JP3837358B2 - Optical communication system - Google Patents

Description

を満足することを特徴とする光通信システムを提供する。
【００１１】
このような構成によれば、光送信器からの出力光は位相変調によりデータ変調されたほぼ定包絡線の信号である。通常の光通信で用いられるNRZ,RZの信号と比較すると、同一の光パワーであっても、1ビット内のピークパワーは半分以下となっている。その結果、非線形現象が発生しにくく、光ファイバ伝送路への入力パワーを大きくでき、着信光パワーレベルを従来より大きくできて、信号対雑音比が向上する。
【００１２】
また、この構成では、光送信器内で位相変調器に入力する電気信号に帯域制限手段にて帯域制限をかける。そのようにすることによって、光受信器内の光干渉計透過後の波形が帯域制限をかけなかった場合の矩形状でなく、パルス状となる。そのため受光素子で電気信号に変換された後の電気信号スペクトルが広がり、その後段の雑音除去フィルタの帯域をより狭くできるため、信号対雑音特性が向上する。
【００１３】
さらに、電気段で帯域制限するため、位相変調器出力光のスペクトルが狭くなる。分散耐力が高くなるといった効果の他に、波長多重を行う場合などに用いる光フィルタで発生する位相変調-振幅変調変換(PM-AM変換)の度合いが小さくなり、電気段で帯域制限しなかった場合と比較して非線形現象によるジッタ等の悪影響が発生しにくいといった効果も期待できる。
【００１４】
また、本発明では、干渉計としてマッハ・ツェンダー干渉計を用いる。マッハ・ツェンダー干渉計は、種々の干渉計の中でも入力ポートと出力ポートが完全に分離しているため、信号の扱いが容易である。さらに、２つの出力ポートの間隔や出力方向などの設計の自由度が高く、その後段の光電変換器の構成に適合するように設計することが容易であり、モジュールの実装が容易になる。
【００１５】
また、本発明では、
前記受光素子がバランス型レシーバであり、前記バランス型レシーバを構成する2つのフォトダイオード間の出力端子にインダクタンスが接続され、前記2つのフォトダイオードに流れる直流光電流の差分がシャントされることを特徴とする請求項1の光通信システムを提供する。
【００１６】
このような構成によれば、光干渉計の２つの出力をバランス型レシーバで光電変換する。光干渉計の構成には種々あるが、マッハ・ツェンダー干渉計やマイケルソン干渉系では２つの出力がある。バランス型レシーバは差動で動作するフォトダイオードであり、出力が２つある光干渉計を用いてそれぞれの出力をバランス型レシーバの２つのフォトダイオードに入力して用いる。光干渉計出力の２つの出力では、信号成分は強度が逆転して出力するため、差動動作によって足し合わされるが、強度雑音の成分は差動動作によってキャンセルされるため、信号対雑音特性が改善される。
【００１７】
バランス型レシーバは同相除去比向上のため、通常、バランス型レシーバを構成する構成する２つのフォトダイオードに入力する光パワーが等しくなるように入力部の光学系を設計する。その結果、直流電流はすべてバランス型レシーバ内を通り抜ける形になって、出力端の直流電位が変動しない。
【００１８】
しかしながら、本願第1の発明の構成では、光干渉計の２つの出力光の直流光パワーは等しくできない。なぜならば、光干渉計の一方の出力波形はパルス状であり、入力光からその波形を引き算した波形が他方から出力されるため、仮にマーク率が1/2であったとしても、干渉計の他方の出力パワーの方が大きくなるからである。さらに、この構成では、光送信器の位相変調度Ψと光干渉計の遅延時間Dによっては、光干渉計の一方の出力に直流オフセットがかかった波形となることがある。どちらの場合も、交流信号の振幅は等しく、直流値のみが異なるため、一方に光減衰器を挿入して光パワーを等しくしてもバランスは向上しない。
【００１９】
本願のこの発明では、バランス型レシーバの出力端にインダクタンスを接続して直流光電流の差分に相当する直流電流をシャントさせる。このようにすることによって、不均等な光直流電流が流れても、次段の回路に不要な直流電流を流すことなくなる。インダクタンスをつけない場合は、次段の回路の直流入力インピーダンスによって直流電圧が発生し、バランス型レシーバの２つのフォトダイオードの中間の電位が、発生した直流電圧に応じて変動してしまう。バランス型レシーバの２つのフォトダイオードはあらゆる周波数に渡って等しい特性を示すことが望ましいが、出力端に直流電圧が発生すると２つのフォトダイオードのバイアス電圧が不均等になり、高周波特性が異なるようになってしまう。この発明のように構成すると直流電圧が発生することが無く、このような事態を回避できる。
【００２０】
また、本発明では、前記伝送路が空間であり、前記遅延時間Dは1/Rより小さく、位相変調度Ψはπより大きいことを特徴とする請求項３の光通信システムを提供する。
【００２１】
この発明の構成において、光送信器と光受信器を接続する伝送路を自由空間とする。その場合、光受信器に背景光雑音が混入するが、背景光雑音はコヒーレンスが低く主に強度雑音であるため、バランス型レシーバによって大部分がキャンセルされる。その結果、信号対雑音特性の向上の度合いが大きくなる。
【００２２】
また、光空間伝送に要求されるビットレートは、光ファイバ幹線系に要求されるビットレートより遙かに小さくせいぜい数100Mbit/sである。本願の構成では位相に情報を乗せるため光源のコヒーレンスが低いと雑音となる。光干渉計内の２つの経路を経由して来た、時間Dだけずれた２つの光の間でどれだけコヒーレンスが保たれているかが雑音量を決定する要因となるため、Dを小さくする程コヒーレンスの影響は緩和される。ビットレートが高ければDは自ずと小さくなるので40Gbit/sであればコヒーレンスの影響は小さい。(もちろん、40Gbit/sでもコヒーレンスが問題になるほど受信感度要求が厳しいシステムに適用する場合は、本願第3の発明と同様にDを1ビット時間より小さくし、必要に応じて位相変調度Ψをπより大きくするとよい。) 数100Mbit/sといった低いビットレートではコヒーレンスの影響を緩和するためDを1ビット時間より小さくする。単にDを小さくのみであると、光干渉計で強度変調信号に変換するときの効率が落ちるため、それを補うために位相変調度Ψを大きくする。本願では光送信器内で帯域制限を施しているためΨがπより大きくなっても瞬時位相変化量φが(1)式を満足している限りは、波形歪み等は発生しない。
【００２３】
このようにすることによって、背景光雑音や光源のコヒーレンスの影響の小さい良好な伝送が可能となる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。図1は本願第1の発明の実施形態を示す図である。光源１と、位相変調器２と、ＮＲＺ−Ｉエンコーダ３及び帯域制限手段４により、光送信器７が構成される。光変調器７から送信された光信号は、光ファイバ６を通って光受信器８に送られる。光受信器８は、光干渉計、例えばマッハ・ツェンダー干渉計９と受光素子１０とから成る。
【００２５】
光源1から位相変調に適したコヒーレンスの高い光が出力される。これが位相変調器2によってデータ変調され、光送信器7から光伝送路である光ファイバ6に出力される。光送信器7では、データ入力端子5から入力された原信号データ列がNRZ-Iエンコーダ3によって逆転NRZ信号(NRZ-I信号)に符号化される。符号化されたNRZ-I信号は帯域制限手段4によって帯域制限された後、位相変調器2に印加される。
【００２６】
位相変調を受けた光は光ファイバ6を介して、光受信器8に伝送される。光受信器8ではマッハ・ツェンダー干渉計9によってNRZ-I符号の位相変調信号が原信号の強度変調信号に変換され、受光素子10によって電気信号に変換される。
【００２７】
このような構成によれば、光ファイバ6を通過する段階では位相変調信号であるため、ほぼ定包絡線の光信号となっている。光ファイバの非線形現象によってジッタが発生する原因となる信号強度の立ち上がり、立ち下がりが無いため、ジッタが発生しにくい。さらに、通常の光通信で用いるRZやNRZの波形と比較して、平均光パワーが等しくてもビット内のピークパワーが小さくなっているため、非線形の影響を受けにくい。
【００２８】
従って、光送信器7から光ファイバ6に入力される部分に設置されるブースターアンプ(図示せず)や、伝送路途中に挿入される中継アンプ(図示せず)の出力パワーを大きくすることが可能であり、0.5dB/kmといった高損失の光ファイバでも中継間隔を長くとることが可能となる。
【００２９】
NRZ-Iエンコーダ3によって原信号がNRZ-I符号に変換される様子を図2に示す。同図(a)はデータ入力端子5から入力される原信号であり、これがNRZ-Iエンコーダ3によって図２(b)に示すようなNRZ-I信号に変換される。このNRZ-I信号は位相変調器２にて位相変調された後は、図２(c)に示すようになり、マッハツェンダー干渉計９を透過した後は、図２(d)に示すような波形となる。
【００３０】
NRZ-Iエンコーダ３は例えば図3に示すように構成される。入力12から入力した原信号は、排他的論理和(EXOR)回路15によって自身の出力の1ビット遅延と排他的論理和を取られる。その結果が出力13より出力される。これは積分に相当するステップであり、図2(b)のNRZ-I信号は原信号が1となる度に1,0が反転する信号となっている。
【００３１】
帯域制限手段４は、図2(b)に示すNRZ-I信号波形の立ち上がり/立ち下がり時間を長くする手段である。本発明のこの実施形態では、以下のように帯域制限を施す。すなわち、原信号のビットレートをR (bit/s)、位相変調度すなわち、位相変調器出力光のピーク・トゥ・ピークの位相変調量をΨ (rad)としたとき、位相変調器出力光の瞬時位相変化量φの絶対値の最大値|φmax|がπRΨ/2から3πRΨ/4（rad/s）となるように帯域制限を施す。
【００３２】
図4を用いてこの帯域制限の意味を説明する。図4は位相変調器の出力光の位相変化を示した図である。信号の1,0の変化に応じて位相が変化している。その振幅はピーク・トゥ・ピークでΨ (rad)である。瞬時位相変化量φは図4の波形の微係数であり、φmaxは微係数の最大値である。微係数は波形の立ち上がりと立ち下がりで符号が反転するため絶対値をつけた。
【００３３】
|φmax|は図4の波形の立ち上がりあるいは立ち下がりのほぼ中央近辺のもっとも急峻な部分の傾きに対応する。NRZ-Iエンコーダ3の出力を帯域制限手段4によって帯域制限し、適宜振幅調整して(振幅調整手段は図示せず)位相変調器2に印加して、光源1からの光に位相変調を施す。この時、|φmax|がπRΨ/2より小さいと、1ビット時間の間に波形が立ち上がり(立ち下がり)切らない可能性が高いため、望ましくない。|φmax|が大きくなっていくと位相変調波形の立ち上がり／立ち下がりが急峻になっていく。その結果、光受信器8内の光干渉計9の出力波形がパルス状から矩形に近くなる。本願では、|φmax|の最大値を3πRΨ/4とすることによりパルス状の波形を保ち、光電変換後の広帯域な電気スペクトルを確保する。電気スペクトルが広帯域であるため、雑音除去用電気フィルタ(図示せず)の帯域を小さくしてS/Nを向上させることが可能となる。
【００３４】
帯域制限手段4は、実際には位相変調器用ドライバアンプ(図示せず)の前後いずれかに挿入された低域通過フィルタや、故意に狭い帯域で製作したドライバアンプ等である。
【００３５】
光受信器8内のマッハ・ツェンダー干渉計9の構成は例えば図5のようである。入力16から入力された光が分岐部21で2等分され、一方は経路1 17、他方は経路2 18を通過して結合部22で結合される。経路1と経路2は光路長が異なり、光路長差に相当する遅延時間はD (sec)である。本願では、この遅延時間Dは、位相変調光の瞬時位相変化量φおよび任意の時刻tに対して
【数３】

を満たすように設計されている。また、マッハ・ツェンダー干渉計9の阻止中心波長または透過中心波長が、光源1の中心波長と概略一致するように設定または制御されている。具体的には、出力1 19と出力2 20の特性は相補的であるため、出力光が一方の透過中心波長に有るとき、他方では阻止中心波長にある。
【００３６】
このように構成されているマッハ・ツェンダー干渉計9をこの位相変調光が透過すると、経路2を透過した光と、経路1を透過した時間Dだけ遅れてきた光が干渉する。どの程度の干渉が発生するかは、時間Dの間の位相変化量によって決定する。例えば時間Dの間にπ(180°)の位相変化があるならば、出力1、2のどちらか一方から全部の光パワーが出力し、他方からは全く出力されない。時間Dの間の位相変化量は位相変調波形に依存する。例えばΨ=π、D=1ビット時間とすると、図4のような波形では時刻t1では全く透過していなかった光が時刻t2では全透過となり時刻t3では再び透過しなくなる。このようにして得られたマッハ・ツェンダー干渉計透過光は、位相変調が強度変調に変換されたものである。また、マッハ・ツェンダー干渉計の動作は差分に相当するため、NRZ-Iエンコーダによって積分された波形が微分されて原信号が再生される。
【００３７】
マッハ・ツェンダー干渉計透過後のアイパターンの例を図6に示す。図4のように位相変化がある部分の前後では位相変化が無い場合は、やや広めのパルスとなり、連続して位相変化がある場合は、狭いパルスとなる。このため、これらが混合したアイパターンとなる。広いパルスと狭いパルスのパルス幅の差は遅延時間Dに依存し、Dが短くなるほどその差は小さくなって、狭いパルスの波形に近づき、パルス幅の狭窄化が可能となる。
【００３８】
逆にDの上限は1ビット時間である。NRZ-Iエンコーダ3が1ビット遅延による積分器であるため、Dが1ビット時間を超えると隣接ビットとの干渉を含んでしまうためである。
【００３９】
このような波形を受光素子10で電気信号に変換する。信号はパルス状となっているため、光送信器7内で帯域制限手段4を挿入しなかった場合の矩形波状と比較してスペクトル幅が広い。受信した信号を識別器に入力する前に、有効な信号帯域以外の部分をフィルタによって除去するが、フィルタ入力の信号スペクトル帯域幅が十分広ければ、より狭い帯域のフィルタを用いることが可能となる。その結果、より多くの雑音が除去できて、識別器に入力する信号のS/Nが向上する。従って、本発明のこの実施形態によれば、送信側で帯域制限手段を設けることによって受信品質が向上する。
【００４０】
また、近年、超高速光通信では高密度波長多重が殆どのシステムで導入されている。信号を波長多重する場合、隣接波長への漏れ込みが無くなるように、光フィルタ(あるいは、波長多重化器自身など)によって、必要な波長帯域以外を除去する。位相変調した光信号を光フィルタによって制限すると、光フィルタのPM-AM変換作用によって、強度変調成分が発生する。前述したように強度の揺らぎは光ファイバ伝送後にジッタを生む原因となるため、強度変調成分は小さいことが望ましい。発生する強度変調成分の程度は、光フィルタで削られる割合に依存し、削られる割合が多い程発生する強度変調成分は大きい。
【００４１】
この実施形態の構成では、変調信号に電気段で帯域制限をかけているため、位相変調後の光スペクトルは帯域制限をかけなかった場合と比較して小さい。そのため、光フィルタを通したときに削られる割合が小さく、発生する強度変調成分が小さく、結果として、ジッタ発生の少ない良好な伝送が可能となる。
【００４２】
マッハ・ツェンダー干渉計の中心波長が光源の波長と概略一致していないと良好な動作が得られないため、光干渉計の中心波長の制御を光受信器8内で行う必要がある。これは、マッハ・ツェンダー型光強度変調器に適用されているAC制御法とほぼ同様の制御で可能であり、図7に概略を示したような構成で制御できる。すなわち、マッハ・ツェンダー干渉計9の中心波長を発振器23から出力される低周波信号によって変調する。マッハ・ツェンダー干渉計9の出力を一部分岐しで受光器25で電気信号に変換し、発振器23からの低周波信号と同期検波器24によって同期検波する。その出力を低域通過フィルタ26を介して加算器27にて低周波信号と加算し、マッハ・ツェンダー干渉計9に加えて制御する。
【００４３】
上述の例では、光干渉計としてマッハ・ツェンダー干渉計を使用したが、マッハ・ツェンダー干渉計とほぼ同じ機能を有する反射型のマイケルソン干渉計を用いても同様の動作が可能である。
【００４４】
また、他の光干渉計にファブリ・ペロー干渉計があるが、フィネスの低いファブリ・ペロー干渉計を用いることも可能である。図8を用いてこの種の干渉計を用いた場合について説明する。図8はファブリ・ペロー干渉計の構成例であり、エタロン板28に光が入射ビーム29のように入射する。エタロン板の両側面a,bには反射膜がつけられており、入射したビームの一部は点線のように面bで反射し、残りは透過光30のように透過する。面bで反射した光の一部は面aで再び反射し、面bでその一部が1回反射透過光31のように透過する。エタロン板の1往復の遅延がDであるように設計しておけば、透過光30と1回反射透過光31はDだけずれて干渉する。一般のファブリ・ペロー干渉計はa,bの反射率を十分高くし、また、ビーム入射角がエタロン板に極力垂直に近い領域で使用して、多重反射の回数を増やし、フィルタの透過帯域幅と透過周期の比(フィネス)を上げて使用する。しかし本願では逆に、エタロン板を傾けたり、あるいは反射率を低くしてフィネスを下げることによって、素通しの透過光と1回反射の透過光を主に取り出すように構成し、マッハ・ツェンダー干渉計と同様の動作を実現する。ファブリ・ペロー干渉計は図8からも分かるように光導波路ではなく自由空間で構成されることが多く、空間伝送の受光系に好適である。
【００４５】
なお、本願の構成では、干渉計は必ずしも光段に設置される必要はなく、図16のように、光受信器45の入力部にローカル光源46を設置してヘテロダイン受信し、受光素子10で電気信号に変換してから、干渉計、すなわち周波数弁別器47を設置しても同様の効果を得ることが可能である。周波数弁別器47の構成は例えば図17に示すようになる。
【００４６】
入力16をスプリッタ48で2分岐し、遅延時間差Dを与えられた経路1と経路2を通過した後、掛け算器49で結合し、出力50より出力される。これは光段でのマッハ・ツェンダー干渉計と全く同じ動作をするコンポーネントである。このような構成においても、送信側で帯域制限をすることによって、周波数弁別器出力をパルス状の波形とすることができる。
【００４７】
なお、周波数弁別器出力は原信号をAMI(Alternate Mark Inversion)符号化したものとなる。
【００４８】
次に本願発明の第2の実施形態の特徴となる部分を図9を用いて説明する。マッハ・ツェンダー干渉系やマイケルソン干渉計では干渉計の出力ポートが通常2つある。これらは、相補的な関係にあり、2つのポートの合計の出力パワーが(過剰損失分を除いて)入力パワーと等しくなる。これらの両方を図9のようにバランス型レシーバによって受信することによって、伝送路中の光ファイバ増幅器等で発生した強度雑音成分をキャンセルし、より高いS/Nを得ることが可能となる。
【００４９】
位相変調と干渉計の遅延時間Dの関係が(1)式の等号を満たすような関係である場合、光干渉計出力は図10(a)(b)のようになる。仮に、送信器内で帯域制限手段による帯域制限を行わなければ、図10(a)(b)において波形は矩形状であり、干渉計の2つの出力光パワーはほぼ等しくなる。しかし、本願では帯域制限を行うためパルス状の波形となり、2つの出力光パワーが等しくない。
【００５０】
位相変調と干渉計の遅延量Dの関係が(1)式の不等号部分を満たすような関係である場合は、図10(c)(d)のように一方に直流のオフセットがかかった波形となる。
【００５１】
いずれの場合も出力1と出力2の直流光パワーが異なるため、バランス型レシーバの2つのフォトダイオードに等しい光パワーを入れることができない。
【００５２】
しかし、これらの波形は直流値のみが異なるものであり、交流波形はこの状態で出力1,2でバランスが取れている。そこで本願では直流の差分のみを逃がすよう構成する。図9のようにバランス型レシーバ32の出力にインダクタンス33を接続する。インダクタンス33の先は同図ではグラウンドに接続されている。これはバランス型レシーバの両端に±Vの電源電圧を供給しているためで、インダクタンスの接続先をその中間の電位とし、2つのフォトダイオードにかかるバイアス電圧が等しくなるようにしている。
【００５３】
バランス型レシーバから直流電流が出力されると、インダクタンスが無い場合、後段のプリアンプ34の直流入力インピーダンスに応じた電圧が発生する。インダクタンスを接続すると、インダクタンスの直流インピーダンスがほぼ0であるため、殆どすべての直流電流がインダクタンス33を介してグラウンドにシャントされる。その結果、バランス型レシーバの出力端の電位は2つのフォトダイオードに入る光パワーの差に依存せず常に一定であり、2つのフォトダイオードのバイアス電圧、ひいては周波数特性を等しく保つことが可能となる。
【００５４】
また、増幅器は、内部のバイアス電圧安定化のため入力にブロッキングキャパシタを備えていることが多い。プリアンプ34がそのような構成である場合、2つのフォトダイオードに入射する直流光パワーが異なると、多い直流光パワーを受光しているフォトダイオードから直流光電流の逃げ場が無くなる。逃げ場のない光電流は、フォトダイオード内に一定時間蓄積した後、再結合する。光電流がフォトダイオード内に蓄積している状態では、そのフォトダイオードの高周波特性は著しく劣化する。本願のようにインダクタンス33を接続することにより、プリアンプ34の入力部にブロッキングキャパシタが備えられていても、直流電流を逃がしてやることが可能となる。したがって、高周波特性を損なわず、2つのフォトダイオードを良好にバランスが取れた状態で動作させることが可能となる。
【００５５】
本願の構成が光ファイバの非線形現象や雑音に強く、損失0.5dB/kmの陸上系ファイバで80kmの中継スパンを実現できることをシミュレーションにて確認した。図13に示したような系で光送信器7を40Gbit/sで駆動し、カッコ内の中継スパンを4スパン伝送した後、光プリアンプ44で増幅して光受信器8で受信した。光受信器8は光干渉計として遅延量25psのマッハ・ツェンダー干渉計を用い、受光素子はバランス型レシーバとした。光源の波長を1.55μm、中継スパンの光アンプ42の出力光パワーを10dBm、雑音指数5dB、光ファイバを損失0.5dB/kmの1.31μmゼロ分散シングルモードファイバ43 (SMF)80kmとした。分散補償器41にてSMFの各スパンの分散を補償した。トータルで320kmの伝送である。比較対象として、光受信器8内のマッハ・ツェンダー干渉計を光送信器内において、光送信器でRZ強度変調波形に変換した後、同様の伝送路を通し、光プリアンプで増幅した後、通常のPINフォトダイオードで受信する系についてもシミュレーションした。その結果を図14に示す。
【００５６】
伝送後のアイパターンであり、図14(a)はRZ強度変調波形に変換してから伝送したもの、図14(b)は図１３に示した構成で伝送したものである。図14(a)はジッタが非常に大きくアイが完全につぶれているのに対し、図14(b)では良好なアイ開口が得られており、0.5dB/kmが可能であることが分かる。
【００５７】
図11は本願の第3の実施の形態を説明するための図である。光空間伝送を行っている実施の形態である。光送信器35及び光受信器36の構成は図1とほぼ同様であるが、位相変調器2の出力が光ファイバではなく、レンズ38を介して平行光に変換されており、光受信器36では着信した平行光をレンズ39によって集光してマッハ・ツェンダー干渉計に入射している点が大きく異なる。このような構成においては、レンズ39は光送信器35からの送信光のみでなく、太陽光や蛍光灯等の背景光雑音も集光してしまう。しかし、これらの背景光はコヒーレンスが低くいため、殆どが強度雑音でありバランス型レシーバで除去できる。従って、受光素子をバランス型レシーバとすることによって、通常の強度変調の光空間伝送システムより、より高いS/Nの伝送が可能となる。
【００５８】
マッハ・ツェンダー干渉計37は、導波路の伝搬モードに整合するよう効率よく集光することが困難であるため、導波路型よりマイクロオプティックスで構成するとよい。
【００５９】
光空間伝送ではビットレートが低いため、光源のコヒーレンスの影響を受けやすい。そこで本願では、図15のように、光干渉計の遅延時間Dを1ビット時間1/Rより小さくすることによってコヒーレンスの影響を緩和する。このとき位相変調から強度変調に変換する効率の劣化を防ぐため、位相変調度Ψを(1)式を満足する範囲においてπよりも大きくする。本願では光送信器内で帯域制限を行っているため、図15のように位相変調波形の立ち上がり/立ち下がりがなまっている。そのため、遅延時間D内に位相変化量がπを超えなければΨがπを超えても波形歪み等の悪影響は発生しない。このようにすることによって、位相変調−強度変調の変換効率を落とすことなく、光源のコヒーレンスの影響を緩和でき、良好な感度を得ることが可能となる。
【００６０】
図12は本願の光送信器7と光受信器8をマルチポイント・トゥ・マルチポイントの光ネットワークに適用している例である。光受信器は本願第2の実施の形態のバランス型レシーバであり、レシーバ出力にインダクタンスが接続されており、出力端子の電位が安定化されている。複数の光送信器7-i(i=1,2,...,n)からの光が光ネットワーク40を介して複数の光受信器8-i(i=1,2,...,n)に到達する。おのおのの光受信器には時系列で異なる光送信器からの光が到達する。これらは、光パワーも光変調度もバラバラであるが、本願のようなバランス型レシーバの構成を取ることにより、バラバラの光パワーであっても出力電気信号の中心値の電位がほぼ一定となり、次段以降の回路構成を簡単にできる。
【００６１】
なお、以上の説明では本願の発明の構成に直接関連する部分のみについて述べた。増幅器等、本発明の機能には直接寄与しない手段は示していないが、実際のシステムを構築する上では必要に応じて使用されるものである。
【００６２】
【発明の効果】
以上述べたように本発明では、定包絡線の位相変調信号によって伝送を行うため非線形現象に強い。また、光送信器内で行う帯域制限によって、光受信器内の受光素子に入力する波形がパルス状となるため、受信後のS/Nを改善できる。これらの結果、損失0.5dB/kmといった高損失な陸上系ファイバでもラマン増幅を行うことなく、80kmもの中継間隔が実現でき、大幅なシステムの簡素化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願第1の発明の実施の形態の構成例を示す図。
【図２】本願発明の原理を説明するための図。
【図３】 NRZ-Iエンコーダの構成例を示す図。
【図４】本願の位相変調波形を説明するための図。
【図５】マッハ・ツェンダー干渉計を説明するための図。
【図６】本願の光干渉計出力アイパターンの例を示す図。
【図７】マッハ・ツェンダー干渉計の中心周波数を制御する系の例を示す図。
【図８】本願の発明に適したファブリ・ペロー干渉計の構成例を示す図。
【図９】本願第2の実施形態の構成の一部を示す図。
【図１０】光干渉計の2つの出力光の波形を示す図。
【図１１】本願発明の第３の実施形態の構成例を示す図。
【図１２】本願発明の応用例の構成を示す図。
【図１３】本願発明の特性を検証するためのシミュレーションに用いた系を示す図。
【図１４】図13の系のシミュレーション結果のアイパターンを示す図。
【図１５】位相変調度がπを超える場合を説明するための図。
【図１６】本願発明の別の実施形態の構成を示す図。
【図１７】図１６の構成における周波数弁別器の構成例を示す図。
【符号の説明】
１・・・光源、２・・・位相変調器、３・・・NRZ-Iエンコーダ、４・・・帯域制限手段、５・・・データ入力端子、６・・・光ファイバ、７・・・光送信器、８・・・光受信器、９・・・マッハ・ツェンダー干渉計、１０・・・受光素子、１１・・・出力端子、１２、１６・・・入力、１３・・・出力、１４・・・1ビット遅延素子、１５・・・EXOR回路、１７・・・経路１、１８・・・経路２、２１・・・分岐部、２２・・・結合部、２３・・・発振器、２４・・・同期検波器、２５・・・受光器、２６・・・フィルタ、２７・・・加算器、２８・・・エタロン板、２９・・・入射ビーム、３０・・・透過光、３１・・・1回反射透過光、３２・・・バランス型レシーバ、３３・・・インダクタ、３４・・・プリアンプ、３５・・・光送信器、３６，４５・・・光受信器、３７・・・マッハ・ツェンダー干渉計、３８，３９・・・レンズ、４０・・・光ネットワーク、４１・・・分散補償器、４２・・・光アンプ、４３・・・シングルモードファイバ、４４・・・光プリアンプ、４６・・・ローカル光源、４７・・・周波数弁別器、４８・・・スプリッタ、４９・・・掛け算器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical communication system capable of high-speed transmission.
[0002]
[Prior art]
As the broadband communication market expands, higher-speed networks are becoming faster. In current optical communications, the maximum bit rate per wave is 40 Gbit / s if limited to the technology at the stage of practical use. The 40Gbit / s system is first introduced from a high-cost system capable of optimizing the transmission line, such as the submarine system.
[0003]
In terrestrial systems, fiber that has already been laid is often used, and optical fibers that have been laid in the past have been optimized for wavelengths in the 1.3 μm band, and have since become 1.55, the standard wavelength for long-distance transmission. There is no guaranteed loss for wavelengths in the μm band. Even if the fiber is optimized for the 1.3 μm band, in most cases the 1.55 μm band has less loss, but the loss is not as low as the fiber optimized for the 1.55 μm band. . In addition, the length of land-based fiber that can be laid at one time is limited, so a connection point is entered every 1 km and connection loss occurs.
[0004]
When transmitting a wavelength of 1.55 μm with such a laid fiber, the average loss is about 0.5 dB / km. The loss is more than double compared to about 0.2 dB / km when using a fiber optimized for 1.55 μm with almost no connection points.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In general, the terrestrial relay interval depends on the installation interval of relay stations, and is usually 40 km or 80 km. For 40km intervals, the number of repeaters in the link is doubled compared to 80km intervals, increasing the cost of the link. Therefore, it is desirable that the relay interval is 80 km or more as much as possible.
[0006]
However, since the bandwidth is wide at 40 Gbit / s, higher repeater incoming optical power is required to obtain a signal-to-noise ratio (S / N) equivalent to a low bit rate. In order to ensure a high repeater incoming optical power, it is necessary to increase the input optical power to the optical fiber. However, the nonlinear phenomenon of the optical fiber becomes remarkable and a large waveform distortion occurs, thereby impairing the transmission quality.
[0007]
As a method of ensuring the repeater incoming light power level without increasing the input power to the optical fiber, a method of generating Raman amplification by injecting pump light into the optical fiber from the incoming repeater side is known. The Raman amplifier has a very low gain efficiency with respect to the pump light, requires sub-watt class pump light, is expensive, and the repeater configuration is complicated.
[0008]
Up to now, it has been difficult to transmit at 80km relay interval without using Raman amplification with high loss optical fiber of 0.5dB / km.
[0009]
The present invention has been made in view of such a conventional problem, and is an optical communication system capable of transmitting 40 Gbit / s in a fiber with a loss of 0.5 dB / km even at a relay interval of 80 km without performing Raman amplification. The purpose is to provide.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the present invention, a light source and an optical phase modulator connected to the light source When, An optical transmitter having an electrical signal generator for generating an electrical signal to be input to the optical phase modulator;
An optical receiver, an interferometer provided in the optical receiver, a light receiving element for photoelectric conversion provided in the optical receiver,
Connect the optical transmitter and the optical receiver Optical filters or wavelength multiplexers and Consisting of an optical fiber transmission line Used for high-density wavelength multiplexing An optical communication system,
The electrical signal generation unit includes an encoder that encodes an input data string into reverse NRZ, and a band limiting unit that limits the band of the encoder output,
The band limiting means has a maximum absolute value | φmax | of πRΨ / 2 to 3πRΨ / 4 (rad / s) (where R is a bit rate (bit / bit / s)). s), Ψ is the phase modulation degree: the phase modulator output light peak-to-peak phase modulation amount (rad)), the band is limited,
The interferometer is set to a delay time D corresponding to the propagation time difference between the two paths for forming interference in the interferometer, so that it is almost totally transmitted or totally blocked with respect to an unmodulated signal input, Further, the delay time D is for an arbitrary time t.
[Expression 2]

An optical communication system characterized by satisfying the above is provided.
[0011]
According to such a configuration, the output light from the optical transmitter is a substantially constant envelope signal that is data-modulated by phase modulation. Compared to NRZ and RZ signals used in normal optical communication, the peak power in one bit is less than half even with the same optical power. As a result, non-linear phenomenon is unlikely to occur, the input power to the optical fiber transmission line can be increased, the incoming light power level can be increased as compared with the conventional one, and the signal-to-noise ratio is improved.
[0012]
Further, in this configuration, band limitation is applied to the electric signal input to the phase modulator in the optical transmitter by the band limiting unit. By doing so, the waveform after passing through the optical interferometer in the optical receiver is not a rectangular shape when the band limitation is not applied, but a pulse shape. Therefore, the electric signal spectrum after being converted into an electric signal by the light receiving element is broadened, and the band of the noise removal filter at the subsequent stage can be narrowed, so that the signal-to-noise characteristics are improved.
[0013]
Furthermore, since the band is limited by the electric stage, the spectrum of the phase modulator output light becomes narrow. In addition to the effect of increasing dispersion tolerance, the degree of phase modulation-amplitude modulation conversion (PM-AM conversion) that occurs in the optical filter used when performing wavelength multiplexing is reduced, and the band is not limited by the electrical stage. Compared to the case, it is also possible to expect an effect that an adverse effect such as jitter due to a nonlinear phenomenon hardly occurs.
[0014]
In the present invention, a Mach-Zehnder interferometer is used as the interferometer. The Mach-Zehnder interferometer is easy to handle signals because the input port and the output port are completely separated among various interferometers. In addition, the degree of freedom in design such as the interval between two output ports and the output direction is high, and it is easy to design to suit the configuration of the subsequent photoelectric converter, and the module can be easily mounted.
[0015]
In the present invention,
The light receiving element is a balanced receiver, an inductance is connected to an output terminal between two photodiodes constituting the balanced receiver, and a difference between DC photocurrents flowing through the two photodiodes is shunted. An optical communication system according to claim 1 is provided.
[0016]
According to such a configuration, the two outputs of the optical interferometer are photoelectrically converted by the balanced receiver. There are various configurations of optical interferometers, but the Mach-Zehnder interferometer and Michelson interferometer have two outputs. The balanced receiver is a photodiode that operates in a differential manner, and an optical interferometer having two outputs is used to input each output to the two photodiodes of the balanced receiver. In the two outputs of the optical interferometer output, the signal components are output with the intensity reversed, so they are added by the differential operation, but the intensity noise component is canceled by the differential operation, so the signal-to-noise characteristics are Improved.
[0017]
In order to improve the common mode rejection ratio of the balanced receiver, the optical system of the input unit is usually designed so that the optical powers input to the two photodiodes constituting the balanced receiver are equal. As a result, all direct currents pass through the balanced receiver, and the direct current potential at the output end does not fluctuate.
[0018]
However, in the configuration of the first invention of this application, the DC optical powers of the two output lights of the optical interferometer cannot be equal. This is because one output waveform of the optical interferometer is pulsed and a waveform obtained by subtracting the waveform from the input light is output from the other, so even if the mark rate is ½, This is because the other output power becomes larger. Furthermore, in this configuration, depending on the phase modulation degree Ψ of the optical transmitter and the delay time D of the optical interferometer, a waveform in which a DC offset is applied to one output of the optical interferometer may be obtained. In either case, the amplitude of the AC signal is the same and only the DC value is different. Therefore, even if an optical attenuator is inserted in one and the optical power is made equal, the balance is not improved.
[0019]
In the present invention of this application, an inductance is connected to the output end of the balanced receiver to shunt a DC current corresponding to the difference in DC photocurrent. By doing so, even if an unequal optical direct current flows, an unnecessary direct current does not flow in the circuit of the next stage. When no inductance is provided, a DC voltage is generated by the DC input impedance of the circuit at the next stage, and the potential between the two photodiodes of the balanced receiver varies depending on the generated DC voltage. It is desirable that the two photodiodes of the balanced receiver have the same characteristics over all frequencies, but when a DC voltage is generated at the output end, the bias voltages of the two photodiodes become non-uniform and the high frequency characteristics are different. turn into. When configured as in the present invention, no DC voltage is generated, and such a situation can be avoided.
[0020]
The present invention provides the optical communication system according to claim 3, wherein the transmission path is a space, the delay time D is smaller than 1 / R, and the phase modulation degree Ψ is larger than π.
[0021]
In the configuration of the present invention, the transmission path connecting the optical transmitter and the optical receiver is free space. In this case, background light noise is mixed in the optical receiver. However, since the background light noise has low coherence and is mainly intensity noise, most of the background light noise is canceled by the balanced receiver. As a result, the degree of improvement in signal-to-noise characteristics is increased.
[0022]
The bit rate required for optical space transmission is at most several hundred Mbit / s which is much smaller than the bit rate required for the optical fiber trunk line system. In the configuration of the present application, since information is put on the phase, noise occurs when the coherence of the light source is low. Since how much coherence is maintained between two light beams that have passed through two paths in the optical interferometer and shifted by time D is a factor that determines the amount of noise, the smaller D is The effect of coherence is mitigated. If the bit rate is high, D will naturally be small, so if it is 40 Gbit / s, the effect of coherence is small. (Of course, when applying to a system where the reception sensitivity requirement is so severe that coherence becomes a problem even at 40 Gbit / s, as in the third invention of this application, D is made smaller than 1 bit time, and the phase modulation degree Ψ is set as necessary. (It should be larger than π.) To reduce the effect of coherence at a low bit rate such as several 100 Mbit / s, D is made smaller than one bit time. If D is merely reduced, the efficiency when converting to an intensity modulation signal by the optical interferometer is lowered, so that the phase modulation degree Ψ is increased to compensate for this. In the present application, since the band is limited in the optical transmitter, waveform distortion or the like does not occur as long as the instantaneous phase change amount φ satisfies the expression (1) even if Ψ is larger than π.
[0023]
By doing so, it is possible to perform good transmission with little influence of background light noise and light source coherence.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the first invention of the present application. The light source 1, the phase modulator 2, the NRZ-I encoder 3 and the band limiting unit 4 constitute an optical transmitter 7. The optical signal transmitted from the optical modulator 7 is sent to the optical receiver 8 through the optical fiber 6. The optical receiver 8 includes an optical interferometer, for example, a Mach-Zehnder interferometer 9 and a light receiving element 10.
[0025]
Light with high coherence suitable for phase modulation is output from the light source 1. This is data-modulated by the phase modulator 2 and output from the optical transmitter 7 to the optical fiber 6 which is an optical transmission line. In the optical transmitter 7, the original signal data string input from the data input terminal 5 is encoded by the NRZ-I encoder 3 into a reverse NRZ signal (NRZ-I signal). The encoded NRZ-I signal is band-limited by the band-limiting means 4 and then applied to the phase modulator 2.
[0026]
The light subjected to the phase modulation is transmitted to the optical receiver 8 through the optical fiber 6. In the optical receiver 8, the phase modulation signal of the NRZ-I code is converted into an intensity modulation signal of the original signal by the Mach-Zehnder interferometer 9, and is converted into an electric signal by the light receiving element 10.
[0027]
According to such a configuration, since it is a phase modulation signal at the stage of passing through the optical fiber 6, it is an optical signal having a substantially constant envelope. Since there is no rise or fall of the signal intensity that causes jitter due to the nonlinear phenomenon of the optical fiber, jitter hardly occurs. Furthermore, compared to the RZ and NRZ waveforms used in normal optical communication, even if the average optical power is the same, the peak power in the bit is small, so it is less susceptible to non-linear effects.
[0028]
Therefore, it is possible to increase the output power of a booster amplifier (not shown) installed in a portion that is input from the optical transmitter 7 to the optical fiber 6 or a relay amplifier (not shown) inserted in the middle of the transmission path. This is possible, and even with a high-loss optical fiber such as 0.5 dB / km, it is possible to increase the relay interval.
[0029]
FIG. 2 shows how the original signal is converted into an NRZ-I code by the NRZ-I encoder 3. FIG. 6A shows an original signal input from the data input terminal 5, which is converted into an NRZ-I signal as shown in FIG. 2B by the NRZ-I encoder 3. The NRZ-I signal is phase-modulated by the phase modulator 2 as shown in FIG. 2 (c), and after passing through the Mach-Zehnder interferometer 9, as shown in FIG. 2 (d). It becomes a waveform.
[0030]
The NRZ-I encoder 3 is configured as shown in FIG. 3, for example. The original signal input from the input 12 is exclusive ORed with the 1-bit delay of its output by an exclusive OR (EXOR) circuit 15. The result is output from output 13. This is a step corresponding to integration, and the NRZ-I signal in FIG. 2 (b) is a signal in which 1,0 is inverted every time the original signal becomes 1.
[0031]
The band limiting means 4 is means for increasing the rise / fall time of the NRZ-I signal waveform shown in FIG. In this embodiment of the present invention, band limitation is performed as follows. That is, when the bit rate of the original signal is R (bit / s) and the phase modulation degree, that is, the peak-to-peak phase modulation amount of the phase modulator output light is Ψ (rad), the phase modulator output light Band limiting is performed so that the maximum absolute value | φmax | of the instantaneous phase change amount φ is from πRΨ / 2 to 3πRΨ / 4 (rad / s).
[0032]
The meaning of this band limitation will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram showing the phase change of the output light of the phase modulator. The phase changes in response to 1,0 changes in the signal. Its amplitude is ψ (rad) peak-to-peak. The instantaneous phase change amount φ is a derivative of the waveform in FIG. 4, and φmax is the maximum value of the derivative. The derivative is given an absolute value because the sign is inverted at the rise and fall of the waveform.
[0033]
| φmax | corresponds to the slope of the steepest portion near the center of the rise or fall of the waveform in FIG. The output of the NRZ-I encoder 3 is band-limited by the band-limiting means 4, and the amplitude is adjusted as appropriate (amplitude adjusting means is not shown) and applied to the phase modulator 2 to phase-modulate the light from the light source 1. . At this time, if | φmax | is smaller than πRΨ / 2, there is a high possibility that the waveform will not rise (fall) during one bit time, which is not desirable. As | φmax | increases, the rise / fall of the phase modulation waveform becomes steep. As a result, the output waveform of the optical interferometer 9 in the optical receiver 8 changes from a pulse shape to a rectangle. In the present application, by setting the maximum value of | φmax | to 3πRΨ / 4, a pulse-like waveform is maintained, and a wide-band electric spectrum after photoelectric conversion is secured. Since the electric spectrum is wide, it is possible to improve the S / N by reducing the band of the noise removing electric filter (not shown).
[0034]
The band limiting means 4 is actually a low-pass filter inserted before or after a phase modulator driver amplifier (not shown), a driver amplifier intentionally manufactured in a narrow band, or the like.
[0035]
The configuration of the Mach-Zehnder interferometer 9 in the optical receiver 8 is, for example, as shown in FIG. The light input from the input 16 is divided into two equal parts at the branching part 21, one passing through the path 117 and the other passing through the path 218 and being coupled at the coupling part 22. Path 1 and path 2 have different optical path lengths, and the delay time corresponding to the optical path length difference is D (sec). In the present application, the delay time D is determined with respect to the instantaneous phase change amount φ of the phase-modulated light and an arbitrary time t.
[Equation 3]

Designed to meet. Further, the blocking center wavelength or transmission center wavelength of the Mach-Zehnder interferometer 9 is set or controlled so as to substantially match the center wavelength of the light source 1. Specifically, since the characteristics of the output 119 and the output 220 are complementary, when the output light is at one transmission center wavelength, the other is at the blocking center wavelength.
[0036]
When this phase-modulated light is transmitted through the Mach-Zehnder interferometer 9 configured as described above, the light transmitted through the path 2 and the light delayed by the time D transmitted through the path 1 interfere with each other. How much interference occurs is determined by the amount of phase change during time D. For example, if there is a phase change of π (180 °) during the time D, the entire optical power is output from one of the outputs 1 and 2, and is not output from the other at all. The amount of phase change during time D depends on the phase modulation waveform. For example, assuming that Ψ = π and D = 1 bit time, light that was not transmitted at time t1 in the waveform as shown in FIG. 4 is totally transmitted at time t2 and is not transmitted again at time t3. The light transmitted through the Mach-Zehnder interferometer thus obtained is obtained by converting phase modulation into intensity modulation. Further, since the operation of the Mach-Zehnder interferometer corresponds to the difference, the waveform integrated by the NRZ-I encoder is differentiated to reproduce the original signal.
[0037]
An example of the eye pattern after passing through the Mach-Zehnder interferometer is shown in FIG. As shown in FIG. 4, when there is no phase change before and after the portion where there is a phase change, the pulse is slightly wider, and when there is a continuous phase change, the pulse is narrow. For this reason, it becomes the eye pattern which these mixed. The difference between the pulse widths of the wide pulse and the narrow pulse depends on the delay time D. The shorter the D, the smaller the difference, and the closer to the narrow pulse waveform, the narrower the pulse width.
[0038]
Conversely, the upper limit of D is 1 bit time. This is because the NRZ-I encoder 3 is an integrator with a 1-bit delay, so that if D exceeds 1 bit time, it includes interference with adjacent bits.
[0039]
Such a waveform is converted into an electric signal by the light receiving element 10. Since the signal has a pulse shape, the spectrum width is wider than that of the rectangular wave shape when the band limiting means 4 is not inserted in the optical transmitter 7. Before the received signal is input to the discriminator, a part other than the effective signal band is removed by a filter. If the signal spectrum bandwidth of the filter input is sufficiently wide, a filter with a narrower band can be used. . As a result, more noise can be removed and the S / N of the signal input to the discriminator is improved. Therefore, according to this embodiment of the present invention, reception quality is improved by providing band limiting means on the transmission side.
[0040]
In recent years, high-density wavelength multiplexing has been introduced in most systems in ultrahigh-speed optical communication. When a signal is wavelength-multiplexed, other than the necessary wavelength band is removed by an optical filter (or wavelength multiplexer itself, etc.) so as not to leak into adjacent wavelengths. When the phase-modulated optical signal is limited by the optical filter, an intensity modulation component is generated by the PM-AM conversion action of the optical filter. As described above, fluctuation in intensity causes jitter after transmission through an optical fiber, so it is desirable that the intensity modulation component is small. The degree of the intensity modulation component to be generated depends on the ratio of being cut by the optical filter, and the intensity modulation component to be generated is larger as the ratio of the intensity modulation is increased.
[0041]
In the configuration of this embodiment, since the band limitation is applied to the modulated signal at the electrical stage, the optical spectrum after the phase modulation is smaller than the case where the band limitation is not applied. For this reason, the ratio of shaving when passing through the optical filter is small, the intensity modulation component generated is small, and as a result, good transmission with little jitter generation becomes possible.
[0042]
If the center wavelength of the Mach-Zehnder interferometer does not substantially match the wavelength of the light source, good operation cannot be obtained. Therefore, it is necessary to control the center wavelength of the optical interferometer in the optical receiver 8. This can be controlled by almost the same control as the AC control method applied to the Mach-Zehnder type light intensity modulator, and can be controlled by the configuration shown schematically in FIG. That is, the center wavelength of the Mach-Zehnder interferometer 9 is modulated by the low frequency signal output from the oscillator 23. A part of the output of the Mach-Zehnder interferometer 9 is branched, converted into an electric signal by the light receiver 25, and synchronously detected by the low-frequency signal from the oscillator 23 and the synchronous detector 24. The output is added to the low-frequency signal by the adder 27 via the low-pass filter 26 and added to the Mach-Zehnder interferometer 9 for control.
[0043]
In the above example, the Mach-Zehnder interferometer is used as the optical interferometer. However, the same operation can be performed using a reflection type Michelson interferometer having almost the same function as the Mach-Zehnder interferometer.
[0044]
Another optical interferometer is a Fabry-Perot interferometer, but a Fabry-Perot interferometer with low finesse can also be used. A case where this type of interferometer is used will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a configuration example of a Fabry-Perot interferometer. Light enters the etalon plate 28 as an incident beam 29. Reflective films are provided on both side surfaces a and b of the etalon plate, and a part of the incident beam is reflected by the surface b as shown by a dotted line, and the rest is transmitted as transmitted light 30. A part of the light reflected by the surface b is reflected again by the surface a, and a part of the light is transmitted by the surface b like the reflected transmitted light 31 once. If the delay of one round trip of the etalon plate is designed to be D, the transmitted light 30 and the once reflected transmitted light 31 interfere with each other with a shift of D. General Fabry-Perot interferometers have sufficiently high a and b reflectivity, and are used in the region where the beam incident angle is as close as possible to the etalon plate, increasing the number of multiple reflections and the transmission bandwidth of the filter. And increase the ratio of transmission period (finesse). However, in the present application, conversely, the Mach-Zehnder interferometer is configured to mainly extract the transmitted light of one pass and the transmitted light of one reflection by tilting the etalon plate or lowering the finesse by lowering the reflectance. The same operation is realized. As can be seen from FIG. 8, the Fabry-Perot interferometer is often formed of a free space rather than an optical waveguide, and is suitable for a light receiving system for spatial transmission.
[0045]
In the configuration of the present application, the interferometer is not necessarily installed in the optical stage. As shown in FIG. 16, the local light source 46 is installed at the input unit of the optical receiver 45 to perform heterodyne reception. Even if an interferometer, that is, a frequency discriminator 47 is installed after conversion to an electrical signal, the same effect can be obtained. The configuration of the frequency discriminator 47 is as shown in FIG. 17, for example.
[0046]
The input 16 is branched into two by a splitter 48, passes through a path 1 and a path 2 given a delay time difference D, and then combined by a multiplier 49 and output from an output 50. This is a component that operates exactly the same as a Mach-Zehnder interferometer in the optical stage. Even in such a configuration, the frequency discriminator output can be made into a pulse-like waveform by limiting the band on the transmission side.
[0047]
The frequency discriminator output is obtained by encoding the original signal with AMI (Alternate Mark Inversion).
[0048]
Next, the characteristic part of the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Mach-Zehnder and Michelson interferometers typically have two interferometer output ports. These are in a complementary relationship, and the total output power of the two ports is equal to the input power (excluding excess losses). By receiving both of them by a balanced receiver as shown in FIG. 9, it is possible to cancel the intensity noise component generated in the optical fiber amplifier or the like in the transmission path and obtain a higher S / N.
[0049]
When the relationship between the phase modulation and the delay time D of the interferometer satisfies the equality in equation (1), the optical interferometer output is as shown in FIGS. 10 (a) and 10 (b). If band limiting by the band limiting means is not performed in the transmitter, the waveforms in FIGS. 10 (a) and 10 (b) are rectangular, and the two output light powers of the interferometer are substantially equal. However, in the present application, since the band is limited, a pulse waveform is formed, and the two output light powers are not equal.
[0050]
If the relationship between the phase modulation and the delay amount D of the interferometer satisfies the inequality part of equation (1), the waveform with a DC offset applied to one side as shown in Fig. 10 (c) and (d) Become.
[0051]
In either case, since the direct-current optical powers of output 1 and output 2 are different, the same optical power cannot be input to the two photodiodes of the balanced receiver.
[0052]
However, these waveforms are different only in the DC value, and the AC waveform is balanced between the outputs 1 and 2 in this state. Therefore, in the present application, only the direct current difference is escaped. As shown in FIG. 9, an inductance 33 is connected to the output of the balanced receiver 32. The tip of the inductance 33 is connected to the ground in the figure. This is because a power supply voltage of ± V is supplied to both ends of the balanced receiver, and the connection destination of the inductance is set to an intermediate potential so that the bias voltages applied to the two photodiodes are equal.
[0053]
When a direct current is output from the balanced receiver, if there is no inductance, a voltage corresponding to the direct current input impedance of the subsequent preamplifier 34 is generated. When the inductance is connected, since the direct current impedance of the inductance is almost zero, almost all direct current is shunted to the ground through the inductance 33. As a result, the potential at the output terminal of the balanced receiver is always constant without depending on the difference in the optical power entering the two photodiodes, and the bias voltage of the two photodiodes and thus the frequency characteristics can be kept equal. .
[0054]
In many cases, the amplifier includes a blocking capacitor at the input for stabilizing the internal bias voltage. In the case where the preamplifier 34 has such a configuration, if the direct-current optical power incident on the two photodiodes is different, the escape field of direct-current photocurrent from the photodiode receiving a large amount of direct-current optical power disappears. Photocurrent without escape field accumulates in the photodiode for a certain time and then recombines. When the photocurrent is accumulated in the photodiode, the high frequency characteristics of the photodiode are significantly deteriorated. By connecting the inductance 33 as in the present application, even if a blocking capacitor is provided at the input portion of the preamplifier 34, a direct current can be released. Therefore, the two photodiodes can be operated in a well-balanced state without impairing the high frequency characteristics.
[0055]
It was confirmed by simulation that the configuration of the present application is resistant to nonlinear phenomena and noise of optical fibers and can achieve a relay span of 80 km with a land-based fiber with a loss of 0.5 dB / km. In the system shown in FIG. 13, the optical transmitter 7 was driven at 40 Gbit / s, and the relay span in the parenthesis was transmitted for 4 spans, then amplified by the optical preamplifier 44 and received by the optical receiver 8. The optical receiver 8 was a Mach-Zehnder interferometer with a delay amount of 25 ps as an optical interferometer, and the light receiving element was a balanced receiver. The wavelength of the light source is 1.55 μm, the output optical power of the repeater span optical amplifier 42 is 10 dBm, the noise figure is 5 dB, and the optical fiber is 1.31 μm zero dispersion single mode fiber 43 (SMF) 80 km with a loss of 0.5 dB / km. The dispersion compensator 41 compensated for dispersion of each span of the SMF. The total transmission is 320km. For comparison, the Mach-Zehnder interferometer in the optical receiver 8 is converted into an RZ intensity modulation waveform by the optical transmitter in the optical transmitter, then passed through the same transmission line, amplified by the optical preamplifier, We also simulated a system that uses a PIN photodiode. The results are shown in FIG.
[0056]
FIG. 14A shows an eye pattern after transmission, which is transmitted after being converted into an RZ intensity modulation waveform, and FIG. 14B is transmitted with the configuration shown in FIG. In FIG. 14 (a), the jitter is very large and the eye is completely crushed, whereas in FIG. 14 (b), a good eye opening is obtained, and it can be seen that 0.5 dB / km is possible.
[0057]
FIG. 11 is a diagram for explaining a third embodiment of the present application. It is an embodiment in which optical space transmission is performed. The configurations of the optical transmitter 35 and the optical receiver 36 are almost the same as in FIG. 1, but the output of the phase modulator 2 is converted into parallel light via a lens 38 instead of an optical fiber. However, the difference is that the incoming parallel light is collected by the lens 39 and is incident on the Mach-Zehnder interferometer. In such a configuration, the lens 39 collects not only the transmission light from the optical transmitter 35 but also background light noise such as sunlight and fluorescent lamps. However, since these background lights have low coherence, most of them are intensity noise and can be removed by a balanced receiver. Therefore, by using a light-receiving element as a balanced receiver, higher S / N transmission is possible than in an ordinary space modulation optical space transmission system.
[0058]
Since the Mach-Zehnder interferometer 37 is difficult to collect light efficiently so as to match the propagation mode of the waveguide, the Mach-Zehnder interferometer 37 is preferably composed of microoptics rather than the waveguide type.
[0059]
In optical space transmission, since the bit rate is low, it is easily affected by the coherence of the light source. Therefore, in the present application, as shown in FIG. 15, the influence of coherence is mitigated by making the delay time D of the optical interferometer smaller than 1 bit time 1 / R. At this time, in order to prevent the deterioration of the efficiency of conversion from phase modulation to intensity modulation, the phase modulation degree ψ is made larger than π within the range satisfying the expression (1). In the present application, since band limitation is performed in the optical transmitter, the rise / fall of the phase modulation waveform is rounded as shown in FIG. Therefore, if the phase change amount does not exceed π within the delay time D, adverse effects such as waveform distortion do not occur even if ψ exceeds π. By doing so, it is possible to alleviate the influence of the coherence of the light source without lowering the phase modulation-intensity modulation conversion efficiency, and to obtain good sensitivity.
[0060]
FIG. 12 shows an example in which the optical transmitter 7 and the optical receiver 8 of the present application are applied to a multipoint-to-multipoint optical network. The optical receiver is the balanced receiver according to the second embodiment of the present application, in which an inductance is connected to the receiver output, and the potential of the output terminal is stabilized. The light from the plurality of optical transmitters 7-i (i = 1, 2, ..., n) is transmitted through the optical network 40 to the plurality of optical receivers 8-i (i = 1, 2, ..., n) is reached. Light from different optical transmitters arrives at each optical receiver in time series. These are different in optical power and degree of optical modulation, but by adopting the balanced receiver configuration as in the present application, the potential of the center value of the output electric signal becomes almost constant even with different optical power, The circuit configuration after the next stage can be simplified.
[0061]
In the above description, only the part directly related to the configuration of the invention of the present application has been described. Means such as an amplifier that do not directly contribute to the function of the present invention are not shown, but they are used as necessary in constructing an actual system.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, transmission is performed using a phase-modulated signal having a constant envelope, so that the present invention is resistant to nonlinear phenomena. Further, due to the band limitation performed in the optical transmitter, the waveform input to the light receiving element in the optical receiver has a pulse shape, so that the S / N after reception can be improved. As a result, 80km of relay distance can be realized without performing Raman amplification even with a high loss land fiber such as a loss of 0.5dB / km, and the system can be greatly simplified.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an embodiment of a first invention of the present application.
FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an NRZ-I encoder.
FIG. 4 is a diagram for explaining a phase modulation waveform of the present application.
FIG. 5 is a diagram for explaining a Mach-Zehnder interferometer.
FIG. 6 is a diagram showing an example of an eye pattern output from the optical interferometer of the present application.
FIG. 7 is a diagram showing an example of a system for controlling the center frequency of a Mach-Zehnder interferometer.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a Fabry-Perot interferometer suitable for the invention of the present application.
FIG. 9 is a diagram showing a part of the configuration of the second embodiment of the present application.
FIG. 10 is a diagram showing waveforms of two output lights of the optical interferometer.
FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of an application example of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing a system used in a simulation for verifying the characteristics of the present invention.
14 is a diagram showing an eye pattern of a simulation result of the system in FIG.
FIG. 15 is a diagram for explaining a case where the degree of phase modulation exceeds π.
FIG. 16 is a diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
17 is a diagram showing a configuration example of a frequency discriminator in the configuration of FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Light source, 2 ... Phase modulator, 3 ... NRZ-I encoder, 4 ... Band-limiting means, 5 ... Data input terminal, 6 ... Optical fiber, 7 ... Optical transmitter, 8 ... optical receiver, 9 ... Mach-Zehnder interferometer, 10 ... light receiving element, 11 ... output terminal, 12, 16 ... input, 13 ... output, 14 ... 1-bit delay element, 15 ... EXOR circuit, 17 ... path 1, 18 ... path 2, 21 ... branching unit, 22 ... coupling unit, 23 ... oscillator, 24 ... synchronous detector, 25 ... light receiver, 26 ... filter, 27 ... adder, 28 ... etalon plate, 29 ... incident beam, 30 ... transmitted light, 31 ... once reflected and transmitted light, 32 ... balanced receiver, 33 ... inductor, 34 ... preamplifier, 35 ... optical transmitter, 6, 45 ... optical receiver, 37 ... Mach-Zehnder interferometer, 38, 39 ... lens, 40 ... optical network, 41 ... dispersion compensator, 42 ... optical amplifier, 43 ... single mode fiber, 44 ... optical preamplifier, 46 ... local light source, 47 ... frequency discriminator, 48 ... splitter, 49 ... multiplier.

Claims (3)

A light source, an optical phase modulator connected to said light source, an optical transmitter having an electrical signal generator for generating an electric signal to be input to the optical phase modulator,
An optical receiver, an interferometer provided in the optical receiver, a light receiving element for photoelectric conversion provided in the optical receiver,
An optical communication system used for high-density wavelength multiplexing comprising an optical filter or a wavelength multiplexer that connects the optical transmitter and the optical receiver, and an optical fiber transmission line,
The electrical signal generation unit includes an encoder that encodes an input data string into reverse NRZ, and a band limiting unit that limits the band of the encoder output,
The band limiting means has a maximum absolute value | φmax | of πRΨ / 2 to 3πRΨ / 4 (rad / s) (where R is a bit rate (bit / bit / s)). s), Ψ is the phase modulation degree: the phase modulator output light peak-to-peak phase modulation amount (rad)), the band is limited,
The interferometer is set to a delay time D corresponding to the propagation time difference between the two paths for forming interference in the interferometer, so that it is almost totally transmitted or totally blocked with respect to an unmodulated signal input, Further, the delay time D is for an arbitrary time t.

An optical communication system characterized by satisfying   2. The optical communication system according to claim 1, wherein the interferometer is a Mach-Zehnder interferometer.   The light receiving element is a balanced receiver, an inductance is connected to an output terminal between two photodiodes constituting the balanced receiver, and a difference between DC photocurrents flowing through the two photodiodes is shunted. The optical communication system according to claim 1 or 2.

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