JP3815396B2

JP3815396B2 - Series DC constant voltage circuit with overvoltage protection function

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Publication number: JP3815396B2
Application number: JP2002229118A
Authority: JP
Inventors: 邦彦後藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-08-06
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2006-08-30
Anticipated expiration: 2022-08-06
Also published as: JP2004070666A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非安定直流電源と負荷との間に電流制御素子を直列に挿入し、負荷電流の変動にも関わらず負荷に一定電圧を供給するいわゆるシリーズ型直流定電圧回路に関し、特に出力端子に過電圧が加わった場合に定電圧回路内の回路素子を破壊から防止する機能を備えた過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
商用周波数電源より安定した直流電源を得るためには、まず交流電圧を整流平滑して非安定直流電圧を生成し、次にまだ残っているリプル電圧成分を取り除いて変動の少ない直流電圧を生成する直流定電圧回路が用いられる。こうした直流定電圧回路としては、多少効率は良くないものの回路構成が簡単で手軽なシリーズ型と呼ばれる定電圧回路が広く採用されている。このシリーズ型の定電圧回路は、トランジスタなどの電流制御素子を、まだ安定化されていない直流電源と負荷との間に直列に挿入し、挿入したトランジスタの電流制御作用によって負荷に一定の直流電圧を供給するものである。
【０００３】
図５は、このようなシリーズ型直流定電圧回路の代表的回路構成を示したものである。この回路は、出力電圧を一定に保つと共に、負荷の過電流を制限して定電圧回路内の回路素子を破壊から防止する過電流防止機能をも備えている。以下、図５に示す回路の構成と動作について説明し、出力端子に過電圧が加わった場合の問題点を説明する。
【０００４】
図示しない商用周波数電源を整流して得られた、まだ安定化されていない直流電圧は、電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤとの間に加えられる。安定化された出力電圧Ｖoutは、出力ノードＮoutと接地ノードＧＮＤとの間に得られる。電源ノードＶddと出力ノードＮoutとの間には、電源ノードＶdd側より出力電流制御用ＮＰＮトランジスタ（以下、単に出力トランジスタという）Ｔr1と抵抗Ｒ１とが直列に接続して挿入されている。出力トランジスタＴr１は、そのベースに供給されるベース電流Ｉb1によりそのエミッタ電流が制御される。これにより出力ノードＮoutより負荷に供給される負荷電流（定電圧回路の出力電流でもあり、また出力トランジスタＴr1のエミッタ電流でもある）Ｉlが制御される。抵抗Ｒ１は負荷電流の値を電圧値に変換して検出する負荷電流検出用抵抗である。
【０００５】
出力トランジスタＴr１のベース電流Ｉb1は、一端が電源ノードＶddに接続された定電流源Ｉdｄから供給される。定電流源Ｉdｄから供給された定電流Ｉdは、出力トランジスタＴr１にベース電流Ｉb1を供給するとともに、その一部はＰＮＰトランジスタＴr３のコレクタ電流Ｉc3となって接地ノードＧＮＤにバイパスされる。図中のトランジスタＴr2がＯＦＦしている状態を考えると次の関係が成立している。
Ｉd ＝Ｉb1 ＋Ｉc3 （１）式
【０００６】
従って、トランジスタＴr3のコレクタ電流Ｉc3の値が大きくなれば、出力トランジスタＴr１のベース電流Ｉb1が減少して負荷電流Ｉlは減少し、逆にコレクタ電流Ｉc3の値が小さくなれば、ベース電流Ｉb1が増加して負荷電流Ｉlは増加する。即ち、トランジスタＴr3のコレクタ電流Ｉc3を制御することで、負荷電流Ｉlの値を制御することができる。
【０００７】
トランジスタＴr３は、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流を電流増幅する役割を果たす電流増幅用トランジスタで、そのコレクタ電流Ｉc3は、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流によりベース電流Ｉb3を制御することで制御される。誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、バンドギャップ基準電圧回路に代表される基準電圧生成回路１の基準電圧Ｖsが入力される。また、反転入力端子には、出力ノードＮoutの電圧（定電圧回路の出力電圧）を抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧した帰還電圧Ｖfが入力される。
【０００８】
このような回路構成の下で、負荷変動により帰還電圧Ｖfが基準電圧Ｖsより低くなると、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流（通常の動作状態では、誤差増幅器ＯＰ１には常に電流が流入している）、即ち、トランジスタＴr3のベース電流Ｉb3が減少してコレクタ電流Ｉc3も減少する。これにより前記（１）式に従い、出力トランジスタＴr１のベース電流Ｉb1は増加し負荷電流Ｉlが増加する。その結果、出力電圧Ｖoutは上昇を始め、帰還電圧Ｖfも上昇する。
【０００９】
逆に、負荷変動により帰還電圧Ｖfが基準電圧Ｖsより高くなると、上記とは逆に誤差増幅器ＯＰ１の出力電流、即ち、電流増幅用のトランジスタＴr3のベース電流Ｉb3が増加してコレクタ電流Ｉc3も増加するため、出力トランジスタＴr1のベース電流Ｉb1は逆に減少して負荷電流Ｉlも減少する。その結果、出力電圧Ｖoutは減少し、帰還電圧Ｖfも下降する。
【００１０】
このような動作の結果、帰還電圧Ｖfは常に基準電圧Ｖsに等しくなるように制御される。帰還電圧Ｖfが基準電圧Ｖsに等しくなるように制御された場合、出力電圧Ｖoutは、次式で計算される一定値に維持される。
Ｖout ＝Ｖs・（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３（２）式
【００１１】
ＮＰＮトランジスタＴr2は、負荷短絡等により負荷に過電流が流れる場合に、出力トランジスタＴr１を破壊から防止するための過電流防止用トランジスタである。負荷が短絡等して過電流が流れた場合には、抵抗Ｒ１の両端の電圧が上昇し、その両端に接続されたトランジスタＴr2のベース−エミッタ間が順方向に大きくバイアスされる。これによりトランジスタＴr2が導通し、出力トランジスタＴr1のベース電流Ｉb1の大部分をトランジスタＴr2を通って出力ノードＮoutにバイパスする。従って、出力トランジスタＴr1のベース電流Ｉb1の増加が抑えられ、結果として出力トランジスタＴr1のエミッタ電流ＩlはトランジスタＴr1の電流許容値内に制限されることとなり、出力トランジスタＴr1は過電流による破壊から免れる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した従来の直流定電圧回路は、出力ノードＮoutが、例えば高電圧の電源ノードＶddに接触した場合には問題がある。電源ノードＶddの電圧は、出力ノードＮoutの電圧よりも高い。この高い電圧が出力ノードＮoutに加わると、帰還電圧Ｖfは基準電圧Ｖsより大幅に高くなる。このため誤差増幅器ＯＰ１の出力電流はマイナス側に大幅に振れ、トランジスタＴr3のベース電流Ｉb3が増加してトランジスタＴr3のコレクタ電流Ｉc3を増加させる方向に作用する。
【００１３】
すると図５中の一点鎖線で示したように、出力ノードＮoutに接触した高電圧源から出力ノードＮout、抵抗Ｒ１、トランジスタＴr2のベース−コレクタ間ＰＮ接合、導通状態にあるトランジスタＴr３を通って、電流Ｉovが接地ノードＧＮＤに流れる。この電流経路の中で、流れる電流Ｉovを制限する働きをするのは、負荷電流検出用の低抵抗Ｒ１のみである。このため電流Ｉovは大電流となって、トランジスタＴr２、Ｔr３を破壊に至らしめる。
【００１４】
このように、出力ノードＮoutが電源ノードＶdd等の高電圧配線と接触した場合に、内部の回路素子の破壊を防止する方法としては、図６に示すように定電流源ＩdｄとトランジスタＴr3のエミッタとの相互接続ノードＮ１と、出力トランジスタＴr1のベースとの間にダイオードＤ１を、アノードをノードＮ１側にして挿入する方法がある。このようにダイオードＤ１を挿入すれば、出力ノードＮoutが高電圧配線に接触した場合、過電流ＩovはダイオードＤ１により阻止されるため、トランジスタＴr２、Ｔr３は破壊から免れる。
【００１５】
しかしながら、このダイオードＤ１を挿入することは、出力トランジスタＴr１がリニア領域で動作するために最小限必要とされるコレクタ−エミッタ間電圧が、ダイオードＤ１の順方向電圧降下分だけ上昇することを意味し、定電圧回路の出力電圧の最大定格値がその分だけ低下する逆効果を生む。
【００１６】
本発明は、かかる事情から案出されたもので、定電圧回路の出力端子が高電圧配線に接触した場合においても、出力電圧の最大定格値を下げることもなく内部のトランジスタ等の回路素子の破壊を防ぐことのできる過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、
前記誤差増幅器の出力端と前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路である。
【００１８】
このような回路構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとエミッタにはほぼ同じ電圧が加わることとなるため、電流増幅用ＰＮＰトランジスタはベース電流が流れずコレクタ電流はＯＦＦする。従って、出力ノードから電流検出用抵抗、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタを経由して接地ノードに流れる電流経路が遮断される。この結果、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタは破壊を免れる。また出力ノードから追加したダイオードを経由して誤差増幅器の出力に流れ込む電流は、誤差増幅器の出力端に接続した電流制限用抵抗により電流値が制限されるので、誤差増幅器が被害を受けることもない。
【００１９】
請求項２に記載の発明は、非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と前記誤差増幅器の非反転入力端子との間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記誤差増幅器の非反転入力端子との間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路である。
【００２０】
このような回路構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、出力ノードから追加したダイオードを経由して誤差増幅器の非反転入力端子に高電圧が加わるため、誤差増幅器の出力はプラス側の飽和出力となる。誤差増幅器も非安定直流電源より電源供給を受けているため、このプラス側の飽和出力電圧は、ほぼ非安定直流電源電圧に等しい。従って、電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとエミッタにはほぼ同じ電圧が加わることとなるため、電流増幅用ＰＮＰトランジスタはベース電流が流れずコレクタ電流はＯＦＦする。
【００２１】
これにより、出力ノードから電流検出用抵抗、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタを経由して接地ノードに流れる電流経路が遮断される。この結果、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタは破壊を免れる。また出力ノードから追加したダイオードを経由して基準電圧生成回路に流れ込む電流は、基準電圧生成回路の出力端に接続した電流制限用抵抗により電流値が制限されるので、基準電圧生成回路が被害を受けることもない。更に、誤差増幅器の非反転入力端子には、非安定直流電源電圧にほぼ等し電圧が加わることとなるが、誤差増幅器は非安定直流電源から電源供給を受けており、且つその入力インピーダンスは高く設計されているので、非安定直流電源電圧にほぼ等しい電圧の印加により、その入力部が被害を受けることもない。
【００２２】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路において、前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタを取り除き、代わりに前記誤差増幅器の出力端子を前記定電流源と前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタとの相互接続点に接続したことを特徴とするものである。
【００２３】
このように構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、前記請求項２に記載の発明の場合と同様の理由により、基準電圧生成回路の出力部や誤差増幅器の非反転入力部が破壊を受けることはない。また誤差増幅器の出力には、非安定直流電源電圧にほぼ等しい電圧が加わることとなるが、誤差増幅器は非反転入力端子に高電圧が加わることにより出力がプラス側の飽和出力となる。この場合も誤差増幅器は非安定直流電源より電源供給を受けているので、このプラス側飽和出力のときに非安定直流電源電圧が出力端に加わったとしても、出力部が被害を受けることはない。
【００２４】
請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３の何れかに記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路であって、前記定電流源を固定抵抗に置き換えたことを特徴とするものである。
【００２５】
このような回路構成とすれば、前述した請求項１ないし３の場合と同様の理由により、定電圧回路内の回路素子が破壊を受けることはない。加えて、定電流回路を抵抗に置き換えれば、回路構成が簡単になる利点がある。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を実施例にもとづき図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００２７】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００２８】
図１が図５と相違する点は、次の２点である。
第１点は、出力ノードＮoutと電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベースとの間に、アノードを出力ノードＮout側にしてダイオードＤ２を追加接続した点である。第２点は、誤差増幅器ＯＰ１の出力端子と電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベースとの間に抵抗Ｒ４を追加挿入した点である。
【００２９】
このような回路構成の下で、出力ノードＮoutが非安定直流電圧が加わっている電源ノードＶddに接触した場合を考える。この場合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース電圧は、出力ノードＮoutの電圧からダイオードＤ２の順方向電圧降下を差し引いた電圧となる。
【００３０】
一方、非安定直流電圧は出力ノードＮoutの電圧（定電圧回路の出力電圧）よりも高い電圧であるので、接触した高電圧配線より出力ノードＮout、電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2のベース−コレクタ間のＰＮ接合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3を経由して接地ノードに電流が流れようとする。この場合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のエミッタの電圧は、出力ノードＮoutの電圧から過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2のベース−コレクタ間のＰＮ接合の順方向電圧降下と電流検出用抵抗Ｒ１の電圧降下を引いた電圧となる。この電圧は、前述した電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース電圧と同じ乃至は僅かに低い電圧である。従って、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース−エミッタ間は逆バイアスとなりベース電流は流れない。これにより、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3はＯＦＦするので、出力ノードＮoutから電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3を通って接地ノードＧＮＤに流れる電流経路が遮断される。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3が破壊されることはない。
【００３１】
他方、出力ノードＮoutが高電圧配線に接触した場合、帰還電圧Ｖfが通常より高くなるため、誤差増幅器ＯＰ１の出力は通常よりも大きな電流を吸引しようとする。従って、出力ノードＮout、追加したダイオードＤ２を経由した電流が誤差増幅器ＯＰ１の出力端に流れ込もうとする。しかし、本実施形態の場合は誤差増幅器ＯＰ１の出力端に電流制限用抵抗Ｒ４が新たに追加してある。従って、誤差増幅器ＯＰ１の出力端に流入する電流は、この抵抗Ｒ４によって許容値内に制限されるので、誤差増幅器ＯＰ１の出力部が被害を受けることもない。
このように、本実施形態の場合には、出力ノードＮoutが非安定電源電圧が加わっている電源ノードＶddに接触しても、内部の回路素子が破壊されることはない。
【００３２】
以上の説明では、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触した場合について述べてきたが、本実施形態の場合は上述したように、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベースとエミッタに加わる電圧が、共に出力ノードＮoutの電圧からＰＮ接合の順方向電圧降下を引いた電圧にほぼ等しくなる。従って、本実施形態の場合は、出力ノードＮoutが電源ノードＶddの電圧よりも多少高い電圧配線に接触しても、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2及び電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3の破壊は防止される効果がある。但し、この場合において誤差増幅器ＯＰ１の破壊を防ぐには、出力ノードＮoutに加わる電圧を考慮して電流制限用抵抗Ｒ４の値を決めておく必要がある。
【００３３】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００３４】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、この場合も電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００３５】
図２が図５と相違する点は、次の２点である。
第１点は、出力ノードＮoutと誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間に、アノードを出力ノードＮout側にしてダイオードＤ３を追加接続した点である。第２点は、基準電圧生成回路１と誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間に抵抗Ｒ５を追加挿入した点である。
【００３６】
このような回路構成の下で、出力ノードＮoutが非安定直流電圧が加わっている電源ノードＶddに接触した場合を考える。誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子の電圧は、出力ノードＮoutの電圧からダイオードＤ３の順方向電圧降下を引いた値となり、この値は帰還電圧Ｖfより遥かに高い。従って誤差増幅器ＯＰ１の出力は、プラス側の飽和出力となり電流を外部に出力しようとする。
【００３７】
一方、出力ノードＮoutに接触した電源ノードＶddの配線からは、出力ノードＮout、電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2のベース−コレクタ間ＰＮ接合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース−エミッタ接合を経由して、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース電流Ｉb3を誤差増幅器ＯＰに流れ込ませようとする。即ち、誤差増幅器ＯＰ１の出力端部で、誤差増幅器ＯＰ１から流出しようとする電流と、逆に出力ノードＮoutに端を発し誤差増幅器ＯＰ１に流れ込もうとする電流とがせめぎあい、何れかの方向に電流が流れるように見える。
【００３８】
しかし、この状態を、誤差増幅器ＯＰ１の出力と電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベースとの間の接続を仮に切断したとして、その切断点から誤差増幅器ＯＰ１側、及び出力ノードＮout側を眺めた場合の開放電圧を考えてみる。すると、切断点から誤差増幅器ＯＰ１側を見た場合には、誤差増幅器ＯＰ１は電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤ間の非安定直流電源の供給を受けて動作していることから、その開放電圧は非安定直流電源の電圧Ｖddにほぼ等しい。
【００３９】
一方、前記切断点から出力ノードＮout側を眺めた場合には、その開放電圧は出力ノードＮoutと接地ノードＧＮＤ間の電圧にほぼ等しい。この電圧は、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触した場合を考えているので、非安定直流電源の電圧Ｖddに等しい。つまり、前記切断点から左右を見た回路の開放電圧は殆ど等しい。従って、前記切断点を接続しても、その接続点を通して左右に電流が流れることはない。
【００４０】
つまり、図２の回路では誤差増幅器ＯＰ１の出力から電流が流出することも、反対に流入することもない。このことは電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3のベース電流が流れないことを意味し、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3はＯＦＦしたままである。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3は、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触したことによっては破壊されることはない。
【００４１】
但し、出力ノードＮoutが電源ノードＶddの電圧よりも高電圧の配線に接触した場合には、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3に大きなベース電流が流れて、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3を通して大電流が接地ノードＧＮＤに流れ、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3が破壊されることがあり得る。
【００４２】
また、出力ノードＮoutからダイオードＤ３を通った電流が基準電圧生成回路１に流入して、基準電圧生成回路１が破壊される懸念については、基準電圧生成回路１の出力側に抵抗Ｒ５を追加接続して電流制限することで防いでいる。
【００４３】
また、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に、非安定電源電圧ＶddよりダイオードＤ３の順方向電圧降下を引いた高い電圧が加わる点については、誤差増幅器ＯＰ１が非安定電源の電圧Ｖddの供給を受けて動作していること、及び誤差増幅器ＯＰ１の入力インピーダンスは通常、非常に高いことから、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力部が破壊される恐れはない。
【００４４】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００４５】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、この場合も電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００４６】
本実施形態の図３は、従来技術の図５の変形であるが、第２の実施形態の図２と非常に良く似ている。図３が図２と相違する点は、次の２点である。
第１点は、図２における電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3を取り除いた点である。第２点は電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴr3を取り除いた後の誤差増幅器ＯＰ１の出力端子を、定電流源Ｉdｄと出力電流制御用ＮＰＮトランジスタＴr1との相互接続ノードＮ１に接続した点である。
【００４７】
第２の実施形態と同様に、出力ノードＮoutと誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間にはアノードを出力ノードＮout側にしてダイオードＤ３が追加接続されている。また基準電圧生成回路１と誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間には、同じく抵抗Ｒ５が追加挿入してある。従って、第２の実施形態の説明で述べた理由と同じ理由により、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触したとしても、基準電圧生成回路１は保護される。同様に誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力部も破壊から保護される。
【００４８】
誤差増幅器ＯＰ１の出力部についは、第２の実施形態の説明と同様に、誤差増幅器ＯＰ１の出力端子部で配線を切断して、その切断点から誤差増幅器ＯＰ１側、及び出力ノードＮout側を見た開放電圧を考えてみる。すると、切断点から誤差増幅器ＯＰ１側を見た場合、誤差増幅器ＯＰ１が電源ノードＶddと接地ノードＧＮＤ間の非安定直流電圧から電源供給を受けて動作していることから、その開放電圧は非安定直流電源の電圧Ｖddにほぼ等しい。
【００４９】
一方、前記切断点から出力ノードＮout側を見た場合の開放電圧は、出力ノードＮoutと接地ノードＧＮＤ間の電圧にほぼ等しい。この電圧は、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触した場合を考えているので、非安定電源の電圧Ｖddに等しい。つまり、前記切断点から左右を見た回路の開放電圧は殆ど等しい。従って、前記切断点を接続しても、その接続点を通して左右に電流が流れることはない。
【００５０】
つまり、出力ノードＮoutが電源ノードＶddに接触したとしても、出力ノードＮoutから電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2のベース−コレクタＰＮ間接合を通して大電流が誤差増幅器ＯＰ１に流れ込むことはない。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2、誤差増幅器ＯＰ１が破壊を受けることはない。
【００５１】
但し、本実施形態の場合も、出力ノードＮoutが電源ノードＶddの電圧よりも高電圧の配線に接触した場合には、誤差増幅器ＯＰ１の出力に大きな電流が流れ込んで、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴr2、及び誤差増幅器ＯＰ１が破壊されることはあり得る。
【００５２】
（第４の実施形態）
本実施形態は、前述した第１、第２、第３の実施形態に対応する図１、図２、図３中の定電流源Ｉdｄを固定抵抗に置き換えた実施形態である。
このような回路構成としても、前述した第１、第２、第３の実施形態の場合と同様の理由により、定電圧回路内の回路素子が破壊されることはない。加えて、定電流回路を抵抗に置き換えることにより、回路構成が簡単になる利点がある。
【００５３】
（その他の実施形態）
前述の第１、第２、第３の実施形態では、何れも定電流源Ｉdｄを使用してきた。定電流源回路としては種々の回路が知られているが、この定電流源Ｉdｄ部に図４に示すようなカレントミラー型の電流源回路を使用してもよい。
【００５４】
図４のカレントミラー型の電流源回路は、第１のＰＮＰトランジスタＴr4と第２のＰＮＰトランジスタＴr5と抵抗Ｒ６とで構成される。第１、第２のＰＮＰトランジスタＴr4、Ｔr5のエミッタは、共に電源ノードＶddに接続される。また、第１、第２のＰＮＰトランジスタＴr4、Ｔr5のベースは共通に接続された後、第１のＰＮＰトランジスタＴr4のコレクタに接続される。第１のＰＮＰトランジスタＴr4のコレクタと接地ノードＧＮＤとの間には抵抗Ｒ６が接続される。
【００５５】
第２のＰＮＰトランジスタＴr5のエミッタとベースの電圧は、第１のＰＮＰトランジスタＴr4のエミッタとベース電圧にそれぞれ等しいため、第２のＰＮＰトランジスタＴr5は、第１のＰＮＰトランジスタＴr4と同じ動作をする。従って、そのコレクタ電流は第１のＰＮＰトランジスタＴr4のコレクタ電流と等しくなる。これが、図４の回路がカレントミラー回路と呼ばれる所以でもある。
【００５６】
第１、第２のＰＮＰトランジスタＴr4、Ｔr5の電流増幅率が共に非常に大きいとする。第１のＰＮＰトランジスタＴr4はダイオード接続され、コレクタ電流飽和領域で動作するので、そのコレクタ電流Ｉdｃは次式で表される。
Ｉdｃ ≒ Ｖdd ／Ｒ６（３）式
従って、第２のＰＮＰトランジスタＴr5のコレクタ電流Ｉdも（３）式のＩdｃの値に等しくなる。第２のＰＮＰトランジスタＴr５もコレクタ電流飽和領域で動作するので、その負荷抵抗の値に殆ど影響されることなく一定電流Ｉdが負荷に供給される。
【００５７】
但し、（３）式から分かるようにＩdｃの値、従ってＩdの値も電源ノードＶddの電圧Ｖddに影響されるため、供給されるＶddの値と必要とされるＩdの値に応じて抵抗Ｒ６の値を決める必要がある。そのように抵抗Ｒ６の値を決めることで、図４のカレントミラー回路を第１、第２、第３の実施形態における定電流源Ｉdｄの代わりに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図４】定電流源の代わりに使用できるカレントミラー回路の例である。
【図５】従来技術を示すシリーズ型直流定電圧回路の例である。
【図６】従来技術を示す図１相当図である。
【符号の説明】
図面中、１は基準電圧生成回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３はダイオード、ＧＮＤは接地ノード、Ｉb1、Ｉb3はベース電流、Ｉdは定電流、Ｉdｄは定電流源、Ｉlは負荷電流（Ｔr1のエミッタ電流）、Ｎ１は相互接続ノード、Ｎoutは出力ノード、ＯＰ１は誤差増幅器、Ｒ１は電流検出用抵抗、Ｒ２、Ｒ３は分圧抵抗、Ｒ４、Ｒ５は電流制限抵抗、Ｔr1は出力電流制御用ＮＰＮトランジスタ（出力トランジスタ）、Ｔr2は過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、Ｔr3は電流増幅用ＰＮＰトランジスタ、Ｔr4、Ｔr5はＰＮＰトランジスタ、Ｖddは電源ノード、Ｖfは帰還電圧、Ｖoutは出力電圧、Ｖsは基準電圧を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a so-called series-type DC constant voltage circuit in which a current control element is inserted in series between an unstable DC power supply and a load, and a constant voltage is supplied to the load in spite of fluctuations in the load current. The present invention relates to a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function having a function of preventing circuit elements in a constant voltage circuit from being destroyed when an overvoltage is applied to the circuit.
[0002]
[Prior art]
In order to obtain a stable DC power supply from a commercial frequency power supply, the AC voltage is first rectified and smoothed to generate an unstable DC voltage, and then the remaining ripple voltage component is removed to generate a DC voltage with less fluctuation. A DC constant voltage circuit is used. As such a DC constant voltage circuit, a constant voltage circuit referred to as a series type, which is somewhat inefficient but has a simple circuit configuration and is easy to use, is widely used. In this series type constant voltage circuit, a current control element such as a transistor is inserted in series between an unstabilized DC power supply and a load, and a constant DC voltage is applied to the load by the current control action of the inserted transistor. Supply.
[0003]
FIG. 5 shows a typical circuit configuration of such a series type DC constant voltage circuit. This circuit also has an overcurrent prevention function that keeps the output voltage constant and limits the overcurrent of the load to prevent circuit elements in the constant voltage circuit from being destroyed. Hereinafter, the configuration and operation of the circuit shown in FIG. 5 will be described, and problems when an overvoltage is applied to the output terminal will be described.
[0004]
An unstabilized DC voltage obtained by rectifying a commercial frequency power supply (not shown) is applied between the power supply node Vdd and the ground node GND. The stabilized output voltage Vout is obtained between the output node Nout and the ground node GND. Between the power supply node Vdd and the output node Nout, an output current control NPN transistor (hereinafter simply referred to as an output transistor) Tr1 and a resistor R1 are inserted in series from the power supply node Vdd side. The output transistor Tr1 has its emitter current controlled by a base current Ib1 supplied to its base. As a result, the load current (also the output current of the constant voltage circuit and the emitter current of the output transistor Tr1) Il supplied to the load from the output node Nout is controlled. The resistor R1 is a load current detection resistor that detects the value by converting the value of the load current into a voltage value.
[0005]
The base current Ib1 of the output transistor Tr1 is supplied from a constant current source Idd having one end connected to the power supply node Vdd. The constant current Id supplied from the constant current source Idd supplies the base current Ib1 to the output transistor Tr1, and a part thereof is bypassed to the ground node GND as the collector current Ic3 of the PNP transistor Tr3. Considering the state in which the transistor Tr2 in the figure is OFF, the following relationship is established.
Id = Ib1 + Ic3 (1) Formula
[0006]
Therefore, if the collector current Ic3 value of the transistor Tr3 increases, the base current Ib1 of the output transistor Tr1 decreases and the load current Il decreases. Conversely, if the collector current Ic3 value decreases, the base current Ib1 increases. As a result, the load current Il increases. That is, the value of the load current Il can be controlled by controlling the collector current Ic3 of the transistor Tr3.
[0007]
The transistor Tr3 is a current amplification transistor that plays the role of amplifying the output current of the error amplifier OP1, and its collector current Ic3 is controlled by controlling the base current Ib3 by the output current of the error amplifier OP1. The reference voltage Vs of the reference voltage generation circuit 1 typified by a band gap reference voltage circuit is input to the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1. A feedback voltage Vf obtained by dividing the voltage of the output node Nout (the output voltage of the constant voltage circuit) by the resistors R2 and R3 is input to the inverting input terminal.
[0008]
Under such a circuit configuration, when the feedback voltage Vf becomes lower than the reference voltage Vs due to load fluctuation, the output current of the error amplifier OP1 (current flows into the error amplifier OP1 in a normal operation state), That is, the base current Ib3 of the transistor Tr3 decreases and the collector current Ic3 also decreases. As a result, according to the equation (1), the base current Ib1 of the output transistor Tr1 increases and the load current Il increases. As a result, the output voltage Vout starts to rise and the feedback voltage Vf also rises.
[0009]
On the contrary, when the feedback voltage Vf becomes higher than the reference voltage Vs due to the load fluctuation, the output current of the error amplifier OP1, that is, the base current Ib3 of the current amplifying transistor Tr3 increases and the collector current Ic3 also increases. Therefore, the base current Ib1 of the output transistor Tr1 is decreased and the load current Il is also decreased. As a result, the output voltage Vout decreases and the feedback voltage Vf also decreases.
[0010]
As a result of such an operation, the feedback voltage Vf is always controlled to be equal to the reference voltage Vs. When the feedback voltage Vf is controlled to be equal to the reference voltage Vs, the output voltage Vout is maintained at a constant value calculated by the following equation.
Vout = Vs · (R2 + R3) / R3 (2) Formula
[0011]
The NPN transistor Tr2 is an overcurrent prevention transistor for preventing the output transistor Tr1 from being destroyed when an overcurrent flows through the load due to a load short circuit or the like. When an overcurrent flows due to a short circuit of the load or the like, the voltage at both ends of the resistor R1 rises, and the base-emitter of the transistor Tr2 connected to both ends is greatly biased in the forward direction. As a result, the transistor Tr2 becomes conductive, and most of the base current Ib1 of the output transistor Tr1 is bypassed to the output node Nout through the transistor Tr2. Accordingly, an increase in the base current Ib1 of the output transistor Tr1 is suppressed, and as a result, the emitter current Il of the output transistor Tr1 is limited within the allowable current value of the transistor Tr1, and the output transistor Tr1 is prevented from being destroyed by an overcurrent.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional DC constant voltage circuit described above has a problem when the output node Nout is in contact with, for example, a high-voltage power supply node Vdd. The voltage of power supply node Vdd is higher than the voltage of output node Nout. When this high voltage is applied to the output node Nout, the feedback voltage Vf becomes significantly higher than the reference voltage Vs. For this reason, the output current of the error amplifier OP1 greatly fluctuates to the negative side, and the base current Ib3 of the transistor Tr3 increases to act to increase the collector current Ic3 of the transistor Tr3.
[0013]
Then, as shown by the one-dot chain line in FIG. 5, from the high voltage source in contact with the output node Nout, through the output node Nout, the resistor R1, the base-collector PN junction of the transistor Tr2, and the transistor Tr3 in the conductive state, Current Iov flows to ground node GND. In this current path, only the low resistance R1 for detecting the load current functions to limit the flowing current Iov. Therefore, the current Iov becomes a large current and causes the transistors Tr2 and Tr3 to be destroyed.
[0014]
As described above, when the output node Nout is in contact with the high voltage wiring such as the power supply node Vdd, as a method for preventing the destruction of the internal circuit elements, as shown in FIG. 6, the constant current source Idd and the emitter of the transistor Tr3 are used. There is a method of inserting a diode D1 between the interconnection node N1 and the base of the output transistor Tr1 with the anode at the node N1 side. When the diode D1 is inserted in this way, when the output node Nout contacts the high voltage wiring, the overcurrent Iov is blocked by the diode D1, so that the transistors Tr2 and Tr3 are prevented from being destroyed.
[0015]
However, the insertion of the diode D1 means that the minimum collector-emitter voltage required for the output transistor Tr1 to operate in the linear region increases by the forward voltage drop of the diode D1. This produces the adverse effect of lowering the maximum rated value of the output voltage of the constant voltage circuit.
[0016]
The present invention has been devised from such circumstances, and even when the output terminal of the constant voltage circuit is in contact with the high voltage wiring, the maximum rated value of the output voltage is not lowered, and the circuit elements such as the internal transistors are not affected. An object of the present invention is to provide a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function capable of preventing destruction.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the present invention, an output current control NPN transistor and a current detection resistor are provided between a power supply node that receives an unstable DC voltage and an output node that receives an output voltage. Are connected in series with the current detection resistor as the output node side, and when the emitter current of the output current control NPN transistor is equal to or less than a predetermined value, the output is output from a constant current source having one end connected to the power supply node. A part of the base current supplied to the base of the NPN transistor for current control is amplified by the error amplifier, and the difference between the feedback voltage obtained by dividing the output voltage and the reference voltage is amplified, and the output current of the error amplifier is amplified. By bypassing the current amplified by the PNP transistor for grounding to the ground node, the output current is controlled regardless of the fluctuation of the emitter current of the output current controlling NPN transistor. Is controlled to a constant value, and on the other hand, when the voltage across the current detection resistor exceeds a predetermined value, the base is connected to the interconnection point between the output current control NPN transistor and the current detection resistor. Is connected to the output node and the collector is connected to the base of the output current control NPN transistor, the base current of the output current control NPN transistor is bypassed to the output node. In the series type DC constant voltage circuit with an overcurrent prevention function configured to prevent an excessive emitter current from flowing through the output current control NPN transistor,
A diode for limiting current between the output terminal of the error amplifier and the base of the current amplifying PNP transistor, and a diode between the output node and the base of the current amplifying PNP transistor with the output node side Is a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function, characterized by additional connection.
[0018]
With such a circuit configuration, when the output node is in contact with a high voltage unstable DC power supply line, substantially the same voltage is applied to the base and emitter of the current amplifying PNP transistor. In the PNP transistor, the base current does not flow and the collector current is turned off. Therefore, the current path flowing from the output node to the ground node via the current detection resistor, the overcurrent prevention NPN transistor, and the current amplification PNP transistor is blocked. As a result, the overcurrent preventing NPN transistor and the current amplifying PNP transistor are prevented from being destroyed. The current flowing into the error amplifier output from the output node via the added diode is limited by the current limiting resistor connected to the output terminal of the error amplifier, so that the error amplifier is not damaged. .
[0019]
According to the second aspect of the present invention, the output current control NPN transistor and the current detection resistor are output between the power supply node that receives the unstable DC voltage and the output node that receives the output voltage. When the emitter current of the output current control NPN transistor is equal to or less than a predetermined value, the output current control NPN transistor is connected in series to the node side and one end is connected to the base of the output current control NPN transistor from the constant current source connected to the power supply node. A part of the supplied base current is amplified by a difference amplifier between a feedback voltage obtained by dividing the output voltage and a reference voltage, and the output current of the error amplifier is amplified by a current amplifying PNP transistor. By bypassing only to the ground node, the output voltage is controlled to a constant value regardless of variations in the emitter current of the output current control NPN transistor, When the voltage across the current detection resistor exceeds a predetermined value, the base is an interconnection point between the output current control NPN transistor and the current detection resistor, the emitter is the output node, and the collector is the When the overcurrent prevention NPN transistor connected to the base of the output current control NPN transistor is turned on, the base current of the output current control NPN transistor is bypassed to the output node, whereby the output current control NPN transistor In a series type DC constant voltage circuit with an overcurrent prevention function configured to prevent an excessive emitter current from flowing, a reference voltage generation circuit for generating the reference voltage, a non-inverting input terminal of the error amplifier, A current limiting resistor between the output node and the non-inverting input terminal of the error amplifier. A overvoltage protection with series type DC constant voltage circuit, characterized in that the anode has been added connecting the diode to the output node side between.
[0020]
With such a circuit configuration, when the output node comes into contact with a high-voltage unstable DC power supply wiring, a high voltage is applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier via the diode added from the output node. The output of the amplifier is a positive saturation output. Since the error amplifier is also supplied with power from the non-stable DC power supply, the positive saturation output voltage is substantially equal to the non-stable DC power supply voltage. Accordingly, almost the same voltage is applied to the base and emitter of the current amplifying PNP transistor, so that the base current does not flow in the current amplifying PNP transistor and the collector current is turned off.
[0021]
As a result, the current path flowing from the output node to the ground node via the current detection resistor, the overcurrent prevention NPN transistor, and the current amplification PNP transistor is cut off. As a result, the overcurrent preventing NPN transistor and the current amplifying PNP transistor are prevented from being destroyed. The current flowing into the reference voltage generation circuit via the diode added from the output node is limited by the current limiting resistor connected to the output terminal of the reference voltage generation circuit, so that the reference voltage generation circuit is damaged. I don't get it. Furthermore, a voltage almost equal to the unstable DC power supply voltage is applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier. However, the error amplifier is supplied with power from the unstable DC power supply and its input impedance is high. Since it is designed, the input part is not damaged by the application of a voltage substantially equal to the unstable DC power supply voltage.
[0022]
According to a third aspect of the present invention, in the series DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to the second aspect, the current amplification PNP transistor is removed, and instead, the output terminal of the error amplifier is connected to the constant current source. It is connected to an interconnection point with the output current control NPN transistor.
[0023]
With this configuration, when the output node is in contact with the high-voltage non-stable DC power supply wiring, for the same reason as in the case of the invention described in claim 2, the output section and error amplifier of the reference voltage generation circuit The non-inverted input section is not damaged. In addition, a voltage substantially equal to the unstable DC power supply voltage is applied to the output of the error amplifier. However, the error amplifier has a positive output because the high voltage is applied to the non-inverting input terminal. In this case as well, the error amplifier is supplied with power from the non-stable DC power supply, so even if the non-stable DC power supply voltage is applied to the output terminal during this positive-side saturated output, the output section will not be damaged. .
[0024]
A fourth aspect of the present invention is the series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to any one of the first to third aspects, wherein the constant current source is replaced with a fixed resistor. It is.
[0025]
With such a circuit configuration, the circuit elements in the constant voltage circuit are not damaged for the same reason as in the first to third aspects. In addition, if the constant current circuit is replaced with a resistor, there is an advantage that the circuit configuration is simplified.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on examples with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 5 showing the prior art are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
[0027]
Although not shown, the error amplifier OP1 is supplied with power from an unstable DC voltage applied between the power supply node Vdd and the ground node GND.
[0028]
1 is different from FIG. 5 in the following two points.
The first point is that a diode D2 is additionally connected between the output node Nout and the base of the current amplification PNP transistor Tr3 with the anode at the output node Nout side. The second point is that a resistor R4 is additionally inserted between the output terminal of the error amplifier OP1 and the base of the current amplification PNP transistor Tr3.
[0029]
Consider a case where the output node Nout contacts the power supply node Vdd to which an unstable DC voltage is applied under such a circuit configuration. In this case, the base voltage of the current amplifying PNP transistor Tr3 is a voltage obtained by subtracting the forward voltage drop of the diode D2 from the voltage of the output node Nout.
[0030]
On the other hand, since the unstable DC voltage is higher than the voltage of the output node Nout (the output voltage of the constant voltage circuit), the output node Nout, the current detection resistor R1, and the overcurrent prevention NPN transistor are brought into contact with the high-voltage wiring. A current tends to flow to the ground node via the base-collector PN junction of Tr2 and the current amplification PNP transistor Tr3. In this case, the voltage of the emitter of the current amplifying PNP transistor Tr3 varies from the voltage of the output node Nout to the forward voltage drop of the PN junction between the base and the collector of the overcurrent prevention NPN transistor Tr2 and the voltage drop of the current detection resistor R1. The voltage minus. This voltage is the same as or slightly lower than the base voltage of the above-described current amplification PNP transistor Tr3. Accordingly, the base-emitter of the current amplifying PNP transistor Tr3 is reverse-biased and no base current flows. As a result, the current amplifying PNP transistor Tr3 is turned off, and the current path flowing from the output node Nout to the ground node GND through the current amplifying PNP transistor Tr3 is cut off. Therefore, the overcurrent preventing NPN transistor Tr2 and the current amplifying PNP transistor Tr3 are not destroyed.
[0031]
On the other hand, when the output node Nout comes into contact with the high voltage wiring, the feedback voltage Vf becomes higher than usual, so that the output of the error amplifier OP1 tries to attract a larger current than usual. Therefore, the current passing through the output node Nout and the added diode D2 tends to flow into the output terminal of the error amplifier OP1. However, in the present embodiment, a current limiting resistor R4 is newly added to the output terminal of the error amplifier OP1. Therefore, the current flowing into the output terminal of the error amplifier OP1 is limited within the allowable value by the resistor R4, so that the output part of the error amplifier OP1 is not damaged.
Thus, in the case of the present embodiment, even if the output node Nout contacts the power supply node Vdd to which the unstable power supply voltage is applied, the internal circuit elements are not destroyed.
[0032]
In the above description, the case where the output node Nout is in contact with the power supply node Vdd has been described. However, in this embodiment, as described above, the voltage applied to the base and emitter of the current amplification PNP transistor Tr3 is output together. It is approximately equal to the voltage obtained by subtracting the forward voltage drop of the PN junction from the voltage at the node Nout. Therefore, in the case of the present embodiment, even if the output node Nout contacts a voltage wiring that is slightly higher than the voltage of the power supply node Vdd, the overcurrent prevention NPN transistor Tr2 and the current amplification PNP transistor Tr3 are prevented from being destroyed. effective. However, in this case, in order to prevent the error amplifier OP1 from being destroyed, it is necessary to determine the value of the current limiting resistor R4 in consideration of the voltage applied to the output node Nout.
[0033]
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 5 showing the prior art are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
[0034]
Although not shown, the error amplifier OP1 is also supplied with power from an unstable DC voltage applied between the power supply node Vdd and the ground node GND.
[0035]
2 differs from FIG. 5 in the following two points.
The first point is that a diode D3 is additionally connected between the output node Nout and the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1 with the anode at the output node Nout side. The second point is that a resistor R5 is additionally inserted between the reference voltage generation circuit 1 and the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1.
[0036]
Consider a case where the output node Nout contacts the power supply node Vdd to which an unstable DC voltage is applied under such a circuit configuration. The voltage at the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1 is a value obtained by subtracting the forward voltage drop of the diode D3 from the voltage at the output node Nout, and this value is much higher than the feedback voltage Vf. Therefore, the output of the error amplifier OP1 becomes a plus-side saturated output and tries to output current to the outside.
[0037]
On the other hand, from the wiring of the power supply node Vdd in contact with the output node Nout, the output node Nout, the current detection resistor R1, the base-collector PN junction of the overcurrent prevention NPN transistor Tr2, and the base of the current amplification PNP transistor Tr3 The base current Ib3 of the current amplification PNP transistor Tr3 is caused to flow into the error amplifier OP via the emitter junction. That is, the current that flows out of the error amplifier OP1 at the output end of the error amplifier OP1 and the current that starts from the output node Nout and flows into the error amplifier OP1 are congested, and in either direction. It seems that current flows.
[0038]
However, in this state, when the connection between the output of the error amplifier OP1 and the base of the current amplification PNP transistor Tr3 is temporarily disconnected, the error amplifier OP1 side and the output node Nout side are viewed from the cut point. Consider open circuit voltage. Then, when the error amplifier OP1 side is viewed from the cut point, the error amplifier OP1 operates by receiving the supply of unstable DC power between the power supply node Vdd and the ground node GND. It is approximately equal to the voltage Vdd of the stable DC power supply.
[0039]
On the other hand, when the output node Nout side is viewed from the cut point, the open circuit voltage is substantially equal to the voltage between the output node Nout and the ground node GND. This voltage is equal to the voltage Vdd of the non-stable DC power supply since the case where the output node Nout contacts the power supply node Vdd is considered. In other words, the open circuit voltages of the circuits viewed from the left and right from the cut point are almost equal. Therefore, even if the cutting point is connected, current does not flow to the left and right through the connecting point.
[0040]
That is, in the circuit of FIG. 2, no current flows out from the output of the error amplifier OP1, and vice versa. This means that the base current of the current amplifying PNP transistor Tr3 does not flow, and the current amplifying PNP transistor Tr3 remains off. Therefore, the overcurrent preventing NPN transistor Tr2 and the current amplifying PNP transistor Tr3 are not destroyed when the output node Nout contacts the power supply node Vdd.
[0041]
However, when the output node Nout is in contact with a wiring having a voltage higher than the voltage of the power supply node Vdd, a large base current flows through the current amplifying PNP transistor Tr3, and a large current flows through the current amplifying PNP transistor Tr3. There is a possibility that the NPN transistor Tr2 for preventing overcurrent and the PNP transistor Tr3 for current amplification are destroyed by flowing to the GND.
[0042]
Further, regarding the concern that the current that has passed through the diode D3 from the output node Nout flows into the reference voltage generation circuit 1 and the reference voltage generation circuit 1 is destroyed, an additional resistor R5 is connected to the output side of the reference voltage generation circuit 1 This is prevented by limiting the current.
[0043]
The error amplifier OP1 is supplied with the voltage Vdd of the unstable power supply at a point where a high voltage obtained by subtracting the forward voltage drop of the diode D3 from the unstable power supply voltage Vdd is applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1. Since the input impedance of the error amplifier OP1 is usually very high, there is no possibility that the non-inverting input portion of the error amplifier OP1 is destroyed.
[0044]
(Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. In the figure, the same or corresponding parts as in FIG. 5 showing the prior art are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
[0045]
Although not shown, the error amplifier OP1 is also supplied with power from an unstable DC voltage applied between the power supply node Vdd and the ground node GND.
[0046]
FIG. 3 of the present embodiment is a modification of FIG. 5 of the prior art, but is very similar to FIG. 2 of the second embodiment. 3 is different from FIG. 2 in the following two points.
The first point is that the current amplification PNP transistor Tr3 in FIG. 2 is removed. The second point is that the output terminal of the error amplifier OP1 after removing the current amplification PNP transistor Tr3 is connected to the interconnection node N1 between the constant current source Idd and the output current control NPN transistor Tr1.
[0047]
Similar to the second embodiment, a diode D3 is additionally connected between the output node Nout and the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1 with the anode at the output node Nout side. Similarly, a resistor R5 is additionally inserted between the reference voltage generation circuit 1 and the non-inverting input terminal of the error amplifier OP1. Therefore, even if the output node Nout contacts the power supply node Vdd for the same reason as described in the description of the second embodiment, the reference voltage generation circuit 1 is protected. Similarly, the non-inverting input part of the error amplifier OP1 is also protected from destruction.
[0048]
As for the output section of the error amplifier OP1, as in the description of the second embodiment, the wiring is cut at the output terminal section of the error amplifier OP1, and the error amplifier OP1 side and the output node Nout side are viewed from the cut points. Consider the open circuit voltage. Then, when the error amplifier OP1 side is viewed from the cut point, since the error amplifier OP1 is operated by receiving power supply from the unstable DC voltage between the power supply node Vdd and the ground node GND, the open circuit voltage is unstable. It is approximately equal to the DC power supply voltage Vdd.
[0049]
On the other hand, the open circuit voltage when the output node Nout side is viewed from the cut point is substantially equal to the voltage between the output node Nout and the ground node GND. This voltage is equal to the voltage Vdd of the non-stable power supply because the case where the output node Nout contacts the power supply node Vdd is considered. In other words, the open circuit voltages of the circuits viewed from the left and right from the cut point are almost equal. Therefore, even if the cutting point is connected, current does not flow to the left and right through the connecting point.
[0050]
In other words, even if the output node Nout contacts the power supply node Vdd, a large current flows from the output node Nout to the error amplifier OP1 through the junction between the base and collector PN of the current detection resistor R1 and the overcurrent prevention NPN transistor Tr2. Absent. Therefore, the overcurrent preventing NPN transistor Tr2 and the error amplifier OP1 are not damaged.
[0051]
However, also in the case of this embodiment, when the output node Nout is in contact with a wiring having a voltage higher than the voltage of the power supply node Vdd, a large current flows into the output of the error amplifier OP1, and the overcurrent prevention NPN transistor Tr2 And the error amplifier OP1 can be destroyed.
[0052]
(Fourth embodiment)
This embodiment is an embodiment in which the constant current source Idd in FIGS. 1, 2, and 3 corresponding to the first, second, and third embodiments described above is replaced with a fixed resistor.
Even with such a circuit configuration, the circuit elements in the constant voltage circuit are not destroyed for the same reason as in the first, second, and third embodiments described above. In addition, there is an advantage that the circuit configuration is simplified by replacing the constant current circuit with a resistor.
[0053]
(Other embodiments)
In the first, second, and third embodiments, the constant current source Idd has been used. Various circuits are known as the constant current source circuit, but a current mirror type current source circuit as shown in FIG. 4 may be used for the constant current source Idd.
[0054]
The current mirror type current source circuit of FIG. 4 includes a first PNP transistor Tr4, a second PNP transistor Tr5, and a resistor R6. The emitters of the first and second PNP transistors Tr4 and Tr5 are both connected to the power supply node Vdd. The bases of the first and second PNP transistors Tr4 and Tr5 are connected in common and then connected to the collector of the first PNP transistor Tr4. A resistor R6 is connected between the collector of the first PNP transistor Tr4 and the ground node GND.
[0055]
Since the emitter and base voltages of the second PNP transistor Tr5 are equal to the emitter and base voltages of the first PNP transistor Tr4, the second PNP transistor Tr5 operates in the same manner as the first PNP transistor Tr4. Therefore, the collector current becomes equal to the collector current of the first PNP transistor Tr4. This is also why the circuit of FIG. 4 is called a current mirror circuit.
[0056]
It is assumed that the current amplification factors of the first and second PNP transistors Tr4 and Tr5 are both very large. Since the first PNP transistor Tr4 is diode-connected and operates in the collector current saturation region, the collector current Idc is expressed by the following equation.
Idc ≒ Vdd / R6 (3) Formula
Accordingly, the collector current Id of the second PNP transistor Tr5 is also equal to the value of Idc in the equation (3). Since the second PNP transistor Tr5 also operates in the collector current saturation region, the constant current Id is supplied to the load almost unaffected by the value of the load resistance.
[0057]
However, as can be seen from the equation (3), the value of Idc, and therefore the value of Id, is also affected by the voltage Vdd of the power supply node Vdd, so that the resistance R6 depends on the supplied value of Vdd and the required value of Id. It is necessary to determine the value of. By determining the value of the resistor R6 in this manner, the current mirror circuit of FIG. 4 can be applied instead of the constant current source Idd in the first, second, and third embodiments.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a series type DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an example of a current mirror circuit that can be used instead of a constant current source.
FIG. 5 is an example of a series type DC constant voltage circuit showing the prior art.
FIG. 6 is a view corresponding to FIG.
[Explanation of symbols]
In the drawing, 1 is a reference voltage generating circuit, D1, D2 and D3 are diodes, GND is a ground node, Ib1 and Ib3 are base currents, Id is a constant current, Idd is a constant current source, and Il is a load current (Tr1 emitter current). N1 is an interconnection node, Nout is an output node, OP1 is an error amplifier, R1 is a current detection resistor, R2 and R3 are voltage dividing resistors, R4 and R5 are current limiting resistors, and Tr1 is an output current control NPN transistor ( Tr2 is a PNP transistor for current amplification, Tr4 is a PNP transistor, Tr4 is a power supply node, Vdd is a feedback voltage, Vout is an output voltage, and Vs is a reference voltage.

Claims

An output current control NPN transistor and a current detection resistor are connected in series between the power supply node that receives the unstable DC voltage and the output node that receives the output voltage, with the current detection resistor as the output node side,
When the emitter current of the output current control NPN transistor is equal to or less than a predetermined value, a part of the base current supplied to the base of the output current control NPN transistor from a constant current source connected at one end to the power supply node The difference between the feedback voltage obtained by dividing the output voltage and the reference voltage is amplified by an error amplifier, and the output current of the error amplifier is bypassed to the ground node by the amount amplified by the current amplification PNP transistor. The output voltage is controlled to a constant value regardless of the variation of the emitter current of the output current control NPN transistor,
On the other hand, when the voltage across the current detection resistor exceeds a predetermined value, the base is the interconnection point between the output current control NPN transistor and the current detection resistor, the emitter is the output node, and the collector Are connected to the bases of the output current control NPN transistors, whereby the base current of the output current control NPN transistor is bypassed to the output node, whereby the output current control NPN In a series type DC constant voltage circuit with an overcurrent prevention function configured to prevent an excessive emitter current from flowing in the transistor,
A diode for limiting current between the output terminal of the error amplifier and the base of the current amplifying PNP transistor, and a diode between the output node and the base of the current amplifying PNP transistor with the output node side Series DC constant voltage circuit with overvoltage protection function, characterized by additional connection.

An output current control NPN transistor and a current detection resistor are connected in series between the power supply node that receives the unstable DC voltage and the output node that receives the output voltage, with the current detection resistor as the output node side,
When the emitter current of the output current control NPN transistor is equal to or less than a predetermined value, a part of the base current supplied to the base of the output current control NPN transistor from a constant current source connected at one end to the power supply node The difference between the feedback voltage obtained by dividing the output voltage and the reference voltage is amplified by an error amplifier, and the output current of the error amplifier is bypassed to the ground node by the amount amplified by the current amplification PNP transistor. The output voltage is controlled to a constant value regardless of the variation of the emitter current of the output current control NPN transistor,
On the other hand, when the voltage across the current detection resistor exceeds a predetermined value, the base is the interconnection point between the output current control NPN transistor and the current detection resistor, the emitter is the output node, and the collector Are connected to the bases of the output current control NPN transistors, whereby the base current of the output current control NPN transistor is bypassed to the output node, whereby the output current control NPN In a series type DC constant voltage circuit with an overcurrent prevention function configured to prevent an excessive emitter current from flowing in the transistor,
A current limiting resistor is provided between the reference voltage generating circuit for generating the reference voltage and the non-inverting input terminal of the error amplifier, and an anode is provided between the output node and the non-inverting input terminal of the error amplifier. Series type DC constant voltage circuit with overvoltage protection function, characterized in that an additional diode is connected on the side.

3. The series type DC constant voltage circuit with overvoltage protection function according to claim 2, wherein the current amplification PNP transistor is removed, and instead, the output terminal of the error amplifier is connected to the constant current source and the output current control NPN transistor. Series type DC constant voltage circuit with overvoltage protection function, characterized by being connected to an interconnection node.

4. The series DC constant voltage circuit with an overvoltage protection function according to claim 1, wherein the constant current source is replaced with a fixed resistor.