JP3902411B2

JP3902411B2 - Feed forward amplifier

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Publication number: JP3902411B2
Application number: JP2001070960A
Authority: JP
Inventors: 健一堀口; 正敏中山; 幸夫池田; 修己石田; 賢功刀; 雄二酒井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-03-13
Filing date: 2001-03-13
Publication date: 2007-04-04
Anticipated expiration: 2021-03-13
Also published as: JP2002271148A; WO2002073793A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、衛星通信、地上マイクロ波通信、移動体通信に使用するフィードフォワード増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１１は例えば特許公報第２７９９９１１号に開示された、従来のフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。図において、１は歪検出回路、２は歪除去回路、３は主増幅器信号経路、４は線形信号経路、５は主増幅器出力経路、６は歪注入経路であり、このフィードフォワード増幅器は基本的に２つのループ及びそれらを制御する回路により構成されている。１つ目のループである歪検出回路１は主増幅器信号経路３と線形信号経路４から構成され、２つ目のループである歪除去回路２は主増幅器出力経路５と歪注入経路６から構成されている。
【０００３】
また、図１１において、７は主増幅器、８は可変減衰器、９は可変移相器、１０は方向性結合器、１１はパイロット信号の発振器、１２は遅延回路、２２は電力分配器、２３は電力合成器であり、主増幅器信号経路３は主増幅器７、可変減衰器８、可変移相器９から構成され、線形信号経路４は遅延回路１２から構成されている。
【０００４】
さらに、図１１において、１３は補助増幅器、１４は可変減衰器、１５は可変移相器、１６は方向性結合器、１８は遅延回路、２４は電力合成器であり、主増幅器出力経路５は遅延回路１８から構成され、歪注入経路６は補助増幅器１３、可変減衰器１４、可変移相器１５から構成されている。
【０００５】
さらに、図１１において、１７は検出器、１９は方向性結合器、２０は検出器、２１は制御回路、２６は入力端子、２７は出力端子、３０は線形信号経路で、入力端子２６、出力端子２７、歪検出回路１、歪除去回路２は電力分配器２２、電力合成器２３，２４を介して接続され、２つのループを制御する回路は、パイロット信号の発振器１１、方向性結合器１０，１６，１９、検出器１７，２０、制御回路２１から構成されている。
【０００６】
次に動作について説明する。
まず、歪検出回路１の動作について説明する。入力端子２６に入力された入力信号は、電力分配器２２により主増幅器信号経路３及び線形信号経路４とに分配された後、電力合成器２３によって電力合成される。電力合成器２３から歪注入経路６に出力される信号の一部は、方向性結合器１６を介しで検出器１７へ入力される。
【０００７】
制御回路２１では、検出器１７により検出された信号の電力レベルが最小になるように、歪検出回路１の可変減衰器８及び可変移相器９の制御を行う。その結果、電力合成器２３から歪注入経路６へ向かう経路では、入力信号成分がキャンセルされ、歪注入経路６には主増幅器７から発生する非線形歪成分とパイロット信号が入力される。
【０００８】
次に、歪除去回路２の動作について説明する。発振器１１から出力されるパイロット信号は、方向性結合器１０にて入力信号と合成された後、電力合成器２３に入力され、主増幅器出力経路５及び歪注入経路６へと分配される。主増幅器出力経路５及び歪注入経路６の信号は電力合成器２４により電力合成され、その信号の一部は方向性結合器１９を介して検出器２０へ入力され、パイロット信号と同じ周波数成分の電力が検出される。
【０００９】
制御回路２１では、検出器２０により検出されたパイロット信号の電力レベルが最小になるように、歪除去回路２の可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御を行う。その結果、電力合成器２４では、主増幅器７から発生する非線形歪成分とパイロット信号成分がキャンセルされる。パイロット信号は主増幅器７から発生する歪成分と同様に、主増幅器７から発生する不要信号と見なすことができるため、検出器２０により検出されたパイロット信号を最小になるように制御を行うことで、主増幅器７から発生する非線形歪成分をキャンセルすることが可能となる。
以上の２つの制御を常時、又は、間欠的に実行することで線形性が良好なフィードフォワード増幅器が実現できる。
【００１０】
図１２は歪除去回路２の可変減衰器１４又は可変移相器１５の制御電圧Ｖｃに対するパイロット信号の検出レベル特性を示す図である。図１１に示されるパイロット信号を用いた従来のフィードフォワード増幅器では、入力信号の周波数帯域（ｆ１〜ｆ２）の外に設定した周波数ｆｐのパイロット信号を主増幅器７から発生する歪成分と見なして、パイロット信号の電力レベルを検出し、図１２に示すように、その検出レベルが最小（Ｐｍｉｎ）となるように、可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御電圧Ｖｃを制御することで、パイロット信号をキャンセル、即ち、主増幅器７から発生する歪成分のキャンセルを行っている。
【００１１】
なお、図１１に示す従来例では、歪検出回路１に可変減衰器８及び可変移相器９を備え、方向性結合器１６を介しで検出器１７により検出した信号の電力レベルが最小になるように、制御回路２１が可変減衰器８及び可変移相器９の制御を行っているが、高い精度が要求されないフィードフォワード増幅器では、可変減衰器８、可変移相器９、方向性結合器１６、検出器１７を省略しても良い。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来のフィードフォワード増幅器は、以上のように構成されているので、下記のような課題があった。図１３は出力端子２７から出力される歪及びパイロット信号のキャンセル量の周波数特性を示す図である。図１３（ａ）に示すように、入力信号の周波数帯域幅が狭い場合には、回路の周波数特性の影響が少ないため、入力信号周波数帯域内では、キャンセル量はＣ１ｍｉｎ≒Ｃ１ｍａｘとなり、ほとんど変化しないが、図１３（ｂ）に示すように、入力信号の周波数帯域幅が広い場合には、キャンセル量はＣ１ｍａｘ＞＞Ｃ１ｍｉｎとなり、入力信号周波数帯域内で歪キャンセル量Ｃ１ｍａｘは、Ｃ１ｍｉｎに比較して非常にが大きくなり、フィードフォワード増幅器としての歪の周波数特性が劣化してしまうという課題があった。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、入力信号を増幅する主増幅器の歪成分と、上記主増幅器に注入されたパイロット信号を検出する歪検出回路と、上記歪検出回路により検出された歪成分及びパイロット信号を、第１の可変減衰器により振幅を調整し、第１の可変移相器により位相を調整して、補助増幅器により増幅し、上記主増幅器の出力に注入することにより、歪成分及びパイロット信号が削減された出力信号を出力する歪除去回路とを備えたものにおいて、上記補助増幅器から出力される歪成分及びパイロット信号を、減衰器により振幅を調整し、移相器により位相を調整した後で、上記歪除去回路の出力信号と合成して合成信号を出力する電力合成器と、上記電力合成器により出力された合成信号の中から合成されたパイロット信号の電力を検出する第１の検出器と、上記第１の検出器により検出された合成されたパイロット信号の電力を最小にするように、上記第１の可変減衰器と上記第１の可変移相器を制御する制御回路とを備えたものである。
【００１６】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、パイロット信号の周波数ｆｐを入力信号の周波数帯域ｆ１〜ｆ２外に設定し、歪除去回路における歪及びパイロット信号のキャンセル特性の最小値が、パイロット信号の周波数ｆｐと、このパイロット信号の周波数ｆｐより最も離れた周波数ｆ１の間にあり、しかも周波数ｆ１とパイロット信号の周波数ｆｐにおける検出レベルが、共に小さくなるように減衰器及び移相器の値を設定するものである。
【００１７】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、入力信号の振幅を調整する第２の可変減衰器と、入力信号の位相を調整する第２の可変移相器と、歪検出回路により検出された信号の電力を検出する第２の検出器とを備え、制御回路が、上記第２の検出器により検出された信号の電力を最小にするように、上記第２の可変減衰器と上記第２の可変移相器を制御するものである。
【００１８】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、入力信号の種類や周波数、周囲温度等の使用条件に対する減衰器及び移相器の制御電圧を事前に設定しているメモリを備え、使用条件に対応して、上記メモリに設定されている制御電圧を上記減衰器及び上記移相器に与えて、補助増幅器から出力される歪成分及びパイロット信号の振幅及び位相を調整するものである。
【００１９】
この発明に係るフィードフォワード増幅器は、主増幅器の非線形特性と逆の非線形特性を有するリニアライザを歪検出回路に備えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。図において、３１は補正経路、３２は線形信号経路、３３は方向性結合器、３４は電力合成器、３５は減衰器、３６は移相器であり、その他の図１１に示す従来技術と同一の構成は同一符号を付して説明する。
【００２１】
次に動作について説明する。
まず、歪検出回路１の動作について説明する。入力端子２６に入力された入力信号は、まず電力分配器２２により主増幅器信号経路３及び線形信号経路４とに分配された後、電力合成器２３により電力合成される。電力合成器２３から歪注入経路６へ向かう経路では入力信号成分がキャンセルされ、歪注入経路６には主増幅器７から発生する非線形歪成分とパイロット信号のみが入力される。
【００２２】
歪除去回路２では、発振器１１から出力されたパイロット信号は、方向性結合器１０にて入力信号と合成された後、電力合成器２３に入力され、主増幅器出力経路５及び歪注入経路６へと分配される。主増幅器出力経路５及び歪注入経路６の信号は電力合成器２４により電力合成され、その信号の一部は方向性結合器１９を介して線形信号経路３０へ入力される。
【００２３】
歪注入経路６の信号は方向性結合器３３を介して補正経路３１に一部入力され、減衰器３５及び移相器３６により信号の振幅及び位相が調整された後、電力合成器３４において線形信号経路３０の信号と合成され合成信号が出力される。検出器（第１の検出器）２０では、合成信号のうち合成されたパイロット信号の電力を検出する。制御回路２１では、検出器２０により検出された合成されたパイロット信号の電力レベルが最小になるように、可変減衰器（第１の可変減衰器）１４及び可変移相器（第１の可変移相器）１５の制御を行う。
【００２４】
図２は合成されたパイロット信号を数式により説明する図である。図において、αは減衰器３５の減衰率、θは移相器３６により調整される位相、Ｖ_Pはパイロット信号の電圧、Ｖ_Dは主増幅器７により発生する歪成分の電圧を示す。方向性結合器３３を介して補正経路３１に入力されたＶ_P＋Ｖ_Dは、減衰器３５及び移相器３６によりαｅ^j ^θ（Ｖ_P＋Ｖ_D）となる。
【００２５】
方向性結合器１９を介して線形信号経路３０へ入力されたＶ_P＋Ｖ_Dは、電力合成器３４により、減衰器３５及び移相器３６を通過したαｅ^j ^θ（Ｖ_P＋Ｖ_D）と合成され、線形信号経路３２には合成信号としてＶ_P＋Ｖ_D＋αｅ^j ^θ（Ｖ_P＋Ｖ_D）が出力される。線形信号経路３２に出力された合成信号のうち、Ｖ_P＋αｅ^j ^θＶ_Pが合成されたパイロット信号で、パイロット信号Ｖ_Pを補正したものである。検出器２０は合成されたパイロット信号の電力レベル｜Ｖ_P＋αｅ^j ^θＶ_P｜²を検出し、制御回路２１は、合成されたパイロット信号の電力レベル｜Ｖ_P＋αｅ^j ^θＶ_P｜²が最小になるように、可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御を行う。
【００２６】
図３は減衰器３５又は移相器３６の設定値Ｘをパラメータとしたときの、歪除去回路２の可変減衰器１４又は可変移相器１５の制御電圧Ｖｃに対する、検出器２０により検出された合成されたパイロット信号の検出レベル特性を示す図である。図１に示すフィードフォワード増幅器では、検出レベルを最小Ｐｍｉｎにする可変減衰器１４又は可変移相器１５の制御電圧Ｖｃ（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４）は、図３に示すように、減衰器３５又は移相器３６の設定値Ｘ（Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４）に依存している。
【００２７】
図４は出力端子２７から出力される主増幅器７により発生する歪及びパイロット信号のキャンセル特性を示す図である。ここでは、図３における減衰器３５又は移相器３６の設定値Ｘ＝Ｘ２で、可変減衰器１４又は可変移相器１５の制御電圧Ｖｃ＝Ｖ２のときの特性を示している。図４に示すように、入力信号の周波数帯域ｆ１〜ｆ２と、この周波数帯域ｆ１〜ｆ２外に設定されたパイロット信号の周波数ｆｐに対し、パイロット信号の周波数ｆｐと、このパイロット信号の周波数ｆｐより最も離れた周波数ｆ１の間に、歪及びパイロット信号のキャンセル特性の最小値（キャンセル量の最大値）がくるようにし、しかも周波数ｆ１とパイロット信号の周波数ｆｐにおける検出レベルが、共に小さくなるように、減衰器３５及び移相器３６の値を設定し、可変減衰器１４及び可変移相器１５の調整を行えば、キャンセル量はＣ２ｍａｘ＞Ｃ２ｍｉｎとなり、図１３（ｂ）に示すようなＣ１ｍａｘ＞＞Ｃ１ｍｉｎとならず、歪補償の広帯域化が実現できる。
【００２８】
次に減衰器３５及び移相器３６の値の設定方法、並びに可変減衰器１４及び可変移相器１５の調整方法について、より詳細に説明する。
図５は補正経路３１の減衰器３５及び移相器３６の値の設定方法、並びに歪除去回路２の可変減衰器１４及び可変移相器１５の調整方法を示すフローチャートである。ステップＳＴ１において、減衰器３５及び移相器３６をある値に設定し、ステップＳＴ２において、テスト信号の周波数をある値ｆ_t1に設定し、発振器１１から方向性結合器１０に入力する。テスト信号の周波数は、フィードフォワード増幅器の周波数帯域ｆ１〜ｆ２を含む近傍の周波数とする。
【００２９】
ステップＳＴ３において、可変減衰器１４及び可変移相器１５を変化させて、検出器２０におけるテスト信号ｆ_t1の検出レベルが最小になるよう、すなわちキャンセル量が最大になるよう調整する。次にステップＳＴ２に戻り、テスト信号の周波数を次のある値ｆ_t2に設定し、上記ステップＳＴ３を繰り返す。図６は補正経路３１の減衰器３５及び移相器３６の値の設定方法を説明する図であり、図５のステップＳＴ２及びステップＳＴ３を、順次、テスト信号の周波数を変えていくことにより、図６（ａ）に示すように、キャンセル特性（イ）を得る。
【００３０】
次に図５のステップＳＴ１に戻り、減衰器３５及び移相器３６を別のある値に設定し、上記ステップＳＴ２，ＳＴ３を繰り返し、さらに、ステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３を繰り返すことにより、図６（ｂ）に示すようにキャンセル特性（ロ）、（ハ）・・・を得る。
【００３１】
図５のステップＳＴ４において、テスト信号キャンセル特性の最小点が周波数ｆ１とｆｐの間にあり、周波数ｆ１とｆｐの検出レベルが共に小さくなるキャンセル特性を得たときの減衰器３５、移相器３６の値を、補正経路３１で使用する減衰器３５、移相器３６の値として決定する。図６（ｃ）の例では、キャンセル特性（イ）〜（ホ）の中で、このステップＳＴ４の条件を満たすものとして、キャンセル特性（ハ）を得たときの減衰器３５及び移相器３６の値を、使用する値として決定する。
【００３２】
上記ステップＳＴ１〜ＳＴ４の処理は、このフィードフォワード増幅器の通常の処理前の設定段階の処理であり、このフィードフォワード増幅器の通常の処理のステップＳＴ５において、制御回路２１は、検出器２０により検出された合成されたパイロット信号の電力レベルが最小になるように、可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御を行う。
【００３３】
この実施の形態では、上記ステップＳＴ１〜ＳＴ４において、テスト信号キャンセル特性として、最小点を１個保有する単峰特性の場合を想定しているが、最小点を複数個保有する場合であっても、同様の手順で減衰器３５、移相器３６の値を決定することができる。
【００３４】
また、実施の形態では、方向性結合器３３から歪成分とパイロット信号の一部を補正経路３１に入力しているが、発振器１１からのパイロット信号を、直接、補正経路３１に入力しても良い。
【００３５】
以上のように、この実施の形態１によれば、減衰器３５及び移相器３６により振幅及び位相が調整された信号と歪除去回路２の出力信号とを合成して合成信号を生成し、制御回路２１は、検出器２０により検出された合成されたパイロット信号の電力レベルが最小になるように、可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御を行うことで、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができるという効果が得られる。
【００３６】
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。図において、８は可変減衰器（第２の可変減衰器）、９は可変移相器（第２の可変移相器）、１６は方向性結合器、１７は検出器（第２の検出器）であり、その他の構成は実施の形態１の図１に示す構成と同等である。
【００３７】
次に動作について説明する。
歪検出回路１において、入力端子２６に入力された入力信号は、まず電力分配器２２により主増幅器信号経路３及び線形信号経路４とに分配された後、電力合成器２３により電力合成される。電力合成器２３から歪注入経路６に出力される信号の一部は、方向性結合器１６を介して検出器１７へ入力される。制御回路２１では、検出器１７により検出された信号の電力レベルが最小になるように可変減衰器８及び可変移相器９の制御を行う。
【００３８】
その結果、電力合成器２３から歪注入経路６へ向かう経路では入力信号成分がキャンセルされ、歪注入経路６には主増幅器７から発生する非線形歪成分とパイロット信号のみが入力される。これにより、歪検出回路１では、温度変化及び経年変化等によって発生する主増幅器７の特性変動に因らず、電力合成器２３から歪注入経路６へ向かう経路では、入力信号成分が常にキャンセルされた状態が維持され、歪注入経路６には、主増幅器７から発生する非線形歪成分とパイロット信号のみを常時入力することが可能となる。
その他の動作については実施の形態１と同様である。
【００３９】
以上のように、この実施の形態２によれば、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができると共に、温度変化及び経年変化等によって発生する主増幅器７の特性変動に因らず、歪注入経路６では、入力信号成分が常にキャンセルされた状態が維持され、歪補償の精度を向上させることができるという効果が得られる。
【００４０】
実施の形態３．
図８はこの発明の実施の形態３によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。図において、３７は可変減衰器、３８は可変移相器、３９はＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ、メモリ）であり、その他の構成は実施の形態２の図７に示す構成と同等である。
【００４１】
次に動作について説明する。
ＲＯＭ３９に、あらかじめ入力信号の種類（キャリア数、キャリア配置）、周波数、周囲温度等の使用条件に対する可変減衰器３７及び可変移相器３８の制御電圧の値が設定されている。図９は補正経路３１のＲＯＭ３９に設定されている制御電圧の一例を示す図である。入力信号の種類や周波数は、このフィードフォワード増幅器の外部より別途通知され、周囲温度は温度センサ（図示せず）等により検知される。ＲＯＭ３９に書き込まれている制御電圧の値から、通知された情報や検知された情報に基づき制御電圧が読み出され、可変減衰器３７及び可変移相器３８に制御電圧として与えられる。
【００４２】
歪除去回路２において、歪注入経路６の信号は方向性結合器３３を介して補正経路３１に一部入力され、可変減衰器３７及び可変移相器３８により信号の振幅及び位相が調整された後、電力合成器３４において線形信号経路３０の信号と合成され合成信号が生成される。検出器２０では、合成信号のうち合成されたパイロット信号の電力を検出する。制御回路２１では、検出器２０により検出された合成されたパイロット信号の電力レベルが最小になるように、可変減衰器１４及び可変移相器１５の制御を行う。
【００４３】
このように、ＲＯＭ３９に、あらかじめ入力信号の種類（キャリア数、キャリア配置）、周波数、周囲温度等の使用条件に対する可変減衰器３７及び可変移相器３８の制御電圧の値を設定することで、入力信号の種類、周波数、周囲温度等の使用条件の変化に因らず、常にフィードフォワード増幅器の歪補償の広帯域化を維持することが可能となる。その他の動作ついては実施の形態２と同様である。
【００４４】
この実施の形態では、実施の形態２の図７に示す減衰器３５及び移相器３６を、可変減衰器３７、可変移相器３８及びＲＯＭ３９に置き換えているが、実施の形態１の図１に示す減衰器３５及び移相器３６を、可変減衰器３７、可変移相器３８及びＲＯＭ３９に置き換えても良い。
【００４５】
以上のように、この実施の形態３によれば、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、入力信号の種類、周波数、周囲温度等の使用条件の変化に因らず、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができるという効果が得られる。
【００４６】
実施の形態４．
図１０はこの発明の実施の形態４によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。図において、４０はリニアライザであり、その他の構成は実施の形態３の図８に示す構成と同等である。ここで、リニアライザ４０は主増幅器７の前段又は内部に設置されたプレディストーションリニアライザである。
【００４７】
次に動作について説明する。
歪検出回路１において、主増幅器信号経路３に入力した入力信号は、リニアライザ４０に入力された後、主増幅器７に入力される。主増幅器７は、入力信号が大きくなるにつれ利得や位相が変化し非線形歪を発生する。リニアライザ４０は入力電力に対する主増幅器７の非線形特性とは逆の非線形特性を有するため、リニアライザ４０を主増幅器７の前段又は内部に接続することで、主増幅器７の歪特性を補償することができる。これにより、主増幅器７の線形性が向上し、フィードフォワード増幅器全体としての歪特性を改善することができる。
【００４８】
また、リニアライザ４０の効果により、主増幅器７から発生する歪電力が低減できるため、電力合成器２３から歪注入経路６へ向かう電力、即ち、補助増幅器１３への入力電力も小さくなり、結果として補助増幅器１３で消費される電力が削減できる。従って、フィードフォワード増幅器全体としての消費電力効率を改善することができる。その他の動作については実施の形態３と同様である。
【００４９】
この実施の形態では、実施の形態２の図７にリニアライザ４０を追加しているが、実施の形態１の図１又は実施の形態３の図８にリニアライザ４０を追加しても良い。
【００５０】
以上のように、この実施の形態４によれば、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができると共に、リニアライザ４０を主増幅器７の前段又は内部に接続することで、主増幅器７の歪特性を補償するので、主増幅器７の線形性が向上し、フィードフォワード増幅器全体としての歪特性を改善することができるという効果が得られる。
【００５１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、歪検出回路と歪除去回路とを備えたフィードフォワード増幅器において、歪除去回路の補助増幅器から出力される歪成分及びパイロット信号を、減衰器により振幅を調整し、移相器により位相を調整した後で、歪除去回路の出力信号と合成して合成信号を出力する電力合成器と、合成信号の中から合成されたパイロット信号の電力を検出する第１の検出器と、検出された合成されたパイロット信号の電力を最小にするように、歪除去回路における第１の可変減衰器と第１の可変移相器を制御する制御回路とを備えたことにより、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができるという効果がある。
【００５３】
この発明によれば、パイロット信号の周波数ｆｐを入力信号の周波数帯域ｆ１〜ｆ２外に設定し、歪除去回路における歪及びパイロット信号のキャンセル特性の最小値が、パイロット信号の周波数ｆｐと、このパイロット信号の周波数ｆｐより最も離れた周波数ｆ１の間にあり、しかも周波数ｆ１とパイロット信号の周波数ｆｐにおける検出レベルが、共に小さくなるように減衰器及び移相器の値を設定することにより、入力信号の周波数帯域幅が広い場合にも、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができるという効果がある。
【００５４】
この発明によれば、入力信号の振幅を調整する第２の可変減衰器と、入力信号の位相を調整する第２の可変移相器と、歪検出回路により検出された信号の電力を検出する第２の検出器とを備え、制御回路が、第２の検出器により検出された信号の電力を最小にするように、第２の可変減衰器と第２の可変移相器を制御することにより、温度変化及び経年変化等によって発生する主増幅器の特性変動に因らず、歪補償の精度を向上させることができるという効果がある。
【００５５】
この発明によれば、入力信号の種類や周波数、周囲温度等の使用条件に対する減衰器及び移相器の制御電圧を事前に設定しているメモリを備え、使用条件に対応して、メモリに設定されている制御電圧を減衰器及び移相器に与えて、補助増幅器から出力される歪成分及びパイロット信号の振幅及び位相を調整することにより、入力信号の種類、周波数、周囲温度等の使用条件の変化に因らず、歪の周波数特性が劣化しないフィードフォワード増幅器を実現することができるという効果がある。
【００５６】
この発明によれば、主増幅器の非線形特性と逆の非線形特性を有するリニアライザを歪検出回路に備えたことにより、主増幅器の歪特性を補償するので、主増幅器の線形性が向上し、フィードフォワード増幅器全体としての歪特性を改善することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器における合成されたパイロット信号を数式により説明する図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器における歪除去回路の可変減衰器又は可変移相器の制御電圧に対するパイロット信号の検出レベル特性を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器の歪及びパイロット信号のキャンセル量の周波数特性を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器の補正経路の減衰器及び移相器の値の設定方法、並びに歪除去回路の可変減衰器及び可変移相器の調整方法を示すフローチャートである。
【図６】この発明の実施の形態１によるフィードフォワード増幅器の補正経路の減衰器及び移相器の値の設定方法を説明する図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるフィードフォワード増幅器の補正経路のＲＯＭに設定されている制御電圧の一例を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来のフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来のフィードフォワード増幅器における歪除去回路の可変減衰器又は可変移相器の制御電圧に対するパイロット信号の検出レベル特性を示す図である。
【図１３】従来のフィードフォワード増幅器における歪及びパイロット信号のキャンセル量の周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
１歪検出回路、２歪除去回路、３主増幅器信号経路、４線形信号経路、５主増幅器出力経路、６歪注入経路、７主増幅器、８可変減衰器（第２の可変減衰器）、９可変移相器（第２の可変移相器）、１０方向性結合器、１１発振器、１２遅延回路、１３補助増幅器、１４可変減衰器（第１の可変減衰器）、１５可変移相器（第１の可変移相器）、１６方向性結合器、１７検出器（第２の検出器）、１８遅延回路、１９方向性結合器、２０検出器（第１の検出器）、２１制御回路、２２電力分配器、２３電力合成器、２４電力合成器、２６入力端子、２７出力端子、３０線形信号経路、３１補正経路、３２線形信号経路、３３方向性結合器、３４電力合成器、３５減衰器、３６移相器、３７可変減衰器、３８可変移相器、３９ＲＯＭ、４０リニアライザ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a feedforward amplifier used for satellite communication, terrestrial microwave communication, and mobile communication.
[0002]
[Prior art]
FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of a conventional feedforward amplifier disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 2799911. In the figure, 1 is a distortion detection circuit, 2 is a distortion removal circuit, 3 is a main amplifier signal path, 4 is a linear signal path, 5 is a main amplifier output path, and 6 is a distortion injection path. Are composed of two loops and a circuit for controlling them. The distortion detection circuit 1 that is the first loop is composed of the main amplifier signal path 3 and the linear signal path 4, and the distortion removal circuit 2 that is the second loop is composed of the main amplifier output path 5 and the distortion injection path 6. Has been.
[0003]
In FIG. 11, 7 is a main amplifier, 8 is a variable attenuator, 9 is a variable phase shifter, 10 is a directional coupler, 11 is a pilot signal oscillator, 12 is a delay circuit, 22 is a power divider, 23 Is a power combiner, the main amplifier signal path 3 is composed of a main amplifier 7, a variable attenuator 8, and a variable phase shifter 9, and the linear signal path 4 is composed of a delay circuit 12.
[0004]
Further, in FIG. 11, 13 is an auxiliary amplifier, 14 is a variable attenuator, 15 is a variable phase shifter, 16 is a directional coupler, 18 is a delay circuit, 24 is a power combiner, and the main amplifier output path 5 is The distortion injection path 6 includes an auxiliary amplifier 13, a variable attenuator 14, and a variable phase shifter 15.
[0005]
Further, in FIG. 11, 17 is a detector, 19 is a directional coupler, 20 is a detector, 21 is a control circuit, 26 is an input terminal, 27 is an output terminal, 30 is a linear signal path, and the input terminal 26 is an output. The terminal 27, the distortion detection circuit 1, and the distortion removal circuit 2 are connected via the power distributor 22 and the power combiners 23 and 24, and the circuits that control the two loops are the pilot signal oscillator 11 and the directional coupler 10. , 16 and 19, detectors 17 and 20, and a control circuit 21.
[0006]
Next, the operation will be described.
First, the operation of the distortion detection circuit 1 will be described. The input signal input to the input terminal 26 is distributed to the main amplifier signal path 3 and the linear signal path 4 by the power distributor 22, and then combined by the power combiner 23. A part of the signal output from the power combiner 23 to the strain injection path 6 is input to the detector 17 via the directional coupler 16.
[0007]
The control circuit 21 controls the variable attenuator 8 and the variable phase shifter 9 of the distortion detection circuit 1 so that the power level of the signal detected by the detector 17 is minimized. As a result, the input signal component is canceled in the path from the power combiner 23 to the distortion injection path 6, and the nonlinear distortion component generated from the main amplifier 7 and the pilot signal are input to the distortion injection path 6.
[0008]
Next, the operation of the distortion removal circuit 2 will be described. The pilot signal output from the oscillator 11 is combined with the input signal by the directional coupler 10, input to the power combiner 23, and distributed to the main amplifier output path 5 and the distortion injection path 6. The signals of the main amplifier output path 5 and the distortion injection path 6 are combined by the power combiner 24, and a part of the signal is input to the detector 20 via the directional coupler 19 and has the same frequency component as the pilot signal. Power is detected.
[0009]
The control circuit 21 controls the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 of the distortion removal circuit 2 so that the power level of the pilot signal detected by the detector 20 is minimized. As a result, the power combiner 24 cancels the nonlinear distortion component and the pilot signal component generated from the main amplifier 7. Since the pilot signal can be regarded as an unnecessary signal generated from the main amplifier 7 similarly to the distortion component generated from the main amplifier 7, the pilot signal detected by the detector 20 is controlled to be minimized. It becomes possible to cancel the nonlinear distortion component generated from the main amplifier 7.
A feedforward amplifier with good linearity can be realized by executing the above two controls constantly or intermittently.
[0010]
FIG. 12 is a diagram showing a detection level characteristic of the pilot signal with respect to the control voltage Vc of the variable attenuator 14 or the variable phase shifter 15 of the distortion removal circuit 2. In the conventional feedforward amplifier using the pilot signal shown in FIG. 11, the pilot signal of the frequency fp set outside the frequency band (f1 to f2) of the input signal is regarded as a distortion component generated from the main amplifier 7, By detecting the power level of the pilot signal and controlling the control voltage Vc of the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 so that the detected level becomes minimum (Pmin) as shown in FIG. The signal is canceled, that is, the distortion component generated from the main amplifier 7 is canceled.
[0011]
In the conventional example shown in FIG. 11, the distortion detection circuit 1 includes the variable attenuator 8 and the variable phase shifter 9, and the power level of the signal detected by the detector 17 via the directional coupler 16 is minimized. As described above, the control circuit 21 controls the variable attenuator 8 and the variable phase shifter 9, but in a feedforward amplifier that does not require high accuracy, the variable attenuator 8, the variable phase shifter 9, and the directional coupler are used. 16, The detector 17 may be omitted.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional feedforward amplifier is configured as described above, it has the following problems. FIG. 13 is a diagram showing the frequency characteristics of the distortion output from the output terminal 27 and the cancellation amount of the pilot signal. As shown in FIG. 13A, when the frequency bandwidth of the input signal is narrow, the influence of the frequency characteristics of the circuit is small, and therefore the cancellation amount is C1min≈C1max within the input signal frequency band and hardly changes. However, as shown in FIG. 13B, when the frequency bandwidth of the input signal is wide, the cancellation amount is C1max >> C1min, and the distortion cancellation amount C1max within the input signal frequency band is smaller than C1min. There is a problem that the frequency characteristic of distortion as a feedforward amplifier deteriorates due to a very large size.
[0013]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to realize a feedforward amplifier in which the frequency characteristics of distortion are not deteriorated even when the frequency bandwidth of an input signal is wide.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
A feedforward amplifier according to the present invention includes a distortion component of a main amplifier that amplifies an input signal, a distortion detection circuit that detects a pilot signal injected into the main amplifier, and a distortion component and a pilot detected by the distortion detection circuit. The amplitude of the signal is adjusted by the first variable attenuator, the phase is adjusted by the first variable phase shifter, the signal is amplified by the auxiliary amplifier, and injected to the output of the main amplifier. A distortion removing circuit that outputs an output signal with reduced signal, and the amplitude of the distortion component and pilot signal output from the auxiliary amplifier are adjusted by an attenuator and the phase is adjusted by a phase shifter Later, a power combiner that combines with the output signal of the distortion removal circuit and outputs a combined signal, and a pie combined from the combined signal output by the power combiner. A first detector for detecting the power of the signal, and the first variable attenuator and the first so as to minimize the power of the combined pilot signal detected by the first detector. And a control circuit for controlling the variable phase shifter.
[0016]
In the feedforward amplifier according to the present invention, the frequency fp of the pilot signal is set outside the frequency band f1 to f2 of the input signal, and the minimum value of the distortion and the cancellation characteristic of the pilot signal in the distortion removal circuit is equal to the frequency fp of the pilot signal. The values of the attenuator and the phase shifter are set so that they are between the frequencies f1 farthest from the frequency fp of the pilot signal and the detection levels at the frequency f1 and the frequency fp of the pilot signal are both reduced. is there.
[0017]
The feedforward amplifier according to the present invention is detected by a second variable attenuator that adjusts the amplitude of the input signal, a second variable phase shifter that adjusts the phase of the input signal, and a distortion detection circuit.FaithA second detector for detecting the power of the signal, and the control circuit is detected by the second detector.FaithThe second variable attenuator and the second variable phase shifter are controlled so as to minimize the power of the signal.
[0018]
The feedforward amplifier according to the present invention includes a memory in which the control voltage of the attenuator and the phase shifter for the use conditions such as the type and frequency of the input signal, the ambient temperature, and the like is set in advance. The control voltage set in the memory is applied to the attenuator and the phase shifter to adjust the amplitude and phase of the distortion component and pilot signal output from the auxiliary amplifier.
[0019]
The feedforward amplifier according to the present invention includes a linearizer having a nonlinear characteristic opposite to the nonlinear characteristic of the main amplifier in a distortion detection circuit.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below.
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 31 is a correction path, 32 is a linear signal path, 33 is a directional coupler, 34 is a power combiner, 35 is an attenuator, 36 is a phase shifter, and is the same as the other prior art shown in FIG. In the following description, the same reference numerals are used for description.
[0021]
Next, the operation will be described.
First, the operation of the distortion detection circuit 1 will be described. The input signal input to the input terminal 26 is first distributed to the main amplifier signal path 3 and the linear signal path 4 by the power distributor 22 and then combined by the power combiner 23. The input signal component is canceled in the path from the power combiner 23 to the distortion injection path 6, and only the nonlinear distortion component and the pilot signal generated from the main amplifier 7 are input to the distortion injection path 6.
[0022]
In the distortion removal circuit 2, the pilot signal output from the oscillator 11 is combined with the input signal by the directional coupler 10 and then input to the power combiner 23 to the main amplifier output path 5 and the distortion injection path 6. And distributed. The signals of the main amplifier output path 5 and the distortion injection path 6 are combined by the power combiner 24, and a part of the signal is input to the linear signal path 30 via the directional coupler 19.
[0023]
The signal of the distortion injection path 6 is partially input to the correction path 31 via the directional coupler 33, and after the amplitude and phase of the signal are adjusted by the attenuator 35 and the phase shifter 36, the signal is linearized by the power combiner 34. The signal is combined with the signal on the signal path 30 to output a combined signal. The detector (first detector) 20 detects the power of the combined pilot signal among the combined signals. In the control circuit 21, the variable attenuator (first variable attenuator) 14 and the variable phase shifter (first variable shifter) are arranged so that the power level of the combined pilot signal detected by the detector 20 is minimized. The phaser 15 is controlled.
[0024]
FIG. 2 is a diagram for explaining the synthesized pilot signal using mathematical expressions. In the figure, α is the attenuation factor of the attenuator 35, θ is the phase adjusted by the phase shifter 36, and V_PIs the pilot signal voltage, V_DIndicates a distortion component voltage generated by the main amplifier 7. V input to the correction path 31 via the directional coupler 33_P+ V_DIs a by the attenuator 35 and the phase shifter 36.^j ^θ(V_P+ V_D)
[0025]
V input to the linear signal path 30 via the directional coupler 19_P+ V_DIs passed through the attenuator 35 and the phase shifter 36 by the power combiner 34.^j ^θ(V_P+ V_D) And V as a synthesized signal in the linear signal path 32._P+ V_D+ Αe^j ^θ(V_P+ V_D) Is output. Of the synthesized signal output to the linear signal path 32, V_P+ Αe^j ^θV_PIs a combined pilot signal, pilot signal V_PIs corrected. The detector 20 determines the power level of the synthesized pilot signal | V_P+ Αe^j ^θV_P｜²The control circuit 21 detects the power level | V of the synthesized pilot signal._P+ Αe^j ^θV_P｜²The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 are controlled so as to be minimized.
[0026]
FIG. 3 shows the detection voltage detected by the detector 20 with respect to the control voltage Vc of the variable attenuator 14 or the variable phase shifter 15 of the distortion removal circuit 2 when the set value X of the attenuator 35 or the phase shifter 36 is used as a parameter. It is a figure which shows the detection level characteristic of the synthesized pilot signal. In the feedforward amplifier shown in FIG. 1, the control voltage Vc (V1, V2, V3, V4) of the variable attenuator 14 or the variable phase shifter 15 that minimizes the detection level is the attenuator as shown in FIG. 35 or the set value X (X1, X2, X3, X4) of the phase shifter 36.
[0027]
FIG. 4 is a diagram showing the distortion generated by the main amplifier 7 output from the output terminal 27 and the cancellation characteristics of the pilot signal. Here, the characteristic when the set value X = X2 of the attenuator 35 or the phase shifter 36 in FIG. 3 and the control voltage Vc = V2 of the variable attenuator 14 or the variable phase shifter 15 is shown. As shown in FIG. 4, for the frequency band f1 to f2 of the input signal and the frequency fp of the pilot signal set outside the frequency bands f1 to f2, the frequency fp of the pilot signal and the frequency fp of the pilot signal The minimum value of the cancellation characteristics of the distortion and the pilot signal (maximum value of the cancellation amount) is between the farthest frequencies f1, and the detection levels at the frequency f1 and the frequency fp of the pilot signal are both reduced. If the values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 are set and the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 are adjusted, the amount of cancellation becomes C2max> C2min, and C1max> as shown in FIG. It is not> C1min, and a wide band of distortion compensation can be realized.
[0028]
Next, a method for setting values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 and a method for adjusting the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 will be described in more detail.
FIG. 5 is a flowchart showing a method of setting values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 in the correction path 31 and an adjustment method of the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 of the distortion removal circuit 2. In step ST1, the attenuator 35 and the phase shifter 36 are set to certain values, and in step ST2, the frequency of the test signal is set to a certain value f._t1And input from the oscillator 11 to the directional coupler 10. The frequency of the test signal is a frequency in the vicinity including the frequency band f1 to f2 of the feedforward amplifier.
[0029]
In step ST3, the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 are changed, and the test signal f in the detector 20 is changed._t1Is adjusted so that the detection level is minimized, that is, the cancellation amount is maximized. Next, returning to step ST2, the frequency of the test signal is changed to the next value f._t2And repeat step ST3. FIG. 6 is a diagram for explaining a method for setting values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 in the correction path 31. Steps ST2 and ST3 in FIG. 5 are sequentially changed by changing the frequency of the test signal. As shown in FIG. 6A, the cancel characteristic (A) is obtained.
[0030]
Next, returning to step ST1 of FIG. 5, the attenuator 35 and the phase shifter 36 are set to different values, the above steps ST2 and ST3 are repeated, and further, the steps ST1, ST2 and ST3 are repeated, whereby FIG. As shown in (b), cancel characteristics (b), (c)... Are obtained.
[0031]
In step ST4 in FIG. 5, the minimum point of the test signal canceling characteristic is between the frequencies f1 and fp, and the attenuator 35 and the phase shifter 36 when the canceling characteristic is obtained in which both the detection levels of the frequencies f1 and fp become small. Are determined as the values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 used in the correction path 31. In the example of FIG. 6C, the attenuator 35 and the phase shifter 36 obtained when the cancel characteristic (C) is obtained as the condition of the step ST4 among the cancel characteristics (A) to (E). Is determined as the value to be used.
[0032]
The processing of steps ST1 to ST4 is processing at a setting stage before normal processing of the feedforward amplifier. In step ST5 of normal processing of the feedforward amplifier, the control circuit 21 is detected by the detector 20. The variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 are controlled so that the power level of the combined pilot signal is minimized.
[0033]
In this embodiment, in steps ST1 to ST4, it is assumed that the test signal cancellation characteristic is a single-peak characteristic having one minimum point, but even if a plurality of minimum points are held. The values of the attenuator 35 and the phase shifter 36 can be determined in the same procedure.
[0034]
In the embodiment, the distortion component and part of the pilot signal are input from the directional coupler 33 to the correction path 31. However, even if the pilot signal from the oscillator 11 is input directly to the correction path 31. good.
[0035]
As described above, according to the first embodiment, the attenuator 35 and the phase shifter 36 allow the amplitude andPlaceThe phase-adjusted signal and the output signal of the distortion removal circuit 2 are combined to generate a combined signal, and the control circuit 21 minimizes the power level of the combined pilot signal detected by the detector 20. In addition, by controlling the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15, even when the frequency bandwidth of the input signal is wide, it is possible to realize a feedforward amplifier that does not deteriorate the frequency characteristics of distortion. can get.
[0036]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, 8 is a variable attenuator (second variable attenuator), 9 is a variable phase shifter (second variable phase shifter), 16 is a directional coupler, and 17 is a detector (second detector). The other configuration is the same as the configuration shown in FIG.
[0037]
Next, the operation will be described.
In the distortion detection circuit 1, the input signal input to the input terminal 26 is first distributed to the main amplifier signal path 3 and the linear signal path 4 by the power distributor 22, and then combined by the power combiner 23. A part of the signal output from the power combiner 23 to the strain injection path 6 is input to the detector 17 via the directional coupler 16. The control circuit 21 controls the variable attenuator 8 and the variable phase shifter 9 so that the power level of the signal detected by the detector 17 is minimized.
[0038]
As a result, the input signal component is canceled in the path from the power combiner 23 to the distortion injection path 6, and only the nonlinear distortion component generated from the main amplifier 7 and the pilot signal are input to the distortion injection path 6. Thereby, in the distortion detection circuit 1, the input signal component is always canceled in the path from the power combiner 23 to the distortion injection path 6 regardless of the characteristic variation of the main amplifier 7 caused by temperature change, secular change, and the like. Thus, only the nonlinear distortion component generated from the main amplifier 7 and the pilot signal can be constantly input to the distortion injection path 6.
Other operations are the same as those in the first embodiment.
[0039]
As described above, according to the second embodiment, it is possible to realize a feedforward amplifier in which the frequency characteristics of distortion are not deteriorated even when the frequency bandwidth of the input signal is wide, and the temperature change, secular change, etc. Regardless of the characteristic fluctuation of the main amplifier 7 caused by the above, the distortion injection path 6 maintains the state where the input signal component is always canceled, and the effect that the accuracy of distortion compensation can be improved is obtained.
[0040]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, 37 is a variable attenuator, 38 is a variable phase shifter, 39 is a ROM (Read Only Memory), and other configurations are the same as those shown in FIG. 7 of the second embodiment.
[0041]
Next, the operation will be described.
In the ROM 39, control voltage values of the variable attenuator 37 and the variable phase shifter 38 are set in advance for use conditions such as the type of input signal (number of carriers, carrier arrangement), frequency, ambient temperature, and the like. FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the control voltage set in the ROM 39 of the correction path 31. The type and frequency of the input signal are separately notified from outside the feedforward amplifier, and the ambient temperature is detected by a temperature sensor (not shown) or the like. The control voltage is read from the value of the control voltage written in the ROM 39 based on the notified information or the detected information, and is supplied to the variable attenuator 37 and the variable phase shifter 38 as the control voltage.
[0042]
In the distortion removal circuit 2, a part of the signal of the distortion injection path 6 is input to the correction path 31 via the directional coupler 33, and the amplitude and phase of the signal are adjusted by the variable attenuator 37 and the variable phase shifter 38. Thereafter, the power combiner 34 combines with the signal of the linear signal path 30 to generate a combined signal. The detector 20 detects the power of the combined pilot signal among the combined signals. The control circuit 21 controls the variable attenuator 14 and the variable phase shifter 15 so that the power level of the combined pilot signal detected by the detector 20 is minimized.
[0043]
In this manner, by setting the control voltage values of the variable attenuator 37 and the variable phase shifter 38 for the use conditions such as the type of input signal (number of carriers, carrier arrangement), frequency, ambient temperature, etc. in the ROM 39 in advance, Regardless of changes in use conditions such as the type, frequency, and ambient temperature of the input signal, it is possible to always maintain a wide band of distortion compensation of the feedforward amplifier. Other operations are the same as those in the second embodiment.
[0044]
In this embodiment, the attenuator 35 and the phase shifter 36 shown in FIG. 7 of the second embodiment are replaced with a variable attenuator 37, a variable phase shifter 38, and a ROM 39, but FIG. The attenuator 35 and the phase shifter 36 shown in FIG. 6 may be replaced with a variable attenuator 37, a variable phase shifter 38, and a ROM 39.
[0045]
As described above, according to the third embodiment, even when the frequency bandwidth of the input signal is wide, the frequency characteristics of distortion are not affected by changes in the use conditions such as the type, frequency, and ambient temperature of the input signal. Thus, it is possible to realize a feedforward amplifier that does not deteriorate.
[0046]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, reference numeral 40 denotes a linearizer, and the other configuration is the same as the configuration shown in FIG. 8 of the third embodiment. Here, the linearizer 40 is a predistortion linearizer installed before or inside the main amplifier 7.
[0047]
Next, the operation will be described.
In the distortion detection circuit 1, the input signal input to the main amplifier signal path 3 is input to the linearizer 40 and then input to the main amplifier 7. The main amplifier 7 changes its gain and phase as the input signal increases, and generates nonlinear distortion. Since the linearizer 40 has a non-linear characteristic opposite to the non-linear characteristic of the main amplifier 7 with respect to the input power, the distortion characteristic of the main amplifier 7 can be compensated by connecting the linearizer 40 before or inside the main amplifier 7. . Thereby, the linearity of the main amplifier 7 is improved, and the distortion characteristics of the entire feedforward amplifier can be improved.
[0048]
In addition, since the distortion power generated from the main amplifier 7 can be reduced by the effect of the linearizer 40, the power directed from the power combiner 23 to the distortion injection path 6, that is, the input power to the auxiliary amplifier 13 is also reduced. The power consumed by the amplifier 13 can be reduced. Therefore, it is possible to improve the power consumption efficiency of the entire feedforward amplifier. Other operations are the same as those in the third embodiment.
[0049]
In this embodiment, the linearizer 40 is added to FIG. 7 of the second embodiment, but the linearizer 40 may be added to FIG. 1 of the first embodiment or FIG. 8 of the third embodiment.
[0050]
As described above, according to the fourth embodiment, it is possible to realize a feedforward amplifier in which the frequency characteristics of distortion are not deteriorated even when the frequency bandwidth of the input signal is wide, and the linearizer 40 is provided with the main amplifier 7. Since the distortion characteristic of the main amplifier 7 is compensated for by connecting to the front stage or the inside of the amplifier, the linearity of the main amplifier 7 is improved, and the distortion characteristic of the entire feedforward amplifier can be improved. .
[0051]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the feedforward amplifier having the distortion detection circuit and the distortion removal circuit, the amplitude of the distortion component and the pilot signal output from the auxiliary amplifier of the distortion removal circuit is adjusted by the attenuator. Then, after adjusting the phase by the phase shifter, a power combiner that combines with the output signal of the distortion removal circuit and outputs a combined signal, and a first that detects the power of the pilot signal combined from the combined signal And a control circuit that controls the first variable attenuator and the first variable phase shifter in the distortion removal circuit so as to minimize the power of the detected synthesized pilot signal. As a result, even when the frequency bandwidth of the input signal is wide, it is possible to realize a feedforward amplifier that does not deteriorate the frequency characteristics of distortion.
[0053]
According to the present invention, the frequency fp of the pilot signal is set outside the frequency band f1 to f2 of the input signal, and the minimum value of the distortion and pilot signal cancellation characteristics in the distortion removal circuit is the pilot signal frequency fp and the pilot signal. By setting the values of the attenuator and the phase shifter so that the detection level at the frequency f1 that is farthest from the frequency fp of the signal and that the detection levels at the frequency f1 and the frequency fp of the pilot signal are both small, the input signal Even when the frequency bandwidth is wide, it is possible to realize a feedforward amplifier in which the frequency characteristics of distortion are not deteriorated.
[0054]
According to the present invention, the second variable attenuator that adjusts the amplitude of the input signal, the second variable phase shifter that adjusts the phase of the input signal, and the distortion detection circuit are used.FaithA second detector for detecting the power of the signal, and the control circuit is detected by the second detector.FaithSecond variable attenuator to minimize the power of the signalAnd secondBy controlling the variable phase shifter 2, there is an effect that the accuracy of distortion compensation can be improved regardless of fluctuations in the characteristics of the main amplifier caused by changes in temperature and aging.
[0055]
According to the present invention, the memory is provided in which the control voltage of the attenuator and the phase shifter for the use conditions such as the type and frequency of the input signal and the ambient temperature is set in advance, and is set in the memory corresponding to the use conditions. By applying the controlled voltage to the attenuator and phase shifter and adjusting the amplitude and phase of the distortion component and pilot signal output from the auxiliary amplifier, the use conditions such as the type of input signal, frequency, ambient temperature, etc. There is an effect that it is possible to realize a feedforward amplifier in which the frequency characteristics of distortion are not deteriorated regardless of the change in the frequency.
[0056]
According to the present invention, since the distortion detecting circuit is compensated for the distortion characteristic of the main amplifier by providing the linearizer having the nonlinear characteristic opposite to the nonlinear characteristic of the main amplifier in the distortion detection circuit, the linearity of the main amplifier is improved, and the feedforward There is an effect that distortion characteristics of the entire amplifier can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a synthesized pilot signal in the feedforward amplifier according to the first embodiment of the present invention using mathematical expressions.
FIG. 3 is a diagram showing a detection level characteristic of a pilot signal with respect to a control voltage of a variable attenuator or a variable phase shifter of a distortion removal circuit in a feedforward amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of distortion and pilot signal cancellation amount of the feedforward amplifier according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is a flowchart showing a method for setting values of an attenuator and a phase shifter of a correction path of a feedforward amplifier according to Embodiment 1 of the present invention, and a method for adjusting a variable attenuator and a variable phase shifter of a distortion removal circuit; It is.
FIG. 6 is a diagram illustrating a method for setting values of an attenuator and a phase shifter in a correction path of a feedforward amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing an example of a control voltage set in a ROM of a correction path of a feedforward amplifier according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional feedforward amplifier.
FIG. 12 is a diagram showing a detection level characteristic of a pilot signal with respect to a control voltage of a variable attenuator or a variable phase shifter of a distortion removal circuit in a conventional feedforward amplifier.
FIG. 13 is a diagram illustrating frequency characteristics of distortion and a cancellation amount of a pilot signal in a conventional feedforward amplifier.
[Explanation of symbols]
1 distortion detection circuit, 2 distortion removal circuit, 3 main amplifier signal path, 4 linear signal path, 5 main amplifier output path, 6 distortion injection path, 7 main amplifier, 8 variable attenuator (second variable attenuator), 9 Variable phase shifter (second variable phase shifter), 10 directional coupler, 11 oscillator, 12 delay circuit, 13 auxiliary amplifier, 14 variable attenuator (first variable attenuator), 15 variable phase shifter ( 1st variable phase shifter), 16 directional coupler, 17 detector (second detector), 18 delay circuit, 19 directional coupler, 20 detector (first detector), 21 control circuit , 22 power distributor, 23 power combiner, 24 power combiner, 26 input terminal, 27 output terminal, 30 linear signal path, 31 correction path, 32 linear signal path, 33 directional coupler, 34 power combiner, 35 Attenuator, 36 Phase shifter, 37 Variable衰器, 38 variable phase shifter, 39 ROM, 40 linearizer.

Claims

A distortion component of a main amplifier that amplifies an input signal; a distortion detection circuit that detects a pilot signal injected into the main amplifier;
The distortion component and pilot signal detected by the distortion detection circuit are adjusted in amplitude by a first variable attenuator, adjusted in phase by a first variable phase shifter, amplified by an auxiliary amplifier, and the main amplifier In a feedforward amplifier having a distortion removal circuit that outputs an output signal in which distortion components and pilot signals are reduced by injecting into the output of
The distortion component and pilot signal output from the auxiliary amplifier are adjusted in amplitude by an attenuator and adjusted in phase by a phase shifter, and then combined with the output signal of the distortion removal circuit to output a combined signal A synthesizer;
A first detector for detecting the power of a pilot signal synthesized from the synthesized signal output by the power combiner;
A control circuit for controlling the first variable attenuator and the first variable phase shifter so as to minimize the power of the combined pilot signal detected by the first detector; A feedforward amplifier characterized by.

Set the frequency fp of the pilot signal outside the frequency band f1 to f2 of the input signal,
The minimum value of the distortion and pilot signal cancellation characteristics in the distortion removal circuit is between the frequency fp of the pilot signal and the frequency f1 farthest from the frequency fp of the pilot signal, and at the frequency f1 and the frequency fp of the pilot signal. detection level are both small so as to attenuators and claim 1 Symbol placement of the feedforward amplifier and sets the value of the phase shifter.

A second variable attenuator for adjusting the amplitude of the input signal;
A second variable phase shifter for adjusting the phase of the input signal;
A second detector for detecting the power of the signal detected by the distortion detection circuit,
The control circuit controls the second variable attenuator and the second variable phase shifter so as to minimize the power of the signal detected by the second detector. 1 Symbol placement of the feed forward amplifier.

It has a memory that pre-sets the control voltage of the attenuator and phase shifter for the use conditions such as input signal type and frequency, ambient temperature, etc.
The control voltage set in the memory is applied to the attenuator and the phase shifter in accordance with the use conditions, and the distortion component output from the auxiliary amplifier and the amplitude and phase of the pilot signal are adjusted. to claim 1 Symbol placement of the feedforward amplifier.

Claim 1 Symbol placement of the feedforward amplifier characterized by comprising a linearizer having nonlinear characteristics and inverse of the nonlinear characteristics of the main amplifier distortion detection circuit.