JP3942943B2

JP3942943B2 - Delay wave canceller

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Publication number: JP3942943B2
Application number: JP2002126016A
Authority: JP
Inventors: 浩一郎今村; 啓之濱住; 一彦澁谷
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2002-04-26
Filing date: 2002-04-26
Publication date: 2007-07-11
Anticipated expiration: 2022-04-26
Also published as: JP2003318858A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ信号を用いたデジタル伝送およびデジタル放送において、親局からの受信信号に含まれる遅延波を適応フィルタを用いて電気的にキャンセルするためのマルチパスキャンセラ、ならびに、親局からの受信信号を受信と同一周波数で再送信する際に発生する電波の回り込みを適応フィルタを用いて電気的にキャンセルするための回り込みキャンセラなどのような、希望波の遅延波をキャンセルする遅延波キャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の遅延波キャンセラでは、遅延時間の長い遅延波をキャンセルすべく構成する場合に、観測した信号から伝搬路の周波数特性を算出する際に、データキャリヤの判定値を用いるなどの方法で有効な周波数特性のデータ数を増やして、周波数領域データのサンプリング間隔を小さくすることにより遅延時間の長い遅延波を観測できるように構成している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、遅延時間の長い遅延波を観測するために周波数特性のデータ数を増やすと、信号処理の演算時間が増加するため、信号を観測して適応フィルタに対する新たなフィルタ係数を生成する時間が増加してしまい、フィルタの係数更新間隔が長くなるという問題があり、係数更新間隔が短いままで遅延時間の長い遅延波をキャンセルすることができなかった。
【０００４】
そこで、本発明の目的は、遅延時間の短い遅延波に対するキャンセラの変動追従特性を劣化させることなく、遅延時間の長い遅延波もキャンセルし得る遅延波キャンセラを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および遅延波キャンセル用のキャンセル信号が供給される減算端子を有している減算器と、
該減算器からの出力信号が供給され、該出力信号にフィルタ係数の特性を畳み込むことにより前記キャンセル信号を生成する適応フィルタと、
前記減算器の出力信号が実質上供給され、該出力信号に含まれる遅延波のキャンセル残差成分を示す周波数特性を算出し、該キャンセル残差成分から遅延波をキャンセルするフィルタ係数を算出して、前記適応フィルタの係数を書き換えるフィルタ係数生成回路とを具えている遅延波キャンセラであって、
前記フィルタ係数生成回路が、
前記減算器の出力信号である時間領域の入力信号から、ＦＦＴ窓を用いて有効シンボル期間の信号を抽出してＦＦＴ（高速フーリエ変換）し、周波数領域のデータに変換して出力するＦＦＴ回路と、
該ＦＦＴ回路から出力された周波数領域のデータから、受信伝搬路の周波数特性を算出する周波数特性算出回路と、
該周波数特性算出回路より出力された周波数領域のデータから遅延波のキャンセル残差成分を示す周波数特性データを算出して出力する残差周波数特性算出回路と、
該残差周波数特性算出回路の出力が実質上それぞれ入力され、該入力信号を逆高速フーリエ変換して、更新分のフィルタ係数を生成するＩＦＦＴ回路と、
該ＩＦＦＴ回路から出力される更新分のフィルタ係数から、新たなフィルタ係数を算出して前記適応フィルタに出力するフィルタ係数更新回路と、
を少なくとも具えるように構成され、且つ
前記フィルタ係数生成回路が、前記周波数特性算出回路と前記残差周波数特性算出回路と前記ＩＦＦＴ回路と前記フィルタ係数更新回路とから構成されるフィルタ係数生成用の系統を少なくとも２系統以上具え、これら系統のうちの少なくとも１系統はフィルタ係数を高速に生成する回路構成とし、少なくとも別の１系統は長い遅延時間の遅延波をキャンセルするフィルタ係数を生成する回路構成としたことを特徴とするものである。
【０００６】
本発明の好適例では、前記ＩＦＦＴ回路を、前記各系統においてＩＦＦＴを行うデータ数およびＩＦＦＴポイント数が異なるように構成する。
【０００７】
本発明の他の好適例では、前記フィルタ係数生成用の各系統において、少なくとも１系統における前記周波数特性算出回路を、ＯＦＤＭ信号に挿入されているＳＰ（Scattered Pilot）を用いて伝搬路による周波数特性を算出するように構成し、少なくとも別の１系統における前記周波数特性算出回路を、前記ＦＦＴ回路から入力された周波数領域のデータの振幅値と位相値を判定して、該判定値で前記入力された周波数領域のデータを除算して伝搬路による周波数特性を算出するように構成する。
【０００８】
さらに本発明の好適例では、前記フィルタ係数生成回路が、前記ＦＦＴ回路のＦＦＴ窓が有効シンボル期間からずれることで前記周波数特性算出回路の出力に含まれる周波数特性上の誤差を補正するためのＦＦＴ窓誤差補正手段を具え、ある系統において算出したＦＦＴ窓の誤差補正値を、別の系統におけるＦＦＴ窓誤差補正手段において用いるように構成する。
【０００９】
本発明のさらに他の好適例では、前記ＦＦＴ窓誤差補正手段が、各系統において前記ＦＦＴ回路による周波数領域データの観測タイミングが異なる場命に、別の系統のＦＦＴ窓誤差補正手段のＦＦＴ窓の誤差補正値と観測タイミングの差を用いて、ＦＦＴ窓の誤差補正値を予測して、その誤差を補正する手段を具えるようにする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下添付図面を参照して、実施例により本発明を詳細に説明する。なお、以下の説明中の数式において、特に注釈がない限り大文字は複素数を、小文字は実数をそれぞれ示すものとし、また、図面中、同じか又は同等の機能を示すものには同じか、又は関連参照番号を付して示してある。
【００１１】
図１は、本発明による遅延波キャンセラの一実施例を示すブロック図であり、ここに、１，２および３はそれぞれ第1、第２および第３減算器、４はバンドパスフィルタ、５，６および７はそれぞれ第1、第２および第３適応フィルタ（これらの適応フィルタは、以後単にそれぞれ「適応フィルタ＃１」、「適応フィルタ＃２」および「適応フィルタ＃３」とも称する）、８は遅延回路、９はフィルタ係数生成回路、１０はＦＦＴ回路、１１および１２はそれぞれフィルタ係数生成用の第１および第２系統（これらの系統は、以後単にそれぞれ「系統＃１」および「系統＃２」とも称する）、１３-１,１３-２は周波数特性算出回路、１４はＦＦＴ窓誤差補正回路、１５は残差周波数特性算出回路、１６は補間回路、１７-１,１７-２はＩＦＦＴ回路、１８はフィルタ係数更新回路、１９は係数分割器、２０はＦＦＴ窓誤差予測回路である。
【００１２】
図１の例では、３つの減算器１〜３と、３つの適応フィルタ５〜７を用いた構成のものを示しているが、これら減算器および適応フィルタの数は本発明の本質的な構成を限定するものではなく、説明の便宜上それぞれ３個づつに限定したに過ぎない。
【００１３】
第1、第２および第３減算器１〜３は、本発明による遅延波キャンセラに入力された時間領域のキャンセラ信号から、第３、第２および第１適応フィルタ７，６，５より前記各減算器の減算端子にそれぞれ出力される遅延波キャンセル用のキャンセル信号を順次減算して、バンドパスフィルタ４へ出力するための回路である。
【００１４】
バンドパスフィルタ４は、キャンセラ入力のＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分を抑制して、遅延波キャンセラ出力として出力すると共に、第２および第３適応フィルタ６，７並びにフィルタ係数生成回路９へも出力するための帯域通過フィルタである。このフィルタ４は通常タップ数が奇数のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成する。タップ数を奇数としているのは、このフィルタ４の通過に要する信号遅延量が回路の動作クロック単位となるようにするためである。なお、バンドパスフィルタ４の遅延量をこのようにクロック単位とする理由については後に詳細に説明する。
【００１５】
フィルタ係数生成回路９は、バンドパスフィルタ４から出力される遅延波キャンセル後の信号を受信して、遅延波をキャンセルする信号を発生させるためのフィルタ係数を生成して、各適応フィルタ５〜７へそれぞれ出力する回路であり、このフィルタ係数生成回路９の詳細な動作については後に説明する。
【００１６】
適応フィルタ５，６および７は、それぞれ減算器３，２および１と組み合わせて負帰還を構成することで遅延波をキャンセルするためのフィルタであり、それぞれＦＩＲフィルタなどのトランスバーサルフィルタにて構成する。
【００１７】
第１適応フィルタ５は、第３減算器３からの出力信号にフィルタ係数生成回路９からのフィルタ係数を畳み込んで、バンドパスフィルタ４による信号遅延以下の遅延時間の遅延波をキャンセルするための信号を発生させるフィルタであるため、このフィルタ５は第３減算器３の出力端子と該減算器３の減算端子との間に接続する。なお、この第１適応フィルタ５による帰還ループの中は、遅延時間の短い遅延波をキャンセルできるようにフィルタ以外の遅延素子をなるべく置かないように構成する。なお、本実施例では、帰還ループの中にはフィルタ以外の遅延素子がない場合について説明している。
【００１８】
第２適応フィルタ６は、バンドパスフィルタ４からの信号にフィルタ係数生成回路９からのフィルタ係数を畳み込んで、バンドパスフィルタ４による信号遅延以上の遅延時間の遅延波をキャンセルするための信号を発生させるフィルタであり、このフィルタ６の帰還ループの中にはバンドパスフィルタ４が存在するために、その遅延時間以下の遅延波をキャンセルすることはできない。そこで、第２適応フィルタ６でキャンセルできない遅延時間については第１適応フィルタ５でキャンセルするように構成する。
【００１９】
第３適応フィルタ７は、バンドパスフィルタ４からの信号に同じくフィルタ係数生成回路９からのフィルタ係数を畳み込んで、遅延時間の長い遅延波をキャンセルするための信号を発生させるフィルタである。
【００２０】
遅延回路８は、第１適応フィルタ５と第２適応フィルタ６のタップ長の和に等しい遅延時間分を入力信号に対して遅延させて出力する回路であり、図１の実施例ではこの遅延回路８を第３適応フィルタ７の後に挿入した例を示しているが、この順番を逆にして、第３適応フィルタ７の前に遅延回路８を挿入する構成をとることもできる。なお、各適応フィルタ５〜７のタップ長については、この後のフィルタ係数生成回路９の動作説明の中で述べる。
【００２１】
フィルタ係数生成回路９の動作につき説明するに、以下の説明では、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔのモード３におけるパラメータを代表として使用するものとする。本発明は、これ以外のパラメータにおいても有効なことは勿論である。ＩＳＤＢ−Ｔのモード３においては、１シンボル当たりのキャリア総数が５６１７本で、ＦＦＴポイント数が８１９２個で、１シンボルの有効シンボル期間が１００８ｍｓである。
【００２２】
バンドパスフィルタ４からフィルタ係数生成回路９に供給された信号は、先ずＦＦＴ回路１０に入力され、ここではＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の時間領域データをＦＦＴ窓と呼ばれる時間窓で抽出し、その時間領域データをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域のデータに変換して出力する。
【００２３】
本発明による遅延波キャンセラは、ＦＦＴ回路１０以降の回路を複数のフィルタ係数生成用の系統で構成するのであって、図１の実施例では第１系統１１（＃１）と第２系統１２（＃２）との２つの系統の回路を具えた構成の例を示している。当然３系統以上の回路を具える場合においても本発明は有効である。なお、図１の実施例では、第１系統１１に、フィルタ係数を高速に生成するための回路構成を、第２系統１２に長い遅延時間の遅延波をキャンセルするためのフィルタ係数を生成するための回路構成をそれぞれ示している。
【００２４】
次いで、各系統１１および１２における回路について説明する。周波数特性算出回路１３−１および１３−２は、ＦＦＴ回路１０から供給された周波数領域のデータから伝搬路の周波数特性データF(k,n)を算出して出力する回路である。ここに、ｋは周波数を表すキャリア番号を示す整数（モード３の場合、０≦ｋ≦５６１６）、ｎはフィルタ係数更新回路１８による適応フィルタ５〜７のフィルタ係数更新回数を示す自然数である。周波数特性算出回路１３における伝搬路の周波数特性の算出法には大きく分類して２通りの方法がある。１つはＯＦＤＭ信号に挿入されているトレーニング信号であるＳＰ（Scattered Pilot）を用いる方法、もう１つは周波数領域のデータを領域判定してその判定値を用いる方法であり、本例では周波数特性算出回路１３−１を、前記ＳＰを用いて伝搬路による周波数特性を算出する回路とし、周波数特性算出回路１３−２を、前記判定値で周波数領域の伝搬路による周波数特性を算出する回路としている。
【００２５】
ＳＰを用いる方法では、ＯＦＤＭ信号の周波数領域データに１シンボルで１２キャリア毎に内挿されている既知のＳＰから周波数特性を算出する。送信側の変調器が内挿されたＳＰのデータをX(k,n)、ＦＦＴ回路１０から供給された周波数領域のデータをR(k,n)とすると、伝搬路の周波数特性データF(k,n)は下記の（１）式で表される。

ただし、ＳＰは１２キャリア毎にしか存在しないため、（１）式で算出されるデータは下記の（２）式を満たすｋの周波数特性データF(k,n)だけである。

ここに、ｐは整数（ｐ≦４６８＝５６１６／１２）、ｉはＯＦＤＭ信号のシンボル番号を示す整数（０≦１≦２０３）、ｍoｄは剰余を示す演算子である。
【００２６】
１２キャリア置きのＳＰを用いる方法では、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３の場合、１シンボル当たり４６８本のキャリアについての周波数特性しか算出できない。これにもう１つ既知のトレーニング信号であるＣＰ（Continual Pilot）の伝搬路の周波数特性データを加えても４６９本のキャリアについての周波数特性しか算出できない。これらのデータからは、周波数領域のデータのサンプリング定理から、有効シンボル期間（１００８ｍｓ）の１２分の１までの遅延時間の遅延波しか正しく測定できない。また、４シンボル分のＳＰを用いて３キャリア置きの周波数領域のデータを用いる方法があるが、これも有効シンボル期間の３分の１までの遅延時間の遅延波しか正しく測定できない。
【００２７】
有効シンボル期間の３分の１以上の遅延時間の遅延波を測定する方法として、周波数領域のデータを領域判定して、その判定値を用いる方法がある。この方法はＦＦＴ回路１０から供給された周波数領域のキャリアデータ全てを領域判定し、その値を前記（１）式のX(k,n)として用いることで、最大有効シンボル期間までの遅延時間の遅延波を測定する方法である。
【００２８】
ＳＰを用いた周波数特性算出法の利点は、処理を行うデータ数が少ないため、フィルタ係数の更新間隔を短くすることができる点にある。しかしながら、長い遅延時間の遅延波を検出できないという欠点がある。それに対して、周波数領域のデータの判定値を用いた周波数特性算出法は、長い遅延時間の遅延波の検出が可能であるという利点がある。しかしながら、処理を行うデータ数が多いためにフィルタ係数の更新間隔が長くなってしまうという欠点がある。
【００２９】
以上、周波数特性算出回路１３の動作の基本について説明したが、周波数特性データF(k,n)算出の詳細については、学会発表論文「地上デジクル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌Vol.54,No.11.pp.1568−1575(2000)や本発明者らの発明に係る特許出願（特願２００１−３３２８７０号の「周波数特性算出回路およびそれを用いたキャンセラならびに装置」）を参照されたい。
【００３０】
なお、図１の実施例では、前述したように、第１系統１１の周波数特性算出回路１３−１に１シンボル分（１２キャリア置き）のＳＰを用いる方法を、第２系統１２の周波数特性算出回路１３−２にＦＦＴ回路１０から供給された１シンボル分の周波数領域のキャリアデータ全てを領域判定した判定値を用いる方法をそれぞれ具えた構成を示している。
【００３１】
ＦＦＴ窓誤差補正回路１４は、周波数特性算出回路１３から出力された伝搬路の周波数特性データF(k,n)から、ＦＦＴ回路１０のＦＦＴ窓が有効シンボル期間からずれることによる周波数位相特性上の誤差（１次傾斜成分）を検出し、その誤差を補正（１次傾斜成分の除去）した周波数特性データFc(k,n)を出力する。また、ＦＦＴ窓の有効シンボル期間からのずれを示す周波数位相特性上の誤差の検出値をＦＦＴ窓誤差予測回路２０へ出力している。ＦＦＴ窓誤差補正回路１４の詳細な動作については、本発明者らの発明に係る特許出願（特開２０００−２９５１９５号の「ＯＦＤＭ復調装置」）を参照されたい。
【００３２】
ＦＦＴ窓誤差予測回路２０は、一方の系統のＦＦＴ窓誤差補正回路１４から出力されたＦＦＴ窓の有効シンボル期間からのずれを示す周波数位相特性上の誤差の検出値と過去にＦＦＴ窓誤差補正回路１４から出力された誤差の検出値の差分を用いて、現在のＦＦＴ窓が有効シンボル期間からずれている誤差を予測して他方の系統１２のＦＦＴ窓誤差補正回路１４へ出力する。この予測は、例えば第２系統１２による第３適応フィルタ＃３の係数更新間隔を短くしたい場合には、第１系統１１のＦＦＴ窓誤差補正回路１４で算出したＦＦＴ窓が有効シンボル期間からずれている誤差を用いて、第２系統１２のＦＦＴ窓誤差補正回路１４にＦＦＴ窓誤差の予測値を与えるように構成する。
【００３３】
１次の外挿によるＦＦＴ窓誤差の予測値の算出法の例を以下に示す。第１系統１１によるフィルタ係数の更新回数をｎ１、第２系統１２によるフィルタ係数の更新回数をｎ２、第１系統１１によるフィルタ係数更新の時間間隔をＬ１（Ｌ１は実数）とする。第１系統１１のＦＦＴ窓誤差補正回路１４で算出したＦＦＴ窓の有効シンボル期間からの誤差値をｖ１（ｎ１）、第１系統１１のＦＦＴ窓誤差補正回路１４からＦＦＴ窓誤差の算出値が入力されてから第２系統１２へＦＦＴ窓誤差の予測値を出力するまでの時間をτとすると、第２系統１２で観測している信号のＦＦＴ窓誤差の予測値ｖ２（ｎ２）は、

で求められる。これにより第２系統１２のＦＦＴ窓誤差補正回路１４でＦＦＴ窓誤差の算出を行う必要がなくなるために、第２系統１２による第３適応フィルタ＃３の係数更新間隔を短くすることが可能となる。また、第１系統１１による第１適応フィルタ＃１と第２適応フィルタ＃２の係数更新間隔を短くしたい場合には、第２系統１２のＦＦＴ窓誤差補正回路１４で算出したＦＦＴ窓が有効シンボル期間からずれている誤差を用いて、第１系統１１のＦＦＴ窓誤差補正回路１４にＦＦＴ窓誤差の予測値を与えるように構成する。
【００３４】
残差周波数特性算出回路１５は、ＦＦＴ窓誤差補正回路１４から出力された周波数特性データFc(k,n)から、適応フィルタ５〜７による遅延波のキャンセル残差を示す周波数特性E(k,n)を算出して出力する。E(k,n)の算出法は、本発明遅延波キャンセラを回り込みキャンセラとして使用する場合は下記の（３）式を、マルチパスキャンセラとして使用する場合は下記の（４）式をそれぞれ用いる。

ここに、D(n)はFc(k,n)の主波を示す成分であり、これは下記の（５）式で求められる。

なお、knはFc(k,n)のキャリア本数を示す正の整数、kaは係数更新回数ｎ回目におけるFc(k,n)のデータ数を示す正の整数である。
また、（３）、（４）、（５）式の演算はそれぞれFc(k,n)に有効なデータが存存するｋについてのみ行うこととし、有効なデータが存在しないｋの部分については何もしない。
【００３５】
補間回路１６は、残差周波数特性算出回路１５から出力された遅延波のキャンセル残差を示す周波数特性E(k,n)のデータ数が、この補間回路１６の出力データが供給されているIＦＦＴ回路１７−１で必要とするデータ数に満たない場合に、そのIＦＦＴ回路１７−１で必要とするデータ数になるようE(k,n)のデータを補間した周波数特性データE’(k,n)を出力する。ＳＰデータの補間法は、補間回路１６に入力されたE(k,n)のデータ数をka、補間回路１６から出力するE’(k,n)のデータ数をkbとすると、下記の（６）式を満たすデータ数kbとなるように補間する。

ここに、ＦＬＯＯＲ［］は切り捨てを示す関数であり、kfはＦＦＴ回路１０のＦＦＴポイント数を示している。また、ｙは０以上の整数であり、

はIＦＦＴ回路１７−１におけるIＦＦＴポイント数を示している。
【００３６】
なお、補間回路１６によるデータの補間は、周波数軸のサンプリング間隔が等間隔であれば、直線補間（１次補間）や３次のスプライン補間などいずれの補間法を用いてもよい。
【００３７】
図１の実施例では、第1系統１１の側にのみ補間回路１６が具わっているが、これは、第２系統１２の側の残差周波数特性算出回路１５においては全てのキャリアのデータが存在しており、補間する必要がないためである。第１系統１１の補間回路１６に入力されるデータ数は１シンボル分のＳＰと同じ４６８であるため、前記（６）式から補間後のデータ数kbは７０２となる。
【００３８】
IＦＦＴ回路１７−１および１７−２は、入力された周波数特性データをＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）して時間領域のインパルス応答データT(t,n)に変換し、フィルタ係数の更新分のデータとしてフィルタ係数更新回路１８へ出力する。インパルス応答データT(t,n)は下記の（７）式で算出する。

ここに、IＦＦＴ［］は逆高速フーリエ変換を示す関数である。また、ｔは遅延波によるインパルス応答の遅延時間を示す値であり、E’(k,n)のｋによる周波数サンプリング間隔の逆数を示す単位となる。
【００３９】
図１の実施例では、第２系統１２側のIＦＦＴ回路（＃２）１７−２は、この回路に入力されたデータ数がIＳＤＢ−Ｔのモード３の例で５６１７あるため、ＩＦＦＴポイント数は前記（６）式より８１９２となる。これに対し、第1系統１１側のIＦＦＴｌ回路（＃１）１７−１は、補間回路１６から入力されたデータ数が７０２となるため、ＩＦＦＴポイント数は前記（６）式から１０２４以上であればよい。IＦＦＴポイント数についてはその数が少ないと演算に要する時間がかなり短縮できるため、第1系統１１側のフィルタ係数生成間隔は第２系統１２と比較してかなり短くなることが分かる。
【００４０】
フィルタ係数更新回路１８は、IＦＦＴ回路１７から出力されたインパルス応答データT(t,n)のうち、それぞれの適応フィルタで使用する部分だけを抽出し、新たなフィルタ係数として更新して、各適応フィルタ５〜７ヘ供給する。フィルタ係数更新回路１８による係数更新ｎ回目におけるフィルタ係数更新の簡単な例を示すと下記の（８）式のようになる。

ここに、W(t,n)は適応フィルタ５〜７のフィルタ係数を、μはフィルタ係数の更新係数をそれぞれ示している。
【００４１】
この他のフィルタ係数更新回路の例については、本発明者らの発明に係る特許出願（特願２００１−２７７０７３号の「遅延波キャンセラ」や特開２００１−２３７７４９号の「回り込みキャンセラ」）などを参照されたい。
【００４２】
係数分割回路１９は、フィルタ係数更新回路１８から出力されたフィルタ係数を第１適応フィルタ（＃１）５と第２適応フィルタ（＃２）６に分割して供給する回路である。
【００４３】
ここで、フィルタ係数更新回路１８と係数分割回路１９による適応フィルタ＃１および＃２ヘのフィルタ係数の供給について図２を用いて説明する。
なお、各適応フィルタにおける動作クロックはＦＦＴ回路１０におけるサンプリングクロックと同じであるとして各適応フィルタのタップ長を示している。
【００４４】
図２は、各系統のIＦＦＴ回路１７-１および１７-２から出力されたインパルス応答データを各適応フィルタ＃１〜＃３へ分配する方法を示している。
【００４５】
図２においては、第１系統１１のＩＦＦＴ回路＃１（１７-１）から出力されたインパルス応答データをT1(t,n)、第２系統１２のIＦＦＴ回路＃２（１７-２）から出力されたインパルス応答デー夕をT2(t,n)とそれぞれ置いている。また、ｍｌは適応フィルタ＃１のタップ長、ｍ２は適応フィルタ＃２のタップ長、ｍ３は適応フィルタ＃３のタップ長をそれぞれ示す自然数である。
【００４６】
各インパルス応答データのｔ＝０の成分は、主波の位置を示すものであり、この部分に遅延波は存在しないため、遅延波のキャンセルにはｔ＝１以降のインパルス応答を用いる。
【００４７】
適応フィルタ＃１と適応フィルタ＃２は、第１系統１１からのフィルタ係数が供給されるフィルタである。第１系統１１のフィルタ係数更新回路１８は、適応フィルタ＃１と適応フィルタ＃２のフィルタ係数（タップ長ｍｌ＋ｍ２）をまとめて更新して出力し、係数分割回路１９にて適応フィルタ＃１のフィルタ係数と適応フィルタ＃２のフィルタ係数とに分割してそれぞれの適応フィルタに供給するように構成している。
【００４８】
適応フィルタ＃１は、バンドパスフィルタ４による信号遅延以下の遅延時間の遅延波をキャンセルするための信号を発生させるフィルタであるため、図２に示すようにIＦＦＴ回路＃１（１７−１）から出力されたインパルス応答データをフィルタ係数更新回路１８で更新して、そのうち１番目からｍｌ番目までのデータを係数分割回路１９で抽出して、適応フィルタ＃１のフィルタ係数として供給する。なお、適応フィルタ＃１のタップ長ｍ１は、バンドパスフィルタ４による信号遅延以上であればよく、本実施例では、バンドパスフィルタ４の遅延と同じとした。
【００４９】
適応フィルタ＃２は、第1系統１１で生成可能な遅延時間までの遅延波をキャンセルするフィルタである。なお、バンドパスフィルタ４による信号遅延以下の遅延時間の遅延波は、適応フィルタ＃２ではキャンセルできないため、この部分は適応フィルタ＃１のタップの範囲とする。適応フィルタ＃２には、図２に示すようにIＦＦＴ回路１７−１から出力されたインパルス応答データをフィルタ係数更新回路１８で更新して、そのうち（ｍｌ＋１）番目から（ｍｌ＋ｍ２）番目までのデータを係数分割回路１９で抽出して第2適応フィルタ＃２のフィルタ係数として供給する。適応フィルタ＃２のタップ長ｍ２は、第1系統１１のアルゴリズムによって決まる。図１に示す実施例では、第1系統１１の周波数特性算出回路１３−１は１２キャリア置きに配置されたＳＰを用いて伝搬路の周波数特性を算出しているため、有効シンボル期間の１２分の１までが第1系統１１で生成可能な遅延時間となる。したがって、適応フィルタ＃２のタップ長ｍ２は、適応フィルタ＃１のタップ長ｍｌを差し引いて、

を満たすタップ長となる。
【００５０】
適応フィルタ＃３は、第２系統１２で生成可能な遅延時間までの遅延波をキャンセルするフィルタである。この第３適応フィルタ＃３には、図２に示すように、ＩＦＦＴ回路＃２から出力されたインパルス応答データのうち（ｍ１＋ｍ２＋１）番目からのデータをフィルタ係数更新回路１８で用いてフィルタ係数として供給する。
【００５１】
図１に示す実施例では、第２系統１２の周波数特性算出回路１３−２はＦＦＴ回路１０から供給された周波数領域のキャリアデータの全てを領域判定して、そのデータの判定値を用いて伝搬路の周波数特性を算出しているため、この第２系統１２では、有効シンボル期間までの遅延時間のフィルタ係数が生成可能となる。したがって、第３適応フィルタ＃３のタップ長ｍ３は、第１適応フィルタ＃１のタップ長ｍｌと第２適応フィルタ＃２のタップ長ｍ２を差し引いて、

を満たすタップ長となる。
【００５２】
図１の実施例は、第1系統１１に高速にフィルタ係数を生成するための回路構成を、第２系統１２に長い遅延時間の遅延波をキャンセルするためのフィルタ係数を生成するための回路構成を具えているため、第1系統１１からのフィルタ係数が供給される第1適応フィルタ＃１と第2適応フィルタ＃２は係数更新間隔を短くすることが可能であり、第２系統１２からのフィルタ係数が供給される第３適応フィルタ＃３は遅延時間の長い遅延波をキャンセルするための信号を発生することができる。これにより、遅延時間の短い遅延波に対するキャンセラの変動追従速度は速いままで、遅延時間の長い遅延波もキャンセルすることが可能となる。
【００５３】
また、図１の実施例において適応フィルタを３つ用いた構成としたのは、各適応フィルタのキャンセルする遅延時間および各適応フィルタのフィルタ係数の更新間隔が異なるため、説明を行う上で便宜上この構成を用いたものであり、これ以外の構成を用いても本発明は有効である。例えば、図３に示すように係数更新間隔の異なる適応フィルタ＃２と適応フィルタ＃３を１つの適応フィルタ＃２’として構成することもできる。
【００５４】
また、各適応フィルタは図４に示すような構成を用いてもよい。図４に示す適応フィルタは、ｕ個の余り長くないタップ数の適応フィルタ（適応フィルタ-１〜ｕ）を組み合わせた構成であり、全体として長いタップ長を実現できるように構成されている。ｕ個の適応フィルタヘのフィルタ係数の供給は、係数分割回路にて行い、そのアルゴリズムは図５に示すように、遅延回路（遅延-１〜ｕ）を用いることでフィルタ係数が０である部分を適応フィルタに供給しないようにするものである。図５において、ｍは適応フィルタのタップ数、ｍｄｌからｍｄｕはそれぞれ適応フィルタ-１〜ｕのタップ数、ｑｌからｑｕはそれぞれ遅延-１〜ｕの遅延量をそれぞれ示している。図４の構成により、少ないタップ数の適応フィルタでより長い遅延時間の遅延波をキャンセルする信号を発年することができる。
【００５５】
また、図６に示すように、バンドパスフィルタ４と第１適応フィルタ５による負帰還の順番を入れ替える構成でも本発明は同様に適応できる。さらに、図７に示すように、バンドパスフィルタのない構成においても本発明を用いることができる。
【００５６】
図７における構成で、第１〜第３適応フィルタ５〜７をタップ数の大きな１つの適応フィルタとして構成することもできる。さらに適応フィルタとしては、図４に示すような構成の適応フィルタ１つを用いて構成することもできる。
【００５７】
また、フィルタ係数生成回路９には、図８に示すような構成を用いることもできる。図１と図８のフィルタ係数生成回路９の相違点は、第１系統１１側の周波数特性算出回路１３−１にＦＦＴ回路１０から供給された周波数領域のキャリアデータ全てを領域判定してそのデータの判定値を用いて伝搬路の周波数特性を算出する手段を用い、IＦＦＴ回路１７−１の前にこの回路に入力する周波数領域のデータ数を

に間引くことを基本機能とする間引き回路２１を挿入している点である。ここに、ｘは０以上の整数である。
【００５８】
また、間引き回路２１に接続されたIＦＦＴ回路１７−１はIＦＦＴポイント数を間引き回路２１と同様に

に削減するように構成する。
【００５９】
なお、間引き回路については本発明者らの発明に係る特許出願（特開２００１−２２３６６３号の「回り込みキャンセラ」）により既に公知である。
【００６０】
さらに、本発明による遅延波キャンセラは、フィルタ係数生成回路９を図９に示すような構成として、回り込みキャンセラに適用することもできる。図９において第１系統１１側では、ＦＦＴ窓誤差補正回路１４から出力されたデータが２つの残差周波数特性算出回路１５−１と１５−２へ供給され、これらの残差周波数特性算出回路からフィルタ係数更新回路１８までがさらに２系統となるように構成されている。
【００６１】
第１適応フィルタ＃１側に接続される残差周波数特性算出回路１５−１は、前記（４）式に示すマルチパスキャンセル用の遅延波のキャンセル残差を示す周波数特性を算出する構成となっている。また第２適応フィルタ＃２側に接続される残差周波数特性算出回路１５−２は、前記（３）式に示す回り込みキャンセル用の遅延波のキャンセル残差を示す周波数特性を算出する構成となっている。これは、第１適応フィルタ＃１でキャンセルする遅延時間範囲には、バンドパスフィルタ４の信号遅延によって回り込みが存在しないため、第１適応フィルタ＃１をマルチパスだけをキャンセルするように構成したものである。第２適応フィルタ＃２側にはイメージタップ除去回路２２が挿入されているが、これは第２適応フィルタ＃２の遅延時間範囲にマルチパスが存在した場合に、発生するフィルタ係数上のイメージを除去するための回路である。イメージタップ除去回路２２の動作の詳細は、本発明者らの特許出願（特願２０００−３４９４３８号の「回り込みキャンセラおよび伝搬路特性測定装置」）を参照されたい。
【００６２】
【発明の効果】
本発明によれば、遅延時間の短い遅延波に対するキャンセラの変動追従特性を劣化させることなく、遅延時間の長い遅延波もキャンセルし得る遅延波キャンセラを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による遅延波キャンセラの一実施例を示すブロック図である
【図２】フィルタ係数生成用の各系統のIＦＦＴ回路から出力されたインパルス応答データを各適応フィルタヘ分配する方法の説明図である。
【図３】適応フィルタの構成法の一例を示すブロック図である。
【図４】適応フィルタの構成法の他の例を示すブロック図である。
【図５】図４の適応フィルタにおけるフィルタ係数分割法を示す説明図である。
【図６】遅延波キャンセラの構成の変形例を示すブロック図である。
【図７】遅延波キャンセラの構成の他の変形例を示すブロック図である。
【図８】本発明による遅延波キャンセラの他の実施例を示すブロック図である。
【図９】本発明による遅延波キャンセラを回り込みキャンセラに適用した例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，２，３減算器
４バンドパスフィルタ
５，６，７適応フィルタ
８遅延回路
９フィルタ係数生成回路
１０ＦＦＴ回路
１１フィルタ係数生成用の第１系統
１２フィルタ係数生成用の第２系統
１３周波数特性算出回路
１４ＦＦＴ窓誤差補正回路
１５残差周波数特性算出回路
１６補間回路
１７ＩＦＦＴ回路
１８フィルタ係数更新回路
１９係数分割回路
２０ＦＴＴ窓誤差予測回路
２１間引き回路
２２イメージタップ除去回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multipath scancer for electrically canceling a delay wave included in a received signal from a master station using an adaptive filter in digital transmission and digital broadcasting using an OFDM signal, and The present invention relates to a delay wave canceller that cancels a delayed wave of a desired wave, such as a sneak canceller for electrically canceling a wraparound of a radio wave generated when a received signal is retransmitted at the same frequency as reception. Is.
[0002]
[Prior art]
In this type of conventional delayed wave canceller, when configured to cancel a delayed wave having a long delay time, a method of using a determination value of a data carrier when calculating a frequency characteristic of a propagation path from an observed signal By increasing the number of effective frequency characteristic data and reducing the sampling interval of the frequency domain data, a delayed wave with a long delay time can be observed.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, if the number of frequency characteristic data is increased in order to observe a delayed wave with a long delay time, the computation time for signal processing increases, so the time for observing the signal and generating new filter coefficients for the adaptive filter increases. Therefore, there is a problem that the coefficient update interval of the filter becomes long, and a delayed wave having a long delay time cannot be canceled while the coefficient update interval remains short.
[0004]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a delayed wave canceller that can cancel a delayed wave having a long delay time without degrading the fluctuation tracking characteristics of the canceller with respect to a delayed wave having a short delay time.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a subtractor having a subtracted terminal to which an input signal from a reception system is supplied and a subtracting terminal to which a cancellation signal for delay wave cancellation is supplied;
An adaptive filter which is supplied with an output signal from the subtractor and generates the cancellation signal by convolving a characteristic of a filter coefficient with the output signal;
An output signal of the subtractor is substantially supplied, a frequency characteristic indicating a cancellation residual component of the delayed wave included in the output signal is calculated, and a filter coefficient for canceling the delayed wave is calculated from the cancellation residual component A delay wave canceller comprising a filter coefficient generation circuit for rewriting the coefficient of the adaptive filter,
The filter coefficient generation circuit includes:
An FFT circuit that extracts an effective symbol period signal from an input signal in the time domain, which is an output signal of the subtractor, using an FFT window, performs FFT (Fast Fourier Transform), converts the signal into frequency domain data, and outputs the data ,
A frequency characteristic calculation circuit for calculating the frequency characteristic of the reception propagation path from the frequency domain data output from the FFT circuit;
A residual frequency characteristic calculation circuit that calculates and outputs frequency characteristic data indicating a cancellation wave residual component of the delayed wave from the frequency domain data output from the frequency characteristic calculation circuit;
An IFFT circuit that substantially receives the output of the residual frequency characteristic calculation circuit and performs an inverse fast Fourier transform on the input signal to generate an updated filter coefficient;
A filter coefficient update circuit for calculating a new filter coefficient from the updated filter coefficient output from the IFFT circuit and outputting the calculated filter coefficient to the adaptive filter;
Comprising at least
The filter coefficient generation circuit includes at least two or more systems for generating filter coefficients configured by the frequency characteristic calculation circuit, the residual frequency characteristic calculation circuit, the IFFT circuit, and the filter coefficient update circuit. Of these, at least one system has a circuit configuration for generating a filter coefficient at a high speed, and at least another system has a circuit configuration for generating a filter coefficient for canceling a delayed wave having a long delay time. .
[0006]
In a preferred embodiment of the present invention, the IFFT circuit is configured so that the number of data to be subjected to IFFT and the number of IFFT points are different in each system.
[0007]
In another preferred embodiment of the present invention, in each of the filter coefficient generation systems, the frequency characteristic calculation circuit in at least one system uses the SP (Scattered Pilot) inserted in the OFDM signal to determine the frequency characteristics of the propagation path. The frequency characteristic calculation circuit in at least another system is configured to determine an amplitude value and a phase value of data in the frequency domain input from the FFT circuit, and the determination value is used as the input. The frequency characteristics by the propagation path are calculated by dividing the data in the frequency domain.
[0008]
Further, in a preferred embodiment of the present invention, the filter coefficient generation circuit corrects an error in the frequency characteristic included in the output of the frequency characteristic calculation circuit by shifting an FFT window of the FFT circuit from an effective symbol period. An error correction value of an FFT window calculated in a certain system is provided so as to be used in an FFT window error correction means in another system.
[0009]
In still another preferred embodiment of the present invention, the FFT window error correction means may change the FFT window error of the FFT window error correction means of another system when the observation timing of the frequency domain data by the FFT circuit is different in each system. By using the difference between the error correction value and the observation timing, an error correction value of the FFT window is predicted, and means for correcting the error is provided.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the following formulas, unless otherwise noted, uppercase letters indicate complex numbers and lowercase letters indicate real numbers, and the same or related functions in the drawings that indicate the same or equivalent functions. It is shown with a reference number.
[0011]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a delayed wave canceller according to the present invention, wherein 1, 2 and 3 are first, second and third subtractors, respectively, 4 is a bandpass filter,

Reference numerals

6 and 7 denote first, second and third adaptive filters, respectively (these adaptive filters are also simply referred to as “adaptive filter # 1”, “adaptive filter # 2” and “adaptive filter # 3”, respectively), 8 Is a delay circuit, 9 is a filter coefficient generation circuit, 10 is an FFT circuit, 11 and 12 are first and second systems for generating filter coefficients (these systems are simply referred to as “system # 1” and “system # 2 ”), 13-1 and 13-2 are frequency characteristic calculation circuits, 14 is an FFT window error correction circuit, 15 is a residual frequency characteristic calculation circuit, 16 is an interpolation circuit, and 17-1 and 17-2 are IFFTs. Times , 18 filter coefficient updating circuit, 19 coefficient divider 20 is the FFT window error prediction circuitry.
[0012]
In the example of FIG. 1, a configuration using three subtractors 1 to 3 and three adaptive filters 5 to 7 is shown, but the number of these subtracters and adaptive filters is the essential configuration of the present invention. However, for convenience of explanation, the number is limited to three each.
[0013]
The first, second, and third subtractors 1 to 3 receive the above-mentioned respective third, second, and first

adaptive filters

7, 6, and 5 from time-domain canceller signals input to the delayed wave canceller according to the present invention. This is a circuit for sequentially subtracting cancellation signals for canceling delayed waves output to the subtraction terminals of the subtracter and outputting the result to the bandpass filter 4.
[0014]
The bandpass filter 4 suppresses a noise component outside the OFDM signal band of the canceller input and outputs it as a delayed wave canceller output, and also outputs it to the second and third

adaptive filters

6 and 7 and the filter coefficient generation circuit 9. This is a bandpass filter for the purpose. This filter 4 is usually composed of an FIR (Finite Impulse Response) filter having an odd number of taps. The reason why the number of taps is an odd number is to make the signal delay required for passing through the filter 4 a unit of operation clock of the circuit. The reason why the delay amount of the band-pass filter 4 is set to the clock unit will be described in detail later.
[0015]
The filter coefficient generation circuit 9 receives the signal after the delayed wave cancellation output from the bandpass filter 4, generates a filter coefficient for generating a signal for canceling the delayed wave, and generates each adaptive filter 5-7. The detailed operation of the filter coefficient generation circuit 9 will be described later.
[0016]
The

adaptive filters

5, 6 and 7 are filters for canceling the delayed wave by configuring negative feedback in combination with the

subtracters

3, 2 and 1, respectively, and are each configured by a transversal filter such as an FIR filter. .
[0017]
The first adaptive filter 5 convolves the output signal from the third subtracter 3 with the filter coefficient from the filter coefficient generation circuit 9 to cancel a delayed wave having a delay time equal to or shorter than the signal delay by the bandpass filter 4. Since this is a filter that generates a signal, this filter 5 is connected between the output terminal of the third subtractor 3 and the subtractor terminal of the subtractor 3. In the feedback loop of the first adaptive filter 5, a delay element other than the filter is arranged as much as possible so that a delayed wave having a short delay time can be canceled. In the present embodiment, the case where there is no delay element other than the filter in the feedback loop is described.
[0018]
The second adaptive filter 6 convolves the signal from the bandpass filter 4 with the filter coefficient from the filter coefficient generation circuit 9, and outputs a signal for canceling a delayed wave having a delay time longer than the signal delay by the bandpass filter 4. Since the band-pass filter 4 is present in the feedback loop of the filter 6, it is impossible to cancel a delay wave that is equal to or shorter than the delay time. Therefore, the first adaptive filter 5 is configured to cancel the delay time that cannot be canceled by the second adaptive filter 6.
[0019]
The third adaptive filter 7 is a filter that generates a signal for canceling a delayed wave having a long delay time by convolving the filter coefficient from the filter coefficient generation circuit 9 with the signal from the bandpass filter 4.
[0020]
The delay circuit 8 is a circuit that outputs a delay time equal to the sum of the tap lengths of the first adaptive filter 5 and the second adaptive filter 6 with respect to the input signal, and in the embodiment of FIG. Although an example in which 8 is inserted after the third adaptive filter 7 is shown, a configuration in which the delay circuit 8 is inserted in front of the third adaptive filter 7 by reversing this order may be adopted. The tap lengths of the adaptive filters 5 to 7 will be described later in the description of the operation of the filter coefficient generation circuit 9.
[0021]
The operation of the filter coefficient generation circuit 9 will be described. In the following description, parameters in mode 3 of ISDB-T, which is a Japanese terrestrial digital broadcasting system, are used as representatives. Of course, the present invention is effective for other parameters. In ISDB-T mode 3, the total number of carriers per symbol is 5617, the number of FFT points is 8192, and the effective symbol period of one symbol is 1008 ms.
[0022]
The signal supplied from the bandpass filter 4 to the filter coefficient generation circuit 9 is first input to the FFT circuit 10, where time domain data of the effective symbol period of the OFDM signal is extracted by a time window called an FFT window, and the time The domain data is converted into frequency domain data by FFT (Fast Fourier Transform) and output.
[0023]
The delay wave canceller according to the present invention comprises the circuits after the FFT circuit 10 as a plurality of filter coefficient generation systems. In the embodiment of FIG. 1, the first system 11 (# 1) and the second system 12 ( An example of a configuration including two systems of circuits # 2) is shown. Of course, the present invention is effective even when three or more circuits are provided. In the embodiment of FIG. 1, a circuit configuration for generating filter coefficients at high speed in the first system 11 and a filter coefficient for canceling a delayed wave having a long delay time in the second system 12 are generated. Each circuit configuration is shown.
[0024]
Next, circuits in each of the

systems

11 and 12 will be described. The frequency characteristic calculation circuits 13-1 and 13-2 are circuits that calculate and output propagation path frequency characteristic data F (k, n) from the frequency domain data supplied from the FFT circuit 10. Here, k is an integer indicating a carrier number representing a frequency (0 ≦ k ≦ 5616 in the case of mode 3), and n is a natural number indicating the number of times the filter coefficients of the adaptive filters 5 to 7 are updated by the filter coefficient updating circuit 18. There are roughly two methods for calculating the frequency characteristics of the propagation path in the frequency characteristic calculation circuit 13. One is a method using SP (Scattered Pilot) which is a training signal inserted in the OFDM signal, and the other is a method of determining the frequency domain data and using the determination value. In this example, the frequency characteristic is used. The calculation circuit 13-1 is a circuit that calculates the frequency characteristic by the propagation path using the SP, and the frequency characteristic calculation circuit 13-2 is a circuit that calculates the frequency characteristic by the propagation path in the frequency domain using the determination value. .
[0025]
In the method using SP, the frequency characteristic is calculated from a known SP interpolated for every 12 carriers with one symbol in the frequency domain data of the OFDM signal. If the SP data in which the transmitter modulator is interpolated is X (k, n) and the frequency domain data supplied from the FFT circuit 10 is R (k, n), the frequency characteristic data F ( k, n) is expressed by the following equation (1).

However, since SP exists only for every 12 carriers, the data calculated by the equation (1) is only the frequency characteristic data F (k, n) of k satisfying the following equation (2).

Here, p is an integer (p ≦ 468 = 5616/12), i is an integer indicating the symbol number of the OFDM signal (0 ≦ 1 ≦ 203), and mod is an operator indicating the remainder.
[0026]
In the method using SP every twelve carriers, in the case of ISDB-T mode 3, only frequency characteristics of 468 carriers per symbol can be calculated. Only the frequency characteristics of 469 carriers can be calculated by adding the frequency characteristic data of the propagation path of CP (Continual Pilot), which is another known training signal. From these data, it is possible to correctly measure only a delay wave having a delay time up to 1/12 of the effective symbol period (1008 ms) from the sampling theorem of data in the frequency domain. Further, there is a method of using frequency domain data every three carriers using SP for four symbols, but this can also correctly measure only a delayed wave having a delay time up to one third of the effective symbol period.
[0027]
As a method of measuring a delayed wave having a delay time of one third or more of the effective symbol period, there is a method of determining a region of frequency domain data and using the determination value. In this method, all frequency domain carrier data supplied from the FFT circuit 10 is subjected to area determination, and the value is used as X (k, n) in the above equation (1), so that the delay time up to the maximum effective symbol period can be reduced. This is a method for measuring a delayed wave.
[0028]
The advantage of the frequency characteristic calculation method using SP is that the number of data to be processed is small, and therefore the filter coefficient update interval can be shortened. However, there is a drawback that a delayed wave having a long delay time cannot be detected. On the other hand, the frequency characteristic calculation method using the determination value of the data in the frequency domain has an advantage that a delayed wave having a long delay time can be detected. However, since the number of data to be processed is large, there is a drawback that the filter coefficient update interval becomes long.
[0029]
The basics of the operation of the frequency characteristic calculation circuit 13 have been described above. The details of the calculation of the frequency characteristic data F (k, n) are described in a conference presentation paper “Basic study of wraparound canceller for broadcast wave relay in terrestrial digital broadcasting SFN”. , Journal of the Institute of Image Information and Television Engineers, Vol. 54, No. 11pp. 1568-1575 (2000) and patent applications relating to the inventions of the present inventors (Japanese Patent Application No. 2001-332870, “Frequency characteristics calculation circuit and its use Refer to “Cancellers and equipment”).
[0030]
In the embodiment of FIG. 1, as described above, the method of using the SP for one symbol (every 12 carriers) in the frequency characteristic calculation circuit 13-1 of the first system 11 is used to calculate the frequency characteristics of the second system 12. Each of the circuits 13-2 has a configuration using a method using a determination value obtained by performing region determination on all carrier data in the frequency region for one symbol supplied from the FFT circuit 10.
[0031]
The FFT window error correction circuit 14 uses frequency characteristics data F (k, n) output from the frequency characteristic calculation circuit 13 on the frequency phase characteristics due to the FFT window of the FFT circuit 10 deviating from the effective symbol period. An error (primary gradient component) is detected, and frequency characteristic data Fc (k, n) obtained by correcting the error (removing the primary gradient component) is output. Further, the detected value of the error in the frequency phase characteristic indicating the deviation of the FFT window from the effective symbol period is output to the FFT window error prediction circuit 20. For the detailed operation of the FFT window error correction circuit 14, refer to the patent application (“OFDM demodulator” of Japanese Patent Laid-Open No. 2000-295195) according to the present inventors' invention.
[0032]
The FFT window error prediction circuit 20 includes a detection value of an error in frequency phase characteristics indicating a deviation from the effective symbol period of the FFT window output from the FFT window error correction circuit 14 of one system, and an FFT window error correction circuit in the past. 14 is used to predict an error in which the current FFT window deviates from the effective symbol period, and output the error to the FFT window error correction circuit 14 of the other system 12. In this prediction, for example, when it is desired to shorten the coefficient update interval of the third adaptive filter # 3 by the second system 12, the FFT window calculated by the FFT window error correction circuit 14 of the first system 11 deviates from the effective symbol period. By using the error, the FFT window error correction circuit 14 of the second system 12 is configured to give a predicted value of the FFT window error.
[0033]
An example of a method for calculating the predicted value of the FFT window error by first-order extrapolation is shown below. It is assumed that the filter coefficient update count by the first system 11 is n1, the filter coefficient update count by the second system 12 is n2, and the filter coefficient update time interval by the first system 11 is L1 (L1 is a real number). The error value from the effective symbol period of the FFT window calculated by the FFT window error correction circuit 14 of the first system 11 is input as v1 (n1), and the calculated value of the FFT window error is input from the FFT window error correction circuit 14 of the first system 11. Assuming that τ is the time from when the predicted value of the FFT window error is output to the second system 12 to τ, the predicted value v2 (n2) of the FFT window error of the signal observed in the second system 12 is

Is required. As a result, it is not necessary to calculate the FFT window error in the FFT window error correction circuit 14 of the second system 12, so that the coefficient update interval of the third adaptive filter # 3 by the second system 12 can be shortened. . When it is desired to shorten the coefficient update interval between the first adaptive filter # 1 and the second adaptive filter # 2 by the first system 11, the FFT window calculated by the FFT window error correction circuit 14 of the second system 12 is an effective symbol. By using an error deviating from the period, the FFT window error correction circuit 14 of the first system 11 is configured to give a predicted value of the FFT window error.
[0034]
The residual frequency characteristic calculation circuit 15 uses the frequency characteristic data Fc (k, n) output from the FFT window error correction circuit 14 to indicate the frequency characteristic E (k, Calculate n) and output. The calculation method of E (k, n) uses the following formula (3) when using the delayed wave canceller of the present invention as a wraparound canceller, and uses the following formula (4) when using it as a multipath canceller.

Here, D (n) is a component indicating the main wave of Fc (k, n), which is obtained by the following equation (5).

Here, kn is a positive integer indicating the number of carriers of Fc (k, n), and ka is a positive integer indicating the number of data of Fc (k, n) at the coefficient update number n.
In addition, the calculations of equations (3), (4), and (5) are performed only for k for which valid data exists in Fc (k, n), and what is the portion of k for which no valid data exists. If not.
[0035]
The interpolation circuit 16 has an IFFT to which the output data of the interpolation circuit 16 is supplied in accordance with the number of data of the frequency characteristic E (k, n) indicating the cancellation residual of the delayed wave output from the residual frequency characteristic calculation circuit 15. When the number of data required by the circuit 17-1 is not reached, the frequency characteristic data E ′ (k, n,) is obtained by interpolating E (k, n) data so that the number of data required by the IFFT circuit 17-1 is obtained. Output n). The SP data interpolation method is as follows, assuming that the number of E (k, n) data input to the interpolation circuit 16 is ka and the number of E ′ (k, n) data output from the interpolation circuit 16 is kb. 6) Interpolate so that the number of data satisfying the equation is kb.

Here, FLOOR [] is a function indicating truncation, and kf indicates the number of FFT points of the FFT circuit 10. Y is an integer of 0 or more,

Indicates the number of IFFT points in the IFFT circuit 17-1.
[0036]
The interpolation of the data by the interpolation circuit 16 may use any interpolation method such as linear interpolation (primary interpolation) or cubic spline interpolation as long as the frequency axis sampling interval is equal.
[0037]
In the embodiment of FIG. 1, the interpolation circuit 16 is provided only on the first system 11 side, but this is because the residual frequency characteristic calculation circuit 15 on the second system 12 side stores all the carrier data. This is because it exists and does not need to be interpolated. Since the number of data input to the interpolation circuit 16 of the first system 11 is 468, which is the same as the SP for one symbol, the data number kb after interpolation is 702 from the equation (6).
[0038]
IFFT circuits 17-1 and 17-2 perform IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) on the input frequency characteristic data to convert it into time-domain impulse response data T (t, n), and data for updating filter coefficients To the filter coefficient update circuit 18. The impulse response data T (t, n) is calculated by the following equation (7).

Here, IFFT [] is a function indicating inverse fast Fourier transform. Further, t is a value indicating the delay time of the impulse response due to the delayed wave, and is a unit indicating the reciprocal of the frequency sampling interval due to k of E ′ (k, n).
[0039]
In the embodiment of FIG. 1, the IFFT circuit (# 2) 17-2 on the second system 12 side has 5617 in the example of mode 3 of the ISDB-T, and therefore the number of IFFT points is From Equation (6), it is 8192. On the other hand, the IFFTl circuit (# 1) 17-1 on the first system 11 side has the number of data input from the interpolation circuit 16 being 702, so that the number of IFFT points is 1024 or more from the above equation (6). That's fine. When the number of IFFT points is small, the time required for calculation can be considerably shortened, so that the filter coefficient generation interval on the first system 11 side is considerably shorter than that of the second system 12.
[0040]
The filter coefficient update circuit 18 extracts only the portion used by each adaptive filter from the impulse response data T (t, n) output from the IFFT circuit 17, updates it as a new filter coefficient, and sets each adaptive coefficient. Supply to filters 5-7. A simple example of the filter coefficient update at the coefficient update n-th time by the filter coefficient update circuit 18 is expressed by the following equation (8).

Here, W (t, n) represents filter coefficients of the adaptive filters 5 to 7, and μ represents an update coefficient of the filter coefficient.
[0041]
As for other examples of the filter coefficient update circuit, patent applications relating to the present inventors' invention ("delayed wave canceller" of Japanese Patent Application No. 2001-277073 and "wraparound canceller" of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-237749) are disclosed. Please refer.
[0042]
The coefficient dividing circuit 19 is a circuit that divides and supplies the filter coefficient output from the filter coefficient updating circuit 18 to the first adaptive filter (# 1) 5 and the second adaptive filter (# 2) 6.
[0043]
Here, the supply of filter coefficients to the adaptive filters # 1 and # 2 by the filter coefficient updating circuit 18 and the coefficient dividing circuit 19 will be described with reference to FIG.
Note that the operation clock in each adaptive filter is the same as the sampling clock in the FFT circuit 10, and the tap length of each adaptive filter is shown.
[0044]
FIG. 2 shows a method of distributing the impulse response data output from the IFFT circuits 17-1 and 17-2 of each system to the adaptive filters # 1 to # 3.
[0045]
In FIG. 2, the impulse response data output from the IFFT circuit # 1 (17-1) of the first system 11 is output from T1 (t, n), and the IFFT circuit # 2 (17-2) of the second system 12 is output. The impulse response data that has been set is T2 (t, n). Further, ml is a tap number of the adaptive filter # 1, m2 is a tap length of the adaptive filter # 2, and m3 is a natural number indicating the tap length of the adaptive filter # 3.
[0046]
The component of t = 0 in each impulse response data indicates the position of the main wave, and there is no delay wave in this portion. Therefore, the impulse response after t = 1 is used for canceling the delay wave.
[0047]
The adaptive filter # 1 and the adaptive filter # 2 are filters to which filter coefficients from the first system 11 are supplied. The filter coefficient update circuit 18 of the first system 11 collectively updates and outputs the filter coefficients (tap length ml + m2) of the adaptive filter # 1 and the adaptive filter # 2, and the coefficient division circuit 19 uses the filter of the adaptive filter # 1. The filter is divided into a coefficient and a filter coefficient of adaptive filter # 2, and is supplied to each adaptive filter.
[0048]
The adaptive filter # 1 is a filter that generates a signal for canceling a delay wave having a delay time equal to or shorter than the signal delay by the bandpass filter 4, and therefore, from the IFFT circuit # 1 (17-1) as shown in FIG. The output impulse response data is updated by the filter coefficient update circuit 18, and the first to mlth data are extracted by the coefficient dividing circuit 19 and supplied as filter coefficients of the adaptive filter # 1. Note that the tap length m1 of the adaptive filter # 1 only needs to be equal to or longer than the signal delay by the bandpass filter 4, and in this embodiment, is the same as the delay of the bandpass filter 4.
[0049]
The adaptive filter # 2 is a filter that cancels a delayed wave up to a delay time that can be generated by the first system 11. It should be noted that a delayed wave having a delay time equal to or shorter than the signal delay by the bandpass filter 4 cannot be canceled by the adaptive filter # 2, so this portion is set as the tap range of the adaptive filter # 1. In the adaptive filter # 2, as shown in FIG. 2, the impulse response data output from the IFFT circuit 17-1 is updated by the filter coefficient updating circuit 18, and the data from the (ml + 1) th to the (ml + m2) th is updated. Extracted by the coefficient dividing circuit 19 and supplied as the filter coefficient of the second adaptive filter # 2. The tap length m2 of the adaptive filter # 2 is determined by the algorithm of the first system 11. In the embodiment shown in FIG. 1, the frequency characteristic calculation circuit 13-1 of the first system 11 calculates the frequency characteristic of the propagation path using SPs arranged every twelve carriers. 1 is a delay time that can be generated by the first system 11. Therefore, the tap length m2 of the adaptive filter # 2 is subtracted from the tap length ml of the adaptive filter # 1,

It becomes the tap length that satisfies.
[0050]
The adaptive filter # 3 is a filter that cancels a delayed wave up to a delay time that can be generated by the second system 12. As shown in FIG. 2, the (m1 + m2 + 1) th data of the impulse response data output from the IFFT circuit # 2 is supplied to the third adaptive filter # 3 as a filter coefficient using the filter coefficient update circuit 18. To do.
[0051]
In the embodiment shown in FIG. 1, the frequency characteristic calculation circuit 13-2 of the second system 12 determines all the carrier data in the frequency domain supplied from the FFT circuit 10 and propagates using the determination value of the data. Since the frequency characteristic of the path is calculated, the second system 12 can generate the filter coefficient of the delay time until the effective symbol period. Therefore, the tap length m3 of the third adaptive filter # 3 is obtained by subtracting the tap length ml of the first adaptive filter # 1 and the tap length m2 of the second adaptive filter # 2.

It becomes the tap length that satisfies.
[0052]
In the embodiment of FIG. 1, a circuit configuration for generating a filter coefficient at high speed in the first system 11 and a circuit configuration for generating a filter coefficient for canceling a delayed wave having a long delay time in the second system 12 are used. Therefore, the first adaptive filter # 1 and the second adaptive filter # 2 to which the filter coefficient from the first system 11 is supplied can shorten the coefficient update interval. The third adaptive filter # 3 to which the filter coefficient is supplied can generate a signal for canceling a delayed wave having a long delay time. As a result, it is possible to cancel a delayed wave having a long delay time while the fluctuation tracking speed of the canceller with respect to the delayed wave having a short delay time remains high.
[0053]
Also, the configuration using three adaptive filters in the embodiment of FIG. 1 is because the delay time for canceling each adaptive filter and the update interval of the filter coefficient of each adaptive filter are different. The present invention is effective even if other configurations are used. For example, as shown in FIG. 3, the adaptive filter # 2 and the adaptive filter # 3 having different coefficient update intervals may be configured as one adaptive filter # 2 ′.
[0054]
Each adaptive filter may have a configuration as shown in FIG. The adaptive filter shown in FIG. 4 has a configuration in which u number of tap filters that are not so long (adaptive filters-1 to u) are combined, and is configured to realize a long tap length as a whole. The filter coefficients are supplied to the u adaptive filters by a coefficient dividing circuit, and the algorithm uses a delay circuit (delays −1 to u) as shown in FIG. This is to prevent supply to the adaptive filter. In FIG. 5, m represents the number of taps of the adaptive filter, mdl to mdu represent the number of taps of the adaptive filter-1 to u, and ql to qu represent the delay amounts of delay-1 to u, respectively. With the configuration of FIG. 4, it is possible to generate a signal that cancels a delayed wave having a longer delay time with an adaptive filter having a smaller number of taps.
[0055]
Further, as shown in FIG. 6, the present invention can be similarly applied to a configuration in which the order of negative feedback by the bandpass filter 4 and the first adaptive filter 5 is switched. Furthermore, as shown in FIG. 7, the present invention can be used even in a configuration without a bandpass filter.
[0056]
In the configuration in FIG. 7, the first to third adaptive filters 5 to 7 can be configured as one adaptive filter having a large number of taps. Furthermore, as an adaptive filter, it can also comprise using one adaptive filter of a structure as shown in FIG.
[0057]
Further, the filter coefficient generation circuit 9 can be configured as shown in FIG. The difference between the filter coefficient generation circuit 9 of FIG. 1 and FIG. 8 is that the frequency characteristic calculation circuit 13-1 on the first system 11 side is subjected to area determination on all frequency domain carrier data supplied from the FFT circuit 10, and the data Is used to calculate the frequency characteristics of the propagation path, and the number of data in the frequency domain input to this circuit before the IFFT circuit 17-1 is calculated.

A thinning circuit 21 having a basic function of thinning is inserted. Here, x is an integer of 0 or more.
[0058]
The IFFT circuit 17-1 connected to the thinning circuit 21 has the same number of IFFT points as the thinning circuit 21.

Configure to reduce.
[0059]
Note that the thinning-out circuit is already known from a patent application relating to the invention of the present inventors (“wraparound canceller” in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-223663).
[0060]
Furthermore, the delayed wave canceller according to the present invention can be applied to a wraparound canceller with the filter coefficient generation circuit 9 configured as shown in FIG. In FIG. 9, on the first system 11 side, the data output from the FFT window error correction circuit 14 is supplied to two residual frequency characteristic calculation circuits 15-1 and 15-2, and from these residual frequency characteristic calculation circuits. The filter coefficient update circuit 18 is further configured to have two systems.
[0061]
The residual frequency characteristic calculation circuit 15-1 connected to the first adaptive filter # 1 side is configured to calculate the frequency characteristic indicating the cancellation residual of the delayed wave for multipath cancellation shown in the above equation (4). ing. The residual frequency characteristic calculation circuit 15-2 connected to the second adaptive filter # 2 side is configured to calculate the frequency characteristic indicating the cancellation residual of the delayed wave for wraparound cancellation shown in the above equation (3). ing. This is because the first adaptive filter # 1 is configured to cancel only the multipath because there is no wraparound due to the signal delay of the bandpass filter 4 in the delay time range canceled by the first adaptive filter # 1. It is. An image tap removal circuit 22 is inserted on the second adaptive filter # 2 side, and this is an image on the filter coefficient generated when multipath exists in the delay time range of the second adaptive filter # 2. It is a circuit for removing. For details of the operation of the image tap removing circuit 22, refer to the patent application of the present inventors (Japanese Patent Application No. 2000-349438, "wraparound canceller and propagation path characteristic measuring apparatus").
[0062]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to realize a delayed wave canceller capable of canceling a delayed wave having a long delay time without degrading the fluctuation tracking characteristics of the canceller with respect to a delayed wave having a short delay time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a delayed wave canceller according to the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a method for distributing impulse response data output from each series of IFFT circuits for generating filter coefficients to each adaptive filter;
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a configuration method of an adaptive filter.
FIG. 4 is a block diagram illustrating another example of a configuration method of an adaptive filter.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a filter coefficient division method in the adaptive filter of FIG. 4;
FIG. 6 is a block diagram showing a modified example of the configuration of the delayed wave canceller.
FIG. 7 is a block diagram showing another modification of the configuration of the delayed wave canceller.
FIG. 8 is a block diagram showing another embodiment of the delayed wave canceller according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing an example in which the delayed wave canceller according to the present invention is applied to a wraparound canceller.
[Explanation of symbols]
1, 2, 3 subtractor
4 Bandpass filter
5, 6, 7 Adaptive filter
8 Delay circuit
9 Filter coefficient generation circuit
10 FFT circuit
11 First system for filter coefficient generation
12 Second system for filter coefficient generation
13 Frequency characteristics calculation circuit
14 FFT window error correction circuit
15 Residual frequency characteristic calculation circuit
16 Interpolator
17 IFFT circuit
18 Filter coefficient update circuit
19 Coefficient division circuit
20 FTT window error prediction circuit
21 Thinning circuit
22 Image tap removal circuit

Claims

A subtractor having a subtracted terminal to which an input signal from the receiving system is supplied and a subtracting terminal to which a cancel signal for delay wave cancellation is supplied;
An adaptive filter which is supplied with an output signal from the subtractor and generates the cancellation signal by convolving a characteristic of a filter coefficient with the output signal;
An output signal of the subtractor is substantially supplied, a frequency characteristic indicating a cancellation residual component of the delayed wave included in the output signal is calculated, and a filter coefficient for canceling the delayed wave is calculated from the cancellation residual component A delay wave canceller comprising a filter coefficient generation circuit for rewriting the coefficient of the adaptive filter,
The filter coefficient generation circuit includes:
An FFT circuit that extracts an effective symbol period signal from an input signal in the time domain, which is an output signal of the subtractor, using an FFT window, performs FFT (Fast Fourier Transform), converts the signal into frequency domain data, and outputs the data ,
A frequency characteristic calculation circuit for calculating the frequency characteristic of the reception propagation path from the frequency domain data output from the FFT circuit;
A residual frequency characteristic calculation circuit that calculates and outputs frequency characteristic data indicating a cancellation wave residual component of the delayed wave from the frequency domain data output from the frequency characteristic calculation circuit;
An IFFT circuit that substantially receives the output of the residual frequency characteristic calculation circuit and performs an inverse fast Fourier transform on the input signal to generate an updated filter coefficient;
A filter coefficient update circuit for calculating a new filter coefficient from the updated filter coefficient output from the IFFT circuit and outputting the calculated filter coefficient to the adaptive filter;
And a filter coefficient generation circuit for generating a filter coefficient comprising the frequency characteristic calculation circuit, the residual frequency characteristic calculation circuit, the IFFT circuit, and the filter coefficient update circuit. At least two systems are provided, and at least one of these systems is configured to generate a filter coefficient at a high speed, and at least another system is configured to generate a filter coefficient that cancels a delayed wave having a long delay time. A delayed wave canceller characterized by that.

The IFFT circuit;
The delayed wave canceller according to claim 1, wherein the number of data to be subjected to IFFT and the number of IFFT points are different in each system.

In each system for generating the filter coefficient, the frequency characteristic calculation circuit in at least one system is configured to calculate a frequency characteristic due to a propagation path using an SP (Scattered Pilot) inserted in an OFDM signal, and at least The frequency characteristic calculation circuit in another system determines an amplitude value and a phase value of frequency domain data input from the FFT circuit, and divides the input frequency domain data by the determination value. The delay wave canceller according to claim 1, wherein the delay wave canceller is configured to calculate a frequency characteristic by a propagation path.

The filter coefficient generation circuit includes:
An FFT window error correction means for correcting an error in the frequency characteristic included in the output of the frequency characteristic calculation circuit by shifting the FFT window of the FFT circuit from the effective symbol period, and the FFT window calculated in a certain system is provided. The delay wave canceller according to any one of claims 1 to 3, wherein the error correction value is used in an FFT window error correction unit in another system.

When the FFT window error correction means has different observation timings of the frequency domain data by the FFT circuit in each system, the difference between the FFT window error correction value and the observation timing of the FFT window error correction means of another system is used. 5. The delayed wave canceller according to claim 4, further comprising means for predicting an error correction value of the FFT window and correcting the error.