JP3931604B2

JP3931604B2 - DC motor speed controller

Info

Publication number: JP3931604B2
Application number: JP2001258732A
Authority: JP
Inventors: 達哉三輪; 和文井地
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-08-28
Filing date: 2001-08-28
Publication date: 2007-06-20
Anticipated expiration: 2021-08-28
Also published as: JP2003070290A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流モータの回転速度の制御を行なう直流モータ速度制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流モータを所望の回転速度で駆動する直流モータ速度制御装置が各種提案されているが、例えば特開２０００−３５４３９５公報には、直流モータ、この直流モータへの直流電力供給用の電源、および直流モータの速度制御用の制御装置を備え、制御装置は、直流モータとともに電源の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段と、スイッチング手段のオフ時に直流モータに発生する逆起電力を放出する放出手段と、逆起電力の検出を行う検出手段と、スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出手段の検出結果に応じて行う駆動手段とにより成る直流モータ速度制御装置が開示されている。
【０００３】
ここで、一具体例として、上記駆動手段には、可変抵抗を含む分圧器と、この分圧器による設定速度に応じた基準電圧レベルに充電される基準電圧用コンデンサと、スイープ信号の電圧レベルと基準電圧レベルとの比較を行う比較器とが設けられている。そして、比較器の比較結果に応じてスイッチング手段のオン／オフ制御が実行されるとともに、分圧器の分圧抵抗および基準電圧用コンデンサで決まる時定数に従って充電された基準電圧用コンデンサを、検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ、上記分圧器の一部の抵抗成分を通じて放電させることにより、基準電圧レベルを調整して上記オン／オフのデューティ制御が実行される。
【０００４】
このような構成の直流モータ速度制御装置によれば、スイッチング手段に対する駆動周波数が一定であるので、スイッチング損失の増大防止が可能となる。また、逆起電力の生起時間に応じて、基準電圧用コンデンサの充放電時間が変化して、その基準電圧レベルとスイープ信号の電圧レベルとの比較結果が変化し、この結果、スイッチング素子のオン／オフのデューティが変化するので、直流モータに対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記直流モータ速度制御装置の構成では、基準電圧の波形の傾き特性が基準電圧用コンデンサおよびこれに接続された分圧抵抗で決まるので、前者の容量値または後者の抵抗値を変更することにより、波形の傾き特性を変化させることができるが、この場合、基準電圧用コンデンサの充放電時の両方の基準電圧の波形が変化してしまう。
【０００６】
このため、無負荷時の目標回転数および無負荷時のトルクを満足のいく特性に設定するとともに、比較器が正常に出力するようにスイープ信号波形と基準電圧の波形とが重ならないように設定することが困難であった。
【０００７】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる直流モータ速度制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、直流モータと、この直流モータヘの直流電力供給用の電源と、前記直流モータの速度制御用の制御装置とを備え、この制御装置は、前記直流モータを介して前記電源の両端に接続されるスイッチング手段と、このスイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力をクランプするダイオードによってその逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力を放出する時間の検出をする検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行なう駆動手段とにより構成され、この駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、直流モータの速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出手段による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて前記基準電圧を自動的に切り替える基準電圧形成部と、スイープ信号の電圧レベルと前記基準電圧のレベルとの比較を行うゲート電圧生成部とにより構成され、前記基準電圧形成部は、基準電圧用コンデンサと、可変抵抗からなる速度設定ボリュームおよび抵抗を含み前記電源の出力電圧の分圧電圧を前記基準用電圧コンデンサに印加する回路により形成された前記基準電圧用コンデンサの充電の経路と、前記基準電圧用のコンデンサの両端に接続され検出手段の出力に応じてオン／オフするトランジスタおよび抵抗により形成された前記基準電圧用コンデンサの放電の経路とにより構成され、前記ゲート電圧生成部の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記分圧電圧によって充電された前記基準電圧用コンデンサを、前記検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ放電させることにより前記基準電圧のレベルを調整して前記オン／オフのデューティ制御を行うことを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、その放電量を前記スイープ信号のレベルより小さくすることを特徴とする。
【００１０】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、スイープ信号の放電量を前記基準電圧より大きくすることを特徴とする。
【００１１】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記掃引発振器は、前記スイープ信号を出力するコンデンサと、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少することでＣＲの時定数を一定にするサーミスタとを有していることを特徴とする。
【００１２】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の直流モータ速度制御装置において、前記スイープ信号の発振周波数が変化した場合、その発振周波数の変化分を検出し、その変化を抑えることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１は本発明に係る第１実施形態の直流モータ速度制御装置の回路図である。
【００１４】
図１に示す直流モータ速度制御装置１は、直流モータ１１と、この直流モータ１１に直流電力を供給する例えばバッテリにより成る電源１２と、直流モータ１１の速度制御用の制御装置１３とを備えている。
【００１５】
この制御装置１３は、直流モータ１１を介して電源１２の両端に接続されるスイッチング手段としてのＦＥＴＱ１３と、直流モータ１１と並列に接続され、ＦＥＴＱ１３のオフ時に直流モータ１１に発生する逆起電力を電源１２に向けて放出する放出手段としてのダイオードＤ１３とを備えているとともに、安定化電源１４と、検出部１５（検出手段）と、駆動部１６（駆動手段）とを備えている。なお、スイッチング手段としてはパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどが使用されるが、図１の例ではＦＥＴが使用されている。また、直流モータ速度制御装置１を電動ねじ回しや電気ドリルなどの電動工具に適用する場合に、直流モータ１１と電源１２との間に電源スイッチが介設されることもある。
【００１６】
安定化電源１４は、制御装置１３の各部に安定な電力を供給するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１４０，Ｒ１４１、コンデンサＣ１４および定電圧ダイオードＺＤ１４により構成されている。
【００１７】
検出部１５は、直流モータ１１およびＦＥＴＱ１３の接続点における電圧（ＦＥＴＱ１３のドレイン電圧）から、直流モータ１１に発生する逆起電力のダイオードＤ１３による放出時間の検出をするものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１５０〜Ｒ１５３およびコンパレータ１５０により構成されている。
【００１８】
図２（ａ），（ｂ）にそれぞれ無負荷（または軽負荷）時および負荷（または重負荷）時における図１中の検出部の動作波形図を示し、この図を用いて検出部１５による検出原理について説明する。
【００１９】
直流モータ速度制御装置１の動作時にＦＥＴＱ１３がオンからオフになると、直流モータ１１の両端子に印加の電荷の極が反転して逆起電力が発生するが、その逆起電力の発生期間は、直流モータ１１に対する負荷状態に応じて長さが変わり、図２（ａ）の“ＴＭ１１”に示すように、負荷が軽いほど直流モータ１１に流れる電流がより小さくなってより短くなる一方、図２（ｂ）の“ＴＭ２１”に示すように、負荷が重いほど直流モータ１１に流れる電流がより大きくなってより長くなる。
【００２０】
そこで、第１実施形態では、コンパレータ１５０の反転入力端子と非反転入力端子とに、それぞれ抵抗Ｒ１５０，Ｒ１５１による電源１２の分圧電圧Ｖ150-と抵抗Ｒ１５２，Ｒ１５３によるＦＥＴＱ１３のドレイン電圧の分圧電圧Ｖ150+とを入力し、コンパレータ１５０が分圧電圧Ｖ150-のレベルよりも分圧電圧Ｖ150+のレベルの方が高くなる期間（図２ではＴＭ１１，ＴＭ２１）を逆起電力の発生期間として検出してハイレベルの信号を出力するように検出部１５を構成するのである。なお、逆起電力による逆起電圧はダイオードＤ１３の電圧にクランプされる。
【００２１】
図１に戻って、駆動部１６は、ＦＥＴＱ１３に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出部１５の検出結果に応じて行うものであり、図１の例では、三角波形成部１７（掃引発振器）と、基準電圧形成部１８と、ゲート電圧生成部１９とにより構成されている。
【００２２】
図３および図４にそれぞれ図１中の三角波形成部の動作説明図および出力波形図を示し、これらの図をさらに用いて三角波形成部１７について説明する。
【００２３】
三角波形成部１７は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期（図４に示す三角波の周波数で決まる一定の発振周波数）で発振するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１７０〜Ｒ１７４、コンデンサＣ１７およびコンパレータ１７０により構成されている。
【００２４】
コンパレータ１７０の反転入力端子には、コンデンサＣ１７の電圧が常時印加している。そして、コンパレータ１７０の出力が例えばハイレベルであるとき、図３（ａ）に示す回路による安定化電源１４の出力電圧の分圧電圧Ｖ１が、抵抗Ｒ１７０を介してコンデンサＣ１７に印加し、これによりコンデンサＣ１７が充電される。このとき、コンパレータ１７０の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１７４に発生する分圧電圧が印加するので、この分圧電圧をコンデンサＣ１７の電圧が上記充電によって超えたとき、コンパレータ１７０の出力がローレベルに切り替わる。
【００２５】
コンパレータ１７０の出力がローレベルであるとき、コンデンサＣ１７の両端が抵抗Ｒ１７０を介して短絡されるので、コンデンサＣ１７が当該コンデンサおよび抵抗Ｒ１７０の時定数に従って放電することになる。またこのとき、コンパレータ１７０の非反転入力端子には、図３（ｂ）に示す回路による分圧電圧Ｖ２（＜Ｖ１）が印加することになるので、その分圧電圧Ｖ２をコンデンサＣ１７の電圧が下回るとき、コンパレータ１７０の出力がハイレベルに切り替わる。
【００２６】
要するに、三角波形成部１７は、コンパレータ１７０によってコンデンサＣ１７の充放電の切替えを行い、その充放電によってコンデンサＣ１７に図４に示すような三角波の信号を発生させるのである。なお、図４の三角波については、実際にはＣＲによる曲線の波形となる。
【００２７】
図５および図６にそれぞれ図１中の基準電圧形成部の速度設定ボリュームによる基準電圧の切替の説明図および検出部による逆起電力の発生期間の検出結果に応じた基準電圧の自動切替の説明図を示し、これらの図をさらに用いて基準電圧形成部１８について説明する。
【００２８】
基準電圧形成部１８は、直流モータ１１の速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出部１５による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて、上記基準電圧を自動的に切り替えるものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８５、速度設定ボリュームＶＲ、コンデンサＣ１８（基準電圧用コンデンサ）およびＮＰＮ形のトランジスタＱ１８により構成されている。
【００２９】
すなわち、出力するべき基準電圧はコンデンサＣ１８の電圧であり、そのコンデンサＣ１８には、速度設定ボリュームＶＲおよび抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８３を含む回路による安定化電源１４の出力電圧の分圧電圧が印加し、この分圧電圧によってコンデンサＣ１８が充電される。この構成によれば、速度設定ボリュームＶＲである可変抵抗の抵抗値を変更することにより、図５の例に示すように、コンデンサＣ１８の基準電圧のレベルを変更することができる。同図には、低速用に設定された基準電圧が高速用に設定替えされている様子が図示されている。
【００３０】
一方、コンデンサＣ１８の両端には、検出部１５の出力に応じてオン／オフするトランジスタＱ１８を介して、抵抗Ｒ１８４が接続されているので、検出部１５の出力が逆起電力の発生期間を示すハイレベルであるとき、トランジスタＱ１８がオンになってコンデンサＣ１８が抵抗Ｒ１８４で短絡され、ローレベルであるとき、トランジスタＱ１８がオフになって抵抗Ｒ１８４によるコンデンサＣ１８の短絡が解除される。したがって、図６の例に示すように、負荷無しの状態から負荷有りの状態に移行すると、コンデンサＣ１８が抵抗Ｒ１８４で短絡される時間が長くなり、これにより、コンデンサＣ１８の基準電圧のレベルが下がる。つまり、負荷の状態に応じてコンデンサＣ１８の基準電圧のレベルが変動するのである。
【００３１】
図７（ａ），（ｂ）にそれぞれ負荷無しおよび負荷有りのときの図１中のゲート電圧生成部の動作波形図を示し、この図をさらに用いてゲート電圧生成部１９について説明する。
【００３２】
ゲート電圧生成部１９は、三角波形成部１７の出力であるコンデンサＣ１７の電圧レベルと基準電圧形成部１８の出力であるコンデンサＣ１８の電圧レベルとを比較し、前者が後者より高レベルである期間、ハイレベルの信号をＦＥＴＱ１３のゲートに出力する一方、低レベルである期間、ローレベルの信号をＦＥＴＱ１３のゲートに出力するものであり、図１の例では、抵抗Ｒ１９１，Ｒ１９２、ヒステリシス付きのコンパレータ１９０およびＰＮＰ形のトランジスタＱ１９により構成されている。
【００３３】
図１の回路構成では、コンパレータ１９０の非反転入力端子と反転入力端子とに、それぞれコンデンサＣ１７の電圧ＶC17 とコンデンサＣ１８の電圧ＶC18 とが印加しているので、コンパレータ１９０の出力は、図７に示すように、電圧ＶC17 のレベルが電圧ＶC18 のレベルより高レベルである期間、ハイレベルになる一方、低レベルである期間、ローレベルになる。
【００３４】
コンパレータ１９０の出力がハイレベルになると、トランジスタＱ１９がオフになって、ゲート電圧生成部１９の出力がハイレベルになる。これにより、ＦＥＴＱ１３がオンになり、このオン期間は、負荷が軽いほどより短くなり、負荷が重いほどより長くなる。これに対し、コンパレータ１９０の出力がローレベルになると、トランジスタＱ１９がオンになって、ゲート電圧生成部１９の出力がローレベルになる。これにより、ＦＥＴＱ１３がオフになり、このオフ期間は、負荷が軽いほどより長くなり、負荷が重いほどより短くなる。
【００３５】
第１実施形態によれば、ＦＥＴＱ１３に対する駆動周波数が一定であるので、スイッチング損失の増大防止が可能になるほか、検出部１５の検出結果に応じてＦＥＴＱ１３に対するオン／オフのデューティ制御が実行されるので、直流モータ１１に対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【００３６】
また、基準電圧用のコンデンサＣ１８の充電および放電の各経路が個別に形成されているので、それら充電および放電の時定数を個々に設定することができるから、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、ＦＥＴＱ１３を適切に制御することができる。つまり、コンデンサＣ１８の充電波形の傾きについては、速度設定ボリュームＶＲおよび抵抗Ｒ１８０〜Ｒ１８３を含む回路で任意に設定することができる一方、コンデンサＣ１８の放電波形の傾き（≒コンデンサＣ１８の電位の下げ幅）については、抵抗Ｒ１８４の抵抗値によって任意に設定することができるのである。これにより、スイープ信号電圧より放電量を小さくでき、図７に示すゲート電圧生成部１９の出力波形のように、最適な制御が可能となる。
【００３７】
（第２実施形態）
図８は本発明に係る第２実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図、図９は図８中のサーミスタの抵抗値の温度特性図、図１０は図８の三角波形成部の動作説明図である。
【００３８】
第２実施形態の直流モータ速度制御装置は、第１実施形態との相違点として、図１の三角波形成部１７に代えて図８に示す三角波形成部２７を備えている。この三角波形成部２７は、周囲温度の変動に伴うコンデンサＣ１７の容量変化に起因する、コンデンサＣ１７からのスイープ信号の周波数変動を補正するためのサーミスタＴｈ２７をさらに備える以外は、第１実施形態の三角波形成部１７と同様に構成される。ただし、図８の例において、Ｒ２７はコンデンサＣ１７に接続される合成抵抗を示し、その合成抵抗Ｒ２７およびコンデンサＣ１７に並列にサーミスタＴｈ２７が接続されている。
【００３９】
ここで、三角波形成部から出力されるスイープ信号の発振周波数は、周囲環境に依存して変化する。すなわち、周囲温度が高温になると、コンデンサＣ１７の容量が減少して、スイープ信号の周波数が高くなり、逆に低温になると、ＦＥＴＱ１３に対するオンデューティが増大する。
【００４０】
そこで、第２実施形態では、図９に示すように、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少するサーミスタＴｈ２７を設け、高温になると、減少するコンデンサＣ１７の容量を、増大するサーミスタＴｈ２７の抵抗値で補うとともに、低温になると、増大するコンデンサＣ１７の容量を、減少するサーミスタＴｈ２７の抵抗値で補うことにより、ＣＲの時定数を一定にするのである。これにより、高温時、サーミスタＴｈ２７の抵抗値が減少することで、コンデンサＣ１７および合成抵抗にかかる電圧Ｖ３を下げることができ、低温時、サーミスタＴｈ２７の抵抗値が増大することで、電圧Ｖ３を上げることができる。要するに、周囲温度の変動に関わらず、ＣＲの時定数を一定にしてスイープ信号の発振周波数を一定にするのである。
【００４１】
第２実施形態によれば、図９に示すサーミスタＴｈ２７の温度特性を利用した図１０に示す動作によって、三角波形成部２７から出力されるスイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【００４２】
（第３実施形態）
図１１は本発明に係る第３実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図、図１２は図１１の三角波形成部の動作説明図である。
【００４３】
第３実施形態の直流モータ速度制御装置は、第２実施形態との相違点として、図１１に示すように三角波形成部３７を備え、この三角波形成部３７は、図８のサーミスタＴｈ２７に代えて、抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２、周波数変化検出部３７１およびマイコン３７２により構成される補正部３７０を備えている。
【００４４】
既述の如く、周囲環境に依存してコンデンサＣ１７の容量が変化すると、三角波形成部から出力されるスイープ信号の発振周波数が変化するので、第３実施形態では、そのスイープ信号の発振周波数の変化量を周波数変化検出部３７１で検出し、電圧Ｖ３が第２実施形態と同様に上昇ないし低下するように、検出された変化量に応じて抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２の抵抗値をマイコン３７２で制御する。
【００４５】
第３実施形態によれば、図１２に示すマイコン３７２による抵抗Ｒ３７０〜Ｒ３７２の抵抗値の制御によって、三角波形成部３７から出力されるスイープ信号の発振周波数を一定に保つことができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、請求項１記載の発明は、直流モータと、この直流モータヘの直流電力供給用の電源と、前記直流モータの速度制御用の制御装置とを備え、この制御装置は、前記直流モータを介して前記電源の両端に接続されるスイッチング手段と、このスイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力をクランプするダイオードによってその逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力を放出する時間の検出をする検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行なう駆動手段とにより構成され、この駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、直流モータの速度設定に応じて、出力するべき基準電圧を切り替えるとともに、検出手段による逆起電力の発生期間の検出結果に応じて前記基準電圧を自動的に切り替える基準電圧形成部と、スイープ信号の電圧レベルと前記基準電圧のレベルとの比較を行うゲート電圧生成部とにより構成され、前記基準電圧形成部は、基準電圧用コンデンサと、可変抵抗からなる速度設定ボリュームおよび抵抗を含み前記電源の出力電圧の分圧電圧を前記基準用電圧コンデンサに印加する回路により形成された前記基準電圧用コンデンサの充電の経路と、前記基準電圧用のコンデンサの両端に接続され検出手段の出力に応じてオン／オフするトランジスタおよび抵抗により形成された前記基準電圧用コンデンサの放電の経路とにより構成され、前記ゲート電圧生成部の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記分圧電圧によって充電された前記基準電圧用コンデンサを、前記検出手段により検出される逆起電力を放出する時間だけ放電させることにより前記基準電圧のレベルを調整して前記オン／オフのデューティ制御を行うことを特徴とするので、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、その放電量を前記スイープ信号のレベルより小さくするのであり、この構成でも、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４８】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサを基準電圧レベルに充電するための充電量を一定にし、スイープ信号の放電量を前記基準電圧より大きくするのであり、この構成でも、最適な回転数、トルク、およびスイープ信号などの波形を得ることができ、スイッチング手段を適切に制御することができる。
【００４９】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記掃引発振器は、前記スイープ信号を出力するコンデンサと、高温になると抵抗値が増大し低温になると抵抗値が減少することでＣＲの時定数を一定にするサーミスタとを有しているので、スイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【００５０】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の直流モータ速度制御装置において、前記スイープ信号の発振周波数が変化した場合、その発振周波数の変化分を検出し、その変化を抑えるので、スイープ信号の発振周波数の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施形態の直流モータ速度制御装置の回路図である。
【図２】図１中の検出部の動作波形図である。
【図３】図１中の三角波形成部の動作説明図である。
【図４】図１中の三角波形成部の出力波形図である。
【図５】図１中の基準電圧形成部の速度設定ボリュームによる基準電圧の切替の説明図である。
【図６】検出部による逆起電力の発生期間の検出結果に応じた基準電圧の自動切替の説明図である。
【図７】図１中のゲート電圧生成部の動作波形図である。
【図８】本発明に係る第２実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図である。
【図９】図８中のサーミスタの抵抗値の温度特性図である。
【図１０】図８の三角波形成部の動作説明図である。
【図１１】本発明に係る第３実施形態の直流モータ速度制御装置における三角波形成部の概略構成図である。
【図１２】図１１の三角波形成部の動作説明図である。
【符号の説明】
１１直流モータ
１２電源
１３制御装置
１４安定化電源
１５検出部
１６駆動部
１７，２７，３７三角波形成部
１８基準電圧形成部
１９ゲート電圧生成部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC motor speed control device that controls the rotational speed of a DC motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, various DC motor speed control devices for driving a DC motor at a desired rotational speed have been proposed. For example, JP 2000-354395 A discloses a DC motor, a power supply for supplying DC power to the DC motor, And a control device for controlling the speed of the direct current motor, the control device discharges the back electromotive force generated in the direct current motor when the switching means is turned off and the switching means connected in series between the output terminals of the power source together with the direct current motor. The discharge means, the detection means for detecting the back electromotive force, and the drive means for performing the on / off duty control according to the detection result of the detection means with a constant drive frequency for the switching means. A DC motor speed control device is disclosed.
[0003]
Here, as a specific example, the driving means includes a voltage divider including a variable resistor, a reference voltage capacitor charged to a reference voltage level according to a set speed by the voltage divider, and a voltage level of the sweep signal. A comparator for comparing with the reference voltage level is provided. Then, on / off control of the switching means is executed according to the comparison result of the comparator, and the reference voltage capacitor charged according to the time constant determined by the voltage dividing resistor of the voltage divider and the reference voltage capacitor is detected by the detection means. The on / off duty control is executed by adjusting the reference voltage level by discharging through the partial resistance component of the voltage divider for the time during which the back electromotive force detected by the above is discharged.
[0004]
According to the DC motor speed control device having such a configuration, since the driving frequency for the switching means is constant, an increase in switching loss can be prevented. In addition, the charge / discharge time of the reference voltage capacitor changes according to the back electromotive force occurrence time, and the comparison result between the reference voltage level and the voltage level of the sweep signal changes. Since the duty of / off changes, duty control according to the load state with respect to the DC motor becomes possible.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the configuration of the DC motor speed control device, since the slope characteristic of the waveform of the reference voltage is determined by the reference voltage capacitor and the voltage dividing resistor connected thereto, the former capacitance value or the latter resistance value is changed. Thus, the slope characteristics of the waveform can be changed. In this case, the waveforms of both reference voltages at the time of charging and discharging the reference voltage capacitor are changed.
[0006]
For this reason, set the target rotational speed at no load and the torque at no load to satisfactory characteristics, and set the sweep signal waveform and reference voltage waveform so that they do not overlap so that the comparator can output normally. It was difficult to do.
[0007]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a DC motor speed control device that can obtain waveforms such as an optimum rotation speed, torque, and sweep signal, and can appropriately control switching means. The purpose is to provide.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 for solving the above-described problem includes a DC motor, a power supply for supplying DC power to the DC motor, and a control device for controlling the speed of the DC motor. Switching means connected to both ends of the power supply via the DC motor, discharge means for releasing the back electromotive force by a diode that clamps the counter electromotive force generated in the DC motor when the switching means is turned off, and A detecting means for detecting a time for releasing the back electromotive force; and a driving means for performing on / off duty control according to a detection result of the detecting means with a constant driving frequency for the switching means. is configured, the drive means includes a sweep oscillator which oscillates a sweep signal whose voltage level changes at a constant period, depending on the speed setting of the DC motor, It switches the reference voltage to be force, a reference voltage generating unit for automatically switching the reference voltage in accordance with the detection result of the occurrence period of the back electromotive force by the detection means, and the level of the reference voltage and the voltage level of the sweep signal is constituted by a gate voltage generator for comparing said reference voltage forming unit includes a reference voltage capacitor, for the reference divided voltage of the power supply of the output voltage comprises a speed setting volume and resistance consisting of the variable resistor A path for charging the reference voltage capacitor formed by a circuit applied to the voltage capacitor, a transistor connected to both ends of the reference voltage capacitor and turned on / off according to the output of the detection means, and a resistor And a discharge path of the reference voltage capacitor, and according to a comparison result of the gate voltage generator The level of the reference voltage is controlled by performing on / off control of the switching means, and discharging the reference voltage capacitor charged by the divided voltage only for a time during which the back electromotive force detected by the detection means is discharged. To adjust the on / off duty control .
[0009]
According to a second aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and the discharge amount is determined from the level of the sweep signal. It is characterized by being made small.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and a discharge amount of the sweep signal is set to be higher than the reference voltage. It is characterized by being enlarged.
[0011]
According to a fourth aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, the sweep oscillator includes a capacitor that outputs the sweep signal, and a resistance value increases at a high temperature and decreases at a low temperature. And a thermistor that makes the CR time constant constant .
[0012]
According to a fifth aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the fourth aspect, when the oscillation frequency of the sweep signal is changed, a change in the oscillation frequency is detected and the change is suppressed. .
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC motor speed control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
[0014]
A DC motor speed control device 1 shown in FIG. 1 includes a DC motor 11, a power source 12 made of, for example, a battery for supplying DC power to the DC motor 11, and a control device 13 for controlling the speed of the DC motor 11. Yes.
[0015]
This control device 13 is connected in parallel to the DC motor 11 as a switching means connected to both ends of the power supply 12 via the DC motor 11, and the counter electromotive force generated in the DC motor 11 when the FET Q13 is OFF. In addition to a diode D13 serving as a discharge unit that discharges toward the power supply 12, a stabilized power supply 14, a detection unit 15 (detection unit), and a drive unit 16 (drive unit) are provided. As the switching means, a power transistor, a power MOSFET, or the like is used, but an FET is used in the example of FIG. When the DC motor speed control device 1 is applied to an electric tool such as an electric screwdriver or an electric drill, a power switch may be interposed between the DC motor 11 and the power source 12.
[0016]
The stabilized power supply 14 supplies stable power to each part of the control device 13, and in the example of FIG. 1, is constituted by resistors R140 and R141, a capacitor C14, and a constant voltage diode ZD14.
[0017]
The detection unit 15 detects the discharge time of the back electromotive force generated in the DC motor 11 by the diode D13 from the voltage at the connection point between the DC motor 11 and the FET Q13 (drain voltage of the FET Q13). In FIG. 2, the resistors R150 to R153 and the comparator 150 are included.
[0018]
FIGS. 2A and 2B show operation waveform diagrams of the detection unit in FIG. 1 when there is no load (or light load) and load (or heavy load), respectively. The detection principle will be described.
[0019]
When the FET Q13 is turned from on to off during the operation of the DC motor speed control device 1, the polarity of the charge applied to both terminals of the DC motor 11 is inverted to generate a counter electromotive force. The generation period of the counter electromotive force is The length varies depending on the load state with respect to the DC motor 11, and as shown by “TM11” in FIG. 2A, the lighter the load, the smaller the current flowing through the DC motor 11 becomes, whereas the shorter the length, the FIG. As indicated by “TM21” in (b), the heavier the load, the larger the current flowing through the DC motor 11 becomes longer.
[0020]
Therefore, in the first embodiment, the divided voltage V150− of the power supply 12 by the resistors R150 and R151 and the divided voltage of the drain voltage of the FET Q13 by the resistors R152 and R153 are respectively applied to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the comparator 150. V150 + is input, and the period in which the level of the divided voltage V150 + is higher than the level of the divided voltage V150− (TM11, TM21 in FIG. 2) is detected as the generation period of the back electromotive force. The detection unit 15 is configured to output a level signal. The back electromotive force due to the back electromotive force is clamped to the voltage of the diode D13.
[0021]
Returning to FIG. 1, the drive unit 16 performs the on / off duty control according to the detection result of the detection unit 15 with a constant drive frequency for the FET Q13. In the example of FIG. The triangular wave forming unit 17 (sweep oscillator), the reference voltage forming unit 18, and the gate voltage generating unit 19 are configured.
[0022]
FIG. 3 and FIG. 4 show operation explanatory diagrams and output waveform diagrams of the triangular wave forming unit in FIG. 1, respectively, and the triangular wave forming unit 17 will be described with reference to these figures.
[0023]
The triangular wave forming unit 17 oscillates a sweep signal whose voltage level changes at a constant period (a constant oscillation frequency determined by the frequency of the triangular wave shown in FIG. 4). In the example of FIG. 1, resistors R170 to R174, capacitors C17 and a comparator 170 are included.
[0024]
The voltage of the capacitor C17 is constantly applied to the inverting input terminal of the comparator 170. When the output of the comparator 170 is at a high level, for example, the divided voltage V1 of the output voltage of the stabilized power supply 14 by the circuit shown in FIG. 3A is applied to the capacitor C17 via the resistor R170, thereby Capacitor C17 is charged. At this time, since the divided voltage generated in the resistor R174 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 170, when the voltage of the capacitor C17 exceeds the divided voltage by the above charging, the output of the comparator 170 is low level. Switch to
[0025]
When the output of the comparator 170 is at a low level, both ends of the capacitor C17 are short-circuited via the resistor R170, so that the capacitor C17 is discharged according to the time constant of the capacitor and the resistor R170. At this time, since the divided voltage V2 (<V1) by the circuit shown in FIG. 3B is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 170, the divided voltage V2 is set to the voltage of the capacitor C17. When it falls below, the output of the comparator 170 switches to a high level.
[0026]
In short, the triangular wave forming unit 17 switches the charging / discharging of the capacitor C17 by the comparator 170, and the charging / discharging causes the capacitor C17 to generate a triangular wave signal as shown in FIG. Note that the triangular wave in FIG. 4 is actually a curved waveform by CR.
[0027]
FIG. 5 and FIG. 6 are explanatory diagrams of reference voltage switching by the speed setting volume of the reference voltage forming unit in FIG. 1 and automatic reference voltage switching according to the detection result of the back electromotive force generation period by the detection unit, respectively. The reference voltage forming unit 18 will be described with reference to these drawings.
[0028]
The reference voltage forming unit 18 switches the reference voltage to be output according to the speed setting of the DC motor 11 and automatically sets the reference voltage according to the detection result of the back electromotive force generation period by the detection unit 15. In the example of FIG. 1, the circuit is configured by resistors R180 to R185, a speed setting volume VR, a capacitor C18 (reference voltage capacitor), and an NPN transistor Q18.
[0029]
That is, the reference voltage to be output is the voltage of the capacitor C18, and a divided voltage of the output voltage of the stabilized power supply 14 by the circuit including the speed setting volume VR and the resistors R180 to R183 is applied to the capacitor C18. Capacitor C18 is charged by the divided voltage. According to this configuration, the level of the reference voltage of the capacitor C18 can be changed as shown in the example of FIG. 5 by changing the resistance value of the variable resistor that is the speed setting volume VR. The figure shows how the reference voltage set for the low speed is changed for the high speed.
[0030]
On the other hand, since the resistor R184 is connected to both ends of the capacitor C18 via the transistor Q18 that is turned on / off according to the output of the detection unit 15, the output of the detection unit 15 indicates the generation period of the back electromotive force. When the level is high, the transistor Q18 is turned on and the capacitor C18 is short-circuited by the resistor R184. When the level is low, the transistor Q18 is turned off and the short-circuit of the capacitor C18 by the resistor R184 is released. Accordingly, as shown in the example of FIG. 6, when transition to the state of there load from the state of no load, the time the capacitor C18 is shorted by the resistor R18 4 is increased, thereby, the level of the reference voltage of the capacitor C18 Go down. That is, the level of the reference voltage of the capacitor C18 varies depending on the load state.
[0031]
FIGS. 7A and 7B show operation waveform diagrams of the gate voltage generation unit in FIG. 1 when there is no load and when there is a load, respectively, and the gate voltage generation unit 19 will be described with reference to FIG.
[0032]
The gate voltage generation unit 19 compares the voltage level of the capacitor C17 that is the output of the triangular wave forming unit 17 with the voltage level of the capacitor C18 that is the output of the reference voltage forming unit 18, and the former is higher than the latter. While a high level signal is output to the gate of the FET Q13, a low level signal is output to the gate of the FET Q13 during a low level period. In the example of FIG. 1, resistors R191 and R192, a comparator 190 with hysteresis are provided. And a PNP transistor Q19.
[0033]
In the circuit configuration of FIG. 1, the voltage VC17 of the capacitor C17 and the voltage VC18 of the capacitor C18 are applied to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the comparator 190, respectively. As shown, the level of the voltage VC17 is high during the period when the level of the voltage VC18 is higher than the level of the voltage VC18, while it is low when the level of the voltage VC17 is low.
[0034]
When the output of the comparator 190 becomes high level, the transistor Q19 is turned off, and the output of the gate voltage generation unit 19 becomes high level. As a result, the FET Q13 is turned on, and the ON period becomes shorter as the load is lighter and becomes longer as the load is heavier. On the other hand, when the output of the comparator 190 becomes low level, the transistor Q19 is turned on, and the output of the gate voltage generator 19 becomes low level. As a result, the FET Q13 is turned off, and the off period becomes longer as the load is lighter and shorter as the load is heavier.
[0035]
According to the first embodiment, since the driving frequency for the FET Q13 is constant, an increase in switching loss can be prevented, and on / off duty control for the FET Q13 is executed according to the detection result of the detection unit 15. Therefore, duty control according to the load state with respect to the DC motor 11 becomes possible.
[0036]
Further, since the charging and discharging paths of the reference voltage capacitor C18 are individually formed, the time constants for charging and discharging can be individually set, so that the optimum rotational speed, torque, and sweep can be set. A waveform such as a signal can be obtained, and the FET Q13 can be appropriately controlled. That is, the slope of the charging waveform of the capacitor C18 can be arbitrarily set by a circuit including the speed setting volume VR and the resistors R180 to R183, while the slope of the discharging waveform of the capacitor C18 (≈ the decrease in the potential of the capacitor C18). ) Can be arbitrarily set according to the resistance value of the resistor R184. Thus, it is possible to reduce the discharge amount from the sweep signal voltage, as the output waveform of the gate voltage generator 19 shown in FIG. 7, it is possible to optimally control.
[0037]
(Second Embodiment)
8 is a schematic configuration diagram of a triangular wave forming unit in the DC motor speed control apparatus according to the second embodiment of the present invention, FIG. 9 is a temperature characteristic diagram of the resistance value of the thermistor in FIG. 8, and FIG. 10 is a triangular wave forming unit of FIG. It is operation | movement explanatory drawing of a part.
[0038]
The DC motor speed control device of the second embodiment includes a triangular wave forming unit 27 shown in FIG. 8 instead of the triangular wave forming unit 17 of FIG. 1 as a difference from the first embodiment. The triangular wave forming unit 27 is further provided with a thermistor Th27 for correcting the frequency variation of the sweep signal from the capacitor C17 caused by the capacitance change of the capacitor C17 due to the variation of the ambient temperature, except for the triangular wave of the first embodiment. The configuration is the same as that of the forming unit 17. However, in the example of FIG. 8, R27 indicates a combined resistance connected to the capacitor C17, and the thermistor Th27 is connected in parallel to the combined resistance R27 and the capacitor C17.
[0039]
Here, the oscillation frequency of the sweep signal output from the triangular wave forming unit varies depending on the surrounding environment. That is, when the ambient temperature becomes high, the capacitance of the capacitor C17 decreases, and the frequency of the sweep signal increases. Conversely, when the temperature becomes low, the on-duty for the FET Q13 increases.
[0040]
Therefore, in the second embodiment, as shown in FIG. 9, a thermistor Th27 whose resistance value increases at a high temperature and decreases at a low temperature is provided, and the capacitance of the capacitor C17 that decreases at a high temperature is increased. The resistance value of the thermistor Th27 compensates, and when the temperature becomes low, the capacitance of the increasing capacitor C17 is compensated by the decreasing resistance value of the thermistor Th27, thereby making the CR time constant constant. As a result, the resistance value of the thermistor Th27 decreases at a high temperature so that the voltage V3 applied to the capacitor C17 and the combined resistance can be lowered. At a low temperature, the resistance value of the thermistor Th27 increases to increase the voltage V3. be able to. In short, the oscillation frequency of the sweep signal is made constant by making the CR time constant constant regardless of the fluctuation of the ambient temperature.
[0041]
According to the second embodiment, the fluctuation of the oscillation frequency of the sweep signal output from the triangular wave forming unit 27 can be suppressed by the operation shown in FIG. 10 using the temperature characteristic of the thermistor Th27 shown in FIG.
[0042]
(Third embodiment)
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a triangular wave forming unit in the DC motor speed control apparatus according to the third embodiment of the present invention, and FIG. 12 is an operation explanatory diagram of the triangular wave forming unit of FIG.
[0043]
The DC motor speed control device of the third embodiment includes a triangular wave forming unit 37 as shown in FIG. 11 as a difference from the second embodiment, and this triangular wave forming unit 37 is replaced with the thermistor Th27 of FIG. , Resistors R370 to R372, a frequency change detection unit 371, and a correction unit 370 including a microcomputer 372 are provided.
[0044]
As described above, when the capacitance of the capacitor C17 changes depending on the surrounding environment, the oscillation frequency of the sweep signal output from the triangular wave forming unit changes. Therefore, in the third embodiment, the change in the oscillation frequency of the sweep signal is changed. The amount is detected by the frequency change detection unit 371, and the resistance values of the resistors R370 to R372 are controlled by the microcomputer 372 according to the detected change amount so that the voltage V3 increases or decreases as in the second embodiment.
[0045]
According to the third embodiment, the oscillation frequency of the sweep signal output from the triangular wave forming unit 37 can be kept constant by controlling the resistance values of the resistors R370 to R372 by the microcomputer 372 shown in FIG.
[0046]
【The invention's effect】
As is apparent from the above, the invention described in claim 1 includes a DC motor, a power source for supplying DC power to the DC motor, and a control device for controlling the speed of the DC motor. Switching means connected to both ends of the power supply via the DC motor, and discharge means for releasing the back electromotive force by a diode that clamps the back electromotive force generated in the DC motor when the switching means is turned off. Detecting means for detecting the time for releasing the back electromotive force, and driving means for performing on / off duty control according to the detection result of the detecting means with a constant driving frequency for the switching means. is constituted by a, the driving means includes a sweep oscillator which oscillates a sweep signal whose voltage level changes at a constant period, response to the speed setting of the direct current motor Te, switches the reference voltage to be output, a reference voltage generating unit for automatically switching the reference voltage in accordance with the detection result of the occurrence period of the back electromotive force by the detection means, the voltage level of the sweep signal of the reference voltage is constituted by a gate voltage generator for comparing the level, the reference voltage forming unit, the reference voltage for the capacitor, the divided voltage of the output voltage of said power supply comprises a speed setting volume and resistance consisting of the variable resistor A path for charging the reference voltage capacitor formed by a circuit applied to the reference voltage capacitor, and a transistor and a resistor connected to both ends of the reference voltage capacitor and turned on / off according to the output of the detection means And a discharge path of the reference voltage capacitor, which corresponds to the comparison result of the gate voltage generator. The reference voltage by discharging the back electromotive force detected by the detection means for discharging the counter electromotive force detected by the detection means. Since the on / off duty control is performed by adjusting the level of the motor, it is possible to obtain waveforms such as the optimum rotation speed, torque, and sweep signal, and to appropriately control the switching means. it can.
[0047]
According to a second aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and the discharge amount is determined from the level of the sweep signal. Even with this configuration, it is possible to obtain waveforms such as the optimum rotational speed, torque, and sweep signal, and to appropriately control the switching means.
[0048]
According to a third aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and a discharge amount of the sweep signal is set to be higher than the reference voltage. Even in this configuration, it is possible to obtain waveforms such as the optimum rotation speed, torque, and sweep signal, and to appropriately control the switching means.
[0049]
According to a fourth aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the first aspect, the sweep oscillator includes a capacitor that outputs the sweep signal, and a resistance value increases at a high temperature and decreases at a low temperature. Thus, since it has a thermistor that makes the CR time constant constant, fluctuations in the oscillation frequency of the sweep signal can be suppressed.
[0050]
According to a fifth aspect of the present invention, in the DC motor speed control device according to the fourth aspect, when the oscillation frequency of the sweep signal changes, the change amount of the oscillation frequency is detected and the change is suppressed. The fluctuation of the oscillation frequency can be suppressed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC motor speed control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram of a detection unit in FIG.
3 is an operation explanatory diagram of a triangular wave forming unit in FIG. 1. FIG.
FIG. 4 is an output waveform diagram of a triangular wave forming unit in FIG.
FIG. 5 is an explanatory diagram of reference voltage switching by a speed setting volume of the reference voltage forming unit in FIG. 1;
FIG. 6 is an explanatory diagram of automatic switching of a reference voltage according to a detection result of a back electromotive force generation period by a detection unit.
7 is an operation waveform diagram of the gate voltage generation unit in FIG. 1. FIG.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a triangular wave forming unit in a DC motor speed control device according to a second embodiment of the present invention.
9 is a temperature characteristic diagram of the resistance value of the thermistor in FIG. 8. FIG.
10 is an operation explanatory diagram of the triangular wave forming unit of FIG. 8. FIG.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a triangular wave forming unit in a DC motor speed control device according to a third embodiment of the present invention.
12 is an operation explanatory diagram of the triangular wave forming unit of FIG. 11. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 DC motor 12 Power supply 13 Control apparatus 14 Stabilization power supply 15 Detection part 16 Drive part 17,27,37 Triangular wave formation part 18 Reference voltage formation part 19 Gate voltage generation part

Claims

A DC motor, a power supply for supplying DC power to the DC motor, and a control device for controlling the speed of the DC motor, the control device being connected to both ends of the power supply via the DC motor Means, discharge means for discharging the counter electromotive force by a diode that clamps the counter electromotive force generated in the DC motor when the switching means is turned off, and detection means for detecting the time for discharging the counter electromotive force, The switching unit is configured by a driving unit that performs a on / off duty control in accordance with a detection result of the detecting unit while keeping a driving frequency constant.
This drive means switches a sweep oscillator that oscillates a sweep signal whose voltage level changes at a constant period and a reference voltage to be output according to the speed setting of the DC motor, and also generates a period of back electromotive force generated by the detection means. a reference voltage forming unit for automatically switching the reference voltage in accordance with a detection result, is constituted by a gate voltage generator for comparing the voltage level to the level of the reference voltage of the sweep signal,
The reference voltage forming unit includes a reference voltage capacitor, a speed setting volume including a variable resistor, and a resistor, and the reference voltage formed by a circuit that applies a divided voltage of the output voltage of the power source to the reference voltage capacitor. And a reference voltage capacitor discharge path formed by a transistor and a resistor connected to both ends of the reference voltage capacitor and turned on / off according to the output of the detection means. ,
The switching unit is turned on / off according to the comparison result of the gate voltage generation unit, and the reference voltage capacitor charged by the divided voltage is discharged with the back electromotive force detected by the detection unit. The DC motor speed control apparatus is characterized in that the on / off duty control is performed by adjusting the level of the reference voltage by discharging for a predetermined time .

2. The DC motor speed control apparatus according to claim 1, wherein a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and a discharge amount thereof is made smaller than a level of the sweep signal.

2. The DC motor speed control apparatus according to claim 1, wherein a charge amount for charging the reference voltage capacitor to a reference voltage level is made constant, and a discharge amount of a sweep signal is made larger than the reference voltage.

The sweep oscillator includes a capacitor that outputs the sweep signal, and a thermistor that increases a resistance value at a high temperature and decreases a resistance value at a low temperature to make a CR time constant constant. The DC motor speed control device according to claim 1.

5. The DC motor speed control apparatus according to claim 4, wherein when the oscillation frequency of the sweep signal changes, a change in the oscillation frequency is detected and the change is suppressed.