JP3847222B2 - Method and apparatus for removing noise spikes - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、AC成分をもつ電気信号からノイズスパイクを除去するための方法と装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
電気信号には、その信号の処理中や使用中において不具合の原因となるノイズスパイクが発生する場合がある。無線(radio)振幅変調(AM)信号に対する自動車エンジンの電子的妨害(electronic interference)によるノイズスパイクなどがその一例である。このようなノイズスパイクは、AMカーラジオに装備のラウドスピーカーの出力信号に障害を引き起こす。
【0003】
このノイズスパイクの除去については、これまでにも多くの出願において解決が試みられている。
【0004】
例えば米国特許US-A-4 965 800号では、低電圧閾値と高電圧閾値を使用して2値における低値状態と高値状態とをそれぞれ識別し、スパイクによって生じた信号の誤りを検出するためのスパイク検出器を備えたデジタル式信号欠損検出装置(a digital signal fault detector)が開示されている。通常のスパイクのないパルス信号は、スパイク時間(spike time)よりも長いパルス時間をもつと推定される。このスパイク検出器は、入力信号を低高いずれかの状態に識別するための高電圧閾値と低電圧閾値と、前記の2値の低値状態や高値状態の持続時間を測定して所定のスパイク時間と比較する手段と、前記の2値の低値状態、または、高値状態の持続時間(duration)が前記のスパイク時間よりも短い場合にスパイクの発生を検出する手段とから成る。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記の米国特許US-A-4 965 800号に開示されるスパイク検出器では、入力信号における強度の変化に対応することができない。その結果、弱い入力信号の識別が正確に実行できず、スパイクを検出できない可能性がある。
【0006】
前記のような問題点は、その信号の2値の高低状態で識別するデジタル入力信号を処理する際にはさほど支障を生じないのであるが、AM無線信号など振幅が変調されるアナログ信号を処理する場合には、深刻な問題となってしまう。
【0007】
このため、本発明の目的は、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項1から請求項12にそれぞれ記載するように、ノイズスパイクを除去するための方法と装置を提供する。また、本発明の実施形態については、それぞれ従属形式の請求項に示す。
【0009】
本発明はその第1の特徴(aspect)により、入力信号の真の実効値(actual rms value)を定し、その入力信号をローパスフィルタ処理し、真の実効値の関数として変動オフセット値(variableoffset)を生成し、さらに、この変動オフセット値を後述のローパスフィルタ処理された信号に重畳することで変動閾値(variable threshold)を生成し、前記の入力信号がこの変動閾値を超えるとスパイク検出信号を発生して、このスパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理(無効にする)するような方法を提供する。
【0010】
入力信号の真の実効値に依存する変動オフセット値を利用したり、ローパスフィルタ処理した入力信号に変動オフセット値を重畳して得られる変動閾値を作成することで、前記の閾値つまりスパイク検出性能(performance)を、入力信号の強度変化に適合させることができる。前記の変動オフセット値は入力信号そのものではなくローパスフィルタ処理した入力信号に重畳されるため、前記の閾値は、そこから一定の隔たりをもつ入力信号の振幅にほぼ追従するであって、入力信号に引き起こされたスパイクに追従するものではない。その結果、変化しない閾値を利用した場合とは異なり、入力信号の実強度の強弱に関係なくスパイクを完全に検出することが可能なのである。
【0011】
検出したノイズスパイクを除去するには、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理すればよい。
【0012】
本発明はその第2の特徴により、AC成分をもつ電気入力信号からノイズスパイクを除去するための装置を提供する。この装置は、入力信号の真の実効値を定するための手段と、入力信号をローパスフィルタ処理するためのローパスフィルタと、真の実効値の関数としての変動オフセット値を生成するためのオフセット発生器と、変動オフセット値をローパスフィルタ処理した信号に重畳して変動閾値を生成するための重畳手段と、前記の入力信号と前記の変動閾値を比較して、入力信号が変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を発生するための比較手段と、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理するためのブランク処理手段とから成る。
【0013】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態の1つにおいては、真の実効値すなわち入力信号の実際の強度に基づいて、前記のブランク処理期間(blanking time)が設定される。
【0014】
スパイクが入力信号の形状や強度に依存しない形状を持つ場合、検出されたスパイクが入力信号を超えている(正スパイクの場合、又は下回っている(負スパイクの場合期間は、弱い入力信号では長く、強い入力信号では短くなる。つまり、入力信号の実際の強度に基いてブランク処理期間を設定することは、前記の作用を考慮したことになる
【0015】
本発明の実施形態の1つでは、入力信号のブランク部分を、補間処理した代替信号に置換える。ここでの補間信号は、ブランク処理期間前の最後の入力信号値と、ブランク処理期間後の最初の入力信号値とを取りこみ、これらの値を入力信号値と結びつけるランプ値(ramp)を作成することで生成される。
【0016】
正スパイクのみの発生が予測される場合には、高変動閾値だけを作成するよう、正変動オフセット値を入力信号に加算して、入力信号が高変動閾値を超えたときにスパイク検出信号を発生させる。逆に、負スパイクのみの発生が予測される場合には、低変動閾値だけを作成するよう、負変動オフセット値を入力信号から減算して、入力信号が低変動閾値よりも低くなったときにスパイク検出信号を発生させる。さらに、正負両方のスパイクの発生が予測される場合には、高変動閾値と同様に低変動閾値も作成するよう、入力信号が高変動閾値を超えるか、または、低変動閾値よりも低くなったときに、スパイク検出信号を発生させるのである。
【0017】
本発明の好適な実施形態の1つでは、前記の入力信号を、例えば128個などの所定数のパルスをもつ複数のブロックから構成される一連のパルスへとデジタル化する。この実施例では、各ブロックの真の実効値(actual rms)は以下の数1により算定できる。
【0018】
【数1】

Figure 0003847222
しかしながら、一般的なマイクロプロセッサにおいて、平方根の計算は難解で時間を消費してしまうことから、以下の数2による処理が実行されている。
【0019】
【数2】
Figure 0003847222
本発明の別の好適な実施形態では、前記の一連のパルスを、遅延ラインを通過するパルスをタップ処理(tapping)するために複数のタップ(tap)を備えたデジタル遅延ラインを経由して伝送する。スパイク検出信号が発生すると、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルスは遅延ラインにおいてタップ処理され、前記の入力信号パルスのブランク部分は、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルス間を補間処理して作成されたパルスによって置き換えられる。
【0020】
本発明は、振幅変調した信号を復調する振幅から生成された変調信号、特に、自動車エンジンの電子によってスパイクが引起されるようなAM無線信号などのAM音声信号からスパイクを除去するのに利用できる。本発明による無線AM信号からノイズスパイクを除去する方法の実施形態の1つでは、AM−IF信号(AM無線信号の中間周波数)はスパイク検出経路に送られ、復調されたAM音声信号が本発明によるスパイク除去経路へ送られる。
【0021】
次に、このスパイク検出経路において、前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号を生成し、そのエンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値を算定し、前記エンベロープ信号をローパスフィルタ処理する。さらに、その真の実効値と局部ピーク値の関数としての変動オフセット値を生成して、この変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳することで変動閾値を作成し、前記のエンベロープ信号をこの変動閾値と比較した結果エンベロープ信号が前記閾値を超えていると、スパイク検出信号を発生するのである。前記のスパイク除去経路では、前記のスパイク検出信号が発生されている間、前記の復調信号をブランク処理し、この復調信号のブランク部分を補間信号で置き換えるのである。
【0022】
前記の変動オフセット値は、エンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値の関数であり、また、前記の変動閾値は、前記のように作成された変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳して作成されることから、その閾値は、信号の強度と信号振幅に依存する一方、追従ピークをもたず一定の間隔において前記の振幅変調信号のエンベロープに追従する。
【0023】
本発明の別の実施形態では、前記のブランク処理期間が局部ピーク値に依存している。これは、スパイクのピーク値と変調信号のピーク値とが別のものであるため、エンベロープ信号がスパイクによってマスクされる時間は、そのエンベロープの低ピーク値において長くなり、高ピーク値において短くなることを利用しているのである。
【0024】
本発明は、これまでに述べてきたようなAM無線信号からのスパイク除去方法以外にも応用することが可能である。
【0025】
例えば、ビニール製LPレコードにおいては、そこに生じるキズや埃の粒子がディスクプレーヤからの電子音声信号のスパイクの原因となり、クリック音などの雑音を発生させてしまう。このようなスパイクも、本発明の方法を使って除去することができる。
【0026】
また、ハードディスクドライブを制御するセンサーから発信される出力信号も、スパイクなどのノイズによって妨害されることがある。通常のスパイク周波数域は、センサーのヘッド信号の周波数域とは異なることから、このようなスパイクもまた、本発明を利用すれば除去することが可能なのである。
【0027】
以下、図面を参照しつつ、さらに詳細に説明する。
【0028】
図1と図2には、AC成分を含み、妨害スパイクによる妨害を受けている電気信号sを示しており、図1の電気信号は弱く、図2の電気信号は強い。スパイクが電気信号sを超えている時間長tiは、図1の弱い信号において長く、図2の強い信号においては短い。
【0029】
図3は、スパイク検出経路(上側経路)とスパイク除去経路(下側経路)とから成る本発明の第1の実施形態を示す。
【0030】
電気信号sは、前記のスパイク検出経路および前記のスパイク除去経路に共通の入力部INにおいて受信される。
【0031】
前記のスパイク検出経路は、rms計算器11、オフセット生成器13、ローパスフィルタ15、加算回路17、比較器19とから成る。この比較器19は、信号入力部Isと閾値入力部Ithを備えている。前記のrms計算器11は、入力信号sを、ローパスフィルタ15の入力部および比較器19の信号入力部Isへ伝送する。前記のrms計算器11は、前記の電気信号sから真の実効値を算出する。この真の実効値は、その真の実効値に基いて変動オフセット値を生成するオフセット生成器13の入力部へ伝送される。前記のローパスフィルタ15には、電気信号sのAC成分をほとんど変化させずにスパイクを大幅に抑制できるようなフィルターが備わっている。このローパスフィルタ15からのローパスフィルタ処理された信号と、オフセット生成器13からの変動オフセット値は、加算回路17へ送られ、そこで加算されて、比較器19の閾値入力部Ithへ伝送される変動閾値が作成される。比較器19は、そのままの信号sと前記の変動閾値とを比較し、その電気信号sが変動閾値を超えた場合、スパイク検出信号を出力する。
【0032】
前記のスパイク除去経路は、遅延ライン21、直線補間器23、スイッチ25、ローパスフィルタ27で構成される。この遅延ライン21は、電気信号sを受信し、その信号をスイッチ25の第1入力部SWi1へ伝送する。スイッチ25の出力部SWoは、ローパスフィルタ27の入力部と接続しており、ローパスフィルタ27の出力部は、除去経路の出力部OUTを形成している。
【0033】
前記の遅延ライン21には、異なる時間に発生する信号sの変調値を直線補間器23へ伝送するための、複数の(図3に示す実施形態では3つの)タブが備わっている。前記の直線補間器23は、さらに、rms計算器11からの真の実効値と、比較器19からのスパイク検出信号spdsとを受信する。前記の直線補間器23の出力部は、スイッチ25の第2入力部SWi2と接続している。また、前記スイッチ25の切換は、比較器19の出力部からのスパイク検出信号spdsと、ブランク処理期間の終了時に発信する直線補間器23からの出力信号bteによって制御される。
【0034】
図3に示す実施形態は、正スパイクだけを検出および除去すために設計されたものである。しかしながら、この形態を、負スパイクの検出および除去、または、正負両方のスパイクの検出と除去を行うよう変更するのは簡単である。負スパイクの検出および除去を行うよう変更したければ、図3のオフセット生成器13からのオフセット値を、ローパスフィルタ15からのローパスフィルタ処理後の信号に加算するのではなく、そこから減算するようにするだけで、比較器19の信号入力Isと閾値入力Ithを変更することが可能である。
【0035】
図3の実施形態を正負スパイクの検出と除去を実行するよう変更する場合には、第2のオフセット生成器13、第2のローパスフィルタ15、第2の加算回路17、第2の比較器19、および、ORゲートを付け足す必要がある。その実施例については図5に関連して後で説明する。
【0036】
図3の実施形態の動作について、図1と図2を参照しながら説明する。ここでは便宜的に、ローパスフィルタ15で処理された電気信号sは、そこにスパイクが存在しなければ、もとの電気信号sと同様の形態であると仮定する。
【0037】
前記のrms計算器11は、所定の時間長である実時間内で、電気信号sからrms(t) の真の実効値を算定する。前記のオフセット生成器13は、高い真の実効値には高オフセット値を、低い真の実効値には低オフセット値を生成する。このため、電気信号sと変動閾値thとの隔たりは、図1に示すものより狭く、図2に示すものよりも広くなることになる。
【0038】
スパイクが検出されなかった場合には、前記のスイッチ25の出力部SWoと入力部SWi1とが接続状態になるため、前記の電気信号sは、遅延ライン21を通過後、スイッチ25を経由してローパスフィルタ27へ、さらに出力部OUTへと伝送される。
【0039】
前記の入力信号sが変動閾値thを超えるスパイクをもち、前記の比較器19がスパイク検出信号spdsを出力する場合には、前記のスイッチ25はSWoとSWi2とが接続される状態に切り換わり、前記の直線補間器23の出力信号が、ローパスフィルタ27に送られ、そこからさらに出力部OUTへと伝送される。
【0040】
前記の直線補間器23には、いくつかの機能がある。まず、rms計算器11から受信した真の実効値の関数としてのブランク処理期間tbの作成機能である。ここで算出されるブランク処理期間tbは、弱い電気信号s、つまり、比較的低い真の実効値では長く、強い電気信号、つまり、比較的高い真の実効値では短くなる。この理由は、スパイク値が信号sを超える時間が長いほど、その信号sの強度は弱くなるからである。
【0041】
第2の機能は、ブランク処理期間tbの終了時に、前記のスイッチ25を、SWo部とSWi1部が接続される状態に戻すよう制御することである。
【0042】
第3の機能は、遅延ライン21から、ブランク処理期間tb開始直前の時間点に関する信号sの実変調値と、ブランク処理期間tbの終了直後の時間点に関する信号sの実変調値とを選択する機能である。前記の直線補間器23は、これら2つの選択した変調値に基づいて信号の補間区分を作成し、検出したスパイクを、前記の電気信号sからスパイクを除去した後の補間信号区間部分で置き換えるのである。
【0043】
本発明を使用した、AMラジオ信号からノイズスパイクを除去する方法を、図4〜図11を参照しながら説明する。
【0044】
図4は、AMラジオ信号のIF(中間周波数)、AM−IF信号のエンベロープe、低閾値th‐lo、高閾値th‐hi、rms値(実効値)、正スパイク、および、負スパイクを示す。簡略化するために、図4では、図示した時間内においてrms値は変化しないと仮定する。そのため、eからのth‐lo及びth‐hiへの隔たりも、図示した時間内において一定である。
【0045】
図5は、AMラジオ信号に関するスパイク検出とスパイク除去を実行するための本発明の実施形態を示す。ここでは、図4に示すように、正スパイクが負スパイクと同様に発生する可能性があるので、正変動閾値だけでなく負変動閾値も作成されるものとする。
【0046】
図5に示す実施形態では、スパイク検出経路はAM−IF信号を受信し、スパイク除去経路では復調したAM音声信号を受信する。前記のAM−IF信号は、AM−IFの正エンベロープのエンベロープ信号eを生成するエンベロープ追従器31へ伝送される。
【0047】
図5における素子のうち、図3の素子と同様の機能を備えているものには同じ符号を付けた。図5のスパイク検出経路は、h(高いの意味)の添字で表示された正スパイク検出に関する素子と、l(低いの意味)の添字で表示された負スパイク検出に関する素子とを備えている。例えば、高オフセット変動値、および、低オフセット変動値を作成するオフセット生成器は、それぞれ13hと13lで示してある。図5のスパイク除去経路は、図3に示すものと同じである。
【0048】
図5の加算回路17hは、図3のものと同様に、オフセット生成器13hからの変動オフセット値を、ローパスフィルタ15hからのローパスフィルタ処理された信号に加算する。一方、加算回路17lは、オフセット生成器13lからの低変動オフセット値を、ローパスフィルタ15lからのローパスフィルタ処理された信号から減算する。図5の回路は、比較器19hと19lの両方からの出力に対するOR機能を実行するORゲート29を備えている。
【0049】
前記のエンベロープ追従信号eは、rms計算器11を通過して、ローパスフィルタ15h、15l、および、比較器19h、19lの信号入力部Ish、Islへそれぞれ伝送される前に、Vp計算器33を通る。
【0050】
前記のVp計算器33は、エンベロープ追従信号eの局部ピーク値Vpを算定し、その局部ピーク値Vpを前記オフセット生成器13h、13lの第2入力部へ伝送し、さらに直線補間器23の入力部へも伝送する。このため、高変動オフセット値と低変動オフセット値、また、その結果として高閾値と低閾値、および、直線補間器23で作成されたブランク処理期間は、真の実効値だけではなくエンベロープ追従信号eの局部Vp値にも依存することになる。
【0051】
前記のエンベロープ追従信号eが閾値th‐hiかth‐loのいずれかを超えれば、スイッチ25のトリガパルスが発生する。この持続時間(ブランク処理期間t‐out)は、図6に示すように、真の実効値とVp値に依存する。図6では、実効値が所定の閾値rms-thよりも大きい場合は、高オフセット値offs‐hi(2)、低オフセット値offs‐lo(2)、ブランク処理期間t‐out(2)が作成される。実効値がrms-thよりも小さく、Vp値がVp閾値Vp-thよりも大きい場合には、高オフセット値offs‐hi(1)、低オフセット値offs‐lo(1)、ブランク処理期間t‐out(1)が作成される。また、実効値がrms-th値よりも小さくて、Vp値がVp-th値よりも小さい場合は、高オフセット値offs‐hi(0)、低オフセット値offs‐lo(0)、ブランク処理期間t‐out(0)が生成される。
【0052】
図5の実施形態の変更例では、加算回路17h、17lと比較器19h、19lとの間に、ローパスフィルタ15h、15lを設置している。
【0053】
また別の変形例では、前記の閾値rms-thとVp-thは一定ではなく、真の実効値および/または局部Vp値によって変化する。
【0054】
この実施例における有利な点は、電界強度が高い(高い真の実効値)場合には、オフセット閾値とブランク処理期間を選択できることである。また、電界強度が低い(低い真の実効値)場合には、変調の深さに関係するAM−IF信号のピークレベルVpに応じて値(1)または(0)を選択する。この結果、AMノイズのブランク処理手順を、受信したAM信号の特性に合わせることができる。つまり、強い電界強度に対しては短いブランク処理期間と高オフセット値が、弱い電界強度に対しては長いブランク処理期間と低いオフセット値が付与されるのである。
【0055】
ここでは、以下の数3ような関係が成り立つ。
【0056】
【数3】
Figure 0003847222
さらに別の変形例では、固定化された閾値rms-thとVp-thは、真の実効値および/または局部Vp値に依存する可変閾値で置き換えられる。
【0057】
スパイクが検出されるとトリガパルスが発生し、前記のAM音声経路はブランク処理および補間処理状態に切り換わる。ブランク処理期間が終了し、次の補間状態になると、前記のAM音声経路は非ブランク処理状態へ戻るよう切り換わる。
【0058】
図7に示す好適な実施形態では、スパイク検出経路とスパイク除去経路で処理される信号は、デジタルがベースとなっている。この実施形態は、図5に示す全ての素子と、デジタル信号処理に必要な素子とから構成される。図7の素子のうち図5の素子に対応するものには、図5と同じ符号を付けている。
【0059】
図7に示すように、エンベロープ追従器31には、正エンベロープ追従信号のみを生成するための整流ダイオードが備わっている。このエンベロープ追従信号eは、第1アナログ/デジタル変換器(ADC1)34へ伝送されて、一連のパルスへとデジタル化される。ADC1からのパルスは、エーリアシング(aliasing)を防止するために、ローパスフィルタ35でフィルタ処理される。ローパスフィルタ処理された信号は、次に、図5の素子11および33の機能をもつデジタル遅延ライン(DLY3)37へ伝送される。ここで、遅延ライン37に格納してあるサンプルを利用して、rms(t)の真の実効値とAM−IF信号の局部ピークレベルVp(t)とに比例する2つの値が算出される。なお、遅延ラインにおける実効値とVp値の計算方法は、専門家にとっては周知のものであるため、ここでは詳しく説明しない。
【0060】
次に、前記の2つの値を使用して、高変動オフセット値offs‐hiと低変動オフセット値offs‐loを修正する。さらに、これらの修正値を使って、前記のエンベロープ追従信号eに従って動く高変動閾値th-hiと低変動閾値th-loとを生成するのである。
【0061】
図7に示す実施形態では、単数のオフセット生成器13を使用しており、その出力は加算回路17hと17lの両方に伝送される。ローパスフィルタ15hと15lは、図5の実施形態ではそれぞれ加算回路17hと17lの前段に配置されているが、ここではそれぞれ対応する加算回路17h、17lと比較器19h、19lとの間に配置するよう変更されている。
【0062】
さらに、図7のAM−IF経路、つまり、スパイク検出経路は、第1遅延ライン37の出力部に接続するハイパスフィルタ(HP)38と、真の実効値に応じてハイパスフィルタ38からの信号を制御する自動ゲイン制御回路(AGC)40とから構成されている。
【0063】
前記のAM音声経路、つまり、スパイク除去経路では、第2遅延ライン(DLY2)41および第3遅延ライン(DLY1)43によって、第2アナログ/デジタル変換器(ADC0)39から伝送されたサンプルを遅延処理する。この遅延ライン43は、予測される最長ブランク処理期間に対応する複数のサンプルを格納できる構造になっている。図5に関連して前述したように、直線補間器23が、ブランク処理期間tbの間に、ブランク処理開始前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間のrampからの一連のサンプルを補間処理できるよう、遅延ライン43から直線補間器23に対して、ブランク処理期間前に最終「良好」サンプルが、ブランク処理期間後に最初の「良好」サンプルが伝送される。
【0064】
前記のトリガパルス、つまり、スパイク検出パルスが有効である場合、ブランク処理期間前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間の直線補間器23が作動する。スイッチ25に接続されているのは、スイッチ動作により発生する全ての擬似「クリック」を除去するための、傾斜(steep)ローパスフィルタ27(ヘッドフィルタと呼ばれる)である。ここで処理されたパルス列は、音声処理を実行するデジタル信号プロセッサDSP0へ伝送される。
【0065】
図8と9は、図7に示すAMノイズのブランク処理回路の異なる位置で生じる信号を示す。図9は、図8よりも高い分解能をもつ信号を示している。図8(a)と図9(a)は、スパイクをもつAM−IF信号を示す。図8(b)と図9(b)は、ORゲート29の出力部のトリガパルスを示す。また、図8(c)と図9(c)は、ブランク処理期間におけるスパイク除去処理と、補間処理後のAM音声信号とを示す。
【0066】
図10は、図7に示す回路のP1〜P4の地点における信号を示しており、P1地点の信号はオリジナルの音声AM信号、P2地点の信号はブランク処理された音声AM信号、P4地点の信号はAM−IFエンベロープ追従信号e、P3地点の信号はADC1によってアナログ/デジタル変換されたAM−IFエンベロープ追従信号をそれぞれ示している。
【0067】
前記のアナログ/デジタル変換器(ADC1)34は、その構造から、位相反転と遅延(およそ1ms)を引き起こすので、P4地点の信号のオリジナルの正スパイクは、P3地点で位相反転されて、1msだけ遅延することになる。
【0068】
図11は、ノイズの測定結果である。(×)の線はノイズのブランク処理を行っていない雑音信号を、(○)の線はノイズブランク処理を行った雑音信号を、連続する線(一番低い線)は純信号、つまり、ノイズのない信号をそれぞれ示している。図11から明らかなように、図7のように本発明を実施すれば、AM信号が特にノイズやノイズスパイクの影響を受け易い電界強度域の低領域において、純信号と同様のほとんどノイズをもたない信号を生成することが可能となるのである。
【0069】
図7の実施形態を実行する場合には、ローパスフィルタ35には20KHzの遮断周波数を、エンベロープ追従器31のローパスフィルタ部には28KHzの遮断周波数を、さらに、アナログ/デジタル変換器34、39には48.5KHzのサンプリング周波数を適用する。また、遅延ライン41は、前記のアナログ/デジタル変換器34、39における動作変動を補償する機能をもつ。
【0070】
【発明の効果】
本発明に係るノイズスパイクを除去するための方法と装置によれば、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】妨害スパイクをもつ弱い入力信号を示す。
【図2】図1と同様の妨害スパイクをもつ強い入力信号を示す。
【図3】本発明によるスパイクの検出と除去のための回路の第1の実施形態を示す。
【図4】振幅変調信号およびそのエンベロープ、高変動閾値と低変動閾値、正スパイク、負スパイクを示す。
【図5】本発明に従ったスパイクの検出と除去のための回路の第2の実施形態を示す。
【図6】rmsとVpにおける変動オフセット値とブランク処理期間の依存性を示すグラフである。
【図7】本発明によるスパイクの検出と除去を実行する回路の第3の実施形態を示す。
【図8】(a)スパイクのあるAM信号
(b)ブランク処理期間を開始させるトリガパルス
(c)スパイクの除去と補間処理後のAM信号
を示す。
【図9】時間軸に対してより高い分解能をもつ、図8と同様の信号を示す。
【図10】図7に示す各回路地点において測定された信号を示す。
【図11】ノイズ測定の結果を示す。
【符号の説明】
11 rms計算器
13 オフセット生成器
15 ローパスフィルタ
17 加算回路
19 比較器
21 遅延ライン
23 直線補間器
25 スイッチ
27 ローパスフィルタ
29 ORゲート
31 エンベロープ追従器
33 Vp計算器
34、39 アナログ/デジタル変換器
35 ローパスフィルタ
37、41、43 デジタル遅延ライン
38 ハイパスフィルタ
40 自動ゲイン制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and apparatus for removing noise spikes from an electrical signal having an AC component.
[0002]
[Prior art]
An electrical signal may generate a noise spike that causes a malfunction during processing or use of the signal. An example is a noise spike caused by an automobile engine's electronic interference with a radio amplitude modulation (AM) signal. Such a noise spike causes a disturbance in the output signal of the loudspeaker installed in the AM car radio.
[0003]
Many attempts have been made to solve the noise spike removal.
[0004]
For example, in US-A-4 965 800, a low voltage threshold and a high voltage threshold are used to distinguish between a low value state and a high value state in a binary value, and to detect a signal error caused by a spike. A digital signal fault detector with a spike detector is disclosed. A pulse signal without a normal spike is estimated to have a pulse time longer than the spike time. The spike detector measures a high voltage threshold value and a low voltage threshold value for identifying an input signal as one of low and high states, and a duration of the binary low value state and high value state to measure a predetermined spike. Means for comparing with time, and means for detecting the occurrence of a spike when the duration of the binary low value state or the high value state is shorter than the spike time.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the spike detector disclosed in the above-mentioned US Pat. No. 4,965,800 cannot cope with the intensity change in the input signal. As a result, weak input signals cannot be accurately identified and spikes may not be detected.
[0006]
The above-mentioned problems do not cause much trouble when processing a digital input signal that is identified by the binary level of the signal, but an analog signal whose amplitude is modulated, such as an AM radio signal, is processed. If you do, it will be a serious problem.
[0007]
Therefore, an object of the present invention is to remove noise spikes from a signal whose intensity changes, in particular, an analog signal whose amplitude is modulated.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a method and apparatus for removing noise spikes as described in claims 1-12, respectively. Further, the embodiments of the present invention are shown in the dependent claims.
[0009]
The first aspect of the present invention is to obtain the true rms value of the input signal. Calculation The input signal is low-pass filtered to produce a variable offset value (variableoffset) as a function of the true rms value, and this variable offset value is superimposed on the low-pass filtered signal described below. A variable threshold is generated, and when the input signal exceeds the fluctuation threshold, a spike detection signal is generated, and the input signal is blanked (invalidated) in the generation period of the spike detection signal. Provide a simple way.
[0010]
By using a fluctuation offset value that depends on the true effective value of the input signal or by creating a fluctuation threshold value obtained by superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered input signal, the threshold value, that is, the spike detection performance ( performance) can be adapted to changes in the intensity of the input signal. Since the fluctuation offset value is superimposed not on the input signal itself but on the low-pass filtered input signal, the threshold value substantially follows the amplitude of the input signal having a certain distance from it. of However, it does not follow the spike caused by the input signal. As a result, unlike the case of using a threshold that does not change, it is possible to completely detect a spike regardless of the strength of the actual intensity of the input signal.
[0011]
In order to remove the detected noise spike, the input signal in the generation period of the spike detection signal may be blanked.
[0012]
According to its second feature, the present invention provides an apparatus for removing noise spikes from an electrical input signal having an AC component. This device produces the true rms value of the input signal. Calculation A low-pass filter for low-pass filtering the input signal, an offset generator for generating a variable offset value as a function of the true rms value, and a signal obtained by low-pass filtering the variable offset value And means for generating a spike detection signal when the input signal exceeds the fluctuation threshold by comparing the input signal with the fluctuation threshold. Blank for blanking the input signal during the spike detection signal generation period processing Means.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In one embodiment of the invention, the blanking time is set based on the true rms value, ie the actual strength of the input signal.
[0014]
If the spike has a shape that does not depend on the shape or intensity of the input signal, the detected spike Exceeds input signal (Positive spike in the case of ) Or below (Negative spike in the case of ) time limit With weak input signal long With strong input signal Short Become. That means Based on the actual strength of the input signal Z And set the blank processing period To do , The above action Will be considered .
[0015]
In one embodiment of the present invention, the blank portion of the input signal is replaced with an interpolated alternative signal. The interpolation signal here takes the last input signal value before the blanking period and the first input signal value after the blanking period and creates a ramp value (ramp) that links these values with the input signal value. Is generated.
[0016]
When the occurrence of only positive spikes is predicted, the spike detection signal is generated when the input signal exceeds the high fluctuation threshold by adding the positive fluctuation offset value to the input signal so that only the high fluctuation threshold is created. Let Conversely, when only negative spikes are predicted, the negative fluctuation offset value is subtracted from the input signal so that only the low fluctuation threshold is created, and the input signal becomes lower than the low fluctuation threshold. A spike detection signal is generated. In addition, if both positive and negative spikes are predicted, the input signal exceeds or falls below the low fluctuation threshold to create a low fluctuation threshold as well as a high fluctuation threshold. Sometimes a spike detection signal is generated.
[0017]
In one preferred embodiment of the present invention, the input signal is digitized into a series of pulses composed of a plurality of blocks having a predetermined number of pulses, for example 128. In this embodiment, the true rms of each block can be calculated by the following equation (1).
[0018]
[Expression 1]
Figure 0003847222
However, in a general microprocessor, the calculation of the square root is difficult and time consuming, so the processing according to the following equation 2 is executed.
[0019]
[Expression 2]
Figure 0003847222
In another preferred embodiment of the invention, the series of pulses is transmitted via a digital delay line with a plurality of taps to tap the pulses passing through the delay line. To do. When the spike detection signal is generated, the pulses generated before and after the start of the blanking period are tapped in the delay line, and the blank portion of the input signal pulse is between the pulses generated before and after the start of the blanking period. Is replaced by a pulse created by interpolation.
[0020]
The present invention can be used to remove spikes from a modulated signal generated from an amplitude that demodulates an amplitude modulated signal, particularly an AM voice signal such as an AM radio signal that is caused by electrons of an automobile engine. . In one embodiment of the method for removing noise spikes from a wireless AM signal according to the present invention, the AM-IF signal (the intermediate frequency of the AM wireless signal) is sent to the spike detection path and the demodulated AM audio signal is the present invention. To the spike removal path.
[0021]
Next, in this spike detection path, an envelope signal is generated from the envelope of the amplitude-modulated signal, the true effective value and local peak value of the envelope signal are calculated, and the envelope signal is low-pass filtered. Further, a fluctuation threshold value is created by generating a fluctuation offset value as a function of the true effective value and the local peak value, and superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal, and the envelope signal If the envelope signal exceeds the threshold value as a result of comparing this with the fluctuation threshold value, a spike detection signal is generated. In the spike removal path, while the spike detection signal is being generated, the demodulated signal is blanked and the blank portion of the demodulated signal is replaced with an interpolated signal.
[0022]
The fluctuation offset value is a function of the true effective value and the local peak value of the envelope signal, and the fluctuation threshold value is obtained by converting the fluctuation offset value generated as described above into a low-pass filtered envelope signal. Since the threshold value is generated by superimposing, the threshold value depends on the signal strength and the signal amplitude, but does not have a tracking peak and follows the envelope of the amplitude modulation signal at a constant interval.
[0023]
In another embodiment of the invention, the blank Processing period Depends on the local peak value. This is because the peak value of the spike and the peak value of the modulation signal are different, so the time that the envelope signal is masked by the spike becomes longer at the lower peak value of the envelope and shorter at the higher peak value. Is used.
[0024]
The present invention can be applied to methods other than the spike removal method from AM radio signals as described above.
[0025]
For example, in a vinyl LP record, scratches and dust particles generated in the vinyl LP record cause a spike in an electronic audio signal from a disc player, and noise such as a click sound is generated. Such spikes can also be removed using the method of the present invention.
[0026]
Also, the output signal transmitted from the sensor that controls the hard disk drive may be disturbed by noise such as spikes. Since the normal spike frequency range is different from the frequency range of the head signal of the sensor, such spikes can also be removed using the present invention.
[0027]
Hereinafter, it will be described in more detail with reference to the drawings.
[0028]
1 and 2 show an electrical signal s that contains an AC component and is disturbed by a disturbing spike. The electrical signal in FIG. 1 is weak and the electrical signal in FIG. 2 is strong. The time length ti during which the spike exceeds the electric signal s is long in the weak signal in FIG. 1 and short in the strong signal in FIG.
[0029]
FIG. 3 shows a first embodiment of the present invention comprising a spike detection path (upper path) and a spike removal path (lower path).
[0030]
The electrical signal s is received at the input IN common to the spike detection path and the spike removal path.
[0031]
The spike detection path includes an rms calculator 11, an offset generator 13, a low-pass filter 15, an adder circuit 17, and a comparator 19. The comparator 19 includes a signal input unit Is and a threshold input unit Ith. The rms calculator 11 transmits the input signal s to the input unit of the low-pass filter 15 and the signal input unit Is of the comparator 19. The rms calculator 11 calculates a true effective value from the electric signal s. This true rms value is transmitted to the input of the offset generator 13 which generates a variable offset value based on the true rms value. The low-pass filter 15 includes a filter that can significantly suppress spikes while hardly changing the AC component of the electric signal s. The low-pass filtered signal from the low-pass filter 15 and the fluctuation offset value from the offset generator 13 are sent to the adding circuit 17 where they are added and transmitted to the threshold value input section Ith of the comparator 19. A threshold is created. The comparator 19 compares the signal s as it is with the fluctuation threshold, and outputs a spike detection signal when the electric signal s exceeds the fluctuation threshold.
[0032]
The spike removal path includes a delay line 21, a linear interpolator 23, a switch 25, and a low-pass filter 27. The delay line 21 receives the electrical signal s and transmits the signal to the first input section SWi1 of the switch 25. The output part SWo of the switch 25 is connected to the input part of the low-pass filter 27, and the output part of the low-pass filter 27 forms the output part OUT of the removal path.
[0033]
The delay line 21 is provided with a plurality of (three in the embodiment shown in FIG. 3) tabs for transmitting the modulation values of the signal s generated at different times to the linear interpolator 23. The linear interpolator 23 further receives the true effective value from the rms calculator 11 and the spike detection signal spds from the comparator 19. The output section of the linear interpolator 23 is connected to the second input section SWi2 of the switch 25. The switching of the switch 25 is controlled by a spike detection signal spds from the output of the comparator 19 and an output signal bte from the linear interpolator 23 transmitted at the end of the blanking period.
[0034]
The embodiment shown in FIG. 3 is designed to detect and remove only positive spikes. However, it is easy to modify this configuration to detect and remove negative spikes, or to detect and remove both positive and negative spikes. If it is desired to change so as to detect and remove the negative spike, the offset value from the offset generator 13 in FIG. 3 is not added to the signal after the low-pass filter processing from the low-pass filter 15, but is subtracted therefrom. It is possible to change the signal input Is and the threshold input Ith of the comparator 19 simply by making the above.
[0035]
When the embodiment of FIG. 3 is modified to detect and remove positive and negative spikes, the second offset generator 13, the second low-pass filter 15, the second adder circuit 17, and the second comparator 19 are used. And an OR gate must be added. The embodiment will be described later with reference to FIG.
[0036]
The operation of the embodiment of FIG. 3 will be described with reference to FIGS. Here, for convenience, it is assumed that the electric signal s processed by the low-pass filter 15 has the same form as the original electric signal s unless there is a spike.
[0037]
The rms calculator 11 calculates a true effective value of rms (t) from the electric signal s within a real time which is a predetermined time length. The offset generator 13 generates a high offset value for a high true effective value and a low offset value for a low true effective value. For this reason, the gap between the electric signal s and the fluctuation threshold th is narrower than that shown in FIG. 1 and wider than that shown in FIG.
[0038]
When the spike is not detected, the output unit SWo of the switch 25 and the input unit SWi1 are connected, so that the electrical signal s passes through the delay line 21 and then passes through the switch 25. It is transmitted to the low-pass filter 27 and further to the output unit OUT.
[0039]
When the input signal s has a spike exceeding the fluctuation threshold th and the comparator 19 outputs a spike detection signal spds, the switch 25 switches to a state where SWo and SWi2 are connected, The output signal of the linear interpolator 23 is sent to the low-pass filter 27 and further transmitted to the output unit OUT.
[0040]
The linear interpolator 23 has several functions. First, it is a function of creating a blank processing period tb as a function of the true effective value received from the rms calculator 11. The blank processing period tb calculated here is long for a weak electric signal s, that is, a relatively low true effective value, and is short for a strong electric signal, that is, a relatively high true effective value. The reason for this is that the longer the spike value exceeds the signal s, the weaker the intensity of the signal s.
[0041]
The second function is to control the switch 25 to return to the state in which the SWo unit and the SWi1 unit are connected at the end of the blank processing period tb.
[0042]
The third function selects from the delay line 21 the actual modulation value of the signal s related to the time point immediately before the start of the blanking process period tb and the actual modulation value of the signal s related to the time point immediately after the end of the blanking process period tb. It is a function. The linear interpolator 23 creates a signal interpolation segment based on these two selected modulation values, and replaces the detected spike with the interpolated signal segment portion after removing the spike from the electrical signal s. is there.
[0043]
A method of removing noise spikes from an AM radio signal using the present invention will be described with reference to FIGS.
[0044]
FIG. 4 shows AM radio signal IF (intermediate frequency), AM-IF signal envelope e, low threshold th-lo, high threshold th-hi, rms value (effective value), positive spike, and negative spike. . For simplicity, FIG. 4 assumes that the rms value does not change within the time shown. Therefore, the distance from e to th-lo and th-hi is also constant within the time shown.
[0045]
FIG. 5 shows an embodiment of the present invention for performing spike detection and spike removal on AM radio signals. Here, as shown in FIG. 4, since a positive spike may occur in the same manner as a negative spike, not only a positive variation threshold but also a negative variation threshold is created.
[0046]
In the embodiment shown in FIG. 5, the spike detection path receives the AM-IF signal, and the spike removal path receives the demodulated AM audio signal. The AM-IF signal is transmitted to an envelope follower 31 that generates an envelope signal e having a positive envelope of AM-IF.
[0047]
Of the elements in FIG. 5, elements having the same functions as those in FIG. The spike detection path of FIG. 5 includes an element related to positive spike detection indicated by a suffix h (meaning high) and an element related to negative spike detection indicated by a suffix l (meaning low). For example, the offset generators that create the high offset variation value and the low offset variation value are indicated by 13h and 13l, respectively. The spike removal path of FIG. 5 is the same as that shown in FIG.
[0048]
The addition circuit 17h in FIG. 5 adds the variable offset value from the offset generator 13h to the low-pass filtered signal from the low-pass filter 15h, as in FIG. On the other hand, the adding circuit 17l subtracts the low fluctuation offset value from the offset generator 13l from the low-pass filtered signal from the low-pass filter 15l. The circuit of FIG. 5 includes an OR gate 29 that performs an OR function on the outputs from both comparators 19h and 19l.
[0049]
The envelope following signal e passes through the rms calculator 11 and is transmitted to the low-pass filters 15h and 15l and the signal inputs Ish and Isl of the comparators 19h and 19l before passing through the Vp calculator 33. Pass through.
[0050]
The Vp calculator 33 calculates the local peak value Vp of the envelope following signal e, transmits the local peak value Vp to the second input unit of the offset generators 13h and 13l, and further inputs the linear interpolator 23. Also transmitted to the department. For this reason, the high fluctuation offset value and the low fluctuation offset value, and as a result, the high threshold value and the low threshold value, and the blank processing period created by the linear interpolator 23 are not only the true effective value but also the envelope follow-up signal e. Depends on the local Vp value.
[0051]
If the envelope tracking signal e exceeds either the threshold th-hi or th-lo, a trigger pulse of the switch 25 is generated. The duration (blank processing period t-out) depends on the true effective value and the Vp value, as shown in FIG. In FIG. 6, when the effective value is larger than a predetermined threshold value rms-th, a high offset value offs-hi (2), a low offset value offs-lo (2), and a blank processing period t-out (2) are created. Is done. When the effective value is smaller than rms-th and the Vp value is larger than the Vp threshold value Vp-th, the high offset value offs-hi (1), the low offset value offs-lo (1), and the blank processing period t- out (1) is created. When the effective value is smaller than the rms-th value and the Vp value is smaller than the Vp-th value, the high offset value offs-hi (0), the low offset value offs-lo (0), and the blanking period t-out (0) is generated.
[0052]
In the modification of the embodiment of FIG. 5, low-pass filters 15h and 15l are installed between the adder circuits 17h and 17l and the comparators 19h and 19l.
[0053]
In another modification, the threshold values rms-th and Vp-th are not constant, but vary depending on the true effective value and / or the local Vp value.
[0054]
The advantage of this embodiment is that the offset threshold and the blanking period can be selected when the field strength is high (high true rms value). When the electric field strength is low (low true effective value), the value (1) or (0) is selected according to the peak level Vp of the AM-IF signal related to the modulation depth. As a result, the AM noise blanking procedure can be matched to the characteristics of the received AM signal. That is, a short blank processing period and a high offset value are applied to a strong electric field strength, and a long blank processing period and a low offset value are applied to a weak electric field strength.
[0055]
Here, the following relationship is established.
[0056]
[Equation 3]
Figure 0003847222
In yet another variant, the fixed thresholds rms-th and Vp-th are replaced with variable thresholds depending on the true rms value and / or the local Vp value.
[0057]
When a spike is detected, a trigger pulse is generated, and the AM voice path is switched to a blank process and an interpolation process state. When the blank processing period ends and the next interpolation state is reached, the AM voice path is switched back to the non-blank processing state.
[0058]
In the preferred embodiment shown in FIG. 7, the signals processed in the spike detection path and spike removal path are digitally based. This embodiment includes all elements shown in FIG. 5 and elements necessary for digital signal processing. 7 corresponding to the elements in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals as in FIG.
[0059]
As shown in FIG. 7, the envelope follower 31 includes a rectifier diode for generating only a positive envelope follow signal. This envelope tracking signal e is transmitted to a first analog / digital converter (ADC1) 34 and digitized into a series of pulses. The pulses from the ADC 1 are filtered by a low pass filter 35 to prevent aliasing. The low-pass filtered signal is then transmitted to a digital delay line (DLY3) 37 having the functions of elements 11 and 33 of FIG. Here, using the samples stored in the delay line 37, two values proportional to the true effective value of rms (t) and the local peak level Vp (t) of the AM-IF signal are calculated. . Note that the calculation method of the effective value and the Vp value in the delay line is well known to experts and will not be described in detail here.
[0060]
Next, the high fluctuation offset value offs-hi and the low fluctuation offset value offs-lo are corrected using the two values. Furthermore, using these correction values, a high fluctuation threshold th-hi and a low fluctuation threshold th-lo that move according to the envelope following signal e are generated.
[0061]
In the embodiment shown in FIG. 7, a single offset generator 13 is used, and its output is transmitted to both adder circuits 17h and 17l. In the embodiment of FIG. 5, the low-pass filters 15h and 15l are arranged in front of the adding circuits 17h and 17l, respectively, but here are arranged between the corresponding adding circuits 17h and 17l and the comparators 19h and 19l. Has been changed.
[0062]
Further, the AM-IF path of FIG. 7, that is, the spike detection path, includes a high-pass filter (HP) 38 connected to the output part of the first delay line 37 and a signal from the high-pass filter 38 according to the true effective value. It comprises an automatic gain control circuit (AGC) 40 for controlling.
[0063]
In the AM voice path, that is, the spike removal path, the second delay line (DLY2) 41 and the third delay line (DLY1) 43 delay the samples transmitted from the second analog / digital converter (ADC0) 39. To process. The delay line 43 has a structure capable of storing a plurality of samples corresponding to the predicted longest blank processing period. As described above in connection with FIG. 5, the linear interpolator 23 determines that during the blanking period tb, the last “good” sample before the blanking process begins and the first “good” sample after the blanking period. The final “good” samples are transmitted from the delay line 43 to the linear interpolator 23 before the blanking period and the first “good” samples after the blanking period so that a series of samples from the ramp can be interpolated. Is done.
[0064]
If the trigger pulse, i.e. the spike detection pulse, is valid, the linear interpolator 23 is activated between the last "good" sample before the blanking period and the first "good" sample after the blanking period. . Connected to the switch 25 is a steep low-pass filter 27 (referred to as a head filter) for removing all pseudo “clicks” generated by the switch operation. The pulse train processed here is transmitted to the digital signal processor DSP0 that performs audio processing.
[0065]
8 and 9 show signals that occur at different locations in the AM noise blanking circuit shown in FIG. FIG. 9 shows a signal with a higher resolution than FIG. 8 (a) and 9 (a) show AM-IF signals with spikes. FIG. 8B and FIG. 9B show trigger pulses at the output of the OR gate 29. FIGS. 8C and 9C show spike removal processing during the blank processing period and the AM audio signal after interpolation processing.
[0066]
FIG. 10 shows signals at points P1 to P4 in the circuit shown in FIG. 7, where the signal at point P1 is the original audio AM signal, the signal at point P2 is the blanked audio AM signal, and the signal at point P4. Indicates an AM-IF envelope tracking signal e, and a signal at the point P3 indicates an AM-IF envelope tracking signal analog / digital converted by the ADC 1.
[0067]
The analog / digital converter (ADC1) 34 causes phase inversion and delay (approximately 1 ms) due to its structure, so the original positive spike of the signal at P4 is phase inverted at P3 and only 1 ms. Will be delayed.
[0068]
FIG. 11 shows the measurement results of noise. The (×) line is a noise signal that has not been subjected to noise blanking, the (○) line is the noise signal that has been subjected to noise blanking, and the continuous line (lowest line) is a pure signal, that is, noise. Each signal without is shown. As can be seen from FIG. 11, when the present invention is implemented as shown in FIG. 7, the AM signal has almost the same noise as the pure signal, particularly in the low field strength range where the AM signal is easily affected by noise and noise spikes. Therefore, it is possible to generate a stale signal.
[0069]
When the embodiment of FIG. 7 is executed, the low-pass filter 35 has a cut-off frequency of 20 KHz, the low-pass filter unit of the envelope follower 31 has a cut-off frequency of 28 KHz, and the analog / digital converters 34 and 39 further. Applies a sampling frequency of 48.5KHz. Further, the delay line 41 has a function of compensating for an operation variation in the analog / digital converters 34 and 39.
[0070]
【The invention's effect】
According to the method and apparatus for removing noise spikes according to the present invention, noise spikes can be removed from a signal whose intensity changes, particularly an analog signal whose amplitude is modulated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a weak input signal with disturbing spikes.
FIG. 2 shows a strong input signal with a disturbing spike similar to FIG.
FIG. 3 shows a first embodiment of a circuit for detecting and removing spikes according to the present invention.
FIG. 4 shows an amplitude modulated signal and its envelope, high and low fluctuation thresholds, positive spikes and negative spikes.
FIG. 5 shows a second embodiment of a circuit for detecting and removing spikes according to the present invention.
FIG. 6 is a graph showing the dependency of the fluctuation offset value and blank processing period on rms and Vp.
FIG. 7 shows a third embodiment of a circuit for performing spike detection and removal according to the present invention.
FIG. 8 (a) AM signal with spikes
(B) Trigger pulse for starting the blanking period
(C) AM signal after spike removal and interpolation processing
Indicates.
FIG. 9 shows a signal similar to FIG. 8 with higher resolution over time.
FIG. 10 shows signals measured at each circuit point shown in FIG.
FIG. 11 shows the result of noise measurement.
[Explanation of symbols]
11 rms calculator
13 Offset generator
15 Low-pass filter
17 Adder circuit
19 Comparator
21 Delay line
23 Linear interpolator
25 switches
27 Low-pass filter
29 OR gate
31 Envelope follower
33 Vp calculator
34, 39 Analog / digital converter
35 Low-pass filter
37, 41, 43 Digital delay line
38 High-pass filter
40 Automatic gain control circuit

Claims (22)

AC成分を含む電気入力信号からノイズスパイクを除去する方法であって、
前記の入力信号の真の実効値を定する工程と、
前記の入力信号をローパスフィルタ処理する工程と、
前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成する工程と、
前記ローパスフィルタ処理された信号に前記の変動オフセット値を重畳することにより変動閾値を作成する工程と、
前記の入力信号を前記の変動閾値と比較する工程と、
前記の入力信号が前記変動閾値を超えると、スパイク検出信号を生成する工程と、
前記スパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理する工程とからなるノイズスパイク除去方法。
A method for removing noise spikes from an electrical input signal including an AC component, comprising:
A step of calculation constant the true effective value of the input signal,
Low-pass filtering the input signal;
Creating a variable offset value that is a function of the true rms value;
A step of creating a variable threshold by superimposing the fluctuation offset value of the said low-pass filtered signal,
Comparing the input signal to the variation threshold;
Generating a spike detection signal when the input signal exceeds the variation threshold;
A noise spike removal method comprising: blanking the input signal during the spike detection signal generation period.
前記のブランク処理をする期間(以下、ブランク処理期間という。)前記真の実効値に依存する、請求項1記載のノイズスパイク除去方法。The noise spike removal method according to claim 1, wherein a period during which the blanking process is performed (hereinafter referred to as a blanking period) depends on the true effective value. 所定期間内で発生する前記の入力信号部分を格納する工程と、
前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する入力信号の値で、前記のブランク処理期間内の入力信号部分を補間処理する工程と、
前記の入力信号を前記の補間部分で置換する工程とから成る、請求項2に記載のノイズスパイク除去方法。
Storing the input signal portion generated within a predetermined period;
Interpolating the input signal portion in the blank processing period with the value of the input signal generated before and after the start of the blank processing period;
The method according to claim 2, further comprising the step of replacing the input signal with the interpolation part.
前記入力信号から正スパイクを除去するため、前記ローパスフィルタ処理された入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成し、前記の入力信号値が高変動閾値を超えると前記のスパイク検出信号を生成する、請求項1乃至3のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。In order to remove the positive spike from the input signal, a high fluctuation threshold value is created by adding a positive fluctuation offset value to the low-pass filtered input signal, and the spike is detected when the input signal value exceeds the high fluctuation threshold value. The noise spike elimination method according to claim 1, wherein the detection signal is generated. 前記入力信号から負スパイクを除去するため、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成し、前記の入力信号値が低変動閾値よりも低くければ前記のスパイク検出信号を生成する、請求項1乃至3のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。In order to remove negative spikes from the input signal, a low fluctuation threshold value is created by subtracting a negative fluctuation offset value from the low-pass filtered input signal, and if the input signal value is lower than the low fluctuation threshold value The noise spike removal method according to claim 1, wherein the spike detection signal is generated. 前記入力信号から正負両方のスパイクを除去するため、前記のローパスフィルタ処理された入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成し、前記のローパスフィルタ処理された入力信号から負変動オフセット値を減算することで低変動閾値を作成し、さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超えるか、または、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成する、請求項1乃至3のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。To remove both positive and negative spikes from the input signal, a positive fluctuation offset value is added to the low-pass filtered input signal to create a high fluctuation threshold, and negative fluctuation is generated from the low-pass filtered input signal. create a low variable threshold by subtracting the offset value, and further, the input signal values Luke exceed the height variation threshold, or, if less than the low variable threshold, to generate the spike detection signal, The noise spike removal method according to any one of claims 1 to 3. 前記の入力信号を一連のパルスにデジタル化する工程と、前記の一連のパルスを所定数のパルスをもつ各ブロックに分割する工程と、前記の各ブロックの真の実効値を計算する工程とから成る、請求項1乃至6のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。Digitizing the input signal into a series of pulses; dividing the series of pulses into blocks having a predetermined number of pulses; and calculating a true effective value of each block. The noise spike elimination method according to claim 1, comprising: さらに、前記のパルスを、デジタル遅延ライン(21)を通過するパルスをタップ処理するための複数のタップを備えるデジタル遅延ライン(21)へ伝送する工程と、スパイク検出信号の発生と同時に、ブランク処理期間の開始前と終了後のパルスをデジタル遅延ライン(21)からタップ処理する工程と、前記のタップ処理されたパルスで、入力信号のブランク処理期間内部分を補間する工程と、前記のブランク処理期間内に、前記入力信号をデジタル化したパルスを前記の補間処理で得たパルスに置き換える工程とから成る、請求項7に記載のノイズスパイク除去方法。Further, the step of transmitting the pulse to the digital delay line (21) having a plurality of taps for tapping the pulse passing through the digital delay line (21), and the blanking process simultaneously with the generation of the spike detection signal Tapping the pulse before and after the start of the period from the digital delay line (21), interpolating the portion of the input signal in the blanking period with the tapped pulse, and the blanking process The method according to claim 7, further comprising: replacing a pulse obtained by digitizing the input signal with a pulse obtained by the interpolation processing within a period. 振幅変調信号を復調する振幅から得た変調信号からスパイクを除去する方法であって、前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号を生成する工程と、前記のエンベロープ信号からそのエンベロープ信号の前記真の実効値と局部ピーク値とを算定する工程と、前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理する工程と、前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記変動オフセット値を作成する工程と、前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理したエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成する工程と、前記のエンベロープ信号を前記の変動閾値と比較する工程と、前記のエンベロープ信号が前記の変動閾値を超えると、スパイク検出信号を生成する工程と、前記のスパイク検出信号の発生期間における前記復調信号をブランク処理する工程とから成る、請求項1乃至8のいずれかに記載のノイズスパイク除去方法。A method of removing a spike from a modulation signal obtained from an amplitude demodulating an amplitude modulation signal, comprising generating an envelope signal from an envelope of the amplitude modulation signal, and the true of the envelope signal from the envelope signal Calculating an effective value and a local peak value; low-pass filtering the envelope signal; creating the variable offset value as a function of the true effective value and the local peak value; A fluctuation threshold value by superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal, a step of comparing the envelope signal with the fluctuation threshold, and the envelope signal Otherwise, the process of generating the spike detection signal and the generation period of the spike detection signal Comprising a step of blanking the demodulated signal, noise spikes removal method according to any one of claims 1 to 8. 前記のブランク処理期間が前記の局部ピーク値に依存する、請求項9に記載のノイズスパイク除去方法。The noise spike removal method according to claim 9, wherein the blank processing period depends on the local peak value. 所定期間において発生する前記の復調信号部分を格納する工程と、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前記の入力信号値で、前記ブランク処理中の復調信号部分を補間する工程と、前記のブランク処理期間において、前記の入力復調信号を前記の補間処理部分に置換える工程とから成る、請求項9または10に記載のノイズスパイク除去方法。Storing the demodulated signal part generated in a predetermined period; interpolating the demodulated signal part in the blank process with the input signal value generated before and after the start of the blank process period; The noise spike elimination method according to claim 9 or 10, further comprising the step of replacing the input demodulated signal with the interpolation processing portion in the blank processing period. AC成分を含む電気入力信号からノイズスパイクを除去する装置であって、前記の入力信号の真の実効値を定するための手段(11)と、前記の入力信号をローパスフィルタ処理するためのローパスフィルタ(15)と、前記の真の実効値の関数である変動オフセット値を作成するためのオフセット発生器(13)と、前記のローパスフィルタ処理信号に前記の変動オフセット値を重畳することにより変動閾値を作成するための重畳処理手段(17)と、前記の入力信号を前記の変動閾値と比較して、前記の入力信号が前記変動閾値を超えるとスパイク検出信号を成するような比較手段(19)と、前記のスパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理するためのブランク処理手段(21、23、25)とから成る、ノイズスパイク除去装置。An apparatus for removing noise spikes from an electrical input signal containing an AC component, and means for calculation constant the true effective value of said input signal (11), for low-pass filtering the input signal of the A low-pass filter (15), an offset generator (13) for creating a variable offset value that is a function of the true effective value, and superimposing the variable offset value on the low-pass filter processing signal a superimposing processing means for creating a variable threshold (17), said input signal by comparing said variation threshold comparison such as the input signal to generate a spike detection signal exceeds the variable threshold Means (19) and blank processing means (21, 23, 25) for blanking the input signal during the spike detection signal generation period. Noise spike removal device. 前記のブランク処理をする期間(以下、ブランク処理期間という。)が前記の真の実効値に依存するよう制御する、請求項12に記載のノイズスパイク除去装置。Period for the blanking of said (hereinafter, referred to as blanking periods.) Is controlled to depend on the true effective value of the noise spike removal device of claim 12. 所定の時間内に発生する前記の入力信号部分を格納するための格納手段(21)と、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生する前記の入力信号の値で、前記の入力信号のブランク処理期間部分を補間するための補間処理手段(23)と、前記の入力信号を前記の補間処理部分に置き換えるための置換処理手段(23、25)とから成る、請求項13に記載のノイズスパイク除去装置。A storage means (21) for storing the input signal portion generated within a predetermined time, and a value of the input signal generated before and after the start of the blanking period, 14. Noise according to claim 13, comprising interpolation processing means (23) for interpolating a blank processing period part and replacement processing means (23, 25) for replacing the input signal with the interpolation processing part. Spike remover. 前記入力信号から正スパイクを除去するため、前記の入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成する加算手段(17)と、前記の入力信号値が前記の高変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を生成するような比較手段(19)とから成る、請求項12乃至14のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。In order to remove positive spikes from the input signal, adding means (17) for adding a positive fluctuation offset value to the input signal to create a high fluctuation threshold, and the input signal value exceeds the high fluctuation threshold 15. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising a comparison means (19) for generating a spike detection signal in the event of a failure. 前記入力信号から負スパイクを除去するため、前記の入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成する減算手段と、前記の入力信号値が低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成するようなスパイク検出手段とから成る、請求項12乃至15のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。In order to remove negative spikes from the input signal, subtracting means for subtracting a negative fluctuation offset value from the input signal to create a low fluctuation threshold, and when the input signal value is lower than the low fluctuation threshold, 16. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising spike detecting means for generating a spike detection signal. 前記入力信号から正負両方のスパイクを除去するため、前記の入力信号に正変動オフセット値を加算して高変動閾値を作成する加算手段(17h)と、前記の入力信号から負変動オフセット値を減算して低変動閾値を作成する減算手段(17l)と、さらに、前記の入力信号値が高変動閾値を超るか、あるいは、低変動閾値よりも低い場合に、前記のスパイク検出信号を生成する比較手段(19h、19l)とから成る、請求項12乃至16のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。In order to remove both positive and negative spikes from the input signal, addition means (17h) for adding a positive fluctuation offset value to the input signal to create a high fluctuation threshold value, and subtracting the negative fluctuation offset value from the input signal to the subtracting means for generating a low variable threshold (17l), further, the input signal value is high the fluctuation threshold exceeded Luke, or when lower than the low variation threshold, generate the spike detection signal The noise spike removing apparatus according to any one of claims 12 to 16, further comprising comparing means (19h, 19l). 前記の入力信号を一連のパルスにデジタル化するデジタル処理手段(31)と、前記の一連のパルスをそれぞれ所定の数のパルスをもつブロックに分割する分割処理手段と、前記の各ブロックの真の実効値を算定するためのrms計算手段(11)とから成る、請求項12から17のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。Digital processing means (31) for digitizing the input signal into a series of pulses; division processing means for dividing the series of pulses into blocks each having a predetermined number of pulses; 18. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising rms calculating means (11) for calculating an effective value. 前記のパルスを遅延させ、かつ、デジタル遅延ライン(21)を通過するパルスをタップ処理するために複数のタップを備えるデジタル遅延ライン手段(21)と、スパイク検出信号の発生に基いて、前記のブランク処理期間の開始前と終了後に発生するタップ処理パルスを選択するためのパルス選択手段と、選択されたパルスでブランク処理期間内の入力信号部分を補間処理し、前記のブランク処理期間内に発生する前記入力信号のパルスを、前記の補間処理で得たパルスに置き換える補間手段(23)とから成る、請求項18に記載のノイズスパイク除去装置。A digital delay line means (21) comprising a plurality of taps for delaying said pulses and tapping a pulse passing through the digital delay line (21); Pulse selection means for selecting tap processing pulses generated before and after the start of the blanking period, and the input signal portion in the blanking period is interpolated with the selected pulse and generated within the blanking period. The noise spike removing apparatus according to claim 18, further comprising interpolation means (23) for replacing the pulse of the input signal to be replaced with a pulse obtained by the interpolation processing. 前記の振幅変調信号のエンベロープからのエンベロープ信号を作成するエンベロープ信号作成手段(31)と、前記のエンベロープ信号から、前記の真の実効値と前記のエンベロープ信号の局部ピーク値を算定する計算手段(11、33)と、前記のエンベロープ信号をローパスフィルタ処理するローパスフィルタ手段(15)と、前記の真の実効値と局部ピーク値の関数としての前記の変動オフセット値を作成するためのオフセット生成手段(13)と、前記の変動オフセット値を前記のローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳して変動閾値を作成するための閾値作成手段(17)と、前記のエンベロープ信号と前記の変動閾値を比較して、そのエンベロープ信号値が前記の変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を生成するような比較手段(19)と、前記のスパイク検出信号の発生期間において前記の復調信号をブランク処理するようなブランク処理手段(21、23、25)とから成る、振幅変調信号を復調する振幅によって得た復調信号からスパイクを除去するための請求項12乃至19のいずれかに記載のノイズスパイク除去装置。Envelope signal creation means (31) for creating an envelope signal from the amplitude modulation signal envelope, and calculation means for calculating the true effective value and the local peak value of the envelope signal from the envelope signal ( 11, 33), low-pass filter means (15) for low-pass filtering the envelope signal, and offset generating means for creating the variable offset value as a function of the true effective value and the local peak value (13) and a threshold value creation means (17) for superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal to create a fluctuation threshold value, and comparing the envelope signal and the fluctuation threshold value. If the envelope signal value exceeds the fluctuation threshold, a spike detection signal is generated. Comparing means (19) and blank processing means (21, 23, 25) for blanking the demodulated signal in the generation period of the spike detection signal, according to the amplitude for demodulating the amplitude modulation signal 20. The noise spike removing apparatus according to claim 12, for removing spikes from the demodulated signal obtained. 前記のブランク処理期間を前記の局部ピーク値に依存するよう制御する、請求項20に記載のノイズスパイク除去装置。21. The noise spike removing apparatus according to claim 20, wherein the blank processing period is controlled to depend on the local peak value. 所定期間内に発生する変調信号部分を格納するための格納手段(21)と、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生する入力信号の値で、前記のブランク処理期間における復調信号部分を補間するための、また、前記のブランク処理期間内において前記の入力復調信号を前記の補間処理された部分に置換するための補間処理手段(23)とから成る、請求項20または21に記載のノイズスパイク除去装置。A storage means for storing a modulation signal portion occurring in a predetermined time period (21), the value of the input signal occurring before and after a blanking period, interpolating the demodulated signal portion in blanking period of the 22. A noise spike according to claim 20 or 21, further comprising interpolation processing means (23) for replacing the input demodulated signal with the interpolated portion within the blanking period . Removal device.
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