JP3843986B2 - 電子スイッチ - Google Patents

Description

本発明は、負荷を介して交流電源が印加する一対の端子部間に、例えば互いに逆方向で直列に接続される一対の自己消弧型素子を備え、これら一対の自己消弧型素子を位相制御信号によりオン，オフする電子スイッチに関するものである。

図２９は従来の電子スイッチの構成図である。図２９に示す電子スイッチは、交流電源ＡＣと負荷ＬＤとの間に介設され、交流電源ＡＣから負荷ＬＤへの供給電力を位相制御で調整するものであり、一対の端子部１４，１４、これらの間に接続されるトライアックＴ、ダイアックＤｋおよび位相制御角調整用のボリューム抵抗ＶＲなどを備え、トライアックＴを位相制御でオン，オフするようになっている。また、図２９では、コンデンサＣａ，Ｃｂ、抵抗ＲａおよびインダクタＬａにより構成されるノイズフィルタが設けられている。

なお、特許文献１には、互いに逆方向に直列接続されたスイッチ素子（ＩＧＢＴ）の直列回路と、各々のスイッチ素子のドレイン・ソース間に逆並列接続された２つのダイオードと、交流電源の両端に２つのスイッチ素子の直列回路を介して接続された照明負荷とからなる照明装置が開示されている。
特開平７−２９６９７１号公報

しかしながら、上記従来の電子スイッチでは、電流が零になるまで導通を保持するトライアックが使用されるため、過電流を検出してトライアックの駆動信号を停止に切り替えたとしても、過電流が流れるのを瞬時に解除することができない課題がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、一対の端子部間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる電子スイッチを提供することを目的とする。

上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、負荷を介して交流電源が印加する一対の端子部間に接続される自己消弧型素子を備え、この自己消弧型素子を位相制御信号によりオン，オフする電子スイッチであって、前記一対の端子部間を流れる電流が、所定電流よりも大きな過電流に達したか否かの検出をする過電流検出手段と、前記過電流検出手段で過電流に達したとの検出結果が得られると、前記自己消弧型素子の制御端子への位相制御信号を引き抜く過電流保護手段と、前記一対の端子部間に印加する電圧が、少なくとも前記交流電源より高い過電圧検出レベルに達したか否かの検出をする過電圧検出手段と、この過電圧検出手段で過電圧検出レベルに達したとの検出結果が得られると、前記位相制御信号とは別に、前記自己消弧型素子の制御端子に対して、前記一対の端子部間の電圧を前記交流電圧より高く前記一対の自己消弧型素子の耐電圧以下となる過電圧制限レベルに抑える信号を出力する過電圧保護手段とを備えることを特徴とする。

この構成では、一対の端子部間を流れる電流が所定電流よりも大きな過電流に達したとの検出結果が得られると、自己消弧型素子の制御端子への位相制御信号が引き抜かれるので、一対の端子部間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。さらに、過電流に達したとの検出結果が得られ、自己消弧型素子の制御端子への位相制御信号が引き抜かれることにより、交流電源およびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で一対の端子部間の電圧が交流電源よりも上昇するが、一対の端子部間の電圧が過電圧検出レベルに達したとの検出結果が得られると、過電圧保護手段により、一対の端子部間の電圧が過電圧制限レベルに抑えられるので、過電流保護時に、交流電源およびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で、自己消弧型素子に大きなストレスがかかるのを防止することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、前記一対の端子部間に介設されるとともに前記一対の自己消弧型素子と直列に接続される前記過電流検出手段としての抵抗と、駆動時に前記自己消弧型素子の制御端子に印加する制御電圧を抜き取る前記過電流保護手段としてのスイッチ素子とを備え、前記所定電流よりも大きな過電流が前記抵抗に流れたときに発生するその抵抗の両端電圧で前記スイッチ素子を駆動することを特徴とする。この構成では、抵抗に過電流が流れると、スイッチ素子が駆動して自己消弧型素子の制御電圧を抜き取り、自己消弧型素子が瞬時にオフになるので、一対の端子部間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の電子スイッチにおいて、前記一対の端子部のうち一方の端子部と前記一対の自己消弧型素子のうち前記一方の端子部側に接続される一方の自己消弧型素子との間に、前記抵抗を介設して備えるとともに、前記スイッチ素子としてのフォトスイッチ素子および逆並列接続の一対の発光ダイオードを含むフォトカプラを備え、前記抵抗に前記一対の発光ダイオードを並列に接続し、前記一対の自己消弧型素子の制御端子と前記一対の自己消弧型素子の接続点との間に、前記フォトスイッチ素子を接続し、このフォトスイッチ素子の制御端子を前記接続点側に接続して構成され、前記抵抗に過電流が流れたときに発生するその抵抗の両端電圧で前記一対の発光ダイオードを駆動することにより、前記フォトスイッチ素子を駆動することを特徴とする。この構成では、抵抗に過電流が流れると、フォトスイッチ素子が駆動して一対の自己消弧型素子の制御電圧を抜き取り、一対の自己消弧型素子が瞬時にオフになるので、一対の端子部間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。また、抵抗が一対の自己消弧型素子の制御電圧に影響を与えないので、微妙な制御が容易となる。さらに、フォトカプラの個数が１個で済むので、小型化が可能となる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の電子スイッチにおいて、前記過電流検出手段で過電流に達したとの検出結果が得られなくなる時点から、前記位相制御信号が前記自己消弧型素子をオフする信号に変わるまでの期間、前記自己消弧型素子をオフに保持するオフ保持手段を備えることを特徴とする。この構成では、過電流に達したとの検出結果が得られなくなる時点の後、位相制御信号による本来の位相制御のタイミングとは異なるタイミングで、自己消弧型素子がオンするのを防止することができるので、本来の位相制御が交流電源のゼロクロス時に自己消弧型素子をオンする構成である場合に、交流電源のゼロクロス時以外で自己消弧型素子がオンするのを防止することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジを備え、前記過電圧検出手段は、前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子側と前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側とにそれぞれカソードとアノードとが接続され、ツェナー電圧が前記過電圧検出レベルに相当する電圧となるツェナーダイオードを含むことを特徴とする。この構成では、通常、元々備えているダイオードブリッジの直流出力電圧を一対の端子部間に印加する交流電源の監視に利用することができるので、その直流出力電圧を受けるツェナーダイオードを少なくとも設けることにより、過電圧検出手段を簡単に構成することができ、小型化が可能となる。

請求項６記載の発明は、請求項４記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジを備え、前記過電圧検出手段は、前記過電圧制限レベルと同じ前記過電圧検出レベルに対する前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子からの電圧レベルの誤差分を増幅する誤差増幅器を含み、前記過電圧保護手段は、前記誤差増幅器からの出力を受けて前記過電圧制限レベルに抑える信号を出力することを特徴とする。この構成では、一対の端子部間の電圧を精度良く過電圧制限レベルに抑えることができるので、より耐電圧の低いより低価格な自己消弧型素子を使用することができるととともに、自己消弧型素子の発熱を抑えることができる。

請求項７記載の発明は、請求項４記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備え、前記過電流検出手段は、前記一対の端子部間を流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、この電流電圧変換器で変換された電圧が、前記所定電流のレベルである過電流検出レベルに相当する電圧に達したときに発光する逆並列接続の一対の発光ダイオードとを含み、前記過電流保護手段および前記オフ保持手段は、前記一対の自己消弧型素子間とそれら一対の自己消弧型素子の両制御端子側とにそれぞれカソードおよびゲートとアノードとが接続され前記発光ダイオードの発光によりオンとなるフォトサイリスタを共用する構成になっていることを特徴とする。この構成では、フォトサイリスタの持つ特性を利用することにより、過電流保護手段およびオフ保持手段を簡単に構成することができ、小型化が可能となる。

請求項８記載の発明は、請求項４記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備え、前記過電流検出手段は、前記一対の端子部間に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、この電流電圧変換器で変換された電圧が、前記所定電流のレベルである過電流検出レベルに相当する電圧に達したときに、前記過電流に達したとの検出結果を示す信号を出力する比較器とを含むことを特徴とする。この構成では、一対の端子部間を流れる電流が過電流検出レベルに達したか否かの検出精度を良くすることができるので、より耐電流の低いより低価格な自己消弧型素子を使用することができるととともに、自己消弧型素子の発熱を抑えることができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の電子スイッチにおいて、前記過電流保護手段および前記オフ保持手段は比較器を共用し、この比較器は、前記過電流検出手段からの信号を一方の入力とし、前記過電流に達したとの検出結果を示す信号が出力される場合に、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子への位相制御信号を引き抜き保持し、前記位相制御信号をもう一方の入力とし、前記位相制御信号が停止した場合に、前記オフ保持手段としての前記位相制御信号の引き抜き保持の動作を停止するように、出力端子が前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側に接続されていることを特徴とする。この構成では、過電流保護手段およびオフ保持手段を比較器で簡単に構成することができ、小型化が可能となる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の電子スイッチにおいて、前記過電流保護手段は、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側とグランドとの間に介設されるスイッチング素子を含み、このスイッチング素子の制御端子の側に自己の比較器の出力端子が接続されていることを特徴とする。この構成では、一対の自己消弧型素子の両制御端子への位相制御信号を引き抜く応答性を良くすることができ、負荷短絡等でのより立ち上がりの速い過電流に対して、小さい電流値に制限して電流遮断ができるので、より小型の安価な自己消弧型素子を使用することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項８記載の電子スイッチにおいて、前記過電流検出手段は、自己の電流電圧変換器および比較器間に、自己の電流電圧変換器で変換された電圧を微分する微分回路部を含むことを特徴とする。この構成では、微分回路部により、急速な立ち上がりの電流の場合に、その電流値がまだ小さい時点で過電流であるか否かを判定することが可能となる。

請求項１２記載の発明は、請求項１記載の電子スイッチにおいて、所定の単位時間に、前記過電流検出手段で前記過電流に達したとの検出結果が得られた回数を計数する計数手段を備え、この計数手段で計数された単位時間当たりの回数が所定回数に達した場合に、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子に対する前記位相制御信号の出力を停止することを特徴とする。この構成では、単位時間当たりの回数が所定回数に達した場合、何らかの故障が発生したとみなせるので、その場合に位相制御信号の出力を停止することにより、何らかの故障が発生したとみなせる状態で電子スイッチが動作するのを防止することができるほか、消費電力を低減することが可能となる。

請求項１３記載の発明は、請求項１記載の電子スイッチにおいて、前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子側に一端が接続されるとともに前記ダイオードブリッジの負極性直流出力端子側に制御端子が接続されるトランジスタ、およびこのトランジスタの他端と制御端子側との間に接続される平滑コンデンサにより構成され、前記ダイオードブリッジの両直流出力端子間からの直流電圧を安定化して内部電源を生成する内部電源回路部と、前記内部電源回路部のトランジスタの制御端子と前記ダイオードブリッジの負極性直流出力端子との間に接続される間欠動作用スイッチ素子と、前記位相制御信号の出力をする制御部とを備え、前記制御部は、前記位相制御信号により前記一対の自己消弧型素子をオンしている期間の一部の期間において、前記間欠動作用スイッチ素子をオンにする一方、その一部の期間外において、前記間欠動作用スイッチ素子をオフにすることを特徴とする。この構成では、例えば、負荷が照明器具である場合のその調光下限点灯時に、一対の端子部間の電圧が高くなってダイオードブリッジの両直流出力端子間の電圧が高くなったとしても、一対の端子部間の電圧が高くなる期間の一部の期間において、内部電源回路の動作が停止するので、内部電源回路のトランジスタの発熱を抑えることができる。

本発明によれば、一対の端子部間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。

（参考例１）
図１は参考例１の電子スイッチの一部を示す回路図、図２は同電子スイッチの分解斜視図、図３は同電子スイッチの正面図（ａ）、右側面図（ｂ）および下側面図（ｃ）である。

本参考例１の電子スイッチは、図１に示すように、交流電源ＡＣと負荷ＬＤとの間に介設され、交流電源ＡＣから負荷ＬＤへの供給電力を位相制御で調整するものであり、図２，３に示すように、ボディ１１と、カバー１２とを備え、ボディ１１およびカバー１２からなるハウジング内に、ハンドル１３と、一対の端子部１４，１４と、解除釦１５と、放熱板１６と、回路ブロック１とを収納するようになっている。そして、上記ハウジングは、図２，図３の例では、壁に埋設される１個モジュール寸法の配線器具２個分の大きさに設定されている。

ボディ１１は絶縁樹脂により前方に開口１１ａを有する箱状に形成され、ボディ１１の底部には一対の電線挿入孔などが穿設されている。カバー１２は絶縁樹脂によりボディ１１の開口１１ａを閉塞する箱状に形成され、カバー１２の前面部１２０にはハンドル１３を挿通するための孔１２０ａが穿設されている。ハンドル１３は、絶縁樹脂により有底筒状に形成され、位相制御角調整用のボリューム抵抗ＶＲの軸と嵌合するようになっている。

端子部１４は、端子板１４１および鎖錠ばね１４２により構成され、上記電線挿入孔に挿入された外部からの電線の導体線に鎖錠して電気的に接続するものである。解除釦１５は、ボディ１１の底部における別の孔から挿入された例えばマイナスドライバの先端部で押された場合に、上記導体線に対する端子部１４の鎖錠を解除するものである。放熱板１６は、回路ブロック１における後述する一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２と機械的に接続され、それらに対して放熱をするものである。

回路ブロック１は、一対の端子部１４，１４と個別に電気的に接続される基板１ａと、この両面に実装される各種電子部品とにより構成されている。すなわち、図１に示すように、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２が、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）間に逆直列に接続され、ボリューム抵抗ＶＲに応じた図略の例えば制御部による位相制御（信号）でオン，オフされるようになっている。自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の各々は、図１の例では、逆並列接続の寄生ダイオードを有するＭＯＳ型ＦＥＴになっており、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ドレインがそれぞれ一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）と電気的に接続されている。なお、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の各々は、上記ＭＯＳ型ＦＥＴに限らず、バイポーラトランジスタと、これに逆並列接続されるダイオードとによりなる構成でも、あるいはＩＧＢＴと、これに逆並列接続されるダイオードとによりなる構成でもよい。

そして、本参考例１の特徴として、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）間に介設されるとともに一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２と直列に接続されるシャント抵抗（低抵抗）Ｒ５１，Ｒ５２と、駆動時に自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲートに印加する制御電圧をそれぞれ抜き取るサイリスタＳ７１，Ｓ７２とを備え、所定電流よりも大きな過電流がシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の両端電圧でサイリスタＳ７１，Ｓ７２をそれぞれ瞬時にオンに駆動するようになっている。

より具体的には、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２間に、一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２がそれぞれ直列に介設されているとともに、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲート間に、それぞれ一対の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して、一対のサイリスタＳ７１，Ｓ７２がカソード同士を接続するように逆直列に接続されている。そして、一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点Ｐ１と一対のサイリスタＳ７１，Ｓ７２の接続点Ｐ２とが接続されている。また、交流電源ＡＣ側のサイリスタＳ７１のゲートが、抵抗Ｒ７１を介して、交流電源ＡＣ側の自己消弧型素子Ｑ２１およびシャント抵抗Ｒ５１の接続点Ｐ３に接続されている一方、負荷ＬＤ側のサイリスタＳ７２のゲートが、抵抗Ｒ７２を介して、負荷ＬＤ側の自己消弧型素子Ｑ２２およびシャント抵抗Ｒ５２の接続点Ｐ４に接続されている。なお、図１において、ＤＢはダイオードブリッジである。

次に、上記構成の電子スイッチの組立手順例について説明する。まず、一対の端子部１４，１４および解除釦１５をボディ１１内の所定の収納室に収納するとともに、回路ブロック１に取り付けられた放熱板１６をボディ１１内の別の収納室に収納する。この後、回路ブロック１のボリューム抵抗ＶＲの軸にハンドル１３を嵌合し、カバー１２の孔１２０ａにハンドル１３を挿入するようにして、カバー１２をボディ１１に係合固定する。なお、ボリューム抵抗ＶＲの軸にハンドル１３を予め嵌合しておいてもよく、また端子部１４を回路ブロック１に予め固定ないし仮固定しておいてもよい。

次に、本参考例１の特徴となる電子スイッチの動作について説明する。本参考例１の電子スイッチは、先述の如く、所定電流よりも大きな過電流がシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に流れたときに発生するそれらシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の両端電圧で、サイリスタＳ７１，Ｓ７２がそれぞれオンになるように回路設定されている。このため、例えば負荷ＬＤの短絡や負荷ＬＤとしての電球の球切れなどで、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に流れると、これらの両端電圧がサイリスタＳ７１，Ｓ７２をオンにすることができる電圧以上に上昇して、サイリスタＳ７１，Ｓ７２が瞬時にオンになり、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧が引き抜かれ、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２が瞬時にオフになる。

これにより、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができ、電子スイッチの保護、短絡保護および球切れ保護などが可能となる。また、突入電流の自動的低減も可能である（温まったら通常制御）。そして、このような構成の電子スイッチによれば、後述する他の参考例、実施形態の電子スイッチと同様に、ＩＥＣの要求するＣＩＳＰＲ規格の雑音端子電圧の規格値レベルをクリアすることができる。

なお、参考例１では、ハウジングは、１個モジュール寸法の配線器具２個分の大きさに設定される構成になっているが、これに限らず、例えば図４，図５に示すように、１個モジュール寸法の配線器具３個分の大きさに設定される構成でもよい。

また、一対のサイリスタＳ７１，Ｓ７２に代えて、一対のトライアックを使用する構成でもよく、この構成でも、上記参考例１と同様の効果を奏することができる。

（参考例２）
図６は参考例２の電子スイッチの一部を示す回路図である。

本参考例２の電子スイッチは、参考例１との相違点として、図６に示すように、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）と一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２との間に、一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２をそれぞれ介設して備えるとともに、発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２をそれぞれが含む一対のフォトサイリスタカプラＰＳＣ，ＰＳＣを備えている。

交流電源ＡＣ側および負荷ＬＤ側のフォトサイリスタカプラＰＳＣ，ＰＳＣの発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、両アノードをそれぞれ一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）側に向けて、交流電源ＡＣ側および負荷ＬＤ側のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２にそれぞれ並列に接続されている。一方、一対のフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２は、一対の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲート間に、カソード同士を接続するようにそれぞれ逆直列に接続されている。また、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点Ｐ２１と一対のフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２の接続点Ｐ２２とが接続され、一対のフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２の両ゲートが、それぞれ一対の抵抗Ｒ７１，Ｒ７２を介して両接続点Ｐ２１，Ｐ２２に接続されている。

そして、一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に所定電流よりも大きな過電流が流れたときに発生するそれらシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の両端電圧で、一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２をそれぞれ発光駆動することにより、一対のフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２をそれぞれ瞬時にオンに駆動するようになっている。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流が一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に流れると、これらの両端電圧が一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２を発光させることができる電圧以上に上昇し、一対のフォトサイリスタＰＳ７１，ＰＳ７２が瞬時にオン駆動して一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧をそれぞれ抜き取り、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２が瞬時にオフになるので、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。また、一対のシャント抵抗Ｒ５１，Ｒ５２が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧に影響を与えないので、微妙な制御が容易となる。

なお、参考例２では、一対のフォトサイリスタカプラを使用する構成になっているが、例えば、フォトトライアックおよび発光ダイオードをそれぞれが含む一対のフォトトライアックカプラを使用する構成でもよく、この構成でも、上記参考例２と同様の効果を奏することができる。

（参考例３）
図７は参考例３の電子スイッチの一部を示す回路図である。

本参考例３の電子スイッチは、参考例１との相違点として、図７に示すように、交流電源ＡＣ側の端子部１４（Ｔ１）および自己消弧型素子Ｑ２１間に、一のシャント抵抗Ｒ５を介設して備えるとともに、逆並列接続の一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびフォトサイリスタＰＳ７を含む一のフォトサイリスタカプラＰＳＣを備えている。

一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、シャント抵抗Ｒ５に並列に接続されている。一方、フォトサイリスタＰＳ７は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介して、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲートと一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点Ｐ２１との間に接続され、フォトサイリスタＰＳ７のゲートが、抵抗Ｒ７を介して接続点Ｐ２１に接続されている。

そして、シャント抵抗Ｒ５に所定電流よりも大きな過電流が流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５の両端電圧で、一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２を発光駆動することにより、フォトサイリスタＰＳ７を瞬時にオンに駆動するようになっている。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、この両端電圧が一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２を発光させることができる電圧以上に上昇し、フォトサイリスタＰＳ７が瞬時にオン駆動して一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧を抜き取り、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２が瞬時にオフになるので、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。また、シャント抵抗Ｒ５が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧に影響を与えないので、微妙な制御が容易となる。さらに、フォトサイリスタカプラＰＳＣの個数が１個で済むので、小型化が可能となる。

なお、参考例３では、フォトサイリスタカプラを使用する構成になっているが、例えば、フォトトライアックおよび発光ダイオードを含むフォトトライアックカプラを使用する構成でもよいことは言うまでもなく、この構成でも、上記参考例３と同様の効果を奏することができる。

（参考例４）
図８は参考例４の電子スイッチの一部を示す回路図、図９は同電子スイッチの動作波形図である。

本参考例４の電子スイッチは、参考例１との相違点として、図８に示すように、交流電源ＡＣ側の端子部１４（Ｔ１）および自己消弧型素子Ｑ２１間、および一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲートと一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点Ｐ２１との間に、それぞれシャント抵抗Ｒ５およびサイリスタＳ７を介設して備えるとともに、逆並列接続の一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびフォトトランジスタＰＴ７を含むフォトトランジスタカプラＰＴＣを備えている。

一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、シャント抵抗Ｒ５に並列に接続されている。一方、フォトトランジスタＰＴ７は、抵抗Ｒ７３を介して、サイリスタＳ７のゲートと直流の内部電源（駆動電源）ＤＣとの間に接続されている。

そして、シャント抵抗Ｒ５に所定電流（図９の過電流検出レベル）よりも大きな過電流が流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５の両端電圧で、一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２を発光駆動して、フォトトランジスタＰＴ７を瞬時にオンに駆動することにより、サイリスタＳ７を瞬時にオンに駆動するようになっている。なお、図８において、１００は、ボリューム抵抗ＶＲに応じた位相制御（信号）で、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフする制御部である。また、図８では、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに接続される抵抗（Ｒ２１，Ｒ２２）の図示を省略してある。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、この両端電圧が一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２を発光させることができる電圧以上に上昇し、フォトトランジスタＰＴ７が瞬時にオン駆動することにより、サイリスタＳ７が瞬時にオン駆動して一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧を抜き取り、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２が瞬時にオフになる。

これにより、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができ、参考例１で説明したように、電子スイッチの保護、短絡保護および球切れ保護などが可能となる（図９参照）。また、シャント抵抗Ｒ５が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧に影響を与えないので、微妙な制御が容易となる。さらに、安価なフォトトランジスタカプラＰＴＣと小型のサイリスタＳ７で構成することができるので、コスト削減が可能となる。

（参考例５）
図１０は参考例５の電子スイッチの一部を示す回路図である。

本参考例５の電子スイッチは、参考例４との相違点として、図１０に示すように、抵抗Ｒ１００〜Ｒ１０２，Ｒ７，Ｒ９と、ダイオードＤ１０１，１０２とをさらに備えている。そして、それら抵抗のうち、例えば、抵抗Ｒ１００は２２０ｋΩ、抵抗Ｒ１０１は１００ｋΩ、抵抗Ｒ１０２は１５ｋΩ、抵抗Ｒ９は４．７ｋΩに設定される。

ところで、この種の電子スイッチでは、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフするときに雑音電圧が発生するが、雑音電圧を低減しようとして穏やかにオン，オフすると、スイッチング損失による発熱が問題となってくる。このため、雑音電圧を低減し、発熱を抑えることができる最適な穏やかさで自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフする必要がある。また、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除するためには、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を瞬時にオフしなければならない。

そこで、本参考例５では、雑音電圧の低減および発熱の抑制を可能にするとともに、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を瞬時にオフすることができるように、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２と、ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２とを設け、抵抗Ｒ１０２よりも自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２側にサイリスタＳ７１を配置するのである。

制御部１００がポート＃１からハイレベルのオン電圧を出力すると、そのオン電圧がダイオードＤ１０１、抵抗Ｒ１０１，Ｒ２１，Ｒ２２を介して自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲートに印加し、抵抗Ｒ１０１の抵抗値による穏やかさで、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両ゲートに電荷がチャージして自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオンになる。一方、制御部１００がポート＃１からローレベル（例えばグランドレベル）のオフ電圧を出力すると、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、ダイオードＤ１０２、抵抗Ｒ１０２を介して、抵抗Ｒ１０２の抵抗値による穏やかさで、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートが放電して自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフになる。これにより、雑音電圧の低減および発熱の抑制が可能となる。

一方、先述の過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、フォトトランジスタＰＴ７が瞬時にオン駆動することにより、サイリスタＳ７が瞬時にオン駆動し、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧が抵抗Ｒ２１，Ｒ２２およびダイオードＤ１０２を介して瞬時に抜き取られる。これにより、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を瞬時にオフすることができる。

また、本参考例５では、過電流発生時のサイリスタＳ７の動作後、少なくとも交流電源（商用電源）ＡＣの半周期はサイリスタＳ７のオンを保持し、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のオフを保持するべく、抵抗Ｒ９を設けてある。つまり、雑音電圧の低減用に設定される抵抗Ｒ１０２の抵抗値が大きいときには、サイリスタＳ７に流れる電流が少なくなってしまうため、ダイオードＤ１０１を通じて抵抗Ｒ９をサイリスタＳ７に接続し、その抵抗Ｒ９の抵抗値をサイリスタＳ７の保持電流を確保できる値に設定してある。

上記構成の本参考例５によれば、自己消弧型素子のオン，オフのスイッチング速度、過電流検出時の自己消弧型素子の停止タイミング、サイリスタの保持電流を最小の部品点数でそれぞれ独立して制御することができる。

（参考例６）
図１１は参考例６の電子スイッチの回路図、図１２は同電子スイッチにおけるボリューム抵抗の抵抗値のばらつきを低減するための説明図である。

本参考例６の電子スイッチは、参考例５との相違点として、図１１に示すように、先述の位相制御の位相角調整用のボリューム抵抗ＶＲに並列に接続される固定抵抗Ｒを備えることを特徴とする。

市販されているボリューム抵抗は、一般に抵抗値が±２０％〜３０％程度の大きなばらつきを持つので、電子スイッチ毎に、調整できる位相角が大きくばらついてしまうことになる。このため、ボリューム抵抗の抵抗値を選別したり、製造工程で調整用の半固定ボリュームをつけたりするなどの工夫がなされているが、いずれもコストアップの要因となる。

そこで、本参考例６では、ボリューム抵抗ＶＲと並列に固定抵抗Ｒを接続し、その合成抵抗値により、調整できる位相角のばらつきを抑えるのである。固定抵抗は、一般に抵抗値が±２〜５％程度のばらつきの範囲内に収まるので、図１２（ａ）に示すボリューム抵抗ＶＲが例えば１００ｋΩ±３０％程度のばらつきを持つ場合であっても、図１２（ｂ）に示すように、例えば２００ｋΩ±５％程度のばらつきを持つ固定抵抗Ｒを並列に接続することにより、１００ｋΩ＋３６％〜１００ｋΩ−１９．４％程度のばらつきの合成抵抗値に抑えることができる。

ところで、図１１に示す電子スイッチについて補説すると、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２はノーマリオフである。一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両端からダイオードブリッジＤＢを通じて、制御部１００が動作するための内部電源回路部（電源部）４が設けられている。また、ダイオードブリッジＤＢによって全波整流された出力波形において、０ボルト付近でゼロクロスタイミング信号を制御部１００に出力するゼロクロス検出部１０１が設けられている。そして、制御部１００は、そのタイミングで自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン駆動する信号を出力し、ボリューム抵抗ＶＲとコンデンサＣなどで決定される時定数分の時間（交流半周期内の時間）経過後、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオフ駆動する信号を出力するように構成される。

また、負荷ＬＤの短絡などで過電流が流れ、シャント抵抗Ｒ５の両端電圧が１〜１．５Ｖ程度の電圧以上になると、発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２に電流が流れてフォトトランジスタＰＴ７がオンするようになっている。なお、図１１において、ＳＷはスイッチであり、Ｆはフューズであり、例えば本電子スイッチに含まれる。

（参考例７）
図１３は本発明による参考例７の電子スイッチの回路図である。

本参考例７の電子スイッチは、図１３に示すように、制御部１００と、ドライブ回路部１０２と、一対の端子部１４，１４とを備えるとともに、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）間に、先述の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を一対逆直列に接続して備え、制御部１００がドライブ回路部１０２を介して位相制御（信号）で一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフするものである。

より具体的には、交流電源ＡＣ側の端子部１４（Ｔ１）および自己消弧型素子Ｑ２１間に、一のシャント抵抗Ｒ５が介設され、逆並列接続の一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２およびフォトトランジスタＰＴ７を含むフォトトランジスタカプラＰＴＣが具備されている。一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、シャント抵抗Ｒ５に並列に接続されている。一方、フォトトランジスタＰＴ７は、コレクタが抵抗Ｒ７３を介して駆動電源ＤＣに接続されるとともに制御部１００の一の入力ポートに接続され、エミッタがグランドに接続されている。

そして、制御部１００は、所定電流よりも大きな過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５の両端電圧に応じて、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフする制御を瞬時に停止するように構成される。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、上記一の入力ポートに印加する電圧レベルがハイからローに切り替わることにより、制御部１００が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフする制御を瞬時に停止するので、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。また、制御部１００がマイコンやＣＭＯＳ−ＩＣなどで構成される場合に（図１３ではマイコン）、コスト削減および小型化が可能となる。

（参考例８）
図１４は参考例８の電子スイッチの回路図である。

本参考例８の電子スイッチは、図１４に示すように、制御部１００と、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）とを備えるとともに、先述の自己消弧型素子をＱ２として一つ備え、制御部１００が位相制御（信号）で自己消弧型素子Ｑ２をオン，オフするものである。

より具体的には、一対の端子部１４（Ｔ１），１４（Ｔ２）に交流入力端子が接続されるダイオードブリッジＤＢと、シャント抵抗Ｒ５と、サイリスタＳ７と、発光ダイオードＤ５およびフォトトランジスタＰＴ７を含むフォトトランジスタカプラＰＴＣとが具備されている。

自己消弧型素子Ｑ２は、オフ時にダイオードブリッジＤＢの直流出力端子間を遮断するように、自己消弧型素子Ｑ２を構成するＭＯＳ型ＦＥＴのドレインおよびソースがダイオードブリッジＤＢの正極性および負極性出力端子にそれぞれ接続されている。シャント抵抗Ｒ５は、ダイオードブリッジＤＢの正極性出力端子と自己消弧型素子Ｑ２との間に介設されている。サイリスタＳ７は、抵抗Ｒ２を介して自己消弧型素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続されている。発光ダイオードＤ５はシャント抵抗Ｒ５と並列に接続されている。フォトトランジスタＰＴ７は、コレクタが抵抗Ｒ７３を介して内部電源ＤＣに接続され、エミッタがサイリスタＳ７のゲートに接続されている。

そして、所定電流よりも大きな過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５の両端電圧で、発光ダイオードＤ５を発光駆動して、フォトトランジスタＰＴ７を瞬時にオンに駆動することにより、サイリスタＳ７を瞬時にオンに駆動するようになっている。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、この両端電圧が発光ダイオードＤ５を発光させることができる電圧以上に上昇し、フォトトランジスタＰＴ７が瞬時にオン駆動することにより、サイリスタＳ７が瞬時にオン駆動して自己消弧型素子Ｑ２のゲート電圧を抜き取り、自己消弧型素子Ｑ２が瞬時にオフになる。

これにより、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。また、自己消弧型素子Ｑ２およびシャント抵抗Ｒ５がそれぞれ１個で済むので、コスト削減および小型化が可能となる。

（参考例９）
図１５は参考例９の電子スイッチの回路図である。

本参考例９の電子スイッチは、参考例８との相違点として、図１５に示すように、サイリスタＳ７を廃止し、参考例７と同様に、制御部１００が一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除するようになっている。

すなわち、フォトトランジスタＰＴ７は、コレクタが抵抗Ｒ７３を介して内部電源ＤＣに接続されるとともに制御部１００の一の入力ポートに接続され、エミッタがグランドに接続されている。そして、制御部１００が、所定電流よりも大きな過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れたときに発生するそのシャント抵抗Ｒ５の両端電圧に応じて、自己消弧型素子Ｑ２をオン，オフする制御を瞬時に停止するように構成される。

このように構成される電子スイッチでは、上記過電流がシャント抵抗Ｒ５に流れると、上記一の入力ポートに印加する電圧レベルがハイからローに切り替わることにより、制御部１００が自己消弧型素子Ｑ２をオン，オフする制御を瞬時に停止するので、一対の端子部１４，１４間に過電流が流れるのを瞬時に解除することができる。

（実施形態１）
図１６は本発明による実施形態１の電子スイッチの構成図、図１７は同電子スイッチの定常時の動作波形図、図１８は同電子スイッチの過電流時の動作波形図である。

ここで、上記各参考例のうち例えば参考例３の電子スイッチは、図７に示したように、自己消弧型（スイッチ）素子Ｑ２１，Ｑ２２および抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によりなるスイッチ回路部と、ダイオードブリッジ（整流器）ＤＢからなる整流回路部と、内部電源を各部に供給する内部電源回路部（図７では図示省略）と、位相制御信号で自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフする制御回路部（同図では図示省略）とを備えているほか、過電流検出回路部と、過電流保護回路部とを備えている。

過電流検出回路部は、端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流が、所定の定格電流より大きく自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の耐電流以下となる過電流検出レベルに達したか否かの検出をするものであり、抵抗（シャント抵抗）Ｒ５と、発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２とにより構成されている。

過電流保護回路部は、過電流検出回路部で過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られると、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号を引き抜くものであり、フォトサイリスタＰＳ７と、抵抗Ｒ７とにより構成されている。

このような構成の電子スイッチでは、端子部Ｔ１，Ｔ２間に過電流検出レベルに達する過電流が流れると、発光ダイオードが発光することにより、フォトサイリスタＰＳ７がオンになって、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフになるので、端子部Ｔ１，Ｔ２間が遮断され、過電流が流れなくなる。

しかしながら、過電流に応じて端子部Ｔ１，Ｔ２間を遮断する構成では、交流電源ＡＣおよびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力により、端子部Ｔ１，Ｔ２間に過電圧が発生するという問題がある。

この問題は、端子部Ｔ１，Ｔ２間にサージアブソーバーを接続することにより解決可能であるが、コストが上昇し、大型になる上、より高耐圧の自己消弧型素子を使用しなければならなくなる。すなわち、２００Ｖ以上の交流電源ＡＣで使用される場合、通常使用時の電圧で導通しないように、１ｍＡでの制限電圧が４７０Ｖクラスとなるサージアブソーバーを使用する必要があるが、このサージアブソーバーでは、数アンペアの電流で制限電圧が６００Ｖを超えるので、耐電圧６００Ｖ以下の汎用的な自己消弧型素子を使用することができないのである。また、より高耐圧の自己消弧型素子を使用すると、オン抵抗、オン電圧が高くなり、発熱が大きくなるので、負荷容量を制限するか放熱面積を大きくしなければならない。

本実施形態１の電子スイッチは、過電流保護時に、交流電源およびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で、一対の自己消弧型素子に大きなストレスがかかるのを防止するように構成される。

すなわち、本実施形態１の電子スイッチは、図１６に示すように、交流電源ＡＣと照明器具や換気扇などの負荷ＬＤとの間に介設され、交流電源ＡＣから負荷ＬＤへの供給電力を位相制御で調整するものであり、スイッチ回路部２と、整流回路部３と、内部電源回路部４と、過電流検出回路部５と、過電圧検出回路部６と、過電流保護回路部７と、過電圧保護回路部８と、オフ保持回路部９と、制御回路部１０とを回路ブロック１に備えている。

スイッチ回路部２は、負荷ＬＤを介して交流電源ＡＣが印加する一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間に、直列に接続される一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２と、これらの制御端子（ゲート）にそれぞれ直列に接続される一対の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とにより構成されている。自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２は、いずれも逆並列接続の寄生ダイオードを有するＭＯＳ型ＦＥＴになっており、本実施形態１では、互いに逆方向にソース同士で直列に接続されている。なお、本発明の自己消弧型素子は、ＭＯＳ型ＦＥＴに限らず、バイポーラトランジスタとこれに逆並列接続されるダイオードとによりなる構成でもよく、あるいはＩＧＢＴとこれに逆並列接続されるダイオードとによりなる構成などでもよい。

整流回路部３は、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２に両交流入力端子が接続され、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２間（図ではＱ２１，Ｑ２２の接続点）に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジ（整流器）ＤＢにより構成されている。

内部電源回路部４は、整流回路部３からの直流電力を平滑などして所定レベルの内部電源を生成し、これを電子スイッチの各部（制御回路部１０など）に供給するものである。

過電流検出回路部５は、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流が、所定の定格電流より大きく一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の耐電流以下となる過電流検出レベルに達したか否かの検出をするものである。図では、端子部Ｔ１と自己消弧型素子Ｑ２１との間に介設され、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器としての抵抗（シャント抵抗）Ｒ５と、この抵抗Ｒ５と並列に接続され、抵抗Ｒ５で変換された電圧が上記過電流検出レベルに相当する電圧に達したときに発光する逆並列接続の一対の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２とにより構成されている。

過電圧検出回路部６は、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間に印加する電圧が、少なくとも交流電源ＡＣより高い過電圧検出レベルに達したか否かの検出をするものである。本実施形態１では、ダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子と一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側（図では抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点）とにそれぞれカソードとアノードとが接続されるツェナーダイオードＺＤ６により構成されている。

過電流保護回路部７は、過電流検出回路部５で過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られると、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号を引き抜くものである。図では、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２間とそれら一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側とにそれぞれカソードおよびゲートとアノードとが接続され過電流検出回路部５の発光ダイオードの発光によりオンとなるフォトサイリスタＰＳ７と、このゲートと自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点との間に介設される抵抗Ｒ７とにより構成されている。

ここで、本実施形態１の過電流保護回路部７のフォトサイリスタＰＳ７は、過電圧検出回路部６で過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られなくなる時点から、上記位相制御信号が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオフするローレベルの信号に変わるまでの期間、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオフに保持するオフ保持回路部９により共用される構成になっている。なお、フォトサイリスタＰＳ７および過電流検出回路部５の発光ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、フォトサイリスタカプラによりなる。

過電圧保護回路部８は、過電圧検出回路部６で過電圧検出レベルに達したとの検出結果が得られると、位相制御信号とは別に、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に対して、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧を交流電源ＡＣより高く一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の耐電圧以下となる過電圧制限レベルに抑える信号を出力するものである。図では、ツェナーダイオードＺＤ６と、ダイオードＤ８と、抵抗Ｒ８とにより構成され、過電圧検出回路部６とツェナーダイオードＺＤ６を共用する構成になっている。過電圧検出レベルおよび過電圧制限レベルは同一であり、ツェナーダイオードＺＤ６は、それら双方に相当するツェナー電圧に設定される。ダイオードＤ８は、位相制御信号の過電圧検出回路部６内への流入を防止するためのものである。抵抗Ｒ８は、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子が接地されるのを防止して過電圧保護回路部８を動作させるためのものである。

制御回路部１０は、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に対して、図略の操作部に対する操作に応じた点孤角に対応する位相制御信号を出力することにより、それら自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン，オフするものである。

次に本実施形態１の定常時の動作について説明する。図１７に示すように、交流電源ＡＣのゼロクロス時点ｔ１で、制御回路部１０から出力される位相制御信号がハイレベルとなり、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオンになる。これにより、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間に、交流電源ＡＣに応じた負荷電流が流れる。このとき、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧（端子部間電圧）は、ほぼゼロとなる。この後、操作に応じた点孤角の終点に対応する時点ｔ２で、制御回路部１０から出力される制御信号がローレベルとなり、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフとなる。これにより、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間が遮断され、負荷電流がほとんど流れなくなる。このとき、端子部Ｔ１，Ｔ２間に交流電源ＡＣの電圧が印加して、内部電源回路４が動作する。このような一連の動作が、位相制御信号に応じて交流電源ＡＣの半波毎に繰り返される。

次に本実施形態１の過電流時の動作について説明する。突入電流発生時や、負荷短絡や電球切時などで、図１８に示すように、過電流検出レベルに達するような過電流（負荷電流）が発生し、端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流が過電流検出レベルに達すると（ｔ１０）、過電流検出レベルに達している間の過電流検出期間ＴＭ１、過電流検出回路部５の発光ダイオードが点灯するので、フォトサイリスタＰＳ７がオンになる。

フォトサイリスタＰＳ７がオンになると、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子（ゲート）への位相制御信号が引き抜かれ、各制御端子電圧（ゲート電圧）が降下し始める。そして、ゲート電圧が降下するにつれ、各自己消弧型素子のオン抵抗が上昇するので、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が上昇する。この後、過電流（負荷電流）が上昇から下降に転ずると、交流電源ＡＣおよびそれへの図示しない配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が交流電源ＡＣよりも上昇する。これにより、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が過電圧検出レベル（過電圧制限レベル）に達すると（ｔ１１）、過電圧検出レベルに達する間の過電圧検出期間ＴＭ２、ツェナーダイオードＺＤ６が導通、非導通を繰り返す。

すなわち、過電圧制限レベルに達してツェナーダイオードＺＤ６が導通すると、ダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子が自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側に接続されることにより、正極性直流出力端子の電圧上昇に伴って、各自己消弧型素子のゲートしきい値電圧に達すると、各自己消弧型素子がオンになる。これにより、ダイオードブリッジＤＢの両端電圧が上昇から下降に転じ、正極性直流出力端子の電圧が過電圧制限レベルを下回ると、ツェナーダイオードＺＤ６が非導通となるが、過電圧により正極性直流出力端子の電圧が再度上昇に転じる。そして、過電圧制限レベルに達してツェナーダイオードＺＤ６が導通すると、ゲート電圧が上昇し始め、各自己消弧型素子のゲートしきい値電圧に達し、各自己消弧型素子がオンになる。このような動作は、過電圧（端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧）が過電圧検出レベルに達する過電圧検出期間ＴＭ２繰り返されるので、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が過電圧制限レベルに抑制されることになる。そして、過電流遮断が完了して過電圧検出期間ＴＭ２が終了すると、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧は交流電源ＡＣのレベルに落ち着く。

なお、過電流が減少していく途中で過電流検出レベルを下回ると、過電流検出回路部５の発光ダイオードが消灯するが、フォトサイリスタＰＳ７は、制御回路部１０からオン用のハイレベルの位相制御信号を受けている間オンを保持するので、位相制御信号がオフ用のローレベルに切り替わった時点でオフになる。

上記動作は、過電流検出レベルに達するような過電流が発生する度に実行される。例えば、負荷ＬＤが白熱灯である場合には、始動時の突入電流が半波毎に制限され、フィラメントが暖まり過電流検出レベルに達しなくなるまで上記動作が繰り返される。負荷ＬＤが短絡した場合には、短絡状態が除去されるまで上記動作が繰り返される。電球切れの場合には、フィラメントまたは電球内のヒューズが断線するまで上記動作が繰り返される。

以上、本実施形態１によれば、過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られ、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号が引き抜かれることにより、交流電源ＡＣおよびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧が交流電源ＡＣよりも上昇するが、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧が過電圧検出レベル（過電圧制限レベル）に達したとの検出結果が得られると、過電圧保護回路部８により、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧が過電圧制限レベルに抑えられるので、過電流保護時に、交流電源ＡＣおよびそれへの配線ケーブルのインダクタンスに起因する逆起電力で、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２に大きなストレスがかかるのを防止することができる。

また、過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られなくなる時点の後、位相制御信号による本来の位相制御のタイミングとは異なるタイミングで、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオンするのを防止することができるので、交流電源ＡＣのゼロクロス時以外で一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２がオンするのを防止することができる。

さらに、フォトサイリスタＰＳ７の持つ特性を利用することにより、過電流保護回路部７およびオフ保持回路部９を簡単に構成することができ、小型化が可能となる。また、サージアブソーバーが不要となる。

（実施形態２）
図１９は本発明による実施形態２の電子スイッチの構成図である。

本実施形態２の電子スイッチは、実施形態１との相違点として、図１９に示すように、過電圧保護回路部８において、ダイオードＤ８とツェナーダイオードＺＤ６との間に介在し、コレクタに内部電源が入力し、エミッタとベースとがそれぞれダイオードＤ８のアノードとツェナーダイオードＺＤ６のアノード側とに接続されるトランジスタＴｒ８と、このベースとツェナーダイオードＺＤ６のアノードとの間に介設される抵抗Ｒ８０とを設けたことを特徴とする。つまり、ツェナーダイオードＺＤ６に流れる電流をトランジスタＴｒ８により増幅する構成になっている。

実施形態１では、ツェナーダイオードＺＤ６に高耐圧のものを使用する必要がある。また、高電圧で電流が流れると損失が大きいので、大型のパワーツェナーダイオードが必要となる。

これに対して、本実施形態２によれば、トランジスタＴｒ８を設けたことにより、高耐圧で大型のパワーツェナーダイオードを使用する必要がなくなり、信号レベルの小型のツェナーダイオードを使用することが可能となるので、コストダウンおよび小型化が可能となる。また、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に対して、過電圧制限レベルに抑える信号を高速に出力することができ、過電圧から自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を好適に保護することができる。

（実施形態３）
図２０は本発明による実施形態３の電子スイッチの構成図である。

本実施形態３の電子スイッチは、実施形態１との相違点として、図２０に示すように、過電圧検出回路部６が、ツェナーダイオードＺＤ６に代えて、過電圧制限レベルと同じ過電圧検出レベルに対するダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子からの電圧レベルの誤差分を増幅する誤差増幅器６０を含み、過電圧保護回路部８が、誤差増幅器６０からの出力を受けて過電圧制限レベルに抑える信号を自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に出力することを特徴とする。

図２０では、過電圧検出回路部６は、出力端子がダイオードＤ８のアノードに接続される誤差増幅器６０と、上記過電圧制限レベルと同じ過電圧検出レベルとなる基準電圧の出力端と誤差増幅器６０の反転入力端子との間に介設される抵抗Ｒ６１と、誤差増幅器６０の非反転入力端子とダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子との間に介設される抵抗Ｒ６２と、誤差増幅器６０の非反転入力端子とグランドとの間に介設される抵抗Ｒ６３と、誤差増幅器６０の反転入力端子と出力端子との間に接続される抵抗Ｒ６４と、これに並列に接続されるコンデンサＣ６とを備えている。この構成では、ダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子の電圧が抵抗Ｒ６２，Ｒ６３で分圧されて誤差増幅器６０の非反転入力端子に入力し、上記基準電圧との誤差分が増幅される。

次に本実施形態３の特徴となる動作について説明する。過電流が発生せず、過電圧が発生しなければ、誤差増幅器６０の非反転入力端子に入力する電圧が反転入力端子に入力する基準電圧よりも低くなり、誤差増幅器６０の出力信号はローレベルとなる。この場合、位相制御信号は、互いに協調する過電圧検出回路部６および過電圧保護回路部８の影響を受けず、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を通常の動作でオン，オフさせる。

一方、過電流検出レベルに達するような過電流が発生すると、過電流検出回路部５および過電流保護回路部７が実施形態１と同様に動作し、この後、過電圧検出レベル（過電圧制限レベル）に達する過電圧が発生すると、誤差増幅器６０の出力信号がハイレベルとなり、過電圧保護回路部８が、その出力信号を受けて過電圧制限レベルに抑える信号を自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に出力する。つまり、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が上昇して過電圧検出レベルに達した瞬間に誤差増幅器６０の出力信号がハイレベルとなって過電圧保護回路部８経由で自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオンにし、これにより、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が上昇から下降に転じて過電圧検出レベルを下回った瞬間に誤差増幅器６０の出力信号がローレベルとなって過電圧保護回路部８経由で自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオフすることにより、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧を過電圧制限レベルに抑えるのである。このような動作は、過電圧（端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧）が過電圧検出レベルに達する過電圧検出期間繰り返される。

実施形態１では、ツェナー電圧のばらつきや温度特性により、過電圧制限レベルが変動するので、その変動幅を見込んだ耐電圧性能を持つ自己消弧型素子を使用する必要があるが、本実施形態３によれば、端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧を精度良く過電圧制限レベルに抑えることができるので、より耐電圧の低いより低価格な自己消弧型素子を使用することができるととともに、自己消弧型素子の発熱を抑えることができる。

（実施形態４）
図２１は本発明による実施形態４の電子スイッチの構成図、図２２は同電子スイッチの過電流時の動作波形図である。

本実施形態４の電子スイッチは、図２１に示すように、スイッチ回路部２と、整流回路部３と、内部電源回路部４と、過電圧検出回路部６と、過電圧保護回路部８と、制御回路部１０とを実施形態１から３のいずれか（図２１の例では実施形態１）と同様に備えているほか、実施形態１とは相違する、過電流検出回路部５と、過電流保護回路部７と、オフ保持回路部９とを備えている。

過電流検出回路部５は、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間に流れる電流を電圧に変換するものであって抵抗（シャント抵抗）Ｒ５１，Ｒ５２およびダイオードＤ５３，Ｄ５４により構成される電流電圧変換器と、この電流電圧変換器で変換された電圧が過電流検出レベルに相当する電圧（基準電圧）に達したきに、過電流検出レベルに達したとの検出結果を示す信号を出力する比較器５０とを備えている。つまり、過電流検出回路部５の出力側は、オープンコレクタ型出力の比較器５０および抵抗Ｒ５３，Ｒ５４により構成され、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間に流れる電流が過電流検出レベルに達すると、ローレベルの信号を出力する一方、そうでなければハイレベルの信号を出力するようになっている。

過電流保護回路部７およびオフ保持回路部９は、オープンコレクタ型出力の比較器７０を共用する構成になっている。比較器７０は、過電流検出回路部５からの信号を一方（図では非反転入力端子）の入力とし、過電流検出レベルに達したとの検出結果を示す信号が出力される場合に、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号を引き抜き保持し、位相制御信号をもう一方（図では反転入力端子）の入力とし、位相制御信号が停止した場合に、オフ保持回路部９としての上記位相制御信号の引き抜き保持の動作を停止するように、出力端子が一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側に接続されている。

つまり、過電流保護回路部７は、ダイオードＤ７および比較器７０により構成され、図２２に示すように、比較器５０の出力がローレベルとなる場合にローレベルの信号を自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側に出力するようになっている。一方、オフ保持回路部９は、比較器７０および抵抗Ｒ９１〜Ｒ９４により構成され、比較器５０の出力がローレベルからハイレベルとなる場合に、制御回路部１０からの位相制御信号を抵抗Ｒ９３，Ｒ９４で分圧した反転入力端子の電圧レベルよりも低いハイレベルとなる信号が非反転入力端子に入力することにより、位相制御信号がローレベルとなるまで、比較器７０の出力をローレベルに保持するようになっている。比較器７０の非反転入力端子には、内部電源回路部４による内部電源を抵抗Ｒ９１，Ｒ９２で分圧した電圧により、上記ハイレベルとなる信号が入力する。つまり、抵抗Ｒ９１，Ｒ９２は、上記ハイレベルとなる信号が、上記比較器７０の反転入力端子への電圧レベルよりも低くなるように設定される。

次に本実施形態４の特徴となる動作について説明する。図２２に示すように、過電流検出レベルに達するような過電流が発生し、端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流が過電流検出レベルに達すると（ｔ２０）、過電流検出レベルに達している間の過電流検出期間ＴＭ１、過電流検出回路部５の比較器５０の出力がローレベルになり、過電流保護回路部７の比較器７０の出力がローレベルになる。

比較器７０の出力がローレベルになると、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号が引き抜かれ、各ゲート電圧が降下し始める。そして、ゲート電圧が降下するにつれ、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が上昇する。この後、過電流が上昇から下降に転ずると、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が交流電源ＡＣよりも上昇する。これにより、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が過電圧検出レベル（過電圧制限レベル）に達すると、過電圧検出レベルに達する間の過電圧検出期間、ツェナーダイオードＺＤ６が導通、非導通を繰り返し、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧が過電圧制限レベルに抑制される。そして、過電圧検出期間が終了すると、端子部Ｔ１，Ｔ２間電圧は交流電源ＡＣのレベルに落ち着く。

一方、過電流が減少していく途中で過電流検出レベルを下回ると（ｔ２１）、比較器５０から比較器７０の非反転入力端子に入力する信号がハイレベルとなるが、比較器７０の反転入力端子に入力する位相制御信号のハイレベルよりも低いので、比較器７０の出力はローレベルに保持され、位相制御信号がローレベルになった時点ｔ２２で、ハイレベルに切り替わる。

本実施形態４によれば、過電流検出回路部５を電流電圧変換器および比較器５０で構成したので、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間を流れる電流が過電流検出レベルに達したか否かの検出精度を良くすることができる。これにより、より耐電流の低いより低価格な自己消弧型素子を使用することができるととともに、自己消弧型素子の発熱を抑えることができる。

また、フォトサイリスタカプラを使用する構成では、フォトサイリスタＰＳ７の応答速度が遅いためすぐにオン状態に移行することができないのに対し、本実施形態４によれば、過電流検出回路部５はすぐに出力ロー状態に移行することができる。

また、フォトサイリスタカプラを使用する構成では、各発光ダイオードの発光タイミングに個体差があり、フォトサイリスタＰＳ７のトリガに必要な光量もばらつき、そのばらつきが周囲温度の影響を受けるのに対し、本実施形態４によれば、基準電圧を用いることにより、ばらつきを抑えた正確な動作が可能となる。

さらに、過電流保護回路部７およびオフ保持回路部９を比較器７０等で簡単に構成することができ、小型化が可能となる。

（実施形態５）
図２３は本発明による実施形態５の電子スイッチの構成図である。

本実施形態５の電子スイッチは、実施形態４との相違点として、図２３に示すように、過電流保護回路部７が、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子側とグランドとの間に介設されるＰＮＰ型のトランジスタＴｒ７を含み、このトランジスタＴｒ７の制御端子（ベース）の側に自己の比較器７０の出力端子が接続されている構成になっている。より具体的には、ダイオードＤ７および抵抗Ｒ８間に、トランジスタＴｒ７が介設され、トランジスタＴｒ７のエミッタおよびベースがダイオードＤ７のカソードおよび抵抗Ｒ７４にそれぞれ接続されている。そして、トランジスタＴｒ７のコレクタとグランドとの間に上記抵抗Ｒ８が設けられている。

実施形態４では、位相制御信号が比較器７０の出力で直接引き抜かれるが、比較器７０がＩＣ構成である場合、通電容量に限りがあるため、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート端子における比較的大きな静電容量により、ゲート電流を急速に引き抜くことができず、瞬時に電流遮断動作に移行できない。

これに対して、本実施形態５によれば、トランジスタＴｒ７を設けたことにより、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子への位相制御信号を引き抜く応答性を良くすることができるので、負荷短絡等でのより立ち上がりの速い過電流に対して、小さい電流値に制限して電流遮断ができ、より小型の安価な自己消弧型素子を使用することができる。

（実施形態６）
図２４は本発明による実施形態６の電子スイッチの構成図、図２５はインダクタンスと過電流耐量との関係を示す図である。

本実施形態６の電子スイッチは、図２４に示すように、実施形態４，５（図２４の例では実施形態５）との相違点として、過電流検出回路部５が、自己の電流電圧変換器および比較器５０間に、自己の電流電圧変換器で変換された電圧を微分する微分回路部を含むことを特徴とする。この微分回路部は、抵抗Ｒ５３と、この抵抗Ｒ５３および比較器５０の反転入力端子の接続点と電流電圧変換器の出力（ダイオードＤ５３，Ｄ５４の両カソード）との間に介設される抵抗Ｒ５５と、これに並列に接続されるコンデンサＣ５とにより構成されている。

ここで、交流電源ＡＣのゼロクロスで自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオンした場合の突入電流は、交流電源ＡＣの上昇に応じて増加していく。交流電源ＡＣの周波数は一般的に５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるため、突入電流の立ち上がりは比較的遅くなるので、交流電源ＡＣおよびそれへの配線ケーブルのインダクタンスが変わったとしても、一定の電流値で過電流を遮断することができる。

しかし、図２５に示すように、インダクタンスが小さいと過電流の立ち上がりが速くなるので、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２に対して、ゲートの静電容量により電流引き抜きに時間がかかると、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のオン時に、交流電源ＡＣの電圧が高い状態で、電球切れや負荷短絡で過電流が発生した場合に、過電流が大きくなりすぎる問題がある。

本実施形態６によれば、インダクタンスが小さい場合に、立ち上がりが急速な過電流が発生したとしても、微分回路部を設けたことにより、まだ過電流の小さい時点で過電流と判定することができるので、ゲート電流の引き抜きによる動作遅れを補うことができ、過電流が大きくなりすぎることを防止することができる。これにより、自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２を過電流から好適に保護することができる。

（実施形態７）
図２６は本発明による実施形態７の電子スイッチの構成図である。

本実施形態７の電子スイッチは、図２６に示すように、実施形態１〜６（図２６の例では実施形態６）との相違点として、所定の単位時間に、過電流検出回路部５で過電流検出レベルに達したとの検出結果が得られた回数を計数する計数手段（図示せず）を制御回路部１０内に備え、この計数手段で計数された単位時間当たりの回数が所定回数に達した場合に、制御回路部１０が、一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２の両制御端子に対する位相制御信号の出力を停止することを特徴とする。図では、ダイオードＤ７のアノードの電圧（自己消弧型素子のゲート電圧の低下）を監視することにより、上記回数を計数するようになっている。

本実施形態７によれば、単位時間当たりの回数が所定回数に達した場合、何らかの故障が発生したとみなせるので、その場合に位相制御信号の出力を停止することにより、何らかの故障が発生したとみなせる状態で電子スイッチが動作するのを防止することができるほか、消費電力を低減することが可能となる。

（実施形態８）
図２７は本発明による実施形態８の電子スイッチの構成図（ａ）および同電子スイッチ内の制御回路部の一例としての構成図（ｂ）、図２８は同電子スイッチの動作波形図である。

ここで、負荷ＬＤが照明器具である場合において、負荷ＬＤの最大点灯時には、図２８に示すわずかな「最大点灯時自己消弧型素子電圧」しか自己消弧型素子（端子部Ｔ１，Ｔ２間）に印加しない。最小点灯時には、図２８に示す高めの「最小点灯時自己消弧型素子電圧」が自己消弧型素子（端子部Ｔ１，Ｔ２間）に印加するので、端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧を整流して出力するダイオードブリッジＤＢの出力電圧が高くなり、この高くなった電圧が内部電源回路部４に印加することになる。

自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２のオン期間ＴＭ３の例えば終了間際においても、わずかな「最大点灯時自己消弧型素子電圧」を利用してより多くの電力を確保するように内部電源回路部４を動作させる場合、上記のように「最小点灯時自己消弧型素子電圧」が「最大点灯時自己消弧型素子電圧」に比べて高くなり過ぎると、内部電源回路部４内の素子（後述のトランジスタＴｒ４）の温度がより上昇し、より一層の発熱対策等が必要となる。しかし、電子スイッチは、寸法の制限を受けるため、図２に示した放熱板１６を大きくするにも限度がある。

本実施形態８の電子スイッチは、図２７に示すように、実施形態１〜７（図２７の例では実施形態７）との相違点として、ダイオードブリッジＤＢの両直流出力端子間からの直流電圧を安定化して内部電源を生成する内部電源回路部４に対して、制御回路部１０が、間欠動作をさせることにより、上記発熱の対策をとるようになっている。

内部電源回路部４は、アノード接地のツェナーダイオードＺＤ４と、抵抗Ｒ４１と、これを介してダイオードブリッジＤＢの正極性直流出力端子に一端（コレクタ）が接続されるとともに、ツェナーダイオードＺＤ４を介してダイオードブリッジＤＢの負極性直流出力端子に制御端子（ベース）が接続されるトランジスタＴｒ４と、このコレクタ・ベース間に接続される抵抗Ｒ４２と、トランジスタＴｒ４の他端（エミッタ）と制御端子側との間に接続される平滑コンデンサＣ４とにより構成されている。なお、トランジスタＴｒ４は、バイポーラ型に限らず、例えばＢｉ−ＣＭＯＳ型でもよい。

制御回路部１０は、例えばマルチバイブレータ１００ａ，１００ｂを２個内蔵するＣＭＯＳ−ＩＣにより構成される制御部１００などを備えるほか、内部電源回路部４のトランジスタＴｒ４の制御端子とダイオードブリッジＤＢの負極性直流出力端子との間に接続される間欠動作用のスイッチ素子（図ではトランジスタ）Ｔｒ１０と、このベースと一方のマルチバイブレータ１００ａの出力との間に介設される抵抗Ｒ１０とを備えている。

制御部１００において、マルチバイブレータ１００ａは、図２８に示すように、他方のマルチバイブレータ１００ｂから出力される先述の位相制御信号により一対の自己消弧型素子Ｑ２１，Ｑ２２をオンしている期間ＴＭ３の一部の期間ＴＭ４において、スイッチ素子Ｔｒ１０をオンにする一方、その一部の期間外の期間ＴＭ５において、スイッチ素子Ｔｒ１０をオフにする。

本実施形態８によれば、例えば、負荷ＬＤが照明器具である場合のその調光下限点灯時に、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧が高くなってダイオードブリッジＤＢの両直流出力端子間の電圧が高くなったとしても、一対の端子部Ｔ１，Ｔ２間の電圧が高くなる期間ＴＭ３の一部の期間ＴＭ４において、内部電源回路４のトランジスタＴｒ４の動作が停止するので、トランジスタＴｒ４の発熱を抑えることができる。

以上、本発明を詳細にその最も好ましい幾つかの実施形態によって説明したが、本発明は、それらの好ましい実施形態についての各構成要件の組合せおよび配列に限定されるものではないほか、それら実施形態についての各構成要件の組合せおよび配列は、本発明の精神および範囲に反することなく種々変更することができるものである。

参考例１の電子スイッチの一部を示す回路図である。 同電子スイッチの分解斜視図である。 同電子スイッチの正面図（ａ）、右側面図（ｂ）および下側面図（ｃ）である。 ３個モジュール寸法の電子スイッチの分解斜視図である。 同電子スイッチの正面図（ａ）、右側面図（ｂ）および下側面図（ｃ）である。 参考例２の電子スイッチの一部を示す回路図である。 参考例３の電子スイッチの一部を示す回路図である。 参考例４の電子スイッチの一部を示す回路図である。 同電子スイッチの動作波形図である。 参考例５の電子スイッチの一部を示す回路図である。 参考例６の電子スイッチの回路図である。 同電子スイッチにおけるボリューム抵抗の抵抗値のばらつきを低減するための説明図である。 参考例７の電子スイッチの回路図である。 参考例８の電子スイッチの回路図である。 参考例９の電子スイッチの回路図である。 本発明による実施形態１の電子スイッチの構成図である。 同電子スイッチの定常時の動作波形図である。 同電子スイッチの過電流時の動作波形図である。 本発明による実施形態２の電子スイッチの構成図である。 本発明による実施形態３の電子スイッチの構成図である。 本発明による実施形態４の電子スイッチの構成図である。 同電子スイッチの過電流時の動作波形図である。 本発明による実施形態５の電子スイッチの構成図である。 本発明による実施形態６の電子スイッチの構成図である。 インダクタンスと過電流耐量との関係を示す図である。 本発明による実施形態７の電子スイッチの構成図である。 本発明による実施形態８の電子スイッチの構成図（ａ）および同電子スイッチ内の制御回路部の一例としての構成図（ｂ）である。 同電子スイッチの動作波形図である。 従来の電子スイッチの構成図である。

符号の説明

１ 回路ブロック；１ａ 基板；ＶＲ ボリューム抵抗
２ スイッチ回路部；Ｑ２，Ｑ２１，Ｑ２２ 自己消弧型素子；Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗
３ 整流回路部；ＤＢ ダイオードブリッジ
４ 内部電源回路部；ＺＤ４ ツェナーダイオード；Ｒ４１，Ｒ４２ 抵抗；Ｔｒ４ トランジスタ；Ｃ４ 平滑コンデンサ
５ 過電流検出回路部；Ｒ５，Ｒ５１，Ｒ５２ （シャント）抵抗；Ｄ５１，Ｄ５２ 発光ダイオード；Ｄ５３，Ｄ５４ ダイオード；５０ 比較器；Ｒ５５ 抵抗；Ｃ５ コンデンサ
６ 過電圧検出回路部；ＺＤ６ ツェナーダイオード；６０ 誤差増幅器；Ｒ６１〜Ｒ６４ 抵抗；Ｃ６ コンデンサ
７ 過電流保護回路部；Ｓ７，Ｓ７１，Ｓ７２ サイリスタ；ＰＳ７，ＰＳ７１，ＰＳ７２ フォトサイリスタ；ＰＴ７ フォトトランジスタ；Ｒ７，Ｒ７１，Ｒ７２ 抵抗；Ｒ７３ 抵抗；Ｒ７４ 抵抗；７０ 比較器；Ｔｒ７ トランジスタ
８ 過電圧保護回路部；Ｄ８ ダイオード；Ｒ８，Ｒ８０ 抵抗；Ｔｒ８ トランジスタ
９ オフ保持回路部：Ｒ９ 抵抗：Ｒ９１〜Ｒ９４ 抵抗
１０ 制御回路部；１００ 制御部；１０１ ゼロクロス検出部；１０２ ドライブ回路部；Ｒ１００〜Ｒ１０３ 抵抗；Ｄ１０１，Ｄ１０２ ダイオード
１１ ボディ
１２ カバー
１３ ハンドル
１４ 端子部
１５ 解除釦
１６ 放熱板

Claims (13)

1. 負荷を介して交流電源が印加する一対の端子部間に接続される自己消弧型素子を備え、この自己消弧型素子を位相制御信号によりオン，オフする電子スイッチであって、
   前記一対の端子部間を流れる電流が、所定電流よりも大きな過電流に達したか否かの検出をする過電流検出手段と、
   前記過電流検出手段で過電流に達したとの検出結果が得られると、前記自己消弧型素子の制御端子への位相制御信号を引き抜く過電流保護手段と、
   前記一対の端子部間に印加する電圧が、少なくとも前記交流電源より高い過電圧検出レベルに達したか否かの検出をする過電圧検出手段と、
   この過電圧検出手段で過電圧検出レベルに達したとの検出結果が得られると、前記位相制御信号とは別に、前記自己消弧型素子の制御端子に対して、前記一対の端子部間の電圧を前記交流電圧より高く前記一対の自己消弧型素子の耐電圧以下となる過電圧制限レベルに抑える信号を出力する過電圧保護手段と
   を備えることを特徴とする電子スイッチ。
2. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、
   前記一対の端子部間に介設されるとともに前記一対の自己消弧型素子と直列に接続される前記過電流検出手段としての抵抗と、駆動時に前記自己消弧型素子の制御端子に印加する制御電圧を抜き取る前記過電流保護手段としてのスイッチ素子とを備え、
   前記所定電流よりも大きな過電流が前記抵抗に流れたときに発生するその抵抗の両端電圧で前記スイッチ素子を駆動することを特徴とする請求項１記載の電子スイッチ。
3. 前記一対の端子部のうち一方の端子部と前記一対の自己消弧型素子のうち前記一方の端子部側に接続される一方の自己消弧型素子との間に、前記抵抗を介設して備えるとともに、前記スイッチ素子としてのフォトスイッチ素子および逆並列接続の一対の発光ダイオードを含むフォトカプラを備え、
   前記抵抗に前記一対の発光ダイオードを並列に接続し、前記一対の自己消弧型素子の制御端子と前記一対の自己消弧型素子の接続点との間に、前記フォトスイッチ素子を接続し、このフォトスイッチ素子の制御端子を前記接続点側に接続して構成され、
   前記抵抗に過電流が流れたときに発生するその抵抗の両端電圧で前記一対の発光ダイオードを駆動することにより、前記フォトスイッチ素子を駆動することを特徴とする請求項２記載の電子スイッチ。
4. 前記過電流検出手段で過電流に達したとの検出結果が得られなくなる時点から、前記位相制御信号が前記自己消弧型素子をオフする信号に変わるまでの期間、前記自己消弧型素子をオフに保持するオフ保持手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電子スイッチ。
5. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、
   前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジを備え、
   前記過電圧検出手段は、前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子側と前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側とにそれぞれカソードとアノードとが接続され、ツェナー電圧が前記過電圧検出レベルに相当する電圧となるツェナーダイオードを含む
   ことを特徴とする請求項４記載の電子スイッチ。
6. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、
   前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジを備え、
   前記過電圧検出手段は、前記過電圧制限レベルと同じ前記過電圧検出レベルに対する前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子からの電圧レベルの誤差分を増幅する誤差増幅器を含み、
   前記過電圧保護手段は、前記誤差増幅器からの出力を受けて前記過電圧制限レベルに抑える信号を出力する
   ことを特徴とする請求項４記載の電子スイッチ。
7. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備え、
   前記過電流検出手段は、前記一対の端子部間を流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、この電流電圧変換器で変換された電圧が、前記所定電流のレベルである過電流検出レベルに相当する電圧に達したときに発光する逆並列接続の一対の発光ダイオードとを含み、
   前記過電流保護手段および前記オフ保持手段は、前記一対の自己消弧型素子間とそれら一対の自己消弧型素子の両制御端子側とにそれぞれカソードおよびゲートとアノードとが接続され前記発光ダイオードの発光によりオンとなるフォトサイリスタを共用する構成になっている
   ことを特徴とする請求項４記載の電子スイッチ。
8. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備え、
   前記過電流検出手段は、前記一対の端子部間に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、この電流電圧変換器で変換された電圧が、前記所定電流のレベルである過電流検出レベルに相当する電圧に達したときに、前記過電流に達したとの検出結果を示す信号を出力する比較器とを含むことを特徴とする請求項４記載の電子スイッチ。
9. 前記過電流保護手段および前記オフ保持手段は比較器を共用し、この比較器は、前記過電流検出手段からの信号を一方の入力とし、前記過電流に達したとの検出結果を示す信号が出力される場合に、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子への位相制御信号を引き抜き保持し、前記位相制御信号をもう一方の入力とし、前記位相制御信号が停止した場合に、前記オフ保持手段としての前記位相制御信号の引き抜き保持の動作を停止するように、出力端子が前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側に接続されていることを特徴とする請求項８記載の電子スイッチ。
10. 前記過電流保護手段は、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子側とグランドとの間に介設されるスイッチング素子を含み、このスイッチング素子の制御端子の側に自己の比較器の出力端子が接続されていることを特徴とする請求項９記載の電子スイッチ。
11. 前記過電流検出手段は、自己の電流電圧変換器および比較器間に、自己の電流電圧変換器で変換された電圧を微分する微分回路部を含むことを特徴とする請求項８記載の電子スイッチ。
12. 所定の単位時間に、前記過電流検出手段で前記過電流に達したとの検出結果が得られた回数を計数する計数手段を備え、この計数手段で計数された単位時間当たりの回数が所定回数に達した場合に、前記一対の自己消弧型素子の両制御端子に対する前記位相制御信号の出力を停止することを特徴とする請求項１記載の電子スイッチ。
13. 前記自己消弧型素子として、前記一対の端子部間に、片方向オンオフ制御構成の自己消弧型素子を一対逆直列に接続して備えるとともに、
    前記一対の端子部に両交流入力端子が接続され、前記一対の自己消弧型素子間に負極性直流出力端子が接続されるダイオードブリッジと、
    前記ダイオードブリッジの正極性直流出力端子側に一端が接続されるとともに前記ダイオードブリッジの負極性直流出力端子側に制御端子が接続されるトランジスタ、およびこのトランジスタの他端と制御端子側との間に接続される平滑コンデンサにより構成され、前記ダイオードブリッジの両直流出力端子間からの直流電圧を安定化して内部電源を生成する内部電源回路部と、
    前記内部電源回路部のトランジスタの制御端子と前記ダイオードブリッジの負極性直流出力端子との間に接続される間欠動作用スイッチ素子と、
    前記位相制御信号の出力をする制御部とを備え、
    前記制御部は、前記位相制御信号により前記一対の自己消弧型素子をオンしている期間の一部の期間において、前記間欠動作用スイッチ素子をオンにする一方、その一部の期間外において、前記間欠動作用スイッチ素子をオフにすることを特徴とする請求項１記載の電子スイッチ。

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