventional band rejection filter.
[Explanation of symbols]
1 Transmission line (main line), 2A, 2B open stub, 3a input terminal, 3b output terminal, 4a, 4b Open stub connection position (branch part of stub circuit), 5a, 5b Stop band, 6 Pass band, 7- 1a to 7-1c three transmission lines constituting the open stub 2A, 7-2a to 7-2c three transmission lines constituting the open stub 2B, 9a and 9b dielectric substrate, 11 strip conductor, 12 package, 13 lid (Package), 15a, 15b Semiconductor element (MMIC), 18 Filter circuit (band rejection filter), 19a, 19b Cavity.

Claims

A transmission line forming a main line;
An input terminal provided at one end of the transmission line;
An output terminal provided at the other end of the transmission line;
A band rejection filter comprising a plurality of open stubs whose input susceptance is zero at the center frequency of the passband,
The plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband,
At least one open stub among the plurality of open stubs is different from other open stubs in frequency at which an input susceptance is infinite.

At least one open stub among the plurality of open stubs is configured by first to third transmission lines that are cascade-connected to each other,
The characteristic impedance of the second transmission line connected in the middle of the first to third transmission lines is selected to be different from the characteristic impedance of the first and third transmission lines. The band rejection filter according to claim 1.

A transmission line forming a main line;
An input terminal provided at one end of the transmission line;
An output terminal provided at the other end of the transmission line;
A band rejection filter comprising a plurality of open stubs whose input susceptance is zero at the center frequency of the passband,
The plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband,
Each of the plurality of open stubs is configured by first to third transmission lines cascaded to each other,
For each of the plurality of open stubs,
The characteristic impedance of the second transmission line connected in the middle of the first to third transmission lines is selected to be different from the characteristic impedance of the first and third transmission lines,
The band rejection filter according to claim 1, wherein a ratio of the characteristic impedances of the first and third transmission lines to the characteristic impedance of the second transmission line is selected to be greater than one.

A transmission line forming a main line;
An input terminal provided at one end of the transmission line;
An output terminal provided at the other end of the transmission line;
A band rejection filter comprising a plurality of open stubs whose input susceptance is zero at the center frequency of the passband,
The plurality of open stubs are connected to the transmission line at intervals of about ¼ wavelength of the center frequency of the passband,
Each of the plurality of open stubs is configured by first to third transmission lines cascaded to each other,
For each of the plurality of open stubs,
The characteristic impedance of the second transmission line connected in the middle of the first to third transmission lines is selected to be different from the characteristic impedance of the first and third transmission lines,
The band rejection filter according to claim 1, wherein a ratio of the characteristic impedance of the first and third transmission lines to the characteristic impedance of the second transmission line is selected to be smaller than 1.

A high-frequency package including the band-stop filter according to any one of claims 1 to 4.