JP3861356B2 - Oscillator circuit - Google Patents

Description

【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで上述の図７に示す制御型発振回路においては、その発振周波数はキャパシタンス７６の値Ｃとインダクタンス７７の値Ｌによって決定される。ところがこの場合に、インダクタンス７７となるコイルは、いわゆるＩＣ（集積回路）内には形成することができない。
【０００７】
そこでこのようなコイルはＩＣに外付けされることになるが、このようなコイルをＩＣに外付けした場合には、まず外付けされたコイルからの輻射の問題が生じる。従ってこのような輻射の問題を解決するためには、いわゆるシールドケース等の輻射を遮断する手段を設けなくてはならず、部品コストや設置スペースの増大等の問題が新たに発生することになる。
【０００８】
また、発振周波数の調整を行う場合には、上述の回路では外付けのコイル＝インダクタンス７７の値Ｌを可変することになるが、このようなコイルの値を可変するためには極めて高い熟練度が必要とされ、その結果として製造コストの上昇を招くことになる。さらに発振周波数の自動調整を考えた場合には、上述の回路でコイルの値の変更は、例えば直流での制御には不適当である。
【０００９】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、従来の制御型発振回路では、コイルをＩＣに外付けするために輻射が発生し、部品コストや設置スペースの増大等の問題が生じると共に、外付けのコイル＝インダクタンスの値の調整が困難で、さらに自動調整には不適当であるというものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について説明するに、まず最初に本発明の発振回路の前提となる負性インピーダンス発生回路について説明する。そこで図３は、前提となる負性インピーダンス発生回路の一例の構成を示す接続図である。
【００１２】
この図３において、トランジスタ１ａ、１ｂからなる差動対が設けられる。そしてこれらのトランジスタ１ａ、１ｂのエミッタ間に、抵抗値Ｒ₁ の抵抗２１ａ、２１ｂと、容量値Ｃ₁ ／２のコンデンサ２２とが対称に設けられたインピーダンスが直列に接続されると共に、これらのエミッタがそれぞれ電流源３ａ、３ｂを通じて接地される。
【００１３】
また、それぞれ電圧値±Ｖ₁ の入力信号源４ａ、４ｂが、それぞれバッファ回路１０を構成するトランジスタ５ａ、５ｂのベース−エミッタ間を通じてトランジスタ１ａ、１ｂのベースに接続される。また、トランジスタ５ａ、５ｂのエミッタがそれぞれ電流源６ａ、６ｂを通じて接地される。さらにトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタが、互いにもう一方のトランジスタ１ａ、１ｂのベースに、それぞれトランジスタ５ａ、５ｂのベース−エミッタ間を通じて接続される。
【００１４】
従ってこの回路において、トランジスタ１ａ、１ｂの各ベースには、入力信号源４ａ、４ｂからの電圧値±Ｖ₁ の入力信号がそれぞれトランジスタ５ａ、５ｂのバッファ回路１０を通じて印加される。そしてこれらの印加電圧±Ｖ₁ が電流ｉ₁ に変換されるように電圧−電流変換回路２０が構成されている。なおバッファ回路１０は、直流シフト、及びトランジスタ１ａ、１ｂのベース方向の入力インピーダンスを上げる役割を兼ねているものである。
【００１５】
そこでこの回路において、例えば電圧値＋Ｖ₁ の入力信号源４ａから見た入力インピーダンスＺ₁ は、次の〔数２〕の式で表わされる。
【数２】

【００１６】
従ってこの図３の回路において、等価的に電圧値＋Ｖ₁ の入力信号に対して値−Ｒ₁ と−Ｃ₁ が直列に存在していることになる。ここでこの値−Ｒ₁ 、−Ｃ₁ を並列インピーダンスＺ_P の形で表現すると、この並列インピーダンスＺ_P は、次の〔数３〕の式で表わされる。
【数３】

【００１７】
従ってこの回路において、抵抗２１ａ、２１ｂの値−Ｒ₁ と、コンデンサ２２の値−Ｃ₁ ／２を用いてインダクタンスを形成することができるものである。
【００１８】
そこでさらに図４は、図３の負性インピーダンス回路を応用して負性キャパシタンス発生回路を形成した場合の一例の構成を示す。なお以下の説明で、上述の図３の回路と対応する部分には、同一符号を付して重複の説明を省略する。
【００１９】
この図４において、負性キャパシタンス発生回路は、上述の図３のトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタに、それぞれ抵抗値Ｒ₂ の抵抗２３ａ、２３ｂを対称に接続したものでる。
【００２０】
この場合に、キャパシタンス２２に流れる電流の値をｉ₁ として、例えば電圧値＋Ｖ₁ の入力信号源４ａから見た入力インピーダンスＺ_C は、次の〔数４〕の式で表わされる。
【数４】

【００２１】
そしてこの図４の回路において、Ｒ₁ ＝Ｒ₂ とした場合には、
Ｚ_C ＝−１／ＳＣ₁
となって、入力インピーダンスＺ_C は負のキャパシタンスのみとなり、負性キャパシタンス発生回路を形成することができる。
【００２２】
そこでこの負性キャパシタンス発生回路を、上述のコイルに代えてインダクタンスとして用いることにより、発振回路を形成することができる。
【００２３】
すなわち本発明においては、差動対を有し、差動対のエミッタ間にインピーダンスを接続して電圧−電流変換用コンダクタンスを形成し、差動対のコレクタ出力を互いにもう一方のベース入力へ帰還してエミッタ間に接続されたコンダクタンスを負性のインピーダンスとしてコレクタ負荷へ電流帰還することにより、差動対のコレクタ側から見た入力インピーダンスとして負性のインピーダンスを発生する負性インピーダンス発生回路を形成すると共に、差動対のコレクタ間に対称に抵抗とコンデンサによる１次のローパスフィルタを形成するコレクタ負荷を接続し、負性インピーダンス発生回路及びコレクタ負荷による開ループの伝達関数が２次のフィルタ特性を有し、且つその分母の１次の項がマイナスとなる値に各インピーダンスの係数比を定めることにより、コレクタ負荷に帰還される負性のインピーダンスをインダクタンスとして扱うようにしたことを特徴とするものである。
【００２４】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明による発振回路の一例の構成を示す接続図である。すなわち図１は、図４の負性キャパシタンス発生回路を用いて発振回路を形成した場合の一例の構成を示す。なお以下の説明で、上述の図３、図４の回路と対応する部分には、同一符号を付して重複の説明を省略する。
【００２５】
この図１において、本発明の発振回路は、上述の図４の負性キャパシタンス発生回路の差動対を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタに接続される抵抗２３ａ、２３ｂの他端を直接に電源Ｖ_CCに接続すると共に、これらのコレクタ間に容量値Ｃ₂ ／２のキャパシタンス７を接続したものである。またこれらのコレクタから、出力電圧値±Ｖ_O を取り出す出力端子８ａ、８ｂが導出される。
【００２６】
さらに図２は、説明のために上述の図１の回路のループを切り、抵抗２３ａ、２３ｂの他端間に入力電圧値±Ｖ_INの信号源９ａ、９ｂを設けた開ループの形で表したものである。
【００２７】
そこでこの図２において、入力Ｖ_IN、出力Ｖ_O の伝達関数Ｔ_[S] は、次の〔数５〕の式で表わされる。
【数５】

【００２８】
この〔数５〕に示す伝達関数Ｔ_[S] において、分母の第２項（２φＳ）に注目すると、この第２項がマイナスの場合（∴φ＜０）に、回路が発振することを示している。すなわちこのことは、〔数５〕に示した伝達関数Ｔ_[S] を逆ラプラス変換することによって明らかになる。
【００２９】
そこで次の〔数６〕は、〔数５〕に示した伝達関数Ｔ_[S] を逆ラプラス変換した結果の関数Ｖ_O(t)を示す。
【数６】

【００３０】
ここでこれらの〔数５〕及び〔数６〕において、上述の回路の発振条件は、φ＜０、θ² ＞０である。
【００３１】
そこでφ＜０を〔数５〕の式から求めると、次の〔数７〕の式となる。
【数７】

【００３２】
そしてこれらの条件式において、φ＜０、Ｃ₁,Ｃ₂,Ｒ₁,Ｒ₂ は全て正の数であることを考慮すると、次の〔数８〕の式となる。
【数８】

【００３３】
一方、上述の発振条件のθ² ＞０について考えると、〔数５〕の式において、ω_O ² ＝１／Ｃ₁ Ｃ₂ Ｒ₁ Ｒ₂ 、φ＝ω_O ／Ｑとおくと、〔数５〕の式の分母は次の〔数９〕の式のように表される。
【数９】

【００３４】
そしてこの条件式において、θ² ＞０の条件を満たすのは次の〔数１０〕の式となる。
【数１０】

【００３５】
従って、上述の回路を構成する素子の値Ｃ₁,Ｃ₂,Ｒ₁,Ｒ₂ 及びＱが、以上〔数７〕〔数８〕〔数１０〕の式を満たすとき、〔数５〕で表した伝達関数Ｔ_[S] において、分母の１次の項がマイナスとなり、回路が発振するものである。
【００３６】
こうしてこの回路において、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００３７】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路がＩＣ内に作り出せ、高価な外付け部品を必要としなくなる。また、キャリアーの純度があがるため各種検波器に使用した場合、Ｓ／Ｎ等の性能向上となる。また、発振回路が完全にＩＣ内に取り込まれるため、外部への副射等の問題がなくなる。これらの理由により結果として商品の性能向上、製造コストの削減、基板面積縮小などの利点をもたらすものである。
【００３８】
さらに図５及び図６は、本発明の発振回路の応用として、可変周波数発振回路を形成する場合の構成を示す。すなわちこれらの回路においては、上述の負性インピーダンス発生回路と、コレクタ負荷に関連して可変インピーダンス回路を設けて発振周波数を可変とするものである。
【００３９】
まず図５の回路においては、負性インピーダンス発生回路とコレクタ負荷との間にバランス型の電流制御回路を設けて可変インピーダンス回路とする。
【００４０】
すなわち図５において、負性インピーダンス発生回路を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタと、コレクタ負荷（抵抗２３ａ、２３ｂ、キャパシタンス７）との間にトランジスタ３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂからなるバランス型の電流制御回路３０を設ける。そしてこれらのトランジスタ３１ａと３２ａ、３１ｂと３２ｂのベース間に、制御電圧Ｖ_C の電圧源３３が接続される。
【００４１】
従ってこの回路において、制御電圧Ｖ_C を変化させることによって、回路を流れる信号電流ｉ₁ にある係数ｋを掛けてｉ₂ （＝ｋｉ₁ ）に変換させることができる。そしてこの変換によって、コレクタ負荷に付く負性インピーダンスを変化させることができる。
【００４２】
そこで、出力電圧Ｖ_O から見た負性インピーダンスＺ_C は次の〔数１１〕の式で表される。
【数１１】

【００４３】
従って、この場合の伝達関数Ｔ_C[S]＝Ｖ_O ／Ｖ_INは、次の〔数１２〕の式で表わされる。
【数１２】

【００４４】
そしてこの回路において、制御電圧Ｖ_C を変化させることによって、係数ｋが変化され、この変化によって発振周波数が変化されるものである。なお、このとき係数ｋの取り得る範囲は、φ＜０、Ｃ₁,Ｃ₂,Ｒ₁,Ｒ₂ は全て正の数であることを考慮すると、次の〔数１３〕の式で表わされる。
【数１３】

【００４５】
さらに図６の回路においては、上述のコレクタ負荷（キャパシタンス７）に並列に可変インピーダンス回路を設けるものである。
【００４６】
すなわち図６において、負性インピーダンス発生回路を構成するトランジスタ１ａ、１ｂのコレクタがそれぞれ抵抗値Ｒ₃ の抵抗４１ａ、４１ｂを通じてトランジスタ４２ａ、４２ｂのベースとコレクタに接続される。またこれらのトランジスタ４２ａ、４２ｂのエミッタが互いに接続される。そしてこの接続中点が制御電流Ｉ_C の電流源４３を通じて接地される。
【００４７】
従ってこの回路において、制御電流Ｉ_C を変化させることによって、例えば電流Ｉ_C を大きくするとトランジスタ４２ａ、４２ｂのエミッタ抵抗値が減少し、抵抗値Ｒ₃ の抵抗４１ａ、４１ｂがキャパシタンス７に並列に付加された値に近付くことになる。これによって可変インピーダンス回路４０が形成され、コレクタ負荷に付く負性インピーダンスを変化させることができる。
【００４８】
そこで、出力電圧Ｖ_O から見た負性インピーダンスＺ_D は次の〔数１４〕の式で表される。
【数１４】

【００４９】
従って、この場合の伝達関数Ｔ_D[S]＝Ｖ_O ／Ｖ_INは、次の〔数１５〕の式で表わされる。
【数１５】

【００５０】
そしてこの回路において、制御電流Ｉ_C を変化させることによって、可変インピーダンス回路４０の抵抗値は値Ｒ₃ から∞まで変化され、この変化によって発振周波数が変化されるものである。
【００５１】
なお、このとき抵抗値Ｒ₃ の取り得る範囲を考えると、条件として上述の〔数１５〕で表される伝達関数Ｔ_D[S]の分母の１次の項がマイナスであることから、Ｃ₁ Ｒ₁ ＋Ｃ₂ Ｒ₂ −Ｃ₁ Ｒ₂ （１−Ｒ₁ ／Ｒ₃ ）＜０である。ここで値Ｃ_1,Ｃ_2,Ｒ_1,Ｒ₂ は全て正の実数であることから、明らかに０＜（１−Ｒ₁ ／Ｒ₃ ）であることが必要条件である。さらにこれを書き換えるとＲ₃ ＞Ｒ₁ である。
【００５２】
従って抵抗値Ｒ₃ がＲ₁ ＜Ｒ₃ ＜∞の範囲で変化されされたとき、（１−Ｒ₁ ／Ｒ₃ ）は、０＜（１−Ｒ₁ ／Ｒ₃ ）＜１の値を取る。よって上述のＣ₁ Ｒ₁ ＋Ｃ₂ Ｒ₂ −Ｃ₁ Ｒ₂ （１−Ｒ₁ ／Ｒ₃ ）＜０の条件より、Ｒ₃ ＞Ｒ₁ ／（１−Ｒ₁ ／Ｒ₂ −Ｃ₂ ／Ｃ₁ ）でなくてはいけないことになる。
【００５３】
すなわち、Ｒ₁ ＜Ｒ₃ ＜∞の条件を満たすためには、１＞（Ｒ₁ ／Ｒ₂ −Ｃ₂ ／Ｃ₁ ）＞０を満たすことが、Ｃ_1,Ｃ_2,Ｒ_1,Ｒ₂ の条件であることがわかる。以上をまとめて次の〔数１６〕に示す。
【数１６】

【００５４】
こうしてこの回路において、上述の負性インピーダンス発生回路と、コレクタ負荷に関連して可変インピーダンス回路を設けることにより、発振周波数を可変とすることができるものである。
【００５５】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路の発振周波数を電圧コントロールすることが可能となるため、その応用範囲が広がり、ＰＬＬ回路や、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、及び周波数コンバートシステム等の幅広い用途への利用が可能であるなど、数多くの利点をもたらすものである。
【００５６】
【発明の効果】
以上詳述した本発明によれば、差動対のエミッタ間に接続されたインピーダンスを、電圧−電流変換回路を通してコレクタ間に電流帰還することにより負のインピーダンス回路を形成し、この負のインピーダンス回路を用いて発振回路を形成するようにしたものであって、これによれば、発振を行うインダクタンスをコイルを用いずに形成することができる。
【００５７】
これによって、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路がＩＣ内に作り出せ、高価な外付け部品を必要としなくなる。また、キャリアーの純度があがるため各種検波器に使用した場合、Ｓ／Ｎ等の性能向上となる。また、発振回路が完全にＩＣ内に取り込まれるため、外部への副射等の問題がなくなる。これらの理由により結果として商品の性能向上、製造コストの削減、基板面積縮小などの利点をもたらすものである。
【００５８】
また本発明によれば、従来、シリコンを用いたＩＣ（集積回路）では困難とされていた純度の高い発振回路の発振周波数を電圧コントロールすることが可能となるため、その応用範囲が広がり、ＰＬＬ回路や、ＡＭ復調器、ＦＭ復調器、及び周波数コンバートシステム等の幅広い用途への利用が可能であるなど、数多くの利点をもたらすものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適用される発振回路の一例の構成図である。
【図２】その説明のための回路図である。
【図３】本発明の説明のための負性インピーダンス発生回路の一例の構成図である。
【図４】本発明の説明のための負性キャパシタンス発生回路の一例の構成図である。
【図５】本発明の適用される制御型発振回路の一例の構成図である。
【図６】本発明の適用される制御型発振回路の他の例の構成図である。
【図７】従来の制御型発振回路の構成図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ 差動対を構成するトランジスタ、２１ａ，２１ｂ 抵抗、２２ キャパシタンス、２３ａ，２３ｂ 抵抗、３ａ，３ｂ 電流源、５ａ，５ｂ バッファ回路を構成するトランジスタ、６ａ，６ｂ 電流源、７ キャパシタンス、８ａ，８ｂ 出力端子、Ｖ_CC 電源、２０ 電圧−電流変換回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an oscillation circuit suitable for use in a controlled oscillator used in, for example, a radio receiver, a television receiver, a satellite broadcast receiver, a video recorder, a mobile communication device, and the like.
[0002]
[Prior art]
For example, in a control type oscillation circuit used in a television receiver, for example, a control type oscillation circuit as shown in FIG. 7 is conventionally used. That is, FIG. 7 shows a configuration of a conventional control type oscillation circuit.
[0003]
In FIG. 7, a differential pair composed of transistors 71 a and 71 b is provided, the emitters of these transistors 71 a and 71 b are connected to each other, and the midpoint of connection is grounded through a current source 72. The bases of the transistors 71a and 71b are grounded through current sources 73a and 73b, respectively.
[0004]
Further, the collectors of the transistors 71a and 71b are connected to the bases of the other transistors 71a and 71b through the emitter follower transistors 74a and 74b, respectively. The collectors of the transistors 71a and 71b are connected to the power supply V _CC through the resistors 75a and 75b, respectively, and a parallel circuit of a capacitance 76 and an inductance 77 is connected between these collectors.
[0005]
Therefore, in this circuit, when the value of the capacitance 76 is C and the value of the inductance 77 is L, oscillation is performed at the resonance frequency shown in the following [Equation 1].
[Expression 1]

[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, in the control type oscillation circuit shown in FIG. 7, the oscillation frequency is determined by the value C of the capacitance 76 and the value L of the inductance 77. However, in this case, the coil serving as the inductance 77 cannot be formed in a so-called IC (integrated circuit).
[0007]
Therefore, such a coil is externally attached to the IC. However, when such a coil is externally attached to the IC, there is a problem of radiation from the externally attached coil. Therefore, in order to solve such a radiation problem, it is necessary to provide a means for blocking radiation such as a so-called shield case, and new problems such as an increase in parts cost and installation space will occur. .
[0008]
When adjusting the oscillation frequency, the above-described circuit changes the value L of the external coil = inductance 77. However, in order to change the value of such a coil, the skill level is extremely high. As a result, the manufacturing cost increases. Furthermore, when automatic adjustment of the oscillation frequency is considered, the change of the coil value in the above-described circuit is inappropriate for control with, for example, direct current.
[0009]
This application has been made in view of the above points, and the problem to be solved is that in the conventional control type oscillation circuit, radiation is generated to externally attach the coil to the IC, and the component cost is reduced. In addition, there are problems such as an increase in installation space and the like, and it is difficult to adjust the value of the external coil = inductance, which is inappropriate for automatic adjustment.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
For this reason, in the present invention, a negative impedance circuit is formed by feeding back the impedance connected between the emitters of the differential pair between the collectors through the voltage-current conversion circuit, and using this negative impedance circuit. An oscillation circuit is formed, and according to this, an inductance for oscillating can be formed without using a coil.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described. First, a negative impedance generation circuit which is a premise of the oscillation circuit of the present invention will be described. Therefore, FIG. 3 is a connection diagram showing a configuration of an example of a negative impedance generating circuit as a premise.
[0012]
In FIG. 3, a differential pair composed of transistors 1a and 1b is provided. Between the emitters of the transistors 1a and 1b, impedances in which resistors 21a and 21b having a resistance value R ₁ and capacitors 22 having a capacitance value C _1/2 are provided symmetrically are connected in series. The emitters are grounded through current sources 3a and 3b, respectively.
[0013]
The input signal sources 4a and 4b having voltage values ± V ₁ are connected to the bases of the transistors 1a and 1b through the bases and emitters of the transistors 5a and 5b constituting the buffer circuit 10, respectively. The emitters of the transistors 5a and 5b are grounded through the current sources 6a and 6b, respectively. Further, the collectors of the transistors 1a and 1b are connected to the bases of the other transistors 1a and 1b through the bases and emitters of the transistors 5a and 5b, respectively.
[0014]
Accordingly, in this circuit, the input signals of the voltage value ± V ₁ from the input signal sources 4a and 4b are applied to the bases of the transistors 1a and 1b through the buffer circuits 10 of the transistors 5a and 5b, respectively. The voltage-current conversion circuit 20 is configured so that these applied voltages ± V ₁ are converted into current i ₁ . The buffer circuit 10 also serves to increase the input impedance in the base direction of the DC shift and the transistors 1a and 1b.
[0015]
Therefore, in this circuit, for example, the input impedance Z ₁ seen by the input signal source 4a of the voltage value + V ₁ is represented by the formula for [Equation 2].
[Expression 2]

[0016]
Therefore, in the circuit of FIG. 3, the values −R ₁ and −C ₁ exist equivalently in series with respect to the input signal having the voltage value + V ₁ . Wherein the value -R _1, when representing a -C ₁ in the form of a parallel impedance Z _P, the parallel impedance Z _P is represented by the formula for a Formula 3.
[Equation 3]

[0017]
Therefore, in this circuit, an inductance can be formed by using the value -R ₁ of the resistors 21a and 21b and the value -C _{1/2 of the} capacitor 22.
[0018]
Therefore, FIG. 4 further shows an example of a configuration in which a negative capacitance generation circuit is formed by applying the negative impedance circuit of FIG. In the following description, parts corresponding to those in the circuit of FIG. 3 described above are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0019]
In FIG. 4, negative capacitance generating circuit, the transistor 1a of FIG. 3 described above, the collector 1b, the out those that have been connected resistance R ₂ of the resistor 23a, and 23b symmetrically.
[0020]
In this case, assuming that the value of the current flowing through the capacitance 22 is i ₁ , for example, the input impedance Z _C viewed from the input signal source 4a having the voltage value + V ₁ is expressed by the following equation (4).
[Expression 4]

[0021]
In the circuit of FIG. 4, when R ₁ = R ₂ ,
Z _C = -1 / SC ₁
Thus, the input impedance Z _C is only negative capacitance, and a negative capacitance generation circuit can be formed.
[0022]
Therefore, an oscillation circuit can be formed by using this negative capacitance generation circuit as an inductance instead of the above-described coil.
[0023]
That is, in the present invention, a differential pair is provided, an impedance is connected between the emitters of the differential pair to form a voltage-current conversion conductance, and the collector outputs of the differential pair are fed back to the other base input. Then, a negative impedance generation circuit that generates a negative impedance as an input impedance viewed from the collector side of the differential pair is formed by feeding back the conductance connected between the emitters as a negative impedance to the collector load. In addition, a collector load that forms a first-order low-pass filter with a resistor and a capacitor is connected symmetrically between the collectors of the differential pair, and the open-loop transfer function by the negative impedance generation circuit and the collector load has a second-order filter characteristic. And the relationship of each impedance to a value in which the first-order term of the denominator is negative. By determining the ratio, it is characterized in that a negative impedance is fed back to the collector load was treated as an inductance.
[0024]
Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a connection diagram showing a configuration of an example of an oscillation circuit according to the present invention. That is, FIG. 1 shows an example of a configuration in which an oscillation circuit is formed using the negative capacitance generation circuit of FIG. In the following description, portions corresponding to the circuits in FIGS. 3 and 4 described above are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0025]
1, the oscillation circuit of the present invention directly supplies the other ends of resistors 23a and 23b connected to the collectors of transistors 1a and 1b constituting the differential pair of the negative capacitance generating circuit of FIG. while connected to V _CC, it is obtained by connecting a capacitance 7 of the capacitance value C _2/2 between these collectors. Further, output terminals 8a and 8b for extracting output voltage values ± V _O are derived from these collectors.
[0026]
Further, FIG. 2 is shown in the form of an open loop in which the circuit of FIG. 1 described above is cut for explanation, and signal sources 9a and 9b having input voltage values ± V _IN are provided between the other ends of the resistors 23a and 23b. It is a thing.
[0027]
Therefore, in FIG. 2, the transfer function T _[S] of the input V _IN and the output V _O is expressed by the following equation (5).
[Equation 5]

[0028]
In the transfer function T _[S] shown in _[ Equation 5], when attention is paid to the second term (2φS) of the denominator, it indicates that the circuit oscillates when the second term is negative (∴φ <0). ing. That is, this becomes clear by inverse Laplace transform of the transfer function T _[S] shown in [Equation 5].
[0029]
Therefore, the following [Equation 6] shows a function V _{O (t)} as a result of inverse Laplace transform of the transfer function T _[S] shown in [Equation 5].
[Formula 6]

[0030]
Here, in these [Equation 5] and [Equation 6], the oscillation conditions of the circuit described above are φ <0 and θ ² > 0.
[0031]
Therefore, if φ <0 is obtained from the formula [5], the following formula 7 is obtained.
[Expression 7]

[0032]
In these conditional expressions, considering that φ <0 and C ₁ , C ₂ , R ₁ , R ₂ are all positive numbers, the following expression (8) is obtained.
[Equation 8]

[0033]
On the other hand, when θ ² > 0 in the above-described oscillation condition is considered, in the formula [5], when ω _O ² = 1 / C ₁ C ₂ R ₁ R ₂ and φ = ω _O / Q, The denominator of the equation [5] is expressed as the following equation [9].
[Equation 9]

[0034]
In this conditional expression, the following expression (10) satisfies the condition of θ ² > 0.
[Expression 10]

[0035]
Therefore, when the values C ₁ , C ₂ , R ₁ , R ₂ and Q of the elements constituting the above circuit satisfy the formulas [Equation 7] [Equation 8] [Equation 10], In the transfer function T _{[S] shown} , the first-order term of the denominator becomes negative, and the circuit oscillates.
[0036]
Thus, in this circuit, a negative impedance circuit is formed by feeding back the impedance connected between the emitters of the differential pair between the collectors through the voltage-current conversion circuit, and an oscillation circuit is formed using this negative impedance circuit. According to this, the inductance for oscillating can be formed without using a coil.
[0037]
As a result, a high-purity oscillation circuit, which has conventionally been difficult with an IC (integrated circuit) using silicon, can be produced in the IC, and expensive external parts are not required. In addition, since the purity of the carrier is increased, performance such as S / N is improved when used for various detectors. In addition, since the oscillation circuit is completely taken into the IC, problems such as external secondary emission are eliminated. For these reasons, as a result, advantages such as improved product performance, reduced manufacturing costs, and reduced substrate area are brought about.
[0038]
Further, FIGS. 5 and 6 show a configuration in the case of forming a variable frequency oscillation circuit as an application of the oscillation circuit of the present invention. That is, in these circuits, the above-described negative impedance generation circuit and a variable impedance circuit are provided in association with the collector load to make the oscillation frequency variable.
[0039]
First, in the circuit of FIG. 5, a balanced current control circuit is provided between the negative impedance generation circuit and the collector load to form a variable impedance circuit.
[0040]
That is, in FIG. 5, a balanced current consisting of transistors 31a, 31b, 32a, 32b between the collectors of the transistors 1a, 1b constituting the negative impedance generating circuit and the collector load (resistors 23a, 23b, capacitance 7). A control circuit 30 is provided. A voltage source 33 of the control voltage V _C is connected between the bases of these transistors 31a and 32a, 31b and 32b.
[0041]
Therefore, in this circuit, by changing the control voltage V _C , the signal current i ₁ flowing through the circuit can be multiplied by a certain coefficient k to be converted into i ₂ (= ki ₁ ). By this conversion, the negative impedance applied to the collector load can be changed.
[0042]
Therefore, the negative impedance Z _C viewed from the output voltage V _O is expressed by the following equation (11).
[Expression 11]

[0043]
Accordingly, the transfer function T _{C [S]} = V _O / V _IN in this case is expressed by the following equation (Equation 12).
[Expression 12]

[0044]
In this circuit, the coefficient k is changed by changing the control voltage V _C, and the oscillation frequency is changed by this change. At this time, the possible range of the coefficient k is expressed by the following equation (13) considering that φ <0 and C ₁ , C ₂ , R ₁ and R ₂ are all positive numbers. .
[Formula 13]

[0045]
Furthermore, in the circuit of FIG. 6, a variable impedance circuit is provided in parallel with the collector load (capacitance 7) described above.
[0046]
That is, in FIG. 6, the transistor 1a constituting the negative impedance generating circuit, the resistor 41a of the collector of 1b each resistance value R _3, the transistor 42a, is connected to the base and collector of 42b through 41b. The emitters of these transistors 42a and 42b are connected to each other. The midpoint of connection is grounded through the current source 43 of the control current I _C.
[0047]
Therefore, in this circuit, for example, when the current I _C is increased by changing the control current I _C , the emitter resistance values of the transistors 42 a and 42 b are decreased, and the resistors 41 a and 41 b having the resistance value R ₃ are added in parallel with the capacitance 7. Will approach the value set. Thus, the variable impedance circuit 40 is formed, and the negative impedance attached to the collector load can be changed.
[0048]
Therefore, the negative impedance Z _D viewed from the output voltage V _O is expressed by the following equation (14).
[Expression 14]

[0049]
Accordingly, the transfer function T _{D [S]} = V _O / V _IN in this case is expressed by the following equation (15).
[Expression 15]

[0050]
And in this circuit, by changing the control current I _C, the resistance value of the variable impedance circuit 40 is changed from the value R ₃ to ∞, in which the oscillation frequency is changed by this change.
[0051]
Considering the possible range of the resistance value R _{3 at} this time, since the first-order term of the denominator of the transfer function T _{D [S]} expressed by the above [Formula 15] is negative as a condition, C _{1 R 1 + C 2 R 2} -C 1 R 2 (1-R 1 / R 3) < 0. Here, the values C _1, C _2, R _{1, and} R ₂ are all positive real numbers. Therefore, it is clearly necessary that 0 <(1−R ₁ / R ₃ ). Further rewriting, R ₃ > R ₁ .
[0052]
Therefore, when the resistance value R ₃ is changed in the range of R ₁ <R ₃ <∞, (1-R ₁ / R ₃ ) takes a value of 0 <(1-R ₁ / R ₃ ) <1. . Therefore, R ₃ > R ₁ / (1-R ₁ / R ₂ -C ₂ / C from the above-mentioned condition of C ₁ R ₁ + C ₂ R ₂ -C ₁ R ₂ (1-R ₁ / R ₃ ) <0. ₁ ) It must be.
[0053]
That is, in order to satisfy the condition of R ₁ <R ₃ <∞, satisfying 1> (R ₁ / R ₂ −C ₂ / C ₁ )> 0 satisfies C _1, C _2, R _1, R _2. It turns out that it is the conditions of. The above is summarized in the following [Equation 16].
[Expression 16]

[0054]
Thus, in this circuit, the oscillation frequency can be made variable by providing the above-described negative impedance generation circuit and the variable impedance circuit in relation to the collector load.
[0055]
As a result, it is possible to control the oscillation frequency of a high-purity oscillation circuit, which has heretofore been difficult with an IC (integrated circuit) using silicon, so that the application range is expanded, and a PLL circuit, AM It offers many advantages such as being usable in a wide range of applications such as a demodulator, FM demodulator, and frequency conversion system.
[0056]
【The invention's effect】
According to the present invention described in detail above, the negative impedance circuit is formed by feeding back the impedance connected between the emitters of the differential pair between the collectors through the voltage-current conversion circuit. Thus, an oscillation circuit is formed using this, and according to this, an inductance for oscillating can be formed without using a coil.
[0057]
As a result, a high-purity oscillation circuit, which has conventionally been difficult with an IC (integrated circuit) using silicon, can be produced in the IC, and expensive external parts are not required. In addition, since the purity of the carrier is increased, performance such as S / N is improved when used for various detectors. In addition, since the oscillation circuit is completely taken into the IC, problems such as external secondary emission are eliminated. For these reasons, as a result, advantages such as improved product performance, reduced manufacturing costs, and reduced substrate area are brought about.
[0058]
Further, according to the present invention, it is possible to control the voltage of the oscillation frequency of a high-purity oscillation circuit, which has conventionally been difficult with an IC (integrated circuit) using silicon. It provides many advantages such as being usable in a wide range of applications such as circuits, AM demodulator, FM demodulator, and frequency conversion system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an example of an oscillation circuit to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a circuit diagram for explanation.
FIG. 3 is a configuration diagram of an example of a negative impedance generation circuit for explaining the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of an example of a negative capacitance generation circuit for explaining the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of an example of a controlled oscillation circuit to which the present invention is applied.
FIG. 6 is a configuration diagram of another example of a control type oscillation circuit to which the present invention is applied.
FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional controlled oscillation circuit.
[Explanation of symbols]
1a, 1b Transistors constituting a differential pair, 21a, 21b resistors, 22 capacitances, 23a, 23b resistors, 3a, 3b current sources, 5a, 5b Transistors constituting buffer circuits, 6a, 6b Current sources, 7 capacitances, 8a , 8b Output terminal, V _CC power supply, 20 Voltage-current conversion circuit

Claims (5)

Having a differential pair,
An impedance is connected between the emitters of the differential pair to form a conductance for voltage-current conversion,
By feeding back the collector output of the differential pair to the other base input and feeding back the current connected to the collector load as a negative impedance of the conductance connected between the emitters,
While forming a negative impedance generation circuit that generates a negative impedance as an input impedance viewed from the collector side of the differential pair,
A collector load that forms a first-order low-pass filter with a resistor and a capacitor is connected symmetrically between the collectors of the differential pair,
By determining the coefficient ratio of each impedance to a value in which the open loop transfer function by the negative impedance generation circuit and the collector load has a second-order filter characteristic and the first-order term of the denominator is negative,
An oscillation circuit characterized in that the negative impedance fed back to the collector load is treated as an inductance . The oscillation circuit according to claim 1,
An oscillation circuit, wherein the negative impedance generation circuit is a negative capacitance generation circuit. The oscillation circuit according to claim 1,
Oscillating circuit, characterized in that it has a variable oscillation frequency in relation to the upper Symbol collector load providing a variable impedance circuit. The oscillation circuit according to claim 3, wherein
An oscillation circuit characterized in that a balanced current control circuit is provided between the negative impedance generation circuit and a collector load to form the variable impedance circuit. The oscillation circuit according to claim 3, wherein
An oscillation circuit comprising the variable impedance circuit in parallel with the collector load.

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