JP3801639B2 - ソレノイドにより励起される間隙付き磁気回路およびその用途 - Google Patents

Description

本発明は、電磁増幅システムに関し、特に電磁界を用いる物体の推進のための方法および装置に関する。
発明の背景
電磁界の作用による物体の運動は、機械的な方法に勝る多くの利点をもつ広範な工学的実践である。このような実践の１つの用途は、るつぼを用いない処理のため金属の電磁浮遊である。このような用途においては、金属と適当形状の交番磁界との間での誘導渦電流反撥により金属塊が空間内に浮遊される。渦電流を充分に強めることにより、あるいは別のＲＦ電磁界の付与により、融解が誘起される。次に、融解金属は、空間内に浮遊される間に処理されて分離され、こうしてるつぼと決して接触することはない。非常に純粋な、汚染のない金属製品がこのように得られる。
融解、融解物処理および注入の諸処理を１つの操作に組合わせるため設計された特定の電磁浮遊融解物システムが、アラバマ大学で開発され、「進歩した材料およびプロセス（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌｓ ａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ）」（１９９１年３月）の４２〜４５ページの「浮遊融解法が投資家をそそる（Ｌｅｖｉｔａｔｉｏｎ−Ｍｅｌｔｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ Ｉｎｔｒｉｇｕｅｓ Ｉｎｖｅｓｔｍｅｎｔ Ｃａｓｔｅｒｓ）」に記載されている。図１に略図的に示されるように、処理されるべき金属１０１が、最初に、中心に開口１０３を有する基板１０２の頂面に静置し、前記開口の直径は金属ビレットの直径より僅かに小さい。１組の誘導コイル１０４に給電されると、電流が金属１０１に誘起され、この金属を発熱させ始めて徐々に融解させ、頂部から底部へ融解する。誘起電流の相互作用とその関連する磁界により生じる電磁力界が、融解物を揺動させる回転成分を持つ。磁界の不回転成分が融解物の外面に当たる。ビレットの底部中心が融解すると、液状金属は開口１０３を経て鋳型１０５へ滴下する。
第２の関連用途は、電磁ポンピングであり、この場合誘起電流および静電磁界または交番磁界の相互作用によって、伝導流体がチャンネルに沿って推進させられる。このような推進システムの概要は、Ｄ．Ｌ．Ｍｉｔｃｈｅｌｌ等の論文「（Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ−Ｄｒｉｖｅ Ｍａｇｎｅｔｏｈｙｄｒｏｄｙｎａｍｉｃ（ＭＨＤ）Ｐｒｏｐｕｌｓｉｏｎ）」（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｕｐｅｒ ｃｏｎｄｕｃｔｉｖｉｔｙ第６号（４）（１９９３）２２７〜２３５ページ）に示される。著者たちは、１９６０年代の高磁界の超伝導磁石技術を用いる当時の研究による海洋船舶にＭＨＤ推進システムを用いる研究について述べている。
米国特許第４，３９２，７８６号は、特定の電磁ポンプを開示している。当該開示ポンプは、励起巻線がＡＣ電圧源に接続された磁気開回路を有する。当回路の空隙内には、導電性流体を運ぶダクトがある。前記ポンプには、導電性流体と電気的な接触を行う手段が含まれる。第３の用途は、Ｍａｇｌｅｖとして知られる。輸送車両（例えば、列車）全体を、略々無摩擦の高速輸送手段を提供するため案内レール上に浮遊させることができる。第４の用途は、電磁形態から動力学的形態へ、あるいはその反対へエネルギを迅速に変換することを含む。前者は、レール・ガンの運動エネルギ兵器の基盤である。後者は、磁束の破裂圧縮による小さな領域内のメガガウス分野の生産のための望ましい試みである。
上記用途における研究での最も一般的な作用力則は、電流と磁界間のローレンツ力である。即ち、

物体の推進を達成するためのこのような作用力の効率は、一般に、磁界の２乗に比例する。電流Ｉが磁界Ｂ自体により誘起される時は、このことは明瞭である。消費される電力が導体のジュール熱に比例するので、たとえ電流が別個の供給源により供給されても、高いＢ磁界、低Ｂ磁界より低い電流システム、高電流システムを提供することが更に有利である。従って、一定の作用力Ｆの場合は、電力損失はＩ²Ｒ＝［Ｆ／（Ｂ１）］²Ｒとなるから、利点もまた磁界の２乗となる。このような理由から、可能なかぎり強い磁界を生成することが望ましい。
現在では、大半の効率のよい磁界生成システムは、損失は無視できる数千アンペアに耐え得る超伝導体を使用する。それらの主な短所は、低温冷却と、高磁界強さが超伝導状態で生じる実質的な制約を必要とすることである。従来の伝導体の使用に代わるものは、所与の空間領域に強い磁界を生じるために要求される高電流が導体を実質的に融解するために、実用的でないと見なされる。
以上のことから、導体のジュール熱を最小限に抑えながら電流を運ぶ導体により高い磁界強さを生成できるように、電流により生成される磁界を所要の強さまで倍増できる方法が要求されることが明らかである。
発明の概要
本発明は、電気的なＬＲＣ回路における電圧増幅の周知の原理を磁気Ｌ_mＲ_mＣ_m回路に適用することにより、磁界の増幅のための装置および方法を処理する。本発明の１つの利点は、磁界強さに対する要求が一定に保持されることを仮定して、電磁システム内の金属導体における電流負荷を低減することである。この利点は、ジュール熱負荷が従来の電線から磁界増幅を生じるセラミック・フェライトへ転移されるためである。
要約すれば、本発明の一実施形態による共振磁界増幅器が、非伝導透磁性コアの周囲に巻付けたソレノイドの端子間の電圧を供給する交番電圧源を含み、このコアが間隙を有する。透磁性コアの部分は、誘電性コアの部分の周囲に巻付けられ、誘電性コアは非常に高い実透磁性を有する。この実施の形態の増幅係数は、Ｒ_mに対するωＬ_mの比率に相等し、ここでωは角周波数、Ｌ_mおよびＲ_mはそれぞれ電磁システムの総磁気インダクタンスと総磁気抵抗である。増幅係数の最大利点を得るためには、間隙が本発明に従って設計されねばならない。改善された融解物浮遊システムは、この間隙内の磁界増幅を用いて提供される。
本発明の第２の実施の形態においては、ソレノイドが非伝導透磁性コアの一部の周囲に巻付けられる。代替的な電圧源は、このソレノイドに接続される。透磁性コアの一部は、誘電性コアの部分における第１の巻数だけ巻かれ、誘電性コアは非常に高い実透磁率を有する。第２の非伝導透磁性コアは、誘電性コアの第２の部分における第２の巻数だけ巻かれる。第２の透磁性コアは間隙を有する。この実施の形態の増幅係数は、第１の巻数に対する第２の巻数の比で規定される。改善された融解物浮遊システムは、この間隙内の磁界増幅を用いて提供される。本発明の別の実施形態においては、先に述べたシステムは、伝送線の磁気インピーダンスを電圧源の磁気インピーダンスに整合するために用いられる。
本発明の性質および利点の更なる理解は、明細書の残部および図面を参照することによって達成される。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来技術の電磁浮遊融解物システムの概略図、
図２は、従来技術による簡単な磁気回路の図、
図３は、磁気コアの部分が非常に高い実透磁率の誘電性コアの周囲に巻かれた電気回路の図、
図４は、磁気増幅変成器の図、
図５は、特定の導体システムに対する見かけの透磁率と角周波数の関係グラフ、
図６は、流体ポンプとして機能するよう構成された磁気増幅変成器の図、
図７は、４分の１波長共振増幅器の図、
図８は、短絡終端付近で小さなｍｍｆが誘起された図７に示された構造、
図９は、簡単な浮遊器として機能するよう構成された４分の１波長共振増幅器の図、
図１０は、融解物浮遊システムに対する間隙端の終端の図、
図１１は、図１０に示された間隙に対する磁束線の図、
図１２は、磁束集束器の図、
図１３は、間隙における磁束により図１２の磁束集束器に誘起された渦流の図、
図１４は、金属サンプルが所定位置に浮遊された図１０ないし図１３に示された間隙と集束器の断面図、
図１５は、共振変成器として動作させられる時、図４に示された磁気増幅変成器の主巻線における間隙の図、
図１６は、磁気伝達線の図、
図１７は、図１６に示された構造の基本モードの磁界の図、
図１８は、図１６の伝達線に対する供給構造の図、
図１９は、巻線比３をもつ増幅変成器の図、
図２０は、海水の圧送および推進のための４分の１波長共振器の図、
図２１は、図２０に示された共振器に対する供給機構の図、および
図２２は、従来の電磁推進器の図である。
望ましい実施形態の記述
磁気回路の概念は、磁石および電磁機械の設計における利点と共に供される。このような用途においては、ＤＣ電気回路と、磁界源（例えば、ソレノイド）の存在時の透磁性材料の配置との間の相似をとることが一般である。このような相似は、起電力ｅｍｆを提供するＤＣ電圧源と、ソレノイド巻線の起磁力との間に等価性をとる。このため、電圧源がその経路における直列抵抗の両端で電圧を降下させる同じ方法で、起磁力がその経路における直列抵抗の両端で降下される。従って、式Ｒ＝ｌ／（μＡ）により磁気抵抗が生じ、ここでμは磁束を運ぶ材料の透磁率、ｌはその長さ、Ａはその断面積である。明らかに、高い透磁性コア（μ>>μ₀）と直列の空隙（即ち、μ＝μ₀）は、回路の全磁気抵抗に著しい効果を呈する。
磁気抵抗と抵抗間の伝統的な相似は、回路が周波数がゼロになる時の限度で見られる時にのみこのことが働くので、不適切であることが判った。適切な相似を得るためには、誘電性材料と磁性材料間の完全な二重性がもたらされねばならない。このことは、最初は、１８９２年にＯｌｉｖｅｒ Ｈｅａｖｉｓｉｄｅによって果たされた（「Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐａｐｅｒｓ」第ＸＸＸ章、第ＩＩＩ部、４４１；１９７０年第２版）。Ｈｅａｖｉｓｉｄｅは、磁気電流と呼んだ電流に類似する量について把握していた。彼は、磁気電流をＧ＝ｆＨ＋［μ／（４π）］［∂Ｈ／∂ｔ］と定義した。この式の右側の第２項は、周知の磁気誘導の変化率である。Ｈｅａｖｉｓｉｄｅは、第１項、即ち、磁気伝導率ｆが存在する時にのみ存在し得る磁気伝導電流を導いた。
磁気伝導率はゼロ周波数（即ち、ＤＣ）では存在が観察されなかったが、交番電流の存在時には存在し得ることは明瞭である。特に、磁界を時間依存性ｅ^jωtと調和させることにより、かつμ＝μ′およびωμ″＝４πｆを同定することにより、磁気電流式を下式に代えることができる。即ち、
４πＧ＝ωμ″Ｈ＋ｊωμ′Ｈ＝ｊωＨ（μ′−ｊμ″）
減衰損即ち仮数部μ″を含む複素透磁率をもつ材料が、あたかも磁気伝導電流を運ぶかのように挙動することも明らかである。
Ｈｅａｖｉｓｉｄｅは磁気伝導率を小さいと仮定したが、この誘導はこれが非常に大きいことを仮定する。磁気伝導率が、金属の伝導率がその誘電特性を問題としない程大きいように、材料の特性を無視できる程充分に大きいことが仮定される。従って、調和する超磁力により駆動されるこのような材料がＡＣ電気回路要素において見出されるものと類似する多くの特性を呈するようにさせ得ることを示すことは簡単明瞭である。従って、電気的インダクタンス−キャパシタンス−抵抗（ＬＲＣ）回路が広大な実際の用途例の基盤であることとちょうど同様に、新たな磁気インダクタンス−磁気キャパシタンス−磁気抵抗（Ｌ_mＲ_mＣ_m）回路を本発明に対する基盤として提案する。
Ｉ．２重回路パラメータ
図２の従来技術の磁気回路は、電流Ｉ₁を運ぶＮ₁回の巻をもつ高さｈ₁のソレノイド２の終端に跨がって接続される電圧Ｖを供給する交番電圧源１を含んでいる。ソレノイド２は、複素透磁率μの非伝導透磁性コア３に巻かれており、ここでμはμ′−ｊμ″に等しく、μ′は複素透磁率の実数部、μ″は仮数部である。透磁性コア３は、全長ｌと断面半径ρとを持ち、その２つの端部は相互に平行であるが、長さｇの間隙４で分かれている。
ソレノイド２は、全ての磁束経路にわたる磁界の循回線全体と等しくなければならない起磁力ｍｍｆ₁＝Ｉ₁Ｎ₁を提供する。周囲の空間への漏れがないものとして、コア３を流れる磁束は、間隙４を変化せずに横切らねばならない。従って、簡単にするためコア３と間隙４の端面がコアの断面半径と同じ半径を持つと仮定するならば、コア３と間隙４におけるＢ磁界は等しい（通常のＢ磁界における電磁境界条件により要求されるように）。従って、

右側の各項の分子と分母を、角周波数ωと複素数ｊ＝（−１）^1／2で乗じ、コアの透磁率を実数部と仮数部とに分けると、式１は下式となる。即ち、
（２） ｍｍｆ₁＝［（ｊωμ′Ｈｌ＋ωμ″Ｈｌ）／（ｊωμ′＋ωμ″）］
＋［（ｊωμ′Ｈｇ＋ωμ″Ｈｇ）／（ｊωμ₀）］
動作周波数またはその僅かに下の周波数で自然または誘導スピン共振を持つ磁気透過材料を選択し、これによりμ″をμ′よりはるかに大きくさせる。このような材料は自然に存在し、スピン共振は好都合なことにＫＨz（例えば、マンガン亜鉛フェライト）からＭＨz範囲（例えば、ニッケル亜鉛フェライト）までの範囲にわたる。磁気伝導率σ_m＝ωμ″は、磁気伝導電流密度Ｊ_mがＪ_m＝σ_mＨとして定義できるように定義される。従って、式２は下式に簡素化される。即ち、
（３） ｍｍｆ₁＝［（Ｊ_m１）／σ_m］＋［（Ｊ_mｇ）／（ｊωμ₀）］
分子と分母とをコア３の断面積（即ち、πρ²）で乗じ、各項を整理して、全磁気電流をＩ_m＝Ｊ_mπρ²として示すと、下式を得る。即ち、
（４） ｍｍｆ₁＝Ｉ_m／Ｇ_m＋Ｉ_m／（ｊωＣ_m）
但し、Ｇ_mは、全２相磁気抵抗の逆数である全２相磁気コンダクタンスであり、
（５） Ｇ_m＝（σ_mπρ²）／１＝１／Ｒ_m
および、Ｃ_mは間隙の２相磁気キャパシタンスであり、
（６） Ｃ_m＝（μ₀πρ²）／ｇ
これらの回路要素を使用可能にするために、これら要素は設計可能でなければならない。要求される回路動作が所与の用途において生じさせるように形状と材料の選択によって、種々の値が得られねばならない。明らかに、コアの材料および形状は、種々の磁気抵抗を得るように使用することができる。損失のあるものから実質的に無損失のものまでの磁性材料が存在する。しかし、上記から磁気抵抗の選択が行われても、磁気キャパシタンスが真に設計可能であるかは明瞭でない。
この疑いは、間隙が述べたとおり空中に置かれても、キャパシタンス項が最小限度をもつゆえに生じる。即ち、間隙の２面が任意に分けられる時、全キャパシタンスをπμ₀ρ程度である無限遠までの各面の自己キャパシタンスの直接和に下げることができるに過ぎない。間隙面を狭める（断面積を局部的に減じる）ことによりキャパシタンスをこの限度異常に下げようとすると、磁束がより大きな領域にわたって更に漏れるのでうまくいかない。しかし、間隙における交番磁界により導体に誘起された渦電流を利用することにより、磁気キャパシタンスをこの値より低く抑えることは可能である。例えば、コアの断面積より小さな開口をもつ金属板が間隙に挿入されるならば、金属板に誘起された渦電流によって磁束がこの小さな領域に流れるよう強制される。このような効果は、例えば間隙を導電性流体中に浸漬することによって、本発明において調べられている。かかる手法を用いて、小さな磁気キャパシタンスを得ることができる。間隙が任意に小さくされ得るので、大きなキャパシタンスを得ることは難しくはない。
所要のＬ_mＲ_mＣ_m回路から抜けているのは磁気インダクタンスだけである。これは、下記の如くに得られる。
コア３内部で変化する磁束は、コア内部および周囲の空間内に循回電界を誘起する。Ｍａｘｗｅｌｌの式により、この電界は回路の起電力（ｅｍｆ）によって駆動され、従って、

全ての量が時間的に調和するため、変化する電界は変化する電気的な変位磁束を生じ、その結果下式によるｍｍｆが逆誘導される。即ち、

この逆誘導ｍｍｆは、コア３の内部に交差する変位磁束による内部成分（１０ないし１０⁴の範囲の実質的な誘電定数を持ち得る）と、周囲の空間内の全磁束からの外部成分とを有する。動作周波数がＭＨzレンジにあるものと仮定すると、コアの選択は、ＭＨzレンジの自然スピン共振をもち、ＫＨzレンジの誘電緩和をもつニッケル亜鉛タイプのフェライトとなる。この場合、コア３の相対透磁率は１０程度となり、内部寄与を最小限に抑える。材料の選択が何であれ、式８の前記逆誘導ｍｍｆが自己インダクタンスによる交番電流の存在時の配線が遭遇する逆起電力ｅｍｆに全く等価であることは明らかである。換言すれば、交番磁気電流を含む高い仮想透磁率のコアもまた、磁気インダクタンスを生じる。
この項を最大化するためには、磁気コア１０の部分が非常に高い実透磁率の誘電性コア１１の周囲に巻付けられた図３の構成を考察しよう。実際に、磁気コア１０は、巻数がｎ₁、内半径ｒ₁および長さｈ_mの２重ソレノイドとなる。
ソレノイド内部の電界は、誘電性コア１１の長さｌ_mにわたり降下した全起電力ｎ₁Ｉ_mにより与えられる。即ち、
（９） Ｅ＝（ｎ₁Ｉ_m）／ｌ_m
従って、交番する変位ベクトルは、
（１０） Ｄ＝（εｎ₁Ｉ_m）／ｌ_m
下式の巻数ｎ₁に蓄積される全逆誘導ｍｍｆとなる。即ち、
（１１） ｍｍｆ_ind＝ｎ₁・ｊω［（εｎ₁Ｉ_m）／ｌ_m］πｒ₁ ²
但し、磁気インダクタンスをＬ_m＝（εｎ₁ ²πｒ₁ ²）／ｌ_mとして識別する。このインダクタンスの値は、明らかに誘電性コアに対して選択された材料および形状によって制御される。従って、図３の磁気回路は、所要のＬ_mＲ_mＣ_m回路であり、下式によって共振する。即ち、
（１２） ｍｍｆ＝Ｉ_mＲ_m−［ｊ／（ωＣ_m）］Ｉ_m＋ｊωＬ_mＩ_m
但し、それ自体を含む全ての誘導項がＬ_mにまとめられる。全磁気電流について解くと、
（１３） Ｉ_m＝（Ｉ₁Ｎ₁）／［Ｒ_m−ｊ／（ωＣ_m）＋ｊωＬ_m］
駆動する電圧源におけるこの磁気電流の作用は、下記のように演繹することができる。電圧源−ソレノイドの組合わせが無視し得る回路キャパシタンスをもつと仮定して、電圧源１により供給される電圧はソレノイド線のオーム抵抗と、ソレノイドのインダクタンスの対抗する逆起電力ｅｍｆにおいて降下されねばならない。後者は、式７の結果である。線の巻数がＮ₁の場合、全誘起電圧は、
Ｖ_ind＝Ｎ₁｛−ｊωＢπρ²｝＝Ｎ₁｛−ｊω（μ′−ｊμ″）Ｈπρ²｝≒Ｎ₁
（−ωμ″Ｈπρ²）
であり、従って
（１４） Ｖ_ind＝−Ｎ₁Ｉ_m
式１３と１４とは一緒に、２重磁気回路要素と電圧源との間の関係を与える。即ち、
（１５） Ｖ₁＝Ｉ₁｛Ｒ_wire＋〔Ｎ₁ ²／(Ｒ_m−ｊ／(ωＣ_m)＋ｊωＬ_m)〕｝
II．磁界の増幅方法
１．共振増幅器
式１３により定義される磁気回路Ｌ_mＲ_mＣ_mは、共振電気ＬＲＣ回路に似た共振磁気モータンス（ｍａｇｎｅｔｏｍｏｔａｎｃｅ）増幅器として用いることができる。従来のＬＲＣ回路においては、誘導項と容量項が相互に等しく作られるならば、回路内の電流が配線の小さな抵抗値によってだけ制限されることが知られている。インダクタとコンデンサのリアクタンスにおけるこの大電流の流れが、大きな電圧を生じ得る。電圧増幅のための要件は、インダクタとコンデンサのリアクタンスが配線の抵抗値より大きい（換言すれば、回路のＱが大きい）ことである。同じ原理が、２重磁気共振回路の場合に妥当する。
２重磁気共振回路の一例として、コア１０の全長ｌがλ／７１であり、λ＝２πｃ／ωである図３の構成を考察しよう。ｌはできるだけ小さく、ｌ≒３ｈ_m＋ｎ₁２πｒ₁程度である。２重ソレノイドの内半径ｒ₁を１０ρに等しくする。
ｈ_m＝ｎ₁２ρならば、磁気コア１０の両側を誘電性コア１１の周囲に巻付けることにより、ｌ_mは２ｈ_mより小さいかあるいはこれと等しくすることができる。
ｌ＝６９ｎ₁ρとして、これはρ＝λ／４８９９ｎ₁であることを意味する。
ここで、ωＬ_mとＲ_m間の比は

ｌ＝λ／７１により、磁気Ｑ_mは、下式となる。即ち、
（１７） Ｑ_m＝５．９３×１０^-6［（μ_r″ε_r）／ｎ₁ ²］
最後に、簡単にするため２重ソレノイドの巻数を１回のみと仮定し（ｎ₁＝１）、コア１０の相対透磁率が５０００程度でありかつ誘電性コア１１の相対透磁率もまた同じ（例えば、チタン酸バリウム・セラミック）であるならば、Ｑ_m＝１４７である。換言すれば、
（１８） ωＬ_m＝１４７Ｒ_m 共振時にこれもまた１／（ωＣ_m）と等しくなければならない。
従って、共振の条件は、
（１９） ｇ／（ωμ₀πρ²）＝１４７［ｌ／（ωμ_r″μ₀πρ²）］
その結果、
（２０） ｇ≒０．０２９４１≒２ρ
従って、先に述べた設計パラメータをもつ磁気回路は、間隔４がＱ_mが１４７である磁気コア１０の直径程度である時に共振する。Ｑ_mは、磁界増幅係数である。このことは、下記のように証明される。
典型的なＢの連続性により、フリンジング効果を無視して、磁気コア１０内部の磁束が間隔４内で継続しなければならない。即ち、
（２１） −ｊμ″Ｈ_coreπρ²＝μ₀Ｈ_gapπρ² あるいは
Ｈ_gap＝−ｊμ_r″Ｈ_core
共振時に全起磁力がＲ_m項に跨がって降下するので、
（２２） Ｈ_core＝（Ｉ₁Ｎ₁）／ｌ＝（Ｉ₁Ｎ₁）／３３．７ｇ
また、式２１は下式となる。即ち、
（２３） Ｈ_gap＝−ｊ１４７［（Ｉ₁Ｎ₁）／ｇ］
この磁気伝導性共振コアの代わりに、共振のない実透磁率の従来のコアが図２において示唆された構成で用いられるとすれば、電流により供給される全てのｍｍｆが間隙に跨がって低減されることは周知である。このため、従来の構成においては、サイズｇの間隙において電流Ｉ₁により生じる磁界は、
（２４） Ｈ_conventional＝（Ｉ₁Ｎ₁）／ｇ
従って、係数Ｑ_mの増幅が開示された発明によって達成された。巻線ソレノイドに流れる電流は増加されなかった。増加した磁界の電力密度は、電圧が式１５に従って巻線抵抗に流れるＩ₁を流すのに必要な電圧より高いので、供給用電圧源において増加した電界電力密度から生じる。
明らかに、磁気回路の透磁率、誘電率および全長の値が自由空間波長に対して大きくなると、全て、Ｑ_m増幅係数を比例するように増加される。しかし、Ｑ_mが増加される時共振を保証するには、磁気キャパシタンスは対応して小さくされねばならない。電気回路においては、２つのコンデンサ極板が分けられるから回路キャパシタンスがゼロにはならず各極板間の自己キャパシタンスの２分の１と無限大とに制限しようとするので、このようなプロセスには制限がある。しかし、導電性流体を用いることにより、本発明の磁気回路においては、かかる制限より下げることが可能である。
２．マグネトモータンス（ｍａｇｎｅｔｏｍｏｔａｎｃｅ）逓昇変成器
磁界の増幅の第２の事例は、逓昇変成器における電圧の増幅に対応する。図４の磁気回路を考察しよう。電圧源１は、第１の磁気伝達コア１５において磁気電流Ｉ_m1を駆動する起磁力ｍｍｆ₁＝Ｉ₁Ｎ₁を構成するソレノイドに流れる電流Ｉ₁を駆動している。コア１５は、閉回路を形成して断面半径ｒ₁と誘電率εの誘電性円環体１６の周囲にｎ₁回巻付けられるものと仮定される。第１のコア１５においては、ωＬ_m項がそのＲ_m項より大きく挙動が支配的であるものと仮定する。第２の磁気伝導コア１７が円環体１６の周囲にｎ₂回巻付けられ、サイズｇの間隙４で開口したままである。
流れるＩ_m1による円環体１６内部の誘電変位がＤ＝（εｎ₁Ｉ_m1）／ｌ_mであることは、式１０によって既に示された。第２の磁気コア１７により作られる２重ソレノイド内部の円環体断面域を介して交番するこのような変位ベクトルは、式１１により、第２のソレノイドに起磁力ｍｍｆ₂＝ｎ₂・ｊω［（εｎ₁Ｉ_m1）／ｌ_m］πｒ₁ ²を誘起する。第２のコアにおける間隙の容量項がこの挙動を優勢にするように作ることができるならば、この全てのｍｍｆ₂が間隙４で降下される。第１のコアがωＬ_mだけ凌駕されることがｍｍｆ₁＝ｎ₁・ｊω［（εｎ₁Ｉ_m1）／ｌ_m］πｒ₁ ²であることを意味すると認識して、

再び、間隙内部の磁界が従来の装置における同じ電流で得ることができるより大きくされた。この時、増幅係数は巻線比ｎ₂／ｎ₁である。
増幅のためのこのような逓昇方式の成功は、磁気キャパシタンス成分のデュアル・リアクタンスに第２の透磁性コアの回路を支配させる能力にある。これを達成するためには、項Ｃ_mができるだけ小さくなければならない。先に述べたように、自由空間環境においては、Ｃ_mの下限がπμ₀ρの大きさであるゆえに、このことは不可能である。このことを証明するには、誘導性リアクタンスがωＬ_m＝（ωεｎ₂ ²πｒ₁ ²）ｌ_mであるが、容量性リアクタンスは１／（ωπμ₀ρ）の大きさであることを知るべきである。ｌ_m＝２ｈ_m2＝４ρｎ₂およびｒ₁＝１０ρ前と同じとし、Ｐを誘導性対容量性リアクタンスの比と定義すると、

この式は、先に述べた章II［１］からの設計パラメータを用いて、下式となる。即ち、
（２７） Ｐ_freespace＝０．９８／ｎ₂
ｎ₂は１より大きいので、自由空間では、Ｐ＞１の要件を満たせないことは明らかであり、従って容量項は優勢とならない。しかし、間隙が導電性流体中に浸漬されるならば、間隙内の磁束は流体中の体積的な渦電流を駆動する起電力を誘起することになる。
このような構成において、Ｉ_mの大きさの駆動ｅｍｆは、流体中の抵抗値に循環電流の自己インダクタンスを加えた和に等しいインピーダンスに抗して働く。循環電流の自己インダクタンスをＬ_eddyと定義すると、
（２８） Ｉ_eddy≒Ｉ_m／（Ｒ_eddy＋ｊωＬ_eddy）
また、このＩ_eddyは、磁気回路における逆誘導ｍｍｆを構成する。流体の導電率が充分に高ければ、電流はインダクタンスで制御され、Ｉ_eddy≒Ｉ_m／（ｊωＬ_eddy）となる。この項を式１２の他の逆誘導ｍｍｆに加えると、下式を得る。即ち、
（２９） ｍｍｆ＝Ｉ_mＲ_m−［ｊ／（ωＣ_m）］Ｉ_m＋ｊωＬ_mＩ_m
−［ｊ／（ωＬ_eddy）］Ｉ_m
式２９から、導電性流体における渦電流項が磁気容量性リアクタンスと同時性であり、従ってこれを増加することが明らかである。実際に、この２つの項を１つに組合わせて容量性リアクタンス１／（ωＣ_m）を１／（ωμ（ω）ρ）の大きさと定義することができる。ここで、μ（ω）は、周波数の関数としての導電性媒体の実効透磁率である。
特徴となる次元ｔの導体（積層された磁気金属コアの如き）のシステムの場合、μ（ω）が図５に示される挙動を有する。図５は、周波数が特徴次元が２枚のスキン深さ程度である如きものである時、実透磁率は自由空間値の半分へ低下し、仮想成分が略々同じ大きさで生じることを示している。この周波数は、渦周波数ｆ_eと呼ばれ、これはω_e／（２π）に等しい。周波数が増加するに伴い、μ′およびμ″は共に１／ω^1／2として低下する。従って、周波数が渦周波数より著しく大きければ、μ（ω）＝μ₀（ω_e／ω）^1／2となる。
導電性流体が海水（即ち、導電性が約５ｍｈｏｓ／メートル、但し、１ｍｈｏｓ＝１ｏｈｍ^-1）であり、特徴次元ｇが２メートルに等しければ、この渦周波数は０．０４ＭＨzである。回路が５０ＭＨzで動作するならば、μ（ω）は０．０２８μ₀に等しく、これは係数３５だけ磁気容量性リアクタンスを増加する。これは、式２６、２７の誘導性リアクタンスに対する容量性リアクタンスの比Ｐを巻線数ｎ₂＝１０の２次側コアに対する３．５程度にさせる。当例では、間隙におけるｍｍｆ₂の７８％、即ち７．８ｍｍｆ₁が降下させられる。巻線数ｎ₂＝２０であれば、比Ｐは１．７５であり、間隙におけるｍｍｆ₂の６４％，即ち１２．７ｍｍｆ₁が降下させられる。従って、海水における逓昇原理を用いて大きさが１程度の増幅を得ることは簡単である。
３．逓昇変成器ポンプ
先に述べたように、逓昇変成器形態における間隙が導電性流体中に浸漬されるならば、強い渦電流が流体中に誘起される。増幅される磁界に対する流体中の電流の反応により、間隙内の流体が間隙から半径外方向へ排斥される。この外方向作用力は、種々の用途において用いることができる。
間隙内の流体に対する外方向作用力の最も簡単な用途は、磁気流体攪拌機として逓昇変成器形態を用いることである。このような用途のためには、逓昇変成器は修正する必要がなく、間隙は攪拌されるべき流体中に浸漬されればよい。
更に有効な用途は、間隙内の流体に対して及ぼされる作用力を案内することにより、流体ポンプを形成することである。流体の流れを案内する１つの方法は、図６に示される。間隙４を包囲しているのは、複数の流体取り込みポート６と流体排出ノズル７の両方を含む流体偏向スカート５である。スカート５は、電磁波に対して実質的に透過性である材料、望ましい実施形態においてはプラスチックから作られる。流体が間隙から外方へ排斥されると、スカートが外方の流れを排出ノズル７通るよう偏向させて、推進力を生じる。
４．共振磁気逓昇変成器
当該方法は、先に述べた共振増幅器とマグネトモータンス逓昇変成器の組合わせである。この場合、一次側と二次側の両コアが、２重のキャパシタンスとインダクタンスの全ての適切な構成により共振に同調される。従って、非常に高い磁気伝導率をもつ磁性材料が用いられるならば、逓昇ｍｍｆが共振増幅により倍増されて、最小で前の２章に開示された２つの増幅の積（大きさが２倍以上）であり、かつ最大でテスラ・コイルで得られる電圧増幅に比較し得る量（大きさが６倍）であり得る間隙における総磁界増幅を得る。
５．４分の１波長共振増幅器
図７は、４分の１波長共振増幅器の一例である。この増幅器は、終端において同じ材料で短絡された損失のある透過性材料から構成される２重同軸伝送線を含んでいる。終端部２１は開いたままにされ、プラスチック障壁２２により周囲の外部導電性流体から封止されている。導電性流体が磁気容量性リアクタンス項を強化するように示されたため、このように構成された２重伝送線の開放終端２１は、磁気開回路の理想的な画定に真に近づき得る。小さなｍｍｆが短絡終端２０付近でこのような構造に導入されると、図８の接続方式で示唆されるように、定在波が短絡終端２０において最小値の磁界強さで、また流体中の開放終端２１において最大値の磁界強さで内部に形成される。これは、２重の４分の１波長共振線部分を構成する。
２重同軸線の式を得るため、この線が低損失の誘電体２３で充填されるものとする。同軸導波路の壁面が損失のある磁性材料から作られるので、接線磁界は前記壁面で消滅する傾向がある。その結果、この構造は、磁界が完全に放射状（同軸面に対して直角）であるＴＥＭモードを支持し、電界は同軸面に対して接線方向に循環する。損失のある磁性材料内部の磁気スキン深さは、
（３０） δ_m＝［２／（ωεσ_m）］^1／2
従って、伝送線の磁気インピーダンス（周知のアドミッタンスの単位をもつ）は、

但し、Ｒ_m、Ｌ_mおよびＣ_mは、単位長さ当たりである。
線の共振４分の１波長部分に対しては、短絡終端２０付近の小さな「電圧」入力１が下記係数だけ開放終端２１で著しく増幅されて現れる。即ち、
（３２） Ｑ_m＝（２ζ）／［Ｒ_m（λ／４）］
磁気導体の厚さが磁気スキン深さより大きければ、単位長さ当たりの磁気抵抗は、

典型的な実施の形態において、伝送線内部の増幅された電界に耐えるために、充電用誘電体２３は高い誘電強さのセラミックであり、その相対透磁率は２００となるように選定される。このような誘電体と２５ＭＨzの動作周波数を用いて、４分の１波長ｌは０．２１メートルである。磁気導体の相対透磁率の仮数部が５０００であり（自然であるか、あるいは印加されるＤＣ磁界が存在する場合、強磁性共鳴により強化される）、その透磁率実数部は１０程度であるならば、磁気スキン深さδ_mは０．０１２メートルである。０．０３８１メートルの内側同軸円筒の外半径ａと、０．１０５メートルの外側同軸シールドの内半径ｂの場合、単位長さ当たりの磁気抵抗は０．０００４７８ｍｈｏｓ／メートルであるが、伝送線の磁気インピーダンスは０．００６０６ｍｈｏｓで、Ｑ_m＝１２０．８の増幅係数を生じる。
６．４分の１波長共振器の浮遊システム
４分の１波長共振増幅器は、簡単な浮遊器として働くように再構成することができる。この形態においては、図７の共振器は障壁２２は含まない。装置を導電性流体中に浸漬する代わりに、図９に示されるように、導電性の接地面２５が終端２１に配置される。このような形態においては、共振器は接地面上に約４分の１波長だけ浮遊する。間隙がある場合でさえ、共振器におけるエネルギは装置内部に捕捉されようとする傾向がある。装置内部の電界が円形状であり接地面に対して接線を呈するゆえに、エネルギが漏洩し得ない。このような波は、接地上に伝播し得ない。
７．磁性材料の要件
磁気増幅器の形態の如何に拘わらず、増幅器に用いられる磁性材料は充分に損失が多くなければならない。損失のある透磁性コアが金属導体の磁気的相当物として挙動するように、複素透磁率の仮数部が磁気増幅器の動作周波数において１よりはるかに大きいことが不可避である。一般に、このことは、動作周波数がＭＨzレンジにあるならば、μ″がμ₀の１０００ないし５０００倍の大きさであることを必要とする。他の動作周波数の場合は、仮想透磁率と周波数の積が略々一定に保持されねばならない。従って、動作周波数がＫＨzレンジにあるならば、μ″がμ₀の１０⁶ないし５×１０⁶の大きさであるが、動作周波数がＧＨzレンジにあるならば、μ″はμ₀の１ないし５倍の大きさとなる。
磁性材料の特性は既知であり、従って特定の用途に対する適切な材料の選択の問題に過ぎず、適性であることは意図される動作周波数に対する材料の透磁率、所要の大きさが得られること、意図される環境に耐えられること、およびそのコストに依存する。
一般に、ピーク仮想透磁率は、初期透磁率の０．５倍ないし１倍程度となる。従って、それぞれ３０００ないし２０，０００、および２０００ないし５０００程度の初期透磁率をもつマンガン亜鉛フェライト第３種および第４種、ならびに１０００の初期透磁率をもつ第６種のニッケル亜鉛フェライトが、種々の磁気増幅器用途に対して優れた候補である。ＧＨzレンジにおいては、コバルト亜鉛フェライトが適切な特性を有する。外部ＤＣ磁界を磁気コアに印加することにより、完全に制御された損失のある透磁率を得ることも可能であり、材料の透磁率を制御するこのような技法は当技術において公知である。
III．特定の事例
１．共振磁気回路融解物浮遊システム
本例においては、１００ＫＨzで動作する電磁融解物浮遊システムが本発明に従って記述される。当該浮遊力は、磁束と金属サンプルに誘起された渦電流との間で相互作用により生成される。
当実施形態は、図３に示される基本的な設計構造を用いる。当該実施形態においては、誘電性コア１１はＣｒｏｗｌｏｙ ７０で作られた円環体である。これは、幅が０．９４メートル×厚さが０．３メートルの矩形状の断面をもち、平均半径０．３５メートルの変位ベクトルに円形経路を提供する。１００ＫＨzにおいて、ε′／ε₀＝１２３，０００であり、ｔｇδ_d＝０．６４×１０^-4であり、μ′／μ₀＝４００であり、ｔｇδ_m＝０である。磁気巻線１０は、Ｅ．Ｒｏｅｓｓ著「高透磁率ＭｎＺｎフェライトの磁気特性および微小構造（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ Ｈｉｇｈ Ｐｅｒｍｅａｂｉｌｉｔｙ ＭｎＺｎ Ｆｅｒｒｉｔｉｅｓ）」（Ｆｅｒｒｉｔｉｅｓ：Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、１９７０年７月於日本、２０３〜２０９）により開示された組成によるマンガン亜鉛フェライトで作られる。磁気巻線の半径ρは、０．０１メートルであり、４１９メートルの全長を有する。１００ＫＨzにおいて、μ″≧１０⁴ μ₀である。磁気巻線１０は、合計１５９回の巻数（ｎ₁）で３層の巻線が誘電性コアの周囲に巻付けられている。ソース１は、磁気巻線１０の部分の周囲に巻付けられた０００ゲージ銅線を４回巻である。
式５による総磁気抵抗は、

式１１による磁気インダクタンスは、εｎ₁ ²Ａ／ｌ_mであり、ここでＡは誘電性コア１１の断面積、ｌ_mはその平均長さである。この場合、Ａ＝０．３×０．９４＝０．２８２ｍ²およびｌ_m＝２π（０．３５）＝２．２ｍである。従って、磁気誘導性リアクタンス項は、

従って、磁界に対する倍増率は、
Ｑ_m＝2217／169＝13
当該システムを融解物浮遊システムとして使用するために、間隙の終端が図１０に示されるように成端されている。この間隙に対する磁束線は、図１１に示される。平均磁束経路は、０．０２メートル程度である。空気中では、間隙の磁気キャパシタンスは約μ₀π（０．０１）²／０．０２であり、磁気容量性リアクタンスは１／ωＣ_m、即ち、８０．６ｍｈｏｓである。
共振を保証するため、水冷される冷間るつぼが設計され、これもまた図１２に示される如き磁束集中器として働く。この集中器は、間隙内の磁界を整形してＣ_mを低下させる。間隙における磁束は、図１３に示される如き磁束集中器内に渦電流を誘起する。渦電流が後方から前方へ回り込んむよう誘起され、磁束を集中器内で間隙３０を経て流れて内部で傘開するように有効に強制する。
図１４は、金属サンプル３１を所定位置に浮遊させた間隙と集中器の断面図である。るつぼの間隙の磁束圧縮と浮遊される金属に誘起された渦電流との組合わせが磁束経路の断面を係数２７．５だけ減じるならば、Ｃ_mは同じ係数だけ低下され、１／（ωＣ_m）は８０．６ｍｈｏｓから（８０．６）（２７．５）＝２２１７ｍｈｏｓへ増加する。従って、ｊωＬ_m＝−ｊ／（ωＣ_m）となり、磁気回路が共振する。
所要の係数２７．５を得るため、集中器の間隙３０は約０．０００４メートルでなければならない。金属サンプル３１が融解して浮遊るつぼから流出すると、共振は周波数ωを変化させることにより維持される。
本発明の利点は、従来の融解物浮遊システムに照らせば明らかである。１００ＫＨzで０．０１メートルの半径をもつ銅球を融解するためには、従来のシステムは約８００Ａを使用する。４回巻形態を仮定すると、おおよその浮遊磁界は１６０，０００Ａ／ｍである。このような磁界が及ぼし得るこの磁気圧力は、（μ₀／２）Ｈ²≒１．６×１０⁴Ｎ／ｍ²である。半径０．０１メートルの金属球は、π（０．０１）²＝３．１４×１０^-4ｍ²の断面積を有する。渦電流が形成された後、全圧力を受ける磁界により影響を受ける実効面積は、前記面積の１０分の１程度、即ち、３．１４×１００^-5ｍ²である。従って、浮遊力は、（１．６×１０⁴）（３．１４×１０^-5）＝０．５Ｎである。この力は、半径が０．０１メートルの銅球の略々重量である０．０５ｋｇの金属を浮遊させるのに充分である。
０．２１ｍｍのスキン深さと６×１０⁷ｍｏｈ／ｍの導電率をもつ１０ｍｍ径のワイヤを仮定すると、８００Ａを運ぶ金属コイルで消費される電力は、約３５０ワットである（Ｒ_w［８００］²＝［５．５×１０^-4］８００²＝３５０）。融解される金属において消費される電力が数十キロワット程度であることに注目されたい。
対照的に、約１３の倍増率をもつ本発明の上記の実施形態を用いることにより、同じ４回の巻線形態による同じ融解物浮遊磁界を得るのに、６１．５Ａが必要とされるに過ぎない（８００／１３＝６１．５）。この場合、金属コイルにより消費される電力は、２ワットに過ぎず（［５．５×１０^-4］［６１．５］²＝２）、そのため非常に低温の励起コイルとなる。励起コイルにおいて無駄な電力を消費する代わりに、本発明を用いる融解物浮遊システムは、フェライト磁気巻線で電力を消費する。当該実施の形態においては、
Ｒ_m＝１６９ｍｈｏｓ
Ｉ_m＝ｍｍｆ／Ｒ_m＝４（６１．５）／１６９＝１．４６ボルト
従って、浪費電力はＩ_m ²Ｒ_m＝（１．４６）²（１６９）＝３６０ワットである。
従って、（計算の公差以内の）略々同じ量の電力が磁気共振回路において消費されても、励起コイルの発熱は非常に少ない。その代わり、セラミック・フェライトが熱を吸収する。
２．融解物浮遊用途のための共振磁気変成器
当該実施形態は、図４に示された基本設計を用い、前の事例において述べたものと同じ材料を使用する。電流源１が巻かれる一次側巻線１５は、全長が１２８メートルに対して４７回の巻数からなる。二次側巻線１７は、２９１メートルの全長に対して１１２回の巻数からなっている。一次側の特性は、
Ｒ_m＝５１．６ｍｈｏｓ
ωＬ_m＝１９３．７ｍｈｏｓ
Ｑ_m＝３．７５
二次側の特性は、
Ｒ_m＝１１７．３ｍｈｏｓ
ωＬ_m＝１１００ｍｈｏｓ
Ｑ_m＝９．３８
巻数比は、１１２／４７＝２．３８である。
二次側は、当該実施形態ではωＬ_mが２２１７ではなく１１００に等しいことを除いて、前の融解物浮遊システムと同じ空隙を提供する。従って、Ｃ_mのみが２７．５ではなく１３．６だけ増加すればよい。このことは、磁束集中器における間隙をより大きく、約０．００８メートルにすることを許容する。このような構成は、共振および９．３８の倍増率を達成するのに必要な１／（ωＣ_m）を生じる。
このような構成では、一次側もまた共振するのに充分に低いＣ_mを持たねばならない。これは、図１５に示される如き０．００１メートルの間隙で各巻きごとに巻線を区切ることによって達成できる。このような構成においては、総直列磁気キャパシタンスは［μ₀π（０．０１）²］／［４７（０．００１）］であり、１８９オームの容量性リアクタンスを生じる。これはωＬ_m程度であり、これにより共振を生じる。
本発明の当該実施形態により提供される性能の改善を示すため、空隙における所要の磁界が先に述べた実施形態におけると同じものであると仮定する。集中器の倍増率がこの場合ではより小さいので、二次側におけるＩ_mは第１の装置におけるより大きくなければならない。従って、
Ｉ_m（_secondary）＝１．４６（２５．７／１３．６）＝２．７５ボルト
ｍｍｆ_secondary＝２．７５ボルト×１１７．３ｍｈｏｓ＝３２２．６ａｍｐ−巻数
ｍｍｆ_primary＝ｍｍｆ_secondary／巻数比＝１３５．５ａｍｐ−巻数
一次側が３．７５のＱ_mを持つので、
ｍｍｆ_source＝３６ａｍｐ−巻数
従って、巻数４の場合、総ソース電流は９ａｍｐである。これは、従来の融解物浮遊システムにより要求される８００ａｍｐよりはるかに小さい。巻線におけるこのような低い電力消費を達成するためには、フェライトがより大量の電力を消費しなければならない。当該実施形態では、
二次側は、（２．７５）²（１１７）＝８８４ワットを消費し、
一次側は、（１３５．５）²／５１．６＝３５５ワットを消費し、
巻線は、（９）²（５．５×１０^-4）＝０．０４ワットを消費する。
３．伝送線を２５ＭＨzのソースに整合する逓昇変成器
図１６は、磁気伝送線の図である。面４０は、約１ミリメートルの厚さの銅板である。面４１は、ｔ_μが０．０４メートル、μ″が約５０００である損失のあるフェライトである。断面寸法は０．３メートル×０．３メートルである。図１７は、当該構造の基本モードの磁界を示している。当構造は、３７７オームの波形インピーダンスと、１／３７７即ち０．００２６ｍｈｏｓの伝送線磁気インピーダンスζを有する。
当該伝送線に５０オームの電圧源を供給することを要求すると仮定すると、式１５は電圧源において下式のインピーダンスを生じる。即ち、
Ｖ_source／Ｉ_source＝Ｒ_wire＋［（Ｎ₁ ²）／（Ｒ_m＋ζ_m）］
従って、図１８に示される供給形態において、Ｒ_m≒０、Ｒ_wire≒０、および巻数が僅かに１であるものと仮定すると、ソースは５０オームではなく３７７オームとなるので、不整合が存在する。このような不整合を補正するため、図４の逓昇変成器においては、下記のことが判る。即ち、
ｍｍｆ₂＝（ｎ₁／ｎ₂）ｍｍｆ₁
Ｉ_m2＝（ｎ₁／ｎ₂）Ｉ_m1
かつ、従って
ζ_m2＝ｍｍｆ₂／Ｉ_m2＝(ｎ₂／ｎ₁)²(ｍｍｆ₁／Ｉ_m1)＝(ｎ₂／ｎ₁)²ζ_m1
当該磁気逓昇変成器は、巻線比により磁気インピーダンスを変換する。５０オームの電圧源に対する整合を得るためには、伝送線インピーダンスを０．００２６ｍｈｏｓないし０．０２ｍｈｏｓだけ、あるいは（０．０２／０．００２６）^1／2＝２．８≒３の巻線比だけ逓昇する必要がある。従って、図１９に示される如き巻線比３をもつ逓昇変成器は、電圧源を伝送線と整合させることになる。
図１９の逓昇変成器においては、第１の巻線４５は、２５ＭＨzでμ″＝３０００、半径が０．００５メートル、および全長が０．６メートルである材料から作られる。二次側巻線４６は、一次側巻線と同じ材料から作られ、その３回の巻数により、１．２メートルの全長を有する。誘電性コア４７は、０．０４８メートルの半径ｒ₁と、０．４４４メートルの全長ｌ_mと、５０００ε₀のε′とを有する。
式１１から、次式を得る。即ち、Ｌ_m＝（ε_r′ε₀ｎ²πｒ₁ ²）／ｌ_m
従って、
Ｌ_{m(1 turn)}＝［(５０００)(８．８５４×１０^-12)(π)(０．０４８)²］／０．４４４＝７．２×１０^-10
Ｌ_{m(3 turns)}＝６．４９×１０^-9
および
ωＬ_{m(1 turn)}＝０．１１３ｍｈｏｓ
ωＬ_{m(3 turns)}＝１．０２ｍｈｏｓ
磁気抵抗は、

各場合においてωＬ_mがＲ_mより大きいので、回路はインダクタンスで制限され、逓昇が生じる。
このように、０．００２６ｍｈｏの磁気インピーダンスの伝送線が、０．０２３４ｍｈｏｓに対する比ωＬ_{m(3 turns)}／ωＬ_{m(1 turn)}＝９で変換され、５０オームのソースに接続された１回の巻線ループが、５０オームに有効に整合された１／０．０２３４＝４３オームのインピーダンスを読取る。
従って、７．５：１（即ち、３７７／５０）の不整合として始まったものは、本発明の当該実施形態を用いて、１．１６：１（即ち、５０／４３）の整合となる。パラメータの慎重な調整によって、更に近い整合を得ることができる。
４．２５ＭＨzの海水圧送および推進のための４分の１波長共振器
図２０は、４分の１波長共振増幅器の図である。当該実施形態は、外側円筒５５が０．０２４メートルの肉厚を有する長さが０．２５メートルの同軸磁気伝送線からなっている。外側円筒５５は、短絡された端部５６を有する。円筒５５と端部５６は共に、μ″が５０００μ₀に等しい損失のある透磁性材料で作られる。円筒５５の内半径ｂは、０．１０５メートルである。同軸の内側円筒５７は、０．０３８１メートルの外半径ａを有する。プラスチック障壁５８が、伝送線の開放端部を封止し、肉厚が約０．００２メートルであり、短絡端部５６から０．２１メートル（即ち、λ／４）に取付けられる。容積部分５９は誘電体で充填され、容積部６０は海水で充填される。当実施形態においては、誘電体は、７％の密度でε′が２８００であるチタン酸バリウム・ストロンチウムの如きセラミックで充填された発泡体である。容積部６０もまた、代替的なセラミック・ディスクと発泡スペーサで充填することができる。例えば、２０個の発泡スペーサで分離されたそれぞれ０．０００７４４メートルの厚さをもつ２０個のセラミック・ディスクを使用することができる。
共振器内に定在波を形成するため、例えば、図２１に示される如き海水端部付近に１回巻のコイルを用いて、小さなｍｍｆが構造体内へ誘導される。この場合、入力ｍｍｆ₁はｒに等しく、増幅されたｍｍｆ₂は１２０．８Ｉ（１２０．８の増幅率Ｑ_mは、先に章II［５］において得られた）に等しい。従って、開放端部には、式（μ₀／２）Ｈ²＝（μ₀／２）（１２０．８）²（Ｉ²／ｒ²）に等しい圧力分布により
Ｈ（ｒ）＝（１２０．８Ｉ）／ｒ
となる。
このように、導波路の開口部における力は、
（μ₀／２）（１２０．８）²Ｉ²∫（１／ｒ²）２πｒ ｄｒ＝μ₀（１２０．８）²πＩ² ｌｎ（ｂ／ａ）
であり、従って
力≒０．０５７６Ｉ²ニュートン
となる。
導波路の開口部の面積は、
π（０．１０５²−０．０３８１²）＝０．０３ｍ²
従って、平均圧力降下は、
（０．０５７６／０．０３）Ｉ²＝１．９２Ｉ²パスカル
この圧力降下は、Ｂ磁界が渦電流によりゼロになるのに要する流体深さにわたって生じる。この距離は、３つのスキン深さ程度、即ち０．１２メートルである。従って、共振器は、１６Ｉ²Ｐａ／ｍに等価である０．１２メートルの流体にわたって１．９２Ｉ²パスカルの圧力降下を生じ得る。
従来の電磁推進器の設計は、図２２に示される。当該推進器の寸法は、０．３３メートル×０．３３メートル×３．９メートルである。当該推進器は、１３３３Ｎを生じるために１０００Ａを使用する。従って、圧力降下は、１．２２×１０⁴に等しい１３３３／０．３３²である。長さ３．９メートルにわたって、この圧力降下は、３．１４×１０³Ｐａ／ｍと等価である。電極の長さ０．１２メートルが、１０００（０．１２／３．９）Ａ、即ち３０．７７Ａの電流を運ぶ。この電流を先に述べた本発明の実施形態で印加すると、１６（３０．７７）²Ｐａ／ｍ、即ち１５．１×１０³Ｐ生じる。このように、先に述べた本発明の実施の形態は、従来の推進器より約５倍の効率を呈する。更に、本発明は、Ｂ磁界を供給するのに超伝導磁石を必要としない。
当業者には理解されるように、本発明は、その趣旨および実質的な特性から逸脱することなく他の特定形態で実施することもできる。従って、本発明の望ましい実施形態の開示は、請求の範囲に記載される本発明の範囲の例示を意図するものであり、限定するものではない。

Claims (26)

1. 損失のある磁性体（１０）の開回路が一定長さの前記磁性体（１０）と間隙（４）とにより画定され、ソレノイドが前記一定長さの前記磁性体（１０）の第１の部分の周囲に巻付けられ、ＡＣ電圧源が（１）前記ソレノイドに接続された増幅電磁回路において、
   閉回路に形成された一定長さの誘電体（１１）、
   を備え、前記一定長さの前記磁性体（１０）の第２の部分が前記一定長さの前記誘電体（１１）の部分の周囲に巻付けられた、
   増幅電磁回路。
2. 前記磁性体（１０）が、１よりはるかに大きい複素透磁率の仮数部を有する請求項１記載の増幅電磁回路。
3. 前記磁性体（１０）が、自由空間の透磁率の約１０００ないし約５０００倍の範囲内の複素透磁率の仮数部を有する請求項１記載の増幅電磁回路。
4. 前記磁性体（１０）が、自由空間の透磁率の約１０^６ないし約５×１０^６の範囲内の複素透磁率の仮数部を有する請求項１記載の増幅電磁回路。
5. 前記磁性体（１０）が、自由空間の透磁率の約１ないし約５倍の範囲内の複素透磁率の仮数部を有する請求項１記載の増幅電磁回路。
6. 前記回路が略々共振状態にあり、該共振が、条件ｇ／（ωμ_０πρ^２）＝（ωｎ_１ ^２επｒ_１ ^２）／ｌ_ｍが満たされる時に生じ、ここで、ｇは前記間隙（４）の幅、ωは角周波数、μ_０は自由空間の透磁率、ρは前記磁性体（１０）の断面半径、ｌ_ｍは前記誘電体（１１）の長さ、ｎ_１は前記誘電体（１１）の周囲の前記磁性体（１０）の巻数、εは前記誘電体（１１）の比誘電率、およびｒ_１前記誘電体（１１）の断面半径である請求項１記載の増幅電磁回路。
7. 磁束集中器を更に備え、該磁束集中器が前記間隙（４）内に配置される請求項１記載の増幅電磁回路。
8. 前記磁束集中器が低温るつぼである請求項７記載の増幅電磁回路。
9. 前記間隙（４）が導電性流体中に浸漬される請求項１記載の増幅電磁回路。
10. 前記磁性体（１０）に人為的に高損失を呈させる手段を更に備える請求項１記載の増幅電磁回路。
11. 前記手段が、前記磁性体に印加される外部ＤＣ磁界である請求項１記載の増幅電磁回路。
12. 増幅電磁回路の増幅量が、［（ωｎ_１ ^２επｒ_１ ^２）／ｌ_ｍ］［（ωμ″ρ^２）／ｌ］として定義され、ここで、ωは角周波数、ｎ_１は前記誘電体（１１）の周囲の前記磁性体（１０）の巻数、εは前記誘電体（１１）の比誘電率、ｒ_１は前記誘電体（１１）の断面半径、ｌ_ｍは前記誘電体（１１）の前記長さ、μ″は前記磁性体（１０）の複素透磁率の仮数部、ρは前記磁性体（１０）の断面半径、およびｌは前記磁性体（１０）の前記長さである請求項１記載の増幅電磁回路。
13. 閉回路に形成された一定長さの誘電体（１６）と、
    閉回路に形成された一定長さの第１の損失のある磁性体（１５）であって、該一定長さの前記第１の磁性体（１５）の第１の部分が、第１の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第１の部分の周囲に巻付けられた第１の損失のある磁性体（１５）と、
    前記一定長さの前記磁性体（１５）の第２の部分の周囲に巻付けられたソレノイドと、
    前記ソレノイドに接続され、磁気インピーダンスをもつＡＣ電圧源（１）と、
    第１の終端と第２の終端とをもつ開回路に形成された一定長さの第２の損失のある磁性体（１７）であって、前記一定長さの前記第２の磁性体（１７）の部分が、第２の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第２の部分の周囲に巻付けられる磁性体と
    を備える電磁回路。
14. 磁気インピーダンスをもつ２重磁気回路を更に備え、前記第１と第２の終端が前記２重磁気回路装置に磁気を供給し、前記第２の巻数に対する前記第１の巻数の比が、該回路装置の磁気インピーダンスに対する前記電圧源の磁気インピーダンスの比の平方根に略々等しい請求項１３記載の電磁回路。
15. 前記２重磁気回路装置が磁気伝送路である請求項１４記載の電磁回路。
16. 前記第１と第２の損失のある磁性体が実質的に等しい組成である請求項１３記載の電磁回路。
17. 前記第１と第２の終端が間隙（４）を画定する請求項１３記載の電磁回路。
18. 前記一定長さの前記第１の磁性体（１５）の前記第１の部分が区切られている請求項１３記載の増幅電磁回路。
19. 前記間隙（４）内に配置された導電性挿入子を更に備える請求項１７記載の電磁回路。
20. 前記間隙（４）が浸漬される導電性流体を更に備える請求項１７記載の電磁回路。
21. 前記間隙（４）を包囲するシールド（５）を更に備え、該シールドが複数の流体取入れポート（６）と少なくとも１つの流体排出ノズル（７）とを含み、前記シールド（５）が電磁波に対して実質的に透過性である請求項２０記載の電磁回路。
22. 前記電磁回路が、前記第１の巻数に対する前記第２の巻数の比として定義される増幅量を呈する増幅器である請求項１７記載の電磁回路。
23. 一定長さの磁性体（１０）と間隙（４）とにより画定された損失のある磁性体（１０）の開回路と、前記一定長さの前記磁性体（１０）の第１の部分の周囲に巻付けられたソレノイドと、該ソレノイドに接続されたＡＣ電圧源（１）とを有する電磁回路における磁界を増幅する方法において、
    一定長さの誘電体（１１）の閉回路を形成するステップと、
    前記一定長さの誘電体（１１）の部分の周囲に前記一定長さの磁性体（１０）の第２の部分を巻付けるステップと、
    前記ＡＣ電圧源（１）を設定するステップと
    を含む方法。
24. 一定長さの誘電体（１６）から閉回路を形成するステップと、
    一定長さの第１の損失のある磁性体（１５）から閉回路を形成するステップと、を含み、
    前記一定長さの前記第１の磁性体（１５）の第１の部分が、第１の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第１の部分の周囲に巻付けられ、
    前記一定長さの前記第１の磁性体（１５）の第２の部分の周囲にソレノイドを巻付けるステップと、
    一定長さの第２の損失のある磁性体（１７）から開回路を形成するステップとを含み、
    前記第２の損失のある磁性体（１７）の前記開回路が間隙（４）を有し、前記一定長さの前記第２の磁性体（１７）の部分が、第２の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第２の部分の周囲に巻付けられ、
    前記ソレノイドに接続されたＡＣ電圧源（１）に電圧を印加するステップ
    を含む電磁回路における磁界を増幅する方法。
25. 一定長さの誘電体（１６）から閉回路を形成するステップと、
    一定長さの第１の損失のある磁性体（１５）から閉回路を形成するステップと、を含み、
    前記一定長さの前記第１の磁性体（１５）の第１の部分が、第１の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第１の部分の周囲に巻付けられ、
    前記一定長さの前記第１の磁性体（１５）の第２の部分の周囲にソレノイドを巻付けるステップと、
    前記ソレノイドに対する前記電圧源インピーダンスに電圧源（１）を接続するステップと、
    一定長さの第２の損失のある磁性体（１７）から開回路を形成するステップとを含み、
    前記第２の損失のある磁性体（１７）の前記開回路が、前記負荷の磁気インピーダンスを供給し、前記一定長さの前記第２の磁性体（１７）の部分が、前記第２の巻数だけ前記一定長さの前記誘電体（１６）の第２の部分の周囲に巻付けられ、
    前記第２の巻数に対する前記第１の巻数の比が負荷の磁気インピーダンスに対する電圧源の磁気インピーダンスの比の平方根に略々等しくなるように、前記第１の巻数と前記第２の巻数とを選択するステップ
    を含む、電圧源の磁気インピーダンスを負荷の磁気インピーダンスに整合させる方法。
26. 前記負荷の磁気インピーダンスが磁気伝送路である請求項２５記載の方法。

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