JP3833565B2

JP3833565B2 - Impedance measuring device

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Publication number: JP3833565B2
Application number: JP2002122941A
Authority: JP
Inventors: 雅彦山添; 一顕若井; 貴行石川; 雅人浜田
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2002-04-24
Filing date: 2002-04-24
Publication date: 2006-10-11
Anticipated expiration: 2022-04-24
Also published as: JP2003315393A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アンテナピンピーダンスや回路定数等のインピーダンス測定装置に関し、特に、雑音が強い環境下でのアンテナインピーダンス又は回路定数の測定を高精度に行うためのインピーダンス測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、アンテナインピーダンスを測定するためのインピーダンス測定装置としては、図７に示すブロック構成の装置が知られている。図７に示すインピーダンス測定装置７００は、ブリッジ部７１０、信号発生部７２０、および検波部７３０によって構成される。ここで、アンテナインピーダンスを測定する対象のアンテナ８００はブリッジ部７１０に接続され、信号発生部７２０が発生した測定信号はブリッジ部７１０に供給され、ブリッジ部７１０から出力された不平衡信号は検波部７３０によって検波される。
【０００３】
図８、９は、アンテナ８００と信号発生部７２０がブリッジ部７１０に接続された状態の等価回路の例を示す図である。ブリッジ部７１０に含まれるインピーダンス７１１−７１３は、それぞれ抵抗、コンデンサ、コイルによって構成され、アンテナインピーダンス８０１と受信信号源８０２とによって等価的に表されるアンテナ８００と平衡をとるためのインピーダンスである。
【０００４】
検波部７３０は、ブリッジの不平衡の程度に応じた交流信号を出力する端子（以下、出力端子という。）７１５に接続され、出力端子７１５から出力された交流信号を検波し、不平衡の程度に応じた直流の検波信号を生成する。
そして、従来のインピーダンス測定装置７００では、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象のアンテナに到来する場合は、アンテナインピーダンスの測定ができないことやインピーダンス測定装置７００が焼損してしまうことが知られていた。
【０００５】
そして、かかる妨害波に対して高精度に測定するために、信号発生部が発生する測定信号を振幅変調または搬送波抑圧変調して入力し、出力端子からの交流信号を検波する方法が検討され、強電界を有する電波が到来することによるインピーダンス測定装置の破損を防止するために、分圧回路を用いる方法が検討されてきた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のインピーダンス測定装置の信号発生部が発生する測定信号を振幅変調または搬送波抑圧変調する構成のインピーダンス測定装置では、外来妨害波に同様の変調成分が含まれる場合はアンテナインピーダンスを高精度に測定できないという問題があった。
また、従来のインピーダンス測定装置のアンテナ接続部に分圧回路を設ける構成のインピーダンス測定装置では、分圧回路が浮遊容量やその他のインピーダンス成分を含むため、アンテナインピーダンスを高精度に測定できないという問題があった。
【０００７】
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象に到来する環境下でも、希望する周波数でアンテナインピーダンス又は回路定数を高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
以上の点を考慮して、請求項１に係る発明は、アンテナインピーダンスを含む回路定数を測定するための交流ブリッジと、搬送波を所定周波数で振幅変調して得られる交流信号を前記回路定数の測定用信号として前記交流ブリッジに供給する信号発生手段と、前記測定用信号を前記交流ブリッジに供給することによって検出された不平衡信号を前記搬送波に基づいて直交検波し、前記直交検波して得られた２つの信号の各々から前記振幅変調の周波数の近傍に含まれる信号成分を抽出してＩ軸信号およびＱ軸信号を生成するＲＦ直交検波手段と、前記Ｉ軸信号および前記Ｑ軸信号の各々を前記振幅変調の周波数を有する信号に基づいて直交検波し、前記振幅変調の周波数を有する信号に基づく直交検波によって得られた各信号中の直流成分を検出し、検出された直流成分の各信号を二乗加算するＡＦ直交検波手段とを備えた構成を有している。
【００１１】
この構成により、ＲＦ直交検波部およびＡＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分と変調成分とを分けて直交検波して合成信号を生成しているため、測定信号とその変調成分が妨害波とその変調成分に埋もれている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００１２】
また、請求項２に係る発明は、請求項１において、前記インピーダンス測定装置は、さらに、前記交流ブリッジから前記信号発生手段に出力される妨害波を減衰するための手段を備えた構成を有している。
【００１３】
この構成により、交流ブリッジから信号発生手段に出力される妨害波を減衰するための手段を設けたため、ブリッジ部から信号発生部に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を削減し、強電界の妨害波中下でも高精度なアンテナインピーダンス等の測定が可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図１において、インピーダンス測定装置１００は、ブリッジ部１１０、信号発生部１２０、およびＲＦ直交検波部１３０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００１５】
ブリッジ部１１０は、測定端子にアンテナ等２００が接続され、後述する信号発生部１２０から測定用交流信号が供給されることによって、アンテナ等２００のアンテナインピーダンスその他の定数（以下、アンテナインピーダンス等という。）を測定するための公知の交流ブリッジである。ブリッジ部１１０は、ブリッジの不平衡の程度に応じた交流信号（以下、不平衡信号という。）ｅをＲＦ直交検波部１３０に出力する。ブリッジ部１１０は、公知のシェーリングブリッジまたは電力通過型ブリッジ等を用いることができる。
【００１６】
信号発生部１２０は、上記ブリッジ部１１０に供給するアンテナインピーダンス等の測定用交流信号および後述のＲＦ直交検波部１３０に供給するためのＩ軸基準信号ｃを発生し、それぞれに出力する手段である。なお、アンテナ等２００に到来する妨害波ａ、信号発生部１２０が発生する測定用信号である交流信号ｂ、およびＩ軸基準信号ｃは、それぞれ、単一周波数の信号とし、以下の式（１）、（２）、および（３）によって表す。
【数１】

ここで、Ａ、Ｂ、およびＣは、それぞれ妨害波ａ、交流信号ｂ、およびＩ軸基準信号ｃの角周波数である。
【００１７】
ＲＦ直交検波部１３０は、さらに第１の掛算器１３１、第２の掛算器１３２、９０度移相器１３３、第１の低域通過フィルタ（Low Pass Filter、以下、ＬＰＦという。）１３４、第２のＬＰＦ１３５、第１の二乗器１３６、第２の二乗器１３７、合成器１３８、および帯域通過フィルタ（Band Pass Filter、以下、ＢＰＦという。）１３９によって構成される。
【００１８】
９０度移相器１３３は、信号発生部１２０によって出力されるＩ軸基準信号ｃを入力とし、入力されたＩ軸基準信号ｃの位相を９０°移相してＱ軸基準信号ｄを生成し、第２の掛算器１３２に出力する手段である。ここで、Ｑ軸基準信号ｄを以下の式（４）によって表す。
【数２】

【００１９】
第１の掛算器１３１は、ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅとＩ軸基準信号ｃとを入力とし、入力された不平衡信号ｅとＩ軸基準信号ｃとの積をとり、その結果を第１のＬＰＦ１３４に出力する手段である。
第２の掛算器１３２は、ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅとＱ軸基準信号ｄとを入力とし、入力された不平衡信号ｅとＱ軸基準信号ｄとの積をとり、その結果を第２のＬＰＦ１３５に出力する手段である。
【００２０】
ブリッジ部１１０によって出力された不平衡信号ｅを以下の式（５）で表すと、第１の掛算器１３１及び第２の掛算器１３２から出力される信号は、角周波数Ａ−Ｃ、Ｂ−Ｃ、Ａ＋Ｃ、およびＢ＋Ｃを有する信号成分によって構成される。
【数３】

ここで、ｍ、ｎは、それぞれ不平衡信号ｅを構成する妨害波ａ成分と交流信号ｂ成分の振幅である。
【００２１】
第１のＬＰＦ１３４は、第１の掛算器１３１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、角周波数（Ａ−Ｃ）を有する信号成分と角周波数（Ｂ−Ｃ）を有する信号成分とからなる信号成分ｆを抽出し、第１の二乗器１３６に出力する手段である。
第２のＬＰＦ１３５は、第２の掛算器１３２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、角周波数（Ａ−Ｃ）を有する信号成分と角周波数（Ｂ−Ｃ）を有する信号成分とからなる信号成分ｇを抽出し、第２の二乗器１３７に出力する手段である。
【００２２】
第１のＬＰＦ１３４からの出力（以下、Ｉ軸検波出力という。）ｆ及び第２のＬＰＦ１３５からの出力（以下、Ｑ軸検波出力という。）ｇは、それぞれ以下の式（６）および（７）によって表される。
【数４】

【００２３】
第１の二乗器１３６は、第１のＬＰＦ１３４によって出力されたＩ軸検波出力ｆを入力とし、入力されたＩ軸検波出力ｆを二乗してＩ軸二乗出力ｈを生成し、合成器１３８に出力する手段である。
第２の二乗器１３７は、第２のＬＰＦ１３５によって出力されたＱ軸検波出力ｇを入力とし、入力されたＱ軸検波出力ｇを二乗してＱ軸二乗出力ｉを生成し、合成器１３８に出力する手段である。
【００２４】
Ｉ軸二乗出力ｈとＱ軸二乗出力ｉは、それぞれ以下の式（８）および（９）によって表される。
【数５】

【００２５】
合成器１３８は、第１の二乗器１３６によって出力されたＩ軸二乗出力ｈと第２の二乗器１３７によって出力されたＱ軸二乗出力ｉとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｈとＱ軸二乗出力ｉとを加算して合成信号ｊを生成し、合成信号ｊを帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３９に出力する手段である。合成信号ｊは、以下の式（１０）によって表される。
【数６】

【００２６】
ＢＰＦ１３９は、合成器１３８によって出力される合成信号ｊを入力とし、入力された合成信号ｊのうちのビート成分｛ｍ・ｎｃｏｓ（Ａ−Ｂ）／２｝を検出する。したがって、このビート成分が零になるようにブリッジの調整を行えばよい。
本発明の第１の実施の形態におけるアンテナインピーダンスの計測は、要約すると以下のようになる。
【００２７】
１）妨害波のない周波数帯域においては、従来のインピーダンス測定装置でアンテナインピーダンス測定が可能である。
２）妨害波の周波数付近においては、アンテナインピーダンスを正確に測定するために本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置を用いる。
【００２８】
ＢＰＦ１３９は、例えば百ヘルツのものを使用する。これは、百ヘルツに限らず、なるべく低ければよく、装置が用意できるものでなければならない。測定用信号の周波数（Ｂ）を高い方から、妨害波に近づけてゆけばある周波数（妨害波の周波数＋１００Ｈｚ）で、ＢＰＦ１３９の出力にビート成分が現れる。この状態で、ブリッジを調整し、ビート成分Ｂが零になるようにすれば、その測定周波数でアンテナインピーダンスが求まることになる。
次に、妨害周波数より低い周波数（妨害波の周波数−１００）でも同様にビート成分が発生する。この周波数でも、ブリッジを調整してビート成分を零にすることにより、アンテナインピーダンスが求まる。
【００２９】
以上説明したように、本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、ＲＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分を直交検波して二乗し、それらを加算して妨害波と測定信号のビート成分を検出しているため、妨害波が変調されている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００３０】
図３は、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図３において、インピーダンス測定装置３００は、ブリッジ部１１０、信号発生部３２０、ＲＦ直交検波部３３０、およびＡＦ直交検波部３４０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００３１】
本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００は、妨害波が変調されている場合は、変調状態に応じた出力変動の軽減を図る必要があった。本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００は、妨害波の変調状態に依存せずにアンテナインピーダンス等を測定できる構成の装置に関するものである。以下に説明する。なお、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００を構成する構成手段のうち、上記本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００における構成手段と同様の処理を行うものには同一の引用番号を付し、その説明を省略する。
【００３２】
信号発生部３２０は、上記ブリッジ部１１０に供給するアンテナインピーダンス等の測定用の交流変調信号、後述のＲＦ直交検波部３３０に供給するための第１のＩ軸基準信号ｑ、および後述のＡＦ直交検波部３４０に供給するための第２のＩ軸基準信号ｒを発生し、それぞれに出力する手段である。ここで、交流変調信号は、振幅変調または搬送波抑圧振幅変調された信号である。また、アンテナ等２００に到来する妨害波ａ、信号発生部３２０が発生する測定用信号である交流変調信号ｂ、第１のＩ軸基準信号ｑ、および第２のＩ軸基準信号ｒを、それぞれ、以下の式（１１）、（１２）、（１３）、および（１４）によって表す。
【００３３】
【数７】

ここで、Ａ、Ｂは、それぞれ妨害波ａの角周波数、交流変調信号ｂの角周波数であり、Ｃ、Ｄは、それぞれ妨害波ａの変調角周波数、交流変調信号ｂの変調角周波数であり、Ｍ１およびＭ２は変調度であり、θ_２、θ_４は、それぞれ妨害波ａの位相、交流変調信号ｂの位相であり、θ_１、θ_３は、それぞれ妨害波ａの変調波の位相、交流変調信号ｂの変調波の位相である。
【００３４】
ブリッジ部１１０は、妨害波ａおよび交流変調信号ｂが入力されて、以下の式（１５）に示す不平衡信号ｃを第１の掛算器１３１および第２の掛算器１３２に出力する。
【数８】

ここで、ｍ、ｎは、それぞれ不平衡信号ｃを構成する妨害波ａ成分と交流変調信号ｂ成分の振幅である。
【００３５】
ＲＦ直交検波部３３０は、さらに第１の掛算器１３１、第２の掛算器１３２、９０度移相器１３３、第１のＢＰＦ３３４、および第２のＢＰＦ３３５によって構成される。
第１の掛算器１３１は、入力された不平衡信号ｃとＩ軸基準信号ｑとの積をとり、その結果を第１のＢＰＦ３３４に出力する手段である。ここで、不平衡信号ｃとＩ軸基準信号ｑとの積をとって得られる結果ｄｄは、以下の式（１６）によって表される。
【００３６】
【数９】

【００３７】
第１のＢＰＦ３３４は、第１の掛算器１３１によって出力された上記の式（１６）で表される信号を入力とし、入力された信号のうち、以下の式（１７）で表す信号成分ｄを抽出し、後述する第１の掛算器３４１および第２の掛算器３４２に出力する手段である。ここで、角周波数ＡとＢとは同程度でなければ公知のフィルタを用いる等の方法で妨害波ａと交流変調信号ｂを分離でき、測定上の問題とならないため、角周波数ＡとＢとは同程度であるとする。
【数１０】

【００３８】
第２の掛算器１３２は、入力された不平衡信号ｃと９０度移相器１３３によって出力されたＱ軸基準信号との積をとり、その結果を第２のＢＰＦ３３５に出力する手段である。ここで、Ｑ軸基準信号は、言うまでもなく９０度移相器１３３に入力されたＩ軸基準信号の位相を９０°移相して得られたものである。不平衡信号ｃとＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｅｅは、以下の式（１８）によって表される。
【００３９】
【数１１】

【００４０】
第２のＢＰＦ３３５は、第２の掛算器１３２によって出力された上記の式（１８）で表される信号を入力とし、入力された信号のうち、以下の式（１９）で表す信号成分ｅを抽出し、後述する第３の掛算器３５１および第４の掛算器３５２に出力する手段である。
【数１２】

【００４１】
ＡＦ直交検波部３４０は、さらに第１の掛算器３４１、第２の掛算器３４２、第１の９０度移相器３４３、第１のＬＰＦ３４４、第２のＬＰＦ３４５、第１の二乗器３４６、第２の二乗器３４７、第１の合成器３４８、第３の掛算器３５１、第４の掛算器３５２、第２の９０度移相器３５３、第３のＬＰＦ３５４、第４のＬＰＦ３５５、第３の二乗器３５６、第４の二乗器３５７、第２の合成器３５８、第３の合成器３６９によって構成される。
【００４２】
第１の掛算器３４１は、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとを入力とし、入力された信号成分ｄと第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとり、積をとって得られた信号ｇを第１のＬＰＦ３４４に出力する手段である。ここで、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとって得られる結果ｇは、以下の式（２０）によって表される。
【００４３】
【数１３】

【００４４】
第１のＬＰＦ３４４は、第１の掛算器３４１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第１の二乗器３４６に出力する手段である。第１のＬＰＦ３４４は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第１のＬＰＦ３４４によって出力される信号は、上記の式（２０）における最後の項によって表される直流となる。
【００４５】
第１の二乗器３４６は、第１のＬＰＦ３４４によって出力された信号を入力とし、二乗して第１の合成器３４８に出力する手段である。第１の二乗器３４６によって出力される信号は、以下の式（２１）によって表される。
【数１４】

【００４６】
第１の９０度移相器３４３は、信号発生部３２０によって出力される第２のＩ軸基準信号ｒを入力とし、入力された第２のＩ軸基準信号ｒの位相を９０°移相して第２のＱ軸基準信号を生成し、第２の掛算器３４２に出力する手段である。
【００４７】
第２の掛算器３４２は、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと第２の９０度移相器３４３によって出力された第２のＱ軸基準信号とを入力とし、入力された信号成分ｄと第２のＱ軸基準信号との積をとり、積をとって得られた信号ｆを第２のＬＰＦ３４５に出力する手段である。ここで、第１のＢＰＦ３３４によって出力された信号成分ｄと第１の９０度移相器３４３によって出力された第２のＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｆは、以下の式（２２）によって表される。
【００４８】
【数１５】

【００４９】
第２のＬＰＦ３４５は、第２の掛算器３４２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第２の二乗器３４７に出力する手段である。第２のＬＰＦ３４５は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第２のＬＰＦ３４５によって出力される信号は、上記の式（２２）における最後の項によって表される直流となる。
【００５０】
第２の二乗器３４７は、第２のＬＰＦ３４５によって出力された信号を入力とし、二乗して第１の合成器３４８に出力する手段である。第２の二乗器３４７によって出力される信号は、以下の式（２３）によって表される。
【数１６】

【００５１】
第１の合成器３４８は、第１の二乗器３４６によって出力されたＩ軸二乗出力ｉと第２の二乗器３４７によって出力されたＱ軸二乗出力ｈとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｉとＱ軸二乗出力ｈとを加算して合成信号ｊを生成し、合成信号ｊを第３の合成器３６９に出力する手段である。ここで、第１の合成器３４８によって出力される合成信号ｊは、以下の式（２４）によって表される。
【数１７】

【００５２】
第３の掛算器３５１は、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとを入力とし、入力された信号成分ｅと第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとり、積をとって得られた信号ｌを第３のＬＰＦ３５４に出力する手段である。ここで、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと信号発生部３２０によって出力された第２のＩ軸基準信号ｒとの積をとって得られる結果ｌは、以下の式（２５）によって表される。
【００５３】
【数１８】

【００５４】
第３のＬＰＦ３５４は、第３の掛算器３５１によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第３の二乗器３５６に出力する手段である。第３のＬＰＦ３５４は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第３のＬＰＦ３５４によって出力される信号は、上記の式（２５）における最後の項によって表される直流となる。
【００５５】
第３の二乗器３５６は、第３のＬＰＦ３５４によって出力された信号を入力とし、二乗して第２の合成器３５８に出力する手段である。第３の二乗器３５６によって出力される信号は、以下の式（２６）によって表される。
【数１９】

【００５６】
第２の９０度移相器３５３は、信号発生部３２０によって出力される第２のＩ軸基準信号ｒを入力とし、入力された第２のＩ軸基準信号ｒの位相を９０°移相して第３のＱ軸基準信号を生成し、第４の掛算器３５２に出力する手段である。
【００５７】
第４の掛算器３５２は、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと第２の９０度移相器３５３によって出力された第３のＱ軸基準信号とを入力とし、入力された信号成分ｅと第３のＱ軸基準信号との積をとり、積をとって得られた信号ｋを第４のＬＰＦ３５５に出力する手段である。ここで、第２のＢＰＦ３３５によって出力された信号成分ｅと第２の９０度移相器３５３によって出力された第３のＱ軸基準信号との積をとって得られる結果ｋは、以下の式（２７）によって表される。
【００５８】
【数２０】

【００５９】
第４のＬＰＦ３５５は、第４の掛算器３５２によって出力された信号を入力とし、入力された信号のうち、直流成分を抽出し、第４の二乗器３５７に出力する手段である。第４のＬＰＦ３５５は、積分回路等によって構成することができる。ここで、第４のＬＰＦ３５５によって出力される信号は、上記の式（２７）における最後の項によって表される直流となる。
【００６０】
第４の二乗器３５７は、第４のＬＰＦ３５５によって出力された信号を入力とし、二乗して第２の合成器３５８に出力する手段である。第４の二乗器３５７によって出力される信号は、以下の式（２８）によって表される。
【数２１】

【００６１】
第２の合成器３５８は、第３の二乗器３５６によって出力されたＩ軸二乗出力ｌｌと第４の二乗器３５７によって出力されたＱ軸二乗出力ｋｋとを入力とし、入力されたＩ軸二乗出力ｌｌとＱ軸二乗出力ｋｋとを加算して合成信号ｏを生成し、合成信号ｏを第３の合成器３６９に出力する手段である。ここで、第２の合成器３５８によって出力される合成信号ｏは、以下の式（２９）によって表される。
【数２２】

【００６２】
なお、第１の合成器３４８と第２の合成器３５８は、増幅器を含むことによって、第１のＬＰＦ３４４、第２のＬＰＦ３４５、第３のＬＰＦ３５４、第４のＬＰＦ３５５、第１の二乗器３４６、第２の二乗器３４７、第３の二乗器３５６、および第４の二乗器３５７における処理によって低下したダイナミックレンジを上げることも可能である。
【００６３】
第３の合成器３６９は、第１の合成器３４８によって出力された合成信号ｊと第２の合成器３５８によって出力された合成信号ｏとを入力とし、入力された合成信号ｊと合成信号ｏとを加算して合成信号ｐを生成し、合成信号ｐを外部の装置に出力する手段である。ここで、第３の合成器３６９によって出力される合成信号ｐは、以下の式（３０）によって表される。
【数２３】

【００６４】
以上のことから、アンテナインピーダンス等の測定において、第３の合成器３６９の出力が交流変調信号成分のみに依存しているため、ブリッジ部１１０によって平衡状態が得られたことは、合成信号ｐの振幅が０になったことによって認識することができる。したがって、合成信号ｐの振幅が０になったときのブリッジ部１１０の回路定数を用いて公知の方法でアンテナインピーダンス等を測定できる。
【００６５】
m＝１、n＝１、Ｃ＜Ｄ、Ｍ１＝０．５、Ｍ２＝０．５とした場合の上記の各信号を図４および５に示す。図４はブリッジの平衡状態が得られていない場合の各信号をグラフにしたものであり、図５はブリッジの平衡状態が得られた場合の各信号をグラフにしたものである。m＝１、n＝１、Ｃ＜Ｄ、Ｍ１＝０．５、Ｍ２＝０．５の条件で平衡状態が得られたとき、出力ｐは振幅０の直流信号となっている。
【００６６】
本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００は、ＲＦ直交検波部３３０のＩ軸に認識信号が出力される位相関係の例であるが、ブリッジ部により測定信号の位相が変動した場合Ｑ軸にも認識信号が現れ、結果、h，i，ｌｌ，ｋｋにも直流電圧が出力される。ブリッジでは、この変調信号電力に応じた出力が最小となるよう調整することで、アンテナインピーダンスを測定できる。
【００６７】
以上説明したように、本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、ＲＦ直交検波部およびＡＦ直交検波部を設けてキャリヤ成分と変調成分とを分けて直交検波して合成信号を生成しているため、測定信号とその変調成分が妨害波とその変調成分に埋もれている場合でもアンテナインピーダンスを高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００６８】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。図６において、インピーダンス測定装置６００は、ブリッジ部１１０、信号発生部６２０、検波部６３０、リジェクタ回路６４０、インピーダンス変換器６５０、および減衰器６６０によって構成される。測定対象であるアンテナその他の回路素子（以下、アンテナ等という。）２００は、ブリッジ部１１０に接続される。
【００６９】
ここで、信号発生部６２０は本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００における信号発生部１２０によって構成され、検波部６３０は本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００におけるＲＦ直交検波部１３０によって構成されるのでもよい。また、信号発生部６２０は本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００における信号発生部３２０によって構成され、検波部６３０は本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置３００におけるＲＦ直交検波部３３０とＡＦ直交検波部３４０によって構成されるのでもよい。
【００７０】
なお、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置６００を構成する構成手段のうち、上記本発明の第１、第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置１００、３００における構成手段と同様の処理を行うものには同一の引用番号を付し、その説明を省略する。
【００７１】
リジェクタ回路６４０は、ブリッジ部１１０から信号発生部６２０に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を除去し、信号発生部６２０によって出力される測定用信号成分をブリッジ部１１０に通す手段である。
インピーダンス変換器６５０は、ブリッジ部１１０側から信号発生部６２０側を見たときに、妨害波の周波数において信号発生部６２０側のインピーダンスを下げ、信号発生部６２０側に印加される電圧を減少させるための手段である。
減衰器６６０は、ブリッジ部１１０側から信号発生部６２０側に向けて出力される電圧を減衰する手段である。
【００７２】
以上説明したように、本発明の第３の実施の形態に係るインピーダンス測定装置は、リジェクタ回路、インピーダンス変換器、および減衰器を設けたため、ブリッジ部から信号発生部に向けて出力される交流信号中の妨害波に起因する信号成分を削減し、強電界の妨害波中下でも高精度なアンテナインピーダンス等の測定が可能なインピーダンス測定装置を実現できる。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、妨害波として強い電界を有する電波が測定対象に到来する環境下でも、希望する周波数でアンテナインピーダンス又は回路定数を高精度に測定することが可能なインピーダンス測定装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るインピーダンス測定装置の各構成部から出力される信号の一例を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図７】従来のインピーダンス測定装置のブロック構成を示す図である。
【図８】従来のインピーダンス測定装置における測定原理を説明するための図である。
【図９】従来のインピーダンス測定装置における測定原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１００、３００、６００、７００インピーダンス測定装置
１１０、７１０ブリッジ部
１２０、３２０、６２０、７２０信号発生部
１３０、３３０、６３０、７３０ＲＦ直交検波部
１３１第１の掛算器
１３２第２の掛算器
１３３９０度移相器
１３４第１のＬＰＦ
１３５第２のＬＰＦ
１３６第１の二乗器
１３７第２の二乗器
１３８合成器
１３９第３のＬＰＦ
２００、８００アンテナ等
３３４第１のＢＰＦ
３３５第２のＢＰＦ
３４０ＡＦ直交検波部
３４１第１の掛算器
３４２第２の掛算器
３４３第１の９０度移相器
３４４第１のＬＰＦ
３４５第２のＬＰＦ
３４６第１の二乗器
３４７第２の二乗器
３４８第１の合成器
３５１第３の掛算器
３５２第４の掛算器
３５３第２の９０度移相器
３５４第３のＬＰＦ
３５５第４のＬＰＦ
３５６第３の二乗器
３５７第４の二乗器
３５８第２の合成器
３６９第３の合成器
６４０リジェクタ回路
６５０インピーダンス変換器
６６０減衰器
７１１、７１２、７１３インピーダンス
７１５出力端子
８０１アンテナインピーダンス
８０２受信信号源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an impedance measuring apparatus for antenna pin impedance, circuit constants, and the like, and more particularly, to an impedance measuring apparatus for measuring antenna impedance or circuit constants in a highly noisy environment with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an apparatus having a block configuration shown in FIG. 7 is known as an impedance measuring apparatus for measuring antenna impedance. An impedance measuring apparatus 700 illustrated in FIG. 7 includes a bridge unit 710, a signal generation unit 720, and a detection unit 730. Here, the antenna 800 for measuring the antenna impedance is connected to the bridge unit 710, the measurement signal generated by the signal generation unit 720 is supplied to the bridge unit 710, and the unbalanced signal output from the bridge unit 710 is the detection unit. 730 is detected.
[0003]
8 and 9 are diagrams illustrating examples of equivalent circuits in a state where the antenna 800 and the signal generation unit 720 are connected to the bridge unit 710. Impedances 711 to 713 included in the bridge unit 710 are impedances for balancing with the antenna 800 that is configured by resistors, capacitors, and coils, and is equivalently represented by the antenna impedance 801 and the reception signal source 802.
[0004]
The detector 730 is connected to a terminal (hereinafter referred to as an output terminal) 715 that outputs an AC signal corresponding to the degree of unbalance of the bridge, detects the AC signal output from the output terminal 715, and determines the degree of unbalance. A DC detection signal corresponding to is generated.
In the conventional impedance measuring apparatus 700, when a radio wave having a strong electric field as a disturbing wave arrives at the antenna to be measured, it is known that the antenna impedance cannot be measured or the impedance measuring apparatus 700 is burned out. It was.
[0005]
And, in order to measure with high accuracy against such interference waves, a method for detecting the AC signal from the output terminal is studied by inputting the measurement signal generated by the signal generation unit by amplitude modulation or carrier wave suppression modulation, In order to prevent damage to the impedance measuring apparatus due to arrival of radio waves having a strong electric field, methods using a voltage dividing circuit have been studied.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in an impedance measurement device configured to amplitude-modulate or suppress carrier-modulate a measurement signal generated by the signal generation unit of the conventional impedance measurement device, the antenna impedance can be set with high accuracy when the external interference wave includes a similar modulation component. There was a problem that it could not be measured.
In addition, in the impedance measuring apparatus configured to provide a voltage dividing circuit at the antenna connection part of the conventional impedance measuring apparatus, the voltage dividing circuit includes stray capacitance and other impedance components, so that the antenna impedance cannot be measured with high accuracy. there were.
[0007]
The present invention has been made to solve such a problem, and its object is to increase the antenna impedance or circuit constant at a desired frequency even in an environment where a radio wave having a strong electric field as a disturbing wave arrives at a measurement target. An object of the present invention is to provide an impedance measuring device capable of measuring with high accuracy.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above, claim 1The present invention relates to an AC bridge for measuring a circuit constant including an antenna impedance, and a signal generation for supplying an AC signal obtained by amplitude-modulating a carrier wave at a predetermined frequency to the AC bridge as a signal for measuring the circuit constant And a quadrature detection of the unbalanced signal detected by supplying the measurement signal to the AC bridge based on the carrier wave, and the amplitude modulation from each of the two signals obtained by the quadrature detection. RF quadrature detection means for extracting an I-axis signal and a Q-axis signal by extracting signal components included in the vicinity of the frequency, and each of the I-axis signal and the Q-axis signal based on a signal having the amplitude modulation frequency Quadrature detection to detect the DC component in each signal obtained by quadrature detection based on the signal having the frequency of the amplitude modulation, and the detected DC component It has a configuration in which a AF orthogonal detection means for squaring adding signals.
[0011]
With this configuration, the RF quadrature detection unit and the AF quadrature detection unit are provided to separate the carrier component and the modulation component and perform quadrature detection to generate a composite signal, so that the measurement signal and its modulation component are the interference wave and its modulation. An impedance measuring device capable of measuring the antenna impedance with high accuracy even when buried in a component can be realized.
[0012]
Claims2The invention according to claim1The impedance measuring apparatus further includes a means for attenuating an interference wave output from the AC bridge to the signal generating means.
[0013]
With this configuration, since the means for attenuating the interference wave output from the AC bridge to the signal generation means is provided, the signal component caused by the interference wave in the AC signal output from the bridge section toward the signal generation section is reduced. It is possible to realize an impedance measuring device that can reduce the antenna impedance and the like with high accuracy even in the middle of a disturbing wave of a strong electric field.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a block configuration of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the impedance measuring apparatus 100 includes a bridge unit 110, a signal generation unit 120, and an RF quadrature detection unit 130. An antenna or other circuit element (hereinafter referred to as an antenna or the like) 200 to be measured is connected to the bridge unit 110.
[0015]
The bridge unit 110 is connected to an antenna 200 or the like at a measurement terminal, and is supplied with an AC signal for measurement from a signal generation unit 120 described later, whereby the antenna impedance of the antenna 200 or other constant (hereinafter referred to as antenna impedance or the like). ) Is a known AC bridge. The bridge unit 110 outputs an AC signal (hereinafter referred to as an unbalanced signal) e corresponding to the degree of unbalance of the bridge to the RF quadrature detection unit 130. As the bridge unit 110, a known Schering bridge or a power passing bridge can be used.
[0016]
The signal generation unit 120 is a means for generating an AC signal for measurement such as antenna impedance supplied to the bridge unit 110 and an I-axis reference signal c for supplying to an RF quadrature detection unit 130 described later, and outputting them to each. . The interference wave a arriving at the antenna 200 or the like, the AC signal b that is a measurement signal generated by the signal generator 120, and the I-axis reference signal c are each a single frequency signal, and the following equation (1) ), (2), and (3).
[Expression 1]

Here, A, B, and C are angular frequencies of the interference wave a, the AC signal b, and the I-axis reference signal c, respectively.
[0017]
The RF quadrature detection unit 130 further includes a first multiplier 131, a second multiplier 132, a 90-degree phase shifter 133, a first low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 134, and a first. 2 LPF 135, first squarer 136, second squarer 137, combiner 138, and band pass filter (hereinafter referred to as BPF) 139.
[0018]
The 90-degree phase shifter 133 receives the I-axis reference signal c output from the signal generator 120 and generates a Q-axis reference signal d by shifting the phase of the input I-axis reference signal c by 90 °. , Means for outputting to the second multiplier 132. Here, the Q-axis reference signal d is expressed by the following equation (4).
[Expression 2]

[0019]
The first multiplier 131 receives the unbalanced signal e output from the bridge unit 110 and the I-axis reference signal c, takes the product of the input unbalanced signal e and the I-axis reference signal c, and A means for outputting the result to the first LPF 134.
The second multiplier 132 receives the unbalanced signal e output from the bridge unit 110 and the Q-axis reference signal d, takes the product of the input unbalanced signal e and the Q-axis reference signal d, and A means for outputting the result to the second LPF 135.
[0020]
When the unbalanced signal e output by the bridge unit 110 is expressed by the following equation (5), the signals output from the first multiplier 131 and the second multiplier 132 are angular frequencies AC, B- It is constituted by signal components having C, A + C, and B + C.
[Equation 3]

Here, m and n are the amplitudes of the disturbing wave a component and the alternating current signal b component that constitute the unbalanced signal e, respectively.
[0021]
The first LPF 134 receives the signal output from the first multiplier 131, and among the input signals, a signal component having an angular frequency (A-C) and a signal having an angular frequency (B-C). This is means for extracting a signal component f composed of the components and outputting it to the first squarer 136.
The second LPF 135 receives the signal output from the second multiplier 132, and among the input signals, the signal component having the angular frequency (A-C) and the signal having the angular frequency (B-C). This is a means for extracting a signal component g consisting of the components and outputting it to the second squarer 137.
[0022]
The output from the first LPF 134 (hereinafter referred to as I-axis detection output) f and the output from the second LPF 135 (hereinafter referred to as Q-axis detection output) g are respectively expressed by the following equations (6) and (7). Represented by
[Expression 4]

[0023]
The first squarer 136 receives the I-axis detection output f output by the first LPF 134 as an input, squares the input I-axis detection output f, and generates an I-axis squared output h. It is a means to output.
The second squarer 137 receives the Q-axis detection output g output from the second LPF 135 as an input, and squares the input Q-axis detection output g to generate a Q-axis squared output i. It is a means to output.
[0024]
The I-axis square output h and the Q-axis square output i are represented by the following equations (8) and (9), respectively.
[Equation 5]

[0025]
The synthesizer 138 receives the I-axis square output h output from the first squarer 136 and the Q-axis square output i output from the second squarer 137, and receives the input I-axis square output h and This is a means for adding a Q-axis square output i to generate a composite signal j and outputting the composite signal j to a band pass filter (BPF) 139. The composite signal j is represented by the following formula (10).
[Formula 6]

[0026]
The BPF 139 receives the composite signal j output from the combiner 138 and detects a beat component {m · n cos (AB) / 2} in the input composite signal j. Therefore, the bridge may be adjusted so that the beat component becomes zero.
The antenna impedance measurement in the first embodiment of the present invention is summarized as follows.
[0027]
1) In a frequency band free from interference waves, antenna impedance can be measured with a conventional impedance measuring device.
2) In the vicinity of the interference wave frequency, the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention is used to accurately measure the antenna impedance.
[0028]
As the BPF 139, for example, one having a frequency of 100 hertz is used. This is not limited to a hundred hertz, it should be as low as possible, and the device must be ready. If the frequency (B) of the measurement signal is made closer to the interference wave from the higher one, a beat component appears at the output of the BPF 139 at a certain frequency (interference wave frequency + 100 Hz). If the bridge is adjusted in this state so that the beat component B becomes zero, the antenna impedance can be obtained at the measurement frequency.
Next, a beat component is similarly generated even at a frequency lower than the interference frequency (interference wave frequency −100). Even at this frequency, the antenna impedance can be obtained by adjusting the bridge to make the beat component zero.
[0029]
As described above, the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention includes the RF quadrature detection unit, quadrature-detects the carrier component, squares them, adds them, and adds the interference wave and the measurement signal. Since the beat component is detected, it is possible to realize an impedance measuring apparatus capable of measuring the antenna impedance with high accuracy even when the interference wave is modulated.
[0030]
FIG. 3 is a diagram showing a block configuration of the impedance measuring apparatus according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3, the impedance measurement apparatus 300 includes a bridge unit 110, a signal generation unit 320, an RF quadrature detection unit 330, and an AF quadrature detection unit 340. An antenna or other circuit element (hereinafter referred to as an antenna or the like) 200 to be measured is connected to the bridge unit 110.
[0031]
The impedance measuring apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention needs to reduce the output fluctuation according to the modulation state when the interference wave is modulated. The impedance measuring apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention relates to an apparatus having a configuration capable of measuring antenna impedance and the like without depending on the modulation state of the interference wave. This will be described below. Of the constituent means constituting the impedance measuring apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention, the same processing as the constituent means in the impedance measuring apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention is performed. The same reference numerals are assigned to the items, and the description thereof is omitted.
[0032]
The signal generation unit 320 includes an AC modulation signal for measurement such as antenna impedance supplied to the bridge unit 110, a first I-axis reference signal q to be supplied to an RF quadrature detection unit 330 described later, and an AF orthogonal described later. This is means for generating and outputting a second I-axis reference signal r to be supplied to the detector 340. Here, the AC modulation signal is a signal subjected to amplitude modulation or carrier wave suppression amplitude modulation. Further, the interference wave a arriving at the antenna 200, the AC modulation signal b, which is a measurement signal generated by the signal generator 320, the first I-axis reference signal q, and the second I-axis reference signal r, respectively, And represented by the following formulas (11), (12), (13), and (14).
[0033]
[Expression 7]

Here, A and B are the angular frequency of the jamming wave a and the angular frequency of the AC modulation signal b, respectively. C and D are the modulation angular frequency of the jamming wave a and the modulation angular frequency of the AC modulation signal b, respectively. , M1 and M2 are modulation degrees and θ₂, Θ₄Are respectively the phase of the interference wave a and the phase of the AC modulation signal b, and θ₁, Θ₃Are respectively the phase of the modulation wave of the interference wave a and the phase of the modulation wave of the AC modulation signal b.
[0034]
The bridge unit 110 receives the interference wave a and the AC modulation signal b, and outputs an unbalanced signal c shown in the following formula (15) to the first multiplier 131 and the second multiplier 132.
[Equation 8]

Here, m and n are the amplitudes of the disturbing wave a component and the AC modulation signal b component constituting the unbalanced signal c, respectively.
[0035]
The RF quadrature detection unit 330 is further configured by a first multiplier 131, a second multiplier 132, a 90-degree phase shifter 133, a first BPF 334, and a second BPF 335.
The first multiplier 131 is a means for taking the product of the input unbalanced signal c and the I-axis reference signal q and outputting the result to the first BPF 334. Here, the result dd obtained by taking the product of the unbalanced signal c and the I-axis reference signal q is expressed by the following equation (16).
[0036]
[Equation 9]

[0037]
The first BPF 334 receives the signal expressed by the above equation (16) output from the first multiplier 131 and, among the input signals, the signal component d expressed by the following equation (17). It is a means for extracting and outputting to a first multiplier 341 and a second multiplier 342 described later. Here, if the angular frequencies A and B are not equal, the interference wave a and the AC modulation signal b can be separated by a method such as using a known filter, and there is no problem in measurement. Are comparable.
[Expression 10]

[0038]
The second multiplier 132 is a means for taking the product of the input unbalanced signal c and the Q-axis reference signal output by the 90-degree phase shifter 133 and outputting the result to the second BPF 335. Here, needless to say, the Q-axis reference signal is obtained by shifting the phase of the I-axis reference signal input to the 90-degree phase shifter 133 by 90 °. A result ee obtained by taking the product of the unbalanced signal c and the Q-axis reference signal is expressed by the following equation (18).
[0039]
## EQU11 ##

[0040]
The second BPF 335 receives the signal represented by the above equation (18) output by the second multiplier 132 and, among the input signals, the signal component e represented by the following equation (19). It is a means for extracting and outputting to a third multiplier 351 and a fourth multiplier 352 described later.
[Expression 12]

[0041]
The AF quadrature detection unit 340 further includes a first multiplier 341, a second multiplier 342, a first 90-degree phase shifter 343, a first LPF 344, a second LPF 345, a first squarer 346, 2 squarer 347, first combiner 348, third multiplier 351, fourth multiplier 352, second 90 degree phase shifter 353, third LPF 354, fourth LPF 355, third A squarer 356, a fourth squarer 357, a second combiner 358, and a third combiner 369 are configured.
[0042]
The first multiplier 341 receives the signal component d output by the first BPF 334 and the second I-axis reference signal r output by the signal generator 320, and receives the input signal component d and the second The signal g obtained by taking the product with the I-axis reference signal r and outputting the product g to the first LPF 344. Here, the result g obtained by taking the product of the signal component d output by the first BPF 334 and the second I-axis reference signal r output by the signal generator 320 is expressed by the following equation (20). expressed.
[0043]
[Formula 13]

[0044]
The first LPF 344 is a means that receives the signal output from the first multiplier 341 as an input, extracts a DC component from the input signal, and outputs the DC component to the first squarer 346. The first LPF 344 can be configured by an integration circuit or the like. Here, the signal output by the first LPF 344 is a direct current represented by the last term in the above equation (20).
[0045]
The first squarer 346 is a unit that receives the signal output from the first LPF 344 as an input, squares it, and outputs the result to the first combiner 348. The signal output by the first squarer 346 is expressed by the following equation (21).
[Expression 14]

[0046]
The first 90-degree phase shifter 343 receives the second I-axis reference signal r output from the signal generator 320 and shifts the phase of the input second I-axis reference signal r by 90 °. The second Q-axis reference signal is generated and output to the second multiplier 342.
[0047]
The second multiplier 342 receives the signal component d output from the first BPF 334 and the second Q-axis reference signal output from the second 90-degree phase shifter 343 as input, and the input signal component This is a means for taking the product of d and the second Q-axis reference signal and outputting a signal f obtained by taking the product to the second LPF 345. Here, the result f obtained by taking the product of the signal component d output by the first BPF 334 and the second Q-axis reference signal output by the first 90-degree phase shifter 343 is expressed by the following equation: It is represented by (22).
[0048]
[Expression 15]

[0049]
The second LPF 345 is a unit that receives the signal output from the second multiplier 342, extracts a DC component from the input signal, and outputs the DC component to the second squarer 347. The second LPF 345 can be configured by an integration circuit or the like. Here, the signal output by the second LPF 345 is a direct current represented by the last term in the above equation (22).
[0050]
The second squarer 347 is a means that receives the signal output from the second LPF 345 as an input, squares it, and outputs the result to the first combiner 348. The signal output by the second squarer 347 is represented by the following equation (23).
[Expression 16]

[0051]
The first synthesizer 348 receives the I-axis squared output i output from the first squarer 346 and the Q-axis squared output h output from the second squarer 347, and receives the input I-axis squared. This is a means for adding the output i and the Q-axis square output h to generate a synthesized signal j and outputting the synthesized signal j to the third synthesizer 369. Here, the synthesized signal j output from the first synthesizer 348 is expressed by the following equation (24).
[Expression 17]

[0052]
The third multiplier 351 receives the signal component e output from the second BPF 335 and the second I-axis reference signal r output from the signal generator 320, and receives the input signal component e and the second This is a means for taking the product of the I-axis reference signal r and outputting the signal 1 obtained by taking the product to the third LPF 354. Here, a result 1 obtained by multiplying the signal component e output by the second BPF 335 and the second I-axis reference signal r output by the signal generator 320 is expressed by the following equation (25). expressed.
[0053]
[Formula 18]

[0054]
The third LPF 354 is a unit that receives the signal output from the third multiplier 351, extracts a DC component from the input signal, and outputs the DC component to the third squarer 356. The third LPF 354 can be configured by an integration circuit or the like. Here, the signal output by the third LPF 354 is a direct current represented by the last term in the above equation (25).
[0055]
The third squarer 356 is a means that receives the signal output from the third LPF 354 as an input, squares it, and outputs it to the second combiner 358. The signal output by the third squarer 356 is expressed by the following equation (26).
[Equation 19]

[0056]
The second 90-degree phase shifter 353 receives the second I-axis reference signal r output from the signal generator 320 and shifts the phase of the input second I-axis reference signal r by 90 °. And generating a third Q-axis reference signal and outputting it to the fourth multiplier 352.
[0057]
The fourth multiplier 352 receives the signal component e output from the second BPF 335 and the third Q-axis reference signal output from the second 90-degree phase shifter 353 as input signal components. This is a means for taking the product of e and the third Q-axis reference signal and outputting a signal k obtained by taking the product to the fourth LPF 355. Here, the result k obtained by multiplying the signal component e output by the second BPF 335 and the third Q-axis reference signal output by the second 90-degree phase shifter 353 is expressed by the following equation: It is represented by (27).
[0058]
[Expression 20]

[0059]
The fourth LPF 355 is a means that receives the signal output from the fourth multiplier 352 as input, extracts a DC component from the input signal, and outputs the DC component to the fourth squarer 357. The fourth LPF 355 can be configured by an integration circuit or the like. Here, the signal output by the fourth LPF 355 is a direct current represented by the last term in the above equation (27).
[0060]
The fourth squarer 357 is a means that receives the signal output from the fourth LPF 355 as an input, squares it, and outputs the result to the second combiner 358. The signal output by the fourth squarer 357 is expressed by the following equation (28).
[Expression 21]

[0061]
The second synthesizer 358 receives the I-axis square output ll output from the third squarer 356 and the Q-axis squared output kk output from the fourth squarer 357, and receives the input I-axis square. This is a means for adding the output 11 and the Q-axis square output kk to generate a synthesized signal o and outputting the synthesized signal o to the third synthesizer 369. Here, the synthesized signal o output by the second synthesizer 358 is expressed by the following equation (29).
[Expression 22]

[0062]
Note that the first synthesizer 348 and the second synthesizer 358 include amplifiers, so that the first LPF 344, the second LPF 345, the third LPF 354, the fourth LPF 355, the first squarer 346, It is also possible to increase the dynamic range reduced by the processing in the second squarer 347, the third squarer 356, and the fourth squarer 357.
[0063]
The third synthesizer 369 receives the synthesized signal j output from the first synthesizer 348 and the synthesized signal o output from the second synthesizer 358, and inputs the synthesized signal j and the synthesized signal o. To generate a composite signal p, and output the composite signal p to an external device. Here, the synthesized signal p output by the third synthesizer 369 is expressed by the following equation (30).
[Expression 23]

[0064]
From the above, since the output of the third synthesizer 369 depends only on the AC modulation signal component in the measurement of the antenna impedance or the like, the fact that the balanced state is obtained by the bridge unit 110 It can be recognized when the amplitude becomes zero. Therefore, the antenna impedance and the like can be measured by a known method using the circuit constant of the bridge unit 110 when the amplitude of the synthesized signal p becomes zero.
[0065]
4 and 5 show the above signals when m = 1, n = 1, C <D, M1 = 0.5, and M2 = 0.5. FIG. 4 is a graph showing each signal when the balanced state of the bridge is not obtained, and FIG. 5 is a graph showing each signal when the balanced state of the bridge is obtained. When an equilibrium state is obtained under the conditions of m = 1, n = 1, C <D, M1 = 0.5, and M2 = 0.5, the output p is a DC signal with zero amplitude.
[0066]
The impedance measurement apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention is an example of a phase relationship in which a recognition signal is output to the I axis of the RF quadrature detection unit 330, but the phase of the measurement signal fluctuated by the bridge unit. In this case, a recognition signal also appears on the Q axis, and as a result, a DC voltage is also output to h, i, ll, and kk. In the bridge, the antenna impedance can be measured by adjusting so that the output corresponding to the modulation signal power is minimized.
[0067]
As described above, the impedance measuring apparatus according to the second embodiment of the present invention includes the RF quadrature detection unit and the AF quadrature detection unit, separates the carrier component and the modulation component, and performs quadrature detection to generate a composite signal. Therefore, even when the measurement signal and its modulation component are buried in the interference wave and its modulation component, an impedance measurement device capable of measuring the antenna impedance with high accuracy can be realized.
[0068]
FIG. 6 is a diagram showing a block configuration of an impedance measuring apparatus according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 6, the impedance measurement apparatus 600 includes a bridge unit 110, a signal generation unit 620, a detection unit 630, a rejecter circuit 640, an impedance converter 650, and an attenuator 660. An antenna or other circuit element (hereinafter referred to as an antenna or the like) 200 to be measured is connected to the bridge unit 110.
[0069]
Here, the signal generation unit 620 is configured by the signal generation unit 120 in the impedance measurement apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention, and the detection unit 630 is the impedance measurement apparatus according to the first embodiment of the present invention. 100 may be configured by the RF quadrature detection unit 130. The signal generator 620 is configured by the signal generator 320 in the impedance measuring apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention, and the detector 630 is the impedance measuring apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention. The RF quadrature detection unit 330 and the AF quadrature detection unit 340 in FIG.
[0070]
Of the constituent means constituting the impedance measuring apparatus 600 according to the third embodiment of the present invention, the constituent means in the

impedance measuring apparatuses

100 and 300 according to the first and second embodiments of the present invention, The same reference numbers are assigned to those performing similar processing, and the description thereof is omitted.
[0071]
The rejecter circuit 640 removes a signal component caused by an interference wave in the AC signal output from the bridge unit 110 toward the signal generation unit 620, and converts the measurement signal component output by the signal generation unit 620 into the bridge unit 110. It is a means to pass through.
The impedance converter 650 reduces the impedance applied to the signal generator 620 side by reducing the impedance on the signal generator 620 side at the interference wave frequency when the signal generator 620 side is viewed from the bridge unit 110 side. Means.
The attenuator 660 is a means for attenuating the voltage output from the bridge unit 110 side toward the signal generation unit 620 side.
[0072]
As described above, since the impedance measuring apparatus according to the third embodiment of the present invention includes the rejecter circuit, the impedance converter, and the attenuator, the AC signal output from the bridge unit toward the signal generation unit. It is possible to realize an impedance measuring device that can reduce the signal component caused by the interference wave in the inside and can measure the antenna impedance and the like with high accuracy even in the middle of the interference wave of a strong electric field.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, the present invention is an impedance measuring apparatus that can accurately measure antenna impedance or circuit constant at a desired frequency even in an environment where a radio wave having a strong electric field as a disturbing wave arrives at a measurement target. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a block configuration of an impedance measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a signal output from each component of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a block configuration of an impedance measuring apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a signal output from each component of the impedance measuring apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a signal output from each component of the impedance measuring apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a block configuration of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a block configuration of a conventional impedance measuring apparatus.
FIG. 8 is a diagram for explaining a measurement principle in a conventional impedance measuring apparatus.
FIG. 9 is a diagram for explaining a measurement principle in a conventional impedance measuring apparatus.
[Explanation of symbols]
100, 300, 600, 700 Impedance measuring device
110, 710 Bridge part
120, 320, 620, 720 Signal generator
130, 330, 630, 730 RF quadrature detector
131 First multiplier
132 Second multiplier
133 90 degree phase shifter
134 First LPF
135 Second LPF
136 first squarer
137 second squarer
138 Synthesizer
139 Third LPF
200, 800 antenna, etc.
334 First BPF
335 Second BPF
340 AF quadrature detection unit
341 First multiplier
342 Second multiplier
343 First 90 degree phase shifter
344 1st LPF
345 Second LPF
346 First squarer
347 Second squarer
348 First combiner
351 Third Multiplier
352 Fourth multiplier
353 Second 90 degree phase shifter
354 Third LPF
355 Fourth LPF
356 Third squarer
357 Fourth squarer
358 Second combiner
369 Third Synthesizer
640 Rejector circuit
650 impedance converter
660 attenuator
711, 712, 713 impedance
715 output terminal
801 Antenna impedance
802 Receive signal source

Claims

An AC bridge for measuring circuit constants including antenna impedance; signal generating means for supplying an AC signal obtained by amplitude-modulating a carrier wave at a predetermined frequency to the AC bridge as a signal for measuring the circuit constants; and the measurement An unbalanced signal detected by supplying a signal for use to the AC bridge is quadrature detected based on the carrier wave, and is included in the vicinity of the frequency of the amplitude modulation from each of the two signals obtained by the quadrature detection RF quadrature detection means for extracting a signal component to generate an I-axis signal and a Q-axis signal, and quadrature detection of each of the I-axis signal and the Q-axis signal based on the signal having the frequency of the amplitude modulation, DC component in each signal obtained by quadrature detection based on the signal having the amplitude modulation frequency is detected, and each signal of the detected DC component is squared. Impedance measuring apparatus comprising: the AF quadrature detection means, the for.

The impedance measuring device may further claim 1 Symbol placement of the impedance measuring device characterized by comprising a means for damping the interference wave that is output from the AC bridge to said signal generating means.