JP3847222B2

JP3847222B2 - Method and apparatus for removing noise spikes

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Publication number: JP3847222B2
Application number: JP2002189874A
Authority: JP
Inventors: バランオスカー
Original assignee: STMicroelectronics GmbH
Current assignee: STMicroelectronics GmbH
Priority date: 2001-06-28
Filing date: 2002-06-28
Publication date: 2006-11-22
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＣ成分をもつ電気信号からノイズスパイクを除去するための方法と装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気信号には、その信号の処理中や使用中において不具合の原因となるノイズスパイクが発生する場合がある。無線（radio）振幅変調（ＡＭ）信号に対する自動車エンジンの電子的妨害（electronic interference）によるノイズスパイクなどがその一例である。このようなノイズスパイクは、ＡＭカーラジオに装備のラウドスピーカーの出力信号に障害を引き起こす。
【０００３】
このノイズスパイクの除去については、これまでにも多くの出願において解決が試みられている。
【０００４】
例えば米国特許US-A-4 965 800号では、低電圧閾値と高電圧閾値を使用して２値における低値状態と高値状態とをそれぞれ識別し、スパイクによって生じた信号の誤りを検出するためのスパイク検出器を備えたデジタル式信号欠損検出装置（a digital signal fault detector）が開示されている。通常のスパイクのないパルス信号は、スパイク時間（spike time）よりも長いパルス時間をもつと推定される。このスパイク検出器は、入力信号を低高いずれかの状態に識別するための高電圧閾値と低電圧閾値と、前記の２値の低値状態や高値状態の持続時間を測定して所定のスパイク時間と比較する手段と、前記の2値の低値状態、または、高値状態の持続時間（duration）が前記のスパイク時間よりも短い場合にスパイクの発生を検出する手段とから成る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記の米国特許US-A-4 965 800号に開示されるスパイク検出器では、入力信号における強度の変化に対応することができない。その結果、弱い入力信号の識別が正確に実行できず、スパイクを検出できない可能性がある。
【０００６】
前記のような問題点は、その信号の2値の高低状態で識別するデジタル入力信号を処理する際にはさほど支障を生じないのであるが、ＡＭ無線信号など振幅が変調されるアナログ信号を処理する場合には、深刻な問題となってしまう。
【０００７】
このため、本発明の目的は、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１から請求項１２にそれぞれ記載するように、ノイズスパイクを除去するための方法と装置を提供する。また、本発明の実施形態については、それぞれ従属形式の請求項に示す。
【０００９】
本発明はその第１の特徴（aspect）により、入力信号の真の実効値（actual rms value）を算定し、その入力信号をローパスフィルタ処理し、真の実効値の関数として変動オフセット値（variableoffset）を生成し、さらに、この変動オフセット値を後述のローパスフィルタ処理された信号に重畳することで変動閾値（variable threshold）を生成し、前記の入力信号がこの変動閾値を超えるとスパイク検出信号を発生して、このスパイク検出信号の発生期間における前記の入力信号をブランク処理（無効にする）するような方法を提供する。
【００１０】
入力信号の真の実効値に依存する変動オフセット値を利用したり、ローパスフィルタ処理した入力信号に変動オフセット値を重畳して得られる変動閾値を作成することで、前記の閾値つまりスパイク検出性能（performance）を、入力信号の強度変化に適合させることができる。前記の変動オフセット値は入力信号そのものではなくローパスフィルタ処理した入力信号に重畳されるため、前記の閾値は、そこから一定の隔たりをもつ入力信号の振幅にほぼ追従するのであって、入力信号に引き起こされたスパイクに追従するものではない。その結果、変化しない閾値を利用した場合とは異なり、入力信号の実強度の強弱に関係なくスパイクを完全に検出することが可能なのである。
【００１１】
検出したノイズスパイクを除去するには、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理すればよい。
【００１２】
本発明はその第２の特徴により、ＡＣ成分をもつ電気入力信号からノイズスパイクを除去するための装置を提供する。この装置は、入力信号の真の実効値を算定するための手段と、入力信号をローパスフィルタ処理するためのローパスフィルタと、真の実効値の関数としての変動オフセット値を生成するためのオフセット発生器と、変動オフセット値をローパスフィルタ処理した信号に重畳して変動閾値を生成するための重畳手段と、前記の入力信号と前記の変動閾値を比較して、入力信号が変動閾値を超えた場合にスパイク検出信号を発生するための比較手段と、スパイク検出信号の発生期間における入力信号をブランク処理するためのブランク処理手段とから成る。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態の１つにおいては、真の実効値すなわち入力信号の実際の強度に基づいて、前記のブランク処理期間（blanking time）が設定される。
【００１４】
スパイクが入力信号の形状や強度に依存しない形状を持つ場合、検出されたスパイクが入力信号を超えている（正スパイクの場合）、又は下回っている（負スパイクの場合）期間は、弱い入力信号では長く、強い入力信号では短くなる。つまり、入力信号の実際の強度に基づいてブランク処理期間を設定することは、前記の作用を考慮したことになる。
【００１５】
本発明の実施形態の１つでは、入力信号のブランク部分を、補間処理した代替信号に置換える。ここでの補間信号は、ブランク処理期間前の最後の入力信号値と、ブランク処理期間後の最初の入力信号値とを取りこみ、これらの値を入力信号値と結びつけるランプ値（ramp）を作成することで生成される。
【００１６】
正スパイクのみの発生が予測される場合には、高変動閾値だけを作成するよう、正変動オフセット値を入力信号に加算して、入力信号が高変動閾値を超えたときにスパイク検出信号を発生させる。逆に、負スパイクのみの発生が予測される場合には、低変動閾値だけを作成するよう、負変動オフセット値を入力信号から減算して、入力信号が低変動閾値よりも低くなったときにスパイク検出信号を発生させる。さらに、正負両方のスパイクの発生が予測される場合には、高変動閾値と同様に低変動閾値も作成するよう、入力信号が高変動閾値を超えるか、または、低変動閾値よりも低くなったときに、スパイク検出信号を発生させるのである。
【００１７】
本発明の好適な実施形態の１つでは、前記の入力信号を、例えば１２８個などの所定数のパルスをもつ複数のブロックから構成される一連のパルスへとデジタル化する。この実施例では、各ブロックの真の実効値（actual rms）は以下の数１により算定できる。
【００１８】
【数１】

しかしながら、一般的なマイクロプロセッサにおいて、平方根の計算は難解で時間を消費してしまうことから、以下の数２による処理が実行されている。
【００１９】
【数２】

本発明の別の好適な実施形態では、前記の一連のパルスを、遅延ラインを通過するパルスをタップ処理（tapping）するために複数のタップ（tap）を備えたデジタル遅延ラインを経由して伝送する。スパイク検出信号が発生すると、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルスは遅延ラインにおいてタップ処理され、前記の入力信号パルスのブランク部分は、ブランク処理期間の開始前と終了後に発生したパルス間を補間処理して作成されたパルスによって置き換えられる。
【００２０】
本発明は、振幅変調した信号を復調する振幅から生成された変調信号、特に、自動車エンジンの電子によってスパイクが引起されるようなＡＭ無線信号などのＡＭ音声信号からスパイクを除去するのに利用できる。本発明による無線ＡＭ信号からノイズスパイクを除去する方法の実施形態の１つでは、ＡＭ−ＩＦ信号（ＡＭ無線信号の中間周波数）はスパイク検出経路に送られ、復調されたＡＭ音声信号が本発明によるスパイク除去経路へ送られる。
【００２１】
次に、このスパイク検出経路において、前記の振幅変調信号のエンベロープからエンベロープ信号を生成し、そのエンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値を算定し、前記エンベロープ信号をローパスフィルタ処理する。さらに、その真の実効値と局部ピーク値の関数としての変動オフセット値を生成して、この変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳することで変動閾値を作成し、前記のエンベロープ信号をこの変動閾値と比較した結果エンベロープ信号が前記閾値を超えていると、スパイク検出信号を発生するのである。前記のスパイク除去経路では、前記のスパイク検出信号が発生されている間、前記の復調信号をブランク処理し、この復調信号のブランク部分を補間信号で置き換えるのである。
【００２２】
前記の変動オフセット値は、エンベロープ信号の真の実効値と局部ピーク値の関数であり、また、前記の変動閾値は、前記のように作成された変動オフセット値をローパスフィルタ処理されたエンベロープ信号に重畳して作成されることから、その閾値は、信号の強度と信号振幅に依存する一方、追従ピークをもたず一定の間隔において前記の振幅変調信号のエンベロープに追従する。
【００２３】
本発明の別の実施形態では、前記のブランク処理期間が局部ピーク値に依存している。これは、スパイクのピーク値と変調信号のピーク値とが別のものであるため、エンベロープ信号がスパイクによってマスクされる時間は、そのエンベロープの低ピーク値において長くなり、高ピーク値において短くなることを利用しているのである。
【００２４】
本発明は、これまでに述べてきたようなＡＭ無線信号からのスパイク除去方法以外にも応用することが可能である。
【００２５】
例えば、ビニール製ＬＰレコードにおいては、そこに生じるキズや埃の粒子がディスクプレーヤからの電子音声信号のスパイクの原因となり、クリック音などの雑音を発生させてしまう。このようなスパイクも、本発明の方法を使って除去することができる。
【００２６】
また、ハードディスクドライブを制御するセンサーから発信される出力信号も、スパイクなどのノイズによって妨害されることがある。通常のスパイク周波数域は、センサーのヘッド信号の周波数域とは異なることから、このようなスパイクもまた、本発明を利用すれば除去することが可能なのである。
【００２７】
以下、図面を参照しつつ、さらに詳細に説明する。
【００２８】
図１と図２には、ＡＣ成分を含み、妨害スパイクによる妨害を受けている電気信号ｓを示しており、図１の電気信号は弱く、図２の電気信号は強い。スパイクが電気信号ｓを超えている時間長tiは、図１の弱い信号において長く、図２の強い信号においては短い。
【００２９】
図３は、スパイク検出経路（上側経路）とスパイク除去経路（下側経路）とから成る本発明の第1の実施形態を示す。
【００３０】
電気信号ｓは、前記のスパイク検出経路および前記のスパイク除去経路に共通の入力部ＩＮにおいて受信される。
【００３１】
前記のスパイク検出経路は、ｒｍｓ計算器１１、オフセット生成器１３、ローパスフィルタ１５、加算回路１７、比較器１９とから成る。この比較器１９は、信号入力部Isと閾値入力部Ithを備えている。前記のｒｍｓ計算器１１は、入力信号ｓを、ローパスフィルタ１５の入力部および比較器１９の信号入力部Isへ伝送する。前記のｒｍｓ計算器１１は、前記の電気信号ｓから真の実効値を算出する。この真の実効値は、その真の実効値に基いて変動オフセット値を生成するオフセット生成器１３の入力部へ伝送される。前記のローパスフィルタ１５には、電気信号ｓのＡＣ成分をほとんど変化させずにスパイクを大幅に抑制できるようなフィルターが備わっている。このローパスフィルタ１５からのローパスフィルタ処理された信号と、オフセット生成器１３からの変動オフセット値は、加算回路１７へ送られ、そこで加算されて、比較器１９の閾値入力部Ithへ伝送される変動閾値が作成される。比較器１９は、そのままの信号ｓと前記の変動閾値とを比較し、その電気信号ｓが変動閾値を超えた場合、スパイク検出信号を出力する。
【００３２】
前記のスパイク除去経路は、遅延ライン２１、直線補間器２３、スイッチ２５、ローパスフィルタ２７で構成される。この遅延ライン２１は、電気信号ｓを受信し、その信号をスイッチ２５の第１入力部SWi１へ伝送する。スイッチ２５の出力部SWoは、ローパスフィルタ２７の入力部と接続しており、ローパスフィルタ２７の出力部は、除去経路の出力部OUTを形成している。
【００３３】
前記の遅延ライン２１には、異なる時間に発生する信号ｓの変調値を直線補間器２３へ伝送するための、複数の（図３に示す実施形態では３つの）タブが備わっている。前記の直線補間器２３は、さらに、ｒｍｓ計算器１１からの真の実効値と、比較器１９からのスパイク検出信号spdsとを受信する。前記の直線補間器２３の出力部は、スイッチ２５の第2入力部SWi２と接続している。また、前記スイッチ２５の切換は、比較器１９の出力部からのスパイク検出信号spdsと、ブランク処理期間の終了時に発信する直線補間器２３からの出力信号bteによって制御される。
【００３４】
図３に示す実施形態は、正スパイクだけを検出および除去すために設計されたものである。しかしながら、この形態を、負スパイクの検出および除去、または、正負両方のスパイクの検出と除去を行うよう変更するのは簡単である。負スパイクの検出および除去を行うよう変更したければ、図３のオフセット生成器１３からのオフセット値を、ローパスフィルタ１５からのローパスフィルタ処理後の信号に加算するのではなく、そこから減算するようにするだけで、比較器１９の信号入力Isと閾値入力Ithを変更することが可能である。
【００３５】
図３の実施形態を正負スパイクの検出と除去を実行するよう変更する場合には、第２のオフセット生成器１３、第２のローパスフィルタ１５、第２の加算回路１７、第２の比較器１９、および、ＯＲゲートを付け足す必要がある。その実施例については図５に関連して後で説明する。
【００３６】
図３の実施形態の動作について、図１と図２を参照しながら説明する。ここでは便宜的に、ローパスフィルタ１５で処理された電気信号ｓは、そこにスパイクが存在しなければ、もとの電気信号ｓと同様の形態であると仮定する。
【００３７】
前記のｒｍｓ計算器１１は、所定の時間長である実時間内で、電気信号ｓからrms(t) の真の実効値を算定する。前記のオフセット生成器１３は、高い真の実効値には高オフセット値を、低い真の実効値には低オフセット値を生成する。このため、電気信号ｓと変動閾値thとの隔たりは、図１に示すものより狭く、図２に示すものよりも広くなることになる。
【００３８】
スパイクが検出されなかった場合には、前記のスイッチ２５の出力部SWoと入力部SWi１とが接続状態になるため、前記の電気信号ｓは、遅延ライン２１を通過後、スイッチ２５を経由してローパスフィルタ２７へ、さらに出力部OUTへと伝送される。
【００３９】
前記の入力信号ｓが変動閾値thを超えるスパイクをもち、前記の比較器１９がスパイク検出信号spdsを出力する場合には、前記のスイッチ２５はSWoとSWi２とが接続される状態に切り換わり、前記の直線補間器２３の出力信号が、ローパスフィルタ２７に送られ、そこからさらに出力部OUTへと伝送される。
【００４０】
前記の直線補間器２３には、いくつかの機能がある。まず、ｒｍｓ計算器１１から受信した真の実効値の関数としてのブランク処理期間tbの作成機能である。ここで算出されるブランク処理期間tbは、弱い電気信号ｓ、つまり、比較的低い真の実効値では長く、強い電気信号、つまり、比較的高い真の実効値では短くなる。この理由は、スパイク値が信号ｓを超える時間が長いほど、その信号ｓの強度は弱くなるからである。
【００４１】
第２の機能は、ブランク処理期間tbの終了時に、前記のスイッチ２５を、SWo部とSWi１部が接続される状態に戻すよう制御することである。
【００４２】
第３の機能は、遅延ライン２１から、ブランク処理期間tb開始直前の時間点に関する信号ｓの実変調値と、ブランク処理期間tbの終了直後の時間点に関する信号ｓの実変調値とを選択する機能である。前記の直線補間器２３は、これら２つの選択した変調値に基づいて信号の補間区分を作成し、検出したスパイクを、前記の電気信号ｓからスパイクを除去した後の補間信号区間部分で置き換えるのである。
【００４３】
本発明を使用した、ＡＭラジオ信号からノイズスパイクを除去する方法を、図４〜図１１を参照しながら説明する。
【００４４】
図４は、ＡＭラジオ信号のＩＦ（中間周波数）、ＡＭ−ＩＦ信号のエンベロープｅ、低閾値th‐lo、高閾値th‐hi、rms値（実効値）、正スパイク、および、負スパイクを示す。簡略化するために、図４では、図示した時間内においてrms値は変化しないと仮定する。そのため、ｅからのth‐lo及びth‐hiへの隔たりも、図示した時間内において一定である。
【００４５】
図５は、AMラジオ信号に関するスパイク検出とスパイク除去を実行するための本発明の実施形態を示す。ここでは、図４に示すように、正スパイクが負スパイクと同様に発生する可能性があるので、正変動閾値だけでなく負変動閾値も作成されるものとする。
【００４６】
図５に示す実施形態では、スパイク検出経路はＡＭ−ＩＦ信号を受信し、スパイク除去経路では復調したＡＭ音声信号を受信する。前記のＡＭ−ＩＦ信号は、ＡＭ−ＩＦの正エンベロープのエンベロープ信号ｅを生成するエンベロープ追従器３１へ伝送される。
【００４７】
図５における素子のうち、図３の素子と同様の機能を備えているものには同じ符号を付けた。図５のスパイク検出経路は、h（高いの意味）の添字で表示された正スパイク検出に関する素子と、l（低いの意味）の添字で表示された負スパイク検出に関する素子とを備えている。例えば、高オフセット変動値、および、低オフセット変動値を作成するオフセット生成器は、それぞれ１３hと１３lで示してある。図５のスパイク除去経路は、図３に示すものと同じである。
【００４８】
図５の加算回路１７hは、図３のものと同様に、オフセット生成器１３hからの変動オフセット値を、ローパスフィルタ１５hからのローパスフィルタ処理された信号に加算する。一方、加算回路１７lは、オフセット生成器１３lからの低変動オフセット値を、ローパスフィルタ１５lからのローパスフィルタ処理された信号から減算する。図５の回路は、比較器１９hと１９lの両方からの出力に対するＯＲ機能を実行するＯＲゲート２９を備えている。
【００４９】
前記のエンベロープ追従信号ｅは、ｒｍｓ計算器１１を通過して、ローパスフィルタ１５h、１５l、および、比較器１９h、１９lの信号入力部Ish、Islへそれぞれ伝送される前に、Vp計算器３３を通る。
【００５０】
前記のVp計算器３３は、エンベロープ追従信号ｅの局部ピーク値Vpを算定し、その局部ピーク値Vpを前記オフセット生成器１３h、１３lの第2入力部へ伝送し、さらに直線補間器２３の入力部へも伝送する。このため、高変動オフセット値と低変動オフセット値、また、その結果として高閾値と低閾値、および、直線補間器２３で作成されたブランク処理期間は、真の実効値だけではなくエンベロープ追従信号ｅの局部Vp値にも依存することになる。
【００５１】
前記のエンベロープ追従信号ｅが閾値th‐hiかth‐loのいずれかを超えれば、スイッチ２５のトリガパルスが発生する。この持続時間（ブランク処理期間ｔ‐out）は、図６に示すように、真の実効値とVp値に依存する。図６では、実効値が所定の閾値rms-thよりも大きい場合は、高オフセット値offs‐hi（２）、低オフセット値offs‐lo（２）、ブランク処理期間ｔ‐out（２）が作成される。実効値がrms-thよりも小さく、Vp値がVp閾値Vp-thよりも大きい場合には、高オフセット値offs‐hi（１）、低オフセット値offs‐lo（１）、ブランク処理期間t‐out（１）が作成される。また、実効値がrms-th値よりも小さくて、Vp値がVp-th値よりも小さい場合は、高オフセット値offs‐hi（０）、低オフセット値offs‐lo（０）、ブランク処理期間t‐out（０）が生成される。
【００５２】
図５の実施形態の変更例では、加算回路１７h、１７lと比較器１９h、１９lとの間に、ローパスフィルタ１５h、１５lを設置している。
【００５３】
また別の変形例では、前記の閾値rms-thとVp-thは一定ではなく、真の実効値および／または局部Vp値によって変化する。
【００５４】
この実施例における有利な点は、電界強度が高い（高い真の実効値）場合には、オフセット閾値とブランク処理期間を選択できることである。また、電界強度が低い（低い真の実効値）場合には、変調の深さに関係するＡＭ−ＩＦ信号のピークレベルVpに応じて値（１）または（０）を選択する。この結果、ＡＭノイズのブランク処理手順を、受信したＡＭ信号の特性に合わせることができる。つまり、強い電界強度に対しては短いブランク処理期間と高オフセット値が、弱い電界強度に対しては長いブランク処理期間と低いオフセット値が付与されるのである。
【００５５】
ここでは、以下の数３ような関係が成り立つ。
【００５６】
【数３】

さらに別の変形例では、固定化された閾値rms-thとVp-thは、真の実効値および／または局部Vp値に依存する可変閾値で置き換えられる。
【００５７】
スパイクが検出されるとトリガパルスが発生し、前記のＡＭ音声経路はブランク処理および補間処理状態に切り換わる。ブランク処理期間が終了し、次の補間状態になると、前記のＡＭ音声経路は非ブランク処理状態へ戻るよう切り換わる。
【００５８】
図７に示す好適な実施形態では、スパイク検出経路とスパイク除去経路で処理される信号は、デジタルがベースとなっている。この実施形態は、図５に示す全ての素子と、デジタル信号処理に必要な素子とから構成される。図７の素子のうち図５の素子に対応するものには、図５と同じ符号を付けている。
【００５９】
図７に示すように、エンベロープ追従器３１には、正エンベロープ追従信号のみを生成するための整流ダイオードが備わっている。このエンベロープ追従信号ｅは、第１アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ１）３４へ伝送されて、一連のパルスへとデジタル化される。ＡＤＣ１からのパルスは、エーリアシング（aliasing）を防止するために、ローパスフィルタ３５でフィルタ処理される。ローパスフィルタ処理された信号は、次に、図５の素子１１および３３の機能をもつデジタル遅延ライン（ＤＬＹ３）３７へ伝送される。ここで、遅延ライン３７に格納してあるサンプルを利用して、rms(t)の真の実効値とＡＭ−ＩＦ信号の局部ピークレベルVp(t)とに比例する２つの値が算出される。なお、遅延ラインにおける実効値とVp値の計算方法は、専門家にとっては周知のものであるため、ここでは詳しく説明しない。
【００６０】
次に、前記の２つの値を使用して、高変動オフセット値offs‐hiと低変動オフセット値offs‐loを修正する。さらに、これらの修正値を使って、前記のエンベロープ追従信号ｅに従って動く高変動閾値th-hiと低変動閾値th-loとを生成するのである。
【００６１】
図７に示す実施形態では、単数のオフセット生成器１３を使用しており、その出力は加算回路１７hと１７lの両方に伝送される。ローパスフィルタ１５hと１５lは、図５の実施形態ではそれぞれ加算回路１７hと１７lの前段に配置されているが、ここではそれぞれ対応する加算回路１７h、１７lと比較器１９h、１９lとの間に配置するよう変更されている。
【００６２】
さらに、図７のＡＭ−ＩＦ経路、つまり、スパイク検出経路は、第１遅延ライン３７の出力部に接続するハイパスフィルタ（ＨＰ）３８と、真の実効値に応じてハイパスフィルタ３８からの信号を制御する自動ゲイン制御回路（ＡＧＣ）４０とから構成されている。
【００６３】
前記のＡＭ音声経路、つまり、スパイク除去経路では、第2遅延ライン（ＤＬＹ２）４１および第3遅延ライン（ＤＬＹ１）４３によって、第2アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ０）３９から伝送されたサンプルを遅延処理する。この遅延ライン４３は、予測される最長ブランク処理期間に対応する複数のサンプルを格納できる構造になっている。図５に関連して前述したように、直線補間器２３が、ブランク処理期間tbの間に、ブランク処理開始前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間のrampからの一連のサンプルを補間処理できるよう、遅延ライン４３から直線補間器２３に対して、ブランク処理期間前に最終「良好」サンプルが、ブランク処理期間後に最初の「良好」サンプルが伝送される。
【００６４】
前記のトリガパルス、つまり、スパイク検出パルスが有効である場合、ブランク処理期間前の最後の「良好」サンプルとブランク処理期間後の最初の「良好」サンプルとの間の直線補間器２３が作動する。スイッチ２５に接続されているのは、スイッチ動作により発生する全ての擬似「クリック」を除去するための、傾斜（steep）ローパスフィルタ２７（ヘッドフィルタと呼ばれる）である。ここで処理されたパルス列は、音声処理を実行するデジタル信号プロセッサＤＳＰ０へ伝送される。
【００６５】
図８と９は、図７に示すＡＭノイズのブランク処理回路の異なる位置で生じる信号を示す。図９は、図８よりも高い分解能をもつ信号を示している。図８(a)と図９(a)は、スパイクをもつAM−IF信号を示す。図８(ｂ)と図９(ｂ)は、ＯＲゲート２９の出力部のトリガパルスを示す。また、図８(ｃ)と図９(ｃ)は、ブランク処理期間におけるスパイク除去処理と、補間処理後のＡＭ音声信号とを示す。
【００６６】
図１０は、図７に示す回路のＰ１〜Ｐ４の地点における信号を示しており、Ｐ１地点の信号はオリジナルの音声ＡＭ信号、Ｐ２地点の信号はブランク処理された音声ＡＭ信号、Ｐ４地点の信号はＡＭ−ＩＦエンベロープ追従信号ｅ、Ｐ３地点の信号はＡＤＣ１によってアナログ／デジタル変換されたＡＭ−ＩＦエンベロープ追従信号をそれぞれ示している。
【００６７】
前記のアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ１）３４は、その構造から、位相反転と遅延（およそ１ms）を引き起こすので、Ｐ４地点の信号のオリジナルの正スパイクは、Ｐ３地点で位相反転されて、１msだけ遅延することになる。
【００６８】
図１１は、ノイズの測定結果である。（×）の線はノイズのブランク処理を行っていない雑音信号を、（○）の線はノイズブランク処理を行った雑音信号を、連続する線（一番低い線）は純信号、つまり、ノイズのない信号をそれぞれ示している。図１１から明らかなように、図７のように本発明を実施すれば、ＡＭ信号が特にノイズやノイズスパイクの影響を受け易い電界強度域の低領域において、純信号と同様のほとんどノイズをもたない信号を生成することが可能となるのである。
【００６９】
図７の実施形態を実行する場合には、ローパスフィルタ３５には20KHzの遮断周波数を、エンベロープ追従器３１のローパスフィルタ部には28KHzの遮断周波数を、さらに、アナログ／デジタル変換器３４、３９には48.5KHzのサンプリング周波数を適用する。また、遅延ライン４１は、前記のアナログ／デジタル変換器３４、３９における動作変動を補償する機能をもつ。
【００７０】
【発明の効果】
本発明に係るノイズスパイクを除去するための方法と装置によれば、その強度が変化するような信号、特に、振幅が変調されるアナログ信号からノイズスパイクを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】妨害スパイクをもつ弱い入力信号を示す。
【図２】図１と同様の妨害スパイクをもつ強い入力信号を示す。
【図３】本発明によるスパイクの検出と除去のための回路の第1の実施形態を示す。
【図４】振幅変調信号およびそのエンベロープ、高変動閾値と低変動閾値、正スパイク、負スパイクを示す。
【図５】本発明に従ったスパイクの検出と除去のための回路の第２の実施形態を示す。
【図６】rmsとVpにおける変動オフセット値とブランク処理期間の依存性を示すグラフである。
【図７】本発明によるスパイクの検出と除去を実行する回路の第３の実施形態を示す。
【図８】（ａ）スパイクのあるＡＭ信号
（ｂ）ブランク処理期間を開始させるトリガパルス
（ｃ）スパイクの除去と補間処理後のＡＭ信号
を示す。
【図９】時間軸に対してより高い分解能をもつ、図８と同様の信号を示す。
【図１０】図７に示す各回路地点において測定された信号を示す。
【図１１】ノイズ測定の結果を示す。
【符号の説明】
１１ｒｍｓ計算器
１３オフセット生成器
１５ローパスフィルタ
１７加算回路
１９比較器
２１遅延ライン
２３直線補間器
２５スイッチ
２７ローパスフィルタ
２９ＯＲゲート
３１エンベロープ追従器
３３Ｖｐ計算器
３４、３９アナログ／デジタル変換器
３５ローパスフィルタ
３７、４１、４３デジタル遅延ライン
３８ハイパスフィルタ
４０自動ゲイン制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and apparatus for removing noise spikes from an electrical signal having an AC component.
[0002]
[Prior art]
An electrical signal may generate a noise spike that causes a malfunction during processing or use of the signal. An example is a noise spike caused by an automobile engine's electronic interference with a radio amplitude modulation (AM) signal. Such a noise spike causes a disturbance in the output signal of the loudspeaker installed in the AM car radio.
[0003]
Many attempts have been made to solve the noise spike removal.
[0004]
For example, in US-A-4 965 800, a low voltage threshold and a high voltage threshold are used to distinguish between a low value state and a high value state in a binary value, and to detect a signal error caused by a spike. A digital signal fault detector with a spike detector is disclosed. A pulse signal without a normal spike is estimated to have a pulse time longer than the spike time. The spike detector measures a high voltage threshold value and a low voltage threshold value for identifying an input signal as one of low and high states, and a duration of the binary low value state and high value state to measure a predetermined spike. Means for comparing with time, and means for detecting the occurrence of a spike when the duration of the binary low value state or the high value state is shorter than the spike time.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the spike detector disclosed in the above-mentioned US Pat. No. 4,965,800 cannot cope with the intensity change in the input signal. As a result, weak input signals cannot be accurately identified and spikes may not be detected.
[0006]
The above-mentioned problems do not cause much trouble when processing a digital input signal that is identified by the binary level of the signal, but an analog signal whose amplitude is modulated, such as an AM radio signal, is processed. If you do, it will be a serious problem.
[0007]
Therefore, an object of the present invention is to remove noise spikes from a signal whose intensity changes, in particular, an analog signal whose amplitude is modulated.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a method and apparatus for removing noise spikes as described in claims 1-12, respectively. Further, the embodiments of the present invention are shown in the dependent claims.
[0009]
The first aspect of the present invention is to obtain the true rms value of the input signal. Calculation The input signal is low-pass filtered to produce a variable offset value (variableoffset) as a function of the true rms value, and this variable offset value is superimposed on the low-pass filtered signal described below. A variable threshold is generated, and when the input signal exceeds the fluctuation threshold, a spike detection signal is generated, and the input signal is blanked (invalidated) in the generation period of the spike detection signal. Provide a simple way.
[0010]
By using a fluctuation offset value that depends on the true effective value of the input signal or by creating a fluctuation threshold value obtained by superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered input signal, the threshold value, that is, the spike detection performance ( performance) can be adapted to changes in the intensity of the input signal. Since the fluctuation offset value is superimposed not on the input signal itself but on the low-pass filtered input signal, the threshold value substantially follows the amplitude of the input signal having a certain distance from it. of However, it does not follow the spike caused by the input signal. As a result, unlike the case of using a threshold that does not change, it is possible to completely detect a spike regardless of the strength of the actual intensity of the input signal.
[0011]
In order to remove the detected noise spike, the input signal in the generation period of the spike detection signal may be blanked.
[0012]
According to its second feature, the present invention provides an apparatus for removing noise spikes from an electrical input signal having an AC component. This device produces the true rms value of the input signal. Calculation A low-pass filter for low-pass filtering the input signal, an offset generator for generating a variable offset value as a function of the true rms value, and a signal obtained by low-pass filtering the variable offset value And means for generating a spike detection signal when the input signal exceeds the fluctuation threshold by comparing the input signal with the fluctuation threshold. Blank for blanking the input signal during the spike detection signal generation period processing Means.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In one embodiment of the invention, the blanking time is set based on the true rms value, ie the actual strength of the input signal.
[0014]
If the spike has a shape that does not depend on the shape or intensity of the input signal, the detected spike Exceeds input signal (Positive spike in the case of ) Or below (Negative spike in the case of ) time limit With weak input signal long With strong input signal Short Become. That means Based on the actual strength of the input signal Z And set the blank processing period To do , The above action Will be considered .
[0015]
In one embodiment of the present invention, the blank portion of the input signal is replaced with an interpolated alternative signal. The interpolation signal here takes the last input signal value before the blanking period and the first input signal value after the blanking period and creates a ramp value (ramp) that links these values with the input signal value. Is generated.
[0016]
When the occurrence of only positive spikes is predicted, the spike detection signal is generated when the input signal exceeds the high fluctuation threshold by adding the positive fluctuation offset value to the input signal so that only the high fluctuation threshold is created. Let Conversely, when only negative spikes are predicted, the negative fluctuation offset value is subtracted from the input signal so that only the low fluctuation threshold is created, and the input signal becomes lower than the low fluctuation threshold. A spike detection signal is generated. In addition, if both positive and negative spikes are predicted, the input signal exceeds or falls below the low fluctuation threshold to create a low fluctuation threshold as well as a high fluctuation threshold. Sometimes a spike detection signal is generated.
[0017]
In one preferred embodiment of the present invention, the input signal is digitized into a series of pulses composed of a plurality of blocks having a predetermined number of pulses, for example 128. In this embodiment, the true rms of each block can be calculated by the following equation (1).
[0018]
[Expression 1]

However, in a general microprocessor, the calculation of the square root is difficult and time consuming, so the processing according to the following equation 2 is executed.
[0019]
[Expression 2]

In another preferred embodiment of the invention, the series of pulses is transmitted via a digital delay line with a plurality of taps to tap the pulses passing through the delay line. To do. When the spike detection signal is generated, the pulses generated before and after the start of the blanking period are tapped in the delay line, and the blank portion of the input signal pulse is between the pulses generated before and after the start of the blanking period. Is replaced by a pulse created by interpolation.
[0020]
The present invention can be used to remove spikes from a modulated signal generated from an amplitude that demodulates an amplitude modulated signal, particularly an AM voice signal such as an AM radio signal that is caused by electrons of an automobile engine. . In one embodiment of the method for removing noise spikes from a wireless AM signal according to the present invention, the AM-IF signal (the intermediate frequency of the AM wireless signal) is sent to the spike detection path and the demodulated AM audio signal is the present invention. To the spike removal path.
[0021]
Next, in this spike detection path, an envelope signal is generated from the envelope of the amplitude-modulated signal, the true effective value and local peak value of the envelope signal are calculated, and the envelope signal is low-pass filtered. Further, a fluctuation threshold value is created by generating a fluctuation offset value as a function of the true effective value and the local peak value, and superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal, and the envelope signal If the envelope signal exceeds the threshold value as a result of comparing this with the fluctuation threshold value, a spike detection signal is generated. In the spike removal path, while the spike detection signal is being generated, the demodulated signal is blanked and the blank portion of the demodulated signal is replaced with an interpolated signal.
[0022]
The fluctuation offset value is a function of the true effective value and the local peak value of the envelope signal, and the fluctuation threshold value is obtained by converting the fluctuation offset value generated as described above into a low-pass filtered envelope signal. Since the threshold value is generated by superimposing, the threshold value depends on the signal strength and the signal amplitude, but does not have a tracking peak and follows the envelope of the amplitude modulation signal at a constant interval.
[0023]
In another embodiment of the invention, the blank Processing period Depends on the local peak value. This is because the peak value of the spike and the peak value of the modulation signal are different, so the time that the envelope signal is masked by the spike becomes longer at the lower peak value of the envelope and shorter at the higher peak value. Is used.
[0024]
The present invention can be applied to methods other than the spike removal method from AM radio signals as described above.
[0025]
For example, in a vinyl LP record, scratches and dust particles generated in the vinyl LP record cause a spike in an electronic audio signal from a disc player, and noise such as a click sound is generated. Such spikes can also be removed using the method of the present invention.
[0026]
Also, the output signal transmitted from the sensor that controls the hard disk drive may be disturbed by noise such as spikes. Since the normal spike frequency range is different from the frequency range of the head signal of the sensor, such spikes can also be removed using the present invention.
[0027]
Hereinafter, it will be described in more detail with reference to the drawings.
[0028]
1 and 2 show an electrical signal s that contains an AC component and is disturbed by a disturbing spike. The electrical signal in FIG. 1 is weak and the electrical signal in FIG. 2 is strong. The time length ti during which the spike exceeds the electric signal s is long in the weak signal in FIG. 1 and short in the strong signal in FIG.
[0029]
FIG. 3 shows a first embodiment of the present invention comprising a spike detection path (upper path) and a spike removal path (lower path).
[0030]
The electrical signal s is received at the input IN common to the spike detection path and the spike removal path.
[0031]
The spike detection path includes an rms calculator 11, an offset generator 13, a low-pass filter 15, an adder circuit 17, and a comparator 19. The comparator 19 includes a signal input unit Is and a threshold input unit Ith. The rms calculator 11 transmits the input signal s to the input unit of the low-pass filter 15 and the signal input unit Is of the comparator 19. The rms calculator 11 calculates a true effective value from the electric signal s. This true rms value is transmitted to the input of the offset generator 13 which generates a variable offset value based on the true rms value. The low-pass filter 15 includes a filter that can significantly suppress spikes while hardly changing the AC component of the electric signal s. The low-pass filtered signal from the low-pass filter 15 and the fluctuation offset value from the offset generator 13 are sent to the adding circuit 17 where they are added and transmitted to the threshold value input section Ith of the comparator 19. A threshold is created. The comparator 19 compares the signal s as it is with the fluctuation threshold, and outputs a spike detection signal when the electric signal s exceeds the fluctuation threshold.
[0032]
The spike removal path includes a delay line 21, a linear interpolator 23, a switch 25, and a low-pass filter 27. The delay line 21 receives the electrical signal s and transmits the signal to the first input section SWi1 of the switch 25. The output part SWo of the switch 25 is connected to the input part of the low-pass filter 27, and the output part of the low-pass filter 27 forms the output part OUT of the removal path.
[0033]
The delay line 21 is provided with a plurality of (three in the embodiment shown in FIG. 3) tabs for transmitting the modulation values of the signal s generated at different times to the linear interpolator 23. The linear interpolator 23 further receives the true effective value from the rms calculator 11 and the spike detection signal spds from the comparator 19. The output section of the linear interpolator 23 is connected to the second input section SWi2 of the switch 25. The switching of the switch 25 is controlled by a spike detection signal spds from the output of the comparator 19 and an output signal bte from the linear interpolator 23 transmitted at the end of the blanking period.
[0034]
The embodiment shown in FIG. 3 is designed to detect and remove only positive spikes. However, it is easy to modify this configuration to detect and remove negative spikes, or to detect and remove both positive and negative spikes. If it is desired to change so as to detect and remove the negative spike, the offset value from the offset generator 13 in FIG. 3 is not added to the signal after the low-pass filter processing from the low-pass filter 15, but is subtracted therefrom. It is possible to change the signal input Is and the threshold input Ith of the comparator 19 simply by making the above.
[0035]
When the embodiment of FIG. 3 is modified to detect and remove positive and negative spikes, the second offset generator 13, the second low-pass filter 15, the second adder circuit 17, and the second comparator 19 are used. And an OR gate must be added. The embodiment will be described later with reference to FIG.
[0036]
The operation of the embodiment of FIG. 3 will be described with reference to FIGS. Here, for convenience, it is assumed that the electric signal s processed by the low-pass filter 15 has the same form as the original electric signal s unless there is a spike.
[0037]
The rms calculator 11 calculates a true effective value of rms (t) from the electric signal s within a real time which is a predetermined time length. The offset generator 13 generates a high offset value for a high true effective value and a low offset value for a low true effective value. For this reason, the gap between the electric signal s and the fluctuation threshold th is narrower than that shown in FIG. 1 and wider than that shown in FIG.
[0038]
When the spike is not detected, the output unit SWo of the switch 25 and the input unit SWi1 are connected, so that the electrical signal s passes through the delay line 21 and then passes through the switch 25. It is transmitted to the low-pass filter 27 and further to the output unit OUT.
[0039]
When the input signal s has a spike exceeding the fluctuation threshold th and the comparator 19 outputs a spike detection signal spds, the switch 25 switches to a state where SWo and SWi2 are connected, The output signal of the linear interpolator 23 is sent to the low-pass filter 27 and further transmitted to the output unit OUT.
[0040]
The linear interpolator 23 has several functions. First, it is a function of creating a blank processing period tb as a function of the true effective value received from the rms calculator 11. The blank processing period tb calculated here is long for a weak electric signal s, that is, a relatively low true effective value, and is short for a strong electric signal, that is, a relatively high true effective value. The reason for this is that the longer the spike value exceeds the signal s, the weaker the intensity of the signal s.
[0041]
The second function is to control the switch 25 to return to the state in which the SWo unit and the SWi1 unit are connected at the end of the blank processing period tb.
[0042]
The third function selects from the delay line 21 the actual modulation value of the signal s related to the time point immediately before the start of the blanking process period tb and the actual modulation value of the signal s related to the time point immediately after the end of the blanking process period tb. It is a function. The linear interpolator 23 creates a signal interpolation segment based on these two selected modulation values, and replaces the detected spike with the interpolated signal segment portion after removing the spike from the electrical signal s. is there.
[0043]
A method of removing noise spikes from an AM radio signal using the present invention will be described with reference to FIGS.
[0044]
FIG. 4 shows AM radio signal IF (intermediate frequency), AM-IF signal envelope e, low threshold th-lo, high threshold th-hi, rms value (effective value), positive spike, and negative spike. . For simplicity, FIG. 4 assumes that the rms value does not change within the time shown. Therefore, the distance from e to th-lo and th-hi is also constant within the time shown.
[0045]
FIG. 5 shows an embodiment of the present invention for performing spike detection and spike removal on AM radio signals. Here, as shown in FIG. 4, since a positive spike may occur in the same manner as a negative spike, not only a positive variation threshold but also a negative variation threshold is created.
[0046]
In the embodiment shown in FIG. 5, the spike detection path receives the AM-IF signal, and the spike removal path receives the demodulated AM audio signal. The AM-IF signal is transmitted to an envelope follower 31 that generates an envelope signal e having a positive envelope of AM-IF.
[0047]
Of the elements in FIG. 5, elements having the same functions as those in FIG. The spike detection path of FIG. 5 includes an element related to positive spike detection indicated by a suffix h (meaning high) and an element related to negative spike detection indicated by a suffix l (meaning low). For example, the offset generators that create the high offset variation value and the low offset variation value are indicated by 13h and 13l, respectively. The spike removal path of FIG. 5 is the same as that shown in FIG.
[0048]
The addition circuit 17h in FIG. 5 adds the variable offset value from the offset generator 13h to the low-pass filtered signal from the low-pass filter 15h, as in FIG. On the other hand, the adding circuit 17l subtracts the low fluctuation offset value from the offset generator 13l from the low-pass filtered signal from the low-pass filter 15l. The circuit of FIG. 5 includes an OR gate 29 that performs an OR function on the outputs from both comparators 19h and 19l.
[0049]
The envelope following signal e passes through the rms calculator 11 and is transmitted to the low-pass filters 15h and 15l and the signal inputs Ish and Isl of the comparators 19h and 19l before passing through the Vp calculator 33. Pass through.
[0050]
The Vp calculator 33 calculates the local peak value Vp of the envelope following signal e, transmits the local peak value Vp to the second input unit of the offset generators 13h and 13l, and further inputs the linear interpolator 23. Also transmitted to the department. For this reason, the high fluctuation offset value and the low fluctuation offset value, and as a result, the high threshold value and the low threshold value, and the blank processing period created by the linear interpolator 23 are not only the true effective value but also the envelope follow-up signal e. Depends on the local Vp value.
[0051]
If the envelope tracking signal e exceeds either the threshold th-hi or th-lo, a trigger pulse of the switch 25 is generated. The duration (blank processing period t-out) depends on the true effective value and the Vp value, as shown in FIG. In FIG. 6, when the effective value is larger than a predetermined threshold value rms-th, a high offset value offs-hi (2), a low offset value offs-lo (2), and a blank processing period t-out (2) are created. Is done. When the effective value is smaller than rms-th and the Vp value is larger than the Vp threshold value Vp-th, the high offset value offs-hi (1), the low offset value offs-lo (1), and the blank processing period t- out (1) is created. When the effective value is smaller than the rms-th value and the Vp value is smaller than the Vp-th value, the high offset value offs-hi (0), the low offset value offs-lo (0), and the blanking period t-out (0) is generated.
[0052]
In the modification of the embodiment of FIG. 5, low-pass filters 15h and 15l are installed between the adder circuits 17h and 17l and the comparators 19h and 19l.
[0053]
In another modification, the threshold values rms-th and Vp-th are not constant, but vary depending on the true effective value and / or the local Vp value.
[0054]
The advantage of this embodiment is that the offset threshold and the blanking period can be selected when the field strength is high (high true rms value). When the electric field strength is low (low true effective value), the value (1) or (0) is selected according to the peak level Vp of the AM-IF signal related to the modulation depth. As a result, the AM noise blanking procedure can be matched to the characteristics of the received AM signal. That is, a short blank processing period and a high offset value are applied to a strong electric field strength, and a long blank processing period and a low offset value are applied to a weak electric field strength.
[0055]
Here, the following relationship is established.
[0056]
[Equation 3]

In yet another variant, the fixed thresholds rms-th and Vp-th are replaced with variable thresholds depending on the true rms value and / or the local Vp value.
[0057]
When a spike is detected, a trigger pulse is generated, and the AM voice path is switched to a blank process and an interpolation process state. When the blank processing period ends and the next interpolation state is reached, the AM voice path is switched back to the non-blank processing state.
[0058]
In the preferred embodiment shown in FIG. 7, the signals processed in the spike detection path and spike removal path are digitally based. This embodiment includes all elements shown in FIG. 5 and elements necessary for digital signal processing. 7 corresponding to the elements in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals as in FIG.
[0059]
As shown in FIG. 7, the envelope follower 31 includes a rectifier diode for generating only a positive envelope follow signal. This envelope tracking signal e is transmitted to a first analog / digital converter (ADC1) 34 and digitized into a series of pulses. The pulses from the ADC 1 are filtered by a low pass filter 35 to prevent aliasing. The low-pass filtered signal is then transmitted to a digital delay line (DLY3) 37 having the functions of

elements

11 and 33 of FIG. Here, using the samples stored in the delay line 37, two values proportional to the true effective value of rms (t) and the local peak level Vp (t) of the AM-IF signal are calculated. . Note that the calculation method of the effective value and the Vp value in the delay line is well known to experts and will not be described in detail here.
[0060]
Next, the high fluctuation offset value offs-hi and the low fluctuation offset value offs-lo are corrected using the two values. Furthermore, using these correction values, a high fluctuation threshold th-hi and a low fluctuation threshold th-lo that move according to the envelope following signal e are generated.
[0061]
In the embodiment shown in FIG. 7, a single offset generator 13 is used, and its output is transmitted to both adder circuits 17h and 17l. In the embodiment of FIG. 5, the low-pass filters 15h and 15l are arranged in front of the adding circuits 17h and 17l, respectively, but here are arranged between the corresponding adding circuits 17h and 17l and the comparators 19h and 19l. Has been changed.
[0062]
Further, the AM-IF path of FIG. 7, that is, the spike detection path, includes a high-pass filter (HP) 38 connected to the output part of the first delay line 37 and a signal from the high-pass filter 38 according to the true effective value. It comprises an automatic gain control circuit (AGC) 40 for controlling.
[0063]
In the AM voice path, that is, the spike removal path, the second delay line (DLY2) 41 and the third delay line (DLY1) 43 delay the samples transmitted from the second analog / digital converter (ADC0) 39. To process. The delay line 43 has a structure capable of storing a plurality of samples corresponding to the predicted longest blank processing period. As described above in connection with FIG. 5, the linear interpolator 23 determines that during the blanking period tb, the last “good” sample before the blanking process begins and the first “good” sample after the blanking period. The final “good” samples are transmitted from the delay line 43 to the linear interpolator 23 before the blanking period and the first “good” samples after the blanking period so that a series of samples from the ramp can be interpolated. Is done.
[0064]
If the trigger pulse, i.e. the spike detection pulse, is valid, the linear interpolator 23 is activated between the last "good" sample before the blanking period and the first "good" sample after the blanking period. . Connected to the switch 25 is a steep low-pass filter 27 (referred to as a head filter) for removing all pseudo “clicks” generated by the switch operation. The pulse train processed here is transmitted to the digital signal processor DSP0 that performs audio processing.
[0065]
8 and 9 show signals that occur at different locations in the AM noise blanking circuit shown in FIG. FIG. 9 shows a signal with a higher resolution than FIG. 8 (a) and 9 (a) show AM-IF signals with spikes. FIG. 8B and FIG. 9B show trigger pulses at the output of the OR gate 29. FIGS. 8C and 9C show spike removal processing during the blank processing period and the AM audio signal after interpolation processing.
[0066]
FIG. 10 shows signals at points P1 to P4 in the circuit shown in FIG. 7, where the signal at point P1 is the original audio AM signal, the signal at point P2 is the blanked audio AM signal, and the signal at point P4. Indicates an AM-IF envelope tracking signal e, and a signal at the point P3 indicates an AM-IF envelope tracking signal analog / digital converted by the ADC 1.
[0067]
The analog / digital converter (ADC1) 34 causes phase inversion and delay (approximately 1 ms) due to its structure, so the original positive spike of the signal at P4 is phase inverted at P3 and only 1 ms. Will be delayed.
[0068]
FIG. 11 shows the measurement results of noise. The (×) line is a noise signal that has not been subjected to noise blanking, the (○) line is the noise signal that has been subjected to noise blanking, and the continuous line (lowest line) is a pure signal, that is, noise. Each signal without is shown. As can be seen from FIG. 11, when the present invention is implemented as shown in FIG. 7, the AM signal has almost the same noise as the pure signal, particularly in the low field strength range where the AM signal is easily affected by noise and noise spikes. Therefore, it is possible to generate a stale signal.
[0069]
When the embodiment of FIG. 7 is executed, the low-pass filter 35 has a cut-off frequency of 20 KHz, the low-pass filter unit of the envelope follower 31 has a cut-off frequency of 28 KHz, and the analog /

digital converters

34 and 39 further. Applies a sampling frequency of 48.5KHz. Further, the delay line 41 has a function of compensating for an operation variation in the analog /

digital converters

34 and 39.
[0070]
【The invention's effect】
According to the method and apparatus for removing noise spikes according to the present invention, noise spikes can be removed from a signal whose intensity changes, particularly an analog signal whose amplitude is modulated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a weak input signal with disturbing spikes.
FIG. 2 shows a strong input signal with a disturbing spike similar to FIG.
FIG. 3 shows a first embodiment of a circuit for detecting and removing spikes according to the present invention.
FIG. 4 shows an amplitude modulated signal and its envelope, high and low fluctuation thresholds, positive spikes and negative spikes.
FIG. 5 shows a second embodiment of a circuit for detecting and removing spikes according to the present invention.
FIG. 6 is a graph showing the dependency of the fluctuation offset value and blank processing period on rms and Vp.
FIG. 7 shows a third embodiment of a circuit for performing spike detection and removal according to the present invention.
FIG. 8 (a) AM signal with spikes
(B) Trigger pulse for starting the blanking period
(C) AM signal after spike removal and interpolation processing
Indicates.
FIG. 9 shows a signal similar to FIG. 8 with higher resolution over time.
FIG. 10 shows signals measured at each circuit point shown in FIG.
FIG. 11 shows the result of noise measurement.
[Explanation of symbols]
11 rms calculator
13 Offset generator
15 Low-pass filter
17 Adder circuit
19 Comparator
21 Delay line
23 Linear interpolator
25 switches
27 Low-pass filter
29 OR gate
31 Envelope follower
33 Vp calculator
34, 39 Analog / digital converter
35 Low-pass filter
37, 41, 43 Digital delay line
38 High-pass filter
40 Automatic gain control circuit

Claims

A method for removing noise spikes from an electrical input signal including an AC component, comprising:
A step of calculation constant the true effective value of the input signal,
Low-pass filtering the input signal;
Creating a variable offset value that is a function of the true rms value;
A step of creating a variable threshold by superimposing the fluctuation offset value of the said low-pass filtered signal,
Comparing the input signal to the variation threshold;
Generating a spike detection signal when the input signal exceeds the variation threshold;
A noise spike removal method comprising: blanking the input signal during the spike detection signal generation period.

The noise spike removal method according to claim 1, wherein a period during which the blanking process is performed (hereinafter referred to as a blanking period) depends on the true effective value.

Storing the input signal portion generated within a predetermined period;
Interpolating the input signal portion in the blank processing period with the value of the input signal generated before and after the start of the blank processing period;
The method according to claim 2, further comprising the step of replacing the input signal with the interpolation part.

In order to remove the positive spike from the input signal, a high fluctuation threshold value is created by adding a positive fluctuation offset value to the low-pass filtered input signal, and the spike is detected when the input signal value exceeds the high fluctuation threshold value. The noise spike elimination method according to claim 1, wherein the detection signal is generated.

In order to remove negative spikes from the input signal, a low fluctuation threshold value is created by subtracting a negative fluctuation offset value from the low-pass filtered input signal, and if the input signal value is lower than the low fluctuation threshold value The noise spike removal method according to claim 1, wherein the spike detection signal is generated.

To remove both positive and negative spikes from the input signal, a positive fluctuation offset value is added to the low-pass filtered input signal to create a high fluctuation threshold, and negative fluctuation is generated from the low-pass filtered input signal. create a low variable threshold by subtracting the offset value, and further, the input signal values Luke exceed the height variation threshold, or, if less than the low variable threshold, to generate the spike detection signal, The noise spike removal method according to any one of claims 1 to 3.

Digitizing the input signal into a series of pulses; dividing the series of pulses into blocks having a predetermined number of pulses; and calculating a true effective value of each block. The noise spike elimination method according to claim 1, comprising:

Further, the step of transmitting the pulse to the digital delay line (21) having a plurality of taps for tapping the pulse passing through the digital delay line (21), and the blanking process simultaneously with the generation of the spike detection signal Tapping the pulse before and after the start of the period from the digital delay line (21), interpolating the portion of the input signal in the blanking period with the tapped pulse, and the blanking process The method according to claim 7, further comprising: replacing a pulse obtained by digitizing the input signal with a pulse obtained by the interpolation processing within a period.

A method of removing a spike from a modulation signal obtained from an amplitude demodulating an amplitude modulation signal, comprising generating an envelope signal from an envelope of the amplitude modulation signal, and the true of the envelope signal from the envelope signal Calculating an effective value and a local peak value; low-pass filtering the envelope signal; creating the variable offset value as a function of the true effective value and the local peak value; A fluctuation threshold value by superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal, a step of comparing the envelope signal with the fluctuation threshold, and the envelope signal Otherwise, the process of generating the spike detection signal and the generation period of the spike detection signal Comprising a step of blanking the demodulated signal, noise spikes removal method according to any one of claims 1 to 8.

The noise spike removal method according to claim 9, wherein the blank processing period depends on the local peak value.

Storing the demodulated signal part generated in a predetermined period; interpolating the demodulated signal part in the blank process with the input signal value generated before and after the start of the blank process period; The noise spike elimination method according to claim 9 or 10, further comprising the step of replacing the input demodulated signal with the interpolation processing portion in the blank processing period.

An apparatus for removing noise spikes from an electrical input signal containing an AC component, and means for calculation constant the true effective value of said input signal (11), for low-pass filtering the input signal of the A low-pass filter (15), an offset generator (13) for creating a variable offset value that is a function of the true effective value, and superimposing the variable offset value on the low-pass filter processing signal a superimposing processing means for creating a variable threshold (17), said input signal by comparing said variation threshold comparison such as the input signal to generate a spike detection signal exceeds the variable threshold Means (19) and blank processing means (21, 23, 25) for blanking the input signal during the spike detection signal generation period. Noise spike removal device.

Period for the blanking of said (hereinafter, referred to as blanking periods.) Is controlled to depend on the true effective value of the noise spike removal device of claim 12.

A storage means (21) for storing the input signal portion generated within a predetermined time, and a value of the input signal generated before and after the start of the blanking period, 14. Noise according to claim 13, comprising interpolation processing means (23) for interpolating a blank processing period part and replacement processing means (23, 25) for replacing the input signal with the interpolation processing part. Spike remover.

In order to remove positive spikes from the input signal, adding means (17) for adding a positive fluctuation offset value to the input signal to create a high fluctuation threshold, and the input signal value exceeds the high fluctuation threshold 15. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising a comparison means (19) for generating a spike detection signal in the event of a failure.

In order to remove negative spikes from the input signal, subtracting means for subtracting a negative fluctuation offset value from the input signal to create a low fluctuation threshold, and when the input signal value is lower than the low fluctuation threshold, 16. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising spike detecting means for generating a spike detection signal.

In order to remove both positive and negative spikes from the input signal, addition means (17h) for adding a positive fluctuation offset value to the input signal to create a high fluctuation threshold value, and subtracting the negative fluctuation offset value from the input signal to the subtracting means for generating a low variable threshold (17l), further, the input signal value is high the fluctuation threshold exceeded Luke, or when lower than the low variation threshold, generate the spike detection signal The noise spike removing apparatus according to any one of claims 12 to 16, further comprising comparing means (19h, 19l).

Digital processing means (31) for digitizing the input signal into a series of pulses; division processing means for dividing the series of pulses into blocks each having a predetermined number of pulses; 18. The noise spike removing apparatus according to claim 12, further comprising rms calculating means (11) for calculating an effective value.

A digital delay line means (21) comprising a plurality of taps for delaying said pulses and tapping a pulse passing through the digital delay line (21); Pulse selection means for selecting tap processing pulses generated before and after the start of the blanking period, and the input signal portion in the blanking period is interpolated with the selected pulse and generated within the blanking period. The noise spike removing apparatus according to claim 18, further comprising interpolation means (23) for replacing the pulse of the input signal to be replaced with a pulse obtained by the interpolation processing.

Envelope signal creation means (31) for creating an envelope signal from the amplitude modulation signal envelope, and calculation means for calculating the true effective value and the local peak value of the envelope signal from the envelope signal ( 11, 33), low-pass filter means (15) for low-pass filtering the envelope signal, and offset generating means for creating the variable offset value as a function of the true effective value and the local peak value (13) and a threshold value creation means (17) for superimposing the fluctuation offset value on the low-pass filtered envelope signal to create a fluctuation threshold value, and comparing the envelope signal and the fluctuation threshold value. If the envelope signal value exceeds the fluctuation threshold, a spike detection signal is generated. Comparing means (19) and blank processing means (21, 23, 25) for blanking the demodulated signal in the generation period of the spike detection signal, according to the amplitude for demodulating the amplitude modulation signal 20. The noise spike removing apparatus according to claim 12, for removing spikes from the demodulated signal obtained.

21. The noise spike removing apparatus according to claim 20, wherein the blank processing period is controlled to depend on the local peak value.

A storage means for storing a modulation signal portion occurring in a predetermined time period (21), the value of the input signal occurring before and after a blanking period, interpolating the demodulated signal portion in blanking period of the 22. A noise spike according to claim 20 or 21, further comprising interpolation processing means (23) for replacing the input demodulated signal with the interpolated portion within the blanking period . Removal device.