JP3929254B2

JP3929254B2 - High frequency circuit and communication device using the same

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Publication number: JP3929254B2
Application number: JP2001109691A
Authority: JP
Inventors: 誠山元; 英治末松
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-04-09
Filing date: 2001-04-09
Publication date: 2007-06-13
Anticipated expiration: 2021-04-09
Also published as: JP2002314340A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波・ミリ波帯の高周波信号を処理する高周波回路に関するものである。特に、マイクロ波・ミリ波帯の通信装置に用いられる周波数逓倍器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯、ミリ波帯の局部発振器を構成するにあたり、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）発振器が生成する低周波信号の周波数を順次逓倍することにより、所望の周波数の信号を得る方法がある。この方法を用いた局部発振器では、２逓倍する周波数逓倍器を直列に接続することが一般的に行われている。
【０００３】
一般的な２逓倍の周波数逓倍器が「Edmar Camargo,“Design of FET Frequency Multipliers and Harmonic Oscillators”,pp.146-147,Artech House,Boston and London,1998」に示されている。この周波数逓倍器の構成を図６に示す。
【０００４】
入力端子１に入力された周波数ｆ₀の信号は、整合回路３および伝送線路７ａを経て非線形素子であるＦＥＴ（Field Effect Transistor）１１のゲートに入力される。整合回路３および整合回路５はバイアス回路を兼ねており、整合回路３および整合回路５はＦＥＴ１１をピンチオフ付近にバイアスする。そうすると、ＦＥＴ１１のドレイン電流波形は歪み、半波整流波形に近いものとなる。このため、ドレイン電流は周波数ｆ₀の基本波およびその基本波の高調波からなり、特に偶数次の高調波成分を多く含むことになる。
【０００５】
このＦＥＴ１１のドレインに伝送線路７ｂを介して基本波に対して電気長が９０°の先端開放スタブ６ｂの一端が接続される。先端開放スタブ６ｂの接続点では基本波に対して短絡となるので、基本波はＦＥＴ１１のドレイン端に反射され、ＦＥＴ１１の内部での非線形性が強まり、高調波成分が増強されることになる。一方、先端開放スタブ６ｂの接続点では２倍波に対して開放となるので、２倍波は通過し整合回路５を介して出力端子２に出力される。
【０００６】
ＦＥＴ１１のドレイン側に現れた２倍波の大部分はこのように整合回路５を介して出力端子２に出力されるが、ＦＥＴ１１のドレイン側に現れた２倍波の一部はＦＥＴ１１のゲート側に帰還する。この帰還した２倍波は、ＦＥＴ１１のゲート側に一端が接続された２倍波に対して電気長９０°の先端開放スタブ６ｃによって反射されてＦＥＴ１１に再入射し、ＦＥＴ１１からの２倍波の発生に寄与する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の周波数逓倍器は２倍波出力を大きくできるが、不要波である３倍波を抑圧するための考慮はされていない。マイクロ波・ミリ波帯の通信装置において、その通信装置が備える周波数逓倍器から不要波である３倍波が出力されると、周波数逓倍器の次段に接続される回路、例えば他の周波数逓倍器やミキサ等で更なる不要波が生成され、その不要波が所望波信号と混合されるために所望波信号の特性が劣化してしまう。また、周波数逓倍器の次段に接続される回路で３倍波を除去しようとすると３倍波除去フィルタ回路が必要となり、通信装置の大型化とコストの上昇を招いてしまう。尚、入力される信号と同一周波数の基本波および該基本波の高調波を出力する非線形素子を備えた高周波回路であるミキサや増幅器においても不要波である３倍波を抑圧できなければ同様の問題が起こってしまう。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑み、不要波である３倍波の出力を抑圧する高周波回路及びこれを用いた通信装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波回路においては、入力される信号と同一周波数の基本波および該基本波の高調波を出力する非線形素子を備え、前記基本波の３倍波を前記非線形素子に反射する第一の先端開放スタブを前記非線形素子の入力側に備え、前記第一の先端開放スタブと前記非線形素子の入力側とが伝送線路を介して接続され、前記伝送線路の線路長を前記基本波の波長の１／４８倍〜１／１２倍または３／１６倍〜１／４倍の範囲内とし、前記第一の先端開放スタブが反射する前記基本波の３倍波によって前記非線形素子から出力される前記基本波の３倍波が抑圧されるようにする。入力される信号と同一周波数の基本波および該基本波の高調波を出力する非線形素子を備える高周波回路としては、後述する周波数逓倍器以外にミキサや増幅器などがある。
【００１０】
また、回路規模を縮小する観点から、上記構成の高周波回路において、前記第一の先端開放スタブをインダクタおよびキャパシタで集中定数化した等価回路に代える並びに／又は前記伝送線路をインダクタに代えるようにしてもよい。
【００１１】
また、上記目的を達成するために、本発明に係る周波数逓倍器においては、入力される信号と同一周波数の基本波および該基本波の高調波を出力する非線形素子と、前記非線形素子が出力する基本波を前記非線形素子に反射する第二の先端開放スタブと、を備え、前記基本波の３倍波を前記非線形素子に反射する第一の先端開放スタブを前記非線形素子の入力側に備え、前記第一の先端開放スタブと前記非線形素子の入力側とが伝送線路を介して接続され、前記伝送線路の線路長を前記基本波の波長の１／４８倍〜１／１２倍または３／１６倍〜１／４倍の範囲内とし、前記第一の先端開放スタブが反射する前記基本波の３倍波によって前記非線形素子から出力される前記基本波の３倍波が抑圧されるようにする。さらに、前記非線形素子に前記基本波と同一周波数の信号を出力する第一の整合回路と、前記非線形素子の出力信号から前記第一の先端開放スタブによって基本波が除かれた信号を入力する第二の整合回路と、を備えるようにしてもよい。
【００１３】
また、回路規模を縮小する観点から、上記構成の周波数逓倍器において、前記第一および第二の先端開放スタブの少なくとも一つをインダクタおよびキャパシタで集中定数化した等価回路に代える並びに／又は前記伝送線路をインダクタに代えるようにしてもよい。
【００１４】
また、上記目的を達成するために、本発明に係る通信装置においては、上記構成のいずれかの高周波回路及び／又は上記構成のいずれかの周波数逓倍器を備えるようにする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係る周波数逓倍器の構成を図１に示す。尚、図１において、図６と同一の部分には同一の符号を付す。入力端子１は整合回路３の入力側に接続され、整合回路３の出力側は３倍波に対して電気長が略９０°（詳細には９０°±３０°）である先端開放スタブ６ａと、伝送線路７ａの一端とに接続される。伝送線路７ａの他端はＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）４のベースに接続される。ＨＢＴ４のエミッタは接地されており、ＨＢＴ４のコレクタは伝送線路７ｂの一端に接続される。
【００１６】
伝送線路７ｂの他端は、基本波に対して電気長が略９０°（詳細には９０°±３０°）である先端開放スタブ６ｂと整合回路５の入力側とに接続される。整合回路５の出力側は出力端子２に接続される。
【００１７】
整合回路３は周波数ｆ₀でＨＢＴ４の入力整合をとり、整合回路５は周波数２ｆ₀でＨＢＴ４の出力整合をとる。さらに、整合回路３および整合回路５はバイアス回路を兼ねている。尚、本実施形態では先端開放スタブ６ａおよび６ｂ並びに伝送線路７ａおよび７ｂをマイクロストリップ線路とする。
【００１８】
上述したように先端開放スタブ６ａは３倍波に対して電気長が略９０°（詳細には９０°±３０°）であり先端開放スタブ６ｂは基本波に対して電気長が略９０°（詳細には９０°±３０°）であるので、例えば入力信号と同一周波数である基本波の周波数ｆ₀が７．２５ＧＨｚであってマイクロストリップ線路である先端開放スタブ６ａおよび６ｂを比誘電率１２．９の誘電体基板上に配置する場合、先端開放スタブ６ａの線路長は０．８ｍｍ〜１．６ｍｍの範囲で設定し、先端開放スタブ６ｂの線路長は２．４〜４．８ｍｍの範囲で設定する。
【００１９】
このような構成の周波数逓倍器は次のように動作する。入力端子１に入力された周波数ｆ₀（＝７．２５ＧＨｚ）の信号が整合回路３および伝送線路７ａを介してＨＢＴ４のベースに入力される。また、ＨＢＴ４は、整合回路３および整合回路５によってピンチオフ付近にバイアスされる。これにより、ＨＢＴ４のコレクタ電流波形はベース電圧に対して指数関数的に増加するため、多くの高調波を出力する。
【００２０】
そして、そのコレクタ電流は伝送線路７ｂによって位相を変えられたのち、先端開放スタブ６ｂの接続点に到達する。基本波に対して電気長が略９０°である先端開放スタブ６ａの接続点では、基本波に対して短絡となるので、基本波がＨＢＴ４側に反射する。一方、２倍波に対しては開放となるので、２倍波は通過し整合回路５に入力される。整合回路５は周波数２ｆ₀で整合をとるので、整合回路５の出力側に接続される出力端子２から出力される信号の周波数は２ｆ₀（＝１４．５ＧＨｚ）となる。すなわち、図１に示した周波数逓倍器は２逓倍の周波数逓倍器である。
【００２１】
また、ＨＢＴ４のコレクタ側に現れた３倍波の一部はＨＢＴ４のベース側に帰還する。この帰還した３倍波は、ＨＢＴ４のベース側に一端が接続された３倍波に対して電気長略９０°の先端開放スタブ６ａによって反射され、伝送線路７ａによって位相が調整されたのちＨＢＴ４に入力される。
【００２２】
この伝送線路７ａの位相条件について図３を参照して説明する。図３は、伝送線路７ａの線路長と出力端子２から出力される基本波、２倍波、および３倍波の電力との関係を示した図である。伝送線路７ａの線路長Ｌは基本波の波長λ₀で表しており、特性曲線Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３はそれぞれ出力端子２から出力される基本波の電力、出力端子２から出力される２倍波の電力、出力端子２から出力される３倍波の電力を示している。尚、入力端子１に入力される信号の周波数ｆ₀＝７．２５[GHz]、入力端子１に入力される信号の電力Ｐ_in＝−５[dBm]、ＨＢＴ４のベースバイアス電圧１．４[V]、ＨＢＴ４のコレクタバイアス電圧３．０[V]である。
【００２３】
図３から明らかなように、出力端子２から出力される基本波の電力および出力端子２から出力される２倍波の電力は、伝送線路７ａの線路長Ｌに関わらずほぼ一定となる。一方、伝送線路７ａの線路長Ｌを図３中の動作領域ＲI（λ₀／４８〜λ₀／１２）または動作領域ＲII（３λ₀／１６〜λ₀／４）の範囲に設定することによって、出力端子２から出力される３倍波の電力を著しく小さくすることができる。例えば、基本波の周波数が７．２５ＧＨｚであってマイクロストリップ線路である先端開放スタブ６ａを比誘電率１２．９の誘電体基板上に配置する場合、基本波の波長λ₀は１４．４ｍｍとなるので、先端開放スタブ６ａの線路長Ｌを０．３〜１．２ｍｍ又は２．７〜３．６ｍｍの範囲で設定するとよい。
【００２４】
ここで、図６に示した従来の周波数逓倍器の入出力特性と図１に示した本発明に係る周波数逓倍器の入出力特性とを比較した結果を図４に示す。尚、比較のため、従来の周波数逓倍器の非線形素子には図６に示したＥＦＴ１１の代わりにＨＢＴを用いている。特性曲線Ｔ４、Ｔ５は図１に示した本発明に係る周波数逓倍器の入出力特性曲線であり、それぞれ出力端子２から出力される２倍波の電力、出力端子２から出力される３倍波の電力を示している。また、特性曲線Ｔ６、Ｔ７は図６に示した従来の周波数逓倍器の入出力特性曲線であり、それぞれ出力端子２から出力される２倍波の電力、出力端子２から出力される３倍波の電力を示している。
【００２５】
尚、従来の周波数逓倍器において、伝送線路７ａの線路長Ｌ＝λ₀／３２（ただし、λ₀は基本波の波長である）、入力端子１に入力される信号の周波数ｆ₀＝７．２５[GHz]、ＦＥＴ１１の代わりに用いたＨＢＴのベースバイアス電圧１．４[V]、ＦＥＴ１１の代わりに用いたＨＢＴのコレクタバイアス電圧３．０[V]である。また、本発明に係る周波数逓倍器において、伝送線路７ａの線路長Ｌ＝λ₀／１６（ただし、λ₀は基本波の波長である）、入力端子１に入力される信号の周波数ｆ₀＝７．２５[GHz]、ＨＢＴ４のベースバイアス電圧１．４[V]、ＨＢＴ４のコレクタバイアス電圧３．０[V]である。
【００２６】
図４から明らかなように、本発明に係る周波数逓倍器は、従来の周波数逓倍器と同等の２倍波出力が得られる。これは、先端開放スタブ６ａが２倍波に対しても反射源となるため、ＨＢＴ４のベース側に帰還した２倍波は先端開放スタブ６ａにより一部反射されＨＢＴ４に再入射して２倍波出力の発生に寄与するためであると考えられる。さらに、本発明に係る周波数逓倍器は、従来の周波数逓倍器に比べ３倍波出力を抑圧することができる。これは、ＨＢＴ４と先端開放スタブ６ａとを接続する伝送線路７ａの線路長を図３中の動作領域ＲI、ＲIIの範囲に設定することにより、先端開放スタブ６ａで反射された３倍波とＨＢＴ４内部で発生する３倍波とがＨＢＴ４の内部で逆相合成され、ＨＢＴ４のコレクタから出力される３倍波が抑圧されるためであると考えられる。
【００２７】
次に、本発明に係る周波数逓倍器の他の形態について説明する。図１に示した本発明に係る周波数逓倍器では分布定数線路（先端開放スタブ６ａおよび６ｂ並びに伝送線路７ａおよび７ｂ）を用いているが、分布定数線路の代わりに集中定数回路を用いてもよい。そこで、図１の周波数逓倍器が備える全ての分布定数線路を集中定数回路に置き換える。その集中定数回路に置き換えた周波数逓倍器の構成を図２に示す。尚、図２において図１と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。
【００２８】
図１の伝送線路７ａおよび７ｂは信号の位相の変化を目的として設けられているため、図２のように伝送線路７ａおよび７ｂをそれぞれインダクタ１０ａおよび１０ｂに置き換えても同様な効果を得ることができる。
【００２９】
さらに、図１の周波数ｆの信号を抑圧する先端開放スタブを、図２のようにキャパシタとインダクタを直列接続し、インダクタのキャパシタと接続していない側を接続点とし、キャパシタのインダクタと接続していない側を接地した集中定数回路に置き換えることができる。この場合、キャパシタの容量Ｃと、インダクタのインダクタンスＬと、抑圧する信号の周波数ｆとが（１）式の関係を満たすように、キャパシタの容量Ｃの値およびインダクタのインダクタンスＬの値を設定する。このような設定にすることによって、キャパシタとインダクタからなる集中定数回路は先端開放スタブと同様に周波数ｆの信号を抑圧することができる。
【数１】

【００３０】
従って、キャパシタ８ａの容量Ｃ₁とインダクタ９ａのインダクタンスＬ₁は（２）式の関係を、キャパシタ８ｂの容量Ｃ₂とインダクタ９ｂのインダクタンスＬ₂は（３）式の関係を、それぞれ満たすようにキャパシタ８ａおよび８ｂの容量並びにインダクタ９ａおよび９ｂのインダクタンスを設定する。
【数２】

【００３１】
図２の周波数逓倍器のように集中定数回路を用いることによって分布定数線路を用いた場合に比べて周波数逓倍器の回路規模を縮小することができる。また、図２の周波数逓倍器では、全ての分布定数線路（伝送線路７ａおよび７ｂ並びに先端開放スタブ６ａおよび６ｂ）を集中定数回路に置き換えたが、必ずしも全ての分布定数線路を置き換える必要はなく、置き換えは部分的であってもよい。さらに、先端開放スタブと置き換える集中定数回路は本実施形態に限定されることはなく、先端開放スタブと等価となる集中定数回路であれば他の構成でも構わない。尚、インダクタにはチップインダクタやスパイラルインダクタなどを用い、キャパシタにはチップキャパシタやＭＩＭ（Metal Insulator Metal）キャパシタなどを用いるとよい。特に、周波数逓倍器をＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）化する場合には、スパイラルインダクタとＭＩＭキャパシタを用いることが望ましい。
【００３２】
また、図１および図２に示した周波数逓倍器において、高周波でも動作可能な非線形素子としてＨＢＴを用いたが、高周波でも動作可能な他の非線形素子、例えばＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor Field Effect Transistor）やＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）などを用いてもよい。
【００３３】
次に、上述した周波数逓倍器を有する局部発振器を備える通信装置について説明する。送信装置および受信装置の構成としては例えば図５に示すようなものがある。
【００３４】
まず、送信装置２０から説明する。低周波数の信号であるデータ信号が入力端子２１に入力され、入力端子２１からミキサ２２に送出される。ミキサ２２には、局部発振器２９が発生する局部発振信号も入力される。
【００３５】
局部発振器２９は、ＰＬＬ発振器２６と、上述した本発明に係る周波数逓倍器２７と、増幅器２８とを備えている。ＰＬＬ発振器２６が発振する信号は、周波数逓倍器２７によって周波数が逓倍され且つ増幅器２８によって増幅されたのち、局部発振信号としてミキサ２２に出力される。
【００３６】
ミキサ２２は局部発振信号とデータ信号とを混合することによりＲＦ信号を作成し次段のバンドパスフィルタ２３に出力する。ＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２３によって不要成分が除去され且つ増幅器２４により電力増幅されたのちアンテナ２５を介して送信される。
【００３７】
次に、受信装置４０について説明する。アンテナ４１から入力された受信信号は、増幅器４２によって増幅されたのち、バンドパスフィルタ４３によって不要成分が除去され所望波信号のみが選別される。この所望波信号がミキサ４４に入力される。また、ミキサ４４には局部発振器４９が発生する局部発振信号も入力される。
【００３８】
局部発振器４９は、ＰＬＬ発振器４６と、上述した本発明に係る周波数逓倍器４７と、増幅器４８とを備えている。ＰＬＬ発振器４６が発振する信号は、周波数逓倍器４７によって周波数が逓倍され且つ増幅器４８によって増幅されたのち、局部発振信号としてミキサ４４に出力される。
【００３９】
ミキサ４４では局部発振信号と所望波信号とを混合することによりＩＦ信号を作成し出力端子４５に出力する。ＩＦ信号の周波数は局部発振信号の周波数と所望波信号の周波数との差により決定されるので、ミキサ４４が出力するＩＦ信号は常に一定の周波数となる。
【００４０】
送信装置２０および受信装置４０において、ＰＬＬ発振器の次段に周波数逓倍器を設けることにより、ＰＬＬ発振器の発振周波数を低くすることができる。これにより、安価で且つ安定した信号を出力するＰＬＬ発振器を用いることができる。さらに、周波数逓倍器は上述したように３倍波を抑圧する構成であるので、純度の高い所望送信信号または所望受信信号を得る必要がある場合でも、周波数逓倍器の次段に３倍波除去フィルタ回路を設けずにすむ。これにより、送信装置または受信装置の低コスト化を図ることができるとともに、送信装置または受信装置の大型化を防ぐことができる。
【００４１】
さらに、ミキサや増幅器が備える非線形素子の入力側に３倍波を反射する先端開放スタブを設けて、その先端開放スタブと非線形素子とを伝送線路によって接続し、先端開放スタブが反射する３倍波によって非線形素子から出力される３倍波が抑圧されるように伝送線路の線路長を調整するようにしてもよい。また、これら先端開放スタブおよび伝送線路の一部又は全部を等価な集中定数回路に置き換えてもよい。
【００４２】
尚、本発明に係る通信装置は、上述した実施形態に限定されることはなく、他の構成の送信装置または受信装置にも適用され、送信と受信の両方が行える送受信装置についても適用することができる。送受信装置の一実施態様としては、図５に示した送信装置２０と受信装置４０とを合わせ持った構成とする態様が考えられる。この場合、送信に用いる局部発振器が出力する信号の周波数と受信に用いる局部発振器が出力する信号の周波数を同一とすることで、局部発振器を共用化することができ、部品点数を低減することができる。
【００４３】
また、上述した実施形態では周波数逓倍器が備える先端開放スタブ６ａおよび６ｂ並びに伝送線路７ａおよび７ｂをマイクロストリップ線路としたが、本発明はこれに限定されることなく、他の種類の線路、例えばコプレーナ線路等を用いてもよい。
【００４４】
【発明の効果】
本発明の高周波回路によれば、基本波の３倍波を非線形素子に反射する第一の先端開放スタブを非線形素子の入力側に備え、第一の先端開放スタブと非線形素子の入力側とが伝送線路を介して接続され、伝送線路の線路長が基本波の波長の１／４８倍〜１／１２倍または３／１６倍〜１／４倍の範囲内であるようにしているので、第一の先端開放スタブで反射された３倍波と非線形素子内部で発生する３倍波とを非線形素子の内部で逆相合成することができ、高周波回路から出力される３倍波が減少する。これにより、不要波である３倍波の出力を抑圧する高周波回路を実現することができる。
【００４５】
また、本発明の高周波回路によれば、上記構成の高周波回路において、第一の先端開放スタブをインダクタおよびキャパシタで集中定数化した等価回路に代えるので、高周波回路の回路面積の縮小を図ることができる。特にスパイラルインダクタとＭＩＭキャパシタを用いると、ＭＭＩＣ化する場合に効果がある。
【００４６】
また、本発明の周波数逓倍器によれば、基本波の３倍波を非線形素子に反射する第一の先端開放スタブを非線形素子の入力側に備え、第一の先端開放スタブと非線形素子の入力側とが伝送線路を介して接続され、伝送線路の線路長が基本波の波長の１／４８倍〜１／１２倍または３／１６倍〜１／４倍の範囲内であるようにしているので、第一の先端開放スタブで反射された３倍波と非線形素子内部で発生する３倍波とを非線形素子の内部で逆相合成することができ、周波数逓倍回路から出力される３倍波が減少する。また、第一の先端開放スタブが２倍波に対しても反射源となるため、非線形素子の入力側に帰還した２倍波は第一の先端開放スタブにより一部反射され非線形素子に再入射して２倍波出力の発生に寄与する。さらに、非線形素子が出力する基本波を非線形素子に反射する第二の先端開放スタブを備えるので、基本波は出力されず２倍波が出力される。これにより、従来の周波数逓倍器と同程度の２倍波を出力するとともに、３倍波の出力を抑圧する周波数逓倍器を実現することができる。
【００４７】
また、本発明の周波数逓倍器によれば、非線形素子に基本波と同一周波数の信号を出力する第一の整合回路と、非線形素子の出力信号から第一の先端開放スタブによって基本波が除かれた信号を入力する第二の整合回路と、を備えるので、入力信号の入力時および出力信号の出力時においてインピーダンス不整合による効率の低下がない。これにより、周波数逓倍器の出力効率を高くすることができる。
【００５０】
また、本発明の周波数逓倍器によれば、上記構成の周波数逓倍器において、第一および第二の先端開放スタブの少なくとも一つをインダクタおよびキャパシタで集中定数化した等価回路に代える並びに／又は伝送線路をインダクタに代えるので、周波数逓倍器の回路面積の縮小を図ることができる。特にスパイラルインダクタとＭＩＭキャパシタを用いると、ＭＭＩＣ化する場合に効果がある。
【００５１】
また、本発明によれば、通信装置が上記構成の高周波回路及び／又は上記構成の周波数逓倍器を備えるので、高周波回路及び／又は上記構成の周波数逓倍器の次段に３倍波除去フィルタ回路を設けずにすむ。これにより、通信装置の低コスト化を図ることができるとともに、通信装置の大型化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数逓倍器の構成を示す図である。
【図２】図１の周波数逓倍器の分布定数回路を集中等価回路に置き換えた形態の周波数逓倍器の構成を示す図である。
【図３】図１の周波数逓倍器における各成分の出力電力と伝送線路長との関係を示す図である。
【図４】図１および図６の周波数逓倍器の入出力電力の関係を示す図である。
【図５】本発明に係る送信装置および受信装置の構成を示す図である。
【図６】従来の周波数逓倍器の構成を示す図である。
【符号の説明】
３、５整合回路
４ＨＢＴ
６ａ、６ｂ先端開放スタブ
７ａ、７ｂ伝送線路
８ａ、８ｂキャパシタ
９ａ、９ｂ、１０ａ、１０ｂリアクタ
２０送信装置
２２、４４ミキサ
２４、４２増幅器
２７、４７周波数逓倍器
２９、４９増幅器
４０受信装置[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency circuit for processing a microwave / millimeter-wave high-frequency signal. In particular, the present invention relates to a frequency multiplier used in a microwave / millimeter wave communication device.
[0002]
[Prior art]
There is a method of obtaining a signal of a desired frequency by sequentially multiplying the frequency of a low frequency signal generated by a PLL (Phase Locked Loop) oscillator when configuring a local oscillator of a microwave band and a millimeter wave band. In a local oscillator using this method, a frequency multiplier that doubles the frequency is generally connected in series.
[0003]
A typical double frequency multiplier is shown in “Edmar Camargo,“ Design of FET Frequency Multipliers and Harmonic Oscillators ”, pp. 146-147, Artech House, Boston and London, 1998”. The configuration of this frequency multiplier is shown in FIG.
[0004]
A signal of frequency f ₀ input to the input terminal 1 is input to the gate of a FET (Field Effect Transistor) 11 which is a nonlinear element through the matching circuit 3 and the transmission line 7a. The matching circuit 3 and the matching circuit 5 also serve as a bias circuit, and the matching circuit 3 and the matching circuit 5 bias the FET 11 near the pinch-off. As a result, the drain current waveform of the FET 11 is distorted and close to a half-wave rectified waveform. For this reason, the drain current is composed of a fundamental wave of frequency f ₀ and harmonics of the fundamental wave, and particularly contains a large number of even-order harmonic components.
[0005]
One end of the open-ended stub 6b having an electrical length of 90 ° with respect to the fundamental wave is connected to the drain of the FET 11 via the transmission line 7b. Since the connection point of the tip open stub 6b is short-circuited with respect to the fundamental wave, the fundamental wave is reflected by the drain end of the FET 11, and the nonlinearity inside the FET 11 is strengthened, and the harmonic component is enhanced. On the other hand, the connection point of the open end stub 6 b is open to the second harmonic, so that the second harmonic passes and is output to the output terminal 2 via the matching circuit 5.
[0006]
Most of the second harmonic wave appearing on the drain side of the FET 11 is output to the output terminal 2 through the matching circuit 5 in this way, but a part of the second harmonic wave appearing on the drain side of the FET 11 is on the gate side of the FET 11. Return to The returned second harmonic wave is reflected by the open-ended stub 6c having an electrical length of 90 ° with respect to the second harmonic wave whose one end is connected to the gate side of the FET 11, and is incident on the FET 11 again. Contributes to the occurrence.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional frequency multiplier described above can increase the output of the second harmonic, but no consideration is given to suppressing the third harmonic, which is an unnecessary wave. In a microwave / millimeter wave band communication device, when an unnecessary triple wave is output from a frequency multiplier included in the communication device, a circuit connected to the next stage of the frequency multiplier, for example, another frequency multiplier Further unnecessary waves are generated by a mixer, a mixer, and the like, and the unnecessary waves are mixed with the desired wave signal, so that the characteristics of the desired wave signal are deteriorated. Further, if a circuit connected to the next stage of the frequency multiplier is intended to remove the third harmonic wave, a third harmonic wave removing filter circuit is required, resulting in an increase in the size of the communication device and an increase in cost. It should be noted that the same thing is necessary if the triple wave, which is an unnecessary wave, cannot be suppressed even in a mixer or amplifier that is a high-frequency circuit including a nonlinear element that outputs a fundamental wave having the same frequency as the input signal and a harmonic of the fundamental wave. Problems will occur.
[0008]
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a high-frequency circuit that suppresses an output of a third harmonic wave, which is an unnecessary wave, and a communication device using the same.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a high-frequency circuit according to the present invention includes a nonlinear element that outputs a fundamental wave having the same frequency as an input signal and a harmonic of the fundamental wave, and a third harmonic of the fundamental wave. The first open end stub that reflects to the nonlinear element is provided on the input side of the nonlinear element, the first open end stub and the input side of the nonlinear element are connected via a transmission line, The line length is in the range of 1/48 to 1/12 times or 3/16 times to 1/4 times the wavelength of the fundamental wave, and the third harmonic of the fundamental wave reflected by the first open-ended stub. Thus, the third harmonic of the fundamental wave output from the nonlinear element is suppressed . As a high-frequency circuit including a non-linear element that outputs a fundamental wave having the same frequency as an input signal and a harmonic of the fundamental wave, there are a mixer, an amplifier, and the like in addition to a frequency multiplier described later.
[0010]
Further, from the viewpoint of reducing the circuit scale, in the high-frequency circuit having the above configuration, the first open-ended stub is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is formed with an inductor and a capacitor, and / or the transmission line is replaced with an inductor. Also good.
[0011]
In order to achieve the above object, in the frequency multiplier according to the present invention, a nonlinear element that outputs a fundamental wave having the same frequency as the input signal and a harmonic of the fundamental wave, and the nonlinear element outputs A second open-ended stub that reflects a fundamental wave to the nonlinear element, and a first open-ended stub that reflects a third harmonic of the fundamental wave to the nonlinear element, on the input side of the nonlinear element, The first open-ended stub and the input side of the nonlinear element are connected via a transmission line, and the line length of the transmission line is set to 1/48 to 1/12 times or 3/16 times the wavelength of the fundamental wave. The third harmonic of the fundamental wave output from the nonlinear element is suppressed by the third harmonic of the fundamental wave reflected by the first open end stub. . A first matching circuit that outputs a signal having the same frequency as the fundamental wave to the nonlinear element; and a signal that is obtained by removing the fundamental wave from the output signal of the nonlinear element by the first open-ended stub. And a second matching circuit.
[0013]
Further, from the viewpoint of reducing the circuit scale, in the frequency multiplier configured as described above, at least one of the first and second open-ended stubs is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is formed by an inductor and a capacitor and / or the transmission. The line may be replaced with an inductor.
[0014]
In order to achieve the above object, the communication apparatus according to the present invention includes any one of the high-frequency circuits having the above configuration and / or any frequency multiplier having the above configuration.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The configuration of the frequency multiplier according to the present invention is shown in FIG. In FIG. 1, the same parts as those in FIG. The input terminal 1 is connected to the input side of the matching circuit 3, and the output side of the matching circuit 3 has an open end stub 6a having an electrical length of about 90 ° (specifically 90 ° ± 30 ° in detail) with respect to the third harmonic. Are connected to one end of the transmission line 7a. The other end of the transmission line 7 a is connected to the base of an HBT (Heterojunction Bipolar Transistor) 4. The emitter of the HBT 4 is grounded, and the collector of the HBT 4 is connected to one end of the transmission line 7b.
[0016]
The other end of the transmission line 7b is connected to the open-ended stub 6b having an electrical length of approximately 90 ° (specifically, 90 ° ± 30 °) with respect to the fundamental wave and the input side of the matching circuit 5. The output side of the matching circuit 5 is connected to the output terminal 2.
[0017]
The matching circuit 3 performs input matching of the HBT 4 at the frequency f ₀ , and the matching circuit 5 performs output matching of the HBT 4 at the frequency 2 f ₀ . Furthermore, the matching circuit 3 and the matching circuit 5 also serve as a bias circuit. In this embodiment, the open end stubs 6a and 6b and the transmission lines 7a and 7b are microstrip lines.
[0018]
As described above, the open-ended stub 6a has an electrical length of approximately 90 ° (specifically 90 ° ± 30 °) with respect to the third harmonic wave, and the open-ended stub 6b has an electrical length of approximately 90 ° with respect to the fundamental wave ( Specifically, for example, the fundamental wave frequency f ₀ that is the same frequency as the input signal is 7.25 GHz, and the open-ended stubs 6a and 6b, which are microstrip lines, have a relative dielectric constant of 12 .9, the line length of the open end stub 6a is set in the range of 0.8 mm to 1.6 mm, and the line length of the open end stub 6b is in the range of 2.4 to 4.8 mm. Set with.
[0019]
The frequency multiplier having such a configuration operates as follows. A signal of frequency f ₀ (= 7.25 GHz) input to the input terminal 1 is input to the base of the HBT 4 via the matching circuit 3 and the transmission line 7a. The HBT 4 is biased near the pinch off by the matching circuit 3 and the matching circuit 5. As a result, the collector current waveform of the HBT 4 increases exponentially with respect to the base voltage, and thus many harmonics are output.
[0020]
The collector current is changed in phase by the transmission line 7b and then reaches the connection point of the open-end stub 6b. At the connection point of the open end stub 6a whose electrical length is approximately 90 ° with respect to the fundamental wave, the fundamental wave is short-circuited to the fundamental wave, so that the fundamental wave is reflected to the HBT4 side. On the other hand, since the second harmonic wave is open, the second harmonic wave passes and is input to the matching circuit 5. Since the matching circuit 5 performs matching at the frequency 2f ₀ , the frequency of the signal output from the output terminal 2 connected to the output side of the matching circuit 5 is 2f ₀ (= 14.5 GHz). That is, the frequency multiplier shown in FIG. 1 is a double frequency multiplier.
[0021]
Further, a part of the third harmonic wave that appears on the collector side of the HBT 4 returns to the base side of the HBT 4. The returned third harmonic wave is reflected by the tip open stub 6a having an electrical length of approximately 90 ° with respect to the third harmonic wave whose one end is connected to the base side of the HBT 4, and after the phase is adjusted by the transmission line 7a, the third harmonic wave is reflected on the HBT 4. Entered.
[0022]
The phase condition of the transmission line 7a will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between the line length of the transmission line 7a and the power of the fundamental wave, the second harmonic wave, and the third harmonic wave output from the output terminal 2. The line length L of the transmission line 7a is represented by the fundamental wave wavelength λ ₀ , and the characteristic curves T1, T2, and T3 are the fundamental wave power output from the output terminal 2 and the double wave output from the output terminal 2, respectively. The third harmonic wave power output from the output terminal 2 is shown. Note that the frequency f _{0 of the} signal input to the input terminal 1 is 7.25 [GHz], the power P _{in of the} signal input to the input terminal 1 is −5 [dBm], and the base bias voltage of the HBT 4 is 1.4 [ V], the collector bias voltage of the HBT 4 is 3.0 [V].
[0023]
As apparent from FIG. 3, the power of the fundamental wave output from the output terminal 2 and the power of the double wave output from the output terminal 2 are substantially constant regardless of the line length L of the transmission line 7a. On the other hand, by setting the line length L of the transmission line 7a in the range of the operating region RI in FIG. _{_{3 (λ 0 / 48~λ 0/}} 12) or operating region _{_{RII (3λ 0 / 16~λ 0/}} 4) The power of the third harmonic wave output from the output terminal 2 can be significantly reduced. For example, when the open end stub 6a having a fundamental wave frequency of 7.25 GHz and being a microstrip line is disposed on a dielectric substrate having a relative dielectric constant of 12.9, the wavelength λ _{0 of the} fundamental wave is 14.4 mm. Therefore, the line length L of the open stub 6a may be set in the range of 0.3 to 1.2 mm or 2.7 to 3.6 mm.
[0024]
FIG. 4 shows the result of comparing the input / output characteristics of the conventional frequency multiplier shown in FIG. 6 with the input / output characteristics of the frequency multiplier according to the present invention shown in FIG. For comparison, an HBT is used in place of the EFT 11 shown in FIG. 6 for the nonlinear element of the conventional frequency multiplier. Characteristic curves T4 and T5 are input / output characteristic curves of the frequency multiplier according to the present invention shown in FIG. 1, and the second harmonic wave output from the output terminal 2 and the third harmonic wave output from the output terminal 2, respectively. Shows the power. Characteristic curves T6 and T7 are input / output characteristic curves of the conventional frequency multiplier shown in FIG. 6, and each of the second harmonic power output from the output terminal 2 and the third harmonic output from the output terminal 2 is provided. Shows the power.
[0025]
Incidentally, in the conventional frequency multiplier, line length L = λ _0/32 of the transmission line 7a (although, lambda ₀ is the wavelength of the fundamental wave), a signal input to the input terminal 1 frequency f ₀ = 7. 25 [GHz], the base bias voltage of the HBT used in place of the FET 11 is 1.4 [V], and the collector bias voltage of the HBT used in place of the FET 11 is 3.0 [V]. Also, the frequency multiplier according to the present invention, the line length L = λ _0/16 of the transmission line 7a (although, lambda ₀ is the wavelength of the fundamental wave), a signal input to the input terminal 1 frequency f ₀ = 7.25 [GHz], the base bias voltage of the HBT 4 is 1.4 [V], and the collector bias voltage of the HBT 4 is 3.0 [V].
[0026]
As apparent from FIG. 4, the frequency multiplier according to the present invention can obtain a double wave output equivalent to that of the conventional frequency multiplier. This is because the tip open stub 6a is also a reflection source for the second harmonic wave, so the second harmonic wave fed back to the base side of the HBT 4 is partially reflected by the tip open stub 6a and reenters the HBT 4 to be the second harmonic wave. This is considered to contribute to the generation of output. Furthermore, the frequency multiplier according to the present invention can suppress the third harmonic output as compared with the conventional frequency multiplier. This is because the transmission line 7a connecting the HBT 4 and the open-ended stub 6a is set to a range of the operating regions RI and RII in FIG. 3 so that the third harmonic wave reflected by the open-ended stub 6a and the HBT 4 It is considered that this is because the third harmonic generated inside is reverse-phase synthesized in the HBT 4 and the third harmonic output from the collector of the HBT 4 is suppressed.
[0027]
Next, another embodiment of the frequency multiplier according to the present invention will be described. The frequency multiplier according to the present invention shown in FIG. 1 uses distributed constant lines (open-ended stubs 6a and 6b and transmission lines 7a and 7b), but a lumped constant circuit may be used instead of the distributed constant lines. . Therefore, all distributed constant lines provided in the frequency multiplier of FIG. 1 are replaced with lumped constant circuits. The configuration of the frequency multiplier replaced with the lumped constant circuit is shown in FIG. In FIG. 2, the same parts as those in FIG.
[0028]
Since the transmission lines 7a and 7b in FIG. 1 are provided for the purpose of changing the phase of the signal, similar effects can be obtained even if the transmission lines 7a and 7b are replaced with inductors 10a and 10b, respectively, as shown in FIG. it can.
[0029]
Further, the open-ended stub for suppressing the signal of frequency f in FIG. 1 is connected to the capacitor inductor by connecting the capacitor and the inductor in series as shown in FIG. It can be replaced with a lumped constant circuit with the other side grounded. In this case, the value of the capacitance C of the capacitor and the value of the inductance L of the inductor are set so that the capacitance C of the capacitor, the inductance L of the inductor, and the frequency f of the signal to be suppressed satisfy the relationship of the expression (1). . With this setting, the lumped constant circuit composed of the capacitor and the inductor can suppress the signal of the frequency f in the same manner as the open-ended stub.
[Expression 1]

[0030]
Therefore, the capacitance C _{1 of the} capacitor 8a and the inductance L _{1 of the} inductor 9a satisfy the relationship of equation (2), and the capacitance C _{2 of the} capacitor 8b and the inductance L _{2 of the} inductor 9b satisfy the relationship of equation (3). The capacitances of the capacitors 8a and 8b and the inductances of the inductors 9a and 9b are set.
[Expression 2]

[0031]
By using a lumped constant circuit like the frequency multiplier of FIG. 2, the circuit scale of the frequency multiplier can be reduced as compared with the case of using a distributed constant line. Further, in the frequency multiplier of FIG. 2, all the distributed constant lines (transmission lines 7a and 7b and the open-ended stubs 6a and 6b) are replaced with lumped constant circuits, but it is not always necessary to replace all the distributed constant lines. The replacement may be partial. Furthermore, the lumped constant circuit replaced with the tip open stub is not limited to this embodiment, and other configurations may be used as long as they are equivalent to the tip open stub. Note that a chip inductor or a spiral inductor may be used as the inductor, and a chip capacitor or a MIM (Metal Insulator Metal) capacitor may be used as the capacitor. In particular, when the frequency multiplier is made into an MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit), it is desirable to use a spiral inductor and an MIM capacitor.
[0032]
In the frequency multiplier shown in FIGS. 1 and 2, the HBT is used as a non-linear element that can operate at high frequencies. However, other non-linear elements that can operate at high frequencies, such as MESFETs (Metal Semiconductor Field Effect Transistors) and HEMTs. (High Electron Mobility Transistor) may be used.
[0033]
Next, a communication apparatus including a local oscillator having the above-described frequency multiplier will be described. As a configuration of the transmission device and the reception device, for example, there is a configuration as shown in FIG.
[0034]
First, the transmission device 20 will be described. A data signal that is a low-frequency signal is input to the input terminal 21 and sent from the input terminal 21 to the mixer 22. A local oscillation signal generated by the local oscillator 29 is also input to the mixer 22.
[0035]
The local oscillator 29 includes a PLL oscillator 26, the frequency multiplier 27 according to the present invention described above, and an amplifier 28. The signal oscillated by the PLL oscillator 26 is frequency-multiplied by a frequency multiplier 27 and amplified by an amplifier 28 and then output to the mixer 22 as a local oscillation signal.
[0036]
The mixer 22 generates an RF signal by mixing the local oscillation signal and the data signal, and outputs the RF signal to the band-pass filter 23 at the next stage. The RF signal is transmitted through the antenna 25 after unnecessary components are removed by the band-pass filter 23 and the power is amplified by the amplifier 24.
[0037]
Next, the receiving device 40 will be described. The received signal input from the antenna 41 is amplified by the amplifier 42, and then unnecessary components are removed by the band pass filter 43 to select only the desired wave signal. This desired wave signal is input to the mixer 44. The mixer 44 also receives a local oscillation signal generated by the local oscillator 49.
[0038]
The local oscillator 49 includes a PLL oscillator 46, the frequency multiplier 47 according to the present invention described above, and an amplifier 48. The signal oscillated by the PLL oscillator 46 is frequency-multiplied by a frequency multiplier 47 and amplified by an amplifier 48 and then output to the mixer 44 as a local oscillation signal.
[0039]
The mixer 44 creates an IF signal by mixing the local oscillation signal and the desired wave signal and outputs the IF signal to the output terminal 45. Since the frequency of the IF signal is determined by the difference between the frequency of the local oscillation signal and the frequency of the desired wave signal, the IF signal output from the mixer 44 is always a constant frequency.
[0040]
In the transmission device 20 and the reception device 40, by providing a frequency multiplier in the next stage of the PLL oscillator, the oscillation frequency of the PLL oscillator can be lowered. Thereby, an inexpensive and stable PLL oscillator that outputs a stable signal can be used. Furthermore, since the frequency multiplier is configured to suppress the third harmonic as described above, even when it is necessary to obtain a desired transmission signal or desired reception signal with high purity, the third harmonic is removed at the next stage of the frequency multiplier. There is no need to provide a filter circuit. As a result, the cost of the transmission device or the reception device can be reduced, and an increase in size of the transmission device or the reception device can be prevented.
[0041]
Further, an open-ended stub that reflects the third harmonic wave is provided on the input side of the nonlinear element included in the mixer or amplifier, the open-ended stub and the nonlinear element are connected by a transmission line, and the third harmonic wave reflected by the open-ended stub is reflected. Therefore, the line length of the transmission line may be adjusted so that the third harmonic output from the nonlinear element is suppressed. Further, a part or all of these open-ended stubs and transmission lines may be replaced with equivalent lumped constant circuits.
[0042]
Note that the communication device according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can be applied to a transmission device or a reception device having another configuration, and can also be applied to a transmission / reception device capable of both transmission and reception. Can do. As an embodiment of the transmission / reception apparatus, an aspect in which the transmission apparatus 20 and the reception apparatus 40 shown in FIG. In this case, by making the frequency of the signal output from the local oscillator used for transmission the same as the frequency of the signal output from the local oscillator used for reception, the local oscillator can be shared and the number of components can be reduced. it can.
[0043]
In the embodiment described above, the open-ended stubs 6a and 6b and the transmission lines 7a and 7b included in the frequency multiplier are microstrip lines. However, the present invention is not limited to this, and other types of lines, for example, A coplanar line or the like may be used.
[0044]
【The invention's effect】
According to the high frequency circuit of the present invention, the first tip open stub that reflects the third harmonic of the fundamental wave to the nonlinear element is provided on the input side of the nonlinear element, and the first tip open stub and the input side of the nonlinear element are provided. Since the line length of the transmission line is in the range of 1/48 times to 1/12 times or 3/16 times to 1/4 times the wavelength of the fundamental wave. The third harmonic wave reflected by the one open-ended stub and the third harmonic wave generated inside the nonlinear element can be reverse-phase combined inside the nonlinear element, and the third harmonic wave output from the high-frequency circuit is reduced. Thereby, it is possible to realize a high frequency circuit that suppresses the output of the third harmonic wave, which is an unnecessary wave.
[0045]
Further, according to the high frequency circuit of the present invention, in the high frequency circuit having the above configuration, the first open end stub is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is formed by an inductor and a capacitor, so that the circuit area of the high frequency circuit can be reduced. it can. In particular, when a spiral inductor and an MIM capacitor are used, there is an effect when MMIC is used.
[0046]
According to the frequency multiplier of the present invention, the first tip open stub that reflects the third harmonic of the fundamental wave to the nonlinear element is provided on the input side of the nonlinear element, and the first tip open stub and the input of the nonlinear element are provided. Are connected to each other via a transmission line so that the transmission line length is in a range of 1/48 to 1/12 times or 3/16 to 1/4 times the wavelength of the fundamental wave. Therefore, the third harmonic wave reflected by the first open-ended stub and the third harmonic wave generated inside the nonlinear element can be reverse-phase synthesized inside the nonlinear element, and the third harmonic wave output from the frequency multiplier circuit. Decrease. In addition, since the first open-ended stub is a reflection source for the second harmonic wave, the second harmonic wave fed back to the input side of the nonlinear element is partially reflected by the first open-ended stub and re-entered the nonlinear element. This contributes to the generation of the second harmonic output. Furthermore, since the second open-ended stub that reflects the fundamental wave output from the nonlinear element to the nonlinear element is provided, the fundamental wave is not output but the double wave is output. As a result, it is possible to realize a frequency multiplier that outputs a second harmonic wave similar to the conventional frequency multiplier and suppresses the output of the third harmonic wave.
[0047]
Further, according to the frequency multiplier of the present invention, the fundamental wave is removed by the first matching circuit that outputs a signal having the same frequency as the fundamental wave to the nonlinear element, and the first open-ended stub from the output signal of the nonlinear element. And a second matching circuit that inputs the received signal, there is no reduction in efficiency due to impedance mismatch when the input signal is input and when the output signal is output. Thereby, the output efficiency of a frequency multiplier can be made high.
[0050]
Further, according to the frequency multiplier of the present invention, in the frequency multiplier having the above-described configuration, at least one of the first and second open-ended stubs is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is formed by an inductor and a capacitor and / or transmission. Since the line is replaced with an inductor, the circuit area of the frequency multiplier can be reduced. In particular, when a spiral inductor and an MIM capacitor are used, there is an effect when MMIC is used.
[0051]
Further, according to the present invention, since the communication device includes the high frequency circuit having the above configuration and / or the frequency multiplier having the above configuration, the third harmonic wave removing filter circuit is provided at the next stage of the high frequency circuit and / or the frequency multiplier having the above configuration. No need to provide As a result, the cost of the communication device can be reduced, and an increase in the size of the communication device can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a frequency multiplier according to the present invention.
2 is a diagram showing a configuration of a frequency multiplier in a form in which the distributed constant circuit of the frequency multiplier of FIG. 1 is replaced with a lumped equivalent circuit.
3 is a diagram showing the relationship between the output power of each component and the transmission line length in the frequency multiplier of FIG. 1. FIG.
4 is a diagram showing the relationship between input and output power of the frequency multiplier of FIGS. 1 and 6. FIG.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a transmission device and a reception device according to the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional frequency multiplier.
[Explanation of symbols]
3, 5 Matching circuit 4 HBT
6a, 6b Open-ended stubs 7a, 7b Transmission lines 8a, 8b Capacitors 9a, 9b, 10a, 10b Reactor 20 Transmitter 22, 44

Mixer

24, 42 Amplifier 27, 47 Frequency multiplier 29, 49 Amplifier 40 Receiver

Claims

In a high-frequency circuit including a nonlinear element that outputs a fundamental wave having the same frequency as an input signal and a harmonic of the fundamental wave,
A first open end stub that reflects the third harmonic wave of the fundamental wave to the nonlinear element is provided on the input side of the nonlinear element, and the first open end stub and the input side of the nonlinear element pass through a transmission line. Connected,
The line length of the transmission line is within a range of 1/48 times to 1/12 times or 3/16 times to 1/4 times the wavelength of the fundamental wave ,
The high frequency circuit, wherein the third harmonic of the fundamental wave output from the nonlinear element is suppressed by the third harmonic of the fundamental wave reflected by the first open-ended stub .

2. The high-frequency circuit according to claim 1, wherein the first open-ended stub is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is formed with an inductor and a capacitor and / or the transmission line is replaced with an inductor.

2. The frequency multiplier according to claim 1, further comprising a second open-ended stub that reflects the fundamental wave output from the nonlinear element to the nonlinear element.

A first matching circuit for outputting a signal having the same frequency as the fundamental wave to the nonlinear element; and a second input for inputting a signal obtained by removing the fundamental wave from the output signal of the nonlinear element by the second open-ended stub. A frequency multiplier according to claim 3, further comprising a matching circuit.

5. The frequency multiplier according to claim 3, wherein at least one of the first and second open-ended stubs is replaced with an equivalent circuit in which a lumped constant is provided by an inductor and a capacitor, and / or the transmission line is an inductor. A frequency multiplier characterized by being replaced by

A communication apparatus comprising the high-frequency circuit according to claim 1 and / or the frequency multiplier according to any one of claims 3 to 5.