JP3973601B2

JP3973601B2 - Waveguide circuit

Info

Publication number: JP3973601B2
Application number: JP2003159594A
Authority: JP
Inventors: 康次郎南谷
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2003-06-04
Filing date: 2003-06-04
Publication date: 2007-09-12
Anticipated expiration: 2023-06-04
Also published as: JP2004363916A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波やミリ波などの電波の伝送線路として用いられる導波管回路に関する。さらに詳しくは、インピーダンスの異なる２つの導波管を接続すると共に、電波の伝送方向を変えるコーナ部分を有する小型で広帯域な導波管回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インピーダンスの異なった導波管を接続し、かつ、その２つの導波管の開口が所定の角度を有するように接続する場合、従来は、ベント導波管またはコーナ導波管と、インピーダンスを変換するテーパ導波管または４分の１波長変成器などを別々に作製し、それらを接続する構造が用いられている（たとえば特許文献１参照）。
【０００３】
コーナ導波管と４分の１波長変成器を用いた導波管回路の基本的構造例を図８に、斜視図およびその断面図で示す。この例のコーナ導波管３４は、Ｅコーナと呼ばれるもので、２本の矩形導波管をそれら２本の導波管の短辺を同一面として９０°の角度で接続したもので、その角度は４５°の屈曲部２ヵ所で形成されている。４分の１波長変成器３５は、接続する導波管の中間のインピーダンスをもった概略４分の１波長の長さを有する導波管４０を２つの導波管３８、３９の間に接続する構造である。この例は、４分の１波長の導波管４０が１段の変成器を示したが、より広帯域にするために、インピーダンスの異なる４分の１波長の導波管を２段以上接続する構造のものも知られている。なお、コーナ導波管３４と４分の１波長変成器３５とは、ボルト３６とナット３７により接続される。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−２９８３０１号公報（図２）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような導波管回路では、コーナ導波管とインピーダンス変成器とを別々に作製して、接続しなければならないため、部品点数が増加すると共に、導波管回路の寸法が大きくなるという問題がある。
【０００６】
本発明は、このような問題を解決するためになされたもので、インピーダンスの変換器と電波の伝送方向の変換器とを一体化し、動作帯域を狭くすることなく、小型の変換用導波管回路を実現することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明による導波管回路は、第１の導波管と、該第１の導波管とインピーダンスの異なる第２の導波管とを、電波の伝送方向が曲るように所定の角度をもって接続する導波管回路であって、前記第２の導波管の電波の伝送方向に対して直角方向の断面積が前記第１および第２の導波管の電波の伝送方向に対して直角方向のそれぞれの断面積の中間の値を有する空胴の一端部が、前記第２の導波管と前記伝送方向に沿って接続され、前記空胴の他端部は、前記第１の導波管の開口面と、前記空胴の前記第２の導波管の電波の伝送方向と平行方向に形成された開口面とを対向させて接続されると共に、該接続された開口面における前記第１の導波管の開口面積が該第１の導波管の断面積より小さくされることにより前記開口面でキャパシタンスが形成され、該キャパシタンスにより、前記空胴で電波の伝送方向を曲げることにより発生するインダクタンスを打ち消し、インピーダンスの不整合を解消するように接続されていることを特徴とする。
【０００８】
ここに「前記伝送方向に沿って接続され」とは、前記伝送方向が曲げられないで繋がるように接続されることを意味し、「前記伝送方向と交差する方向」とは、前記伝送方向と平行方向ではなく、前記伝送方向に対して所定の角度を成す方向を意味し、９０°の方向には限定されない。
【０００９】
この構造にすることにより、第１および第２の導波管のインピーダンスを整合する空胴の第２の導波管の電波の伝送方向と平行な面に形成された開口面を、第１の導波管の電波の伝送方向と交差する方向に形成された開口面に対向させて接続する構成であるため、Ｅコーナのように、別途導波管を接続することなく、伝送方向の変換部を形成することができ、非常に小型の変換回路を構成することができる。しかも、第１の導波管の開口面における開口面積を小さくしてキャパシタンスを形成し、そのキャパシタンスと伝送方向が曲ることにより生じるインダクタンスとを相殺するように開口面の面積が設定されているため、伝送方向の曲げに伴う損失の発生はなく、広帯域で優れた伝送特性が得られる。
【００１０】
具体的構造としては、たとえば前記第１の導波管が第１の金属ブロックにより形成され、前記第２の導波管および空胴の前記伝送方向に沿った一壁面を除去した形状の溝が第２の金属ブロックにより形成され、前記第１の金属ブロックの前記第１の導波管の開口面が形成された端面に前記第２の金属ブロックを接合することにより形成される。このような構成にすれば、第１の金属ブロックと第２の金属ブロックとをその開口面を対向させてネジなどにより固定するだけで得られるため、相互の位置合せをして特性を確認した上で固定することができ、非常に安定した高特性の伝送方向変換およびインピーダンス変換の導波管回路が得られる。なお、伝送方向の変換は、第１の導波管の開口面（第１の金属ブロックの端面）の角度で正確に規定される。
【００１１】
前記空胴の前記第２の導波管の電波の伝送方向に対して直角方向の断面が、少なくとも２種類の異なる断面形状を有する構造にすることにより、２つの導波管の間で、インピーダンスの差が大きい場合でも、順次インピーダンスを近づけて完全に整合することができ、広帯域のインピーダンス変換をすることができるため好ましい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
つぎに、本発明の導波管回路について、図面を参照しながら説明をする。
【００１３】
本発明による導波管回路は、図１にその一実施形態の斜視および断面の説明図が示されるように、第１の導波管４と、その第１の導波管４とインピーダンスの異なる第２の導波管５を、電波の伝送方向が曲るように所定の角度をもって接続する導波管回路である。そして、第２の導波管５の電波の伝送方向に対して直角方向の断面積が第１および第２の導波管４、５の電波の伝送方向に対して直角方向の断面積の中間の値を有する（第１および第２の導波管のインピーダンスに対して中間のインピーダンスを有する）空胴６の一端部が、第２の導波管５と電波の伝送方向に沿って接続され、空胴６の他端部は、第１の導波管４の電波の伝送方向と交差する方向に形成された開口面と、空胴６の第２の導波管５の電波の伝送方向と平行方向に形成された開口面とを対向させて接続されると共に、その接続された開口面における第１の導波管４の開口面積が第１の導波管４の断面積より小さくされることにより開口面にキャパシタンスが形成され、そのキャパシタンスにより空胴部での電波の伝送方向を曲げることにより発生するインダクタンスを打ち消し、インピーダンスの不整合を解消するように形成されている。
【００１４】
図１に示される例は、第１の導波管４が第１の金属ブロック１に形成され、第２の導波管５および空胴６が、第２の金属ブロック２に形成された第２の導波管用溝５ａおよび空胴用溝６ａと第１の金属ブロック１の端面１ａとにより形成され、第１および第２の金属ブロック１、２がネジ３により接合して固定されることにより形成されている。
【００１５】
空胴６は、図８に示される従来の４分の１波長導波管４０とほぼ同様の構造で、第１および第２の導波管４、５のインピーダンスを整合するように形成されている。すなわち、図６に各導波管４、５および空胴６でのアドミッタンスＹ（インピーダンスＺ）、ならびにその等価回路図が示されるように、第１および第２の導波管のアドミッタンス（インピーダンス）をそれぞれＹ₁（Ｚ₁）、Ｙ₂（Ｚ₂）、空胴のアドミッタンス（インピーダンス）をＹ_t（Ｚ_t）とすると、Ｚ_t＝（Ｚ₁×Ｚ₂）^1/2となるように設計される。導波管の幅方向の寸法を変えなければ、導波管のインピーダンスはその高さａ₁、ａ₂、ａ_tにほぼ比例するため、ａ_t＝（ａ₁×ａ₂）^1/2になるように、空胴６の高さａ_tは決定される。
【００１６】
具体例としては、たとえば９.４ＧＨｚ用で、第１の導波管４の寸法が、２２.９ｍｍ（幅）×１０.２ｍｍ（高さａ₁）で、第２の導波管５が２２.９ｍｍ（幅）×２.６ｍｍ（高さａ₂）の場合、空胴６は、両者の中間の寸法で、２２.９ｍｍ（幅）×５ｍｍ（高さａ_t）×１０ｍｍ（長さ）に形成されている。
【００１７】
また、この空胴６と第１の導波管４との接続は、従来の電波の伝送方向に沿った接続ではなく、図１に示される例では、電波の伝送方向が９０°の角度で曲るように接続されている点で、従来の４分の１波長変成器と異なっている。すなわち、空胴６の一端側と第２の導波管５との接続は従来と同様にマイクロ波などの電波の伝送方向に沿って接続されているが、空胴６の他端側と第１の導波管４との接続は、電波の伝送方向を直接曲げるように、第１導波管４の電波の伝送方向と交差する面で形成された開口面４ａと、空胴６の第２の導波管５の電波の伝送方向と平行な面で形成された開口面６ｂとを対向させることにより接続されている。この場合、第１の導波管４の開口面４ａの面積を第１の導波管４の断面積より小さくすることにより、後述するように開口面４ａにキャパシタンスが形成され、そのキャパシタンスが電波の伝送方向を曲げることにより発生するインダクタンスを打ち消すように、開口面積が調整されている。
【００１８】
すなわち、開口面４ａでの面積が小さくされることにより、その高さが第１導波管４の高さａ₁より小さく（幅方向の寸法は同じ）なり、図６（ａ）に示されるように、その開口面４ａでの不連続部分でキャパシタンスＣが形成される。このキャパシタンスＣは、開口面積が小さくなるほど大きくなり、開口面積が大きくなるとキャパシタンスＣが小さくなる。一方、伝送方向が急激に曲げられることにより、そのコーナ部分にインダクタンスＬが形成される。このインダクタンスＬは、接続面での角度が鋭角になるほど大きくなる。このキャパシタンスＣとインダクタンスＬとは、図６（ｂ）に示されるように、伝送線路に並列にリアクタンスを形成するため、この両者を打ち消し合うことにより、電波の伝送方向を曲げられることにより発生するインダクタンスの影響を解消することができる。
【００１９】
これらのキャパシタンスＣやインダクタンスＬは、各導波管および空胴６と開口面４ａの寸法および接合面の角度などにより計算により求めることができ、このキャパシタンスＣとインダクタンスＬとが相互に打ち消し合うような寸法の開口面積に形成されている。具体例として、前述の第１および第２の導波管４、５、ならびに空胴６の寸法で、開口面４ａの寸法は２２.９ｍｍ（幅）×５.１ｍｍ（高さ）となり、第１の導波管４の丁度半分になった。この開口面積の大きさは、導波管寸法や接合面の角度などにより異なってくる。
【００２０】
本発明の導波管回路によれば、導波管をＥ面が所定の角度（図１に示される例では９０°）でそのまま接続した構造になっているが、コーナ部分で発生するインダクタンス成分を、インピーダンスの異なる導波管を接続する開口面での不連続部分で形成されるキャパシタンスにより打ち消すように接続されているため、従来のコーナ導波管のような距離を離して特性をとる必要がなく、非常に小型で良好な周波数特性の導波管回路となる。
【００２１】
すなわち、従来の構造では、Ｅ面を９０°曲げるとコーナ部分でインダクタンスが発生し、マイクロ波の反射が大きくなる。この反射、すなわちインダクタンスを低減するために、従来は導波管を接続する部分の角をカットし、図８に示されるコーナ導波管３４のように、導波管の屈曲部を２ヵ所設け、それぞれの屈曲部に発生するインダクタンスが、ある距離だけ離れて設置されることにより、それらが相殺されるように設計されていた。そのため、コーナ導波管を設けると大きくなると共に、その距離は、周波数に応じて最適な値が決まってくるため、周波数によりその伝送特性が変るという問題があったが、本発明によれば、キャパシタンスにより相殺しているため、そのような問題も生じない。
【００２２】
実際に図１に示される構造の導波管回路の周波数に対する挿入損失およびリターンロスの特性を図７（ａ）に示す。従来の図８に示される構造の同様の周波数特性が図７（ｂ）に示されるように、小型になるのみならず、遥かに周波数特性も向上していることが分る。
【００２３】
図１に示される例のように、第１の金属ブロック１と第２の金属ブロック２とをネジ３により接合する構造にすることにより、第１の金属ブロック１の端面を平面に加工し、第２の金属ブロック２に空胴用溝６ａおよび第２の導波管用溝５ａを形成して両者を接合して組み立てることができるため、機械加工も容易であり、低コストで導波管回路を製造することができる。さらに、前述のように、キャパシタンスＣとインダクタンスＬとは計算により求められるが、実際には多少変動する場合があり、その場合でも、第１の金属ブロック１と第２の金属ブロック２とを接合する構造であれば、伝送特性をチェックしながら、両者をずらしてその開口面積を調整することができ、非常に高性能な導波管回路が得られる。なお、第１の金属ブロック１と第２の金属ブロック２との接合は、ネジ３によらないで、ハンダやロウ材などによる接合により一体化してもよい。
【００２４】
図２は、本発明による導波管回路の他の実施形態を示す断面図である。この例は、空胴６が２段構造に形成された例で、第１の空胴６１と第２の空胴６２とにより空胴６が形成されている。すなわち、第１の導波管４と第２の導波管５とのインピーダンスを徐々に近づけるように異なる中間の断面積を有するように形成されている。具体例としては、前述のように、第１の導波管４を、２２.９ｍｍ×１０.２ｍｍ、第２の導波管５を２２.９ｍｍ×２.６ｍｍとし、空胴６の第１の空胴６１を２２.９ｍｍ×７.２ｍｍ（高さａ_t1）、第２の空胴６２を２２.９ｍｍ×３.７ｍｍ（高さａ_t2）で、それぞれの長さを動作周波数のほぼ４分の１波長である１０ｍｍ程度に形成したものである。このように、インピーダンス変換部を多段に形成することにより、インピーダンス整合を充分にとることができて、広帯域の周波数特性が向上する。
【００２５】
このようなインピーダンス変換部を多段にして周波数特性を向上させる空胴６の場合でも、第１の空胴６１と第１の導波管４とを接合する開口面に形成されるキャパシタンスが、前述のように伝送方向が曲ることにより発生するインダクタンスを打ち消すように、開口面積を設定することにより、所望の角度に伝送方向を曲げる導波管回路を良好な特性で得ることができる。
【００２６】
図３は、図１の構造の変形例である。すなわち、第１の導波管４と第２の導波管の関係が図１の例と逆になり、第１の導波管４が断面積の小さい、すなわちインピーダンスの小さい導波管で構成されている。具体的には、第１の導波管４が２２.９ｍｍ×２.６ｍｍに形成され、第２の導波管５が２２.９ｍｍ×１０.２ｍｍに形成され、空胴６は図１の例と同じで２２.９ｍｍ×５ｍｍに形成されているが、空胴６と接合する第１の導波管４の開口面積は２２.９ｍｍ×１.３ｍｍで、第１の導波管４の断面積のほぼ半分にすることにより、前述のキャパシタンスとインダクタンスとを相殺することができた。他の構成は、図１の例と同じで、同じ部分には同じ符号を付してその説明を省略する。
【００２７】
図４は本発明による導波管回路のさらに他の実施形態を示す断面図である。この例は、伝送方向を９０°に曲げるのではなく、たとえば１２０°の方向に曲げる例で、前述の図２の例と同様に、空胴６も２段構成になっている。このように、９０°でない場合でも、第１の導波管４の開口面４ａを伝送方向に対して所望の角度である１２０°になるように第１の金属ブロック１の端面１ａを形成しておくことにより、前述の図２に示されるのと同様に空胴用溝および第２の導波管用溝を形成した第２の金属ブロック２を接合するだけで、所望の角度の方向に電波の伝送方向を曲げることができる。もちろん、コーナ部でのインダクタンスは前述の各例とは異なるため、接合面の開口面積を、そのインダクタンスを打ち消すキャパシタンスになるように調整する。各導波管の寸法が前述の例と同じで、開口部の寸法ｄが５.８ｍｍのときに、伝送特性の優れた導波管回路が得られた。
【００２８】
図５は、本発明の応用例を示すもので、インパット発振器の断面図である。すなわち、インパット発振器は、インパットダイオード１１を低インピーダンスの導波管（第２の導波管）５に設置し、インパットダイオード１１と第２の導波管５のショート面５１との間で形成される共振器の共振周波数で発振させる装置である。そのため、インパットダイオード１１をインピーダンスの小さい導波管に装填してインピーダンスの小さい導波管５で発振出力を出すことになるが、本発明の導波管回路を用いることにより、スペースをとることなく、通常の規格寸法の導波管である２２.９ｍｍ×１０.２ｍｍの第１の導波管４で、所望の方向に出力することができる。図５において、１２はインパットダイオード１１の入力端子である。なお、図５において、図１と同じ部分には同じ符号を付してその説明を省略する。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、導波管のインピーダンスを変換し、かつ、電波の伝送方向を曲げる導波管回路を、非常に小型で、しかも周波数特性の優れた高性能な導波管回路として、安価に得ることができる。その結果、伝送線路を導波管で構成する装置を小型化することができると共に、インパット発振器などのように、インピーダンスの小さい導波管を用いて作られる発振器でも、簡単に通常のインピーダンスの導波管で出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による導波管回路の一実施形態を示す斜視および断面の説明図である。
【図２】本発明による導波管回路の他の実施形態を示す断面説明図である。
【図３】図１に示される導波管回路の変形例を示す断面説明図である。
【図４】本発明による導波管回路の他の実施形態を示す断面説明図である。
【図５】本発明の導波管回路を用いた応用例を示す断面説明図である。
【図６】図１に示される導波管回路の開口面に形成されるキャパシタンスおよびインダクタンスの説明図およびその等価回路図である。
【図７】（ａ）は、図１に示される導波管回路の挿入損失およびリターンロスの特性例を示す図、（ｂ）は図８に示される従来構造の同様の特性例を示す図である。
【図８】従来のインピーダンスおよび電波の伝送方向を変換する導波管回路の一例を示す斜視および断面の説明図である。
【符号の説明】
１第１の金属ブロック
１ａ端面
２第２の金属ブロック
４第１の導波管
４ａ開口面
５第２の導波管
５ａ第２の導波管用溝
６空胴
６ａ空胴用溝
６１第１の空胴
６２第２の空胴[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a waveguide circuit used as a transmission line for radio waves such as microwaves and millimeter waves. More specifically, the present invention relates to a small and wide-band waveguide circuit having a corner portion that connects two waveguides having different impedances and changes the transmission direction of radio waves.
[0002]
[Prior art]
When connecting waveguides with different impedances and connecting the openings of the two waveguides to have a predetermined angle, the impedance is conventionally converted between a bent waveguide or a corner waveguide. A structure in which a tapered waveguide or a quarter wavelength transformer is manufactured separately and connected to each other is used (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
An example of the basic structure of a waveguide circuit using a corner waveguide and a quarter-wave transformer is shown in FIG. 8 as a perspective view and a sectional view thereof. The corner waveguide 34 in this example is called an E corner, and is formed by connecting two rectangular waveguides at an angle of 90 ° with the short sides of the two waveguides as the same plane. The angle is formed at two bent portions of 45 °. The quarter-wave transformer 35 connects a waveguide 40 having a length of approximately a quarter wavelength with an intermediate impedance between the waveguides to be connected between the two waveguides 38 and 39. It is a structure to do. In this example, the quarter-wave waveguide 40 is a single-stage transformer. However, in order to obtain a wider band, two or more quarter-wave waveguides having different impedances are connected. Structures are also known. The corner waveguide 34 and the quarter wavelength transformer 35 are connected by a bolt 36 and a nut 37.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2001-298301 A (FIG. 2)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the waveguide circuit as described above, the corner waveguide and the impedance transformer must be separately manufactured and connected, which increases the number of parts and increases the size of the waveguide circuit. There's a problem.
[0006]
The present invention has been made in order to solve such problems. An impedance converter and a radio wave transmission direction converter are integrated, and a small conversion waveguide can be obtained without narrowing the operating band. The purpose is to realize a circuit.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a waveguide circuit according to the present invention bends a first waveguide and a second waveguide having a different impedance from that of the first waveguide. In this way, the waveguide circuit is connected at a predetermined angle, and the cross-sectional area of the second waveguide is perpendicular to the transmission direction of the radio wave of the second waveguide. One end of a cavity having an intermediate value of each cross-sectional area in a direction perpendicular to the transmission direction is connected to the second waveguide along the transmission direction, and the other end of the cavity is The opening surface of the first waveguide is connected to the opening surface of the cavity formed in a direction parallel to the transmission direction of the radio wave of the second waveguide, and the connection is made. The opening area of the first waveguide at the opened surface is made smaller than the cross-sectional area of the first waveguide, thereby opening the opening. Surface capacitance is formed by, by the capacitance, the cavity in the cancellation of the inductance generated by bending the transmission direction of the radio wave, characterized in that it is connected to eliminate an impedance mismatch.
[0008]
Here, “connected along the transmission direction” means that the transmission direction is connected without being bent, and “direction intersecting the transmission direction” means the transmission direction. It means not a parallel direction but a direction forming a predetermined angle with respect to the transmission direction, and is not limited to a 90 ° direction.
[0009]
With this structure, the opening formed in the plane parallel to the transmission direction of the radio wave of the second waveguide of the cavity that matches the impedance of the first and second waveguides is made to be the first Since it is configured to be opposed to and connected to an opening formed in a direction intersecting with the transmission direction of the radio wave of the waveguide, the transmission direction conversion unit can be connected without connecting a separate waveguide like the E corner. Thus, a very small conversion circuit can be formed. In addition, the opening area on the opening surface of the first waveguide is reduced to form a capacitance, and the area of the opening surface is set so as to cancel out the capacitance and the inductance generated by bending the transmission direction. Therefore, there is no loss due to bending in the transmission direction, and excellent transmission characteristics can be obtained in a wide band.
[0010]
As a specific structure, for example, the first waveguide is formed of a first metal block, and a groove having a shape obtained by removing one wall surface along the transmission direction of the second waveguide and the cavity is provided. A second metal block is formed by joining the second metal block to an end surface of the first metal block where the opening surface of the first waveguide is formed. With such a configuration, the first metal block and the second metal block can be obtained simply by fixing the opening surfaces of the first metal block and the second metal block with screws or the like. A highly stable transmission direction change and impedance change waveguide circuit can be obtained. The conversion of the transmission direction is precisely defined by the angle of the opening surface of the first waveguide (end surface of the first metal block).
[0011]
The cross section of the cavity perpendicular to the transmission direction of the radio wave of the second waveguide has a structure having at least two different cross-sectional shapes, whereby impedance between the two waveguides is increased. Even if the difference is large, impedance can be brought close to each other and perfect matching can be achieved, and wideband impedance conversion can be performed, which is preferable.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, the waveguide circuit of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0013]
The waveguide circuit according to the present invention is different in impedance from the first waveguide 4 and the first waveguide 4 as shown in FIG. This is a waveguide circuit that connects the second waveguide 5 with a predetermined angle so that the transmission direction of radio waves is bent. The cross-sectional area in the direction perpendicular to the radio wave transmission direction of the second waveguide 5 is intermediate between the cross-sectional areas in the direction perpendicular to the radio wave transmission direction of the first and second waveguides 4 and 5. One end of a cavity 6 having a value of (having an intermediate impedance relative to the impedance of the first and second waveguides) is connected to the second waveguide 5 along the transmission direction of the radio wave. The other end of the cavity 6 has an opening formed in a direction intersecting the transmission direction of the radio wave of the first waveguide 4 and the transmission direction of the radio wave of the second waveguide 5 of the cavity 6. And the opening area of the first waveguide 4 in the connected opening surface is made smaller than the cross-sectional area of the first waveguide 4. As a result, a capacitance is formed on the aperture, and the transmission direction of the radio wave in the cavity is bent by the capacitance. Canceling the inductance generated by, and is formed so as to eliminate impedance mismatch.
[0014]
In the example shown in FIG. 1, the first waveguide 4 is formed in the first metal block 1, and the second waveguide 5 and the cavity 6 are formed in the second metal block 2. 2 is formed by the waveguide groove 5a and the cavity groove 6a and the end face 1a of the first metal block 1, and the first and second metal blocks 1 and 2 are joined and fixed by the screw 3. It is formed by.
[0015]
The cavity 6 has substantially the same structure as the conventional quarter wavelength waveguide 40 shown in FIG. 8 and is formed so as to match the impedances of the first and second waveguides 4 and 5. Yes. That is, as shown in FIG. 6, the admittance Y (impedance Z) in each of the waveguides 4 and 5 and the cavity 6, and the equivalent circuit diagram thereof, the admittance (impedance) of the first and second waveguides are shown. each _{_{Y 1 (Z 1), Y}} 2 (Z 2), the cavity of the admittance (the impedance) When _{_{Y t (Z t), Z}} t = (Z 1 × Z 2) so that ^1/2 Designed. If changing the widthwise dimension of the waveguide, the impedance of the waveguide is substantially proportional to its height _{_{_{a 1, a 2, a t}}} , a _{_{a t = (a 1 × a}} 2) 1/2 so that the height a _t the cavity 6 is determined.
[0016]
As a specific example, for example, for 9.4 GHz, the dimension of the first waveguide 4 is 22.9 mm (width) × 10.2 mm (height a ₁ ), and the second waveguide 5 is 22 In the case of 2.9 mm (width) × 2.6 mm (height a ₂ ), the cavity 6 has an intermediate dimension between them, 22.9 mm (width) × 5 mm (height a _t ) × 10 mm (length). Is formed.
[0017]
In addition, the connection between the cavity 6 and the first waveguide 4 is not a connection along the transmission direction of the conventional radio wave. In the example shown in FIG. 1, the transmission direction of the radio wave is at an angle of 90 °. It differs from the conventional quarter wavelength transformer in that it is connected to bend. That is, the connection between the one end side of the cavity 6 and the second waveguide 5 is connected along the transmission direction of radio waves such as microwaves as in the prior art, but the other end side of the cavity 6 and the second waveguide 5 are connected to each other. The first waveguide 4 is connected to the opening 4a formed by a surface intersecting the radio wave transmission direction of the first waveguide 4 so that the radio wave transmission direction is directly bent. The two waveguides 5 are connected by facing an opening surface 6b formed by a surface parallel to the radio wave transmission direction. In this case, by making the area of the opening surface 4a of the first waveguide 4 smaller than the cross-sectional area of the first waveguide 4, a capacitance is formed in the opening surface 4a as will be described later, and the capacitance becomes a radio wave. The opening area is adjusted so as to cancel the inductance generated by bending the transmission direction.
[0018]
That is, when the area of an opening surface 4a is reduced, its height is first smaller than the height a ₁ of the waveguide 4 (dimensions in the width direction is the same) becomes, as shown in FIG. 6 (a) Thus, the capacitance C is formed at the discontinuous portion on the opening surface 4a. The capacitance C increases as the opening area decreases, and the capacitance C decreases as the opening area increases. On the other hand, when the transmission direction is suddenly bent, an inductance L is formed at the corner portion. The inductance L increases as the angle at the connection surface becomes acute. As shown in FIG. 6B, the capacitance C and the inductance L are generated by bending the transmission direction of the radio wave by canceling both of them in order to form a reactance in parallel with the transmission line. The influence of inductance can be eliminated.
[0019]
The capacitance C and the inductance L can be obtained by calculation based on the dimensions of the respective waveguides and the cavities 6 and the opening surface 4a, the angle of the joint surface, and the like so that the capacitance C and the inductance L cancel each other. It is formed in an opening area of a proper size. As a specific example, the dimensions of the first and second waveguides 4 and 5 and the cavity 6 are 22.9 mm (width) × 5.1 mm (height). That is exactly half that of one waveguide 4. The size of the opening area varies depending on the waveguide dimension, the angle of the joint surface, and the like.
[0020]
According to the waveguide circuit of the present invention, the E-plane is connected as it is at a predetermined angle (90 ° in the example shown in FIG. 1), but the inductance component generated at the corner portion. Are connected so as to cancel each other by the capacitance formed by the discontinuous portion on the opening surface connecting the waveguides having different impedances, and it is necessary to take a characteristic at a distance as in the conventional corner waveguide. Therefore, the waveguide circuit is very small and has good frequency characteristics.
[0021]
That is, in the conventional structure, when the E plane is bent by 90 °, inductance is generated at the corner portion, and the reflection of the microwave is increased. In order to reduce this reflection, that is, the inductance, conventionally, the corner of the portion where the waveguide is connected is cut, and two bent portions of the waveguide are provided like the corner waveguide 34 shown in FIG. The inductance generated in each bent portion is designed to be offset by being set apart by a certain distance. Therefore, when the corner waveguide is provided, the distance becomes larger and the optimum value is determined according to the frequency.Therefore, the transmission characteristic varies depending on the frequency. Such a problem does not occur because the capacitance cancels out.
[0022]
FIG. 7A shows the characteristics of the insertion loss and the return loss with respect to the frequency of the waveguide circuit having the structure shown in FIG. It can be seen that the same frequency characteristic of the conventional structure shown in FIG. 8 is not only reduced in size but also greatly improved in frequency characteristic as shown in FIG. 7B.
[0023]
As shown in the example shown in FIG. 1, the first metal block 1 and the second metal block 2 are joined to each other with screws 3, thereby processing the end surface of the first metal block 1 into a plane, Since the cavity groove 6a and the second waveguide groove 5a can be formed in the second metal block 2 and they can be joined and assembled, the machining is easy and the waveguide circuit is low in cost. Can be manufactured. Furthermore, as described above, the capacitance C and the inductance L can be obtained by calculation, but may actually vary somewhat. Even in this case, the first metal block 1 and the second metal block 2 are joined. With such a structure, the opening area can be adjusted by shifting both of them while checking the transmission characteristics, and a very high performance waveguide circuit can be obtained. Note that the first metal block 1 and the second metal block 2 may be joined together by joining with solder, brazing material, or the like without using the screws 3.
[0024]
FIG. 2 is a cross-sectional view showing another embodiment of the waveguide circuit according to the present invention. In this example, the cavity 6 is formed in a two-stage structure, and the cavity 6 is formed by a first cavity 61 and a second cavity 62. That is, the first waveguide 4 and the second waveguide 5 are formed so as to have different intermediate cross-sectional areas so as to gradually approach the impedance. As a specific example, as described above, the first waveguide 4 is 22.9 mm × 10.2 mm, the second waveguide 5 is 22.9 mm × 2.6 mm, and the first The cavity 61 is 22.9 mm × 7.2 mm (height a _t1 ), and the second cavity 62 is 22.9 mm × 3.7 mm (height a _t2 ). It is formed to about 10 mm which is a quarter wavelength. Thus, by forming the impedance converters in multiple stages, sufficient impedance matching can be achieved and the frequency characteristics in a wide band are improved.
[0025]
Even in the case of the cavity 6 that improves the frequency characteristics by providing such an impedance conversion section in multiple stages, the capacitance formed on the opening surface that joins the first cavity 61 and the first waveguide 4 is the same as that described above. By setting the opening area so as to cancel out the inductance generated by bending the transmission direction as described above, a waveguide circuit that bends the transmission direction to a desired angle can be obtained with good characteristics.
[0026]
FIG. 3 is a modification of the structure of FIG. That is, the relationship between the first waveguide 4 and the second waveguide is reversed from the example of FIG. 1, and the first waveguide 4 is configured by a waveguide having a small cross-sectional area, that is, a small impedance. Has been. Specifically, the first waveguide 4 is formed to 22.9 mm × 2.6 mm, the second waveguide 5 is formed to 22.9 mm × 10.2 mm, and the cavity 6 is formed as shown in FIG. Although it is the same as the example and is formed in 22.9 mm × 5 mm, the opening area of the first waveguide 4 joined to the cavity 6 is 22.9 mm × 1.3 mm. The capacitance and inductance described above could be offset by reducing the cross-sectional area to almost half. Other configurations are the same as those in the example of FIG. 1, and the same portions are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0027]
FIG. 4 is a sectional view showing still another embodiment of the waveguide circuit according to the present invention. In this example, the transmission direction is not bent at 90 °, but is bent at, for example, 120 °, and the cavity 6 has a two-stage configuration as in the example of FIG. Thus, even when the angle is not 90 °, the end surface 1a of the first metal block 1 is formed so that the opening surface 4a of the first waveguide 4 has a desired angle of 120 ° with respect to the transmission direction. As shown in FIG. 2, the second metal block 2 in which the cavity groove and the second waveguide groove are formed is joined, and the radio wave is transmitted in a desired angle direction. The transmission direction can be bent. Of course, since the inductance at the corner is different from the above-described examples, the opening area of the joint surface is adjusted to a capacitance that cancels the inductance. A waveguide circuit having excellent transmission characteristics was obtained when the dimensions of each waveguide were the same as in the above example and the dimension d of the opening was 5.8 mm.
[0028]
FIG. 5 shows an application example of the present invention and is a cross-sectional view of an impatting oscillator. In other words, the impatting oscillator has the impatting diode 11 installed in a low impedance waveguide (second waveguide) 5, and between the impatting diode 11 and the short surface 51 of the second waveguide 5. It is a device that oscillates at the resonance frequency of the formed resonator. For this reason, the impatt diode 11 is loaded in a waveguide having a low impedance and an oscillation output is output by the waveguide 5 having a low impedance. However, a space is taken up by using the waveguide circuit of the present invention. However, the first waveguide 4 having a size of 22.9 mm × 10.2 mm, which is a waveguide having a normal standard size, can output in a desired direction. In FIG. 5, reference numeral 12 denotes an input terminal of the impatt diode 11. In FIG. 5, the same parts as those in FIG.
[0029]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a waveguide circuit that converts the impedance of a waveguide and bends the transmission direction of a radio wave has a very small size and a high-performance waveguide with excellent frequency characteristics. As a tube circuit, it can be obtained at low cost. As a result, it is possible to reduce the size of the device that configures the transmission line with a waveguide, and even an oscillator that uses a waveguide with a low impedance, such as an impatting oscillator, can easily conduct normal impedance. Can be output with a wave tube.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view and a cross-sectional view showing an embodiment of a waveguide circuit according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory cross-sectional view showing another embodiment of the waveguide circuit according to the present invention.
FIG. 3 is an explanatory cross-sectional view showing a modification of the waveguide circuit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is an explanatory sectional view showing another embodiment of the waveguide circuit according to the present invention.
FIG. 5 is a cross-sectional explanatory view showing an application example using the waveguide circuit of the present invention.
6 is an explanatory diagram of capacitance and inductance formed on the opening surface of the waveguide circuit shown in FIG. 1 and an equivalent circuit diagram thereof. FIG.
7A is a view showing an example of characteristics of insertion loss and return loss of the waveguide circuit shown in FIG. 1, and FIG. 7B is a view showing a similar example of characteristics of the conventional structure shown in FIG. It is.
FIGS. 8A and 8B are a perspective view and a cross-sectional view illustrating an example of a conventional waveguide circuit that converts impedance and radio wave transmission direction. FIGS.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 1st metal block 1a End surface 2 2nd metal block 4 1st waveguide 4a Opening surface 5 2nd waveguide 5a 2nd waveguide groove 6 Cavity 6a Cavity groove 61 1st Cavity 62 Second Cavity

Claims

A waveguide circuit that connects a first waveguide and a second waveguide having a different impedance from the first waveguide at a predetermined angle so that the transmission direction of radio waves is bent. The cross-sectional area perpendicular to the radio wave transmission direction of the second waveguide is intermediate between the cross-sectional areas perpendicular to the radio wave transmission direction of the first and second waveguides. One end of a cavity having a value is connected to the second waveguide along the transmission direction, and the other end of the cavity is connected to the opening surface of the first waveguide and the cavity. An opening area of the first waveguide in the connected opening face is connected to an opening face formed in a direction parallel to the radio wave transmission direction of the second waveguide of the trunk. Is made smaller than the cross-sectional area of the first waveguide, thereby forming a capacitance at the opening surface, More, the cavity in the cancellation of the inductance generated by bending the transmission direction of the radio wave, a waveguide circuit, characterized by being connected to eliminate an impedance mismatch.

The first waveguide is formed by a first metal block, and a groove having a shape obtained by removing one wall surface along the transmission direction of the second waveguide and the cavity is formed by a second metal block. 2. The waveguide circuit according to claim 1, wherein the second metal block is joined to an end surface of the first metal block where the opening surface of the first waveguide is formed.

The waveguide circuit according to claim 1, wherein a cross section of the cavity perpendicular to the transmission direction has at least two different cross sectional shapes.