JP3917609B2

JP3917609B2 - Power management circuit

Info

Publication number: JP3917609B2
Application number: JP2004201170A
Authority: JP
Inventors: コンスタンチン・ブクール
Original assignee: オーツーマイクロ，インコーポレーテッド
Priority date: 2003-07-14
Filing date: 2004-07-07
Publication date: 2007-05-23
Anticipated expiration: 2024-07-07
Also published as: CN1330071C; TWI250713B; JP2005039997A; CN1578049A; TWM266636U; TW200513003A

Description

本発明は、電子機器の電力システムに関し、より細かくは、再充電可能な電池に与えられる出力電力レベルを管理し制限するための、電力管理回路に関する。 The present invention relates to a power system for electronic devices, and more particularly to a power management circuit for managing and limiting the output power level provided to a rechargeable battery.

本発明は、２００３年７月１４日に出願の特許文献１の一部継続出願であり、それ自身は、２００２年１２月２３日に特許文献２、つまり特許文献３の係属出願であり、それ自身、２００１年９月７日に出願の特許文献４、つまり特許文献５の係属出願であり、これらの教示する全ては、ここに参考のために組み入れ、２００１年８月１７日に出願の特許文献６の出願日の利益を主張するものであり、その教示するところも、ここに参考のために組み入れる。 The present invention is a continuation-in-part of Patent Document 1 filed on July 14, 2003, and is itself a pending application of Patent Document 2, that is, Patent Document 3, on December 23, 2002. It is a co-pending application of Patent Document 4, filed on Sep. 7, 2001, i.e., Patent Document 5, all of which teachings are incorporated herein by reference, the patent filed on Aug. 17, 2001. Claims the benefit of the filing date of document 6, the teachings of which are also incorporated herein by reference.

米国通常出願第１０／６１８９０１号US normal application No. 10/618901 米国通常出願第１０／３２８４６６号US Serial No. 10/328466 米国特許第６６１１１２９号US Pat. No. 6,611,129 米国通常出願第０９／９４８８２８号US Serial No. 09/948828 米国特許第６４９８４６１号US Pat. No. 6,498,461 米国仮出願第６０／３１３２６０号US Provisional Application No. 60/313260

以下の、発明を実施するための最良の形態は、使用する実施形態と方法に対して作られたものに関して進められるが、当業者ならば、本発明が、これら使用する実施形態と方法に限定することを意図していないことは、理解されよう。むしろ、本発明は、広い範囲を持ったものであり、添付する特許請求の範囲に説明するもののみに限定することを意図している。 The following best mode for carrying out the invention will proceed with respect to those made for the embodiments and methods used, but those skilled in the art will limit the invention to these embodiments and methods for use. It will be understood that it is not intended to. Rather, the present invention is broad in scope and is intended to be limited only to that described in the appended claims.

本発明の他の特徴と利点とは、以下の発明を実施するための最良の形態の説明を進めるにつれて、また同種の番号が同種の部品を表している図面を参照して、明らかになるであろう。 Other features and advantages of the present invention will become apparent as the following description of the best mode for carrying out the invention proceeds, and with reference to the drawings in which like numerals represent like parts. I will.

図１は、一実施形態による、電圧モード電池充電システム１０を表している。このシステム１０には、一つあるいは二つ以上の電池１６を直流源１４を用いて充電するための、電圧モード電池充電回路１２が含まれる。直流源は、交流／直流アダプターあるいは他の電源で良い。回路１２は、スイッチ２０を通して、バック（Buck）変換回路１８（当業者には良く理解されようが、インダクタとコンデンサとを備える）のデューティサイクルを制御して、電池１６に渡される充電電力の総量を制御する。概略的には、回路１２は、供給源電流と電池充電電流（電流モード）と電池電圧（電圧モード）とを監視することによって、バック変換器１８のデューティサイクルを制御する。電池充電電流は、検知抵抗（あるいはインピーダンス）Ｒｓｃｈを通して検知される。インダクタを通して電流を検知する（従来からの電流モードトポロジーにおけるように）代わりに、本発明は、Ｒｓｃｈを通る電流を検知することによって、電圧モードトポロジーを用いる。このやり方では、さらに電池の電流制御と電圧の両方を利用することによって、本発明は、充電サイクルの終了に向けて電池をより正確に充電することができ、従来からの電流モード充電トポロジーで得られるより正確に充電を終了することができる。システム１０の詳細については、以下で説明する。 FIG. 1 illustrates a voltage mode battery charging system 10 according to one embodiment. The system 10 includes a voltage mode battery charging circuit 12 for charging one or more batteries 16 using a DC source 14. The DC source may be an AC / DC adapter or other power source. The circuit 12 controls the duty cycle of the buck converter circuit 18 (comprising an inductor and a capacitor as will be well understood by those skilled in the art) through the switch 20 to provide a total amount of charge power that is passed to the battery 16. To control. In general, the circuit 12 controls the duty cycle of the buck converter 18 by monitoring the source current, battery charging current (current mode) and battery voltage (voltage mode). The battery charging current is detected through a detection resistor (or impedance) Rsch. Instead of sensing current through an inductor (as in a conventional current mode topology), the present invention uses a voltage mode topology by sensing the current through Rsch. In this manner, by further utilizing both battery current control and voltage, the present invention can more accurately charge the battery towards the end of the charge cycle, which is gained with traditional current mode charging topologies. The charging can be completed more accurately than is possible. Details of the system 10 are described below.

基本的に、充電回路１２は、補償コンデンサCcomp３８上の電力を制御することによって、バック変換器１８のデューティサイクルを制御すべく動作する。この回路１２には、センス増幅器２６と相互コンダクタンス増幅器２８とから成る電池電流制御部、および加算ブロック３０と相互コンダクタンス増幅器３２とから成る電池電圧制御部、およびセンス増幅器３４と相互コンダクタンス増幅器３６とから成る電力制御部が含まれる。電池電流制御部と電池電圧制御部とは、各々、電池の電流と電圧とをそれぞれ示す信号を生成する。電力制御部は、供給源１４から利用可能な電力を示す信号を生成する。これらの各々は、（ノード６０で）結合されて、もしこれらのいずれかが閾値を越えていれば、充電コンデンサに配られる電力は減少し、従って、バック変換器のデューティサイクルは減る。この動作は、より詳細に、以下で説明される。 Basically, the charging circuit 12 operates to control the duty cycle of the buck converter 18 by controlling the power on the compensation capacitor Ccomp38. The circuit 12 includes a battery current control unit including a sense amplifier 26 and a transconductance amplifier 28, a battery voltage control unit including a summing block 30 and a transconductance amplifier 32, and a sense amplifier 34 and a transconductance amplifier 36. A power control unit is included. The battery current control unit and the battery voltage control unit generate signals indicating the battery current and voltage, respectively. The power control unit generates a signal indicating the power available from the supply source 14. Each of these is coupled (at node 60), and if any of these exceed a threshold, the power delivered to the charging capacitor is reduced, thus reducing the buck converter's duty cycle. This operation is described in more detail below.

バック変換器１８のデューティサイクルは、スイッチ２０を通し比較器４０によって制御される。比較器４０への入力は、補償コンデンサ（Ｃｃｏｍｐ）３８上の電圧と、発振器４４によって生成される鋸歯信号とである。比較器４０の出力は、ＰＷＭ信号６８であり、そのパルス幅（デューティサイクル）は、Ｃｃｏｍｐ３８上の電圧の振幅と鋸歯信号の共通部分に影響される。この意味で、こうして作られたＰＷＭ信号のデューティサイクルは、補償コンデンサ３８上の電圧と、発振器４４によって生成される鋸歯信号とに基づいて生成される。ここで使われた“基づいて”とは、広く一般的に“関数として”あるいは“関連して”という意味で解釈される。Ｃｃｏｍｐ上の電圧の振幅が高くなれば、ＰＷＭ信号６８のデューティサイクルも大きくなる。本実施形態において、鋸歯信号は、固定周波数信号であり、従ってＰＷＭのデューティサイクルは、Ｃｃｏｍｐ３８上の電圧の振幅を調整することで調整する。Ｃｃｏｍｐ３８は、電流源４２によって充電される。電流制御部と電圧制御部と電力制御部のいずれかによって生成される信号が無いときには、電流源は、Ｃｃｏｍｐを最大レベルまで充電し、それによってＰＷＭは、最大デューティサイクルとなり、バック変換器は、最大充電電流と電圧を電池に送る。電流制御部あるいは電圧制御部あるいは電力制御部が生成する信号が、補償コンデンサ３８へのシンクとして動作するなら、補償コンデンサ上の電圧は減少し、従ってＰＷＭ信号のデューティサイクルは減少する。このやり方で、充電電流は、電池１６へ制御可能に送られる。バック変換器１８とスイッチ２０の細かい点は、当業者には良く理解されようし、それらは本発明には重要では無く、制御可能な直流／直流変換回路として生成することができる。 The duty cycle of the buck converter 18 is controlled by the comparator 40 through the switch 20. The inputs to the comparator 40 are the voltage on the compensation capacitor (Ccomp) 38 and the sawtooth signal generated by the oscillator 44. The output of the comparator 40 is a PWM signal 68 whose pulse width (duty cycle) is affected by the common part of the voltage amplitude on the Ccomp 38 and the sawtooth signal. In this sense, the duty cycle of the PWM signal thus created is generated based on the voltage on the compensation capacitor 38 and the sawtooth signal generated by the oscillator 44. As used herein, “based on” is broadly interpreted in the sense of “as a function” or “related to”. As the voltage amplitude on Ccomp increases, the duty cycle of the PWM signal 68 also increases. In this embodiment, the sawtooth signal is a fixed frequency signal, so the PWM duty cycle is adjusted by adjusting the amplitude of the voltage on Ccomp 38. Ccomp 38 is charged by current source 42. When there is no signal generated by any of the current controller, voltage controller, and power controller, the current source charges Ccomp to the maximum level, so that the PWM is at the maximum duty cycle, and the buck converter is Send the maximum charge current and voltage to the battery. If the signal generated by the current controller, voltage controller, or power controller operates as a sink to the compensation capacitor 38, the voltage on the compensation capacitor will decrease, thus reducing the duty cycle of the PWM signal. In this manner, charging current is controllably sent to the battery 16. The details of the buck converter 18 and the switch 20 will be well understood by those skilled in the art and they are not critical to the present invention and can be produced as a controllable DC / DC converter circuit.

［電流制御］
電流制御部（回路）には、センス増幅器２６と相互コンダクタンス増幅器２８とが含まれる。センス増幅器は、電池充電電流がセンスインピーダンスＲｓｃｈ２４を横切るのを監視し、電池充電電流に比例する信号を生成する。相互コンダクタンス増幅器２８は、センス増幅器２６の出力を受信し、その信号をプログラムされた（希望の）電池電流信号Ichと比較する。一般的に、相互コンダクタンス増幅器２８の入力は、電圧信号であり、出力は、比例する電流信号である。相互コンダクタンス増幅器の出力は、電流制御信号６２であり、これは、電池中電電流がプログラムされたＩｃｈを超える量に比例する。電池充電電流が、プログラムされた電流値Ｉｃｈを超えるまで、ゼロである。プログラムされた値であるＩｃｈは、特定の電池の種類や必要条件によって設定される、例えば、当業者には良く知られる従来からのＬｉＩｏｎ電池を充電するよう設定される。 [Current control]
The current control unit (circuit) includes a sense amplifier 26 and a transconductance amplifier 28. The sense amplifier monitors the battery charging current across the sense impedance Rsch 24 and generates a signal proportional to the battery charging current. The transconductance amplifier 28 receives the output of the sense amplifier 26 and compares the signal to the programmed (desired) battery current signal Ich. In general, the input of transconductance amplifier 28 is a voltage signal and the output is a proportional current signal. The output of the transconductance amplifier is a current control signal 62, which is proportional to the amount by which the battery current exceeds the programmed Ich. It is zero until the battery charging current exceeds the programmed current value Ich. The programmed value Ich is set according to the specific battery type and requirements, for example, to charge a conventional LiIon battery well known to those skilled in the art.

もし、電池充電電流が閾値Ｉｃｈを超えると、増幅器２８は、比例する電流制御信号６２を生成する。増幅器の出力は、電流源４２の負側に（ノード６０で）結合されるので、増幅器２８が生成する全ての信号は、供給源４２からの電流をシンクするように動作する。翻って、これは、Ｃｃｏｍｐ３８上の電圧を減らすように動作し、その結果、ＰＷＭ信号６８のデューティサイクルを減らして、電池に送られる充電電流を減らす。出力電流制御信号６２は、入力値に比例するので、デューティサイクルは、動的に、電池充電電流の関数として調整される。 If the battery charging current exceeds the threshold Ich, the amplifier 28 generates a proportional current control signal 62. The output of the amplifier is coupled to the negative side of the current source 42 (at node 60) so that all signals generated by the amplifier 28 operate to sink current from the source 42. In turn, this operates to reduce the voltage on Ccomp 38, thereby reducing the duty cycle of PWM signal 68 and reducing the charging current delivered to the battery. Since the output current control signal 62 is proportional to the input value, the duty cycle is dynamically adjusted as a function of the battery charging current.

電流センス増幅器２６は、カスタムの、あるいは市販の増幅器でよく、当業者には容易に手に入るものである。しかし、やはり当業者ならば理解されようが、増幅器２６は、大きなコモンモード電圧除去を行わなくてはならない。従って、次に図２を見ると、本発明の他の面である、大きなコモンモード電圧除去に対する要求を軽減するための増幅器の構成が載っている。図２に描かれるセンス増幅器２６には、演算増幅器４６によって制御されるスイッチ４８と、利得抵抗Ｒ１・５０およびＲ２・５２が含まれる。図２の増幅器２６は、コモンモード電圧には、敏感でない。むしろ、スイッチは、Ｒｓｃｈの両端に発生するフローティングの差動電圧を、接地電位に照らして、Ｒ２／Ｒ１で与えられる利得に従って電圧を増幅することによって、移す。 The current sense amplifier 26 may be a custom or commercially available amplifier and is readily available to those skilled in the art. However, as will also be appreciated by those skilled in the art, amplifier 26 must provide large common mode voltage rejection. Accordingly, referring now to FIG. 2, there is shown an amplifier configuration for reducing the requirement for large common mode voltage rejection, which is another aspect of the present invention. The sense amplifier 26 depicted in FIG. 2 includes a switch 48 controlled by an operational amplifier 46, and gain resistors R1 · 50 and R2 · 52. The amplifier 26 of FIG. 2 is not sensitive to common mode voltages. Rather, the switch shifts the floating differential voltage developed across Rsch by amplifying the voltage according to the gain given by R2 / R1 relative to ground potential.

［電圧の制御］
電圧制御部（回路）には、加算ブロック３０と相互コンダクタンス増幅器３２とが含まれる。本実施形態において、加算ブロック３０には、３つの入力があり、それは、高精度の基準電圧或いは調整（trim）電圧Ｒｅｆと、設定電圧（Ｖｓｅｔ）と、電圧修正信号（Ｖｃｏｒ）信号とである。本実施形態では、電池１６は、ＬｉＩｏｎ電池である。ＬｉＩｏｎ電池は、過電圧条件に非常に過敏であり、実際に、過電圧の場合は危険な状況になる。而して、基準信号或いは調整信号Ｒｅｆは、正確であり、電池が要求する許容範囲内にある。ＬｉＩｏｎに関しては、許容範囲は、＋／−０．００５ボルトのオーダーにある。しかし、他の電池の種類と基準電圧の要求を、ここで同様に熟考してみる。Ｖｓｅｔは、電圧設定値を表し、通常は、電池の製造元から与えられる。Ｖｃｏｒは、充電電流に比例する較正信号であり、充電装置の詳細と電池に関連する寄生抵抗（電池の電圧は直接に測定ができず、寄生抵抗の中に一つの必須の要因があるから）とに対する補償信号として与えられる。示されてはいないが、Ｖｃｏｒは、センス増幅器２６の出力と並列に置かれた分圧器をタップ（tap）することで得られる。これら３つの信号は、加算ブロック３０で、重み付けされて加算される。例えば、加算ブロック３０の出力は、基準電圧＋（Ｖｓｅｔ／ｘ）＋Ｖｃｏｒ／ｙ）に設定することができる。ここで、ｘとｙは、それぞれ希望する電圧設定値と修正値に従って選ばれる。ＶｃｏｒとＶｓｅｔは、基準電圧として正確である必要はない、というのは、それらの影響は、ｘとｙで除算されて減少してしまうからである。 [Voltage control]
The voltage control unit (circuit) includes an addition block 30 and a transconductance amplifier 32. In the present embodiment, the summing block 30 has three inputs, which are a highly accurate reference voltage or trim voltage Ref, a set voltage (Vset), and a voltage correction signal (Vcor) signal. . In the present embodiment, the battery 16 is a LiIon battery. LiIon batteries are very sensitive to overvoltage conditions, and in fact, in overvoltage situations can be dangerous. Thus, the reference signal or adjustment signal Ref is accurate and within an acceptable range required by the battery. For LiIon, the tolerance is on the order of +/− 0.005 volts. However, consider the other battery types and reference voltage requirements as well. Vset represents a voltage setting value and is usually given by the battery manufacturer. Vcor is a calibration signal proportional to the charging current, details of the charging device and the parasitic resistance associated with the battery (because the voltage of the battery cannot be measured directly and there is one essential factor in the parasitic resistance) Is given as a compensation signal for. Although not shown, Vcor is obtained by tapping a voltage divider placed in parallel with the output of sense amplifier 26. These three signals are weighted and added by the addition block 30. For example, the output of the addition block 30 can be set to the reference voltage + (Vset / x) + Vcor / y). Here, x and y are selected according to a desired voltage setting value and correction value, respectively. Vcor and Vset do not need to be accurate as reference voltages because their effects are reduced by dividing by x and y.

加算ブロック３０から出力された重み付けされた電圧信号は、一般的に、所定の電池電圧閾値信号として見ることができる。相互コンダクタンス増幅器３２は、加算ブロックの出力を電池の電圧と比較する。増幅器３２の出力は、電圧制御信号６４であり、これは、電池の電圧が、加算ブロックで得られた閾値を越えた量に比例する。上述した電流制御部と共に、もし電池の電圧が加算ブロックで決められた閾値を越えていれば、信号６４は、非ゼロである。増幅器３２の出力は電流源４２の負側に（ノード６０において）結合されるので、増幅器３２で作られるいかなる信号６４も、供給源からの電流をシンクするように動作することはない。反対に、これは、Ｃｃｏｍｐ３８上の電圧を減らすよう動作し、それによって、ＰＷＭ信号６８のデューティサイクルを減らし、電池に送られる充電電流を減らす。増幅器３２の出力６４は、入力値に比例するので、デューティサイクルは希望する電池の電圧を得るよう動的に調整される。 The weighted voltage signal output from summing block 30 can generally be viewed as a predetermined battery voltage threshold signal. The transconductance amplifier 32 compares the output of the summing block with the battery voltage. The output of the amplifier 32 is a voltage control signal 64, which is proportional to the amount that the battery voltage exceeds the threshold obtained in the summing block. With the current controller described above, the signal 64 is non-zero if the battery voltage exceeds the threshold determined by the summing block. Since the output of amplifier 32 is coupled to the negative side of current source 42 (at node 60), any signal 64 produced by amplifier 32 will not operate to sink current from the source. Conversely, this operates to reduce the voltage on Ccomp 38, thereby reducing the duty cycle of PWM signal 68 and reducing the charging current delivered to the battery. Since the output 64 of the amplifier 32 is proportional to the input value, the duty cycle is dynamically adjusted to obtain the desired battery voltage.

［電力制御］
電力制御部（回路）には、センス増幅器３４と相互コンダクタンス増幅器３６とが含まれる。電力制御部は、バック変換器のデューティサイクルを減らし、それによって、もし直流源が、供給源に付けられるアクティブなシステム７２（例えば、携帯用電子機器）に、さらなる電力を供給する必要があれば、電池に与える充電電流を減らすために提供される。このアクティブなシステムは、センス抵抗Ｒｓａｃを横切って、充電システム１０に並列に結合される。供給源１４によって与えられる電力の総和は一定であるので、良く設計されたシステムにおいては、アクティブなシステムと電池充電回路の負荷要求は、バランスが取れている。電力制御部は、アクティブなシステムの要求を満たすために充電電流を減らすことによって、常に、アクティブなシステムが優先権（電力の要求に関して）を持つことを保証している。従って、電力制御部は、電池充電器が必要な電力の総和に比例する電力制御信号６６を生成し、アクティブなシステムは、閾値Ｉａｃ＿ｌｉｍを超える。Ｉａｃ＿ｌｉｍは、典型的には、アダプター供給源１４によって送ることのできる最大値である。例えば、供給源１４は、電力をアクティブなシステム（図示せず）に与えると同時に、電流を電池に充電する。もし、携帯用システムが電力をより以上要求すれば、電池への充電電流は、それに応じて、システムの要求を満足するように減らされる。供給源１４は、一般的に、交流／直流アダプターから提供することができるように、直流電力源として定義される。直流源１４によって与えられる出力電圧レベルは一定であるので、直流源１４の電力を制限することは、直流源の電流出力を監視したり制限したりすることによれば十分である。 [Power control]
The power control unit (circuit) includes a sense amplifier 34 and a transconductance amplifier 36. The power controller reduces the buck converter duty cycle so that if the DC source needs to provide additional power to an active system 72 (eg, portable electronic device) attached to the source. Provided to reduce the charging current given to the battery. This active system is coupled in parallel to the charging system 10 across the sense resistor Rsac. Since the total power provided by the source 14 is constant, in a well-designed system, the load requirements of the active system and the battery charging circuit are balanced. The power controller always ensures that the active system has priority (with respect to power requirements) by reducing the charging current to meet the requirements of the active system. Thus, the power control unit generates a power control signal 66 that is proportional to the total power required by the battery charger, and the active system exceeds the threshold Iac_lim. Iac_lim is typically the maximum value that can be sent by the adapter source 14. For example, the source 14 provides power to an active system (not shown) while charging current to the battery. If the portable system requires more power, the charging current to the battery is correspondingly reduced to meet the system requirements. The source 14 is generally defined as a DC power source so that it can be provided from an AC / DC adapter. Since the output voltage level provided by the DC source 14 is constant, limiting the power of the DC source 14 is sufficient by monitoring or limiting the current output of the DC source.

センス増幅器３４は、供給源１４によってセンスインピーダンスＲｓａｃ・２２を通って送られるアダプター電流全体を監視する。アダプター（供給源）電流全体の中には、システム電流（すなわち、供給源１４に接続された携帯用システム（図示せず）に送られる電流）と、電池充電回路１２（これは、バック変換器１８のデューティサイクルで分けられた充電電流の測定器）とを含んでいる。センス抵抗Ｒｓａｃを横切る信号は、アダプター電流全体に比例する信号である。相互コンダクタンス増幅器３６は、センス増幅器３４の出力を受けて、その信号を電力閾値信号Ｉａｃ＿ｌｉｍと比較する。そうして、もしセンス抵抗を横切る信号がＩａｃ＿ｌｉｍよりも大きければ、システムが電力をもっと要求していることを示し、従って電池の充電電流は減らされるべきである。勿論、この制限信号は固定することができ、あるいは、システムの動的な電力要求および／または供給源における変化に基づいて調整することができる。相互コンダクタンス増幅器の出力は、電力制御信号６６であり、これは、電池充電器とアクティブなシステムが必要とする電力が閾値Ｉａｃ＿ｌｉｍを超えるまでは、ゼロである。 The sense amplifier 34 monitors the entire adapter current sent by the source 14 through the sense impedance Rsac 22. Among the total adapter (source) current is the system current (ie, the current sent to a portable system (not shown) connected to the source 14) and the battery charging circuit 12 (which is a buck converter). Charging current meter divided by 18 duty cycles). The signal across the sense resistor Rsac is a signal that is proportional to the overall adapter current. The transconductance amplifier 36 receives the output of the sense amplifier 34 and compares the signal with the power threshold signal Iac_lim. Thus, if the signal across the sense resistor is greater than Iac_lim, it indicates that the system is demanding more power and therefore the battery charging current should be reduced. Of course, this limit signal can be fixed or adjusted based on dynamic power requirements of the system and / or changes in the source. The output of the transconductance amplifier is a power control signal 66, which is zero until the power required by the battery charger and the active system exceeds the threshold Iac_lim.

もし、電池充電器とアクティブなシステムが必要な電力が閾値Ｉａｃ＿ｌｉｍを超えると、増幅器３６は、比例する電力制御信号６６を生成する。増幅器の出力は、電流源４２の負側に（ノード６０で）結合されるので、増幅器３６が作る信号は全て供給源からの電流をシンクするように動作する。逆に、これは、Ｃｃｏｍｐ３８上の電圧を減らす動作をし、従って、ＰＷＭ信号６８のデューティサイクルを減らし、電池に送られる充電電流を減らす。増幅器３６の出力６６は、入力値に比例するので、デューティサイクルは、直流源１４の最大電力出力を超えないように、システムと電池の間の電力要求のバランスを取る関数として動的に調整される。 If the power required by the battery charger and the active system exceeds the threshold Iac_lim, the amplifier 36 generates a proportional power control signal 66. The output of the amplifier is coupled to the negative side of the current source 42 (at node 60) so that all signals produced by the amplifier 36 operate to sink current from the source. Conversely, this operates to reduce the voltage on Ccomp 38, thus reducing the duty cycle of PWM signal 68 and reducing the charging current delivered to the battery. Since the output 66 of the amplifier 36 is proportional to the input value, the duty cycle is dynamically adjusted as a function that balances the power requirements between the system and the battery so as not to exceed the maximum power output of the DC source 14. The

図３は、ＰＷＭ信号６８（下の図）と、補償コンデンサ上の電圧Ｖｃｃｏｍｐと鋸歯信号４４の間の交差（上の図）を表すタイミング図７０を描いたものである。本実施形態において、Ｖｃｃｏｍｐは、基本的に、その振幅が電流源４２によって持ち上げられ、電流制御信号６２あるいは電圧制御信号６４或いは電力制御信号６６のいずれかによって引き下げられる直流信号である。言い換えると、Ｖｃｃｏｍｐの値（振幅）は、信号（４２−（６２，６４及び／または６６））の和である。Ｖｃｃｏｍｐの値を動かすことで、ＰＷＭ信号のデューティサイクルは減少する。 FIG. 3 depicts a timing diagram 70 representing the PWM signal 68 (bottom diagram) and the intersection (top diagram) between the voltage Vccomp on the compensation capacitor and the sawtooth signal 44. In the present embodiment, Vccomp is basically a DC signal whose amplitude is raised by the current source 42 and pulled down by either the current control signal 62, the voltage control signal 64, or the power control signal 66. In other words, the value (amplitude) of Vccomp is the sum of the signals (42− (62, 64 and / or 66)). By moving the value of Vccomp, the duty cycle of the PWM signal decreases.

こうして、本発明によって、ＰＷＭ信号のデューティサイクルは、補償コンデンサの差を用いて調整することができる。本実施形態において、ＰＷＭの調整は、動的に、電池の充電電流および／または電池の電圧および／またはシステム電力の要求値の作用として達成される。図１で描かれるトポロジーは、電圧モードのトポロジーである。電圧モードのトポロジーとは、センス抵抗Ｒｓｃｈがバック変換器の外側に置かれ、その結果この抵抗を横切る電流が直流値（リップル無し）であることを意味する。 Thus, according to the present invention, the duty cycle of the PWM signal can be adjusted using the compensation capacitor difference. In this embodiment, the PWM adjustment is achieved dynamically as a function of battery charge current and / or battery voltage and / or system power requirements. The topology depicted in FIG. 1 is a voltage mode topology. Voltage mode topology means that the sense resistor Rsch is placed outside the buck converter so that the current across this resistor is a DC value (no ripple).

他の実施形態において、電力管理回路１２ａは、この後に詳細に説明するように、再充電可能な電池１６に与えられる充電電力レベルを制御するのに利用することができる。そうすることによって、電力管理回路１２ａは、各実施形態において関連する直流源の出力電圧が、一定の出力電圧レベルを提供できないような、制御可能な直流源（図４Ａ）を直接に、あるいは直流−直流変換器（図４Ｂ）を制御するのに使用することができる。 In other embodiments, the power management circuit 12a can be used to control the charge power level provided to the rechargeable battery 16, as will be described in detail below. By doing so, the power management circuit 12a directly or directly controls a controllable DC source (FIG. 4A) such that the output voltage of the associated DC source in each embodiment cannot provide a constant output voltage level. Can be used to control a DC converter (FIG. 4B).

図４Ａは、再充電可能な電池１６に与えられる電池充電用パラメータ、例えば電池充電電流および／または電圧を制御するための、本発明に沿った電力管理回路１２ａを持った電子機器４００を示したものである。図４Ａの実施形態において、これは、制御可能な直流源４０４の出力電力レベルを制御することによって行うことができる。電子機器４００は、ラップトップコンピュータや携帯電話やＰＤＡ（personal digital assistance）等を含む各種の電子機器であって良い。制御可能な直流源４０４からの電力は、システム７２や電池１６や様々な給電モードにおける両者の何らかの組み合わせへの電力供給に利用することができる。電池１６には、一つあるいは複数の電池が含まれていて良い。電池１６は、リチウムイオンやニッケルカドミウムやニッケル金属ハイブリッド電池等の様々な種類の再充電可能な電池であって良い。 FIG. 4A illustrates an electronic device 400 having a power management circuit 12a in accordance with the present invention for controlling battery charging parameters provided to the rechargeable battery 16, such as battery charging current and / or voltage. Is. In the embodiment of FIG. 4A, this can be done by controlling the output power level of the controllable DC source 404. The electronic device 400 may be various electronic devices including a laptop computer, a mobile phone, a personal digital assistance (PDA), and the like. The power from the controllable DC source 404 can be used to supply power to the system 72, the battery 16, or some combination of both in various power supply modes. The battery 16 may include one or a plurality of batteries. The battery 16 may be various types of rechargeable batteries such as lithium ion, nickel cadmium, and nickel metal hybrid batteries.

制御可能な直流源４０４は、例えば、交流入力電圧を受けて、適切な制御信号に基づいて制御可能な直流出力電圧を提供する、制御可能な交流−直流アダプターのような、当業者には既知の様々なその種の供給源であって良い。制御信号は、パス４２１に沿って、電力管理回路１２ａによって与えることができる。電力管理回路１２ａから制御可能な直流源４０４へのパス４２１は、当業者には既知の様々な通信プロトコルを使用した、分離したパスであろう。例えば、制御可能な直流源４０４は、例えばＲＳ２３２Ｃのような直列通信インターフェイスで構成されて、電力管理回路１２ａからの直列制御信号を受信することができる。制御可能な直流源４０４は、代わりに、アナログインターフェイスで構成されて、アナログ制御信号を受信することができる。代わりに、分離したパス４２１は、必要では無くなる。例えば、電力管理回路１２ａからの制御信号は、電力ライン２５の上へ変調され得る。そのような例では、電力管理回路１２ａと制御可能な直流源４０４との両方は、当業者には既知の変調／復調回路を適合させられて、電力ライン２５の上に置き換えられる帰還制御信号を生成する。 Controllable DC source 404 is known to those skilled in the art, such as a controllable AC-DC adapter, for example, receiving an AC input voltage and providing a controllable DC output voltage based on an appropriate control signal. There may be a variety of such sources. The control signal can be provided by the power management circuit 12a along the path 421. The path 421 from the power management circuit 12a to the controllable DC source 404 may be a separate path using various communication protocols known to those skilled in the art. For example, the controllable DC source 404 is configured with a serial communication interface such as RS232C, and can receive a serial control signal from the power management circuit 12a. The controllable DC source 404 can alternatively be configured with an analog interface to receive analog control signals. Instead, a separate path 421 is not necessary. For example, the control signal from the power management circuit 12a can be modulated onto the power line 25. In such an example, both the power management circuit 12a and the controllable DC source 404 can be adapted with a modulation / demodulation circuit known to those skilled in the art to provide a feedback control signal that is replaced on the power line 25. Generate.

電力管理回路１２ａには、電力制御回路４７１と制御信号生成回路４７３とが含まれていて良い。一般的に、電力制御回路４７１は、制御可能な直流源４０４の出力電力レベルを表す電力制御信号を、制御信号生成回路４７３へ供給する。制御信号生成回路４７３には、例えば電力制御信号のような信号を、監視した各パラメータのための関連する閾値と比較する、複数の誤り増幅器を含んでいて良いが、これは図１の回路１２に関して先に詳述したものと同様である。例えば、複数の誤り増幅器は、最初に関連した最大閾値レベルを超える条件を検出する誤り増幅器が、制御可能なアダプター４０４への命令信号を制御するように、アナログの“ワイアードＯＲ”のトポロジーとして構成することができる。そして、適切な制御信号が、例えば、もし最大閾値限界値に到達したら、供給源４０４の出力電力パラメータを小さくするように、制御可能な直流源４０４とやり取りすることができる。 The power management circuit 12a may include a power control circuit 471 and a control signal generation circuit 473. In general, the power control circuit 471 supplies a power control signal representing the output power level of the controllable DC source 404 to the control signal generation circuit 473. The control signal generation circuit 473 may include a plurality of error amplifiers that compare a signal, such as a power control signal, with an associated threshold for each monitored parameter, which is the circuit 12 of FIG. Is similar to that detailed above. For example, multiple error amplifiers are configured as an analog “wired OR” topology such that the error amplifier that initially detects a condition that exceeds the associated maximum threshold level controls the command signal to the controllable adapter 404. can do. Then, if an appropriate control signal reaches, for example, the maximum threshold limit value, it can interact with the controllable DC source 404 to reduce the output power parameter of the supply source 404.

図４Ｂは、本発明に沿った、直流−直流変換器１８を制御することによって、例えば電池充電用電流および／または電圧などの電池充電用パラメータを制御するための、電力管理回路１２ａを持った電子機器４００ａの他の実施形態である。直流源４０６は、直流−直流変換器１８を経由して、電池を再充電する電力を提供する。直流源４０６の出力電圧レベルは、時間と共に変化して良い。例えば、直流源４０６は、出力電圧レベルが光源によって受け取った光によって変化する太陽光源であっても良い。直流源４０６は、また燃料セルであっても良い。直流源４０６は、またシステムが期待するものと異なる、固定した出力電圧レベルを提供しても良い。例えば、電子機器４００ａのユーザーは、電子機器４００ａが２０ボルトの供給源を期待している時に、１５ボルトの固定した電圧出力源を使用しても良い。有利なことに、電力管理回路１２によって、そのような供給源の最大電流出力も超えられない限り、可変出力電圧を持った、そのような直流源から送られる最大電力が可能になる。 FIG. 4B has a power management circuit 12a for controlling battery charging parameters, such as battery charging current and / or voltage, for example, by controlling the DC-DC converter 18 in accordance with the present invention. It is other embodiment of the electronic device 400a. The DC source 406 provides power for recharging the battery via the DC-DC converter 18. The output voltage level of the DC source 406 may change over time. For example, the direct current source 406 may be a solar light source whose output voltage level changes with light received by the light source. The direct current source 406 may also be a fuel cell. The DC source 406 may also provide a fixed output voltage level that is different from what the system expects. For example, a user of electronic device 400a may use a fixed voltage output source of 15 volts when electronic device 400a expects a supply source of 20 volts. Advantageously, the power management circuit 12 allows the maximum power delivered from such a DC source with a variable output voltage so long as the maximum current output of such a source is not exceeded.

制御信号生成回路４７３は、直流−直流変換器１８への制御信号を提供する。この制御信号は、既述したようにＰＷＭ信号６８であって良く、また直流−直流変換器１８は、当業者には既知の直流−直流変換器の中のいずれかであって良い。図４Ｂの他の要素とその動作は、図４Ａに関して詳細を先述した同様の要素に近い。それゆえに、同様の回路要素は、同じように名前が付けられ、その要素や動作の反復する説明は、ここでは明簡潔さのために割愛する。 The control signal generation circuit 473 provides a control signal to the DC / DC converter 18. This control signal may be the PWM signal 68 as previously described, and the DC-DC converter 18 may be any of the DC-DC converters known to those skilled in the art. The other elements of FIG. 4B and their operation are similar to similar elements previously described in detail with respect to FIG. 4A. Therefore, similar circuit elements are similarly named and repeated descriptions of the elements and operations are omitted here for clarity and brevity.

図５Ａを見ると、電力管理制御回路１２ａの一実施形態の回路図の一例が、制御信号生成回路４７３の詳細を示して図示されている。制御信号生成回路４７３には、様々な信号を関連する閾値レベルに比較する、複数の誤り増幅器３６，４７２，２８，３２が含まれる。制御信号生成回路４７３の様々な要素とその動作は、図１に関連して先に詳述した回路１２の動作に近似している。従って、似た回路要素には、似た名前が付けられ、要素あるいはその動作の繰り返しになる説明は、ここでは、簡潔さのために割愛する。 Referring to FIG. 5A, an example of a circuit diagram of one embodiment of the power management control circuit 12a is shown showing details of the control signal generation circuit 473. The control signal generation circuit 473 includes a plurality of error amplifiers 36, 472, 28, 32 that compare various signals to associated threshold levels. The various elements of the control signal generation circuit 473 and their operation approximate the operation of the circuit 12 detailed above with reference to FIG. Accordingly, similar circuit elements are given similar names, and descriptions of elements or their operations are not repeated here for the sake of brevity.

制御可能な直流源４０４の出力は可変であり固定したものではないので、制御信号生成回路４７３には、電流制限誤り増幅器３６と電力制限誤り増幅器４７２とが含まれていて良い。アダプター電流制限誤り増幅器３６は、制御可能な直流源４０４の電流出力を表す信号と、電流制限Ｉａｃ＿ｌｉｍとを比較する。電力制限誤り増幅器４７２は、制御可能な直流源４０４の電力出力を表す信号と、電力制限レベルとを比較する。制御信号生成回路４７３は、もし電流制限あるいは電力閾値制限に達すると、比較器４０によって与えられるＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを減らす。制御可能な直流源４０４は、その後、ＰＷＭ制御信号に応答して、そのような場合に出力電力レベルを減らす。比較器４０は、補償コンデンサ３８上の電圧を、発振器４４からの鋸歯信号と比較するのに応えて、制御可能な直流源の出力電圧を制御するために、アナログ或いはディジタルの信号のような様々な制御信号を提供する様々な制御回路によって置き換えることができる。 Since the output of the controllable DC source 404 is variable and not fixed, the control signal generation circuit 473 may include a current limit error amplifier 36 and a power limit error amplifier 472. The adapter current limit error amplifier 36 compares the signal representing the current output of the controllable DC source 404 with the current limit Iac_lim. The power limit error amplifier 472 compares the signal representing the power output of the controllable DC source 404 with the power limit level. The control signal generation circuit 473 reduces the duty cycle of the PWM control signal provided by the comparator 40 if the current limit or power threshold limit is reached. The controllable DC source 404 then reduces the output power level in such a case in response to the PWM control signal. Comparator 40 is responsive to comparing the voltage on compensation capacitor 38 with the sawtooth signal from oscillator 44 to control the output voltage of a controllable DC source, such as an analog or digital signal. It can be replaced by various control circuits that provide the correct control signal.

電力制御回路４７１には、センス抵抗２２に結合されて、制御可能な直流源４０４の電流出力を表す信号を提供するセンス増幅器３４が含まれて良い。電力制御回路４７１は、さらに電力変換回路５７７を含んでいよう。電力変換回路５７７は、制御可能な直流源４０４の電流出力を表す、センス増幅器３４の出力からの信号と、制御可能な直流源４０４の電圧出力を表す他の信号ＶＡＤを受け取り、制御可能な直流源４０４の出力電力レベルを表す制御信号を、誤り増幅器４７２へ提供することができる。 The power control circuit 471 may include a sense amplifier 34 coupled to the sense resistor 22 to provide a signal representative of the controllable DC source 404 current output. The power control circuit 471 may further include a power conversion circuit 577. The power conversion circuit 577 receives a signal from the output of the sense amplifier 34 representing the current output of the controllable DC source 404 and another signal VAD representing the voltage output of the controllable DC source 404 and controls the controllable DC. A control signal representing the output power level of source 404 can be provided to error amplifier 472.

図５Ｂは、図４Ｂに沿った、他の実施形態を示しており、電力管理回路１２ａは、制御信号を直流−直流変換器１８へ与えて、再充電可能な電池１６に与えられる充電用パラメータを制御する。直流源４０６は、図４Ｂに関して詳細を先述したように、時間と共に変化する出力電圧レベルを持っていて良い。制御信号は、詳細を先述したようにＰＷＭ信号であって良く、直流−直流変換器１８は、当業者には既知の様々な種類の直流−直流変換器であって良い。図５Ｂの他の要素と、その動作は、図５Ａに関して詳細を先述した要素に近い。従って、似た回路要素は、似た名前が付けられ、要素あるいはその動作の繰り返しになる説明は、ここでは、簡潔さのために割愛する。 FIG. 5B shows another embodiment along FIG. 4B, in which the power management circuit 12a provides a control signal to the DC-DC converter 18 for charging parameters provided to the rechargeable battery 16. To control. DC source 406 may have an output voltage level that varies with time, as described in detail above with respect to FIG. 4B. The control signal may be a PWM signal as described in detail above, and the DC-DC converter 18 may be various types of DC-DC converters known to those skilled in the art. The other elements of FIG. 5B and their operation are close to the elements previously described in detail with respect to FIG. 5A. Accordingly, similar circuit elements are given similar names and descriptions of the elements or their operation are not repeated here for the sake of brevity.

図６に進んで、図５Ａと図５Ｂの電力制御回路４７１の一例と電力変換回路５７７に関する詳細は、電流信号を誤り増幅器３６へ提供し、電力信号を制御信号生成回路４７３の誤り増幅器４７２へ提供することに関して示されている。電力変換回路５７７には、アナログ或いはディジタルの乗算器のトポロジーの古典的な構成が含まれて良い。しかし、これらの方法は、希望する正確さのためには、調整が必要であろう。電力変換回路５７７には、より詳細にここで述べるように、ランプ発振器６０８と比較器６１０と乗算器６１２とフィルタ６１４が含まれていよう。 Proceeding to FIG. 6, the details of one example of power control circuit 471 and power conversion circuit 577 of FIGS. 5A and 5B provide a current signal to error amplifier 36 and the power signal to error amplifier 472 of control signal generation circuit 473. Shown with respect to providing. The power conversion circuit 577 may include a classic configuration of analog or digital multiplier topology. However, these methods may require adjustment for the desired accuracy. The power conversion circuit 577 may include a ramp oscillator 608, a comparator 610, a multiplier 612, and a filter 614, as described in more detail herein.

一般的に、電力制御回路４７１には、センス抵抗２２を通って降下する電圧を監視して、ＩＡＤ信号を比較器６１０の非反転型入力端子に与えるセンス増幅器３４を含んでいよう。ＩＡＤ信号は、直流源４０４あるいは４０６からの電流を表す直流電圧信号であって良い。その後、固定した周波数の鋸歯信号がランプ発振器６０８によって比較器６１０の反転型入力に与えられよう。制御信号生成回路４７３のランプ発振器４４の出力も、またこの信号を比較器６１０に与えるのに使用することができる。結果として、比較器６１０は、アダプター電流パルス幅変調信号ＩＡＤ＿ＰＷＭを提供するが、ここでパルス幅あるいはデューティサイクルは、ＩＡＤ信号の値によって決まる。 Generally, the power control circuit 471 will include a sense amplifier 34 that monitors the voltage dropping through the sense resistor 22 and provides an IAD signal to the non-inverting input terminal of the comparator 610. The IAD signal may be a DC voltage signal representing the current from the DC source 404 or 406. Thereafter, a fixed frequency sawtooth signal will be provided by the ramp oscillator 608 to the inverting input of the comparator 610. The output of the ramp oscillator 44 of the control signal generation circuit 473 can also be used to provide this signal to the comparator 610. As a result, the comparator 610 provides an adapter current pulse width modulation signal IAD_PWM, where the pulse width or duty cycle is determined by the value of the IAD signal.

乗算器６１２は、ＩＡＤ＿ＰＷＭ信号を、直流源４０４あるいは４０６の出力電圧レベルを表すＶＡＤ信号と乗算して、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号を得る。ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号は、パルス幅変調された信号であり、直流源４０４あるいは４０６の電流出力を表すパルス幅を持ち、電流源４０４あるいは４０６の電圧出力を表す振幅を持っていてよい。そのような訳で、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号は、直流源４０４あるいは４０６の瞬間的な出力電力レベルを表している。そして、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号は、フィルタ６１４に入力されるが、このフィルタは次に直流電圧レベルを持った電力信号を出力する。フィルタから出力されるそのような電力信号は、その後、制御信号生成回路４７３の誤り増幅器４７２に与えることができる。もし、瞬間的な出力電力レベルがが所定の電力閾値レベル以上に増加するなら、誤り増幅器４７２は比較器４０に、電池に与えられる充電量パラメータを減らすために、ＰＷＭ信号を与えるだろう。ＰＷＭ信号は、制御可能な直流源４０４あるいは直流−直流変換器１８に与えられることがある。 The multiplier 612 multiplies the IAD_PWM signal by the VAD signal representing the output voltage level of the DC source 404 or 406 to obtain a power_PWM signal. The power_PWM signal is a pulse-width modulated signal, has a pulse width representing the current output of the DC source 404 or 406, and may have an amplitude representing the voltage output of the current source 404 or 406. As such, the power_PWM signal represents the instantaneous output power level of the DC source 404 or 406. The power_PWM signal is input to the filter 614, which then outputs a power signal having a DC voltage level. Such power signal output from the filter can then be provided to the error amplifier 472 of the control signal generation circuit 473. If the instantaneous output power level increases above a predetermined power threshold level, the error amplifier 472 will provide a PWM signal to the comparator 40 to reduce the charge parameter applied to the battery. The PWM signal may be provided to a controllable DC source 404 or DC-DC converter 18.

電力制御回路４７１には、また電流制御回路６０６が含まれていて良い。電流制御回路６０６には、ＩＡＤ信号を制御信号生成回路４７３に提供するためのセンス増幅器３４が含まれていて良い。制御信号生成回路４７３は、ＩＡＤ信号を受け取り、それを電流閾制限値値に比較する誤り増幅器３６を持っていて良い。もし、出力電流レベルが所定の電流制限値を超えれば、制御信号生成回路４７３は、電池１６に与えられる、例えば充電用電流のような充電用パラメータを減らす制御信号を与えるだろう。 The power control circuit 471 may also include a current control circuit 606. The current control circuit 606 may include a sense amplifier 34 for providing an IAD signal to the control signal generation circuit 473. The control signal generation circuit 473 may include an error amplifier 36 that receives the IAD signal and compares it to the current threshold limit value. If the output current level exceeds a predetermined current limit value, the control signal generation circuit 473 will provide a control signal that reduces the charging parameters, such as charging current, provided to the battery 16.

図７を見ると、時間と共に様々な信号のプロットが、図６の電力制御回路４７１の動作をより詳細に説明するために示される。比較器６１０が受け取る２つの入力信号、あるいはＩＡＤ信号７１１と鋸歯信号７１４が、グラフ７０８に示されている。鋸歯信号７１４は、鋸歯信号７１４とＩＡＤ信号７１１の交点が、残りのＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６のパルス幅あるいはデューティサイクルを定義するような、固定周波数信号であって良い。例えば、ｔ１とｔ３の間の時間間隔が、１期間を表している。ＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６は、時刻ｔ１とｔ２の間でディジタル値が０であり、ｔ２とｔ３の間でディジタル値が１である。従って、ｔ２とｔ３の間の時間間隔は、比較器６１０からのＩＡＤ＿ＰＷＭ信号のパルス幅あるいはデューティサイクルを定義する。 Turning to FIG. 7, plots of various signals over time are shown to explain the operation of the power control circuit 471 of FIG. 6 in more detail. Two input signals received by comparator 610, or IAD signal 711 and sawtooth signal 714, are shown in graph 708. The sawtooth signal 714 may be a fixed frequency signal such that the intersection of the sawtooth signal 714 and the IAD signal 711 defines the pulse width or duty cycle of the remaining IAD_PWM signal 716. For example, the time interval between t1 and t3 represents one period. The IAD_PWM signal 716 has a digital value of 0 between times t1 and t2, and a digital value of 1 between t2 and t3. Thus, the time interval between t2 and t3 defines the pulse width or duty cycle of the IAD_PWM signal from the comparator 610.

ＩＡＤ信号７１１は、グラフ７０８で示す位置から増加し、結果としてのＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６のパルス幅も増加する。同様に、ＩＡＤ信号７１１は、グラフ７０８に示す位置から減少し、結果としてのＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６のパルス幅も減少する。ＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６の振幅は、公称値ｘである。 The IAD signal 711 increases from the position shown in graph 708 and the resulting pulse width of the IAD_PWM signal 716 also increases. Similarly, the IAD signal 711 decreases from the position shown in graph 708 and the resulting pulse width of the IAD_PWM signal 716 also decreases. The amplitude of the IAD_PWM signal 716 is a nominal value x.

ＩＡＤ＿ＰＷＭ信号７１６は、その後、乗算器６１２に入力され、直流源４０４と４０６の電圧レベルを表すＶＡＤ信号によって乗算される。そのようにして、乗算器６１２の出力あるいはｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号７１８が生じる。従って、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号７１８は、制御可能なアダプター４０４の電流出力レベルを表すパルス幅と、制御可能な直流源４０４の電圧出力レベルを表す振幅とを持っている。そして、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号７１８は、一定の直流電力レベルを長時間持つ電力信号７２０を提供するフィルタ６１４に入力されるであろう。そして、この電力信号は、例えば、この回路４７３の誤り増幅器４７２などの、制御信号生成回路４７３へ入力されるであろう。 The IAD_PWM signal 716 is then input to a multiplier 612 and multiplied by a VAD signal representing the voltage level of the DC sources 404 and 406. As such, the output of multiplier 612 or the power_PWM signal 718 is generated. Thus, the power_PWM signal 718 has a pulse width representing the controllable adapter 404 current output level and an amplitude representing the controllable DC source 404 voltage output level. The power_PWM signal 718 will then be input to a filter 614 that provides a power signal 720 having a constant DC power level for a long time. This power signal will then be input to a control signal generation circuit 473, such as the error amplifier 472 of this circuit 473, for example.

図８を見ると、図４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂ，６，７と一貫した、電力管理回路１２ａの一実施形態の詳細な回路図が示されている。図６の前に詳細な説明をした要素に似た図８の要素は、同様の名前が付される。従って、そのような要素を繰り返してここで説明することは、簡潔さのために省略する。 Turning to FIG. 8, a detailed circuit diagram of one embodiment of the power management circuit 12a, consistent with FIGS. 4A, 4B, 5A, 5B, 6, 7 is shown. Elements of FIG. 8 that are similar to those described in detail before FIG. 6 are given similar names. Accordingly, repeated description of such elements herein is omitted for the sake of brevity.

センス増幅器３４は、当業者が利用可能な種類のいずれであっても良い。図８の実施形態において、センス増幅器３４には、演算増幅器６ａによって制御されるトランジスタＭＰ１と、利得抵抗Ｒ１とＲ２とが含まれる。図２に示される実施形態に似て、このセンス増幅器３４によって、大きなコモンモード電圧除去の要求が緩和される。このセンス増幅器３４は、ＩＡＤ信号を提供する。 The sense amplifier 34 may be of any type available to those skilled in the art. In the embodiment of FIG. 8, the sense amplifier 34 includes a transistor MP1 controlled by the operational amplifier 6a and gain resistors R1 and R2. Similar to the embodiment shown in FIG. 2, this sense amplifier 34 alleviates the need for large common mode voltage rejection. This sense amplifier 34 provides an IAD signal.

電圧サンプリング回路８０７には、制御可能なアダプターの出力電圧を縮小したものを、演算増幅器１ａの非反転型入力端子に与えるための、分圧器を形成する一組の抵抗Ｒ３，Ｒ４が含まれていよう。演算増幅器１ａの出力は、非反転型入力端子に帰還することができる。当業者ならば、ＶＡＤ信号を乗算器６１２へ与える、種々の電圧サンプリング回路を思い付くだろう。 The voltage sampling circuit 807 includes a pair of resistors R3 and R4 that form a voltage divider to provide a reduced output voltage of the controllable adapter to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 1a. Like. The output of the operational amplifier 1a can be fed back to the non-inverting input terminal. Those skilled in the art will come up with various voltage sampling circuits that provide the VAD signal to multiplier 612.

乗算器６１２は、入力ＩＡＤ＿ＰＷＭ信号の振幅を効果的に、制御可能なアダプターの電圧レベルを表す振幅レベルに変える電力バッファであって良い。そのようにして、ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭ信号が、電力バッファの出力に与えられる。フィルタ６１４は、ノード８１４においてフィルタへの入力に直列に結合される抵抗を持ったＲＣフィルタであって良い。ノード８１４と接地電位に結合されるのは、コンデンサＣＦであろう。ＲＣフィルタは、入力ｐｏｗｅｒ＿ＰＷＭを受けて、直流源の出力電力レベルを表す直流電圧値を持った出力電力信号を提供する。 Multiplier 612 may be a power buffer that effectively changes the amplitude of the input IAD_PWM signal to an amplitude level that represents the voltage level of the controllable adapter. As such, a power_PWM signal is provided at the output of the power buffer. Filter 614 may be an RC filter with a resistance coupled in series with the input to the filter at node 814. Coupled to node 814 and ground is a capacitor CF. The RC filter receives the input power_PWM and provides an output power signal having a DC voltage value representing the output power level of the DC source.

図９を見ると、電力管理回路１２ｂの他の実施形態が示されている。電力管理回路１２ｂには、ここに続いて詳細に説明するように、直流源９０２の電圧レベルと選択可能な電圧閾値レベルとを比較するために構成される存在（presence）回路９０３が含まれていよう。このようにして、一つの電力管理回路１２ｂは、関連する複数の一定の出力電圧レベルを持った、複数の直流源９０２と共に使用することができる。 Turning to FIG. 9, another embodiment of a power management circuit 12b is shown. The power management circuit 12b includes a presence circuit 903 configured to compare the voltage level of the DC source 902 with a selectable voltage threshold level, as will be described in detail subsequently. Like. In this way, a single power management circuit 12b can be used with a plurality of DC sources 902 having a plurality of associated constant output voltage levels.

概して、電力管理回路１２ｂには、制御信号生成回路９０５と存在回路９０３とが含まれている。制御信号生成回路９０５には、回路９１６の中に複数の誤り増幅器が含まれ、図１の回路１２に関して詳細に先述したものと近似の監視済み各パラメータに対して、信号を関連した閾値レベルと比較する。例えば、複数の誤り増幅器は、関連した最大レベルを超えた状況を最初に検出した誤り増幅器が、直流−直流変換器９０４への命令信号を制御するように、アナログの“ワイアードＯＲ”として構成することができる。制御信号生成回路は、また、ＰＷＭ信号を直流−直流変換器９０４に与える、図１の回路１２の中に詳細が示される回路に似た、ＰＷＭ回路９１５を含んで良い。例えば、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルは、もし誤り増幅器の一つが、関連する最大閾値レベルを超える状況を検出すると、直流−直流変換器９０４の出力電力パラメータを少なくするために減らされよう。 In general, the power management circuit 12b includes a control signal generation circuit 905 and a presence circuit 903. Control signal generation circuit 905 includes a plurality of error amplifiers in circuit 916, and for each monitored parameter approximated to that previously described in detail with respect to circuit 12 of FIG. Compare. For example, the plurality of error amplifiers may be configured as an analog “wired OR” such that the error amplifier that first detects a condition that exceeds the associated maximum level controls the command signal to the DC-DC converter 904. be able to. The control signal generation circuit may also include a PWM circuit 915, similar to the circuit shown in detail in the circuit 12 of FIG. 1, that provides the PWM signal to the DC-DC converter 904. For example, the duty cycle of the PWM control signal may be reduced to reduce the output power parameter of the DC-DC converter 904 if one of the error amplifiers detects a condition that exceeds the associated maximum threshold level.

制御信号生成回路９０５は、また、選択制御信号を様々な監視済み状況および／またはホスト電力管理ユニット（ＰＭＵ）９１２からの命令に基づいて、少なくともスイッチＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ４の状態を制御する選択器制御信号を提供する、当業者には知られた選択回路を、回路９１６内に含んでいよう。 The control signal generation circuit 905 also selects selector control signals to control at least the states of the switches SW1, SW3, SW4 based on various monitored conditions and / or instructions from the host power management unit (PMU) 912. Selection circuitry known to those skilled in the art to provide control signals may be included in circuit 916.

存在回路９０３は、一般的に、直流源９０２の電圧レベルを、選択可能な電圧閾値レベルと比較する。直流源９０２は、例えば一定の直流出力電圧を備えた交直流アダプターのような一定の出力電圧レベルを提供する種々の直流源であって良い。全ての複数の直流源は、関連した複数の一定の出力直流電圧レベルを提供するのに使用することができる。例えば、ある交流直流アダプターは、１５ボルトの直流出力を提供することができ、一方、他の交流直流アダプターは、２０ボルトの直流出力を提供することができる。選択された電圧閾値レベルＶ＿ＳＥＬは、特定の直流源９０２の、予想される一定の出力電圧レベルに基づいて選択される。選択された電圧閾値レベルＶ＿ＳＥＬは、典型的には、予想される出力電圧レベルよりも小さい公称値であって良い。従って、もし、直流源が存在し、予想される一定の電圧レベルに比して満足すべき電圧レベルを提供するならば、比較の結果、この場合を示す信号を提供するだろう。 Presence circuit 903 generally compares the voltage level of DC source 902 with a selectable voltage threshold level. The DC source 902 may be a variety of DC sources that provide a constant output voltage level, such as an AC adapter with a constant DC output voltage. All multiple DC sources can be used to provide an associated plurality of constant output DC voltage levels. For example, some AC DC adapters can provide a 15 volt DC output, while other AC DC adapters can provide a 20 volt DC output. The selected voltage threshold level V_SEL is selected based on the expected constant output voltage level of the particular DC source 902. The selected voltage threshold level V_SEL may typically be a nominal value that is less than the expected output voltage level. Thus, if a DC source is present and provides a satisfactory voltage level compared to the expected constant voltage level, the comparison will provide a signal indicating this case.

この比較を行うために、存在回路９０３には、直流源９０２の電圧レベルを表す電圧信号Ｖ＿ＤＣを、その非反転型入力端子において受け取る比較器９３１が含まれていよう。比較器９３１は、また、選択可能な電圧閾値レベルＶ＿ＳＥＬを、その非反転型入力端子において受け取ることができる。もし、直流源の電圧レベルが選択した閾値レベルを超えていれば、比較器は、ディジタル的に１の信号を、制御信号生成回路９０５に与えて、直流源９０２は存在し満足すべき出力電圧を提供していることを示す。 To perform this comparison, presence circuit 903 may include a comparator 931 that receives a voltage signal V_DC representing the voltage level of DC source 902 at its non-inverting input terminal. Comparator 931 can also receive a selectable voltage threshold level V_SEL at its non-inverting input terminal. If the voltage level of the DC source exceeds the selected threshold level, the comparator digitally provides a 1 signal to the control signal generation circuit 905 so that the DC source 902 is present and the output voltage to be satisfied. Indicates that the service is provided.

選択可能な電圧閾値レベルは、様々な方法で選択して比較器９３１に提供することができる。例えば、選択可能な閾値電圧回路９３２は、選択可能な閾値電圧レベルを提供することができる。図１０Ａを見ると、選択可能な閾値電圧回路９３２には、基準電圧レベルＶ＿ＲＥＦを受けて、選択した閾値電圧レベルＶ＿ＳＥＬを提供するように構成された抵抗ネットワーク１００４が含まれていよう。この抵抗ネットワーク１００４には、当業者には既知の様々な方法で配置された一つあるいは二つ以上の抵抗、例えば、分圧器が含まれて、希望するあるいは選択した閾値電圧レベルを達成することができる。代わりに、抵抗ネットワーク１００４には、希望する抵抗値に調整可能な（trimmable）、少なくとも一つの調整可能な抵抗要素が含まれていても良い。この抵抗要素は、当業者には既知の様々な方法、例えば、抵抗ネットワーク１００２が、受け取った基準電圧Ｖ＿ＲＥＦと組み合わせて、希望する閾値塩圧レベルを提供するレーザートリミングによって、調整することができる。 The selectable voltage threshold level can be selected and provided to the comparator 931 in various ways. For example, the selectable threshold voltage circuit 932 can provide a selectable threshold voltage level. Referring to FIG. 10A, selectable threshold voltage circuit 932 may include a resistor network 1004 configured to receive a reference voltage level V_REF and provide a selected threshold voltage level V_SEL. The resistor network 1004 includes one or more resistors, eg, voltage dividers, arranged in various ways known to those skilled in the art to achieve a desired or selected threshold voltage level. Can do. Alternatively, the resistor network 1004 may include at least one adjustable resistor element that is trimmable to a desired resistance value. This resistive element can be adjusted by various methods known to those skilled in the art, for example, laser trimming, in which the resistive network 1002 is combined with the received reference voltage V_REF to provide the desired threshold salt pressure level.

代わりに、選択可能な閾値電圧回路９３２には、図１０Ｂに示されるメモリ要素１００６が含まれていても良い。メモリ要素１００６は、これに限定される訳ではないが、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）やプログラム可能なＲＯＭ（ＰＲＯＭ）や消去およびプログラム可能なＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ）や電気的消去可能なプログラム可能なＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）やダイナミックＲＡＭ（ＤＲＡＭ）や磁気ディスク（例えばフロッピ（登録商標）ディスクとハードディスク）や光ディスク（例えばＣＤ−ＲＯＭ）の、ディジタル情報を保存する様々なメモリ要素であって良い。このメモリ要素１００６は、一回だけプログラム可能なメモリ要素であっても良いし、使用されるメモリの種類に応じて複数回プログラムして、追加のプログラムのためにメモリ要素にアクセスできても良い。一度、希望するアナ録閾値電圧レベルのプログラムされた値がメモリ内に保存されると、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１００８は、保存したディジタル信号を、選択した電圧閾値レベルＶ＿ＳＥＬを表すアナログ電圧信号に変換するのに使用することができる。 Alternatively, selectable threshold voltage circuit 932 may include memory element 1006 shown in FIG. 10B. Memory element 1006 includes, but is not limited to, random access memory (RAM), programmable ROM (PROM), erasable and programmable ROM (EPROM), and electrically erasable programmable ROM ( It may be various memory elements for storing digital information such as EEPROM, dynamic RAM (DRAM), magnetic disk (for example, floppy (registered trademark) disk and hard disk), and optical disk (for example, CD-ROM). This memory element 1006 may be a memory element that can be programmed only once, or may be programmed multiple times depending on the type of memory used, and the memory element may be accessed for additional programs. . Once the programmed value of the desired analog recording threshold voltage level is stored in memory, the digital-to-analog converter (DAC) 1008 converts the stored digital signal into an analog voltage signal representing the selected voltage threshold level V_SEL. Can be used to convert to

さらに、選択した電圧閾値レベルＶ＿ＳＥＬは、代わりに、ホストＰＭＵ９１２が、ホストバス９８０を通って電力管理回路１２ｂに与えられた命令によって、選択することができる。電力管理回路１２ｂのホストインターフェイス９１３は、希望する閾値レベルが動的にホストＰＭＵ９１２によってプログラム可能であるように、信号を、内部信号バス９８２を通って、選択可能な電圧閾値回路９３２に与えることができる。 Further, the selected voltage threshold level V_SEL can instead be selected by the host PMU 912 by an instruction given to the power management circuit 12b through the host bus 980. The host interface 913 of the power management circuit 12b may provide a signal through the internal signal bus 982 to the selectable voltage threshold circuit 932 so that the desired threshold level is dynamically programmable by the host PMU 912. it can.

こうして、再充電可能な電池に与えられる、充電用パラメータを制御するための回路が与えられる。この回路には、直流源の電力出力レベルを表す電力制御信号を与えるように構成される電力制御回路と、もし電力出力レベルが所定の電力閾値レベルを超えると、電池に与えられる充電用パラメータを減らすように構成される制御信号生成回路とが含まれていて良い。 Thus, a circuit is provided for controlling the charging parameters provided to the rechargeable battery. The circuit includes a power control circuit configured to provide a power control signal representing a power output level of the DC source, and a charging parameter provided to the battery if the power output level exceeds a predetermined power threshold level. And a control signal generation circuit configured to reduce.

また、一定の出力電圧レベルを持った直流源の電圧レベルと、選択可能な電圧閾値レベルとを比較して、もし電圧レベルが、選択可能な閾値電圧レベルを超えていると、直流源の存在を表す存在信号を提供する、存在回路を含んだ他の回路も提供される。この回路も、少なくとも存在信号を受けるように構成され、さらに、少なくとも存在信号に応答する制御信号を提供するように構成される制御信号生成回路も含んでいて良い。 Also, compare the voltage level of a DC source with a constant output voltage level with a selectable voltage threshold level. If the voltage level exceeds the selectable threshold voltage level, the presence of the DC source Other circuitry including presence circuitry is also provided that provides a presence signal representative of. The circuit is also configured to receive at least the presence signal and may further include a control signal generation circuit configured to provide a control signal responsive to at least the presence signal.

当業者ならば、本発明に対する多くの変更を思いつくであろう。当業者には明らかであろう、これらの変更そして他の全ての変更は、本発明の趣旨と範囲の中にあると考えられ、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。 Those skilled in the art will envision many modifications to the invention. These and all other changes, which will be apparent to those skilled in the art, are deemed to be within the spirit and scope of the invention, and are limited only by the scope of the appended claims.

本発明による一例としての電池充電システムのブロック図である。1 is a block diagram of an exemplary battery charging system according to the present invention. FIG. 本発明の一例としての増幅回路の図である。It is a figure of the amplifier circuit as an example of this invention. 図１のシステムのＰＷＭ信号を生成する、発振器信号と直流信号を表すタイミング図である。FIG. 2 is a timing diagram representing an oscillator signal and a direct current signal that generate the PWM signal of the system of FIG. 1. 電力管理回路が、制御可能な直流源に制御信号を与える、他の実施形態による電力管理回路をもった電子機器のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of an electronic device with a power management circuit according to another embodiment, in which the power management circuit provides a control signal to a controllable DC source. 電力管理回路が、直流−直流変換器に制御信号を与える、図４Ａによる電力管理回路を持った他の電子機器のブロック図である。4B is a block diagram of another electronic device having the power management circuit according to FIG. 4A, in which the power management circuit provides a control signal to the DC-DC converter. FIG. 図４Ａの電力管理回路の制御信号生成回路部の、より詳細なブロック図である。FIG. 4B is a more detailed block diagram of a control signal generation circuit unit of the power management circuit of FIG. 4A. 図４Ｂの電力管理回路の制御信号生成回路部の、より詳細なブロック図である。4B is a more detailed block diagram of a control signal generation circuit unit of the power management circuit of FIG. 4B. FIG. 図５Ａと図５Ｂの電力管理回路の電力管理回路部の、より詳細なブロック図である。6 is a more detailed block diagram of a power management circuit portion of the power management circuit of FIGS. 5A and 5B. FIG. 図６に詳細がある信号に対する、様々な信号対時刻をプロットしたものである。FIG. 7 is a plot of various signal versus time for signals detailed in FIG. 図６の電力管理回路の一実施形態の一例としての回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram as an example of an embodiment of the power management circuit of FIG. 6. 直流源の電圧レベルと選択可能な電圧閾値とを比較する存在回路を持った本発明の他の実施形態による、固定値の電圧出力直流源と共に使用し、他の電力管理回路を持った電子機器の図である。Electronic device with other power management circuit for use with a fixed value voltage output DC source according to another embodiment of the invention with a presence circuit that compares the voltage level of the DC source with a selectable voltage threshold FIG. 図９の存在回路の選択可能な電圧閾値回路の一例としての実施形態の図である。FIG. 10 is a diagram of an embodiment as an example of a selectable voltage threshold circuit of the presence circuit of FIG. 図９の存在回路の選択可能な電圧閾値回路の一例としての実施形態の図である。FIG. 10 is a diagram of an embodiment as an example of a selectable voltage threshold circuit of the presence circuit of FIG.

Explanation of symbols

１０…電圧モード電池充電システム
１２…電圧モード電池充電回路
１４…直流
１６…電池
１８…バック変換器
２０…スイッチ
２６，３４…センス増幅器
２８，３２，３６…相互コンダクタンス増幅器
３０…加算ブロック
３８…補償コンデンサ
４０…比較器
４２…電流源
４４…発振器
６０…ノード
６２…電流制御信号
６４…電圧制御信号
６６…電力制御信号
６８…ＰＷＭ信号
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Voltage mode battery charging system 12 ... Voltage mode battery charging circuit 14 ... DC 16 ... Battery 18 ... Buck converter 20 ... Switch 26, 34 ... Sense amplifier 28, 32, 36 ... Mutual conductance amplifier 30 ... Summing block 38 ... Compensation Capacitor 40 ... Comparator 42 ... Current source 44 ... Oscillator 60 ... Node 62 ... Current control signal 64 ... Voltage control signal 66 ... Power control signal 68 ... PWM signal

Claims

The voltage level of a direct current source having a constant output voltage level is compared with a selectable voltage threshold level, and if the voltage level exceeds the selectable threshold voltage level, the presence of the direct current source is determined. A presence circuit configured to provide a presence signal representing;
A control signal generation circuit configured to receive at least the presence signal, and further configured to provide a control signal in response to at least the presence signal ;
The presence circuit further comprises a memory element capable of storing a program or data for providing a desired threshold voltage level .

The memory element circuitry of claim 1, wherein the can store programs or data only once.

The voltage level of a direct current source having a constant output voltage level is compared with a selectable voltage threshold level, and if the voltage level exceeds the selectable threshold voltage level, the presence of the direct current source is determined. A presence circuit configured to provide a presence signal representing;
A control signal generation circuit configured to receive at least the presence signal, and further configured to provide a control signal in response to at least the presence signal ;
The circuit wherein the selectable threshold voltage level is selected by a host signal provided from an associated host power management unit (PMU) .

In an electronic device with a circuit,
The circuit is
Comparing the voltage level of a DC source with a constant output voltage level with a selectable voltage threshold level, if the voltage level exceeds the selectable threshold voltage level, the presence of the DC source A presence circuit configured to provide a presence signal representative of
Configured to receive at least said presence signal, further comprising a configured control signal generation circuit to provide a control signal in response to at least the presence signal,
The electronic device further comprises a memory element capable of storing a program or data for providing a desired threshold voltage level .

It said memory element is an electronic device according to claim 4, wherein the can store programs or data only once.

In an electronic device with a circuit,
The circuit is
Comparing the voltage level of a DC source with a constant output voltage level with a selectable voltage threshold level, if the voltage level exceeds the selectable threshold voltage level, the presence of the DC source A presence circuit configured to provide a presence signal representative of
Configured to receive at least said presence signal, further, the configured control signal generation circuit to provide a control signal in response to at least the presence signal,
A host power management unit (PMU)
The selectable threshold voltage level is selected by a host signal from the PMU.

Selecting a threshold voltage level;
Comparing a constant DC source output voltage level with the threshold voltage level;
Providing a presence signal indicative of the presence of the constant DC source if the output voltage level exceeds the threshold voltage level ;
The method of selecting the threshold voltage level further comprises storing a program or data to provide a desired threshold voltage level in a memory element .

The memory element The method of claim 7, wherein the can store programs or data only once.