JP3885078B2 - Ａｒｑ送信ダイバーシチ方式のためのコンスタレーションリアレンジメント - Google Patents

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Description

本発明は、一般的には無線通信システムにおけるＡＲＱ（再）送信技術に関し、特に、第１の送信および再送要求に基づく第２の送信によってデータパケットを送信するとともに、異なる送信ダイバーシチブランチごとに異なるビットトゥシンボルマッピング（bit-to-symbol mapping）を行う送信ダイバーシチ方式を用いる方法、送信機、および受信機に関する。本発明は、特に、信頼性の低い時間的に変化するチャネル状態を伴うシステムに適用可能であり、送信エラーを回避して性能の向上をもたらす。
同一のデータに関する１つまたはいくつかの冗長バージョン（redundancy version）が、さらなるダイバーシチブランチを（フィードバックチャネルにより）明示的に要求することなく（ＡＲＱ方式において再送要求により行われるように）、「デフォルトで」いくつか（少なくとも２つ）のダイバーシチブランチで送信される、周知の送信ダイバーシチ技術がいくつか存在する。例えば、次の方式が送信ダイバーシチとして考えられている。
・サイトダイバーシチ：送信信号は、異なるサイト、例えば、セルラ環境における異なる基地局に由来する。
・アンテナダイバーシチ：送信信号は、異なるアンテナ、例えば、マルチアンテナ基地局の異なるアンテナに由来する。
・偏波ダイバーシチ：送信信号は、異なる偏波にマッピングされる。
・周波数ダイバーシチ：送信信号は、例えば、異なるキャリア周波数または異なる周波数ホッピング系列にマッピングされる。
・時間ダイバーシチ：送信信号は、例えば、異なるインタリーブ系列にマッピングされる。
・マルチコードダイバーシチ：送信信号は、例えば、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元接続）システムにおける異なる符号にマッピングされる。
ダイバーシチ合成技術としては、いくつかの技術が知られている。次の３つの技術は、最も一般的である。
・選択合成：復号にあたって、信号対雑音比（ＳＮＲ）が最も高いダイバーシチブランチを選択し、その他のブランチは考慮しない。
・等利得合成：受信ＳＮＲの違いを考慮せずに、受信ダイバーシチブランチを合成する。
・最大比合成：各ダイバーシチブランチの受信ＳＮＲを考慮しつつ、受信ダイバーシチブランチを合成する。合成は、ビットレベル（例えば、ＬＬＲ）または変調シンボルレベルで行うことができる。
さらに、誤り検出／訂正のための一般的な技術は、自動再送要求（ＡＲＱ：Automatic Repeat reQuest）と誤り訂正符号化（ＦＥＣ：Forward Error Correction）とに基づくものであり、ハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）と呼ばれる。巡回冗長検査（ＣＲＣ：Cyclic Redundancy Check）によってパケット内に誤りが検出されると、受信機は、送信機に対して、誤りの生じたパケットを正しく復号できる可能性を高めるため、追加情報（再送）を送るように要求する。
特許文献１には、信号コンスタレーションリアレンジメントを用いて、連続的に要求される再送にわたってビット信頼性を平均化するハイブリッドＡＲＱ送信方法が開示されている。
そこに示されるように、２ビットよりも多いビットが１つの変調シンボルにマッピングされる高次変調フォーマット（例えば、ｌｏｇ２（Ｍ）＞２のＭ値ＰＳＫ、Ｍ値ＱＡＭ）を用いる場合、ビットは、選択されたマッピングによって異なる信頼性を有する。これは、大抵のＦＥＣ（例えば、ターボ符号）方式にとって、より均一に分散されたビット信頼性の入力と比較して、復号性能の劣化をもたらす。
従来の通信システムにおいては、変調に依存するビット信頼性のばらつきは、考慮に入れられておらず、したがって、通常は、受信機側でダイバーシチブランチを合成した後でもばらつきが残ってしまう。
国際公開第０２／０６７４９１号パンフレット
本発明の目的は、送信誤りに関して改善された性能を示すＡＲＱ（再）送信方法、送信機、および受信機を提供することである。この目的は、独立の請求項に記載の方法、送信機、および受信機によって解決される。
本発明は、異なる信号コンスタレーションマッピングを、利用可能で（available）かつ区別可能な（distinguishable）送信ダイバーシチブランチおよびＡＲＱ（再）送信に適用することにより、受信機側での性能を向上させるという思想に基づく。本発明は、２ビットよりも多いビットが１つの変調シンボルにマッピングされる変調フォーマットに適用可能である。なぜなら、これは、信号コンスタレーション上にマッピングされるビットに対する信頼性のばらつきを意味するからである。ばらつきは、使用するマッピングおよび実際に送信されるビットの内容に依存する。
使用する変調フォーマットおよび１つの変調シンボルにマッピングされる実際のビット数に応じて、ある任意の数（Ｎ＞１）の利用可能なダイバーシチブランチおよび必要な再送に対して平均化プロセスの質は異なる。本発明における平均化の意味は、データシンボルの異なるビット間における平均合成ビット信頼性（mean combined bit reliability）の差を低減するプロセスとして理解される。差が残らない完全な平均化はいくつかのダイバーシチブランチまたはパスを使用した後にのみ達成されるものであるかもしれないが、本明細書との関連では、平均化は、平均合成ビット信頼性の差を低減する方向へのプロセス段階を意味する。すべての利用可能なダイバーシチブランチおよびＡＲＱ送信に対して平均してＳＮＲが等しいと仮定すれば、１６ＱＡＭの場合、任意のシンボルにマッピングされるすべてのビットに対する信頼性を完全に平均化するには、４つのマッピング（４つのダイバーシチブランチ）が必要とされる。しかしながら、常に必ずしも、利用可能な送信ダイバーシチブランチの数および／またはＡＲＱ送信の数が、完全な平均化を行うのに十分であるとは限らない。したがって、以下の例に示すように、ベストエフォートベースで平均化を行うべきである。
本発明は、添付図面を参照しての以下の好適な実施形態の詳細な説明から、より容易に理解されよう。
ここに記載した方法は、送信ダイバーシチブランチを考慮したビット信頼性の合成平均化（combined averaging）を行う。以下の詳細な説明は、グレイマッピングによる正方形の１６ＱＡＭについて示している。しかしながら、一般性を何ら損なうことなく、示される実施例は、他のＭ値ＱＡＭおよびＭ値ＰＳＫ（但し、ｌｏｇ２（Ｍ）＞２）フォーマットにも拡張可能である。さらに、実施例は、同一のビット列を両方のブランチおよびすべてのＨＡＲＱ送信（単一の冗長バージョン方式）で送信する送信ダイバーシチおよびＨＡＲＱ方式について示されている。さらにまた、部分的にのみ同一のビットをダイバーシチブランチおよびＨＡＲＱ送信で送信する送信ダイバーシチおよびＨＡＲＱ方式への拡張も達成可能である。複数の冗長バージョンを用いるシステムの例は、同時係属の２００１年１１月１６日出願のＥＰ０１１２７２４４に記載されている。ターボ符号器を仮定すれば、システマチックビットは、パリティビットに比べてより高いレベルで平均化することができる。
以下の例は、ハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）の特別の場合に関する実施形態を詳細に示しているが、性能向上を示すために、ＦＥＣ符号を含めることは、本発明にとって必要なことではない。しかしながら、ＨＡＲＱを用いれば、最も高い性能向上を達成することができる。
以下の例では、２つのダイバーシチブランチおよびＨＡＲＱによる方法について説明する。
第１の送信
受信機側で区別可能な（例えば、ＣＤＭＡシステムの異なる拡散コードまたはスクランブルコードにより）、２つの生成されたダイバーシチブランチを伴う送信ダイバーシチ方式、および同一の冗長バージョンの送信を仮定すれば、通常、受信ダイバーシチブランチは、ＦＥＣ復号器にかけられる前に受信機側で合成される。一般的な合成技術は、個々の受信ダイバーシチブランチから計算される対数尤度比ＬＬＲ（log-likelihood-ratio）を加算することによって達成可能な最大比合成である。
受信変調シンボルｒ＝ｘ＋ｊｙからの復調ビットｂの信頼性に対する軟判定基準としての対数尤度比ＬＬＲは、次のように定義される。
Figure 0003885078
図１から分かるように（傍線はビットがそれぞれ１である行／列を示す）、同相成分ビットおよび直交成分ビットの信号コンスタレーションへのマッピングは、直交である（Ｍ値ＰＳＫの場合、複素成分に分離することによりＬＬＲ計算を単純化することはできないが、ビット信頼性の平均化の一般的な手順は同様である）。したがって、同相成分ビットｉ１およびｉ２に着目すれば十分である。よって、同一の結論は、ｑ１およびｑ２に対しても当てはまる。
第１のダイバーシチブランチに対してビットトゥシンボルマッピングのために図１のマッピング１が適用されるとすれば、最上位ビット（ＭＳＢ：most significant bit）ｉ１および最下位ビット（ＬＳＢ：least significant bit）ｉ２の対数尤度比ＬＬＲは、ガウシアンチャネル（Gaussian channel）に対して、次の式となる。
Figure 0003885078
Figure 0003885078
ここで、ｘは、正規化された受信変調シンボルｒの同相成分を表し、Ｋは、信号対雑音比に比例する係数である。信号コンスタレーションが一様（uniform）であると仮定すれば（ｘ１＝３ｘ０）、S. Le Goff, A. Glavieux, C. Berrou, “Turbo-Codes and High Spectral Efficiency Modulation," IEEE SUPERCOMM/ICC'94, Vol. 2, pp. 645 -649, 1994 および Ch. Wengerter, A. Golitschek Edler von Elbwart, E. Seidel, G. Velev, M. P. Schmitt, "Advanced Hybrid ARQ Technique Employing a Signal Constellation Rearrangement," IEEE Proceedings of VTC 2002 Fall, Vancouver, Canada, September 2002に示されるように、式（２）および（３）は、次式によって、かなり良く近似することができる。
Figure 0003885078
Figure 0003885078
ある送信変調シンボルに対するｉ１およびｉ２の平均ＬＬＲは、表１に示される値になる（４Ｋｘ０ ２をLで表す）。ここにおける意味において、平均とは、ある送信コンスタレーション点に対する平均受信値がまさにこの送信コンスタレーション点とぴったり一致することをいう。もちろん、個々のサンプルは、パラメータＫによるノイズの影響を受ける。しかしながら、ガウシアンチャネルの場合、ノイズプロセスの平均値はゼロである。送信変調シンボルが０ｑ１１ｑ２および１ｑ１１ｑ２の場合（ここで、ｑ１とｑ２は任意）、平均ＬＬＲ（ｉ１）の大きさ（magnitude）は、平均ＬＬＲ（ｉ２）の大きさよりも大きい。このことは、ＭＳＢ ｉ１のＬＬＲがＬＳＢ ｉ２の内容に依存すること、例えば、図１において、ｉ１は、ｉ２の論理値が１のとき、より高い平均信頼性を有することを意味する（一番左の列と一番右の列）。したがって、送信変調シンボルが一様に分散されると仮定すれば、平均して５０％のＭＳＢ ｉ１は、ｉ２のＬＬＲの大きさの約３倍となる。
Figure 0003885078
 表１ 図１のマッピング１に対して式（４）および（５）に従って信号コンスタレーシ
ョンの同相成分にマッピングされるビットの平均ＬＬＲ
さて、例えば、同一のビット列を送信する第２の送信ダイバーシチブランチを追加するとした場合、従来技術の方式では、第１のダイバーシチブランチに対するマッピングと同一のマッピングを用いることになる。ここでは、図２による第２の信号コンスタレーションマッピング（マッピング２）を用いることを提案する。マッピング２では、表２に示す平均ＬＬＲが得られる。
Figure 0003885078
 表２ 図２のマッピング２に対して信号コンスタレーションの同相成分にマッピングさ
れるビットの平均ＬＬＲ
さて、コンスタレーションリアレンジメント（マッピング１＋２）を用いた場合における受信ダイバーシチブランチのソフト合成ＬＬＲと、同一のマッピング（マッピング１＋１、従来技術）を用いた場合における受信ダイバーシチブランチのソフト合成ＬＬＲとを比較すると、表３から分かるように、コンスタレーションリアレンジメントを用いた場合における合成平均ＬＬＲ値は、より一様な分布を有する（大きさ：２×６Lと６×２Lの代わりに４×４Lと４×２L）。大抵のＦＥＣ復号器（例えば、ターボ符号および畳み込み符号）にとって、これは、より良い復号性能をもたらす。調べてみると、特に、ターボ符号化／復号化システムの場合に、優れた性能を示すことが分かった。なお、上記の選択されたマッピングは網羅的ではなく、同じ条件を満たすマッピングの組み合わせをもっと多く見つけることができることに留意すべきである。
Figure 0003885078
 表３ マッピング１および２を用いた場合と、マッピング１を２回用いた場合とにおけ
る、各ダイバーシチブランチに対する、信号コンスタレーションの同相成分にマ
ッピングされるビットの平均ＬＬＲ（ブランチ毎）および合成平均ＬＬＲ
第２およびそれ以降の送信
第１の送信がうまく復号されなかった場合、受信機は、再送を要求する（第２の送信）。第２の送信に対しても２つの送信ダイバーシチブランチが利用可能であるとすれば、２つの追加マッピング（図３のマッピング３およびマッピング４）を用いて、表４に示すように、ビット信頼性の平均化をさらに向上することができる。この例では（すべての受信信号に対してＳＮＲが等しいと仮定して）、２つの送信ダイバーシチブランチ×２回の送信（１６ＱＡＭには十分な、４つの異なるマッピングを用いる可能性）の受信後、平均化が完全に行われる。表４は、提案したコンスタレーションリアレンジメントを用いた場合と用いない場合とにおけるＬＬＲを比較したものである。合成ＬＬＲに注目すると、提案したコンスタレーションリアレンジメントを用いた場合、ビット信頼性の大きさはすべて６Lになることが分かる。
なお、再度述べるに、上記の選択されたマッピングは網羅的ではなく、同じ条件を満たすマッピングの組み合わせをもっと多く見つけることができることに留意すべきである。
Figure 0003885078
 表４ マッピング１〜４を用いた場合と、マッピング１を４回用いた場合とにおける、
各ダイバーシチブランチおよび（再）送信に対する、信号コンスタレーションの
同相成分にマッピングされるビットの平均ＬＬＲ（ブランチ毎）および合成平均
ＬＬＲ
異なるマッピング方式を用いて上記コンスタレーションリアレンジメントを行う場合には、図１、図２、および図３に示すような、多くの異なるマッピングを用いることとなる。すべての送信ダイバーシチブランチに対して同じマッパ（例えば、図１）を用いる場合には、例えば、マッピング２を、マッピング１から、次の操作によって得ることができる。
・元のビットｉ１とｉ２の位置交換
・元のビットｑ１とｑ２の位置交換
・元のビットｉ１とｑ１の論理ビット反転
あるいは、位置１と２に帰するビットを反転させることも可能である（結果的に、同一のビット信頼特性を有する異なるマッピングとなる）。
したがって、次の表は、どのようにしてマッピング１〜４（または、ｉ１、ｉ２、ｑ１、およびｑ２に対して同等のビット信頼性を有するマッピング）を取得するかについての例を提示する。ここで、ビットは、常に最初の送信を表し、文字上の長ダッシュ記号は、当該ビットの論理ビット反転を表している。
Figure 0003885078
 表５ 変調シンボルにマッピングされるビットのインタリーブ（シンボル内インタリー
ブ）および論理ビット反転による、コンスタレーションリアレンジメントの代替
実施例
一般的に、Ｎ＞１のダイバーシチブランチに対しては、ビット信頼性の平均化プロセス（信頼性の差の低減を意味する）が維持される限り、マッピングの順序や選択に関係なく、少なくとも２つの異なるマッピングを用いる必要がある。
使用するマッピングの数に関する好適な実施例
Ｍ値ＱＡＭ
・ｌｏｇ２（Ｍ）の異なるマッピングを使用
・ｌｏｇ２（Ｍ）／２の異なるマッピングを使用
Ｍ値ＰＳＫ
・ｌｏｇ２（Ｍ）の異なるマッピングを使用
・ｌｏｇ２（Ｍ）／２の異なるマッピングを使用
・２ｌｏｇ２（Ｍ）の異なるマッピングを使用
個々の送信ダイバーシチブランチに対して、送信機側で変調のために用いられる信号コンスタレーションマッピングと、受信機側で復調のために用いられる信号コンスタレーションマッピングとは、ぴったり一致している必要がある。これは、ダイバーシチブランチおよびＨＡＲＱ送信に用いる適当なマッピングまたはマッピングの組み合わせを示すパラメータを適切にシグナリングすることによって達成することができる。あるいは、送信ダイバーシチブランチに用いるマッピングの定義を、システムによってあらかじめ定義しておくことも可能である。
図４は、本発明に係る通信システムの実施形態の一例を示す。より具体的には、本通信システムは、複数のダイバーシチブランチ４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃから成る通信チャネルを介して通信を行う送信機１０および受信機２０を有する。図４には３つのダイバーシチブランチが示されているが、任意の数のブランチを選択できることは、当業者に明らかである。データソース１１からは、データパケットがＦＥＣ符号器１２、好ましくはＦＥＣターボ符号器に供給され、ここで誤り訂正用に冗長ビットが付加される。そして、ＦＥＣ符号器から出力されたビットは、変調器として機能するマッピングユニット１３に供給され、テーブル１５内にコンスタレーションパターンとして保存された適用変調方式に従って形成されたシンボルが出力される。そして、このデータシンボルは、送信ユニット３０に供給され、ブランチ４０Ａ〜４０Ｃを介して送信される。受信機２０は、受信ユニット３５で、そのデータパケットを受信する。その後、ビットは、デマッピングユニット２１に入力される。デマッピングユニット２１は、テーブル１５内に保存され当該ビットの変調時に用いたのと同じ信号コンスタレーションパターンを用いる復調器として機能する。
１つのダイバーシチブランチで受信した復調データパケットは、後で合成ユニット２３において少なくとも１つの他のダイバーシチブランチで受信したデータパケットと合成するために、一時バッファ２２に保存される。
再送は、誤り検出器（図示せず）により出される自動再送要求によって開始され、その結果として、送信機１０から同一のデータパケットが送信される。合成ユニット２３では、先に受信された誤りのあるデータパケットが、当該再送されたデータパケットとソフト合成される。そして、復号器はビットを復号して、送信品質のための判断基準、例えば、ビットエラーレートＢＥＲを出力する。
図５に示すように、テーブル１５は、所定の方式に従って個々のダイバーシチブランチおよびＨＡＲＱ送信による個々の送信に対して選択される複数の信号コンスタレーションパターン＃０、‥、＃ｎを保存している。上記方式、つまり、変調／復調に用いる信号コンスタレーションパターンのシーケンスは、送信機および受信機にあらかじめ保存され、または、使用前に送信機から受信機にシグナリングされる。
１６ＱＡＭ信号コンスタレーションの一例を示す図 １６ＱＡＭ信号コンスタレーションの異なるマッピングの一例を示す図 １６ＱＡＭ信号コンスタレーションのさらに２つの例を示す図 本発明に係る通信システムの一実施形態を示す図 複数の信号コンスタレーションパターンを保存するテーブルの詳細を示す図

Claims (23)

  1. 第１の送信および再送要求に基づく少なくとも第２の送信によってデータパケットを送信機から受信機に送信する無線通信システムにおけるＡＲＱ（再）送信方法であって、
    前記送信機で、第１の信号コンスタレーションパターンを用いてデータパケットを変調して第１のデータシンボルを取得するステップと、
    前記第１のデータシンボルを第１のダイバーシチブランチによって前記受信機に送信することによって前記第１の送信を行うステップと、
    前記送信機で、第２の信号コンスタレーションパターンを用いて前記データパケットを変調して第２のデータシンボルを取得するステップと、
    前記第２のデータシンボルを第２のダイバーシチブランチによって前記受信機に送信することによって前記第２の送信を行うステップと、
    前記受信機で、受信した前記第１のデータシンボルおよび前記第２のデータシンボルを、前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第２の信号コンスタレーションパターンをそれぞれ用いて復調するステップと、
    復調したデータをダイバーシチ合成するステップと、
    を有する。
  2. 送信する前記データパケットは、変調前に誤り訂正符号化（ＦＥＣ）方式を用いて符号化された複数のデータビットを有する少なくとも１つのデータパケットを含む、請求項１記載の方法。
  3. 使用する符号化方式は、ターボ符号化方式である、請求項２記載の方法。
  4. 前記使用する変調方式は、ｌｏｇ２（Ｍ）＞２のＭ値ＰＳＫ、Ｍ値ＱＡＭなどの高次変調方式であり、データシンボルにマッピングされるデータビットは、選択したマッピングによって異なるビット信頼性を有する、請求項１から請求項３の１つに記載の方法。
  5. 前記変調パターンは１６ＱＡＭであり（Ｍ＝１６）、ｌｏｇ２（Ｍ）の数の信号コンスタレーションパターンを用いる、請求項１から請求項４の１つに記載の方法。
  6. 前記第１のダイバーシチブランチおよび前記第２のダイバーシチブランチに対する信号コンスタレーションパターンは、前記データパケットのビットの合成後に、合成ビット信頼性間において大きさの差が低減されるように、選択される、請求項１から請求項５の１つに記載の方法。
  7. 送信用の前記データパケットは、同一のデータビット列を伴う単一の冗長バージョン方式を用いて変調される、請求項１から請求項６の１つに記載の方法。
  8. 送信用の前記データパケットは、部分的に同一のビットを持つ複数の冗長バージョン方式を用いて変調される、請求項１から請求項６の１つに記載の方法。
  9. 前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第２の信号コンスタレーションパターンは、メモリテーブルにあらかじめ保存されている、請求項１から請求項８の１つに記載の方法。
  10. 前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第２の信号コンスタレーションパターンは、前記受信機にシグナリングされる、請求項１から請求項８の１つに記載の方法。
  11. 前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第２の信号コンスタレーションパターンの属性は、信号コンスタレーションパターンにマッピングされるビットの位置をインタリーブし、および／または、前記ビットの値を反転することにより、取得される、請求項１から請求項１０の１つに記載の方法。
  12. 前記インタリーブは、シンボルについて行われ、シンボル内インタリーブとなる、請求項１１記載の方法。
  13. 前記データパケットは、複数の冗長バージョンで送信され、送信されたビットは、システマチックビットおよびパリティビットを含み、前記システマチックビットは、各冗長バージョンに含まれている、請求項１から請求項１２の１つに記載の方法。
  14. 前記システマチックビットに対する合成平均ビット信頼性は、前記パリティビットの合成平均ビット信頼性よりも高い、請求項１３記載の方法。
  15. 前記第１の送信は、前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび第３の信号コンスタレーションパターンを用い、前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第３の信号コンスタレーションパターンによって変調された前記データパケットを前記第１のダイバーシチブランチおよび第３のダイバーシチブランチによって送信することを有する、請求項１から請求項１４の１つに記載の方法。
  16. 前記第２の送信は、前記第２の信号コンスタレーションパターンおよび第４の信号コンスタレーションパターンを用い、前記第２の信号コンスタレーションパターンおよび前記第４の信号コンスタレーションパターンによって変調された前記データパケットを前記第２のダイバーシチブランチおよび第４のダイバーシチブランチによって送信することを有する、請求項１から請求項１５の１つに記載の方法。
  17. 第１の送信および再送要求に基づく少なくとも第２の送信によってデータパケットを受信機に送信する無線通信システムにおいてデータをＡＲＱ（再）送信する送信機であって、
    第１の信号コンスタレーションパターンを用いてデータパケットを変調して第１のデータシンボルを取得するマッピングユニットと、
    前記第１のデータシンボルを第１のダイバーシチブランチを用いて送信することによって前記第１の送信を行う送信ユニットと、を有し、
    前記マッピングユニットは、第２の信号コンスタレーションパターンを用いて前記データパケットを変調して第２のデータシンボルを取得し、
    前記送信手段は、前記第２のデータシンボルを第２のダイバーシチブランチを用いて送信することによって前記第２の送信を行う。
  18. 前記第１の信号コンスタレーションパターンおよび前記第２の信号コンスタレーションパターンをあらかじめ保存するテーブル手段をさらに有する、請求項１７記載の送信機。
  19. 異なる信号コンスタレーションパターンを取得するためのインタリーバおよび／またはインバータをさらに有する、請求項１７記載の送信機。
  20. 変調前に前記データパケットを符号化する誤り訂正符号化（ＦＥＣ）符号器をさらに有する、請求項１７から請求項１９の１つに記載の送信機。
  21. 無線通信システムの一部としての、ＡＲＱ（再）送信方法のための受信機であって、
    第１および第２の信号コンスタレーションパターンを用いてそれぞれ変調され後、第１および第２のダイバーシチブランチによってそれぞれ送信された第１および第２のデータシンボルを受信する受信ユニットと、
    受信された前記第１および第２のデータシンボルをそれぞれ前記第１および第２の信号コンスタレーションパターンを用いて復調するデマッピングユニットと、
    受信された前記データシンボルをダイバーシチ合成する合成ユニットと、
    を有する。
  22. 受信データを合成する前に前記受信データを保存するメモリ手段をさらに有する、請求項２１記載の受信機。
  23. ダイバーシチ合成後に、合成された前記第１および第２のデータパケットを復号する誤り訂正符号化（ＦＥＣ）復号器をさらに有する、請求項２１または請求項２２記載の受信機。
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