JP3836044B2

JP3836044B2 - Switch circuit

Info

Publication number: JP3836044B2
Application number: JP2002116465A
Authority: JP
Inventors: 裕之登坂
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2002-04-18
Filing date: 2002-04-18
Publication date: 2006-10-18
Anticipated expiration: 2022-04-18
Also published as: JP2003318717A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、準マイクロ波帯ないしマイクロ波帯で使用される携帯電話機や移動体無線通信機等の無線通信機の送受信切替を行なう際に用いられるスイッチ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
準マイクロ波帯ないしマイクロ波帯の高周波信号を扱う携帯電話機や移動体無線通信機等の無線通信機では、高周波信号の切り替えを行なうためにＧａＡｓ化合物半導体による電界効果トランジスタであるＭＥＳＦＥＴ(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)やＨＪＦＥＴ(Hetero Junction Field Effect Transistor)等を用いたスイッチ回路が使用されている。このようなスイッチ回路において発生する不要周波数成分除去のために、特願2000-372671号において示されたような回路が用いられる。
【０００３】
図６に従来のスイッチ回路の一例として、トライバンド携帯電話機用途のＳＰ５Ｔ(Single Pole ５ Throw；単極５投）スイッチ回路を示す。図６のスイッチ回路は、希望信号の高調波成分を抑制することを目的として、ＦＥＴトランジスタが使用されている。即ちそのＦＥＴトランジスタのドレイン又はソースの一方を共通入出力端子に接続し、他方を抑制すべき周波数に共振周波数を合わせた直列共振回路を介して接地している。
【０００４】
図６において、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは入出力信号端子であり、そのうちＡはアンテナに接続される共通の入出力信号端子である。ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６はＦＥＴトランジスタ、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥは制御バイアス端子、ＲＧはゲート抵抗である。Ｃ１はキャパシタ、Ｌ１はインダクタであり、これらは直列共振回路を構成する。
【０００５】
図６の従来回路では、トランジスタＴＲ１がオン状態になるときに直列共振回路につながるトランジスタＴＲ６がオン状態になるように、制御バイアス端子ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥを接続している。信号端子Ａと信号端子Ｂ間に信号を導通させる場合には、トランジスタＴＲ１がオン状態になるように制御バイアス端子ＶＡの電圧を設定し、他のトランジスタＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５がオフ状態になるように制御バイアス端子ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥの電圧を設定する。この場合は、直列共振回路に接続されるトランジスタＴＲ６がオン状態になるので、信号通過経路と接地間の直列共振回路のキャパシタＣ１とインダクタＬ１を適当な値に設定することにより、目的の周波数の信号を直列共振回路により接地でき、他の周波数の信号に影響を与えることなく目的の周波数の信号強度を大きく減衰させることができる。
【０００６】
例えば、このスイッチ回路をＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライバンド携帯端末に使用した場合、ＧＳＭの送信周波数帯域である０．８８ＧＨｚ〜０．９１５ＧＨｚの信号を信号端子Ｂに入力した際に、上記のバイアス設定条件を満足させ、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の共振周波数が１．８ＧＨｚになるようにそれらの値を選択することで、信号端子Ａから出力される信号にはＧＳＭ送信信号の不要波成分である第２高調波成分を大きく減衰させることができる。
【０００７】
図７に当該例のスイッチ回路の周波数特性を示した。この特性によると、ＧＳＭの信号の第２高調波帯域である１．７６ＨＧｚ〜１．８３ＧＨｚで信号強度を５ｄＢ以上抑えることが可能である一方、ＧＳＭの送信帯域における挿入損失の増大はほとんど無いことがわかる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなスイッチ回路において、信号端子Ａと信号端子Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆのいずれかとを接続する場合には、直列共振回路に接続されるトランジスタＴＲ６がオフ状態になるため、直列共振回路が切り離されることになるが、実際にはトランジスタＴＲ６がオフ状態になったとき、トランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間に容量Ｃoffが発生するため、トランジスタＴＲ６がオフ状態になるようにそのゲートに電圧を印加した場合においても、容量Ｃoff、直列共振回路のキャパシタＣ１、インダクタＬ１、およびその他の寄生成分により、不必要な周波数で共振現象が生じてしまい、キャパシタＣ１、インダクタＬ１の定数の選び方や回路形式によっては、使用する周波数での信号レベルを大きく損なうという問題点がある。
【０００９】
例えば、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライバンド携帯端末にこのようなスイッチ回路を使用した場合、直列共振回路につながるトランジスタＴＲ６をオフ状態にしても、図８に示すように、２ＧＨｚ付近に不必要な共振が発生してしまう。その結果、ＰＣＳの周波数帯域である１．９ＧＨｚ〜２ＧＨｚ付近で挿入損失の増加がみられ、スイッチ回路としての特性を大きく損なう。
【００１０】
本発明は以上のような点に鑑みてなされたもので、その目的は、使用する周波数がどのような組合せであっても、使用周波数帯域での挿入損失の増大なしに不要周波数成分を除去できるようにしたスイッチ回路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１にかかる発明は、１つの共通入出力信号端子と、複数の入出力信号端子と、該複数の入出力信号端子のうちの選択された１つと前記共通入出力信号端子とを導通させるトランジスタ群と、第１のキャパシタと第１のインダクタからなる直列共振回路と、前記複数の入出力信号端子のうちの特定の１つが前記共通入出力信号端子と導通するとき前記共通入出力信号端子と接地間に前記直列共振回路を接続するトランジスタと、該トランジスタに並列接続された第２のインダクタとを具備することを特徴とするスイッチ回路とした。
【００１２】
請求項２にかかる発明は、請求項１にかかる発明において、前記第２のインダクタに並列接続した第２のキャパシタを具備することを特徴とするスイッチ回路とした。
【００１３】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は第１の実施形態のスイッチ回路を示す図である。Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは入出力信号端子であり、そのうちＡはアンテナに接続される共通の入出力信号端子である。ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６はスイッチ用ＦＥＴトランジスタ、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥは制御バイアス端子、ＲＧはゲート抵抗である。Ｃ１はキャパシタ、Ｌ１はインダクタである。キャパシタＣ１とインダクタＬ１は直列共振回路を構成し、両方共にスイッチ回路内に、どちらか一方のみがスイッチ回路内に、両方共にスイッチ回路外に存在しても良い。Ｌ２はトランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間に接続されたインダクタである。
【００１４】
キャパシタＣ１とインダクタＬ１の値は、減衰させたい周波数が直列共振周波数になるように決める。その減衰させたい信号の周波数をｆ１とすると、
ｆ１＝１／[２π√（Ｌ１・Ｃ１）]
となるようにインダクタＬ１とキャパシタＣ１の値の組み合わせを決定する。また、トランジスタＴＲ６に並列に接続されるインダクタＬ２の値は、トランジスタＴＲ６をオフ状態にした時にドレイン・ソース間で発生する容量Ｃoffと並列共振させた時の共振周波数が上記の直列共振回路に影響させたくない周波数ｆ２になるように設定する。つまりインダクタＬ２は、
ｆ２＝１／[２π√（Ｌ２・Ｃoff）]
の関係式を満たす値に設定する。
【００１５】
図１において、信号端子Ｂから入力された信号を信号端子Ａから取り出す場合は、トランジスタＴＲ１がオン状態になるように制御バイアス端子ＶＡの電圧を設定し、他のトランジスタＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５がオフ状態になるように制御バイアス端子ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥの電圧を設定する。この場合には制御バイアスＶＡに印加された電圧がトランジスタＴＲ６のゲートにも同時に印加されるため、トランジスタＴＲ６も同時にオン状態になる。このときのトランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間は近似的に低抵抗で表せるため、トランジスタＴＲ６に並列に接続したインダクタＬ２の影響は見えなくなる。そのため、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の値によってきまる周波数ｆ１の信号は接地され、その周波数ｆ１の信号が信号端子Ａに現れることはない。
【００１６】
一方、信号端子Ｂ以外の信号端子と信号端子Ａの通過経路を使用する場合にはトランジスタＴＲ１がオフ状態になるようにバイアスが印加されるため、トランジスタＴＲ１と共通の制御バイアス端子ＶＡを持つトランジスタＴＲ６も同時にオフ状態になり、トランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間には容量Ｃoffが生じ、トランジスタＴＲ６と並列に接続されたインダクタＬ２と並列共振回路を形成する。そのため容量ＣoffとインダクタＬ２で決定される周波数ｆ２においては信号端子Ａから直列共振回路をみたインピーダンスが無限大になり、キャパシタＣ１とインダクタＬ１で構成される直列共振回路の影響を完全に除去する事ができる。
【００１７】
例えば、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライバンド携帯端末に使用した場合、先に示したようなＧＳＭの送信周波数通過時にＧＳＭの第２高調波を抑制するようにキャパシタＣ１とインダクタＬ１を決定した従来回路では、ＧＳＭ送信信号を使用しない、つまりトランジスタＴＲ６をオフ状態の状態で使用する場合にも関わらず、図８に示したように２．０７ＧＨｚに不必要な共振が発生してしまい、その影響を受けＰＣＳ周波数帯域である１．９ＧＨｚ〜２ＧＨｚで挿入損失が増大してしまう問題があった。
【００１８】
これに対し、本実施形態のスイッチ回路を用いた場合、図２に示すように２．０７ＧＨｚに存在した不要な共振が抑制補償され、その共振周波数が１．５６ＧＨｚと２．１４ＧＨｚに大きくずれることにより、ＤＣＳ，ＰＣＳの使用周波数である１．７１ＧＨｚ〜１．９９ＧＨｚにおいて挿入損失の改善を行なう事ができ、特にＰＣＳの帯域である１．９９ＧＨｚでは従来回路に比ベ０．３２ｄＢも挿入損失が改善できる。
【００１９】
このように本実施形態では、ＧＳＭ受信周波数帯域、ＤＣＳ周波数帯域、ＰＣＳ周波数帯域の各帯域において通過特性への共振の影響が除去されるため、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳトライバンド携帯端末のスイッチ回路として十分な挿入損失特性が得られる。一方、ＧＳＭの送信信号を使用する場合、つまりトランジスタＴＲ６をオン状態にした場合にはインダクタＬ２の影響は全く無くなり、スイッチ回路の通過周波数特性は従来のスイッチ回路と同様に図７に示した特性となり、設計通りに１．８ＧＨｚの直列共振周波数が得られ、ＧＳＭの第２高調波成分を抑制することができる。
【００２０】
なお、本実施形態ではＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳのトライバンド携帯端末用のスイッチ回路を例に説明したが、使用形態に関わらず直列共振回路をトランジスタでオン状態／オフ状態とするようなスイッチ回路全般に適用することができる。また、本実施形態ではＳＰ５Ｔスイッチ回路にトランジスタＴＲ６、インダクタＬ２、インダクタＬ１、キャパシタＣ１を付加した形になっているが、ＳＰ５Ｔスイッチ回路は一般にＳＰｎＴ（ｎは２以上の自然数）の場合に置き換える事ができる。
【００２１】
また、扱う信号強度が大きい場合、１個のトランジスタＴＲ６に代えて複数のトランジスタを直列に接続した形式を一般的に用いるが、本実施形態ではインダクタＬ２を接続するトランジスタは複数のトランジスタのうち、どのトランジスタに接続しても良い。図３にトランジスタＴＲ６に代えて４個のトランジスタＴＲ６Ａ，ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄを接続した構成を示した。この図４の回路ではトランジスタＴＲ６Ｃのドレイン・ソース間にインダクタＬ２が接続されているが、インダクタＬ２が接続されるトランジスタはトランジスタＴＲ６Ａ、ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄのいずれであっても良い。
【００２２】
［第２の実施形態］
図４は第２の実施形態のスイッチ回路を示す図である。この第２の実施形態では、第１の実施形態である図１のスイッチ回路のトランジスタＴＲ６のドレイン・ソース間のインダクタＬ２に加えて、キャパシタＣ２も並列に接続している。この結果、並列共振周波数はインダクタＬ２の値のみならずキャパシタＣ２の値によっても調整可能となるため、共振周波数選択の自由度が広がり、それと共に並列共振回路自身の特性を任意に変えることができる。
【００２３】
本実施形態ではＳＰ５Ｔスイッチ回路に、トランジスタＴＲ６と並列共振用のインダクタＬ２とキャパシタＣ２、直列共振回路用のインダクタＬ１とキャパシタＣ１を付加した形になっているが、ＳＰ５Ｔスイッチ回路は一般にＳＰｎＴ（ｎは２以上の自然数）の場合に置き換える事ができる。
【００２４】
また、扱う信号強度が大きい場合、１個のトランジスタＴＲ６に代えて複数のトランジスタを直列に接続した形式を一般的に用いるが、本実施形態ではインダクタＬ２とキャパシタＣ２を接続するトランジスタは複数のトランジスタのうち、どのトランジスタに接続しても良い。図５にトランジスタＴＲ６に代えて４個のトランジスタＴＲ６Ａ，ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄを接続した構成を示した。この図５の回路ではトランジスタＴＲ６Ｃのドレイン・ソース間にインダクタＬ２とキャパシタＣ２が接続されているが、インダクタＬ２とキャパシタＣ２が接続されるトランジスタはトランジスタＴＲ６Ａ、ＴＲ６Ｂ，ＴＲ６Ｃ，ＴＲ６Ｄのいずれであっても良い。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、直列共振回路とその直列共振回路につながるトランジスタを用いて特定の周波数成分を除去するとき、そのトランジスタのオフ状態時に現れる不要な共振を補償することができ、使用する周波数がどのような組み合わせであっても使用周波数帯での挿入損失の増大なしに不要周波数成分を除去することが可能となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態のスイッチ回路の回路図である。
【図２】第１の実施形態のトランジスタＴＲ６のオフ状態時の挿入損失特性図である。
【図３】第１の実施形態の変形例のスイッチ回路の一部の回路図である。
【図４】第２の実施形態のスイッチ回路の回路図である。
【図５】第２の実施形態の変形例のスイッチ回路の一部の回路図である。
【図６】従来のスイッチ回路の回路図である。
【図７】図６のスイッチ回路のトランジスタＴＲ６のオン状態時の挿入損失特性図である。
【図８】図６のスイッチ回路のトランジスタＴＲ６のオフ状態時の挿入損失特性図である。
【符号の説明】
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ：入出力信号端子
ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥ：制御バイアス端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switch circuit used when switching between transmission and reception of a wireless communication device such as a mobile phone or a mobile wireless communication device used in a quasi-microwave band or a microwave band.
[0002]
[Prior art]
In wireless communication devices such as cellular phones and mobile wireless communication devices that handle high-frequency signals in the quasi-microwave band or microwave band, MESFET (Metal Semiconductor Field), which is a field effect transistor made of a GaAs compound semiconductor, is used for switching high-frequency signals. A switch circuit using an effect transistor) or an HJFET (Hetero Junction Field Effect Transistor) is used. In order to remove unnecessary frequency components generated in such a switch circuit, a circuit as shown in Japanese Patent Application No. 2000-372671 is used.
[0003]
FIG. 6 shows an SP5T (Single Pole 5 Throw) switch circuit for use in a tri-band mobile phone as an example of a conventional switch circuit. The switch circuit of FIG. 6 uses an FET transistor for the purpose of suppressing the harmonic component of the desired signal. That is, one of the drain and source of the FET transistor is connected to the common input / output terminal, and the other is grounded through a series resonance circuit in which the resonance frequency is adjusted to the frequency to be suppressed.
[0004]
In FIG. 6, A, B, C, D, E, and F are input / output signal terminals, among which A is a common input / output signal terminal connected to the antenna. TR1, TR2, TR3, TR4, TR5 and TR6 are FET transistors, VA, VB, VC, VD and VE are control bias terminals, and RG is a gate resistor. C1 is a capacitor, L1 is an inductor, and these constitute a series resonance circuit.
[0005]
In the conventional circuit of FIG. 6, the control bias terminals VA, VB, VC, VD, and VE are connected so that the transistor TR6 connected to the series resonance circuit is turned on when the transistor TR1 is turned on. When conducting a signal between the signal terminal A and the signal terminal B, the voltage of the control bias terminal VA is set so that the transistor TR1 is turned on, and the other transistors TR2, TR3, TR4, and TR5 are turned off. The voltages of the control bias terminals VB, VC, VD, and VE are set so that In this case, since the transistor TR6 connected to the series resonance circuit is turned on, by setting the capacitor C1 and the inductor L1 of the series resonance circuit between the signal passing path and the ground to appropriate values, The signal can be grounded by the series resonance circuit, and the signal strength of the target frequency can be greatly attenuated without affecting the signals of other frequencies.
[0006]
For example, when this switch circuit is used for a GSM / DCS / PCS tri-band portable terminal, when a signal of 0.88 GHz to 0.915 GHz, which is a GSM transmission frequency band, is input to the signal terminal B, the above bias is applied. By selecting the values so that the setting condition is satisfied and the resonance frequency of the capacitor C1 and the inductor L1 is 1.8 GHz, the signal output from the signal terminal A is an unnecessary wave component of the GSM transmission signal. The second harmonic component can be greatly attenuated.
[0007]
FIG. 7 shows the frequency characteristics of the switch circuit of this example. According to this characteristic, the signal strength can be suppressed by 5 dB or more in the second harmonic band of the GSM signal from 1.76 HGz to 1.83 GHz, while there is almost no increase in insertion loss in the GSM transmission band. I understand.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the switch circuit as described above, when the signal terminal A and any one of the signal terminals C, D, E, and F are connected, the transistor TR6 connected to the series resonance circuit is turned off. However, when the transistor TR6 is turned off, a capacitance Coff is generated between the drain and source of the transistor TR6. Therefore, a voltage is applied to the gate so that the transistor TR6 is turned off. Even when applied, a resonance phenomenon occurs at an unnecessary frequency due to the capacitance Coff, the capacitor C1 of the series resonance circuit, the inductor L1, and other parasitic components, and how to select the constants of the capacitor C1 and the inductor L1 and the circuit format In some cases, there is a problem that the signal level at the frequency to be used is greatly impaired.
[0009]
For example, when such a switch circuit is used for a GSM / DCS / PCS tri-band portable terminal, even if the transistor TR6 connected to the series resonant circuit is turned off, it is unnecessary near 2 GHz as shown in FIG. Resonance will occur. As a result, an increase in insertion loss is observed in the vicinity of 1.9 GHz to 2 GHz, which is the PCS frequency band, and the characteristics of the switch circuit are greatly impaired.
[0010]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to eliminate unnecessary frequency components without increasing insertion loss in the used frequency band, regardless of the combination of frequencies to be used. It is to provide a switch circuit configured as described above.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, one common input / output signal terminal, a plurality of input / output signal terminals, and a selected one of the plurality of input / output signal terminals are electrically connected to the common input / output signal terminal. The common input / output signal terminal when a specific one of the plurality of input / output signal terminals is electrically connected to the common input / output signal terminal, and a series resonant circuit including a transistor group, a first capacitor and a first inductor. A switch circuit comprising: a transistor connecting the series resonant circuit between the first and second electrodes and a ground; and a second inductor connected in parallel to the transistor.
[0012]
The invention according to claim 2 is the switch circuit according to claim 1, further comprising a second capacitor connected in parallel to the second inductor.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram illustrating a switch circuit according to the first embodiment. A, B, C, D, E, and F are input / output signal terminals, of which A is a common input / output signal terminal connected to the antenna. TR1, TR2, TR3, TR4, TR5 and TR6 are switching FET transistors, VA, VB, VC, VD and VE are control bias terminals, and RG is a gate resistor. C1 is a capacitor, and L1 is an inductor. The capacitor C1 and the inductor L1 may constitute a series resonance circuit, both of which may exist in the switch circuit, only one of them in the switch circuit, and both may exist outside the switch circuit. L2 is an inductor connected between the drain and source of the transistor TR6.
[0014]
The values of the capacitor C1 and the inductor L1 are determined so that the frequency to be attenuated is the series resonance frequency. If the frequency of the signal to be attenuated is f1,
f1 = 1 / [2π√ (L1 · C1)]
The combination of the values of the inductor L1 and the capacitor C1 is determined so that The value of the inductor L2 connected in parallel to the transistor TR6 is influenced by the resonance frequency when the transistor TR6 is in parallel resonance with the capacitance Coff generated between the drain and source when the transistor TR6 is turned off. It is set so that the frequency f2 is not desired. That is, the inductor L2 is
f2 = 1 / [2π√ (L2 · Coff)]
Set to a value that satisfies the relational expression.
[0015]
In FIG. 1, when the signal input from the signal terminal B is taken out from the signal terminal A, the voltage of the control bias terminal VA is set so that the transistor TR1 is turned on, and the other transistors TR2, TR3, TR4, TR5 are set. The voltages of the control bias terminals VB, VC, VD, and VE are set so that is turned off. In this case, since the voltage applied to the control bias VA is simultaneously applied to the gate of the transistor TR6, the transistor TR6 is also turned on at the same time. Since the drain-source between the transistor TR6 at this time can be expressed by a low resistance approximately, the influence of the inductor L2 connected in parallel to the transistor TR6 becomes invisible. Therefore, the signal of the frequency f1 determined by the values of the capacitor C1 and the inductor L1 is grounded, and the signal of the frequency f1 does not appear at the signal terminal A.
[0016]
On the other hand, when a signal terminal other than the signal terminal B and a passage path of the signal terminal A are used, a bias is applied so that the transistor TR1 is turned off. Therefore, a transistor having a control bias terminal VA shared with the transistor TR1. At the same time, TR6 is turned off, and a capacitance Coff is generated between the drain and source of the transistor TR6, thereby forming a parallel resonant circuit with the inductor L2 connected in parallel with the transistor TR6. Therefore, at the frequency f2 determined by the capacitance Coff and the inductor L2, the impedance of the series resonant circuit viewed from the signal terminal A becomes infinite, and the influence of the series resonant circuit composed of the capacitor C1 and the inductor L1 is completely removed. Can do.
[0017]
For example, when used in a GSM / DCS / PCS tri-band portable terminal, a conventional circuit in which the capacitor C1 and the inductor L1 are determined so as to suppress the second harmonic of GSM when passing through the GSM transmission frequency as described above. Then, although the GSM transmission signal is not used, that is, when the transistor TR6 is used in the off state, unnecessary resonance occurs at 2.07 GHz as shown in FIG. There was a problem that the insertion loss increased in the receiving PCS frequency band of 1.9 GHz to 2 GHz.
[0018]
On the other hand, when the switch circuit of the present embodiment is used, unnecessary resonance that existed at 2.07 GHz is suppressed and compensated as shown in FIG. 2, and the resonance frequency greatly deviates between 1.56 GHz and 2.14 GHz. Thus, the insertion loss can be improved at DCS and PCS operating frequencies of 1.71 GHz to 1.99 GHz. Especially, the insertion loss is 0.32 dB as compared with the conventional circuit at 1.99 GHz of the PCS band. Can improve.
[0019]
Thus, in this embodiment, since the influence of resonance on the pass characteristics is removed in each of the GSM reception frequency band, the DCS frequency band, and the PCS frequency band, the switch circuit of the GSM / DCS / PCS tri-band portable terminal is used. Sufficient insertion loss characteristics can be obtained. On the other hand, when a GSM transmission signal is used, that is, when the transistor TR6 is turned on, the influence of the inductor L2 is completely eliminated, and the pass frequency characteristic of the switch circuit is similar to that shown in FIG. Thus, a series resonance frequency of 1.8 GHz is obtained as designed, and the second harmonic component of GSM can be suppressed.
[0020]
In this embodiment, the switch circuit for the GSM / DCS / PCS tri-band portable terminal has been described as an example. However, the switch circuit in general is a transistor that turns on / off the series resonance circuit regardless of the usage form. Can be applied to. In this embodiment, the transistor TR6, the inductor L2, the inductor L1, and the capacitor C1 are added to the SP5T switch circuit. However, the SP5T switch circuit is generally replaced with SPnT (n is a natural number of 2 or more). Can do.
[0021]
In addition, when the signal strength to be handled is large, a form in which a plurality of transistors are connected in series instead of one transistor TR6 is generally used. In this embodiment, the transistor to which the inductor L2 is connected is, among the plurality of transistors, Any transistor may be connected. FIG. 3 shows a configuration in which four transistors TR6A, TR6B, TR6C, and TR6D are connected in place of the transistor TR6. In the circuit of FIG. 4, the inductor L2 is connected between the drain and source of the transistor TR6C, but the transistor to which the inductor L2 is connected may be any of the transistors TR6A, TR6B, TR6C, and TR6D.
[0022]
[Second Embodiment]
FIG. 4 is a diagram illustrating a switch circuit according to the second embodiment. In the second embodiment, in addition to the drain-source inductor L2 of the transistor TR6 of the switch circuit of FIG. 1 which is the first embodiment, a capacitor C2 is also connected in parallel. As a result, since the parallel resonance frequency can be adjusted not only by the value of the inductor L2, but also by the value of the capacitor C2, the degree of freedom in selecting the resonance frequency is widened and the characteristics of the parallel resonance circuit itself can be arbitrarily changed. .
[0023]
In this embodiment, the transistor TR6, the inductor L2 for parallel resonance and the capacitor C2, and the inductor L1 and capacitor C1 for the series resonance circuit are added to the SP5T switch circuit, but the SP5T switch circuit is generally SPnT (n Can be replaced in the case of a natural number of 2 or more).
[0024]
In addition, when the signal strength to be handled is high, a form in which a plurality of transistors are connected in series instead of one transistor TR6 is generally used. In this embodiment, a transistor connecting the inductor L2 and the capacitor C2 is a plurality of transistors. Of these, any transistor may be connected. FIG. 5 shows a configuration in which four transistors TR6A, TR6B, TR6C, and TR6D are connected in place of the transistor TR6. In the circuit of FIG. 5, the inductor L2 and the capacitor C2 are connected between the drain and source of the transistor TR6C. The transistor to which the inductor L2 and the capacitor C2 are connected is any of the transistors TR6A, TR6B, TR6C, and TR6D. Also good.
[0025]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when a specific frequency component is removed using a series resonance circuit and a transistor connected to the series resonance circuit, it is possible to compensate for unnecessary resonance that appears when the transistor is in an off state. In addition, there is an advantage that unnecessary frequency components can be removed without an increase in insertion loss in the used frequency band regardless of the combination of frequencies used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switch circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is an insertion loss characteristic diagram when the transistor TR6 of the first embodiment is in an off state.
FIG. 3 is a circuit diagram of a part of a switch circuit according to a modification of the first embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram of a switch circuit according to a second embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram of a part of a switch circuit according to a modification of the second embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional switch circuit.
7 is an insertion loss characteristic diagram when the transistor TR6 of the switch circuit of FIG. 6 is in an on state. FIG.
8 is an insertion loss characteristic diagram when the transistor TR6 of the switch circuit of FIG. 6 is in an OFF state.
[Explanation of symbols]
A, B, C, D, E: Input / output signal terminals VA, VB, VC, VD, VE: Control bias terminals

Claims

A common input / output signal terminal; a plurality of input / output signal terminals; a transistor group for conducting a selected one of the plurality of input / output signal terminals and the common input / output signal terminal; and a first capacitor And a series resonant circuit comprising a first inductor, and when a specific one of the plurality of input / output signal terminals is electrically connected to the common input / output signal terminal, the series resonant circuit is connected between the common input / output signal terminal and ground. And a second inductor connected in parallel to the transistor.

In claim 1,
A switch circuit comprising a second capacitor connected in parallel to the second inductor.