JP3876223B2

JP3876223B2 - Switching power supply circuit

Info

Publication number: JP3876223B2
Application number: JP2002370465A
Authority: JP
Inventors: 俊治池田; 晴巳加納; 晴彦近藤; 俊裕飴井; 厚一仲井
Original assignee: SMK Corp
Current assignee: SMK Corp
Priority date: 2002-12-20
Filing date: 2002-12-20
Publication date: 2007-01-31
Anticipated expiration: 2022-12-20
Also published as: JP2004201474A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ノートブック型コンピュータ、携帯電話機等に使われるＡＣアダプタやテレビ受信機、オーディオ製品等の電源回路に用いられる自励式のスイッチング電源回路に関するもので、トランスの構造の簡素化と出力電圧検出方法の簡素化により、より安価な電源回路を提供することを目的とするものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の電源として用いられてきた自励式スイッチング電源回路の構成を、図３を用いて説明する。
図３に示すようなＲＣＣといわれるスイッチング電源回路は、１次側の励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃ、２次側の出力コイル２８ｂで構成されるフライバックトランス２８を有する。これらのコイル２８ａ、２８ｂ、２８ｃは、それぞれ独立していて互いに絶縁されており、このうち励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃは、同極性で、出力コイル２８ｂは、逆極性で構成される。この図３において、直流電源を接続するための＋側端子１１と−側端子１２の間には、平滑用コンデンサ１３が接続される。この＋側端子１１には、励磁コイル２８ａの一方端が接続され、励磁コイル２８ａの他方端には、第１スイッチング素子としてのＭＯＳ・ＦＥＴ１４のドレインが接続され、このＭＯＳ・ＦＥＴ１４のソースは、−側端子１２に接続される。このＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートと＋側端子１１の間には、起動用抵抗１５が接続される。前記励磁コイル２８ａと並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するための抵抗２４、ダイオード２５、及び、コンデンサ２６からなるスナバ回路２７が接続されている。
また、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートには、−側端子１２との間に、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタ１８が接続され、前記ドライブコイル２８ｃの一方端との間に、コンデンサ１６、抵抗１７、抵抗２３が直列に接続されている。
【０００３】
前記トランジスタ１８のベースは、コンデンサ１９を介して−側端子１２に接続されるとともに、ツェナーダイオード２１のアノード側、カソード側を経、さらに、抵抗２２を介してドライブコイル２８ｃと抵抗２３との間に接続されている。また、フォトカプラ２０の受光素子２０ａのコレクタが抵抗１７と抵抗２３の間に、エミッタがトランジスタ１８のベースに接続されている。
【０００４】
前記出力コイル２８ｂには、整流用ダイオード２９と平滑用コンデンサ３０の直列回路が接続され、この平滑用コンデンサ３０の両端に負荷３４が接続されている。また、負荷３４と並列にツェナーダイオード３１と抵抗３３が接続され、この抵抗３３と並列にフォトカプラ２０の発光素子２０ｂと抵抗３２の直列回路が接続されている。
【０００５】
このような構成において、＋側端子１１と−側端子１２の間に直流電圧が印加されると、起動用抵抗１５を介してＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートに閾値電圧以上の電圧が瞬時に印加される。すると、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４に微小なドレイン電流が流れ、これにより、励磁コイル２８ａに電圧が発生し、その影響でドライブコイル２８ｃにも電圧が発生する。ドライブコイル２８ｃに発生した電圧は、抵抗２３、抵抗１７、コンデンサ１６を介してＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲートに加わり、これにより正帰還ループが形成されて、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４は、図４のｔ１時に瞬時にＯＮ状態となる。このときのＭＯＳ・ＦＥＴ１４のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、図４（ａ）に示すような波形となる。ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がＯＮ状態となったことにより、励磁コイル２８ａには、＋側端子１１と−側端子１２の間に印加した直流電圧と略同等の電圧が印加され、ドライブコイル２８ｃには、励磁コイル２８ａの巻数に対する出力コイル２８ｂの巻数比によって決まる電圧Ｖｄが発生する。電圧Ｖｄの波形を図４（ｄ）に示す。
【０００６】
このドライブコイル２８ｃに発生する電圧Ｖｄにより、抵抗２３、フォトカプラ２０の受光素子２０ａを介してコンデンサ１９の充電が始まる。コンデンサ１９に充電される電圧Ｖｃは、図４（ｅ）に示すような波形となり、この電圧Ｖｃがｔ２時に、トランジスタ１８のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、トランジスタ１８にベース電流が流れてＯＮ状態となる。トランジスタ１８がＯＮ状態となると、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のゲート・ソース間電圧が略０Ｖとなるため、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４は、瞬時にＯＦＦ状態となる。ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がＯＮしてからＯＦＦするまでの期間ｔ１〜ｔ２に図４（ｂ）に示すように、励磁コイル２８ａに電流Ｉｄが流れる。
【０００７】
ＭＯＳ・ＦＥＴ１４がｔ２時にＯＦＦすると同時に、２次側の出力コイル２８ｂに正負反転した電圧が発生する。この電圧は、ダイオード２９、コンデンサ３０でそれぞれ整流、平滑化されて負荷３４に供給される。このとき出力コイル２８ｂに流れる電流Ｉｏを図４（ｃ）に示す。この電流Ｉｏは、急激に立上り、以後徐々に０に向かって減少していき、ダイオード２９がＯＦＦするまで降下する。このダイオード２９がＯＦＦするｔ３時と同時に、出力コイル２８ｂの内部にある残留磁束により、ドライブコイル２８ｃに反転した電圧Ｖｄ（図４（ｄ）に示す）が発生し、再びＭＯＳ・ＦＥＴ１４をＯＮにする。この発振動作を繰り返すことで出力電圧が得られる。
【０００８】
ここで、出力電圧Ｖｏは、ツェナーダイオード３１の基準電圧Ｒｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｒｒｅｆを超えると、その差分がフォトカプラ２０の発光素子２０ｂに流れる。これにより、フォトカプラ２０の受光素子２０ａのコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化するので、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のＯＮ期間にコンデンサ１９を充電する経路にある抵抗２３、フォトカプラの受光素子２０ａ、コンデンサ１９による時定数が変化する。すると、コンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達し、トランジスタ１８をＯＮして、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４をＯＦＦする。この時定数の変化により、ＶｃがＶｂｅに達するまでの時間が変化し、これにより、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のＯＮ期間がコントロールされ、出力電圧Ｖｏが安定する（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００９】
【非特許文献１】
戸川治朗著「実用電源回路設計ハンドブック」CQ出版、１９９９年３月１日第１７版発行、Ｐ．１４０〜１４７
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記図３に示す従来の自励式スイッチング電源回路１０は、２次側で出力電圧Ｖｏを検出して、これを１次側にフィードバックして制御する構成をとっているため、高精度に出力電圧Ｖｏをコントロールすることができる。
しかし、図３の回路において、直流電源の＋側端子１１に励磁コイル２８ａを直結し、ＭＯＳ・ＦＥＴ１４のソースを、直流電源の−側端子１２に接続しているため、ドライブコイル２８ｃを励磁コイル２８ａと直結して構成することができない。このため、フライバックトランス２８の１次側の励磁コイル２８ａとドライブコイル２８ｃは、それぞれ独立して構成し、互いに電気的絶縁が必要であり、構造が複雑でコストが高いという問題があった。また、２次側で出力電圧Ｖｏを検出して、これを１次側にフィードバックするために用いるフォトカプラ２０は、高価な部品であり、これもコストを高くする要因であった。
【００１１】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、フライバックトランスの構造を簡単にすることと、出力電圧の検出を１次側で行いフォトカプラを取り除くことで、コストを低減した電源回路を提供することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、１次側に励磁コイルとドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルからの電圧が印加されることによって自励発振し、前記励磁コイルを励磁する第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子の発振周波数を制御するためのスイッチング制御部とを具備したスイッチング電源回路において、前記第１スイッチング素子を、前記励磁コイルと直流電源間に挿入し、前記励磁コイルの一方端に前記ドライブコイルを直結し、前記励磁コイルに、２次側の出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、この出力電圧検出部にて検出した電圧を基準電圧と比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、前記スイッチング制御部を結合してなり、前記誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいて前記スイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路である。
【００１３】
このような構成とすることで、励磁コイルとドライブコイルは直結して構成でき、絶縁する必要がないので、フライバックトランスを簡素化できる。また、出力電圧を１次側で検出するようにしたので、従来２次側からフィードバックするために用いたフォトカプラ等の高価な素子が必要なくなり、回路を安価に構成することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明のスイッチング電源回路は、図１に示すように、励磁コイル５２ａ、出力コイル５２ｂ、ドライブコイル５２ｃからなるフライバックトランス５２と、直流電源の＋側端子１１と前記励磁コイル５２ａとの間に挿入された第１スイッチング素子３６とを具備してなり、また、同極性である励磁コイル５２ａとドライブコイル５２ｃを直結して構成するとともに、出力電圧をフライバックトランス５２の１次側で検出するように出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部で検出した出力電圧を誤差検出部で基準電圧と比較し、その誤差の大きさに応じてスイッチング制御部で第１スイッチング素子３６のＯＮ期間を制御する構成となっている。
【００１５】
以下、さらに詳しい本発明のスイッチング電源回路の構成を説明する。
図１において、直流電源を接続するための＋側端子１１と−側端子１２の間には、平滑用コンデンサ１３が接続される。この＋側端子１１には、第１スイッチング素子３６（例えばＭＯＳ・ＦＥＴ）のドレインが接続され、この第１スイッチング素子３６のソースは、励磁コイル５２ａの一方端に接続され、励磁コイル５２ａの他方端は、−側端子１２に接続される。また、励磁コイル５２ａの一方端側には、ドライブコイル５２ｃの一方端が直結してあり、ドライブコイル５２ｃの他方端は、抵抗３８とコンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに接続され、また、第１スイッチング素子３６のゲートと＋側端子１１の間には、起動用抵抗３５が接続される。
【００１６】
前記第１スイッチング素子３６とフライバックトランス５２の間には、スイッチング制御部５６、誤差検出部５７及び出力電圧検出部５８が順次接続されている。
前記スイッチング制御部５６は、前記第１スイッチング素子３６のスイッチング動作を制御するためのもので、第１スイッチング素子３６のゲート、ソースには、バイポーラトランジスタなどの第２スイッチング素子３９のコレクタ、エミッタがそれぞれ接続されている。この第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間には、コンデンサ４０が接続され、第２スイッチング素子３９のベースとドライブコイル５２ｃの他方端との間には、定電流素子４１が接続されている。また、この定電流素子４１と並列に、抵抗４２とダイオード４３の直列回路がダイオード４３のアノード側を第２スイッチング素子３９のベース側にして接続され、さらに、前記コンデンサ４０と並列に、抵抗４４と充電電流制御用トランジスタ４５の直列回路が抵抗４４を第２スイッチング素子３９のベース側にして接続されている。
【００１７】
前記出力電圧検出部５８及び誤差検出部５７の構成について説明する。
前記励磁コイル５２ａの両端間に整流用ダイオード５１と平滑用コンデンサ５０が接続され、このコンデンサ５０と並列に、分圧用の抵抗４８と抵抗４９の直列回路が接続されて、出力電圧検出部５８が構成されている。
前記誤差検出部５７は、ツェナーダイオード４６と誤差増幅器４７からなり、前記抵抗４８と抵抗４９の接続点に、前記誤差増幅器４７の−入力が接続されている。また、誤差増幅器４７の＋入力には、ツェナーダイオード４６のカソード側が接続され、このツェナーダイオード４６のアノード側は、励磁コイル５２ａの一方端に接続されている。そしてこの誤差増幅器４７の出力は、前記充電電流制御用トランジスタ４５のベースに接続されている。
【００１８】
前記フライバックトランス５２の２次側に設けた出力コイル５２ｂには、整流用ダイオード５３と平滑用コンデンサ５４が接続され、このコンデンサ５４と並列に負荷５５が接続される。
【００１９】
このような構成における作用を図２に基づき説明する。
＋側端子１１と−側端子１２の間に直流電源が印加されると、起動用抵抗３５を介して第１スイッチング素子３６のゲートに電圧が印加される。この電圧は、ゲートの閾値電圧以上の電圧であるため、印加された瞬間のｔ１時に第１スイッチング素子３６は、ＯＮ状態になり、励磁コイル５２ａに、図２（ａ）に示すような、直流電源に略等しい電圧Ｖｓが加わる。同時に、この励磁コイル５２ａの電圧Ｖｓに比例した電圧がドライブコイル５２ｃに発生して、抵抗３８、コンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに印加される。このドライブコイル５２ｃからのゲート電圧により、第１スイッチング素子３６のＯＮ状態は維持される。また、ドライブコイル５２ｃに発生した電圧は、定電流素子４１を介してコンデンサ４０にも印加され、これによりコンデンサ４０の充電が開始される。図２（ｂ）は、コンデンサ４０の充電電圧Ｖｃの波形を表している。この図２（ｂ）に示すように、充電電圧Ｖｃが、ｔ２時に第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達すると、第２スイッチング素子３９は、ＯＮして、第１スイッチング素子３６のゲート・ソース間を短絡するので、第１スイッチング素子３６は、ＯＦＦ状態となる。ここで、第１スイッチング素子３６がＯＮしてからＯＦＦするまでに励磁コイル５２ａに流れる電流Ｉｄは、図２（ｃ）に示すような波形となる。
【００２０】
第１スイッチング素子３６がｔ２時にＯＦＦすると、励磁コイル５２ａ、出力コイル５２ｂ、ドライブコイル５２ｃは、それぞれ電圧の極性が反転し、出力コイル５２ｂは、ダイオード５３を介して出力側に図２（ｄ）に示すような電流Ｉｏを供給する。この間、励磁コイル５２ａには、図２（ａ）に示すようなマイナスの電圧が発生する。また、ドライブコイル５２ｃにも同様のマイナスの電圧が発生する。このドライブコイル５２ｃに発生したマイナスの電圧は、抵抗４２、ダイオード４３を介してコンデンサ４０に印加され、コンデンサ４０は、逆極性に充電を開始する。ここで、トランス５２の１次側に蓄えられたエネルギーが２次側に放出を続け、図２（ｄ）に示すように出力コイル５２ｂに流れる電流Ｉｏが徐々に減少していき、ｔ３時に放出し切り電流が０になると、トランス５２内の残留磁束により再び電圧が反転して励磁コイル５２ａ及びドライブコイル５２ｃにプラス方向の電圧が発生する。このドライブコイル５２ｃに発生したプラスの電圧が再度抵抗３８、コンデンサ３７を介して第１スイッチング素子３６のゲートに印加され、これにより第１スイッチング素子３６は再びＯＮ状態となる。すると、図２（ｂ）に示すように、コンデンサ４０は再び＋に向かって充電を開始する。このコンデンサ４０の電圧が第２スイッチング素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでが、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間である。このように、自動的にＯＮ・ＯＦＦを繰り返しながら、出力コイル５２ｂより負荷５５に電力を供給する。
【００２１】
次に、出力電圧のコントロール方法について説明する。負荷５５にかかる出力電圧Ｖｏは、出力コイル５２ｂの電圧をダイオード５３とコンデンサ５４を用いて整流平滑化したものであり、従来はこの２次側の出力電圧Ｖｏを直接検出してフォトカプラ等を用いて１次側にフィードバックして出力電圧のコントロールを行っていた。
これに対して本発明は、１次側の励磁コイル５２ａの電圧をダイオード５１とコンデンサ５０を用いて整流平滑化した電圧が出力電圧Ｖｏに比例することを利用して出力電圧のコントロールを行っている。
【００２２】
コンデンサ５０には、励磁コイル５２ａの電圧を整流平滑化した電圧が発生する。このコンデンサ５０に発生した電圧は、２次側の出力電圧Ｖｏに略比例しており、この電圧を抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧し、この分圧した電圧は、誤差増幅器４７によってツェナーダイオード４６の基準電圧と比較され、その差分が増幅されて充電電流制御用トランジスタ４５のベースに入力される。この充電電流制御用トランジスタ４５は、ベースへの入力の大きさによってインピーダンスがリニアに変化するものであり、このインピーダンスの大きさによって、コンデンサ４０の充電速度が変化する。
【００２３】
例えば、出力電圧Ｖｏが設定値より低い場合には、ツェナーダイオード４６の基準電圧に比べて抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧した電圧は低くなるため、充電電流制御用トランジスタ４５のベースには、＋の電圧が増幅されて入力され、このため充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスは小さくなる。充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスが小さくなると、定電流素子４１からの電流のうち、抵抗４４及び充電電流制御用トランジスタ４５を流れる割合は増加し、図２（ｂ）の１点鎖線のように、コンデンサ４０に流れる割合は減少する。すると、コンデンサ４０の電圧が第２スイッチ素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでの時間がｔ４１時と長くかかるようになるため、その結果、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間が長くなり、出力電圧Ｖｏは増加する。
【００２４】
逆に、出力電圧Ｖｏが高い場合には、ツェナーダイオード４６の基準電圧に比べて抵抗４８と抵抗４９を用いて分圧した電圧は高くなるため、充電電流制御用トランジスタ４５のベースには−の電圧が増幅されて入力され、このため充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスは大きくなる。充電電流制御用トランジスタ４５のインピーダンスが大きくなると、定電流素子４１からの電流のうち、抵抗４４及び充電電流制御用トランジスタ４５を流れる割合は減少し、図２（ｂ）の２点鎖線のように、コンデンサ４０に流れる割合は増加する。すると、コンデンサ４０の電圧が第２スイッチ素子３９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに達するまでの時間がｔ４２時と短くなるため、その結果、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間が短くなり、出力電圧Ｖｏは減少する。
このようにして、コンデンサ４０の充電時間を制御することで、第１スイッチング素子３６のＯＮ期間を制御し、出力電圧Ｖｏを一定に保っている。
【００２５】
前記実施例では、第１スイッチ素子３６をＭＯＳ・ＦＥＴとしたが、これに限られるものではなく、バイポーラトランジスタであってもよい。
【００２６】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、第１スイッチング素子を、励磁コイルと直流電源間に挿入し、励磁コイルの一方端にドライブコイルを直結し、励磁コイルに、２次側の出力電圧に対応した電圧を検出する出力電圧検出部を設け、この出力電圧検出部に、この出力電圧検出部にて検出した電圧を基準電圧と比較する誤差検出部を設け、この誤差検出部に、スイッチング制御部を結合してなり、誤差検出部にて検出した誤差電圧の大きさに基づいて前記スイッチング制御部の時定数回路を可変して第２スイッチング素子のオン、オフを制御して出力電圧が一定となるように前記第１スイッチング素子のオン時間を制御するようにしたので、励磁コイルとドライブコイルを直結して構成し、絶縁する必要がないので、フライバックトランスを簡素化できる。また、出力電圧を１次側で検出するようにしたので、従来２次側からフィードバックするために用いたフォトカプラ等の高価な素子が必要なくなり、回路を安価に構成することができる。
【００２７】
請求項２記載の発明によれば、スイッチング制御部は、第１スイッチング素子としてのＭＯＳ・ＦＥＴのゲート、ソースに、コレクタ、エミッタをそれぞれ接続した第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタと、この第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサと、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベースと前記ドライブコイルとの間に設けた定電流素子と、第２スイッチング素子としてのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に抵抗を介して設けた充電電流制御用トランジスタとを具備し、充電電流制御用トランジスタのベースに誤差検出部を結合し、充電電流制御用トランジスタは、この誤差の大きさに応じてインピーダンスが変化し、定電流素子からの電流のうち、コンデンサに流れる電流を制御するようにしたので、第１スイッチング素子のゲート・ソース間に接続した第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦは、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に設けたコンデンサの充電電圧によって決定され、その充電電圧は、充電電流制御用トランジスタのインピーダンスを出力電圧の大きさに応じて変化させるようにし、これによって、定電流素子からの電流のうち、コンデンサに流れる電流を制御して、第２スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することができ、その結果、第１スイッチング素子のスイッチングを制御することができる。
【００２８】
請求項３記載の発明によれば、出力電圧検出部は、整流用ダイオードと平滑用コンデンサの直列回路を励磁コイルの両端間に接続し、このコンデンサとダイオードで整流平滑化された電圧を抵抗で分圧して得た電圧を出力電圧として検出するようにしたので、２次側の負荷に供給される電圧に比例した電圧を、１次側で得ることができる。
【００２９】
請求項４記載の発明によれば、誤差検出部は、ツェナーダイオードと誤差増幅器とで構成し、この誤差増幅器によって、出力電圧検出部で検出した出力電圧をツェナーダイオードの基準電圧と比較してその誤差を出力するようにしたので、基準電圧に対する出力電圧の大きさを誤差として検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の一実施例を示す電気回路図である。
【図２】図１の回路における各部の波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源回路を示す電気回路図である。
【図４】図３の回路における各部の波形図である。
【符号の説明】
１１…直流＋側端子、１２…直流−側端子、１３…平滑用コンデンサ、１４…第１スイッチング素子、１５…起動用抵抗、１６…コンデンサ、１７…抵抗、１８…第２スイッチング素子、１９…コンデンサ、２０…フォトカプラ、２０ａ…受光側、２０ｂ…発光側、２１…ツェナーダイオード、２２…抵抗、２３…抵抗、２４…抵抗、２５…ダイオード、２６…コンデンサ、２７…スナバ回路、２８…フライバックトランス、２８ａ…励磁コイル、２８ｂ…出力コイル、２８ｃ…ドライブコイル、２９…ダイオード、３０…コンデンサ、３１…ツェナーダイオード、３２…抵抗、３３…抵抗、３４…負荷、３５…起動用抵抗、３６…第１スイッチング素子、３７…コンデンサ、３８…抵抗、３９…第２スイッチング素子、４０…コンデンサ、４１…定電流素子、４２…抵抗、４３…ダイオード、４４…抵抗、４５…充電電流制御用トランジスタ、４６…ツェナーダイオード、４７…誤差増幅器、４８…抵抗、４９…抵抗、５０…コンデンサ、５１…ダイオード、５２…フライバックトランス、５２ａ…励磁コイル、５２ｂ…出力コイル、５２ｃ…ドライブコイル、５３…ダイオード、５４…コンデンサ、５５…負荷、５６…スイッチング制御部、５７…誤差検出部、５８…出力電圧検出部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a self-excited switching power supply circuit used in a power supply circuit of an AC adapter, a television receiver, an audio product, etc. used in a notebook computer, a mobile phone, etc. An object of the present invention is to provide a cheaper power supply circuit by simplifying the detection method.
[0002]
[Prior art]
The configuration of a self-excited switching power supply circuit that has been conventionally used as this type of power supply will be described with reference to FIG.
A switching power supply circuit called RCC as shown in FIG. 3 has a flyback transformer 28 including a primary side excitation coil 28a and a drive coil 28c, and a secondary side output coil 28b. These coils 28a, 28b, and 28c are independent and insulated from each other. Among these coils, the excitation coil 28a and the drive coil 28c have the same polarity, and the output coil 28b has the opposite polarity. In FIG. 3, a smoothing capacitor 13 is connected between a + side terminal 11 and a − side terminal 12 for connecting a DC power source. The positive terminal 11 is connected to one end of an exciting coil 28a, and the other end of the exciting coil 28a is connected to the drain of a MOS • FET 14 as a first switching element. The source of the MOS • FET 14 is Connected to the negative terminal 12. A starting resistor 15 is connected between the gate of the MOS • FET 14 and the positive terminal 11. In parallel with the exciting coil 28a, a snubber circuit 27 including a resistor 24, a diode 25, and a capacitor 26 for preventing a high spike voltage generated in a switching transition state in the switching power supply is connected.
A bipolar transistor 18 as a second switching element is connected to the gate of the MOS FET 14 between the negative terminal 12 and a capacitor 16, a resistor 17, and the like between the one end of the drive coil 28 c. A resistor 23 is connected in series.
[0003]
The base of the transistor 18 is connected to the negative terminal 12 via a capacitor 19, passes through the anode side and the cathode side of the Zener diode 21, and is further connected between the drive coil 28 c and the resistor 23 via a resistor 22. It is connected to the. The collector of the light receiving element 20 a of the photocoupler 20 is connected between the resistors 17 and 23, and the emitter is connected to the base of the transistor 18.
[0004]
A series circuit of a rectifying diode 29 and a smoothing capacitor 30 is connected to the output coil 28 b, and a load 34 is connected to both ends of the smoothing capacitor 30. A zener diode 31 and a resistor 33 are connected in parallel with the load 34, and a series circuit of the light emitting element 20 b and the resistor 32 of the photocoupler 20 is connected in parallel with the resistor 33.
[0005]
In such a configuration, when a DC voltage is applied between the + side terminal 11 and the − side terminal 12, a voltage equal to or higher than the threshold voltage is instantaneously applied to the gate of the MOS • FET 14 via the starting resistor 15. . Then, a minute drain current flows in the MOS • FET 14, thereby generating a voltage in the exciting coil 28 a, and a voltage is also generated in the drive coil 28 c due to the influence. The voltage generated in the drive coil 28c is applied to the gate of the MOS • FET 14 via the resistor 23, the resistor 17, and the capacitor 16, thereby forming a positive feedback loop. The MOS • FET 14 is instantaneously at t1 in FIG. Turns on. The drain-source voltage Vds of the MOS • FET 14 at this time has a waveform as shown in FIG. When the MOS FET 14 is turned on, a voltage substantially equal to the DC voltage applied between the + side terminal 11 and the − side terminal 12 is applied to the excitation coil 28a, and the excitation voltage is applied to the drive coil 28c. A voltage Vd determined by the turn ratio of the output coil 28b with respect to the turn of the coil 28a is generated. The waveform of the voltage Vd is shown in FIG.
[0006]
The capacitor 19 starts to be charged via the resistor 23 and the light receiving element 20a of the photocoupler 20 by the voltage Vd generated in the drive coil 28c. The voltage Vc charged in the capacitor 19 has a waveform as shown in FIG. 4E. When the voltage Vc reaches the base-emitter voltage Vbe of the transistor 18 at t2, the base current flows through the transistor 18. Turns on. When the transistor 18 is turned on, the voltage between the gate and the source of the MOS • FET 14 becomes approximately 0V, so that the MOS • FET 14 is instantaneously turned off. As shown in FIG. 4B, a current Id flows through the exciting coil 28a during a period t1 to t2 from when the MOS • FET 14 is turned on to when it is turned off.
[0007]
At the same time that the MOS FET 14 is turned off at time t2, a voltage that is inverted between positive and negative is generated in the secondary output coil 28b. This voltage is rectified and smoothed by the diode 29 and the capacitor 30 and supplied to the load 34. The current Io flowing through the output coil 28b at this time is shown in FIG. This current Io rises rapidly, and then gradually decreases toward 0 and falls until the diode 29 is turned off. At the same time t3 when the diode 29 is turned off, the residual magnetic flux inside the output coil 28b generates an inverted voltage Vd (shown in FIG. 4D) in the drive coil 28c, and the MOS • FET 14 is turned on again. To do. The output voltage can be obtained by repeating this oscillation operation.
[0008]
Here, the output voltage Vo is compared with the reference voltage Rref of the Zener diode 31, and when the output voltage Vo exceeds the reference voltage Rref, the difference flows to the light emitting element 20b of the photocoupler 20. As a result, the impedance between the collector and the emitter of the light receiving element 20a of the photocoupler 20 changes, so that the resistance 23, the light receiving element 20a of the photocoupler, and the capacitor 19 in the path for charging the capacitor 19 during the ON period of the MOS • FET 14 The time constant changes. Then, the capacitor voltage Vc reaches Vbe, the transistor 18 is turned on, and the MOS • FET 14 is turned off. Due to the change of the time constant, the time until Vc reaches Vbe is changed, whereby the ON period of the MOS • FET 14 is controlled and the output voltage Vo is stabilized (for example, see Non-Patent Document 1).
[0009]
[Non-Patent Document 1]
Togawa Jiro “Practical Power Supply Circuit Design Handbook” CQ Publishing, published on March 17, 1999, 17th edition, P.A. 140-147
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional self-excited switching power supply circuit 10 shown in FIG. 3 is configured to detect the output voltage Vo on the secondary side and feed it back to the primary side, the output voltage Vo is accurately controlled. Vo can be controlled.
However, in the circuit of FIG. 3, the excitation coil 28a is directly connected to the + side terminal 11 of the DC power source, and the source of the MOS • FET 14 is connected to the − side terminal 12 of the DC power source. 28a cannot be directly connected. For this reason, the exciting coil 28a and the drive coil 28c on the primary side of the flyback transformer 28 are configured independently of each other and need to be electrically insulated from each other, resulting in a complicated structure and high cost. Further, the photocoupler 20 used for detecting the output voltage Vo on the secondary side and feeding it back to the primary side is an expensive component, which is also a factor that increases the cost.
[0011]
The present invention has been made in view of the above problems, and a power supply circuit that reduces the cost by simplifying the structure of the flyback transformer and removing the photocoupler by detecting the output voltage on the primary side. Is intended to provide.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a flyback transformer having an excitation coil and a drive coil on the primary side and an output coil on the secondary side, and self-oscillating by applying a voltage from the drive coil, and the excitation coil In a switching power supply circuit comprising a first switching element for exciting the first switching element and a switching control unit for controlling the oscillation frequency of the first switching element, the first switching element is inserted between the excitation coil and a DC power supply. The drive coil is directly connected to one end of the excitation coil, and an output voltage detection unit that detects a voltage corresponding to the output voltage on the secondary side is provided in the excitation coil. An error detection unit that compares the voltage detected by the voltage detection unit with a reference voltage is provided, and the switching control unit is coupled to the error detection unit. The time constant circuit of the switching control unit is varied based on the magnitude of the error voltage detected by the error detection unit so as to control the on / off of the second switching element so that the output voltage becomes constant. The switching power supply circuit is characterized in that the on-time of the first switching element is controlled.
[0013]
By adopting such a configuration, the exciting coil and the drive coil can be directly connected, and it is not necessary to insulate, so that the flyback transformer can be simplified. Further, since the output voltage is detected on the primary side, an expensive element such as a photocoupler conventionally used for feedback from the secondary side is not required, and the circuit can be configured at low cost.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
As shown in FIG. 1, the switching power supply circuit according to the present invention includes a flyback transformer 52 including an exciting coil 52a, an output coil 52b, and a drive coil 52c, and a positive side terminal 11 of a DC power supply and the exciting coil 52a. The first switching element 36 is inserted, and the excitation coil 52a and the drive coil 52c having the same polarity are directly connected, and the output voltage is detected on the primary side of the flyback transformer 52. The output voltage detection unit is provided, the output voltage detected by the output voltage detection unit is compared with the reference voltage by the error detection unit, and the ON period of the first switching element 36 is determined by the switching control unit according to the magnitude of the error. It is the structure which controls.
[0015]
Hereinafter, a more detailed configuration of the switching power supply circuit of the present invention will be described.
In FIG. 1, a smoothing capacitor 13 is connected between a + side terminal 11 and a − side terminal 12 for connecting a DC power source. The + side terminal 11 is connected to the drain of the first switching element 36 (for example, a MOS • FET). The source of the first switching element 36 is connected to one end of the excitation coil 52a, and the other end of the excitation coil 52a. The end is connected to the negative terminal 12. One end of the drive coil 52c is directly connected to one end side of the exciting coil 52a, and the other end of the drive coil 52c is connected to the gate of the first switching element 36 via the resistor 38 and the capacitor 37. In addition, a starting resistor 35 is connected between the gate of the first switching element 36 and the positive terminal 11.
[0016]
A switching control unit 56, an error detection unit 57, and an output voltage detection unit 58 are sequentially connected between the first switching element 36 and the flyback transformer 52.
The switching control unit 56 is for controlling the switching operation of the first switching element 36. The gate and source of the first switching element 36 are the collector and emitter of the second switching element 39 such as a bipolar transistor. Each is connected. A capacitor 40 is connected between the base and the emitter of the second switching element 39, and a constant current element 41 is connected between the base of the second switching element 39 and the other end of the drive coil 52c. In parallel with the constant current element 41, a series circuit of a resistor 42 and a diode 43 is connected with the anode side of the diode 43 as the base side of the second switching element 39, and further in parallel with the capacitor 40, the resistor 44 And the series circuit of the charging current control transistor 45 are connected with the resistor 44 as the base side of the second switching element 39.
[0017]
The configuration of the output voltage detector 58 and the error detector 57 will be described.
A rectifying diode 51 and a smoothing capacitor 50 are connected between both ends of the exciting coil 52a. A series circuit of a voltage dividing resistor 48 and a resistor 49 is connected in parallel with the capacitor 50, and an output voltage detecting unit 58 is connected to the exciting coil 52a. It is configured.
The error detection unit 57 includes a Zener diode 46 and an error amplifier 47, and a negative input of the error amplifier 47 is connected to a connection point between the resistor 48 and the resistor 49. Further, the cathode side of the Zener diode 46 is connected to the + input of the error amplifier 47, and the anode side of the Zener diode 46 is connected to one end of the exciting coil 52a. The output of the error amplifier 47 is connected to the base of the charging current control transistor 45.
[0018]
A rectifying diode 53 and a smoothing capacitor 54 are connected to an output coil 52 b provided on the secondary side of the flyback transformer 52, and a load 55 is connected in parallel with the capacitor 54.
[0019]
The operation in such a configuration will be described with reference to FIG.
When a DC power source is applied between the + side terminal 11 and the − side terminal 12, a voltage is applied to the gate of the first switching element 36 via the starting resistor 35. Since this voltage is equal to or higher than the threshold voltage of the gate, the first switching element 36 is turned on at time t1 when it is applied, and a direct current is applied to the exciting coil 52a as shown in FIG. A voltage Vs substantially equal to the power supply is applied. At the same time, a voltage proportional to the voltage Vs of the exciting coil 52 a is generated in the drive coil 52 c and applied to the gate of the first switching element 36 via the resistor 38 and the capacitor 37. The ON state of the first switching element 36 is maintained by the gate voltage from the drive coil 52c. The voltage generated in the drive coil 52c is also applied to the capacitor 40 via the constant current element 41, whereby charging of the capacitor 40 is started. FIG. 2B shows a waveform of the charging voltage Vc of the capacitor 40. As shown in FIG. 2B, when the charging voltage Vc reaches the base-emitter voltage Vbe of the second switching element 39 at t2, the second switching element 39 is turned on, and the first switching element 36 is turned on. Therefore, the first switching element 36 is turned off. Here, the current Id flowing through the exciting coil 52a from when the first switching element 36 is turned on to when it is turned off has a waveform as shown in FIG.
[0020]
When the first switching element 36 is turned off at t2, the polarity of the voltages of the exciting coil 52a, the output coil 52b, and the drive coil 52c are reversed, and the output coil 52b is connected to the output side via the diode 53 as shown in FIG. A current Io as shown in FIG. During this time, a negative voltage as shown in FIG. 2A is generated in the exciting coil 52a. A similar negative voltage is also generated in the drive coil 52c. The negative voltage generated in the drive coil 52c is applied to the capacitor 40 via the resistor 42 and the diode 43, and the capacitor 40 starts charging with a reverse polarity. Here, the energy stored in the primary side of the transformer 52 continues to be released to the secondary side, and the current Io flowing through the output coil 52b gradually decreases as shown in FIG. When the discharge current becomes zero, the voltage is inverted again by the residual magnetic flux in the transformer 52, and a positive voltage is generated in the excitation coil 52a and the drive coil 52c. The positive voltage generated in the drive coil 52c is again applied to the gate of the first switching element 36 via the resistor 38 and the capacitor 37, whereby the first switching element 36 is turned on again. Then, as shown in FIG. 2B, the capacitor 40 starts charging toward + again. The period until the voltage of the capacitor 40 reaches the base-emitter voltage Vbe of the second switching element 39 is the ON period of the first switching element 36. In this way, power is supplied to the load 55 from the output coil 52b while automatically repeating ON / OFF.
[0021]
Next, an output voltage control method will be described. The output voltage Vo applied to the load 55 is obtained by rectifying and smoothing the voltage of the output coil 52b using the diode 53 and the capacitor 54. Conventionally, the output voltage Vo on the secondary side is directly detected and a photocoupler or the like is detected. The output voltage was controlled by feeding back to the primary side.
In contrast, the present invention controls the output voltage using the fact that the voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage of the primary side excitation coil 52a using the diode 51 and the capacitor 50 is proportional to the output voltage Vo. Yes.
[0022]
The capacitor 50 generates a voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage of the exciting coil 52a. The voltage generated in the capacitor 50 is substantially proportional to the output voltage Vo on the secondary side, and this voltage is divided using the resistors 48 and 49, and the divided voltage is converted into a Zener diode by the error amplifier 47. The difference is amplified and input to the base of the charge current control transistor 45. The charging current control transistor 45 has an impedance that varies linearly depending on the magnitude of the input to the base, and the charging speed of the capacitor 40 varies depending on the magnitude of the impedance.
[0023]
For example, when the output voltage Vo is lower than the set value, the voltage divided by using the resistors 48 and 49 is lower than the reference voltage of the Zener diode 46. , + Voltage is amplified and input, so that the impedance of the charging current control transistor 45 is reduced. When the impedance of the charging current control transistor 45 decreases, the ratio of the current from the constant current element 41 that flows through the resistor 44 and the charging current control transistor 45 increases, as shown by the one-dot chain line in FIG. The ratio of the current flowing through the capacitor 40 decreases. Then, since the time until the voltage of the capacitor 40 reaches the base-emitter voltage Vbe of the second switch element 39 becomes longer as t41, as a result, the ON period of the first switching element 36 becomes longer, The output voltage Vo increases.
[0024]
On the other hand, when the output voltage Vo is high, the voltage divided by the resistors 48 and 49 is higher than the reference voltage of the Zener diode 46, so that the base of the charging current control transistor 45 is- Since the voltage is amplified and input, the impedance of the charging current control transistor 45 increases. When the impedance of the charging current control transistor 45 increases, the proportion of the current from the constant current element 41 that flows through the resistor 44 and the charging current control transistor 45 decreases, as shown by the two-dot chain line in FIG. The ratio of flowing through the capacitor 40 increases. As a result, the time until the voltage of the capacitor 40 reaches the base-emitter voltage Vbe of the second switch element 39 is shortened to t42 time. As a result, the ON period of the first switching element 36 is shortened and the output voltage Vo Decrease.
In this way, by controlling the charging time of the capacitor 40, the ON period of the first switching element 36 is controlled, and the output voltage Vo is kept constant.
[0025]
In the above embodiment, the first switch element 36 is a MOS • FET, but the present invention is not limited to this and may be a bipolar transistor.
[0026]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the first switching element is inserted between the exciting coil and the DC power supply, the drive coil is directly connected to one end of the exciting coil, and the exciting coil corresponds to the output voltage on the secondary side. An output voltage detector that detects the detected voltage is provided, and an error detector that compares the voltage detected by the output voltage detector with a reference voltage is provided in the output voltage detector, and the switching controller is provided in the error detector. The time constant circuit of the switching control unit is varied based on the magnitude of the error voltage detected by the error detection unit to control the on / off of the second switching element and the output voltage is constant. Since the on-time of the first switching element is controlled so that the excitation coil and the drive coil are directly connected, there is no need to insulate, thus simplifying the flyback transformer Kill. Further, since the output voltage is detected on the primary side, an expensive element such as a photocoupler conventionally used for feedback from the secondary side is not required, and the circuit can be configured at low cost.
[0027]
According to the second aspect of the present invention, the switching control unit includes a bipolar transistor as a second switching element having a collector and an emitter connected to a gate and a source of a MOS-FET as the first switching element, respectively. A capacitor provided between the base and emitter of a bipolar transistor as a switching element, a constant current element provided between the base of the bipolar transistor as a second switching element and the drive coil, and a bipolar transistor as a second switching element And a charge current control transistor provided through a resistor between the base and emitter, and an error detection unit is coupled to the base of the charge current control transistor. The impedance changes accordingly. Since the current flowing through the capacitor among the currents from the current element is controlled, ON / OFF of the second switching element connected between the gate and the source of the first switching element is the base of the second switching element. The charging voltage of the capacitor provided between the emitters is determined, and the charging voltage changes the impedance of the charging current control transistor according to the magnitude of the output voltage. By controlling the current flowing through the capacitor, ON / OFF of the second switching element can be controlled, and as a result, switching of the first switching element can be controlled.
[0028]
According to the third aspect of the present invention, the output voltage detecting unit connects a series circuit of a rectifying diode and a smoothing capacitor between both ends of the exciting coil, and a voltage rectified and smoothed by the capacitor and the diode is connected by a resistor. Since the voltage obtained by voltage division is detected as the output voltage, a voltage proportional to the voltage supplied to the load on the secondary side can be obtained on the primary side.
[0029]
According to the fourth aspect of the present invention, the error detection unit includes a Zener diode and an error amplifier, and the error amplifier compares the output voltage detected by the output voltage detection unit with the reference voltage of the Zener diode. Since the error is output, the magnitude of the output voltage with respect to the reference voltage can be detected as the error.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of a switching power supply circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram of each part in the circuit of FIG.
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a conventional switching power supply circuit.
4 is a waveform diagram of each part in the circuit of FIG. 3;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... DC + side terminal, 12 ... DC- side terminal, 13 ... Smoothing capacitor, 14 ... 1st switching element, 15 ... Start-up resistor, 16 ... Capacitor, 17 ... Resistance, 18 ... 2nd switching element, 19 ... Capacitor, 20 ... photocoupler, 20a ... light receiving side, 20b ... light emitting side, 21 ... zener diode, 22 ... resistor, 23 ... resistor, 24 ... resistor, 25 ... diode, 26 ... capacitor, 27 ... snubber circuit, 28 ... fly Back transformer, 28a ... excitation coil, 28b ... output coil, 28c ... drive coil, 29 ... diode, 30 ... capacitor, 31 ... zener diode, 32 ... resistor, 33 ... resistor, 34 ... load, 35 ... starting resistor, 36 ... 1st switching element, 37 ... Capacitor, 38 ... Resistance, 39 ... 2nd switching element, 40 ... Capacitor, DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Constant current element, 42 ... Resistance, 43 ... Diode, 44 ... Resistance, 45 ... Charging current control transistor, 46 ... Zener diode, 47 ... Error amplifier, 48 ... Resistance, 49 ... Resistance, 50 ... Capacitor, 51 ... Diode, 52 ... Flyback transformer, 52a ... Excitation coil, 52b ... Output coil, 52c ... Drive coil, 53 ... Diode, 54 ... Capacitor, 55 ... Load, 56 ... Switching control unit, 57 ... Error detection unit, 58 ... Output Voltage detector.

Claims

A flyback transformer having an excitation coil and a drive coil on the primary side, and an output coil on the secondary side, and a self-excited oscillation by applying a voltage from the drive coil to excite the excitation coil In a switching power supply circuit comprising one switching element and a switching control unit for controlling the oscillation frequency of the first switching element, the first switching element is inserted between the excitation coil and a DC power source, and the excitation The drive coil is directly connected to one end of the coil, and the excitation coil is provided with an output voltage detection unit that detects a voltage corresponding to the output voltage on the secondary side. The output voltage detection unit is connected to the output voltage detection unit. An error detector that compares the detected voltage with a reference voltage is provided, and the error detector is coupled to the switching controller, Based on the magnitude of the error voltage detected by the difference detector, the time constant circuit of the switching controller is varied to control on / off of the second switching element so that the output voltage becomes constant. A switching power supply circuit characterized by controlling an on-time of a switching element.

The switching control unit includes a bipolar transistor as a second switching element in which a collector and an emitter are connected to the gate and source of a MOS • FET as the first switching element, and a base / emitter of the bipolar transistor as the second switching element. A capacitor provided therebetween, a constant current element provided between the base of the bipolar transistor as the second switching element and the drive coil, and a resistor between the base and emitter of the bipolar transistor as the second switching element A charge current control transistor provided, and an error detection unit is coupled to the base of the charge current control transistor. The impedance of the charge current control transistor varies depending on the magnitude of the error, and is constant. Current from current element Among them, the switching power supply circuit according to claim 1, characterized in that so as to control the current flowing through the capacitor.

The output voltage detection unit connects a series circuit of a rectifying diode and a smoothing capacitor between both ends of the exciting coil, and a voltage obtained by dividing the voltage rectified and smoothed by the capacitor and the diode with a resistor is used as an output voltage The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is detected.

The error detector is composed of a Zener diode and an error amplifier, and this error amplifier compares the output voltage detected by the output voltage detector with the reference voltage of the Zener diode and outputs the error. The switching power supply circuit according to claim 1, 2, or 3.