JP3856689B2

JP3856689B2 - Neutral point clamp type power converter controller

Info

Publication number: JP3856689B2
Application number: JP2001365926A
Authority: JP
Inventors: 木健太郎鈴; 村雅史中; 越昌彦塚
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2001-11-30
Filing date: 2001-11-30
Publication date: 2006-12-13
Anticipated expiration: 2021-11-30
Also published as: JP2003169480A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中性点クランプ式電力変換器の制御装置、特に中性点電位変動を抑制できる制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
中性点クランプ式電力変換器は公知である。図１４に公知の中性点クランプ式電力変換器の主回路構成例を示す。図１４において、中性点クランプ式電力変換器３は、ゲートターンオフサイリスタ等のスイッチング素子とそれら個々のスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードで構成されるアーム素子、並びに各相毎に一対のクランプダイオードを備えた中性点クランプ式３相ブリッジ回路として構成され、その直流端子は直流電力の授受を行うための直流端子Ｐ，Ｎに接続され、交流端子は交流電力の授受を行うための３相交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。直流端子Ｐ，Ｎ間には、端子間の直流電圧を正側直流電圧Ｖcpと負側直流電圧Ｖcnに分割するための直流コンデンサ１，２が直列に接続されている。両コンデンサ１，２の接続点が中性点Ｏを形成し、この中性点Ｏが中性点クランプ式電力変換器３の各相における正負一対のクランプダイオードの中間接続点に接続される。
【０００３】
図１４における中性点クランプ式電力変換器３自体の構成と動作態様は良く知られているので、ここではその詳細説明を省略する。中性点クランプ式電力変換器は、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接続された負荷に交流電力を供給する中性点クランプ式インバータとして用いられる場合と、交流端子を交流電源に接続し、直流端子に接続された負荷に直流電力を供給する中性点クランプ式コンバータとして用いられる場合とがある。しかし、両者は呼び方が異なるだけで、その構成や動作は共通であり、解決しようとする課題も共通しているため、本発明では両者を区別せずに中性点クランプ式電力変換器として扱う。また、図１４の２組の直流コンデンサ１，２の接続点である直流中性点Ｏも直流端子として引き出し、２分割された直流電源あるいは直流負荷に接続する場合もあるが、そのような構成のものも本発明の対象として含むものとする。
【０００４】
中性点クランプ式電力変換器の解決すべき技術課題の一つに、直流中性点電位変動の抑制技術がある。中性点クランプ式電力変換器では、図１４において、直流中性点Ｏを流れる中性点電流Ｉoは交流側周波数の３倍の周波数で正負に変動するという原理的な性質を持っている。この中性点電流Ｉoは直流コンデンサ１，２に分流し、一方の電圧を増加させ、他方の電圧を減少させる作用を及ぼす。すなわち、中性点電流Ｉoは両コンデンサの電圧をアンバランスにするように作用し、中性点電位は交流側周波数の３倍の周波数で変動することになる。中性点電位変動は正負コンデンサ電圧のアンバランスとして構成部品の耐圧上の問題となるだけでなく、交流側電圧波形へも影響を及ぼし、交流側電流の波形歪みの原因ともなる。
【０００５】
中性点電位変動を抑制する方法として、正負コンデンサ電圧の差を検出してフィードバック補正を行う方式が知られている。図１５は、フィードバック補正による中性点電位変動抑制制御を実施する装置の構成例（例えば、嶋村他「ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７、平成３年）を示すものである。
【０００６】
図１５の装置は、図１４の装置と同様の主回路構成の電力変換器３に中性点電位を抑制するための制御回路部を付加したものである。正側直流コンデンサ電圧Ｖcpおよび負側直流コンデンサ電圧Ｖcnをそれぞれ電圧検出器１０，１１によって検出し、検出された直流コンデンサ電圧Ｖcp，Ｖcnの差すなわち差電圧ΔＶpn＝Ｖcp−Ｖcnを減算器１２によって演算し、その差電圧を、増幅器１３を介して乗算器１５の第１の入力端子に入力する。他方、極性選択器１４により、３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊、および電流検出器２０，２１，２２によって検出された３相の変換器交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいて、電力変換器３の電力の流れの方向すなわち潮流方向を判断して、例えば電力が直流側から交流側へと流れているときは＋１の、その逆の場合は−１の極性信号Ｓpが求められ、乗算器１５の第２の入力端子に入力される。
【０００７】
乗算器１５は、増幅器１３からの差電圧ΔＶpn相当の信号に極性信号Ｓpの値を乗じて中性点電位変動を抑制するための補正量Ｖcmp＝ΔＶpn・Ｓpを生成する。この補正量Ｖcmpは３相の電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊に加算器１６，１７，１８を介して加算され、補正された３相の電圧指令Ｖuc^＊，Ｖvc^＊，Ｖwc^＊が生成され、３レベルＰＷＭ制御回路１９に送出される。３レベルＰＷＭ制御回路１９は入力された電圧指令Ｖuc^＊，Ｖvc^＊，Ｖwc^＊に基づき公知のやり方に従ってパルス幅変調制御を行い中性点クランプ式電力変換器３のスイッチング素子をオンオフ制御する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図１５の装置によって中性点電位変動を抑制し得ることは確かであるが、中性点電位変動を完全にゼロにするためには、理論上、増幅器１３のゲインを無限大にする必要があり、現実的には不可能である。有限のゲインとした場合には、中性点電位変動は運転力率等の電力変換器の運転状態によってその大きさが変化することになるが、総ての運転状態で中性点電位変動を許容値以下に抑制するためには、ゲインを大きくするか、直流コンデンサ１，２のキャパシタンスを大きくしておく必要がある。しかし、ゲインを大きくすると制御上の安定性を損なう虞があるだけでなく、補正量が過大となり、補正後の３相電圧指令Ｖuc^＊，Ｖvc^＊，Ｖwc^＊が可制御範囲を超えてしまうこともあり得る。他方、直流コンデンサ１，２のキャパシタンスを大きくすることは、電力変換装置としてコストアップにつながる。
【０００９】
そこで本発明は、総ての運転状態において中性点電位変動をある設定された値以下に抑制し得る、中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に係る発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装置は、電力変換器の直流端子間に直列に接続される一対の直流コンデンサの電圧差に基づいて両直流コンデンサの直列接続点に形成される中性点の電位が所定のリミット値を超えたかどうかを判定するリミット判定回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最高となる相の電圧指令が正側の最高値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の正側シフト電圧指令を出力する正側シフト回路と、３相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点で最低となる相の電圧指令が負側の最低値になるようなオフセット値を３相総ての電圧指令に加算して３相の負側シフト電圧指令を出力する負側シフト回路と、３相電圧指令、正側シフト電圧指令、および負側シフト電圧指令の各電圧指令に基づいてＰＷＭ制御を行ったと仮定した場合に発生する各中性点電流を３相電圧指令および３相交流電流から演算する中性点電流演算回路と、リミット判定回路および各中性点電流演算回路の出力信号を元に、中性点の電位がリミット値を超えてしまっている場合に、その中性点電位を所定のリミット値内に最も速く戻すことのできる中性点電流を発生する３相電圧指令を選択する電圧指令選択回路と、この電圧指令選択回路によって選択された３相電圧指令に従って３レベルＰＷＭ制御を行う３レベルＰＷＭ制御回路とを備えたことを特徴とする。この発明によれば、中性点の電位変動を設定されたリミット値以内に抑制することが可能となる。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、３レベルＰＷＭ制御回路とともに２レベルＰＷＭ制御回路を備え、中性点電位がリミット値を超えてしまっている場合に、３相電圧指令、正側シフト電圧指令および負側シフト電圧指令の各電圧指令のどれを用いても中性点電位をリミット値内に戻すことができない場合には、３レベルＰＷＭ制御回路に代えて２レベルＰＷＭ制御回路に切り換える手段を備えたことを特徴とする。２レベルＰＷＭ制御では中性点電流が発生しないため、この発明によれば、中性点電位はそのままの状態に保たれ、結果として設定されたリミット値近傍に保持することができる。
【００１２】
さらに、請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載の中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、中性点電流演算回路は各中性点電流を各３相電圧指令と３相交流電流指令から演算することを特徴とする。この発明によれば、交流電流指令を用いて中性点電流を演算することにより、電流検出器を備える必要がなくなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。本発明の実施の形態を示す図面において、図１５のものと同一の構成要素には同一の符号を付してその個々の説明は省略する。
【００１４】
＜第１の実施の形態＞
図１は本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。図１の装置には、図１５の装置に備えられていた増幅器１３、極性選択器１４、乗算器１５、および加算器１６，１７，１８が省略され、新たにリミット判定回路２３、正側シフト回路２４、負側シフト回路２５、中性点電流演算回路２６，２７，２８、および電圧指令選択回路２９を備えている。
【００１５】
電圧検出器１０，１１で検出された正負の直流電圧Ｖcp，Ｖcnに基づいて減算器１２により差電圧ΔＶpn＝Ｖcp−Ｖcnを求め、その差電圧を中性点電位としてリミット判定回路２３に入力する。リミット判定回路２３では差電圧ΔＶpnが、予め設定されたリミット値±Ｖnplimの範囲を超えているかどうかの判定を行い、超えている場合、その差電圧ΔＶpnをリミット信号Ｓlimとして出力する。すなわち、
ΔＶpn＜−Ｖnplim のとき、Ｓlim＝ΔＶpn＜０
−Ｖnplim≦ΔＶpn≦＋Ｖnplim のとき、Ｓlim＝０
ΔＶpn＞＋Ｖnplim のとき、Ｓlim＝ΔＶpn＞０
である。
【００１６】
正側シフト回路２４では、各パルス期間において、３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊のうちで最高値となる相、例えば図２に示す例ではＵ相電圧指令Ｖu^＊が正側の最高値になるようなオフセット値ΔＶp^＊（図２参照）を３相総ての電圧指令に加算して、図５に示す３相正側シフト電圧指令Ｖpu^＊，Ｖpv^＊，Ｖpw^＊を出力する。同様にして負側シフト回路２５では、３相の電圧指令のうちで最低値となる相、図２に示す例ではＷ相電圧指令Ｖw^＊が負側の最低値になるようなオフセット値ΔＶn^＊を３相総ての電圧指令に加算して、図７に示すような３相の負側シフト電圧指令Ｖnu^＊，Ｖnv^＊，Ｖnw^＊を出力する。
【００１７】
図２は、元の３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊の関係を示したものである。ここでは各電圧指令の谷および山のタイミングが同期した正および負の２つの三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２を用いて、三角波キャリア信号の谷および山のタイミングで３相電圧指令をサンプルホールドし、三角波キャリア信号の半周期毎に３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊に従って３レベルＰＷＭ制御を行う。
【００１８】
図３は図２の半周期間に発生する中性点電流を各相の出力電圧レベルが異なる４つの期間▲１▼〜▲４▼毎に示したものである。なお、ここでは期間▲１▼〜▲４▼の時間をそれぞれｔ_１〜ｔ_４と定義している。図３から３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊のうち出力電圧レベルがゼロ、つまり中性点Ｏに接続される相がある場合にのみ中性点電流が生じ、その大きさは中性点Ｏに接続される相の電流の合計値（ベクトル和）となることが分かる。
【００１９】
図４は空間ベクトル上における出力電圧ベクトルＵ，Ｖ，Ｗと期間▲１▼〜▲４▼の対応関係を表したものである。図３および図４から、期間▲１▼と▲４▼は空間ベクトル上での電圧ベクトルとしては同じであり、中性点電流の極性のみが逆になっていることが分かる。
【００２０】
図５は正側シフト回路２４が出力する３相正側シフト電圧指令Ｖpu^＊，Ｖpv^＊，Ｖpw^＊を３相電圧指令として３レベルＰＷＭ制御を行う場合の、三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖpu^＊，Ｖpv^＊，Ｖpw^＊を示したものである。図６は図５に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示したものである。
【００２１】
図７は負側シフト回路２５が発生する３相負側シフト電圧指令Ｖnu^＊，Ｖnv^＊，Ｖnw^＊を３相電圧指令として３レベルＰＷＭ制御を行う場合の、三角波キャリア信号Ｒ１，Ｒ２と３相電圧指令Ｖnu^＊，Ｖnv^＊，Ｖnw^＊の関係を示し、図８は図７に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示している。
【００２２】
図６と図８の比較から、正側シフト電圧指令Ｖpu^＊，Ｖpv^＊，Ｖpw^＊と負側シフト電圧指令Ｖnu^＊，Ｖnv^＊，Ｖnw^＊のいずれかを用いることにより、期間▲１▼と▲４▼で決まる電圧ベクトルのどちらか一方を選択的に出力できることが分かる。これは空間ベクトル上の電圧ベクトルとしての能力を変えることなく、中性点電流の極性を選択できることを意味する。したがって、中性点電位変動の状態に応じて正側シフト電圧指令か負側シフト電圧指令を適切に選択することにより、中性点電位変動を抑制することが可能となる。
【００２３】
中性点電流演算回路２６は、電流検出器２０，２１，２２によって検出された３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖu^＊｜Ｉu−｜Ｖv^＊｜Ｉv−｜Ｖw^＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２４】
同様に中性点電流演算回路２７は、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相正側シフト電圧指令Ｖpu^＊，Ｖpv^＊，Ｖpw^＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖpu^＊｜Ｉu−｜Ｖpv^＊｜Ｉv−｜Ｖpw^＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２５】
さらに中性点電流演算回路２８は、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉw、および絶対値として１に正規化された３相負側シフト電圧指令Ｖnu^＊，Ｖnv^＊，Ｖnw^＊から、中性点電流Ｉoを、
Ｉo＝−｜Ｖnu^＊｜Ｉu−｜Ｖnv^＊｜Ｉv−｜Ｖnw^＊｜Ｉw
なる式に従って演算する。
【００２６】
これらの式から求められる中性点電流Ｉoは、三角波キャリア信号半周期間に発生する中性点電流の平均値となる。演算された各中性点電流Ｉoとリミット判定回路２３が出力するリミット信号Ｓlimを元に、電圧指令選択回路２９は中性点電位を最も速くリミット値内に戻すことのできる３相電圧指令を選択する。３レベルＰＷＭ制御回路１９は、選択された３相電圧指令に従って中性点クランプ式電力変換器３の３レベルＰＷＭ制御を行う。
【００２７】
本実施の形態によれば、中性点クランプ式電力変換器の中性点電位変動を設定値以下に抑えることが可能となる。
【００２８】
＜第２の実施の形態＞
図９は本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第２の実施の形態を示すブロック図である。図１に示した第１の実施の形態との違いは、電圧指令選択回路２９の出力側に、３レベルＰＷＭ制御回路１９と２レベルＰＷＭ制御回路３０を併設するとともに、両ＰＷＭ制御回路１９，３０の出力側に電圧指令選択回路２９からの信号Ｓpwmに従っていずれか一方に切り換えるＰＷＭ制御切換回路３１を設けた点にある。２レベルＰＷＭ制御回路３０は、元の３相電圧指令Ｖu^＊，Ｖv^＊，Ｖw^＊に従って、図１０に示す２レベルＰＷＭ制御を行う。電圧指令選択回路２９により３種の３相電圧指令のうちのいずれを用いても、中性点電位をリミット値内に戻すことができないと判断された場合には、電圧指令選択回路２９から切換信号Ｓpwmを出力し、その切換信号ＳpwmによりＰＷＭ制御切換回路３１は中性点クランプ式電力変換器３に与えるスイッチング信号を、３レベルＰＷＭ制御回路１９の出力から２レベルＰＷＭ制御回路３０の出力に切り換える。図２の３レベルＰＷＭ制御の場合とは、三角波キャリア信号が正負別々ではなく、図１０に示すように正から負まで変化する単一のキャリア信号Ｒ０に変更されている点が異なる。
【００２９】
図１１は、図１０に対応する各期間毎に発生する中性点電流を示したものである。図１１から、全期間とも中性点電流は発生しないことが分かる。図１２は空間ベクトル上における出力電圧ベクトルＵ，Ｖ，Ｗと各期間の対応を表したものである。図４の３レベルＰＷＭ制御の場合と比較すると、図１２では中性点Ｏと外側の正６角形の頂点からなる大三角形を用いてＰＷＭ制御を行っており、大三角形の辺の中点に対応する電圧ベクトルを用いていないことが分かる。結果として、図１１に示すように中性点電流は発生しない。したがって、中性点電位変動がリミット値を超えた場合に、３種類の３相電圧指令のうちのいずれを用いても中性点電位変動が改善されない場合には、２レベルＰＷＭ制御回路３０に切り換えることにより、中性点電位変動をそれ以上悪化させずにリミット値近傍に保つことができる。
【００３０】
＜第３の実施の形態＞
図１３は、本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置における第３の実施の形態を示すブロック図である。この実施の形態は、図１に示す第１の実施の形態とは、中性点電流演算回路２６，２７，２８の演算に用いる３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwの代わりに、図示していない変換器制御装置内で求められる３相交流電流指令Ｉu^＊，Ｉv^＊，Ｉw^＊を用いている点が異なる。中性点クランプ式電力変換器では電流制御を行うのが一般的であり、その場合、３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwは３相交流電流指令Ｉu^＊，Ｉv^＊，Ｉw^＊に追従するように制御される。したがって、本実施の形態に従って３相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwの代わりに３相交流電流指令Ｉu^＊，Ｉv^＊，Ｉw^＊を用いても本発明の目的が十分に達成されることは明らかである。なお、図９に示した第２の実施の形態においても３相交流電流指令Ｉu^＊，Ｉv^＊，Ｉw^＊を用いて中性点電流の演算を行うことができる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、中性点電位変動が、設定されたリミット値を超えた場合に、中性点電位変動をそれ以上悪化させないように電力変換器を制御するので、電力変換器の運転状態にかかわらず中性点電位変動をある設定された値以下に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】３相電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令発生の関係を示す説明図。
【図３】図２の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図４】図２の各期間に対応する空間ベクトル上の出力電圧ベクトルを示すベクトル図。
【図５】３相正側シフト電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図６】図５の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図７】３相負側シフト電圧指令を用いて３レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図８】図７の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図９】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図１０】３相電圧指令を用いて２レベルＰＷＭ制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す説明図。
【図１１】図１０の各期間に対応する中性点電流を示す図表。
【図１２】図１０の各期間に対応する空間ベクトル上の出力電圧ベクトルを示すベクトル図。
【図１３】本発明による中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図１４】本発明が対象とする公知の中性点クランプ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図１５】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置の一構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１，２直流コンデンサ
３中性点クランプ式電力変換器
１０，１１電圧検出器
１２減算器
１３増幅器
１４極性選択器
１５乗算器
１６，１７，１８加算器
１９３レベルＰＷＭ制御回路
２０，２１，２２電流検出器
２３リミット判定回路
２４正側シフト回路
２５負側シフト回路
２６，２７，２８中性点電流演算回路
２９電圧指令選択回路
３０２レベルＰＷＭ制御回路
３１ＰＷＭ制御切換回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a neutral point clamp type power converter, and more particularly to a control device capable of suppressing neutral point potential fluctuation.
[0002]
[Prior art]
Neutral point clamp power converters are known. FIG. 14 shows a main circuit configuration example of a known neutral point clamp type power converter. In FIG. 14, a neutral point clamp type power converter 3 includes a switching element such as a gate turn-off thyristor, an arm element composed of a diode connected in reverse parallel to each switching element, and a pair of clamps for each phase. It is configured as a neutral-point clamped three-phase bridge circuit having a diode, and its DC terminal is connected to DC terminals P and N for transmitting and receiving DC power, and the AC terminal is 3 for transmitting and receiving AC power. It is connected to phase AC terminals U, V, W. Between the DC terminals P and N, DC capacitors 1 and 2 for dividing a DC voltage between the terminals into a positive DC voltage Vcp and a negative DC voltage Vcn are connected in series. A connection point of both capacitors 1 and 2 forms a neutral point O, and this neutral point O is connected to an intermediate connection point of a pair of positive and negative clamp diodes in each phase of the neutral point clamp type power converter 3.
[0003]
Since the configuration and operation mode of the neutral point clamp type power converter 3 itself in FIG. 14 are well known, detailed description thereof is omitted here. The neutral point clamp type power converter is used as a neutral point clamp type inverter that connects a DC terminal to a DC power source and supplies AC power to a load connected to the AC terminal. In some cases, it is used as a neutral point clamp type converter that connects and supplies DC power to a load connected to a DC terminal. However, they are only called differently, the configuration and operation are the same, and the problem to be solved is also common, so the present invention does not distinguish between the two as a neutral point clamp type power converter. deal with. Further, a DC neutral point O that is a connection point of the two sets of DC capacitors 1 and 2 in FIG. 14 is also drawn out as a DC terminal, and may be connected to a divided DC power source or a DC load. Are also included as objects of the present invention.
[0004]
One of the technical problems to be solved by the neutral point clamp type power converter is a technique for suppressing fluctuation of the DC neutral point potential. In the neutral point clamp type power converter, as shown in FIG. 14, the neutral point current Io flowing through the direct current neutral point O has a principle property that it fluctuates positively and negatively at a frequency three times the alternating frequency. The neutral point current Io is shunted to the DC capacitors 1 and 2 and has an effect of increasing one voltage and decreasing the other voltage. That is, the neutral point current Io acts to unbalance the voltages of both capacitors, and the neutral point potential fluctuates at a frequency three times the AC side frequency. The neutral point potential fluctuation not only causes a problem in the breakdown voltage of the component as an imbalance between the positive and negative capacitor voltages, but also affects the AC side voltage waveform and causes waveform distortion of the AC side current.
[0005]
As a method of suppressing neutral point potential fluctuation, a method of performing feedback correction by detecting a difference between positive and negative capacitor voltages is known. FIG. 15 shows a configuration example of a device that performs neutral point potential fluctuation suppression control by feedback correction (for example, Shimamura et al. “Balanced Control of DC Input Capacitor Voltage of NPC Inverter”, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group Material SPC-91). -37, 1991).
[0006]
The device of FIG. 15 is obtained by adding a control circuit unit for suppressing the neutral point potential to the power converter 3 having the same main circuit configuration as the device of FIG. The positive DC capacitor voltage Vcp and the negative DC capacitor voltage Vcn are detected by the voltage detectors 10 and 11, respectively, and the difference between the detected DC capacitor voltages Vcp and Vcn, that is, the difference voltage ΔVpn = Vcp−Vcn is calculated by the subtractor 12. Then, the difference voltage is input to the first input terminal of the multiplier 15 via the amplifier 13. On the other hand, based on the three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* and the three-phase converter alternating currents Iu, Iv, Iw detected by the current detectors 20, 21, 22 by the polarity selector 14, The direction of power flow of the power converter 3, that is, the direction of power flow, is determined. For example, when the power is flowing from the DC side to the AC side, the polarity signal Sp is +1, and vice versa. , And input to the second input terminal of the multiplier 15.
[0007]
The multiplier 15 multiplies the signal corresponding to the difference voltage ΔVpn from the amplifier 13 by the value of the polarity signal Sp to generate a correction amount Vcmp = ΔVpn · Sp for suppressing the neutral point potential fluctuation. This correction amount Vcmp is added to the three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* via adders 16, 17, 18 to generate corrected three-phase voltage commands Vuc ^* , Vvc ^* , Vwc ^*. And sent to the three-level PWM control circuit 19. The three-level PWM control circuit 19 performs pulse width modulation control according to a known method based on the input voltage commands Vuc ^* , Vvc ^* , and Vwc ^* , and performs on / off control of the switching elements of the neutral point clamp type power converter 3.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
Although it is certain that the neutral point potential fluctuation can be suppressed by the apparatus of FIG. 15, in order to make the neutral point potential fluctuation completely zero, it is theoretically necessary to make the gain of the amplifier 13 infinite. Yes, practically impossible. In the case of a finite gain, the magnitude of the neutral point potential fluctuation varies depending on the operating state of the power converter, such as the driving power factor. In order to suppress it below the allowable value, it is necessary to increase the gain or increase the capacitance of the DC capacitors 1 and 2. However, if the gain is increased, not only the stability in control may be impaired, but also the correction amount becomes excessive, and the corrected three-phase voltage commands Vuc ^* , Vvc ^* , Vwc ^* exceed the controllable range. There is also a possibility. On the other hand, increasing the capacitance of the DC capacitors 1 and 2 leads to an increase in cost as a power conversion device.
[0009]
Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for a neutral point clamp type power converter capable of suppressing a neutral point potential fluctuation to a predetermined value or less in all operating states.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a control device for a neutral point clamp type power converter according to claim 1 is based on a voltage difference between a pair of DC capacitors connected in series between DC terminals of a power converter. A limit determination circuit that determines whether or not the potential of the neutral point formed at the series connection point of both DC capacitors exceeds a predetermined limit value, and the highest at a specific phase point of the triangular wave carrier signal among the three-phase voltage commands A positive-side shift circuit that outputs a three-phase positive-side shift voltage command by adding an offset value so that the voltage command of the phase becomes the positive-side maximum value to all three-phase voltage commands, and a three-phase voltage command Of the three-phase negative shift voltage command by adding an offset value to the voltage command for all three phases so that the voltage command for the lowest phase at the specific phase point of the triangular wave carrier signal becomes the lowest value on the negative side. A negative shift circuit that outputs Each neutral point current generated when it is assumed that PWM control is performed based on the voltage commands of the phase voltage command, the positive side shift voltage command, and the negative side shift voltage command is obtained from the three phase voltage command and the three phase AC current. If the neutral point potential exceeds the limit value based on the neutral point current calculation circuit to be calculated and the output signals of the limit judgment circuit and each neutral point current calculation circuit, the neutral point potential A voltage command selection circuit that selects a three-phase voltage command that generates a neutral point current that can be returned most quickly within a predetermined limit value, and a three-level PWM according to the three-phase voltage command selected by the voltage command selection circuit And a three-level PWM control circuit for performing control. According to the present invention, it is possible to suppress the potential fluctuation at the neutral point within the set limit value.
[0011]
According to a second aspect of the present invention, the neutral point clamp type power converter control device according to the first aspect includes a two-level PWM control circuit together with a three-level PWM control circuit, and the neutral point potential exceeds a limit value. If the neutral point potential cannot be returned to the limit value using any of the three-phase voltage command, the positive shift voltage command, and the negative shift voltage command, A means for switching to a two-level PWM control circuit instead of the three-level PWM control circuit is provided. Since the neutral point current is not generated in the two-level PWM control, according to the present invention, the neutral point potential is maintained as it is, and can be maintained in the vicinity of the set limit value as a result.
[0012]
Furthermore, the invention according to claim 3 is the neutral point clamp type power converter control device according to claim 1 or 2, wherein the neutral point current calculation circuit converts each neutral point current to each three-phase voltage. It calculates from a command and a three-phase alternating current command. According to this invention, it is not necessary to provide a current detector by calculating the neutral point current using the alternating current command.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the drawings showing the embodiment of the present invention, the same components as those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals and their description will be omitted.
[0014]
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a control device for a neutral point clamp type power converter according to the present invention. In the apparatus of FIG. 1, the amplifier 13, the polarity selector 14, the multiplier 15, and the adders 16, 17, and 18 provided in the apparatus of FIG. 15 are omitted, and a limit determination circuit 23, a positive shift, and the like are newly added. A circuit 24, a negative shift circuit 25, a neutral point current calculation circuit 26, 27, 28, and a voltage command selection circuit 29 are provided.
[0015]
Based on the positive and negative DC voltages Vcp and Vcn detected by the voltage detectors 10 and 11, the subtractor 12 obtains a difference voltage ΔVpn = Vcp−Vcn, and inputs the difference voltage to the limit determination circuit 23 as a neutral point potential. . The limit determination circuit 23 determines whether or not the difference voltage ΔVpn exceeds a preset limit value ± Vnplim, and if so, outputs the difference voltage ΔVpn as a limit signal Slim. That is,
When ΔVpn <−Vnplim, Slim = ΔVpn <0
When −Vnplim ≦ ΔVpn ≦ + Vnplim, Slim = 0
When ΔVpn> + Vnplim, Slim = ΔVpn> 0
It is.
[0016]
In the positive shift circuit 24, the phase having the highest value among the three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* in each pulse period, for example, the U-phase voltage command Vu ^{* in} the example shown in FIG. The offset value ΔVp ^* (see FIG. 2) that gives the maximum value is added to the voltage command for all three phases, and the three-phase positive shift voltage commands Vpu ^* , Vpv ^* , and Vpw ^* shown in FIG. 5 are output. . Similarly, in the negative shift circuit 25, the offset value ΔVn ^* that makes the lowest value of the three-phase voltage commands, and in the example shown in FIG. 2, the W-phase voltage command Vw ^* becomes the negative minimum value ^. Are added to the voltage commands for all three phases, and the three-phase negative shift voltage commands Vnu ^* , Vnv ^* , Vnw ^* as shown in FIG. 7 are output.
[0017]
2, the original three-phase voltage commands Vu ^*, Vv ^*, Vw ^* triangular wave carrier signal R1 for performing three-level PWM control using, R2 and 3-phase voltage commands Vu ^*, Vv ^*, Vw ^* of the relationship Is shown. Here, using two positive and negative triangular wave carrier signals R1, R2 in which the timing of the valley and peak of each voltage command are synchronized, the three-phase voltage command is sampled and held at the timing of the valley and peak of the triangular wave carrier signal, and the triangular wave Three-level PWM control is performed in accordance with the three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^{* for} each half cycle of the carrier signal.
[0018]
FIG. 3 shows the neutral point current generated during the half cycle of FIG. 2 in four periods {circle around (1)} to {circle around (4)} in which the output voltage levels of the respective phases are different. Here, the times of periods {circle around (1)} to {circle around (4)} are defined as t ₁ to t ₄ , respectively. From FIG. 3, the neutral point current is generated only when the output voltage level of the three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* is zero, that is, when there is a phase connected to the neutral point O, and the magnitude thereof is medium. It turns out that it becomes the total value (vector sum) of the electric current of the phase connected to the sex point O.
[0019]
FIG. 4 shows the correspondence between the output voltage vectors U, V, W on the space vector and the periods (1) to (4). 3 and 4, it can be seen that the periods {circle around (1)} and {circle around (4)} are the same as the voltage vector on the space vector, and only the polarity of the neutral point current is reversed.
[0020]
FIG. 5 shows triangular wave carrier signals R1, R2 and three phases when three-level PWM control is performed using the three-phase positive shift voltage commands Vpu ^* , Vpv ^* , Vpw ^* output from the positive shift circuit 24 as the three-phase voltage commands. The voltage commands Vpu ^* , Vpv ^* , Vpw ^* are shown. FIG. 6 shows the neutral point current generated for each period corresponding to FIG.
[0021]
FIG. 7 shows triangular wave carrier signals R1, R2 and three-phase when three-level PWM control is performed using the three-phase negative shift voltage commands Vnu ^* , Vnv ^* , Vnw ^* generated by the negative shift circuit 25 as the three-phase voltage commands. The relationship between the voltage commands Vnu ^* , Vnv ^* and Vnw ^* is shown, and FIG. 8 shows the neutral point current generated for each period corresponding to FIG.
[0022]
From the comparison between FIG. 6 and FIG. 8, by using any one of the positive side shift voltage commands Vpu ^* , Vpv ^* , Vpw ^* and the negative side shift voltage commands Vnu ^* , Vnv ^* , Vnw ^* , the periods ▲ 1 ▼ and ▲ It can be seen that either one of the voltage vectors determined by 4 ▼ can be selectively output. This means that the polarity of the neutral point current can be selected without changing the capability as a voltage vector on the space vector. Therefore, it is possible to suppress the neutral point potential fluctuation by appropriately selecting the positive side shift voltage command or the negative side shift voltage command according to the state of the neutral point potential fluctuation.
[0023]
The neutral point current calculation circuit 26 is a three-phase AC current Iu, Iv, Iw detected by the current detectors 20, 21, 22, and a three-phase voltage command Vu ^* , Vv ^* normalized to 1 as an absolute value ^. , Vw ^* , neutral point current Io,
Io = − | Vu ^* | Iu− | Vv ^* | Iv− | Vw ^* | Iw
It calculates according to the following formula.
[0024]
Similarly, the neutral point current calculation circuit 27 generates a neutral signal from the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw and the three-phase positive shift voltage commands Vpu ^* , Vpv ^* , Vpw ^* normalized to 1 as absolute values. The point current Io is
Io = − | Vpu ^* | Iu− | Vpv ^* | Iv− | Vpw ^* | Iw
It calculates according to the following formula.
[0025]
Further, the neutral point current calculation circuit 28 generates a neutral point from the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw and the three-phase negative shift voltage commands Vnu ^* , Vnv ^* , Vnw ^* normalized to 1 as absolute values. The current Io,
Io = − | Vnu ^* | Iu− | Vnv ^* | Iv− | Vnw ^* | Iw
It calculates according to the following formula.
[0026]
The neutral point current Io obtained from these equations is an average value of the neutral point currents generated during a half cycle of the triangular wave carrier signal. Based on the calculated neutral point currents Io and the limit signal Slim output from the limit determination circuit 23, the voltage command selection circuit 29 generates a three-phase voltage command that can return the neutral point potential to the limit value the fastest. select. The three-level PWM control circuit 19 performs three-level PWM control of the neutral point clamp type power converter 3 in accordance with the selected three-phase voltage command.
[0027]
According to the present embodiment, it is possible to suppress the neutral point potential fluctuation of the neutral point clamp type power converter below the set value.
[0028]
<Second Embodiment>
FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of the control device for the neutral point clamp type power converter according to the present invention. The difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that a three-level PWM control circuit 19 and a two-level PWM control circuit 30 are provided on the output side of the voltage command selection circuit 29, and both the PWM control circuits 19, 30 is provided with a PWM control switching circuit 31 for switching to either one in accordance with a signal Spwm from the voltage command selection circuit 29. The two-level PWM control circuit 30 performs the two-level PWM control shown in FIG. 10 in accordance with the original three-phase voltage commands Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* . When the voltage command selection circuit 29 determines that the neutral point potential cannot be returned to the limit value using any of the three types of three-phase voltage commands, the voltage command selection circuit 29 switches the voltage command selection circuit 29. The signal Spwm is output, and the PWM control switching circuit 31 changes the switching signal given to the neutral point clamp type power converter 3 from the output of the 3-level PWM control circuit 19 to the output of the 2-level PWM control circuit 30 by the switching signal Spwm. Switch. 2 is different from the case of the three-level PWM control in that the triangular wave carrier signal is not separately positive and negative, but is changed to a single carrier signal R0 that changes from positive to negative as shown in FIG.
[0029]
FIG. 11 shows the neutral point current generated for each period corresponding to FIG. It can be seen from FIG. 11 that neutral point current does not occur during the entire period. FIG. 12 shows the correspondence between the output voltage vectors U, V, and W on the space vector and each period. Compared with the case of the three-level PWM control of FIG. 4, in FIG. 12, PWM control is performed using a large triangle consisting of a neutral point O and the apex of an outer regular hexagon. It can be seen that the corresponding voltage vector is not used. As a result, no neutral point current is generated as shown in FIG. Therefore, when the neutral point potential fluctuation exceeds the limit value, if the neutral point potential fluctuation is not improved by using any of the three types of three-phase voltage commands, the two-level PWM control circuit 30 is set. By switching, neutral point potential fluctuation can be kept near the limit value without further deterioration.
[0030]
<Third Embodiment>
FIG. 13: is a block diagram which shows 3rd Embodiment in the control apparatus of the neutral point clamp type | mold power converter by this invention. This embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 1 in place of the three-phase AC currents Iu, Iv, Iw used for the calculation of the neutral point current calculation circuits 26, 27, 28. The difference is that the three-phase alternating current commands Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* required in the converter control apparatus are not used. In the neutral point clamp type power converter, current control is generally performed. In this case, the three-phase AC currents Iu, Iv, Iw follow the three-phase AC current commands Iu ^* , Iv ^* , Iw ^*. Controlled. Therefore, it is apparent that the object of the present invention can be sufficiently achieved even if the three-phase alternating current commands Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* are used instead of the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw according to the present embodiment. is there. In the second embodiment shown in FIG. 9, the neutral point current can be calculated using the three-phase alternating current commands Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* .
[0031]
【The invention's effect】
According to the present invention, when the neutral point potential fluctuation exceeds the set limit value, the power converter is controlled so as not to further deteriorate the neutral point potential fluctuation. Regardless of this, the neutral point potential fluctuation can be suppressed to a predetermined value or less.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a control device for a neutral point clamp type power converter according to the present invention;
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a relationship between a triangular wave carrier signal and voltage command generation when three-level PWM control is performed using a three-phase voltage command.
3 is a chart showing neutral point currents corresponding to the periods in FIG.
4 is a vector diagram showing an output voltage vector on a space vector corresponding to each period of FIG. 2;
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a relationship between a triangular wave carrier signal and a voltage command when three-level PWM control is performed using a three-phase positive shift voltage command.
6 is a chart showing neutral point currents corresponding to the periods shown in FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a relationship between a triangular wave carrier signal and a voltage command when three-level PWM control is performed using a three-phase negative shift voltage command.
8 is a chart showing neutral point currents corresponding to the periods shown in FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of a neutral point clamp type power converter control device according to the present invention;
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a relationship between a triangular wave carrier signal and a voltage command when two-level PWM control is performed using a three-phase voltage command.
11 is a chart showing neutral point currents corresponding to the respective periods in FIG.
12 is a vector diagram showing an output voltage vector on a space vector corresponding to each period of FIG.
FIG. 13 is a block diagram showing a third embodiment of a control device for a neutral point clamp type power converter according to the present invention;
FIG. 14 is a connection diagram showing a main circuit configuration of a known neutral point clamp type power converter to which the present invention is applied;
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of a conventional neutral point clamp type power converter control device;
[Explanation of symbols]
1, 2 DC capacitor 3 Neutral point clamp type power converter 10, 11 Voltage detector 12 Subtractor 13 Amplifier 14 Polarity selector 15 Multiplier 16, 17, 18 Adder 19 3-level PWM control circuit 20, 21, 22 Current detector 23 Limit determination circuit 24 Positive shift circuit 25 Negative shift circuit 26, 27, 28 Neutral point current calculation circuit 29 Voltage command selection circuit 30 Two-level PWM control circuit 31 PWM control switching circuit

Claims

Based on the voltage difference between a pair of DC capacitors connected in series between the DC terminals of the power converter, determine whether the potential at the neutral point formed at the series connection point of both DC capacitors has exceeded a predetermined limit Limit judgment circuit to be added, and an offset value is added to the voltage command for all three phases so that the voltage command of the phase that is highest at a specific phase point of the triangular wave carrier signal among the three-phase voltage commands becomes the highest value on the positive side Thus, the positive side shift circuit that outputs the three-phase positive side shift voltage command, and the voltage command of the phase that becomes the lowest at a specific phase point of the triangular wave carrier signal among the three phase voltage commands becomes the lowest value on the negative side. A negative shift circuit for adding a negative offset value to all three phase voltage commands and outputting a three-phase negative shift voltage command, the three-phase voltage command, the positive shift voltage command, and the negative shift voltage command Based on each voltage command A neutral point current calculation circuit for calculating each neutral point current generated when it is assumed that WM control is performed from the three-phase voltage command and the three-phase alternating current; the limit determination circuit; and each neutral point current calculation circuit When the neutral point potential exceeds the limit value based on the output signal, the neutral point current that can return the neutral point potential within the predetermined limit value the fastest is generated. A neutral voltage neutralizing circuit comprising: a voltage command selection circuit that selects a three-phase voltage command to be performed; and a three-level PWM control circuit that performs three-level PWM control according to the three-phase voltage command selected by the voltage command selection circuit. Control device for point clamp type power converter.

The neutral point clamp type power converter control device according to claim 1, comprising a two-level PWM control circuit together with the three-level PWM control circuit, and when the neutral point potential exceeds a limit value, When the neutral point potential cannot be returned to the limit value using any of the three-phase voltage command, the positive shift voltage command, and the negative shift voltage command, the three-level PWM control circuit A control device for a neutral point clamp type power converter, comprising means for switching to a two-level PWM control circuit instead.

3. The control device for a neutral point clamp type power converter according to claim 1 or 2, wherein the neutral point current calculation circuit calculates each neutral point current from each three-phase voltage command and three-phase alternating current command. A control device for a neutral point clamp type power converter.