JP3924500B2

JP3924500B2 - Frequency estimating device and positioning signal receiving device

Info

Publication number: JP3924500B2
Application number: JP2002168698A
Authority: JP
Inventors: 進司田村; 美喜佐藤
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2022-06-10
Also published as: JP2004012378A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、入力信号の周波数を推定する周波数推定装置およびそれを用いた測位用信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、キャリア信号を互いに異なった複数の符号で変調して多重化したものとしてＧＰＳやＣＤＭＡ（符号分割多重接続）等が用いられている。
このような変調信号を受信する際、キャリア周波数を推定して、符号の周波数および位相の追尾を行う必要がある。
【０００３】
図７は従来の周波数推定装置の構成をブロック図として示している。ここで、１は入力信号のキャリア周波数の推定に必要な周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタ、１０は推定したキャリア周波数で発振する数値制御発振器（ＮＣＯ）であり、Ｉ信号（搬送波正位相信号）とＱ信号（搬送波９０°位相信号）を発生する。２，３は乗算器であり、バンドパスフィルタ１の出力信号とＮＣＯ１０からのＩ信号およびＱ信号とをそれぞれ乗算する。積算器４，５は、乗算器２，３の出力値を一定期間に亘って積算し、その結果をレジスタ６，７に書き込む。これにより、入力された変調信号とＮＣＯ１０のＩ信号との相関値（Ｉ成分の相関値）、および変調信号とＱ信号との相関値（Ｑ成分の相関値）がレジスタ６，７にそれぞれ求められる。
【０００４】
位相誤差検出器８は、レジスタ６，７に求められたＩ成分とＱ成分の相関値から、入力された変調信号のキャリアとＮＣＯ１０が発生したキャリア信号との位相誤差を検出する。例えばθ＝ｔａｎ^-1（Ｑ成分相関値／Ｉ成分相関値）等の演算によって位相誤差θを求める。ループフィルタ９は、この位相誤差を基に、ＮＣＯ１０に対する値をループフィルタ演算により求める。このようにＰＬＬ回路を構成している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような位相誤差検出器およびループフィルタを用いた周波数推定装置によれば、周波数の引込み時間（ある推定周波数から開始して入力信号のキャリア周波数および位相をロックするまでの時間）が不定であり、その見積もりができない。そのため、受信信号処理上不都合をきたす場合があった。
【０００６】
また、このような従来の周波数推定装置では、現在推定している周波数での位相誤差がいくらであるかを検出してフィードバックをかけるだけである。すなわち、単一周波数で評価を行うだけである。そのため、サンプリング周期と入力信号のキャリア周波数および位相との関係次第で、誤った周波数でロックされてしまう場合があった。従って、周波数がずれた状態でロックする可能性があることを見越して、正しくロックしているか否かの判定をソフトウェア処理で行う必要があった。
【０００７】
この発明の目的は、上述の従来の問題を解消して、周波数推定に要する時間を安定にし、誤った周波数でロックされることのないようにした周波数推定装置およびそれを備えた測位用信号受信装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明の周波数推定装置は、入力信号の推定周波数からずれた少なくとも２つの評価用周波数を定める評価用周波数設定手段と、各評価用周波数における前記入力信号のＩ成分とＱ成分の相関値を求める相関手段と、得られたＩ成分とＱ成分の相関値から各評価用周波数における相関値のパワーを求める手段と、各評価用周波数における相関値のパワーの関係に基づいて、新たな推定周波数を算出する手段と、を備えたことを特徴としている。
また、前記評価用周波数設定手段は、前記評価用周波数を、前記推定周波数を中心として、オフセット周波数分だけ上下にずれた周波数に定めるものとし、前記オフセット周波数を狭めながら、前記推定周波数の算出を繰り返す制御手段を設けたことを特徴としている。
【０００９】
このように、入力信号の推定周波数からずれた評価用周波数でのＩ成分とＱ成分の相関値を求め、それらの相関値から推定周波数を求め、それに応じて推定周波数を更新するので、複数の周波数で入力信号の周波数を評価することになり、周波数がずれた状態でロックすることもない。また、上記繰り返し回数で周波数推定に要する時間が定まるので、周波数の引込み時間が一定となる。
【００１０】
また、この発明の周波数推定装置は、前記相関手段は、前記入力信号に前記評価用周波数の周期信号であるＩ成分抽出用周期信号とＱ成分抽出用周期信号とをそれぞれ乗じて、それらの結果を所定周期で積算することによってＩ成分とＱ成分の相関値を求めるとともに、前記積算の時間を前記オフセット周波数の変化に対して反比例の関係で変化させることを特徴としている。
これにより、推定周波数のずれに対する、２つの評価用周波数での相関値のパワーの差（違い）に及ぼす影響が同等となり、推定周波数の更新に伴いオフセット周波数を小さくしていくことになるので、短時間に所定周波数分解能で周波数推定を行えるようになる。
【００１１】
この発明の測位用信号受信装置は、キャリア信号が擬似雑音符号および航法メッセージで変調されてなる測位用信号に対して前記相関手段および前記相関制御手段を適用して、測位用信号のキャリア周波数を推定することを特徴としている。
【００１２】
この発明の測位用信号受信装置は、前記測位用信号を受信する少なくとも２つの受信チャンネルに前記相関手段をそれぞれ設け、前記相関制御手段が、前記２つの受信チャンネルに対して略同一時間で異なった評価用周波数での相関値を求めるように制御することを特徴としている。
これにより、２つの受信チャンネルを用いて、目的の測位用信号について、異なった評価用周波数で相関値を求める際、同じ時間で相関値を求めることができ、信号強度やノイズなどの影響を等しく受けることになる。その結果、信号強度やノイズに時間的な変動があっても、誤り無く周波数推定が可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
この発明の実施形態である周波数推定装置およびそれを備えたＧＰＳ受信機について図１〜図３を参照して説明する。
図１はＧＰＳ受信機の主要部の構成を示すブロック図である。ここで１はＧＰＳアンテナから出力された中間周波信号を入力して、必要な周波数帯域のみを通過させるバンドパスフィルタである。１０は推定したキャリア周波数で発振する数値制御発振器（ＮＣＯ）であり、Ｉ信号（搬送波正位相信号）とＱ信号（搬送波９０°位相信号）を発生する。２，３は乗算器であり、バンドパスフィルタ１の出力信号とＮＣＯ１０からのＩ信号およびＱ信号とをそれぞれ乗算する。積算器４，５は、乗算器２，３の出力値を一定期間に亘って積算し、その結果をレジスタ６，７に書き込む。これにより、入力された変調信号のＩ成分相関値、およびＱ成分相関値がレジスタ６，７にそれぞれ求められる。
このような回路をｃｈ１，ｃｈ２，・・・ｃｈｎで示すように複数の受信チャンネル分備えている。
【００１４】
ＲＯＭ１２にはＣＰＵ１１の実行するプログラムを予め書き込んでいる。ＲＡＭ１３はそれらの処理時のワーキングエリアとして用いる。ＣＰＵ１１は各受信チャンネルｃｈ１，ｃｈ２・・・ｃｈｎのそれぞれのＮＣＯ１０に対して制御データを与え、またそれぞれのレジスタ６，７から相関値を読み取る。ＣＰＵ１１は、最終的な演算結果（測位結果等）をインターフェース１４を介して外部へ出力する。
【００１５】
図１に示した乗算器２，積算器４、レジスタ６がＩ成分についての相関器を構成している。同様に乗算器３、積算器５、レジスタ７がＱ成分についての相関器を構成している。
【００１６】
なお、測位用信号はキャリア信号が擬似雑音符号と航法メッセージでそれぞれ位相変調されたものであるので、キャリア周波数の推定とともに擬似雑音符号の復調を行う。この擬似雑音符号の復調のための回路については図１に示していない。
【００１７】
以下、キャリア周波数推定のための制御について述べる。
ここでは、積算器４，５が１[ms]の時間に亘って積算を行い、１[ms]毎に相関値を出力するものとし、また２つのチャンネルを用いた場合の動作について説明する。
【００１８】
今、推定周波数をｆｃとし、その推定周波数ｆｃを中心として上下にオフセット周波数ｆｏだけずれた周波数ｆ１，ｆ２を評価用周波数とする。図２はそれらの関係を示している。積算時間は１[ms]であるので、キャリア周波数のずれに対し、相関値は±１ｋＨｚの周波数幅に亘って変化する。図２の山型はその変化特性を示している。図１に示したＮＣＯ１０の発振周波数が変化すると、それによって得られる相関値のパワーは、図２に示す山型の曲線を描くことになる。この形はｓｉｎｃ関数である。但し、図２ではｓｉｎｃ関数のメインローブ部分のみを表している。
【００１９】
そこで、初めにオフセット周波数ｆｏを、片側の周波数幅（山のピークからすそ野までの周波数幅）１ｋＨｚの半分である５００Ｈｚとし、評価用周波数ｆ１，ｆ２を定める。図２においてＰ１は周波数ｆ１での相関値のパワー、Ｐ２は周波数ｆ２での相関値のパワーである。
【００２０】
ここで、相関値のパワーを求める方法について示す。
まず、前記相関器から１[ms]ごとに出力される相関値をＩ（ｎ），Ｑ（ｎ）で表し、積算時間をｍ[ms]とすると、任意のｊ番目の積算結果は次式で与えられる。
【００２１】
Ｉ_j＝ΣＩ（ｎ） …（１）
Ｑ_j＝ΣＱ（ｎ） …（２）
但し、上記２式において、総和演算子Σの初期値パラメータはｎ＝ｊｍ、その終値は（ｊ＋１）ｍ−１である。
【００２２】
図４は、上記１[ms]毎に得られる相関値Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ）と積算時間との関係を示している。図４においてはｍ＝４、すなわち等価的に４[ms]毎に相関値を得る例を示している。この例では、ｍ＝４であるので、４０[ms]の間に、４０／４＝１０個の相関値が求められる。
【００２３】
そして、等価的に求めたｊ番目の相関値のパワーＰ_jは次式で与えられる。
Ｐ_j＝Ｉ_j ²＋Ｑ_j ² …（３）
このＰ_jをｊ＝０〜ｋまで積算した値、すなわち４０／ｍ個分積算した値を相関値のパワーとする。
【００２４】
図２に示した例では、Ｐ₂＞Ｐ₁であるので、真のキャリア周波数は、ｆ１よりｆ２に近いことがわかる。そこで、次回の推定周波数は前回の推定周波数ｆｃよりｆ２寄りに定める。例えば、次式によって、周波数ｆ１とｆ２の間をパワーＰ₁，Ｐ₂で比例配分した周波数ｆｃ′を次回の推定周波数ｆｃとする。
【００２５】

この推定周波数および評価用周波数の更新と、その評価用周波数での相関値のパワーを求める処理を繰り返せば、推定周波数が真のキャリア周波数に近づいていく。このことにより真のキャリア周波数を求めることができる。
【００２６】
但し、推定周波数の周波数分解能を高めるためにオフセット周波数ｆｏを徐々に小さくすることが重要である。この点について次に述べる。
上記積算時間ｍ、オフセット周波数ｆｏ、および２つの評価用周波数の周波数幅の関係例を表１に示す。
【００２７】

ここで、例えば、積算時間が２[ms]のとき、４０[ms]の時間で（１）（２）式のＩ₁〜Ｉ₂₀，Ｑ₁〜Ｑ₂₀が求まる。また例えば積算時間が１０[ms]のとき、４０[ms]の時間でＩ₁〜Ｉ₄，Ｑ₁〜Ｑ₄が求まる。さらに、積算時間が４０[ms]のとき、４０[ms]の時間でＩ₁，Ｑ₁のみが求まる。
【００２８】
このように積算時間が変化すると、キャリア周波数のずれに対する相関値のパワーが変化する周波数範囲が変化する。すなわち、この周波数範囲と積算時間とは反比例する。従って、積算時間を前記オフセット周波数の変化に対して反比例の関係で変化させればよい。例えばオフセット周波数を１／２にするのなら、それとともに積算時間を２倍にすればよい。
【００２９】
図３は、推定周波数の変更およびオフセット周波数の変更に伴い、積算時間を変更した例を示している。ここで、ｆｃ′は評価用周波数ｆ１，ｆ２と相関値のパワーＰ１，Ｐ２から求めた次回の推定周波数、ｆｏ′は次回のオフセット周波数である。図３の下部は、上部の周波数軸上を拡大したものである。
【００３０】
このように、積算時間をオフセット周波数の変化に対して反比例の関係で変化させれば、山型の形が等価的には同じになる。これにより、推定周波数のずれに対する、２つの評価用周波数での相関値のパワーの差（違い）に及ぼす影響が同等となって、推定周波数の更新に伴い、推定周波数を真の周波数に速やかに近づけることができる。
【００３１】
そこで、オフセット周波数ｆｏを１／２ずつ狭めることにし、（４）式の推定周波数の変化分であるｆｏ（Ｐ２−Ｐ１）／（Ｐ１＋Ｐ２）の値が、オフセット周波数ｆｏの１／２より小さいとき、すなわち、（Ｐ２−Ｐ１）／（Ｐ１＋Ｐ２）が１／２より小さいとき、上記積算時間ｍを２倍にして、次回のオフセット周波数ｆｏを１／２の周波数に変更する。
【００３２】
上記推定周波数の変化分ｆｏ（Ｐ２−Ｐ１）／（Ｐ１＋Ｐ２）の値が、オフセット周波数ｆｏの１／２以上となるときには、次回も今回と同じオフセット周波数ｆｏとする。このオフセット周波数ｆｏを変更しない条件が所定回数続いた場合には、その後にオフセット周波数ｆｏを１／２にする。
【００３３】
最終的に、積算時間を４０[ms]としたとき、オフセット周波数は２５Ｈｚとなる。その後、（４）式により推定周波数ｆｃを求め、推定周波数の変化分ｆｏ（Ｐ２−Ｐ１）／（Ｐ１＋Ｐ２）の値が、２５Ｈｚの１／２である１２．５Ｈｚよりも小さくなったとき周波数推定完了とする。これで、１２．５Ｈｚの精度で真のキャリア周波数が求められたことになる。
【００３４】
以上に述べた手順を全体をとおして、図５に示すフローチャートを基に説明する。
まず、２つの受信チャンネルへ、推定周波数ｆｃを中心として±ｆｏのオフセットをもった評価用周波数ｆ１，ｆ２を設定する（ｎ１）。
【００３５】
次に、２つの受信チャンネルから、Ｉ，Ｑそれぞれの成分について４０[ms]分の相関値を読み取り、（１）〜（３）式によって相関値のパワーを求める（ｎ２→ｎ３）。このようにして、２つの評価用周波数についての略同一時間における相関値のパワーを求める。
その後、相関値のパワーＰ_jから（４）式により次回の推定周波数ｆｃを定める（ｎ４）。
【００３６】
その後、推定周波数の変化分がｆｏ／２より小さければ、オフセット周波数を１／２とし、それに合わせて積算時間を２倍にする（ｎ５→ｎ６→ｎ７）。
【００３７】
もし、ステップｎ６の判定で、推定周波数の変化分がｆｏ／２以上となるときには、オフセット周波数ｆｏを変更しない。このオフセット周波数ｆｏを変更しない条件が所定回数続いた場合には、その後にオフセット周波数ｆｏを１／２にする（ｎ６→ｎ８→ｎ７）。
【００３８】
このように相関器の出力周期が一定であっても、積算時間を変えることによって図２に示した山型の形が変化する。すなわち積算時間を長く取る程、山型は鋭くなる。それに合わせてオフセット周波数を積算時間とは反比例の関係で狭めていくことによって、推定周波数のずれに対する、オフセット周波数分だけ上下にずれた２つの評価用周波数での相関値のパワーの差に及ぼす影響が同等となる。そのため、推定周波数のずれの検出および次回の推定周波数の設定処理が効率良く行える。
【００３９】
また、推定周波数ｆｃの変化分がオフセット周波数ｆｏの１／２より小さい時に一定回数までオフセット周波数ｆｏを変更しないようにしたことにより、例えばノイズ成分等による影響で、２つのパワーＰ１，Ｐ２が共に大きな値を示した場合でも誤動作を防止することができる。
【００４０】
なお、上述の周波数推定とは別の処理で、前記擬似雑音符号の位相のサーチおよびキャリア周波数のサーチを行うが、このサーチの段階で、キャリア周波数を所定の精度で確定しているので、それに応じてオフセット周波数を、表１に示した値から変更してもよい。また、ノイズ成分と信号強度を考慮してオフセット周波数を変更してもよい。例えば、上記サーチの段階で、５[ms]積算による相関値に基づいてサーチを行った場合、±４００Ｈｚの精度で周波数が確定しているので、表１に示した値の１／２の０．８倍の値を用いる。例えば、積算時間ｍが２[ms]のとき、オフセット周波数は２００Ｈｚ、積算時間ｍが４[ms]のとき、オフセット周波数は１００Ｈｚとする。
【００４１】
また例えば、サーチの段階で、２０[ms]積算による相関値に基づいてサーチを行った場合、表１に示した値の１／２の０．７倍の値を用いる。また、８０[ms]積算による相関値に基づいてサーチを行った場合、表１に示した値の１／２の０．５倍の値を用いる。
【００４２】
次に、第２の実施形態に係る周波数推定装置について説明する。
第１の実施形態では、推定周波数を中心として上下にオフセット周波数分だけずれた２つの評価用周波数での相関値を２つの受信チャンネルで求めるようにしたが、評価用周波数は３つ以上であってもよい。
【００４３】
図６は、３つの評価用周波数を設定して、それぞれの相関値のパワーを求めた例を示している。（Ａ）では推定周波数を中心の評価用周波数ｆ２とし、上下に所定のオフセット周波数ｆｏだけずれた周波数ｆ１，ｆ３を他の２つの評価用周波数として定める。これらの３つの評価用周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３を３つの受信チャンネルに設定し、得られた相関値のパワーがＰ１，Ｐ２，Ｐ３であった場合、この３つの点の重心ｗを求め、その重心の周波数ｆｗを次回の推定周波数とする。従って、次回はｆｗを中心の周波数ｆ２とする。
【００４４】
また、図６の（Ｂ）に示す例では、得られた３つのパワーＰ１，Ｐ２，Ｐ３のうち、値の大きな方の２つ、この例ではＰ２，Ｐ３の２つを用い、第１の実施形態の場合と同様に、比例配分により推定周波数を求め、その推定周波数を中心に、次回の３つの評価用周波数を設定し、同様の処理を繰り返す。
【００４５】
なお、第１・第２の実施形態では、プログラムの実行による演算によって積算時間を変えるようにしたが、ハードウェアにより相関器を構成し、その積算時間を回路的に切り替えるようにしてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
この発明によれば、入力信号の推定周波数からずれた評価用周波数でのＩ成分とＱ成分の相関値を求め、それらの相関値から推定周波数を求め、それに応じて推定周波数を更新するので、複数の周波数で入力信号の周波数を評価することになり、周波数がずれた状態でロックすることもない。また、上記繰り返し回数で周波数推定に要する時間が定まるので、周波数の引込み時間が一定となる。
【００４７】
また、この発明によれば、評価用周波数を、推定周波数を中心としてオフセット分だけ上下にずれた周波数に定め、積算の時間を前記オフセット周波数の変化に対して反比例の関係で変化させることにより、推定周波数のずれに対する、２つの評価用周波数での相関値のパワーの差（違い）に及ぼす影響が同等となり、推定周波数の更新に伴いオフセット周波数を小さくしていくことになるので、短時間に所定周波数分解能で周波数推定を行えるようになる。
【００４８】
また、この発明によれば、キャリア信号が擬似雑音符号および航法メッセージで変調された測位用信号に対して前記相関手段および前記相関制御手段を適用して、測位用信号のキャリア周波数を推定することにより、測位用信号のサーチ時間を短縮化できる。
【００４９】
また、この発明によれば、２つの受信チャンネルを用いて、目的の測位用信号について、異なった評価用周波数で相関値を求める際、略同一時間での相関値を求めることができ、信号強度やノイズなどの影響を等しく受けることになる。その結果、信号強度やノイズに時間的な変動があっても、誤り無く周波数推定が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るＧＰＳ受信機の主要部の構成を示すブロック図
【図２】評価用周波数と相関値のパワーとの関係を示す図
【図３】評価用周波数と相関値のパワーとの関係を示す図
【図４】相関値と積算時間との関係を示す図
【図５】周波数推定の手順を示すフローチャート
【図６】第２の実施形態に係る周波数推定装置における評価用周波数と相関値のパワーの関係を示す図
【図７】従来の周波数推定装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
２，３−乗算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency estimation device for estimating the frequency of an input signal and a positioning signal receiving device using the same.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, GPS, CDMA (Code Division Multiple Access) or the like is used as a carrier signal modulated by a plurality of different codes and multiplexed.
When receiving such a modulated signal, it is necessary to estimate the carrier frequency and track the frequency and phase of the code.
[0003]
FIG. 7 shows a configuration of a conventional frequency estimation apparatus as a block diagram. Here, 1 is a band-pass filter that passes only the frequency band necessary for estimation of the carrier frequency of the input signal, 10 is a numerically controlled oscillator (NCO) that oscillates at the estimated carrier frequency, and I signal (carrier positive phase signal) ) And a Q signal (carrier 90 ° phase signal). Reference numerals 2 and 3 denote multipliers that multiply the output signal of the bandpass filter 1 by the I signal and the Q signal from the NCO 10, respectively. The

integrators

4 and 5 integrate the output values of the multipliers 2 and 3 over a certain period, and write the results in the

registers

6 and 7. As a result, the correlation value between the input modulation signal and the I signal of the NCO 10 (correlation value of the I component) and the correlation value between the modulation signal and the Q signal (correlation value of the Q component) are obtained in the

registers

6 and 7, respectively. It is done.
[0004]
The phase error detector 8 detects the phase error between the input modulated signal carrier and the carrier signal generated by the NCO 10 from the correlation values of the I and Q components obtained in the

registers

6 and 7. For example, the phase error θ is obtained by calculation such as θ = tan ⁻¹ (Q component correlation value / I component correlation value). Based on this phase error, the loop filter 9 obtains a value for the NCO 10 by a loop filter calculation. In this way, a PLL circuit is configured.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, according to the frequency estimation device using such a phase error detector and loop filter, the frequency pull-in time (starting from a certain estimated frequency until the carrier frequency and phase of the input signal are locked) is indefinite. That is not possible. For this reason, there is a case where the received signal processing is inconvenient.
[0006]
In addition, in such a conventional frequency estimation apparatus, it is only necessary to detect how much the phase error is at the currently estimated frequency and apply feedback. That is, only the evaluation is performed at a single frequency. For this reason, depending on the relationship between the sampling period and the carrier frequency and phase of the input signal, there has been a case where locking is performed at an incorrect frequency. Therefore, in anticipation of the possibility of locking in a state where the frequency is shifted, it is necessary to determine whether or not the lock is correctly performed by software processing.
[0007]
An object of the present invention is to solve the above-described conventional problems, stabilize the time required for frequency estimation, and prevent a lock at an erroneous frequency, and a positioning signal receiving device including the same. To provide an apparatus.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The frequency estimation device according to the present invention obtains at least two evaluation frequencies that deviate from the estimated frequency of the input signal, and obtains a correlation value between the I component and the Q component of the input signal at each evaluation frequency. Based on the correlation means, the means for obtaining the power of the correlation value at each evaluation frequency from the obtained correlation values of the I component and the Q component, and a new estimated frequency based on the relationship between the power of the correlation value at each evaluation frequency. And means for calculating .
Further, the evaluation frequency setting means sets the evaluation frequency to a frequency shifted up and down by an offset frequency around the estimated frequency, and calculates the estimated frequency while narrowing the offset frequency. It is characterized by providing a repeating control means.
[0009]
As described above, the correlation value between the I component and the Q component at the evaluation frequency deviated from the estimated frequency of the input signal is obtained, the estimated frequency is obtained from the correlation value, and the estimated frequency is updated accordingly. The frequency of the input signal is evaluated by the frequency, and the lock is not caused when the frequency is shifted. Further, since the time required for frequency estimation is determined by the number of repetitions, the frequency pull-in time becomes constant.
[0010]
Further, in the frequency estimation apparatus of the present invention, the correlation means multiplies the input signal by a periodic signal for I component extraction and a periodic signal for Q component extraction, which are periodic signals of the frequency for evaluation, and results thereof. The correlation value between the I component and the Q component is obtained by integrating the values at predetermined intervals, and the integration time is changed in an inversely proportional relationship with the change in the offset frequency.
As a result, the effect on the difference (difference) in the power of the correlation value at the two evaluation frequencies with respect to the deviation of the estimated frequency becomes equal, and the offset frequency is reduced with the update of the estimated frequency. Frequency estimation can be performed with a predetermined frequency resolution in a short time.
[0011]
The positioning signal receiving apparatus according to the present invention applies the correlation means and the correlation control means to a positioning signal obtained by modulating a carrier signal with a pseudo-noise code and a navigation message, and thereby determines a carrier frequency of the positioning signal. It is characterized by estimation.
[0012]
In the positioning signal receiving apparatus of the present invention, the correlation means is provided in at least two reception channels that receive the positioning signal, and the correlation control means differs for the two reception channels at substantially the same time. Control is performed so as to obtain a correlation value at an evaluation frequency.
As a result, when the correlation value is obtained at different evaluation frequencies for the target positioning signal using the two reception channels, the correlation value can be obtained at the same time, and the influence of the signal strength, noise, etc. is equal. Will receive. As a result, it is possible to estimate the frequency without error even if the signal intensity or noise varies with time.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A frequency estimation apparatus and a GPS receiver including the same according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the main part of the GPS receiver. Here, reference numeral 1 denotes a band-pass filter that inputs an intermediate frequency signal output from a GPS antenna and passes only a necessary frequency band. A numerically controlled oscillator (NCO) 10 oscillates at an estimated carrier frequency, and generates an I signal (carrier positive phase signal) and a Q signal (carrier 90 ° phase signal). Reference numerals 2 and 3 denote multipliers that multiply the output signal of the bandpass filter 1 by the I signal and the Q signal from the NCO 10, respectively. The

integrators

registers

6 and 7. As a result, the I component correlation value and the Q component correlation value of the input modulation signal are obtained in the

registers

6 and 7, respectively.
Such circuits are provided for a plurality of reception channels as indicated by ch1, ch2,... Chn.
[0014]
A program executed by the CPU 11 is written in the ROM 12 in advance. The RAM 13 is used as a working area during these processes. The CPU 11 gives control data to each NCO 10 of each of the reception channels ch1, ch2,... Chn, and reads the correlation value from the

respective registers

6 and 7. The CPU 11 outputs a final calculation result (positioning result or the like) to the outside via the interface 14.
[0015]
The multiplier 2, the integrator 4 and the register 6 shown in FIG. 1 constitute a correlator for the I component. Similarly, the multiplier 3, the integrator 5, and the register 7 constitute a correlator for the Q component.
[0016]
Since the positioning signal is obtained by phase-modulating the carrier signal with the pseudo noise code and the navigation message, the pseudo noise code is demodulated together with the estimation of the carrier frequency. A circuit for demodulating the pseudo noise code is not shown in FIG.
[0017]
Hereinafter, control for carrier frequency estimation will be described.
Here, it is assumed that the

integrators

4 and 5 perform integration over a time of 1 [ms] and output a correlation value every 1 [ms], and the operation when two channels are used will be described.
[0018]
Assume that the estimated frequency is fc, and the frequencies f1 and f2 that are shifted by the offset frequency fo up and down around the estimated frequency fc are evaluation frequencies. FIG. 2 shows these relationships. Since the integration time is 1 [ms], the correlation value changes over a frequency width of ± 1 kHz with respect to the carrier frequency shift. The mountain shape in FIG. 2 shows the change characteristics. When the oscillation frequency of the NCO 10 shown in FIG. 1 changes, the power of the correlation value obtained thereby draws a mountain-shaped curve shown in FIG. This form is a sinc function. However, FIG. 2 shows only the main lobe portion of the sinc function.
[0019]
Therefore, first, the offset frequency fo is set to 500 Hz which is half of the frequency width on one side (frequency width from the peak of the mountain to the base) 1 kHz, and the evaluation frequencies f1 and f2 are determined. In FIG. 2, P1 is the power of the correlation value at the frequency f1, and P2 is the power of the correlation value at the frequency f2.
[0020]
Here, a method for obtaining the power of the correlation value will be described.
First, when the correlation value output from the correlator every 1 [ms] is represented by I (n) and Q (n) and the integration time is m [ms], an arbitrary j-th integration result is Given in.
[0021]
I _j = ΣI (n) (1)
Q _j = ΣQ (n) (2)
However, in the above two equations, the initial value parameter of the summation operator Σ is n = jm, and its final value is (j + 1) m−1.
[0022]
FIG. 4 shows the relationship between the correlation values I (n) and Q (n) obtained every 1 [ms] and the integration time. FIG. 4 shows an example in which a correlation value is obtained every m = 4, that is, every 4 [ms]. In this example, since m = 4, 40/4 = 10 correlation values are obtained during 40 [ms].
[0023]
Then, the power P _j of the j-th correlation value obtained equivalently is given by the following equation.
P _j = I _j ² + Q _j ² (3)
Value of the P _j by integrating until j = 0 to k, ie 40 / m pieces min cumulative value and power of the correlation value.
[0024]
In the example shown in FIG. 2, since P ₂ > P ₁ , it can be seen that the true carrier frequency is closer to f2 than f1. Therefore, the next estimated frequency is set closer to f2 than the previous estimated frequency fc. For example, according to the following equation, a frequency fc ′ that is proportionally distributed between the frequencies f1 and f2 by the powers P ₁ and P ₂ is set as the next estimated frequency fc.
[0025]

If the update of the estimated frequency and the evaluation frequency and the process of obtaining the power of the correlation value at the evaluation frequency are repeated, the estimated frequency approaches the true carrier frequency. Thus, the true carrier frequency can be obtained.
[0026]
However, it is important to gradually reduce the offset frequency fo in order to increase the frequency resolution of the estimated frequency. This will be described next.
Table 1 shows an example of the relationship between the integration time m, the offset frequency fo, and the frequency width of the two evaluation frequencies.
[0027]

Here, for example, when the integration time is 2 [ms], I _{1 to} I ₂₀ and Q _{1 to} Q _{20 in} equations (1) and (2) are obtained in a time of 40 [ms]. For example, when the integration time is 10 [ms], I _{1 to} I ₄ and Q _{1 to} Q ₄ are obtained in a time of 40 [ms]. Furthermore, when the integration time is 40 [ms], only I ₁ and Q ₁ are obtained in a time of 40 [ms].
[0028]
When the integration time changes in this way, the frequency range in which the power of the correlation value with respect to the carrier frequency shift changes. That is, the frequency range and the integration time are inversely proportional. Therefore, the integration time may be changed in an inverse proportion to the change in the offset frequency. For example, if the offset frequency is halved, the integration time may be doubled.
[0029]
FIG. 3 shows an example in which the integration time is changed in accordance with the change of the estimated frequency and the change of the offset frequency. Here, fc ′ is the next estimated frequency obtained from the evaluation frequencies f1 and f2 and the power P1 and P2 of the correlation value, and fo ′ is the next offset frequency. The lower part of FIG. 3 is an enlarged view of the upper frequency axis.
[0030]
In this way, if the integration time is changed in an inversely proportional relationship with the change in the offset frequency, the mountain shape is equivalently the same. As a result, the influence on the difference (difference) in the power of the correlation value at the two evaluation frequencies with respect to the deviation of the estimated frequency becomes equal, and the estimated frequency is quickly changed to the true frequency as the estimated frequency is updated. You can get closer.
[0031]
Therefore, when the offset frequency fo is narrowed by ½, and the value of fo (P2−P1) / (P1 + P2), which is a change in the estimated frequency in the equation (4), is smaller than ½ of the offset frequency fo That is, when (P2−P1) / (P1 + P2) is smaller than ½, the integration time m is doubled and the next offset frequency fo is changed to ½ frequency.
[0032]
When the value of the estimated frequency change fo (P2−P1) / (P1 + P2) is equal to or greater than ½ of the offset frequency fo, the same offset frequency fo is used next time. If the condition for not changing the offset frequency fo continues for a predetermined number of times, then the offset frequency fo is halved.
[0033]
Finally, when the integration time is 40 [ms], the offset frequency is 25 Hz. Thereafter, the estimated frequency fc is obtained by the equation (4), and the frequency estimation is performed when the value of the estimated frequency change fo (P2-P1) / (P1 + P2) is smaller than 12.5 Hz which is 1/2 of 25 Hz. Completed. Thus, a true carrier frequency is obtained with an accuracy of 12.5 Hz.
[0034]
The entire procedure described above will be described based on the flowchart shown in FIG.
First, evaluation frequencies f1 and f2 having an offset of ± fo centered on the estimated frequency fc are set to the two reception channels (n1).
[0035]
Next, a correlation value for 40 [ms] is read from the two reception channels for each of the I and Q components, and the power of the correlation value is obtained by equations (1) to (3) (n2 → n3). In this way, the power of the correlation value at approximately the same time for the two evaluation frequencies is obtained.
Thereafter, the next estimated frequency fc is determined from the correlation value power P _{j according} to the equation (4) (n4).
[0036]
Thereafter, if the change in the estimated frequency is smaller than fo / 2, the offset frequency is halved and the integration time is doubled accordingly (n5 → n6 → n7).
[0037]
If it is determined in step n6 that the change in the estimated frequency is fo / 2 or more, the offset frequency fo is not changed. If the condition for not changing the offset frequency fo continues for a predetermined number of times, then the offset frequency fo is halved (n6 → n8 → n7).
[0038]
In this way, even if the output period of the correlator is constant, the shape of the mountain shown in FIG. 2 changes by changing the integration time. That is, the longer the integration time, the sharper the mountain shape. Accordingly, the offset frequency is narrowed in an inversely proportional relationship with the integration time, thereby affecting the difference in power between the correlation values at the two evaluation frequencies shifted up and down by the offset frequency relative to the estimated frequency shift. Are equivalent. For this reason, it is possible to efficiently detect the deviation of the estimated frequency and set the next estimated frequency.
[0039]
In addition, since the offset frequency fo is not changed up to a certain number of times when the change in the estimated frequency fc is smaller than ½ of the offset frequency fo, the two powers P1 and P2 are both affected by noise components, for example. Even when a large value is indicated, malfunction can be prevented.
[0040]
Note that the pseudo noise code phase search and carrier frequency search are performed in a process different from the above-described frequency estimation. At this search stage, the carrier frequency is determined with a predetermined accuracy. Accordingly, the offset frequency may be changed from the values shown in Table 1. Further, the offset frequency may be changed in consideration of noise components and signal intensity. For example, when a search is performed based on a correlation value obtained by integration of 5 [ms] at the search stage, the frequency is determined with an accuracy of ± 400 Hz. Use a value of 8 times. For example, when the integration time m is 2 [ms], the offset frequency is 200 Hz, and when the integration time m is 4 [ms], the offset frequency is 100 Hz.
[0041]
For example, when a search is performed based on a correlation value obtained by integrating 20 [ms] at the search stage, a value that is 0.7 times 1/2 the value shown in Table 1 is used. Further, when a search is performed based on the correlation value obtained by 80 [ms] integration, a value 0.5 times the value shown in Table 1 is used.
[0042]
Next, a frequency estimation apparatus according to the second embodiment will be described.
In the first embodiment, the correlation values at two evaluation frequencies shifted by the offset frequency up and down around the estimated frequency are obtained by two reception channels. However, there are three or more evaluation frequencies. May be.
[0043]
FIG. 6 shows an example in which three evaluation frequencies are set and the power of each correlation value is obtained. In (A), the estimated frequency is set as the center evaluation frequency f2, and the frequencies f1 and f3 shifted by a predetermined offset frequency fo up and down are determined as the other two evaluation frequencies. When these three evaluation frequencies f1, f2, and f3 are set to three reception channels and the power of the obtained correlation values is P1, P2, and P3, the centroid w of these three points is obtained, The center of gravity frequency fw is set as the next estimated frequency. Therefore, fw is set to the center frequency f2 next time.
[0044]
In the example shown in FIG. 6B, of the obtained three powers P1, P2, and P3, two of the larger values, in this example, two of P2 and P3 are used. As in the case of the embodiment, the estimated frequency is obtained by proportional distribution, the next three evaluation frequencies are set around the estimated frequency, and the same processing is repeated.
[0045]
In the first and second embodiments, the integration time is changed by calculation by executing the program. However, a correlator may be configured by hardware, and the integration time may be switched in a circuit manner.
[0046]
【The invention's effect】
According to the present invention, the correlation value between the I component and the Q component at the evaluation frequency shifted from the estimated frequency of the input signal is obtained, the estimated frequency is obtained from the correlation value, and the estimated frequency is updated accordingly. The frequency of the input signal is evaluated at a plurality of frequencies, and the lock does not occur when the frequencies are shifted. Further, since the time required for frequency estimation is determined by the number of repetitions, the frequency pull-in time becomes constant.
[0047]
Further, according to the present invention, the evaluation frequency is set to a frequency shifted up and down by an offset centered on the estimated frequency, and the integration time is changed in an inversely proportional relationship with respect to the change in the offset frequency. Since the effect on the difference (difference) in the power of the correlation values at the two evaluation frequencies is the same for the estimated frequency deviation, the offset frequency is reduced as the estimated frequency is updated. Frequency estimation can be performed with a predetermined frequency resolution.
[0048]
Also, according to the present invention, the carrier frequency of the positioning signal is estimated by applying the correlation means and the correlation control means to the positioning signal whose carrier signal is modulated with a pseudo-noise code and a navigation message. As a result, the search time for the positioning signal can be shortened.
[0049]
Further, according to the present invention, when the correlation value is obtained at different evaluation frequencies for the target positioning signal using the two reception channels, the correlation value at substantially the same time can be obtained. Are equally affected by noise and noise. As a result, it is possible to estimate the frequency without error even if the signal intensity or noise varies with time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a main part of a GPS receiver according to a first embodiment. FIG. 2 is a diagram showing a relationship between an evaluation frequency and power of a correlation value. FIG. 3 is an evaluation frequency and correlation. FIG. 4 is a diagram showing a relationship between the power of values and FIG. 4 is a diagram showing a relationship between correlation values and integration time. FIG. 5 is a flowchart showing a procedure of frequency estimation. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a conventional frequency estimation apparatus.
2,3-multiplier

Claims

An evaluation frequency setting means for determining two evaluation frequencies shifted up and down by an offset frequency around the estimated frequency of the input signal;
Correlation means for obtaining a correlation value between the I component and the Q component of the input signal at each evaluation frequency;
Means for obtaining the power of the correlation value at each evaluation frequency from the obtained correlation value of the I component and the Q component;
Means for calculating a new estimated frequency based on the correlation of the power of the correlation value at each evaluation frequency;
Control means for repeating the calculation of the estimated frequency while narrowing the offset frequency;
With
The correlation means multiplies the input signal by an I component extraction periodic signal and a Q component extraction periodic signal, which are periodic signals of the evaluation frequency, respectively, and integrates the results in a predetermined period to thereby add an I component. And the Q component are obtained, and the integration time is changed in an inversely proportional relationship with the change in the offset frequency .

A positioning signal receiving apparatus comprising the frequency estimating apparatus according to claim 1 , wherein a positioning signal obtained by modulating a carrier signal with a pseudo noise code and a navigation message is input as the input signal.

The correlation means is provided in at least two reception channels that receive the positioning signal, and the control means obtains correlation values at different evaluation frequencies at substantially the same time using the two reception channels. The positioning signal receiving device according to claim 2 to be controlled.