JP3973193B2

JP3973193B2 - Magnetic detection circuit

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Publication number: JP3973193B2
Application number: JP2001319846A
Authority: JP
Inventors: 川上　　誠
Original assignee: Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Metals Ltd
Priority date: 2001-10-17
Filing date: 2001-10-17
Publication date: 2007-09-12
Anticipated expiration: 2021-10-17
Also published as: JP2003121521A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定磁場の磁気を検出することが可能な、特に、直交フラックスゲート型の磁気検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）に用いる電子コンパス、即ち方位センサ，車載ナビゲーションシステムに用いるＧＰＳ装置の補完用方位センサ，無人搬送車の自動走行システムに用いる車体の姿勢制御用方位センサ，又は、高精度テレビの色ずれ補正を目的としたアクティブ磁気シールド用地磁気センサなど、被測定磁場の磁気（磁場の強さ及び方向）を検出することが可能な高精度であり小型，低価格の磁気センサに対する需要が増大している。
【０００３】
従来のこの種の磁気センサとしては、ホール素子，ＭＲ素子，ＭＩ素子，量子干渉素子（ＳＱＵＩＤ），平行又は直交フラックスゲート型素子等が用いられている。これらのうちホール素子は低感度であり、またＭＲ素子，ＭＩ素子等は、単体では磁場の方向検出ができず複数個必要とするという難点があるのに対し、フラックスゲート型素子は平行型，直交型のいずれにあっても単体で磁場の強さ及び方向の検出が可能であるという利点を有している。しかも検出出力の直線性，温度特性，分解能にも優れており、特に検出精度の面で、より高精度の検出が可能な直交フラックスゲート型素子が注目されている。
【０００４】
図８は、直交フラックスゲート型素子の磁気センサ（磁気検出素子）の構成を示す斜視図であり、図中１は内部導体、２はコア、３は検出コイル、４は外部導体、１００は高周波電源を示している。内部導体１は金属又はその他の導電性材料製であり、円柱形をなしている。また、外部導体４も金属又はその他の導電性材料製であり、内径が内部導体１の直径よりも大きい円筒形をなしている。内部導体１と外部導体４とは前者を内側に、後者を外側にして相互の間に絶縁材料を介在させた状態で同軸的に配設され、内部導体１及び外部導体４の、図中矢符にて示す磁気の検出方向の同じ側の一端部同士は端板４ａによって電気的に接続されている。
【０００５】
内部導体１の他端は、外部導体４の他端から所定長外方に突き出して位置せしめられている。これら内部導体１の外周面、外部導体４の内、外周面及び端板４ａの内周面には絶縁材料を蒸着又はコーティングしてある。そしてこの内部導体１と外部導体４との間に形成されている円筒形をなす空間部内に、例えばパーマロイ（Ｎｉ−Ｆｅ合金）、センダスト（Ｆｅ−Ａｌ−Ｓｉ合金）、ソフトフェライト等の軟質磁性材料にて円筒形に形成したコア２が嵌挿せしめられている。
【０００６】
コア２の一端は端板４ａの内周面に接する位置まで挿入され、また他端は外部導体４の他端から所定長突き出されている。このコア２と内部導体１、外部導体４との間は密接状態とする必要はなく、適宜の遊びがあって遊動可能な状態としてもよい。また、外部導体４の外周には検出コイル３が所定方向に所定回数巻回されている。
【０００７】
上述した如くの磁気センサにて、内部導体１と外部導体４との他端部間に、高周波電源１００から励磁電流を通流してコア２を励磁し、前記検出コイル３の出力に基づいて被測定磁場の磁気を検出する。
【０００８】
図９は、内部導体１及び外部導体４に接続されて電流を通流すると共に、検出コイル３に接続されて被測定磁場の磁気を検出するための、従来の磁気検出回路の概略構成を示すブロック図であり、図１０及び図１１は、前記磁気検出回路の一例を示す回路図である。図中５は、セラミック発振子、水晶発振子等を用いる発振・分周回路であり、例えば７ｋＨｚと１４ｋＨｚとの２種類の高周波電力（矩形波）が出力され、そのうち７ｋＨｚの高周波（励磁信号：周波数ｆ）は、励磁回路６へ入力される。励磁回路６はコンデンサ（Ｃ）及び抵抗素子（Ｒ）を用いた充放電回路などからなり、入力された高周波を略正弦波化して励磁電流として出力し、内部導体１及び外部導体４へ印加される。また、発振・分周回路５から出力される高周波電力のうち、１４ｋＨｚの高周波（検出用参照信号：周波数２ｆ）は、位相検波器（同期整流器：ＰＳＤ）８へ付与されるようになっている。
【０００９】
ここで、図９乃至図１１に示す磁気検出回路の場合、励磁電流の大きさ、即ち、コア２の磁化を飽和させるために必要な電流（ピーク電流）Ｉｐは、コア２の材料の磁気特性（保磁力）及びコア２の形状（励磁磁路長）により一義的に決定され、平均励磁電流は約０．７Ｉｐとなる。
【００１０】
一方、検出コイル３の検出電圧は、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦ）７へ入力され、雑音を除去され、位相検波器８へ入力されて検波された後、Ｃ，Ｒ，オペアンプ等からなる整流・平滑回路９へ入力される。整流・平滑回路９は入力された検波信号を全波整流化及び平滑化し、磁場の強さに対応し向きに応じた正又は負の検出信号を出力する。
【００１１】
図１２は、直交フラックスゲート型の磁気センサにて磁気の検出を行う際における励磁電流、コア２の検出方向における磁化の程度、検出コイル３の出力電圧、及び整流・平滑回路９にて全波整流された検波信号夫々の波形図である。磁気センサを、その内部導体１及びコア２の軸心線を外部磁界（被測定磁場）の方向と平行になるように配置した場合、外部磁界の磁束はコア２に引き寄せられてコア２内を通る磁路が形成される。
【００１２】
内部導体１に図１２に示す如き正弦波の励磁電流を通流したとき、コア２の周面は磁化され、また、励磁電流が図１２（ａ）に示す状態から増大して図１２（ｂ）に示す如く最大値に達したとき、コア２の磁化が飽和状態となり、外部磁界の磁束はコア２から離れて内部導体と平行となる。
【００１３】
この間、コア２の検出方向の磁化の程度は図１２に示す如くに低下し、また検出コイル３の出力電圧はコア２の検出方向の磁化の程度の低下率の大きい位置で大きくなり、該磁化の程度が最小値に達したときに０となる。
【００１４】
励磁電流が最大値から減少していき、ゼロクロス点に達する過程で図１２（ｃ）に示す如く、再び外部磁界の磁束はコア２内を通るようになる。励磁電流の向きが逆になったとき、コア２の周面は周方向の逆向きに磁化され、励磁電流が減少して負の最大値に達したとき、コア２の磁化が再び飽和状態となり、外部磁界の磁束はコア２の軸心線と平行になる。この間、検出コイル３の出力はコア２の磁化の程度の増加率の大きい位置で小さくなり、該磁化の程度が最大値に達したときに再び０となる変化を繰り返す（図１２（ｃ）〜（ｅ）参照）。この結果、励磁電流の１周期の変化に対応して検出コイル３の出力電圧は２周期分変化する。また、検出コイル３の出力電圧が位相検波器８にて検波され、整流・平滑回路９にて整流されることにより得られる信号は、図１２に示す如く、４周期分変化する。
【００１５】
上述した如く、内部導体１及び外部導体４間に正弦波の励磁電流を通流し、コア２を周期的に周方向に励磁することにより、コア２を通る外部磁界の磁束が変化し、図１２に示す如く検出コイル３から外部磁界の強さに対応した出力電圧を得ることができる。
【００１６】
なお、上記磁気検出回路には種々の有効な工夫が施されている。例えば、第１に励磁回路６の場合、発振・分周回路５から出力される電力の波形が矩形波であるため、正弦波化する必要があり、基本波成分を取り出すローパスフィルタを用いる。しかし、該ローパスフィルタの温度係数に基づく温度変化によってローパスフィルタのフィルタ特性が変化し、励磁信号の位相が温度によって変化する。ところで、上記磁気検出回路は位相検波器８を用いているため、励磁信号及び検出用参照信号の位相変化が感度係数に比較的大きな影響を与える。即ち、励磁信号の位相変化に伴い感度係数が大きく変化し、温度特性が悪化してしまう。従って、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数を、基本波の周波数ｆと３ｆとの中間に設定し、３ｆ以上の周波数成分を大幅にカットするローパスフィルタを用いることにより基本波の大部分を通過させ、ローパスフィルタの温度変化による影響を回避するようにしてある。
【００１７】
第２に、ＢＰＦ７が備えるフィルタは、検出電圧の周波数である２ｆ近傍での位相特性が重要である。即ち、周波数２ｆの近傍で周波数が変化した場合の位相の変化の割合が大きい場合、フィルタの温度係数に基づき温度変化に応じて検出電圧の位相が大きく変化してしまい、検出感度の温度係数が大きくなって温度特性が悪化してしまう。従って、フィルタとして中心周波数２ｆ近傍での位相変化が比較的少ないものを用いる。より具体的には、Ｑの高い１段フィルタを用いず、Ｑの低いフィルタを２段にして用いる。また、１段目と２段目とのフィルタの中心周波数をずらすことによっても同様の効果を奏することができる。更に、スイッチドキャパシタフィルタを用いるのも有効である。
【００１８】
第３に、磁気センサを複数個用いて磁気検出を行う場合などでは、磁気センサの特性が夫々異なるため、発振・分周回路５にてＩＣ及びスイッチを用い、夫々の磁気センサの特性に応じて検出用参照信号の位相を最適化している。
【００１９】
第４に、整流・平滑回路９へ入力された検波信号は、全波整流されるため周波数成分は４ｆが主となる。従って、平滑化する場合に４ｆを大幅にカットすることができるフィルタを用いている。また、望ましくは４ｆに伝送零点を有するフィルタを用いる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図９乃至図１１にて示した磁気検出回路の場合、被測定磁場の磁気（磁場の強さ及び方向）を検出することが可能な他、比較的小型化及び低価格化が可能である。しかし、ＰＤＡ等の携帯端末に搭載する場合などは、電池又は充電池から供給される電力により駆動する必要があり、消費電力の低減が課題として存在する。即ち、磁気検出回路での電力消費のうち主たるものは励磁電流によるものであり、前述した如く、前記磁気検出回路では磁気センサが決定された場合に平均励磁電流は約０．７Ｉｐと決定され、消費電力の低減が図り難いという問題がある。
【００２１】
また、励磁回路６にて充放電回路を用いる場合に、該充放電回路のＣＲ時定数を小さくすることにより励磁電流の低減が可能であり、消費電力の低減を図ることは可能であるが、これに伴い検出用参照信号に含まれる周波数２ｆの成分が少なくなり、感度低下をきたしてしまう。
【００２２】
また、励磁信号と検出用参照信号との周波数が異なるため、発振・分周回路が比較的複雑であるという問題がある。また、ＢＰＦ７において中心周波数２ｆ近傍での安定化を図るため、大容量で精度の高いコンデンサ及び抵抗素子が必要であり、フィルムコンデンサ、金属皮膜抵抗素子等を用いているが、これらの電子素子は容積も大きく、特に磁気検出回路のＩＣ化を図るためには大きな障害となっている。同様に、充放電回路に用いられるコンデンサ及び抵抗素子についてもその容積の大きさがＩＣ化の妨げとなっている。
【００２３】
本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、磁気センサへ通流する電流をパルス波形電流とすべく、発振・分周回路５に代えてパルス生成回路を備えることにより、充放電回路などからなる励磁回路６が不要であり、容積の大きいコンデンサ及び抵抗素子を用いる必要がなく、更なる小型化を図ることができてＩＣ化を実現できるとともに、より安価な磁気検出回路を提供することを目的とする。
【００２４】
また、ＢＰＦ７に代え、前記検出コイルの出力に基づき、被測定磁場における磁束の変化を検出する磁束変化検出回路を備え、該磁束変化検出回路は、時定数が第１閾値以下で積分特性を有し、時定数が前記第１閾値とは異なる第２閾値以上で微分特性を有することにより、ＢＰＦ７にて用いていた容積の大きいコンデンサ及び抵抗素子が不要となり、ＩＣ化を実現できるとともに、微分特性によりオフセットの除去ができゼロ点の確保が可能であり、また、磁束変化検出回路の出力は前記パルス生成回路が生成するパルス波形電流と略同一タイミングで変化し、分周回路が必要なくなり、より安価な磁気検出回路を提供することを目的とする。
【００２５】
また、前記パルス発生回路が生成するパルス波形電流の出力時点に対して同期的に前記磁束変化検出回路の出力値のサンプリングを行い、サンプリングにより得られた値をホールドするためのサンプリングホールド回路を備えるにより、パルス波形電流のDuty比（オン／オン＋オフの時間比）を小さくした場合であっても、検出感度を低下させることなく、また、Duty比をより小さくすることによって消費電力を低減することができ、汎用性のより高い磁気検出回路を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
第１発明に係る磁気検出回路は、検出コイルが巻回された導体へ通電することにより被測定磁場の磁束を変化させた場合における、前記検出コイルの出力に基づき、前記被測定磁場における磁気を検出するための直交フラックスゲート型の磁気検出回路において、前記導体へ通流するパルス波形電流を生成するパルス生成回路を備えることを特徴とする。
【００２７】
第２発明に係る磁気検出回路は、第１発明に係る磁気検出回路において、前記検出コイルの出力に基づき、被測定磁場における磁束の変化を検出する磁束変化検出回路を備え、該磁束変化検出回路は、時定数が第１閾値以下で積分特性を有し、時定数が前記第１閾値とは異なる第２閾値以上で微分特性を有することを特徴とする。
【００２８】
第３発明に係る磁気検出回路は、第２発明に係る磁気検出回路において、前記パルス生成回路が生成するパルス波形電流の出力時点に対して同期的に前記磁束変化検出回路の出力値のサンプリングを行い、サンプリングにより得られた値をホールドするためのサンプリングホールド回路を備えることを特徴とする。
【００２９】
第１発明に係る磁気検出回路による場合は、パルス生成回路を備えることにより、構成の複雑な発振・分周回路が不要であり、容積の大きなコンデンサ及び抵抗素子を必要とする充放電回路等からなる励磁回路が不要であり、更なる小型化によってＩＣ化を図ることが可能である磁気検出回路を実現することができる。
【００３０】
第２発明に係る磁気検出回路による場合は、第１発明に係る磁気検出回路において、ＢＰＦに代えて、時定数に応じて積分特性及び微分特性を有する磁束変化検出回路を備えることにより、ＢＰＦにて用いた容積の大きなコンデンサ及び抵抗素子が不要となって小型化、即ちＩＣ化が可能となるとともに、微分特性によりオフセットの除去ができゼロ点の確保が可能であり、更に、磁束変化検出回路の出力がパルス生成回路から出力されるパルス波形電流と略同一タイミングで変化するため、分周回路が必要なくなり、簡易な回路構成となる磁気検出回路を実現することができる。
【００３１】
第３発明に係る磁気検出回路による場合は、第２発明に係る磁気検出回路において、サンプリングホールド回路を備えることにより、パルス波形電流のDuty比を小さくした場合であっても検出感度が低下することなく、Duty比を更に小さくすることによって消費電力を低減することができる磁気検出回路を実現することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて詳述する。図１は本発明に係る磁気検出回路の概略構成を示す模式図であり、図２は前記磁気検出回路の一例を示す回路図である。図１中１０はパルス生成回路であり、該パルス生成回路１０にて生成されたパルス信号は、パルス波形の励磁電流として、図８にて示した如くの内部導体１及び外部導体４に印加され、コア２を励磁する。なお、図２ではパルス生成回路１０を省略しているが、これは公知の回路を用いて構成することができる。また、本実施の形態では、パルス生成回路１０は、オン時間Ｔ１、オフ時間Ｔ２としてDuty比が１〜２％のパルスを生成して出力する。なお、Duty比は少なくとも１０％以下であることが望ましく、後述する磁束変化検出回路１１の時定数設定の制約上、より完全な磁束変化の再現のたいめには１〜２％以下であることが望ましい。
【００３３】
また図１，２中１４は、パルス生成回路１０から出力されたパルス信号に基づき、コア２を励磁すべくピーク電流がＩｐとなる励磁電流を生成するための励磁パルス電流生成回路である。該励磁パルス電流生成回路１４は、パルス生成回路１０から出力されたパルス信号が入力されるベース端子を有するトランジスタ１４１を備え、該トランジスタ１４１のコレクタ端子には、抵抗素子１４３を介して正の定電圧源１４２が接続されている。前記コレクタ端子及び抵抗素子１４３の共通接点と、負の定電圧源１４４との間にはコンデンサ１４５が介装されており、前記負の定電圧源１４４及びコンデンサ１４５の共通接点と、抵抗素子１４６を介した前記トランジスタ１４１のエミッタ端子とが、励磁パルス電流生成回路１４の出力端子をなしている。
【００３４】
一方、検出コイル３の検出電圧は、磁束変化検出回路１１へ入力され、被測定磁場の変化分が再生され、電圧として出力される。磁束変化検出回路１１は、前記検出電圧が入力される２つの入力端子のうち一方の入力端子はオペアンプ１１１の非反転入力端子に接続され、他方の入力端子との間には抵抗素子１１２が介装されている。前記オペアンプ１１１の反転入力端子及び出力端子間には、並列接続された抵抗素子１１３及びコンデンサ１１４が接続されて負帰還がかけられており、反転入力端子及び前記他方の入力端子間には直列接続された抵抗素子１１５及びコンデンサ１１６が介装されている。また、オペアンプ１１１の出力端子は、抵抗素子１１７を介して磁束変化検出回路１１の一方の出力端子をなし、前記他方の入力端子は、磁束変化検出回路１１の他方の出力端子をなすとともに磁気検出回路の一方の出力端子をなしている。なお、磁束変化検出回路１１において、抵抗素子１１３及びコンデンサ１１４は、励磁電流のパルス幅の１／２〜１倍程度の時定数（第１閾値）以下では積分特性を有するように予め設定されており、また、抵抗素子１１５及びコンデンサ１１６は、励磁電流のパルス幅の５０〜１００倍程度の時定数（第２閾値）以上では微分特性を有するように予め設定されている。なお、この時定数はパルス信号のDuty比を考慮し、適宜選択することが好ましい。
【００３５】
前記パルス生成回路１０から出力されたパルス信号は、励磁パルス電流生成回路１４を経て励磁電流となるとともに、サンプリングホールド回路（図中、ＳＨ回路）１２へ入力され、磁束変化検出回路１１にて再生された磁場の変化分に対応した電圧値がサンプリングされ、所定期間ホールドされる。該サンプリングホールド回路１２は、前記パルス信号が入力されるベース端子を有するトランジスタ１２１を備え、該トランジスタ１２１のコレクタ端子は磁束変化検出回路１１の一方の出力端子と接続されている。また、トランジスタ１２１のエミッタ端子はサンプリングホールド回路１２の一方の出力端子をなすとともに、磁束変化検出回路１１の他方の出力端子との間にコンデンサ１２２が介装されている。前記コンデンサ１２２と、前記磁束変化検出回路１１の他方の出力端子との共通接点は、サンプリングホールド回路１２の他方の出力端子をなしている。
【００３６】
前記サンプリングホールド回路１２にてホールドされた電圧値は、平滑回路１３にて平滑化されることにより、被測定磁場の向き及び強さに対応した信号が出力される。平滑回路１３は、前記サンプリングホールド回路１２の一方の出力端子に接続される非反転入力端子を有するオペアンプ１３１を備え、該オペアンプ１３１の反転入力端子及び出力端子間には可変抵抗素子１３２が接続されて負帰還がかけられている。また、可変抵抗素子１３３に直列接続された抵抗素子１３４，１３５は、その抵抗素子１３４，１３５の共通接点がオペアンプ１３１の反転入力端子に接続されている。また、抵抗素子１３５における前記共通接点と逆の端子には、サンプリングホールド回路１２の他方の出力端子が接続され、平滑回路１３の一方の出力端子をなしている。また、オペアンプ１３１の出力端子は抵抗素子１３６を介して平滑回路１３の他方の出力端子をなしており、両出力端子間にはコンデンサ１３７が介装されている。
【００３７】
次に、上述した回路構成をなす本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて被測定磁場の磁気検出を行う場合について説明する。図３は、直交フラックスゲート型の磁気センサを用いた場合の、励磁電流、被測定磁場の磁束、検出コイル３の出力電圧、磁束変化検出回路１１の出力電圧、及びサンプリングホールド回路１２の出力電圧夫々の波形図である。
【００３８】
内部導体１に、図３に示す如き単極矩形のパルス波形の励磁電流を通流した場合、励磁電流がオンのときにコア２の周面は磁化されて直後に飽和状態となり、被測定磁場の磁束はコア２から離れ、コア２内を通る被測定磁場による磁束は図３に示す如く０になる。時間Ｔ１経過後、励磁電流がオフとなったとき、コア２内には、被測定磁場による磁束が形成され、励磁電流のオフから時間Ｔ２経過までこの状態が維持される。その後引き続いて、時間Ｔ１のオンと、時間Ｔ２のオフからなるパルス波形の励磁電流が通流され、これに伴い、被測定磁場により形成されるコア２内の磁束は、励磁電流とは逆の時間Ｔ１のオフと、時間Ｔ２のオンからなる矩形のパルス波形をなす変化を繰り返す。
【００３９】
この間、検出コイル３の出力電圧は、コア２の磁化の程度の増加率が最大のときに最大値、減少率が最大のときに最小値をとり、その間はゼロ点へ収束していくという変化を繰り返す。
【００４０】
また、磁束変化検出回路１１の出力電圧は、励磁電流がオン状態である時間Ｔ１の間、その積分特性により検出コイル３の出力電圧値が累積されて図３に示す如くの波形をなす。また、励磁電流がオフ状態である時間Ｔ２の間は、その積分特性により出力電圧は低下し、更にその微分特性によりゼロ点を超過して低下した後に再びゼロ点へ収束していき（オフセットの除去、及びゼロ点の確保）、図３に示す如くの波形をなす。
【００４１】
また、サンプリングホールド回路１２では、パルス生成回路１０から入力されたパルス信号に略同期して磁束変化検出回路１１から入力された電圧値をサンプリングする。従って、時間Ｔ１の間、磁束変化検出回路１１から出力される電圧値をサンプリングし、その後時間Ｔ２の間はサンプリングした電圧値をホールドすることにより、その出力電圧は図３に示す如くの波形をなす。従って、パルス生成回路１０からパルス信号が出力されてない状態であっても、検出コイル３から出力されて磁束変化検出回路１１にて再生された電圧値がホールドされているため、平滑回路１３を経て出力される信号による感度低下は生じず、パルス信号のDuty比を小さくすることができ、励磁電流の低減、即ち、消費電力の低減を図ることができる。
【００４２】
なお、本実施の形態では、パルス生成回路１０にて生成するパルス信号として周期がＴ１＋Ｔ２の一定なものについて説明しているが、これに限られるものではなく、例えば、被測定磁場の磁気を検出すべき命令が発生した場合に、一又は所定数のパルス信号を生成し、該パルス信号に基づく磁気の検出が終了するか更なる命令が発生するまでの間はパルス信号を生成しなくてもよい。
【００４３】
図４乃至図７に、本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて実験を行った結果をグラフにて示す。図４は、パラメータとしてパルス信号のパルス幅を６μＳ、励磁電流のピーク値Ｉｐを４５０ｍＡ、電源電圧を６Ｖ（±３Ｖ）と選択した場合における、３〜１４ｋＨｚと変化させたパルス信号の周波数に対する消費電流、及び被測定磁場の磁束密度を０．５ガウスとしたときの検出感度を示す対数グラフである。図示する如く、消費電流（図中単位はｍＡ）は周波数の増大にともなって増加するが、１０数ｍＡ〜４０ｍＡ程度、即ち０．０２Ｉｐ〜０．０８Ｉｐ程度であり、従来の平均励磁電流０．７Ｉｐと比較して格段に低消費電流化が図れていることがわかる。また、検出感度は、周波数の変化に殆ど依存せず、良好な結果が得られた。
【００４４】
図５は、パルス幅、周波数、電源電圧、及び被測定磁場の磁束密度に関するパラメータを同条件とし、励磁電流のピーク値Ｉｐを２５０ｍＡとした場合における、パルス信号の周波数に対する消費電流、及び検出感度を示す対数グラフである。図示する如く、図４にて示した実験結果と略同様に検出感度は周波数の変化に殆ど依存しないという結果が得られた。また、消費電流は、図４に示した実験結果より更に低減され、８ｍＡ〜２０ｍＡ程度となる実験結果が得られ、従来に比して優れた特性を有する磁気検出回路であることがわかる。
【００４５】
図６は、パラメータとしてパルス信号のパルス幅を６μＳ、励磁電流のピーク値Ｉｐを４５０ｍＡ、パルス信号の周波数を１３．８ｋＨｚ、電源電圧を６Ｖ（±３Ｖ）、磁気検出回路全体の消費電流を４０ｍＡとした場合における、変化させた被測定磁場に対する出力電圧の関係を示す対数グラフである。なお、図中実線及び破線は、被測定磁場の向き（Ｎ極，Ｓ極）反転させて実験を行った場合のＮ極，Ｓ極夫々での特性を示しており、実線はＮ極、破線はＳ極での特性を示している。図示する如く、被測定磁場の変化に対して磁気検出回路からの出力電圧は直線性に優れた特性を有していることがわかる。
【００４６】
図７は、パルス幅及び電源電圧に関するパラメータを同条件とし、励磁電流のピーク値Ｉｐを２５０ｍＡ、パルス信号の周波数を３ｋＨｚ、磁気検出回路全体の消費電流を８ｍＡとした場合における、変化させた被測定磁場に対する出力電圧の関係を示す対数グラフである。図示する如く、図６にて示した実験結果と略同様に、被測定磁場の変化に対して磁気検出回路からの出力電圧は直線性に優れた特性を有していることがわかる。また、本実験では磁気検出回路全体の消費電流を８ｍＡとしているが、一般の磁気センサのうち特に消費電流が少ないといわれるホール素子の消費電流は１０ｍＡ程度であり、ホール素子と比較した場合であっても遜色がないことがわかる。
【００４７】
本実施に係る磁気検出回路によれば、磁気センサへ通流する電流をパルス波形電流とすべく、発振・分周回路に代えてパルス生成回路１０を備えるため、充放電回路などからなる励磁回路が不要であり、容積の大きいコンデンサ及び抵抗素子を用いる必要がなく、更なる小型化を図ることができてＩＣ化を実現できるとともに、生産コストをより低減することができる。
【００４８】
また、ＢＰＦに代え、検出コイルの出力に基づき、被測定磁場における磁束の変化を検出する磁束変化検出回路を備え、該磁束変化検出回路は、時定数が所定の第１閾値以下で積分特性を有し、時定数が所定の第２閾値以上で微分特性を有することにより、ＢＰＦにて用いていた容積の大きいコンデンサ及び抵抗素子が不要となり、ＩＣ化を実現できるとともに、微分特性によりオフセットの除去ができゼロ点の確保が可能であり、また、磁束変化検出回路の出力は前記パルス生成回路が生成するパルス波形電流と略同タイミングで変化し、分周回路が必要なくなり、生産コストをより低減することができる。
【００４９】
また、前記パルス発生回路が生成するパルス波形電流の出力時期に略同期して前記磁束変化検出回路の出力値のサンプリングを行い、サンプリングにより得られた値をホールドするためのサンプリングホールド回路を備えるにより、パルス波形電流のDuty比を小さくした場合であっても、検出感度を低下させることなく、また、Duty比をより小さくすることによって消費電力を低減することができ、汎用性をより高めることができる。
【００５０】
【発明の効果】
第１発明に係る磁気検出回路によれば、構成の複雑な発振・分周回路が不要であり、容積の大きなコンデンサ及び抵抗素子を必要とする充放電回路等からなる励磁回路が不要であり、更なる小型化によってＩＣ化を図ることが可能である磁気検出回路を実現することができる。
【００５１】
第２発明に係る磁気検出回路によれば、従来ＢＰＦにて用いた容積の大きなコンデンサ及び抵抗素子が不要となって小型化、即ちＩＣ化が可能となるとともに、微分特性によりオフセットの除去ができゼロ点の確保が可能であり、更に、磁束変化検出回路の出力がパルス生成回路から出力されるパルス波形電流と略同タイミングで変化するため、分周回路が必要なくなり、簡易な回路構成となる磁気検出回路を実現することができる。
【００５２】
第３発明に係る磁気検出回路によれば、パルス波形電流のDuty比を小さくした場合であっても検出感度が低下することなく、Duty比を更に小さくすることによって消費電力を低減することができる磁気検出回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る磁気検出回路の概略構成を示す模式図である。
【図２】図１に示す磁気検出回路の一例を示す回路図である。
【図３】直交フラックスゲート型の磁気センサを用いた場合の、励磁電流、被測定磁場の磁束、検出コイルの出力電圧、磁束変化検出回路の出力電圧、及びサンプリングホールド回路の出力電圧夫々の波形図である。
【図４】本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて実験を行った結果を示すグラフである。
【図５】本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて実験を行った結果を示すグラフである。
【図６】本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて実験を行った結果を示すグラフである。
【図７】本実施の形態に係る磁気検出回路を用いて実験を行った結果を示すグラフである。
【図８】直交フラックスゲート型素子の磁気センサ（磁気検出素子）の構成を示す斜視図である。
【図９】内部導体及び外部導体に接続されて電流を通流すると共に、検出コイルに接続されて被測定磁場の磁気を検出するための、従来の磁気検出回路の概略構成を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す磁気検出回路の一例を示す回路図である。
【図１１】図９に示す磁気検出回路の一例を示す回路図である。
【図１２】直交フラックスゲート型の磁気センサにて磁気の検出を行う際に励磁電流、コアの検出方向における磁化の程度、検出コイルの出力電圧、及び整流・平滑回路にて全波整流された検波信号夫々の波形図である。
【符号の説明】
１０パルス生成回路
１１磁束変化検出回路
１２サンプリングホールド回路（ＳＨ回路）
１３平滑回路
１４励磁パルス電流生成回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal fluxgate type magnetic detection circuit capable of detecting the magnetism of a magnetic field to be measured.
[0002]
[Prior art]
In recent years, an electronic compass used in a PDA (Personal Digital Assistant), that is, a direction sensor, a direction sensor for complementing a GPS device used in an in-vehicle navigation system, a direction sensor for posture control of a vehicle body used in an automatic driving system of an automated guided vehicle, or a high For high-accuracy, small, and low-priced magnetic sensors that can detect the magnetism (the strength and direction of the magnetic field) of the magnetic field to be measured, such as geomagnetic sensors for active magnetic shields for color misalignment correction of precision televisions Demand is increasing.
[0003]
As this type of conventional magnetic sensor, a Hall element, MR element, MI element, quantum interference element (SQUID), parallel or orthogonal fluxgate type element, or the like is used. Among these, the Hall element has low sensitivity, and the MR element, MI element, etc. have a drawback that the direction of the magnetic field cannot be detected alone, and a plurality of them are required, whereas the flux gate type element is a parallel type, Any of the orthogonal types has the advantage that the strength and direction of the magnetic field can be detected by itself. In addition, the linearity of the detection output, temperature characteristics, and resolution are also excellent, and in particular, in terms of detection accuracy, an orthogonal flux gate type element capable of detecting with higher accuracy has attracted attention.
[0004]
FIG. 8 is a perspective view showing a configuration of a magnetic sensor (magnetic detection element) of an orthogonal fluxgate type element, in which 1 is an internal conductor, 2 is a core, 3 is a detection coil, 4 is an external conductor, and 100 is a high frequency. Indicates power supply. The inner conductor 1 is made of metal or other conductive material and has a cylindrical shape. The outer conductor 4 is also made of metal or other conductive material, and has a cylindrical shape whose inner diameter is larger than the diameter of the inner conductor 1. The inner conductor 1 and the outer conductor 4 are coaxially arranged with an insulating material interposed between each other with the former on the inside and the latter on the outside. One end portions on the same side in the magnetic detection direction indicated by are electrically connected by an end plate 4a.
[0005]
The other end of the inner conductor 1 is positioned to protrude outward from the other end of the outer conductor 4 by a predetermined length. An insulating material is vapor-deposited or coated on the outer peripheral surface of the inner conductor 1, the outer conductor 4, the outer peripheral surface, and the inner peripheral surface of the end plate 4a. In a cylindrical space formed between the inner conductor 1 and the outer conductor 4, soft magnetism such as permalloy (Ni—Fe alloy), sendust (Fe—Al—Si alloy), soft ferrite, etc. A core 2 formed of a material in a cylindrical shape is fitted.
[0006]
One end of the core 2 is inserted to a position in contact with the inner peripheral surface of the end plate 4 a, and the other end protrudes from the other end of the external conductor 4 by a predetermined length. The core 2 and the inner conductor 1 and the outer conductor 4 do not need to be in close contact with each other, and may be in a playable state with appropriate play. A detection coil 3 is wound around the outer conductor 4 in a predetermined direction a predetermined number of times.
[0007]
In the magnetic sensor as described above, an exciting current is passed from the high frequency power source 100 between the other end portions of the inner conductor 1 and the outer conductor 4 to excite the core 2, and the target is detected based on the output of the detection coil 3. The magnetism of the measurement magnetic field is detected.
[0008]
FIG. 9 shows a schematic configuration of a conventional magnetic detection circuit that is connected to the inner conductor 1 and the outer conductor 4 to pass a current and is connected to the detection coil 3 to detect the magnetic field of the magnetic field to be measured. FIG. 10 and FIG. 11 are circuit diagrams showing an example of the magnetic detection circuit. In the figure, reference numeral 5 denotes an oscillation / frequency divider circuit using a ceramic oscillator, a crystal oscillator, or the like. For example, two types of high-frequency power (rectangular waves) of 7 kHz and 14 kHz are output, of which a high frequency of 7 kHz (excitation signal: The frequency f) is input to the excitation circuit 6. The excitation circuit 6 is composed of a charging / discharging circuit using a capacitor (C) and a resistance element (R), and the input high frequency is converted into a substantially sine wave and output as an excitation current, which is applied to the inner conductor 1 and the outer conductor 4. The Of the high frequency power output from the oscillation / frequency divider circuit 5, a high frequency of 14 kHz (detection reference signal: frequency 2 f) is applied to the phase detector (synchronous rectifier: PSD) 8. .
[0009]
Here, in the case of the magnetic detection circuit shown in FIGS. 9 to 11, the magnitude of the excitation current, that is, the current (peak current) Ip necessary for saturating the magnetization of the core 2 is the magnetic characteristic of the material of the core 2. (Coercive force) and the shape (excitation magnetic path length) of the core 2 are uniquely determined, and the average excitation current is about 0.7 Ip.
[0010]
On the other hand, the detection voltage of the detection coil 3 is input to a band-pass filter (hereinafter referred to as BPF) 7, noise is removed, input to the phase detector 8, detected, and then rectified by C, R, an operational amplifier and the like. Input to the smoothing circuit 9 The rectifying / smoothing circuit 9 full-wave rectifies and smoothes the input detection signal, and outputs a positive or negative detection signal corresponding to the direction corresponding to the strength of the magnetic field.
[0011]
FIG. 12 shows an exciting current when magnetism is detected by the orthogonal fluxgate type magnetic sensor, the degree of magnetization in the detection direction of the core 2, the output voltage of the detection coil 3, and the rectification / smoothing circuit 9 full-wave. It is a wave form diagram of each rectified detection signal. When the magnetic sensor is arranged so that the axis of the inner conductor 1 and the core 2 are parallel to the direction of the external magnetic field (magnetic field to be measured), the magnetic flux of the external magnetic field is attracted to the core 2 and the inside of the core 2 is drawn. A magnetic path through is formed.
[0012]
When a sinusoidal excitation current as shown in FIG. 12 is passed through the inner conductor 1, the peripheral surface of the core 2 is magnetized, and the excitation current increases from the state shown in FIG. ), When the maximum value is reached, the magnetization of the core 2 is saturated and the magnetic flux of the external magnetic field is separated from the core 2 and parallel to the internal conductor.
[0013]
During this time, the degree of magnetization in the detection direction of the core 2 decreases as shown in FIG. 12, and the output voltage of the detection coil 3 increases at a position where the rate of decrease in the degree of magnetization in the detection direction of the core 2 is large. 0 when the degree reaches the minimum value.
[0014]
When the exciting current decreases from the maximum value and reaches the zero cross point, the magnetic flux of the external magnetic field again passes through the core 2 as shown in FIG. When the direction of the excitation current is reversed, the peripheral surface of the core 2 is magnetized in the opposite direction of the circumferential direction, and when the excitation current decreases and reaches a negative maximum value, the magnetization of the core 2 becomes saturated again. The magnetic flux of the external magnetic field is parallel to the axis of the core 2. During this time, the output of the detection coil 3 decreases at a position where the increase rate of the degree of magnetization of the core 2 is large, and repeats a change that becomes 0 again when the degree of magnetization reaches the maximum value (FIGS. 12C to 12C). (See (e)). As a result, the output voltage of the detection coil 3 changes by two cycles corresponding to the change of one cycle of the excitation current. Further, the signal obtained by detecting the output voltage of the detection coil 3 by the phase detector 8 and rectifying by the rectifying / smoothing circuit 9 changes for four periods as shown in FIG.
[0015]
As described above, by passing a sinusoidal excitation current between the inner conductor 1 and the outer conductor 4 and periodically exciting the core 2 in the circumferential direction, the magnetic flux of the external magnetic field passing through the core 2 changes, and FIG. As shown in FIG. 4, an output voltage corresponding to the strength of the external magnetic field can be obtained from the detection coil 3.
[0016]
The magnetic detection circuit has various effective devices. For example, in the case of the excitation circuit 6, first, since the waveform of the power output from the oscillation / frequency dividing circuit 5 is a rectangular wave, it is necessary to make it a sine wave, and a low-pass filter that extracts a fundamental wave component is used. However, the filter characteristics of the low-pass filter change due to temperature changes based on the temperature coefficient of the low-pass filter, and the phase of the excitation signal changes with temperature. Incidentally, since the magnetic detection circuit uses the phase detector 8, the phase change of the excitation signal and the detection reference signal has a relatively large influence on the sensitivity coefficient. That is, the sensitivity coefficient greatly changes with the phase change of the excitation signal, and the temperature characteristic is deteriorated. Therefore, the cut-off frequency of the low-pass filter is set in the middle between the frequencies f and 3f of the fundamental wave, and most of the fundamental wave is passed by using a low-pass filter that significantly cuts the frequency component of 3f or more, The influence of the temperature change of the low-pass filter is avoided.
[0017]
Secondly, in the filter provided in the BPF 7, the phase characteristic in the vicinity of 2f that is the frequency of the detection voltage is important. That is, if the rate of phase change when the frequency changes in the vicinity of the frequency 2f is large, the phase of the detected voltage changes greatly according to the temperature change based on the temperature coefficient of the filter, and the temperature coefficient of the detection sensitivity is It becomes large and the temperature characteristics deteriorate. Therefore, a filter having a relatively small phase change near the center frequency 2f is used. More specifically, a low-Q filter is used in two stages without using a high-Q single-stage filter. The same effect can also be achieved by shifting the center frequencies of the first and second stage filters. It is also effective to use a switched capacitor filter.
[0018]
Thirdly, when performing magnetic detection using a plurality of magnetic sensors, the characteristics of the magnetic sensors are different, so an IC and a switch are used in the oscillation / frequency dividing circuit 5, and depending on the characteristics of each magnetic sensor. This optimizes the phase of the reference signal for detection.
[0019]
Fourth, since the detection signal input to the rectifying / smoothing circuit 9 is full-wave rectified, the frequency component is mainly 4f. Therefore, a filter that can significantly cut 4f when smoothing is used. Further, a filter having a transmission zero at 4f is preferably used.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of the magnetic detection circuit shown in FIG. 9 to FIG. 11 described above, it is possible to detect the magnetism (the strength and direction of the magnetic field) of the magnetic field to be measured, and it is possible to reduce the size and price relatively. is there. However, when it is mounted on a portable terminal such as a PDA, it is necessary to drive with power supplied from a battery or a rechargeable battery, and there is a problem of reducing power consumption. That is, the main power consumption in the magnetic detection circuit is due to the excitation current. As described above, when the magnetic sensor is determined in the magnetic detection circuit, the average excitation current is determined to be about 0.7 Ip, There is a problem that it is difficult to reduce power consumption.
[0021]
In addition, when a charge / discharge circuit is used in the excitation circuit 6, the excitation current can be reduced by reducing the CR time constant of the charge / discharge circuit, and the power consumption can be reduced. As a result, the frequency 2f component contained in the detection reference signal is reduced, resulting in a decrease in sensitivity.
[0022]
Further, since the frequencies of the excitation signal and the detection reference signal are different, there is a problem that the oscillation / frequency dividing circuit is relatively complicated. Further, in order to stabilize the BPF 7 near the center frequency 2f, a capacitor and a resistance element having a large capacity and high accuracy are required, and a film capacitor, a metal film resistance element, and the like are used. The volume is large, which is a big obstacle especially for realizing the IC of the magnetic detection circuit. Similarly, the capacity of the capacitors and resistance elements used in the charge / discharge circuit is an obstacle to the IC.
[0023]
The present invention has been made in view of the circumstances as described above, and is provided with a pulse generation circuit instead of the oscillation / frequency dividing circuit 5 in order to make the current flowing to the magnetic sensor a pulse waveform current. The excitation circuit 6 composed of a charge / discharge circuit or the like is not necessary, and it is not necessary to use a capacitor and a resistance element having a large volume, and further miniaturization can be achieved, an IC can be realized, and a cheaper magnetic detection circuit. The purpose is to provide.
[0024]
Further, instead of the BPF 7, a magnetic flux change detection circuit for detecting a change in magnetic flux in the magnetic field to be measured based on the output of the detection coil is provided. The magnetic flux change detection circuit has an integration characteristic with a time constant equal to or less than the first threshold value. In addition, since the time constant is different from the first threshold and has a second or higher threshold value, the capacitor and the resistance element having a large volume used in the BPF 7 become unnecessary, so that the IC can be realized and the differential characteristic can be realized. The offset can be removed by this, and the zero point can be secured, and the output of the magnetic flux change detection circuit changes at substantially the same timing as the pulse waveform current generated by the pulse generation circuit, eliminating the need for a frequency divider. An object is to provide an inexpensive magnetic detection circuit.
[0025]
In addition, a sampling hold circuit is provided for sampling the output value of the magnetic flux change detection circuit synchronously with respect to the output time point of the pulse waveform current generated by the pulse generation circuit and holding the value obtained by the sampling. Therefore, even when the duty ratio (on / on + off time ratio) of the pulse waveform current is reduced, the power consumption can be reduced without lowering the detection sensitivity and by reducing the duty ratio. An object of the present invention is to provide a magnetic detection circuit with higher versatility.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
The magnetic detection circuit according to the first aspect of the present invention is based on the output of the detection coil when the magnetic flux of the measurement magnetic field is changed by energizing the conductor on which the detection coil is wound. For detecting Orthogonal fluxgate type The magnetic detection circuit includes a pulse generation circuit that generates a pulse waveform current flowing through the conductor.
[0027]
A magnetic detection circuit according to a second aspect of the present invention is the magnetic detection circuit according to the first aspect of the present invention, further comprising a magnetic flux change detection circuit that detects a change in magnetic flux in the magnetic field to be measured based on the output of the detection coil. Is characterized in that it has an integral characteristic when the time constant is equal to or less than the first threshold, and has a differential characteristic when the time constant is equal to or greater than a second threshold different from the first threshold.
[0028]
A magnetic detection circuit according to a third aspect of the present invention is the magnetic detection circuit according to the second aspect, wherein the pulse Generation A sampling and holding circuit for sampling the output value of the magnetic flux change detection circuit synchronously with respect to the output time point of the pulse waveform current generated by the circuit and holding the value obtained by the sampling is provided. .
[0029]
In the case of the magnetic detection circuit according to the first aspect of the present invention, since the pulse generation circuit is provided, a complicated oscillation / frequency division circuit is unnecessary, and a charge / discharge circuit that requires a large-capacitance capacitor and resistance element is used. Therefore, it is possible to realize a magnetic detection circuit that can be made into an IC by further downsizing.
[0030]
In the case of the magnetic detection circuit according to the second invention, in the magnetic detection circuit according to the first invention, instead of the BPF, a magnetic flux change detection circuit having integral characteristics and differential characteristics according to the time constant is provided, so that the BPF Capacitors and resistance elements that are used in large volumes are no longer required, making it possible to reduce the size, that is, to make ICs. In addition, the offset can be eliminated by differential characteristics, and a zero point can be secured. Since the output changes at substantially the same timing as the pulse waveform current output from the pulse generation circuit, a frequency dividing circuit is not necessary, and a magnetic detection circuit having a simple circuit configuration can be realized.
[0031]
In the case of the magnetic detection circuit according to the third aspect of the invention, the detection sensitivity is lowered even when the duty ratio of the pulse waveform current is reduced by providing the sampling hold circuit in the magnetic detection circuit according to the second aspect of the invention. In addition, a magnetic detection circuit capable of reducing power consumption can be realized by further reducing the duty ratio.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings illustrating embodiments thereof. FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a magnetic detection circuit according to the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the magnetic detection circuit. In FIG. 1, 10 is a pulse generation circuit, and the pulse signal generated by the pulse generation circuit 10 is applied to the inner conductor 1 and the outer conductor 4 as shown in FIG. The core 2 is excited. Although the pulse generation circuit 10 is omitted in FIG. 2, this can be configured using a known circuit. In the present embodiment, the pulse generation circuit 10 generates and outputs a pulse having a duty ratio of 1 to 2% as the on time T1 and the off time T2. Note that the duty ratio is preferably at least 10% or less, and is 1 to 2% or less for more complete reproduction of the magnetic flux change due to restrictions on the time constant setting of the magnetic flux change detection circuit 11 described later. Is desirable.
[0033]
Reference numeral 14 in FIGS. 1 and 2 denotes an excitation pulse current generation circuit for generating an excitation current having a peak current Ip to excite the core 2 based on the pulse signal output from the pulse generation circuit 10. The excitation pulse current generation circuit 14 includes a transistor 141 having a base terminal to which the pulse signal output from the pulse generation circuit 10 is input. The collector terminal of the transistor 141 has a positive constant through a resistance element 143. A voltage source 142 is connected. A capacitor 145 is interposed between the collector terminal and the common contact of the resistance element 143 and the negative constant voltage source 144, and the common contact of the negative constant voltage source 144 and the capacitor 145 and the resistance element 146. The emitter terminal of the transistor 141 via the terminal constitutes the output terminal of the excitation pulse current generation circuit 14.
[0034]
On the other hand, the detection voltage of the detection coil 3 is input to the magnetic flux change detection circuit 11, and the change in the magnetic field to be measured is reproduced and output as a voltage. In the magnetic flux change detection circuit 11, one of the two input terminals to which the detection voltage is input is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 111, and a resistance element 112 is interposed between the other input terminal. It is disguised. Between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 111, a resistance element 113 and a capacitor 114 connected in parallel are connected and negative feedback is applied, and the inverting input terminal and the other input terminal are connected in series. The resistor element 115 and the capacitor 116 are interposed. Further, the output terminal of the operational amplifier 111 forms one output terminal of the magnetic flux change detection circuit 11 via the resistance element 117, and the other input terminal forms the other output terminal of the magnetic flux change detection circuit 11 and magnetic detection. One output terminal of the circuit. In the magnetic flux change detection circuit 11, the resistance element 113 and the capacitor 114 are set in advance so as to have integral characteristics below a time constant (first threshold) that is about 1/2 to 1 times the pulse width of the excitation current. In addition, the resistance element 115 and the capacitor 116 are set in advance so as to have a differential characteristic at a time constant (second threshold value) of about 50 to 100 times the pulse width of the excitation current. This time constant is preferably selected as appropriate in consideration of the duty ratio of the pulse signal.
[0035]
The pulse signal output from the pulse generation circuit 10 becomes an excitation current through an excitation pulse current generation circuit 14 and is input to a sampling hold circuit (SH circuit in the figure) 12 and reproduced by a magnetic flux change detection circuit 11. The voltage value corresponding to the changed amount of the magnetic field is sampled and held for a predetermined period. The sampling hold circuit 12 includes a transistor 121 having a base terminal to which the pulse signal is input. The collector terminal of the transistor 121 is connected to one output terminal of the magnetic flux change detection circuit 11. The emitter terminal of the transistor 121 forms one output terminal of the sampling hold circuit 12 and a capacitor 122 is interposed between the other output terminal of the magnetic flux change detection circuit 11. A common contact point between the capacitor 122 and the other output terminal of the magnetic flux change detection circuit 11 forms the other output terminal of the sampling hold circuit 12.
[0036]
The voltage value held by the sampling and holding circuit 12 is smoothed by the smoothing circuit 13 to output a signal corresponding to the direction and strength of the magnetic field to be measured. The smoothing circuit 13 includes an operational amplifier 131 having a non-inverting input terminal connected to one output terminal of the sampling hold circuit 12, and a variable resistance element 132 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 131. Negative feedback is applied. The resistance elements 134 and 135 connected in series to the variable resistance element 133 have a common contact of the resistance elements 134 and 135 connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 131. Further, the other output terminal of the sampling hold circuit 12 is connected to a terminal opposite to the common contact in the resistance element 135, thereby forming one output terminal of the smoothing circuit 13. The output terminal of the operational amplifier 131 forms the other output terminal of the smoothing circuit 13 via the resistance element 136, and a capacitor 137 is interposed between the output terminals.
[0037]
Next, the case where the magnetic detection of the magnetic field to be measured is performed using the magnetic detection circuit according to the present embodiment having the above-described circuit configuration will be described. FIG. 3 shows an exciting current, a magnetic flux to be measured, an output voltage of the detection coil 3, an output voltage of the magnetic flux change detection circuit 11, and an output voltage of the sampling hold circuit 12 when an orthogonal fluxgate type magnetic sensor is used. It is each waveform diagram.
[0038]
When an exciting current having a unipolar rectangular pulse waveform as shown in FIG. 3 is passed through the inner conductor 1, the peripheral surface of the core 2 is magnetized when the exciting current is turned on, and immediately enters a saturated state. Is away from the core 2, and the magnetic flux due to the magnetic field to be measured passing through the core 2 becomes zero as shown in FIG. When the exciting current is turned off after the time T1, the magnetic flux to be measured is formed in the core 2 in the core 2, and this state is maintained from the turning off of the exciting current to the time T2. Subsequently, an excitation current having a pulse waveform consisting of turning on at time T1 and turning off at time T2 is passed, and accordingly, the magnetic flux in the core 2 formed by the magnetic field to be measured is opposite to the excitation current. The change which forms the rectangular pulse waveform which consists of OFF of time T1 and ON of time T2 is repeated.
[0039]
During this time, the output voltage of the detection coil 3 takes a maximum value when the increase rate of the degree of magnetization of the core 2 is maximum, takes a minimum value when the decrease rate is maximum, and changes to converge to the zero point during that time. repeat.
[0040]
Further, the output voltage value of the magnetic flux change detection circuit 11 has a waveform as shown in FIG. 3 by accumulating the output voltage value of the detection coil 3 by the integration characteristic during the time T1 when the exciting current is in the ON state. During the time T2 when the excitation current is in the off state, the output voltage decreases due to the integral characteristic, and further exceeds the zero point due to the differential characteristic, and then converges to the zero point again (offset of the offset). (Removal and securing of zero point), a waveform as shown in FIG. 3 is formed.
[0041]
The sampling hold circuit 12 samples the voltage value input from the magnetic flux change detection circuit 11 substantially in synchronization with the pulse signal input from the pulse generation circuit 10. Therefore, by sampling the voltage value output from the magnetic flux change detection circuit 11 during time T1, and holding the sampled voltage value during time T2, the output voltage has a waveform as shown in FIG. Eggplant. Therefore, even when the pulse signal is not output from the pulse generation circuit 10, the voltage value output from the detection coil 3 and regenerated by the magnetic flux change detection circuit 11 is held. There is no reduction in sensitivity due to the output signal, the duty ratio of the pulse signal can be reduced, and the excitation current can be reduced, that is, the power consumption can be reduced.
[0042]
In the present embodiment, the pulse signal generated by the pulse generation circuit 10 is described as having a constant cycle of T1 + T2, but is not limited to this, and for example, the magnetism of the magnetic field to be measured is detected. When a command to be generated is generated, one or a predetermined number of pulse signals are generated, and it is not necessary to generate a pulse signal until the detection of magnetism based on the pulse signal ends or a further command is generated. Good.
[0043]
FIGS. 4 to 7 are graphs showing the results of experiments using the magnetic detection circuit according to the present embodiment. FIG. 4 shows the consumption for the frequency of the pulse signal changed from 3 to 14 kHz when the pulse width of the pulse signal is 6 μS, the excitation current peak value Ip is 450 mA, and the power supply voltage is 6 V (± 3 V). It is a logarithmic graph which shows a detection sensitivity when the magnetic flux density of an electric current and a to-be-measured magnetic field is 0.5 gauss. As shown in the figure, the current consumption (unit: mA in the figure) increases with increasing frequency, but is about 10 to 40 mA, that is, about 0.02 Ip to 0.08 Ip. It can be seen that the current consumption can be significantly reduced compared to 7Ip. Further, the detection sensitivity hardly depended on the change in frequency, and good results were obtained.
[0044]
FIG. 5 shows the current consumption with respect to the frequency of the pulse signal and the detection sensitivity when the parameters relating to the pulse width, frequency, power supply voltage, and magnetic flux density of the magnetic field to be measured are the same, and the peak value Ip of the excitation current is 250 mA. Is a logarithmic graph showing As shown in the figure, the result that the detection sensitivity hardly depends on the change of the frequency is obtained in substantially the same way as the experimental result shown in FIG. Further, the current consumption is further reduced from the experimental result shown in FIG. 4, and an experimental result of about 8 mA to 20 mA is obtained, which indicates that the magnetic detection circuit has excellent characteristics as compared with the conventional one.
[0045]
In FIG. 6, the pulse width of the pulse signal is 6 μS, the excitation current peak value Ip is 450 mA, the frequency of the pulse signal is 13.8 kHz, the power supply voltage is 6 V (± 3 V), and the current consumption of the entire magnetic detection circuit is 40 mA. 5 is a logarithmic graph showing the relationship of the output voltage to the changed magnetic field to be measured. In addition, the solid line and the broken line in the figure indicate the characteristics at the N pole and the S pole when the experiment was performed with the direction of the magnetic field to be measured (N pole and S pole) reversed, and the solid line represents the N pole and the broken line. Indicates the characteristics at the south pole. As shown in the figure, it can be seen that the output voltage from the magnetic detection circuit has excellent linearity with respect to changes in the magnetic field to be measured.
[0046]
In FIG. 7, the parameters for the pulse width and the power supply voltage are the same, the peak value Ip of the excitation current is 250 mA, the frequency of the pulse signal is 3 kHz, and the current consumption of the entire magnetic detection circuit is 8 mA. It is a logarithm graph which shows the relationship of the output voltage with respect to a measurement magnetic field. As shown in the figure, it can be seen that the output voltage from the magnetic detection circuit has excellent linearity with respect to the change in the magnetic field to be measured, as in the experimental results shown in FIG. In this experiment, the current consumption of the entire magnetic detection circuit is 8 mA. However, the current consumption of a Hall element, which is said to be particularly low among general magnetic sensors, is about 10 mA. It turns out that there is no inferiority.
[0047]
According to the magnetic detection circuit according to the present embodiment, the pulse generation circuit 10 is provided instead of the oscillation / frequency division circuit so that the current flowing to the magnetic sensor is a pulse waveform current. Is unnecessary, and it is not necessary to use a capacitor and a resistance element having a large volume, so that further downsizing can be achieved, an IC can be realized, and a production cost can be further reduced.
[0048]
Further, instead of the BPF, a magnetic flux change detection circuit for detecting a change in magnetic flux in the magnetic field to be measured based on the output of the detection coil is provided, and the magnetic flux change detection circuit has an integral characteristic with a time constant equal to or less than a predetermined first threshold value. And having a differential characteristic with a time constant equal to or greater than a predetermined second threshold value eliminates the need for a large-capacitance capacitor and resistance element used in the BPF, realizing an IC, and eliminating the offset by the differential characteristic. The zero point can be secured, and the output of the magnetic flux change detection circuit changes at approximately the same timing as the pulse waveform current generated by the pulse generation circuit, eliminating the need for a frequency divider and reducing production costs. can do.
[0049]
In addition, a sampling hold circuit is provided for sampling the output value of the magnetic flux change detection circuit substantially in synchronization with the output timing of the pulse waveform current generated by the pulse generation circuit and holding the value obtained by the sampling. Even when the duty ratio of the pulse waveform current is reduced, the power consumption can be reduced without lowering the detection sensitivity, and the duty ratio can be reduced, thereby increasing versatility. it can.
[0050]
【The invention's effect】
According to the magnetic detection circuit according to the first aspect of the present invention, a complicated oscillation / frequency division circuit is unnecessary, and an excitation circuit including a charge / discharge circuit that requires a capacitor and a resistance element having a large volume is unnecessary. A magnetic detection circuit that can be integrated into an IC by further miniaturization can be realized.
[0051]
According to the magnetic detection circuit of the second aspect of the present invention, the large-capacitance capacitor and the resistance element used in the conventional BPF are not required, so that the size can be reduced, that is, the IC can be realized, and the offset can be removed by the differential characteristics. Since the zero point can be secured and the output of the magnetic flux change detection circuit changes at substantially the same timing as the pulse waveform current output from the pulse generation circuit, a frequency divider is not required and the circuit configuration is simple. A magnetic detection circuit can be realized.
[0052]
According to the magnetic detection circuit of the third aspect of the present invention, even when the duty ratio of the pulse waveform current is reduced, the detection sensitivity is not lowered, and the power consumption can be reduced by further reducing the duty ratio. A magnetic detection circuit can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a magnetic detection circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a magnetic detection circuit shown in FIG.
FIG. 3 shows waveforms of excitation current, magnetic flux to be measured, output voltage of a detection coil, output voltage of a magnetic flux change detection circuit, and output voltage of a sampling hold circuit when an orthogonal fluxgate type magnetic sensor is used. FIG.
FIG. 4 is a graph showing a result of an experiment conducted using the magnetic detection circuit according to the present embodiment.
FIG. 5 is a graph showing a result of an experiment performed using the magnetic detection circuit according to the present embodiment.
FIG. 6 is a graph showing a result of an experiment performed using the magnetic detection circuit according to the present embodiment.
FIG. 7 is a graph showing results of experiments using the magnetic detection circuit according to the present embodiment.
FIG. 8 is a perspective view showing a configuration of a magnetic sensor (magnetic detection element) of an orthogonal fluxgate type element.
FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional magnetic detection circuit that is connected to an inner conductor and an outer conductor to pass a current and is connected to a detection coil to detect the magnetic field of a magnetic field to be measured. is there.
10 is a circuit diagram showing an example of a magnetic detection circuit shown in FIG. 9;
11 is a circuit diagram showing an example of the magnetic detection circuit shown in FIG. 9;
FIG. 12 shows full current rectification by exciting current, degree of magnetization in the detection direction of the core, output voltage of the detection coil, and rectification / smoothing circuit when detecting magnetism by the orthogonal fluxgate type magnetic sensor. It is a wave form diagram of each detection signal.
[Explanation of symbols]
10 Pulse generation circuit
11 Magnetic flux change detection circuit
12 Sampling hold circuit (SH circuit)
13 Smoothing circuit
14 Excitation pulse current generation circuit

Claims

An orthogonal flux gate type magnetism for detecting magnetism in the magnetic field to be measured based on the output of the detection coil when the magnetic flux of the magnetic field to be measured is changed by energizing the conductor wound with the detection coil. In the detection circuit,
A magnetic detection circuit comprising: a pulse generation circuit that generates a pulse waveform current flowing through the conductor.

A magnetic flux change detection circuit for detecting a magnetic flux change in the magnetic field to be measured based on the output of the detection coil, the magnetic flux change detection circuit having an integration characteristic with a time constant equal to or less than a first threshold, The magnetic detection circuit according to claim 1, wherein the magnetic detection circuit has a differential characteristic at a second threshold value different from the first threshold value.

A sampling hold circuit is provided for sampling the output value of the magnetic flux change detection circuit synchronously with respect to the output time point of the pulse waveform current generated by the pulse generation circuit and holding the value obtained by the sampling. The magnetic detection circuit according to claim 2, wherein the magnetic detection circuit is a magnetic detection circuit.