JP3821923B2 - A method for determining wake vortex turbulence or atmospheric turbulence in real time and an optical scintillometer that provides a corrected output for wake vortex air turbulence - Google Patents

Description

【００１４】
表Ａは、トランスミッタおよびレシーバ光学素子の両方に１５２ｍｍアパーチャを用いるシンチロメータは、（Ｃ_n ² ＝１０^-12 ｍ^-2/3に対し、）１ｋｍ未満の有効経路長を有することを示す。範囲を２ｋｍにまで拡大するためには５３６ｍｍの光学素子を用い、３ｋｍまで拡大するためには１０２７ｍｍの光学素子を用いて、大気の乱れにより誘起される光シンチレーションへの飽和効果を回避する必要がある。しかしながら、現場での運用に対しそのような大きなアパーチャ光学システムを設計することは非実用的である。しかしながら、この発明のシステムを用いると、有限アパーチャシステムの有効経路長は飽和領域においてさえ動作するよう拡大され得る。
【００１５】
この発明に従い、有限アパーチャシステムの、乱流により誘起される光シンチレーションの飽和効果を分析して、視線経路に沿って経路平均屈折乱流を測定した。この分析の結果は、光シンチレーションの測定された対数−振幅分散に適切な補正が与えられるならば、経路平均屈折乱流は飽和型においてでも正確に測定され得ることを示す。これらの結果は、１５２ｍｍの送出および受取りアパーチャを用いて２．５ｋｍまでの距離で経路平均屈折乱流を測定するよう有限アパーチャシステムを設計することは実行可能であることを示す。
【００１６】
対数−振幅分散の飽和効果とは、乱流が増大するにつれ、測定される分散が一次理論による予測から偏向することである。しかしながら、わずかな飽和領域では、補正が有限アパーチャシステムの飽和曲線に基づいて与えられる場合には、測定される分散は経路平均乱流強度を得るのに依然として役立つ。
【００１７】
一次対数−振幅変量の補正は以下に定義されるごとくの多数のパラメータを伴う。
【００１８】
σ_X ² ＝対数−振幅分散
ｕ＝正規化された経路長
Ｗ（ｕ）＝経路加重関数（つまり、経路の異なる位置での寄与であるもの）
ｙ＝大気乱流の、正規化された波数
ｄｙ＝正規化された波数微分増分
ｇ＝等式（３）に定義される
σ_T ² ＝ウェーク散乱の理論的予測
ｋ＝光源の波数
Ｌ＝経路長
Ｃ_n ² ＝大気乱流屈折構造定数
α_t ＝フレネル寸法に正規化されたトランスミッタの直径
α_r ＝フレネル寸法に正規化されたレシーバの直径
σ_D ² ＝弱乱流領域におけるアパーチャＤを有する有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散
ｆ_c ＝バンドパスフィルタの中心周波数
Ｊ₁ ＝一次の第一種ベッセル関数
これまでの分析に基づくと、一次対数−振幅分散関数は次の式により与えられる。
【００１９】
【数１】

【００２０】
飽和領域は、強い乱流の領域として定義されてもよい。強い乱流において、一次対数−振幅分散と補正された対数−振幅分散との間の差は等式（３）の指数項である。
【００２１】
等式（２）−（４）において、
【００２２】
【数２】

【００２３】
は点光源およびレシーバに対する弱散乱予測対数−振幅分散であり、α_r およびα_t はそれぞれその光路に対するフレネル帯に正規化されたレシーバおよびトランスミッタの直径であり、Ｊ₁ は一次の第一種ベッセル関数である。等式（３）は一次散乱理論とは指数項のみによって異なる。弱乱流（σ_T ² ＜＜１）の場合、したがって、この項は無視できる。弱乱流と飽和型との間の精密な区分はいくらか主観的なものたり得るが、この発明のためには、強乱流または飽和型はσ_T ² が０．０２より大きいときの状態と考えてもよい。
【００２４】
１つの広い局面において、この発明は、時間的および空間的に平均化された、航空機により発生されるウェーク渦大気乱流を実時間で決定する方法であると考えてもよく、この方法は：赤外線光信号を発生するステップと；好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の光学視準器を用いて赤外線光信号を視準するステップと；視準された光信号を大気を介して１ｋｍより長い距離にわたって送信するステップと；送信された光信号を受信し、好ましくはサイズが約０．２５ｍ以下の集束装置を用いてその送信された光信号を光検出器上に集束し、それによって受信アナログ信号を発生させるステップと；受信アナログ信号をデジタル形式に変換して受信デジタル信号を発生させるステップと；受信デジタル信号の各々を所定のデジタルしきい値レベルと比較して、それら受信デジタル信号のうち所定のデジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるもののみに対しデータ出力信号を発生させ、そのデータ出力信号の経路平均対数振幅分散を計算して大気乱流屈折構造定数を与えるステップとを含む。必要な変換および計算は、まず、大気乱流により誘起される光シンチレーションへの飽和効果に対しデータ信号をデジタルで補正することによって達成される。測定された大気乱流は、航空機により発生されるウェーク渦、気象条件または大気擾乱の他の源からもたらされるものであってもよい。
【００２５】
この方法の好ましい実施では、光信号は、約０．１５ｍ以下のサイズの光学視準器を用いて視準され、約０．１５ｍ以下のサイズの集束装置を用いて集束される。視準された光信号は好ましくは大気を介して２ｋｍより長い距離にわたって送信される。
【００２６】
別の広い局面において、この発明は大気乱流に対し補正される出力を与える光シンチロメータであると考えてもよく：赤外線光源と、好ましくは約２．５ｍ以下のサイズの光学視準手段とを含む光学トランスミッタアセンブリと；光学トランスミッタアセンブリから１ｋｍより長い距離をおいて置かれ、好ましくは約０．２５ｍのサイズの光学集束手段と、受信信号を発生させる赤外線光検出器とを含む光学レシーバアセンブリと；受信信号をアナログ形式からデジタル化された形式に変換するためのアナログ−デジタル変換手段と、デジタル化された受信信号を所定のデジタルしきい値レベルと比較してそのデジタル化された受信信号がしきい値信号と少なくとも同じ大きさである場合にのみそこからデータ出力を発生させるための比較器手段と、大気乱流屈折構造定数を与えるために処理される出力を比較器手段から受取るよう比較器手段に結合される二乗平均決定および信号平均化手段とを含む、屈折乱流に対し補償される大気乱流屈折構造定数を発生させるための信号処理手段とを含む。航空機により発生されるウェーク渦を測定する場合、この定数はウェーク渦により発生される力学的力積である。
【００２７】
この発明に従う光シンチロメータは、好ましくは、大気乱流による飽和効果に対しデータ出力を補正するためのデジタル飽和効果補償手段からなる。このデジタル飽和効果補償手段は、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対しデータ出力を補正する。つまり、デジタル飽和効果補償手段は、シンチレーション測定値の対数振幅への比例性からの屈折乱流の分散に対しデータ出力を補正する。
【００２８】
この発明に従う光シンチロメータでは、光学視準手段および光学集束手段は、ともに、約０．２５ｍ以下の直径を各々が有する凹面鏡から通常は形成される。各々は好ましくは直径が約０．１５ｍ以下である。光学トランスミッタアセンブリおよび光学レシーバアセンブリは好ましくは互いから少なくとも２ｋｍの距離をおいて置かれる。
【００２９】
さらに別の広い局面において、この発明は、アナログデータ出力を与え、二乗平均および平均化回路を含む信号プロセッサを用いて大気乱流屈折構造定数を与える、光学トランスミッタと光学レシーバとの間の経路に沿って経路平均大気乱流強度を測定するためのシンチロメータにおける改良であると考えてもよい。この改良は、レシーバからのアナログデータ出力をデジタル化するアナログ−デジタル変換器と、屈折乱流によるシンチレーション強度の一次対数振幅測定からの分散に対し、レシーバからのデジタル形式のデータ出力を補正するデジタル飽和効果補償手段とからなる。比較器手段は、レシーバからのデジタル形式の信号を所定のしきい値レベルと比較し、デジタルしきい値レベルと少なくとも同じ大きさであるレシーバからのデジタル形式での信号にのみ応答してデータ出力を二乗平均および平均化回路に与える。
【００３０】
【方法および実施例の説明】
この発明は、添付の図面を参照することによってより明瞭かつ特定的に記載される。
【００３１】
有限アパーチャに対する弱散乱予測分散σ_D ² （等式（３）の指数項を無視する）の関数としての対数−振幅分散σ_X ² を、図１において、Ｄ＝０．１５ｍ、Ｃ_n ² ＝１０^-12 ｍ^-2/3、および０．５ｋｍ〜２．５ｋｍのさまざまな経路長に対しプロットする。種々のＣ_n ² 値に対し、結果は図１のそれに極めて近く、したがって、σ_X ² とσ_D ² との経験的関係は等式（６）または等式（７）として表現できる。大気乱流屈折構造定数はしたがって等式（８）のように得られ得る。
【００３２】
【数３】

【００３３】
受信されたシンチロメータ信号は、飽和領域においてでも屈折乱流を得るために、測定された対数−振幅分散を補正してこれらの公式を用いて処理される。飽和型または領域は、σ_T ² が０．０２より大きいときに存在する大気状態であると考えてもよい。飽和領域は、σ_T ² が０．０２以下の領域である一次領域とは区別される。０．１５ｍの等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの場合、システムは、（Ｃ_n ² ＝１０^-12 ｍ^-2/3に対し、）経路平均屈折乱流を２．５ｋｍまで測定することができる。
【００３４】
図２は、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャの先行技術のシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃ_n ² の比較を表わす。実線は理論による予測である。＋は実験結果である。図２は、１０１２ｍ経路に沿って等しいトランスミッタおよびレシーバアパーチャの２つの異なる組の実際に測定されたＣ_n ² の比較を示す。飽和効果は、大きいアパーチャ（Ｄ＝２０ｃｍ）システムの結果と比較した場合に、小さいアパーチャ（Ｄ＝１０ｃｍ）システムの結果（破線で示される）から観測された。これらのパラメータに対する理論上の結果は図２において実線曲線として示される。計算された結果は実験結果（＋で示される）と非常によく一致する。
【００３５】
この発明のシンチロメータは、飛行場の離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知することもできる。シンチロメータが滑走路付近に置かれた場合、測定される乱流強度Ｃ_n を用いて、航空機により発生されるウェーク渦の力学的力積Ｉを次のように演繹することができる：
【００３６】
【数４】

【００３７】
測定された力学的力積は、航空機により発生されるウェーク渦の存在、持続性および強度の優れた指標を与える。シンチロメータは、実時間での連続データ収集の無人動作の能力を有する。横風の同時測定で、センサは、付近の滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。この計器は、実時間連続無人動作用に設置されるよう、小型かつ単純なものである。
【００３８】
アナログ回路を用いて等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。この発明に従うと、等式（７）、（８）および（９）を実現して、経路積算された乱流強度と航空機により発生されるウェーク渦とを実時間で測定するのに、デジタル信号処理ユニットが設計されている。
【００３９】
図３は、大気屈折乱流に対し補正される出力を与える、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータ１００のブロック図である。この範囲が拡大された光シンチロメータ１００は、ＬＥＤトランスミッタ変調器１２と、トランスミッタ光学アセンブリ１４と、レシーバ光学アセンブリ１６と、フォトダイオード１８のための前置増幅器を含むフォトダイオード１８と、信号処理ユニット２０とを含む。
【００４０】
トランスミッタ変調器１２
周辺光の影響を最小にするために、トランスミッタＬＥＤ２２は、トランスミッタ変調器１２により発生される周波数ｆ_m で変調される。この変調周波数はシンチレーション信号のそれより高くあるべきである。通常の大気条件では、シンチレーション周波数は数百ヘルツより下である。したがって、約１０ｋＨｚの変調周波数が適当である。
【００４１】
図４は、ＡＣおよびＤＣ電力の両方とともに使用するために設計されるトランスミッタ変調器１２の回路図である。示される構成要素の記述、値および対応する図面の参照符号は表１に示される。継電器Ｋ１はＡＣまたはＤＣ電力の自動選択を制御する。ＤＣ電力（のみ）が利用可能である場合、赤ＬＥＤ Ｄ２が照明する。ＡＣ、またはＡＣおよびＤＣ電力が利用可能である場合、緑ＬＥＤ Ｄ３が照明する。電圧レギュレータＵ２は、残りの回路のための安定した８Ｖ電力を与える。発振器Ｕ１は１０ｋＨｚ方形波を与える。これは増幅器Ｕ３によってバッファ処理され、トランジスタＱ１のための変調信号を与えて、線１３上の出力によってトランスミッタＬＥＤ２２を駆動する。スイッチ１０はトランスミッタＬＥＤ２２の４つの異なる電力レベルの選択を行なう。出力電力レベルは経路長に比例して選択される。
【００４２】
トランスミッタ光学アセンブリ１４
図３に示される、３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２４を用いて、赤外線ＬＥＤ（発光ダイオード）２２から発される赤外線光を視準する。ガラス板２１を用いて、ＬＥＤ２２を鏡２４の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。
【００４３】
レーザとは異なり、赤外線ＬＥＤは部分的にコヒーレントな光源である。ここに記載されるような部分的にコヒーレントな有限アパーチャシステムの使用を通してのみ、飽和を回避しながらもシステムの線形範囲を拡大することができる。
【００４４】
レシーバ光学アセンブリ１６ならびにフォトダイオードおよび前置増幅器１８３００ｍｍの焦点距離を有する１５２ｍｍ凹面鏡２３を用いて、トランスミッタ１４から発された赤外線光を集光する。ガラス板パネル２５を用いて、フォトダイオード１８を鏡２３の焦点に保持し、ユニットを塵等から封止する。フォトダイオード１８は、データ処理のために受信信号を増幅する前置増幅器とともに、小型化されたプリント回路板上に取付られる。
【００４５】
信号処理ユニット２０
信号処理ユニットはアナログ部とデジタル部とからなる。アナログ部は図５および図６に示される。図５および図６に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素のための対応する図面の参照符号は表２に示される。デジタルマイクロプロセッサ部は図７、図８および図９に示される。図７、図８および図９に示される、提案される構成要素の記述、値、および構成要素に対する対応する図面の参照符号は表３に示される。デジタルマイクロプロセッサにおけるアルゴリズムソフトウェアのフローチャートを図１０に示す。
【００４６】
図５に示されるように、レシーバ１６からの受信されたアナログ信号は、線２６上で信号プロセッサ２０に入りバッファ増幅器Ｕ１：Ｂを通過して２つの並列段を駆動する。第１の段への線３０上の信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路Ｕ２によって復調され正規化される。これにより、受信光強度を変化させるようなＬＥＤの老化、ガラス板上の塵または水滴、および大気の霧または霞により引き起こされる不要な汚染が測定に影響しないことが保証される。ＡＧＣ回路Ｕ２からの信号は次いでバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｃを通過する。線３２上の出力は次いでさらなる信号処理を受ける。他方の段への線３１上の信号は、二乗平均（ＲＭＳ）回路Ｕ３およびバッファ増幅器回路Ｕ１：Ｄを通過して、さらなる処理のために線３３上に変調された信号ＣＸの信号レベルを得る。
【００４７】
図６において、線３２上の信号は、次いで、ＩＣチップＵ７：Ａ、Ｕ７：ＢおよびＵ７：Ｃを含むバンドパスフィルタ３５（ＢＰＦ）を通過して信号をクリーンアップする。ＢＰＦ３５の目的は、約１〜４００Ｈｚである対象の帯域外の背景ノイズを除去することである。この信号は、次いで、ＩＣチップＵ９およびＵ８からなる対数増幅器３７を通過して、さらなる信号処理のために線３４上にＬｏｇ（Ｓ）を得る。
【００４８】
図３に示される、信号プロセッサ２０のアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器部３９とマイクロプロセッサ部４１とを図７〜図９に概略的に示す。図７に示されるように、８ビットマイクロコントローラＵ２は、「ウォッチドッグ」タイマおよびリセットジェネレータＵ１と、データバストランシーバＵ４と、２つのアドレスラッチ／バスドライバＵ５およびＵ６と、ＲＳ２３２レベルシフタＵ２０とに接続される。図８に示されるように、１２ビットバイポーラアナログ−デジタル変換器Ｕ１２は、サンプルおよびホールド段Ｕ１３と、１６チャネル・シングルエンド型アナログマルチプレクサ（ＭＵＸ）Ｕ１４とに接続される。図９は、１６ｋｘ８スタティックＲＡＭ Ｕ１０、１６ｋｘ８ ＥＰＲＯＭ Ｕ１１、Ａ／Ｄ変換器Ｕ１２、または１６キーパッドおよびＬＣＤ表示モジュールに接続する並列インタフェースアダプタＵ１７を選択するのに用いられるアドレスバンクデコーダＵ８を概略的に示す。
【００４９】
線３３および３４上の信号はＡ／Ｄ変換器部３９によってデジタル化される。デジタル化されたデータは、次いで、アルゴリズム実施のためにマイクロプロセッサ４１のメモリ部に記憶される。
【００５０】
このアルゴリズムのフローチャートを図１０に示す。線３４上のデジタル化された信号Ｌｏｇ（Ｓ）は真数演算を介して送られて対数信号を線形信号Ｓに変換する。アナログマルチプレクサＵ１４はまずＣＸチャネルを選択し、アナログ−デジタル変換ＩＣチップＵ１２はＣＸ信号をデジタル化する。線３２からのデジタル化された信号ＣＸは、比較の機能を実行するマイクロコントローラＵ２を通過する。信号が予め設定されたしきい値レベルＴｈ未満であれば、そのデータは放棄され、システムは次のデータに対し待機する。ＣＸがしきい値レベルＴｈより大きい場合には、そのデータＳはマイクロコントローラＵ２により実行される二乗平均（ＲＭＳ）および平均（ＡＶＧ）演算を通ってσ_X ² を得る。σ_X ² は次いで等式（７）を介してσ_D ² に変換され得る。シンチロメータの最終出力は、図７に示される標準ＲＳ２３２インタフェースである。光学素子直径Ｄおよび経路長Ｌを入力パラメータとして、経路平均大気屈折乱流構造定数Ｃ_n ² が等式（８）から得られて線４３上においてＲＳ２３２トランスシーバＵ２０の出力で現れ得る。等式（９）から得られるＩの値は同じデータ列における別のフィールドとして発生され、さらに、ＲＳ２３２トランシーバＵ２０から同じ出力線４３上にも現われる。
【００５１】
ＲＳ２３２トランシーバＵ２０の送信および受信ポートに結合されるキーパッドおよびＬＣＤ表示を伴うマイクロプロセッサコントローラがユーザインタフェースに対して用いられ得る。数値キーパッドはシステムのパラメータおよび表示特徴を変更するのに非常に便利である。デジタル処理ユニットを加えることによって、現場での操作におけるシステムの柔軟性を大きく向上させる。ＲＳ２３２インタフェースの主要な利点は、それが任意のＰＣ、ポータブルまたはデスクトップコンピュータに容易に接続され得るという点である。したがって、実時間データをＰＣのハードディスクまたはフロッピーディスクに容易に記憶することができる。さらに、洗練されたグラフィックおよびデータ統計をＣＲＴスクリーンおよび／またはプリンタ上に表示することができる。
【００５２】
この発明の非常に重要な局面は、しきい値信号との比較に先立って信号をデジタル化することである。デジタル信号はしきい値信号レベルと比較されるため、無効信号入力は比較器によってＲＭＳおよび──Ｇ回路から排除される。このような信号の排除は、赤外線ビームの妨害がある場合に、屈折乱流強度を計算するのに用いられるデータの質を保証する。このシステムは、したがって、ＲＭＳおよびＡＶＧ回路へのアナログ入力を用いる先行技術のシステムとは異なるものである。
【００５３】
一旦信号がデジタル化されると、信号強度ＣＸが予め設定されたしきい値と比較される。ＣＸがしきい値より低い場合、そのデータは放棄される。この試験はデータ処理にとって重要である。光路が、移動する運搬体、歩行者、航空機等によって妨害されると、データは、出力測定値の質を保護するため、処理には用いられない。アナログシステムは、典型的には、経路上の、視覚的に隠すような障害物から回復するのに数秒を必要とする。対照的に、図示され記載されるこの発明のデジタルシステムは、回復するのに、妨害後２〜３秒しか必要としない。したがって、シンチロメータ１００は、計器の性能を危険にさらすことなく、高速道路、滑走路または通路を横切って設置できる。
【００５４】
さらに、アナログ手段を介して等式（７）、（８）および（９）を実現することは、不可能ではないとしても非常に困難である。したがって、先行技術のアナログシステムは飽和型においては使用できず、したがってその有効経路長は１ｋｍ未満に制限される。しかしながら、この発明の、範囲が拡大された光シンチロメータ１００はデジタルマイクロプロセッサ４１を介して等式（７）、（８）および（９）を容易に実現でき、したがって有効経路長を少なくとも２．５ｋｍにまで拡大し、場合によっては１０ｋｍまで拡大できる。
【００５５】
この発明に従う光シンチロメータ１００は屈折乱流に対し補正を行なうため、数多くの商業および軍事面での適用例を有する。たとえば、それは飛行場の滑走路付近に配置できる。航空機等の移動する物体により発生されるデータは計算プロセスからは排除されるので、航空機が離着陸する滑走路を横切って光線を送信することさえ可能である。こうして、このシステムを用いて、付近の乗客および航空機乗務員の生命を脅かし得るような、風のシアまたはジャンボジェットにより発生されるウェーク渦状態等の危険な空気乱流状態の存在を検知し知らせることができる。
【００５６】
アナログデータを処理するシンチロメータとは異なり、この発明に従うシンチロメータに対する回復時間はほとんど即時である。つまり、しきい値を満足できないデジタル化された信号は無効であるとして即座に認識されて排除されるため、それらはＲＭＳおよびＡＶＧ変換器により実行される処理に決して含まれない。したがって、それらは、有効信号を汚染することもなければ、有効信号の劣化に寄与することもない。
【００５７】
１ｋｍ未満の有効経路長を有する先行技術のシンチロメータとは違い、飽和型においてでも、弱乱流領域における有限トランスミッタおよびレシーバの対数−振幅分散σ_D ² がこの発明の方法および装置を用いて等式（７）に従って計算され得る。そこから、乱流屈折構造定数Ｃ_n ² が等式（８）から計算され、ウェーク渦の力学的力積Ｉが等式（９）から計算される。したがって、この発明は非線形領域においてでさえも乱流強度を測定する。このことは、この発明に従うシンチロメータの有効経路長を１ｋｍ未満から少なくとも２．５ｋｍにまで増加させ、場合によっては約１０ｋｍにまで増加させる。力学的力積Ｉに対するしきい値を設定することによって、システムはウェーク渦の存在および持続性を明確に示し得る。そのようなしきい値は聴覚または視覚的な警報を生じさせるのに利用され得る。
【００５８】
この発明の光シンチロメータは、離着陸ゾーン付近において航空機により発生されるウェーク渦を検知するのに優れたセンサである。横風および乱流の同時測定で、センサは、近くの滑走路から吹き流れてくる、航空機により発生されるウェーク渦の到着時間を予報することさえ可能であるだろう。滑走路を挟む２つのシンチロメータを用いると、測定値はさらにより典型的なものとなる。加えて、横風の収束および発散を得て、滑走路に沿ったダウンドラフトの存在を示す指示を与えることができる。
【００５９】
当然のことながら、シンチロメータに精通した者には、この発明の数多くの変形物および修正物が容易に明らかとなるであろう。したがって、この発明の範囲は、図示および記載された方法の実現の特定の実施例および特定の態様に限定されるよう解釈されるべきではない。
【００６０】
【表２】

【００６１】
【表３】

【００６２】
【表４】

【００６３】
【表５】

【００６４】
【表６】

【００６５】
【表７】

【図面の簡単な説明】
【図１】Ｄ＝０．１５ｍおよびＣ_n ² ＝１０^-12 ｍ^-2/3として、０．５ｋｍから２．５ｋｍまでのさまざまな経路長の場合の、弱散乱対数−振幅分散σ_D ² に対する対数−振幅分散σ_X ² をグラフで示す図である。
【図２】実線曲線および破線は、それぞれ、等式（１）〜（３）に従って飽和に対する補正を伴う理論上の予測および飽和に対する補正を伴わない理論上の予測であり、実験結果は＋で示される、１０ｃｍおよび２０ｃｍアパーチャシンチロメータにより得られる屈折乱流指数Ｃ_n ² の比較を示す図である。
【図３】航空機のウェーク渦屈折乱流を測定するための、妨害保護を伴う、範囲が拡大された光シンチロメータのブロック図である。
【図４】図３に示されるトランスミッタの概略図である。
【図５】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の概略図である。
【図６】図３に示される信号プロセッサのアナログ部の残りの部分の概略図である。
【図７】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の一部の概略図である。
【図８】図３に示される信号プロセッサのデジタル部のさらなる部分の概略図である。
【図９】図３に示される信号プロセッサのデジタル部の残りの部分の概略図である。
【図１０】この発明の方法に従うデータの選択的試験を示す流れ図である。
【符号の説明】
１２ トランスミッタ変調器
１４ トランスミッタ光学アセンブリ
１６ レシーバ光学アセンブリ
１８ フォトダイオード
２０ 信号処理ユニット
２１ ガラス板
２２ 赤外線発光ダイオード
２３ 凹面鏡
２４ 凹面鏡
２５ ガラス板
２６ 線
３０ 線
３１ 線
３２ 線
３３ 線
３４ 線
３５ バンドパスフィルタ
３７ 対数増幅器
３９ アナログ−デジタル変換器
４１ マイクロプロセッサ
４３ 出力線
１００ 光シンチロメータ
Ｕ１：Ｂ バッファ増幅器
Ｕ１：Ｃ バッファ増幅器回路
Ｕ１：Ｄ バッファ増幅器回路
Ｕ２ 自動利得制御（ＡＧＣ）論理回路
Ｕ３ 二乗平均（ＲＭＳ）回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
Field of Invention
The present invention relates to a system for accurately measuring the strength of wake vortices and atmospheric turbulence generated by an aircraft at the ground level in turbulent atmospheric conditions.
[0002]
Description of prior art
Currently, wake vortex conditions caused by landings and takeoffs on aircraft, particularly jumbo jet airfield runways, can create conditions that are very detrimental to other aircraft that follow in those wakes. In fact, there was a fatal air collision attributed to this phenomenon. Currently there are no instruments available on the market that can reliably detect wake vortices and turbulence.
[0003]
Vortices arise because of the lift generated by the aircraft in flight. This vortex is like a small horizontal tornado with wind speeds as high as 100 m / sec. Trailing wake vortices pose a major threat to small subsequent aircraft, and to aircraft on parallel runways if that vortex flows into parallel runways. The resulting turbulence can destabilize and overturn small aircraft. Until now, there was no steering instrument that remotely detected, tracked and measured the strength of the wake vortex. Currently, the FAA uses procedural guidance to separate aircraft in space and time. While these procedures are very conservative and effective, they result in significant peak service delays and the need to expand the airfield to provide more runways.
[0004]
Years ago, optical scintillation techniques were used to measure ground-level turbulence and crosswind speeds. A partially coherent infrared light source was placed along the airfield runway, and a pair of closely spaced scintillation detectors were placed on the opposite side of the runway at a large distance from the transmitter. In other words, the ray path made a very slight angle with the runway itself. In this prior art system, analog circuits and averaging techniques were used to determine average turbulence and crosswind speed. This resulted in measurements of turbulence and crosswinds having a time constant of about 10 seconds or more.
[0005]
In this prior art system, the transmitter and receiver were placed on opposite sides of one runway with a small acute line of sight to the runway. However, if two parallel runways are within a predetermined distance from each other, they must be considered as a single runway in order to determine turbulence and crosswind according to FAA regulations. Thus, for parallel runways that are closely spaced, the transmitter and receiver are aligned in parallel with them during the runway. Turbulence and crosswind from any runway will also produce a measurable effect with this alignment.
[0006]
The problem with this prior art system was that the time constant was too large. That is, the time constant must be much shorter for the instrument to be practically applied for commercial purposes. However, short time constants cannot be achieved using prior art conventional scintillation detection techniques.
[0007]
Path average refractive turbulence structure constant (C_n ²) Can be measured by log-radiance (or log-amplitude) scintillation of light waves propagating through the atmosphere. Prior art optical scintillometers are based on first-order scattering theory and are reliable only as long as the cumulative amount of refractive turbulence is small. As the intensity of refractive turbulence increases, the scintillation saturates and scintillometers whose performance is based on log-amplitude dispersion proportionality and refractive turbulence become useless.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION
According to the present invention, by measuring the turbulent flow variation rather than the turbulent flow itself, and measuring the wind variation rather than the cross wind velocity itself, a meaningful measurement of the rate of change of turbulent flow is generated, and only 1 second Dangerous conditions can be indicated for the following time constants: That is, turbulent scintillation measurements are taken and averaged together to obtain an average turbulent flow, and then the rate of change of the turbulent flow is measured instead of comparing the average values. Similarly, the rate of change in the crosswind speed is measured rather than the speed of the wind itself. These differential values of turbulence and crosswind represent an important advance step in providing useful instrumentation that can indicate dangerous aircraft wake turbulence and dangerous crosswind conditions.
[0009]
In accordance with the present invention, diagnostic techniques and apparatus have been devised for measuring path average atmospheric turbulence intensity along a horizontal path. It is known that scintillometers with an optical aperture of 0.15 m are designed to operate up to a distance of 1 km according to first-order theory. However, thanks to the theory developed to allow measurement of atmospheric turbulence in a saturated form, according to the present invention, the second generation optical scintillometer with the same optical elements can reduce atmospheric turbulence intensity to a distance of 2.5 km. It is possible to measure.
[0010]
The instrument of the present invention performs real-time continuous measurement of on-site operation and turbulence intensity in wake vortices generated by aircraft. A very important aspect of this invention is that it has tamper protection. If the optical path is obstructed by a moving vehicle, pedestrian, aircraft, etc., the invalid data is not used for processing to protect the quality of the output measurement. Previous analog systems took several seconds to recover from obstacles that visually obscure the path. This new invention with digital processing requires only a few seconds after the disturbance to recover. Thus, scintillometers can be installed across highways, runways or passages without compromising instrument performance. This instrument is insensitive to environmental acoustic and electromagnetic noise. This instrument is also small enough to be easily transported and operated.
[0011]
In accordance with this invention, a formula has been derived representing the performance of an optical refractive turbulence sensor in strong turbulence. Based on this theory, a turbulence sensor that maintains its calibration in both weak and strong turbulent conditions has been designed and tested.
[0012]
Table A shows transmitter and receiver optic diameters as a function of path length required when measuring without saturation. Table A shows (C_n ²= 10^-12m^-2/3For the given optical aperture diameter) with the longest effective path length without saturation effects.
[0013]
[Table 1]

[0014]
Table A shows a scintillometer that uses a 152 mm aperture for both transmitter and receiver optics (C_n ²= 10^-12m^-2/3) Indicates that it has an effective path length of less than 1 km. It is necessary to avoid saturation effects on optical scintillation induced by atmospheric turbulence using 536 mm optical elements to expand the range to 2 km and 1027 mm optical elements to expand to 3 km. is there. However, designing such a large aperture optical system for field operation is impractical. However, with the system of the present invention, the effective path length of a finite aperture system can be extended to operate even in the saturation region.
[0015]
According to the present invention, the saturation effect of turbulent flow induced scintillation in a finite aperture system was analyzed to measure the path mean refractive turbulence along the line of sight. The results of this analysis show that the path average refractive turbulence can be accurately measured even in saturated form, provided that appropriate corrections are made to the measured log-amplitude dispersion of light scintillation. These results show that it is feasible to design a finite aperture system to measure path average refractive turbulence at distances up to 2.5 km using a 152 mm delivery and receiving aperture.
[0016]
The saturation effect of log-amplitude dispersion is that as the turbulence increases, the measured dispersion deviates from the prediction by first order theory. However, in the slight saturation region, if the correction is given based on the saturation curve of the finite aperture system, the measured dispersion will still help to obtain the path average turbulence intensity.
[0017]
The correction of the primary log-amplitude variable involves a number of parameters as defined below.
[0018]
σ_X ²= Logarithm-amplitude dispersion
u = normalized path length
W (u) = path weighting function (ie, the contribution at different positions of the path)
y = normalized wave number of atmospheric turbulence
dy = normalized wave number differential increment
g = defined in equation (3)
σ_T ²= Theoretical prediction of wake scattering
k = light source wave number
L = path length
C_n ²= Atmospheric turbulent refraction structure constant
α_t= Transmitter diameter normalized to Fresnel dimensions
α_r= Receiver diameter normalized to Fresnel dimensions
σ_D ²= Logarithm-amplitude dispersion of finite transmitter and receiver with aperture D in weak turbulence region
f_c= Bandpass filter center frequency
J₁= First-order Bessel function of first order
Based on the previous analysis, the first-order log-amplitude dispersion function is given by:
[0019]
[Expression 1]

[0020]
The saturation region may be defined as a region of strong turbulence. In strong turbulence, the difference between the primary log-amplitude dispersion and the corrected log-amplitude dispersion is an exponential term in equation (3).
[0021]
In equations (2)-(4),
[0022]
[Expression 2]

[0023]
Is the logarithm-amplitude dispersion predicted weak scatter for point sources and receivers, α_rAnd α_tAre the receiver and transmitter diameters normalized to the Fresnel band for that optical path, respectively.₁Is a first-order Bessel function of the first kind. Equation (3) differs from the first-order scattering theory only by the exponential term. Weak turbulence (σ_T ²In the case of << 1), this term can therefore be ignored. Although the precise division between weak turbulence and saturated can be somewhat subjective, for the purposes of this invention, strong turbulence or saturated is σ_T ²May be considered to be a state when is greater than 0.02.
[0024]
In one broad aspect, the present invention may be considered to be a method for determining in real time wake vortex atmospheric turbulence generated by an aircraft, averaged temporally and spatially: Generating an infrared light signal; preferably collimating the infrared light signal using an optical collimator having a size of about 0.25 m or less; and the collimated optical signal is longer than 1 km through the atmosphere. Transmitting over a distance; receiving the transmitted optical signal, and preferably focusing the transmitted optical signal onto a photodetector using a focusing device having a size of about 0.25 m or less, thereby receiving analog Generating a signal; converting the received analog signal to a digital format to generate a received digital signal; and receiving each of the received digital signals with a predetermined digital threshold level. The data output signal is generated only for those received digital signals that are at least as large as the predetermined digital threshold level, and the path average logarithmic amplitude variance of the data output signal is calculated. Providing an atmospheric turbulent refractive structure constant. The necessary conversions and calculations are accomplished by first digitally correcting the data signal for saturation effects on light scintillation induced by atmospheric turbulence. The measured atmospheric turbulence may come from wake vortices generated by the aircraft, weather conditions or other sources of atmospheric turbulence.
[0025]
In a preferred implementation of this method, the optical signal is collimated using an optical collimator having a size of about 0.15 m or less and focused using a focusing device having a size of about 0.15 m or less. The collimated optical signal is preferably transmitted over a distance greater than 2 km via the atmosphere.
[0026]
In another broad aspect, the present invention may be considered as an optical scintillometer that provides an output corrected for atmospheric turbulence: an infrared light source and an optical collimating means, preferably about 2.5 m or less in size. An optical receiver assembly including: an optical transmitter assembly including: an optical focusing means positioned at a distance greater than 1 km from the optical transmitter assembly, preferably about 0.25 m in size; and an infrared photodetector for generating a received signal; Analog-to-digital conversion means for converting the received signal from an analog format to a digitized format, and the digitized received signal is compared with a predetermined digital threshold level. A comparator for generating a data output therefrom only if it is at least as large as the threshold signal Compensated for refractive turbulence, including a stage and a mean square determination and signal averaging means coupled to the comparator means to receive an output processed from the comparator means to provide an atmospheric turbulent refractive structure constant And signal processing means for generating atmospheric turbulent refractive structural constants. When measuring the wake vortex generated by an aircraft, this constant is the mechanical impulse generated by the wake vortex.
[0027]
The optical scintillometer according to the present invention preferably comprises digital saturation effect compensation means for correcting the data output against the saturation effect caused by atmospheric turbulence. This digital saturation effect compensation means corrects the data output for the dispersion from the primary logarithmic amplitude measurement of scintillation intensity due to refractive turbulence. That is, the digital saturation effect compensation means corrects the data output for the dispersion of the refractive turbulence from the proportionality of the scintillation measurement value to the logarithmic amplitude.
[0028]
In the optical scintillometer according to the present invention, both the optical collimating means and the optical focusing means are usually formed from concave mirrors each having a diameter of about 0.25 m or less. Each is preferably about 0.15 m or less in diameter. The optical transmitter assembly and the optical receiver assembly are preferably placed at a distance of at least 2 km from each other.
[0029]
In yet another broad aspect, the invention provides a path between an optical transmitter and an optical receiver that provides an analog data output and provides an atmospheric turbulent refractive structure constant using a signal processor that includes a mean square and averaging circuit. It may be considered an improvement in the scintillometer for measuring the path average atmospheric turbulence intensity along. This improvement consists of an analog-to-digital converter that digitizes the analog data output from the receiver and a digital that corrects the digital data output from the receiver for dispersion from the first logarithmic amplitude measurement of scintillation intensity due to refractive turbulence. It consists of a saturation effect compensation means. Comparator means compares the digital signal from the receiver with a predetermined threshold level and outputs data in response only to the digital signal from the receiver that is at least as large as the digital threshold level. Is given to the root mean square and averaging circuit.
[0030]
[Description of Method and Examples]
The present invention will be described more clearly and specifically with reference to the accompanying drawings.
[0031]
Weak scattering prediction variance σ for finite aperture_D ²Logarithm-amplitude dispersion σ as a function of (ignore exponent term in equation (3))_X ²In FIG. 1, D = 0.15 m, C_n ²= 10^-12m^-2/3And plots for various path lengths from 0.5 km to 2.5 km. Various C_n ²For the value, the result is very close to that of FIG._X ²And σ_D ²Can be expressed as equation (6) or equation (7). The atmospheric turbulent refractive structure constant can thus be obtained as in equation (8).
[0032]
[Equation 3]

[0033]
The received scintillometer signal is processed using these formulas with correction of the measured log-amplitude dispersion to obtain refractive turbulence even in the saturation region. Saturation type or region is σ_T ²It may be considered that the atmospheric condition exists when is greater than 0.02. The saturation region is σ_T ²Is distinguished from the primary region, which is a region of 0.02 or less. For an equal transmitter and receiver aperture of 0.15 m, the system is (C_n ²= 10^-12m^-2/3On the other hand, the path average refractive turbulence can be measured up to 2.5 km.
[0034]
FIG. 2 shows the refractive turbulence index C obtained by prior art scintillometers with 10 cm and 20 cm apertures._n ²Represents a comparison of Solid lines are theoretical predictions. + Is an experimental result. FIG. 2 shows the actual measured C of two different sets of equal transmitter and receiver apertures along the 1012m path._n ²A comparison of is shown. Saturation effects were observed from the results for the small aperture (D = 10 cm) system (shown in dashed lines) when compared to the results for the large aperture (D = 20 cm) system. The theoretical results for these parameters are shown as solid curves in FIG. The calculated results agree very well with the experimental results (indicated by +).
[0035]
The scintillometer of the present invention can also detect wake vortices generated by an aircraft in the vicinity of an airfield takeoff and landing zone. Measured turbulence intensity C when the scintillometer is placed near the runway_nCan be used to deduct the mechanical impulse I of the wake vortex generated by the aircraft as follows:
[0036]
[Expression 4]

[0037]
The measured mechanical impulse provides an excellent indicator of the presence, persistence and strength of the wake vortex generated by the aircraft. The scintillometer has the capability of unattended operation for continuous data collection in real time. With simultaneous measurements of crosswinds, the sensor could even predict the arrival time of wake vortices generated by aircraft that blow off from a nearby runway. This instrument is small and simple to be installed for real-time continuous unattended operation.
[0038]
Realizing equations (7), (8) and (9) using analog circuitry is very difficult if not impossible. In accordance with the present invention, digital signals are used to implement equations (7), (8), and (9) to measure path-integrated turbulence intensity and wake vortices generated by the aircraft in real time. A processing unit is designed.
[0039]
FIG. 3 is a block diagram of an extended range optical scintillometer 100 with disturbance protection that provides a corrected output for atmospheric refractive turbulence. This expanded range scintillometer 100 includes an LED transmitter modulator 12, a transmitter optical assembly 14, a receiver optical assembly 16, a photodiode 18 including a preamplifier for the photodiode 18, and a signal processing unit 20. Including.
[0040]
Transmitter modulator 12
In order to minimize the effects of ambient light, the transmitter LED 22 is connected to the frequency f generated by the transmitter modulator 12._mModulated with. This modulation frequency should be higher than that of the scintillation signal. Under normal atmospheric conditions, the scintillation frequency is below a few hundred hertz. Therefore, a modulation frequency of about 10 kHz is appropriate.
[0041]
FIG. 4 is a circuit diagram of a transmitter modulator 12 designed for use with both AC and DC power. Descriptions of the components shown, values and corresponding drawing reference numbers are shown in Table 1. The relay K1 controls the automatic selection of AC or DC power. The red LED D2 illuminates when DC power (only) is available. The green LED D3 illuminates when AC, or AC and DC power is available. Voltage regulator U2 provides stable 8V power for the rest of the circuit. Oscillator U1 provides a 10 kHz square wave. This is buffered by amplifier U3 and provides a modulation signal for transistor Q1 to drive transmitter LED 22 with the output on line 13. The switch 10 selects between four different power levels for the transmitter LED 22. The output power level is selected in proportion to the path length.
[0042]
Transmitter optical assembly 14
Infrared light emitted from the infrared LED (light emitting diode) 22 is collimated using a 152 mm concave mirror 24 having a focal length of 300 mm shown in FIG. The glass plate 21 is used to hold the LED 22 at the focal point of the mirror 24 and seal the unit from dust and the like.
[0043]
Unlike lasers, infrared LEDs are partially coherent light sources. Only through the use of partially coherent finite aperture systems as described herein can the linear range of the system be extended while avoiding saturation.
[0044]
Receiver optical assembly 16 and photodiode and preamplifier 18The infrared light emitted from the transmitter 14 is collected using a 152 mm concave mirror 23 having a focal length of 300 mm. The glass plate panel 25 is used to hold the photodiode 18 at the focal point of the mirror 23 and seal the unit from dust and the like. The photodiode 18 is mounted on a miniaturized printed circuit board along with a preamplifier that amplifies the received signal for data processing.
[0045]
Signal processing unit 20
The signal processing unit includes an analog part and a digital part. The analog portion is shown in FIGS. The proposed component descriptions, values, and corresponding drawing reference numbers for the components shown in FIGS. 5 and 6 are shown in Table 2. The digital microprocessor section is shown in FIGS. The proposed component descriptions, values, and corresponding drawing reference numbers for the components shown in FIGS. 7, 8 and 9 are shown in Table 3. FIG. 10 shows a flowchart of algorithm software in the digital microprocessor.
[0046]
As shown in FIG. 5, the received analog signal from receiver 16 enters signal processor 20 on line 26 and passes through buffer amplifier U1: B to drive the two parallel stages. The signal on line 30 to the first stage is demodulated and normalized by automatic gain control (AGC) logic circuit U2. This ensures that LED aging that changes the received light intensity, dust or water droplets on the glass plate, and unwanted contamination caused by atmospheric fog or haze do not affect the measurement. The signal from AGC circuit U2 then passes through buffer amplifier circuit U1: C. The output on line 32 is then subjected to further signal processing. The signal on line 31 to the other stage passes through the root mean square (RMS) circuit U3 and buffer amplifier circuit U1: D to obtain the signal level of the signal CX modulated on line 33 for further processing. .
[0047]
In FIG. 6, the signal on line 32 then passes through a bandpass filter 35 (BPF) that includes IC chips U7: A, U7: B and U7: C to clean up the signal. The purpose of the BPF 35 is to remove background noise outside the band of interest that is about 1 to 400 Hz. This signal then passes through a logarithmic amplifier 37 consisting of IC chips U9 and U8 to obtain Log (S) on line 34 for further signal processing.
[0048]
The analog-to-digital (A / D) converter part 39 and the microprocessor part 41 of the signal processor 20 shown in FIG. 3 are schematically shown in FIGS. As shown in FIG. 7, the 8-bit microcontroller U2 connects to a “watchdog” timer and reset generator U1, a data bus transceiver U4, two address latch / bus drivers U5 and U6, and an RS232 level shifter U20. Is done. As shown in FIG. 8, a 12-bit bipolar analog-to-digital converter U12 is connected to a sample and hold stage U13 and a 16-channel single-ended analog multiplexer (MUX) U14. FIG. 9 schematically illustrates an address bank decoder U8 used to select a 16kx8 static RAM U10, a 16kx8 EPROM U11, an A / D converter U12, or a parallel interface adapter U17 connected to a 16 keypad and LCD display module. Show.
[0049]
The signals on lines 33 and 34 are digitized by A / D converter section 39. The digitized data is then stored in the memory portion of the microprocessor 41 for algorithm implementation.
[0050]
A flowchart of this algorithm is shown in FIG. The digitized signal Log (S) on line 34 is sent via an arithmetic operation to convert the log signal to a linear signal S. The analog multiplexer U14 first selects the CX channel, and the analog-digital conversion IC chip U12 digitizes the CX signal. The digitized signal CX from line 32 passes through a microcontroller U2 that performs the comparison function. If the signal is below a preset threshold level Th, the data is discarded and the system waits for the next data. If CX is greater than the threshold level Th, the data S passes through the root mean square (RMS) and average (AVG) operations performed by the microcontroller U2, and σ_X ²Get. σ_X ²Then σ through equation (7)_D ²Can be converted to The final output of the scintillometer is the standard RS232 interface shown in FIG. Using the optical element diameter D and path length L as input parameters, path average atmospheric refraction turbulence structure constant C_n ²Can be obtained from equation (8) and appear on line 43 at the output of RS232 transceiver U20. The value of I obtained from equation (9) is generated as a separate field in the same data string and also appears on the same output line 43 from the RS232 transceiver U20.
[0051]
A microprocessor controller with a keypad and LCD display coupled to the transmit and receive ports of the RS232 transceiver U20 may be used for the user interface. Numeric keypads are very convenient for changing system parameters and display characteristics. By adding a digital processing unit, the system flexibility in field operation is greatly improved. The main advantage of the RS232 interface is that it can be easily connected to any PC, portable or desktop computer. Therefore, real time data can be easily stored in the hard disk or floppy disk of the PC. In addition, sophisticated graphics and data statistics can be displayed on the CRT screen and / or printer.
[0052]
A very important aspect of the invention is the digitization of the signal prior to comparison with the threshold signal. Since the digital signal is compared to the threshold signal level, the invalid signal input is removed from the RMS and --G circuits by the comparator. Such signal rejection ensures the quality of the data used to calculate the refractive turbulence intensity in the presence of infrared beam interference. This system is therefore different from prior art systems that use analog inputs to the RMS and AVG circuits.
[0053]
Once the signal is digitized, the signal strength CX is compared with a preset threshold. If CX is below the threshold, the data is discarded. This test is important for data processing. If the light path is obstructed by moving vehicles, pedestrians, aircraft, etc., the data is not used for processing to protect the quality of the output measurements. Analog systems typically require several seconds to recover from a visually obscuring obstacle on the path. In contrast, the digital system of the present invention shown and described requires only a few seconds after the disturbance to recover. Thus, the scintillometer 100 can be installed across a highway, runway or passage without compromising instrument performance.
[0054]
Furthermore, it is very difficult, if not impossible, to realize equations (7), (8) and (9) via analog means. Therefore, prior art analog systems cannot be used in saturation, and therefore their effective path length is limited to less than 1 km. However, the extended range optical scintillometer 100 of the present invention can easily implement equations (7), (8), and (9) via the digital microprocessor 41, thus providing an effective path length of at least 2.5 km. It can be expanded up to 10 km in some cases.
[0055]
Since the optical scintillometer 100 according to the present invention corrects for refractive turbulence, it has numerous commercial and military applications. For example, it can be placed near an airfield runway. Since data generated by moving objects such as aircraft is excluded from the calculation process, it is even possible to transmit rays across the runway on which the aircraft takes off and landing. Thus using this system to detect and signal the presence of dangerous air turbulence conditions such as wake vortex conditions generated by wind shear or jumbo jets that could endanger the lives of nearby passengers and aircraft crew Can do.
[0056]
Unlike scintillometers that process analog data, the recovery time for a scintillometer according to the present invention is almost immediate. That is, digitized signals that do not meet the threshold are immediately recognized as invalid and rejected, so they are never included in the processing performed by the RMS and AVG converters. Therefore, they do not contaminate the effective signal or contribute to the degradation of the effective signal.
[0057]
Unlike prior art scintillometers with an effective path length of less than 1 km, the logarithm-amplitude dispersion σ of the finite transmitter and receiver in the weak turbulence region, even in the saturated type_D ²Can be calculated according to equation (7) using the method and apparatus of the present invention. From there, the turbulent refractive structure constant C_n ²Is calculated from equation (8) and the wake vortex dynamic impulse I is calculated from equation (9). Thus, the present invention measures turbulence intensity even in the non-linear region. This increases the effective path length of the scintillometer according to the invention from less than 1 km to at least 2.5 km and in some cases to about 10 km. By setting a threshold for the mechanical impulse I, the system can clearly indicate the presence and persistence of the wake vortex. Such a threshold can be used to generate an audible or visual alarm.
[0058]
The optical scintillometer of the present invention is an excellent sensor for detecting a wake vortex generated by an aircraft in the vicinity of a takeoff and landing zone. With simultaneous measurements of crosswind and turbulence, the sensor could even predict the arrival times of wake vortices generated by aircraft that are blowing from nearby runways. With two scintillometers across the runway, the measurements are even more typical. In addition, crosswind convergence and divergence can be obtained to provide an indication of the presence of a downdraft along the runway.
[0059]
Of course, many variations and modifications of this invention will be readily apparent to those familiar with scintillometers. Accordingly, the scope of the invention should not be construed as limited to the specific examples and implementations of implementations of the illustrated and described methods.
[0060]
[Table 2]

[0061]
[Table 3]

[0062]
[Table 4]

[0063]
[Table 5]

[0064]
[Table 6]

[0065]
[Table 7]

[Brief description of the drawings]
FIG. 1 D = 0.15 m and C_n ²= 10^-12m^-2/3As follows: Weak scattering logarithm-amplitude dispersion σ for various path lengths from 0.5 km to 2.5 km_D ²Logarithm-amplitude dispersion for_X ²FIG.
FIG. 2 shows a solid curve and a broken line, respectively, a theoretical prediction with correction for saturation and a theoretical prediction without correction for saturation according to equations (1) to (3), respectively, and the experimental result is + Refractive turbulence index C obtained with the 10 cm and 20 cm aperture scintillometers shown_n ²It is a figure which shows comparison of these.
FIG. 3 is a block diagram of an extended range optical scintillometer with disturbance protection for measuring aircraft wake vortex refraction turbulence.
FIG. 4 is a schematic diagram of the transmitter shown in FIG. 3;
FIG. 5 is a schematic diagram of an analog portion of the signal processor shown in FIG. 3;
6 is a schematic diagram of the remaining portion of the analog portion of the signal processor shown in FIG. 3;
7 is a schematic diagram of a portion of the digital portion of the signal processor shown in FIG.
8 is a schematic diagram of a further portion of the digital portion of the signal processor shown in FIG.
FIG. 9 is a schematic diagram of the remaining portion of the digital portion of the signal processor shown in FIG. 3;
FIG. 10 is a flow chart showing selective testing of data in accordance with the method of the present invention.
[Explanation of symbols]
12 Transmitter modulator
14 Transmitter optical assembly
16 Receiver optical assembly
18 Photodiode
20 Signal processing unit
21 Glass plate
22 Infrared light emitting diode
23 concave mirror
24 concave mirror
25 glass plate
26 lines
30 lines
31 lines
32 lines
33 lines
34 lines
35 Bandpass filter
37 logarithmic amplifier
39 Analog-to-digital converter
41 Microprocessor
43 Output line
100 optical scintillometer
U1: B buffer amplifier
U1: C buffer amplifier circuit
U1: D buffer amplifier circuit
U2 Automatic gain control (AGC) logic circuit
U3 root mean square (RMS) circuit

Claims (8)

A method for determining in real time a temporally and spatially averaged wake vortex flow comprising:
Generating an infrared light signal;
Partially collimating the infrared light signal using an optical collimator;
Transmitting the collimated optical signal through the atmosphere;
Receiving the transmitted optical signal and focusing the transmitted optical signal on a photodetector using a focusing device, thereby generating a received analog signal;
Converting the received analog signal into a digital format to generate a received digital signal;
Each of the received digital signals is compared with a predetermined digital threshold level and a data output signal is generated only for those received digital signals that are at least as large as the predetermined digital threshold level Step to
Implementing a temporally and spatially averaged wake vortex flow comprising calculating a path average log amplitude variance of the data output signal to provide a mechanical impulse of the wake vortex generated by the aircraft. How to decide on time. The method of claim 1, further comprising digitally correcting the data signal for saturation effects on light scintillation induced by wake vortex turbulence generated by an aircraft. The method of claim 1, further comprising transmitting the collimated optical signal to the photodetector over a distance greater than 1 km via the atmosphere. A method for determining temporally and spatially averaged atmospheric turbulence in real time, comprising:
Generating an infrared light signal;
Partially collimating the infrared light signal using an optical collimator;
Transmitting the collimated optical signal through a distance over a distance greater than 1 km;
Receiving the transmitted optical signal and focusing the transmitted optical signal on a photodetector using a focusing device, thereby generating a received analog signal;
Converting the received analog signal into a digital format to generate a received digital signal;
Each of the received digital signals is compared with a predetermined digital threshold level and a data output signal is generated only for those received digital signals that are at least as large as the predetermined digital threshold level Step to
Calculating real-time and spatially averaged atmospheric turbulence comprising calculating a path average log amplitude variance of the data output signal to provide a refractive structure constant of atmospheric turbulence intensity. An optical scintillometer that provides a corrected output for wake vortex air turbulence generated by an aircraft,
An optical transmitter assembly including an infrared light source and optical collimating means;
An optical receiver assembly disposed remotely from the optical transmitter assembly and including optical focusing means and an infrared photodetector for generating a received signal;
Signal processing means for generating atmospheric turbulent refractive structure constants compensated for refractive turbulence, said signal processing means for analog-to-digital conversion for converting said received signal from analog to digitized form Means for comparing the digitized received signal with a predetermined digital threshold level and only outputting a data output signal if the digitized received signal is at least as large as the threshold signal. An aircraft comprising: comparator means for generating; and a mean square determination and signal averaging means coupled to said comparator means for receiving an output from said comparator means processed to provide a wake vortex dynamic impulse An optical scintillometer that provides corrected output for wake vortex air turbulence generated by the 6. The optical scintillometer according to claim 5, further comprising a digital saturation effect compensation means for correcting the data output for a saturation effect caused by wake vortex air turbulence. An optical scintillometer that provides a corrected output for air turbulence,
An optical transmitter assembly including an infrared light source and optical collimating means;
An optical receiver assembly positioned at a distance greater than 1 km from the optical transmitter assembly and comprising optical focusing means and an infrared photodetector for generating a received signal;
Signal processing means for generating atmospheric turbulent refractive structure constant compensated for refractive turbulence, said signal processing means for analog-to-digital conversion for converting said received signal from analog to digitized form Means for comparing the digitized received signal with a predetermined digital threshold level and only outputting a data output signal if the digitized received signal is at least as large as the threshold signal. Comparator means for generating, and a mean square determination and signal averaging means coupled to the comparator means for receiving an output from the comparator means that is processed to provide the atmospheric turbulent refractive structure constant. An optical scintillometer that provides a corrected output for air turbulence. The optical scintillometer according to claim 7, further characterized in that both said optical collimating means and said optical focusing means are concave mirrors each having a diameter of about 0.15 m or less.

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