JP3782237B2 - OFDM signal demodulator - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing :直交周波数分割多重)信号の復調装置に係り、特にその軟判定データを得る復号装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
OFDM信号を受信し復号する場合、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) や64QAMなどのQAM系のディジタル変調方法においては、図3に示すようにOFDM受信信号30の時間波形をFFT(Fast Fourier Transform)回路31をへて各搬送波毎の複素データを求め、これを別途パイロットシンボル抽出回路32および各搬送波の参照シンボルを推定する参照シンボル推定回路33を介して求めた振幅位相基準データ(参照データ)を基準に、各搬送波毎に復調データを等化する復調データ等化回路34において等化することによって前述の複素データを補正し、得られた補正複素データを各搬送波毎にデマッピング回路35で位相空間上にデマッピングをすることによりビット毎の軟判定データ36を得、これをビタビ復号器(図示されず)などの軟判定復号回路に入力して軟判定復号を行っていた。なお一例として16QAMの場合の位相空間図を図5に示す。
【0003】
またDQPSK(Differential Quarternary Phase Shift Keying) などの差動復調系のディジタル変調方法においては、図4に示すように図3と同様に、OFDM受信信号40の時間波形をFFT回路41をへて各搬送波毎の複素データを求め、1シンボル遅延回路42で求めた各搬送波の前シンボルと差動復調回路43で各搬送波毎に差動復調を行い、得られた複素データをデマッピング回路44を用いて位相空間上で各搬送波毎にデマッピングして軟判定データ45を得、これをビタビ復号器(図示されず)などの軟判定復号回路に入力して軟判定復号を行っていた。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、マルチパスやフェージングなどの妨害がある場合、遅延波のレベルや遅延時間などの影響により伝送路の周波数特性が歪み、OFDM信号の各搬送波の振幅位相特性が異なってくる。例として、マルチパス妨害がある場合の伝送路の周波数振幅特性を図6(b)に示す。この周波数振幅特性はパイロットシンボルから推定して得たものである。振幅の小さい搬送波においては、C/Nが低いため信頼性が低いはずであるが、位相空間上の送信信号点に近いところに受信シンボルがある場合や隣同士のシンボルでビットが同じとき、つまり隣同士でビットが0である場合や1である場合に、その間に受信シンボルがあると、0.0または1.0と判定するため、信頼性が高くなり、効果的な軟判定復号を行うことができなかった。
【0005】
なお図6は伝送路の周波数特性を示す図で(a)は妨害がない場合、(b)はマルチパス妨害がある場合で図の横軸は搬送波番号、縦軸は参照データの振幅(任意単位)を示す。
【0006】
本発明は上述の課題を解決するため、QAM系の復調方法においてはパイロットシンボルから得られた参照シンボルの振幅を軟判定のための信頼度情報として利用することの可能な、また差動系の復調方法においては前シンボルの振幅を1に規格化して差動復調して軟判定復号を行うことの可能なOFDM信号復調装置を提供せんとするものである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
これら目的を達成するため、QAM系にかかるOFDM信号を復調する本発明第1のOFDM信号復調装置は、当該装置が:OFDM信号を復調するOFDM信号復調装置において、当該装置が:受信OFDM信号から各搬送波の複素データを得るFFT回路と;得られた複素データからフレーム構成のうちパイロットシンボルの位置に相当する複素データを抽出するパイロットシンボル抽出回路と;抽出されたパイロットシンボルから各搬送波の振幅位相基準となる参照シンボルを推定する参照シンボル推定回路と;前記FFT回路によって得られた各搬送波の複素データの振幅および位相を前記参照シンボル推定回路によって得られた参照シンボルにより等化する復調データ等化回路とを具備し、参照シンボル推定回路によって得られた参照シンボルを軟判定復号の信頼度情報として利用するよう構成したことを特徴とするものである。
【0008】
また、QAM系にかかるOFDM信号を復調する本発明第2のOFDM信号復調装置は、当該装置が:OFDM信号を復調するOFDM信号復調装置において、当該装置が:受信OFDM信号から各搬送波の複素データを得るFFT回路と;得られた複素データからフレーム構成のうちパイロットシンボルの位置に相当する複素データを抽出するパイロットシンボル抽出回路と;抽出されたパイロットシンボルから各搬送波の振幅位相基準となる参照シンボルを推定する参照シンボル推定回路と;前記FFT回路によって得られた各搬送波の複素データの振幅および位相を前記参照シンボル推定回路によって得られた参照シンボルにより等化する復調データ等化回路と;前記復調データ等化回路の出力である複素データを送信シンボル点へシンボル判定するシンボル判定回路と;該シンボル判定回路の出力を前記参照シンボル推定回路によって推定された参照シンボルにより伝送路の周波数特性をかけてシンボルの値を変換するシンボル変換回路と;前記参照シンボルの振幅を1に規格化しこれで前記FFT回路の出力複素データを補正する復調データ補正回路と;前記シンボル変換回路および前記復調データ補正回路両出力を使用して各搬送波の信頼度を計算する信頼度計算回路と;該計算回路から得られた値を前記シンボル判定回路によりシンボル判定された各ビットの信頼度とする信頼度付加回路とを具備し、該信頼度付加回路の出力を軟判定データとするよう構成されたことを特徴とするものである。
【0009】
さらにまた差動ディジタル変調にかかるOFDM信号を復調する本発明第3のOFDM信号復調装置は、当該装置が:受信OFDM信号から各搬送波の複素データを得るFFT回路と;各搬送波の受信シンボルを1シンボル遅延させる1シンボル遅延回路と;遅延された受信シンボルの振幅を1に規格化するシンボル振幅規格化回路と;前記FFT回路および前記規格化回路両出力の出力信号を用いて複素データを差動復調する差動復調回路とを具備し、該差動復調回路で得られた複素データのI軸およびQ軸のレベルを軟判定復号の信頼度情報として使用するよう構成したことを特徴とするものである。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下添付図面を参照し実施例により本願発明の実施の形態を詳細に説明する。
図1にQAM系のディジタル変調方法に係る本発明OFDM信号復調装置第1の実施例構成ブロック線図を示す。
参照番号10はOFDMの受信信号であり、ノイズのような波形のOFDM信号が入力される。ブロック番号11 はOFDM受信信号を復調するためのFFT回路である。ブロック番号12はフレームの中からパイロットシンボルを抽出するためのパイロットシンボル抽出回路、ブロック番号13は離散されて挿入されているパイロットシンボルから各キャリアの振幅位相基準となる参照データを推定するための参照シンボル推定回路である。ブロック番号14は参照シンボル推定回路13から得られた参照シンボルによってFFT回路11から得られた各搬送波のシンボル(複素データ)の振幅および位相を補正(等化)する復調データ等化回路である。ブロック番号15は復調データ等化回路14で得られた複素データをデマッピングし軟判定データを得るためのデマッピング回路である。ブロック番号16は参照シンボル推定回路13から各搬送波の信頼度を計算する信頼度計算回路である。ブロック番号17はデマッピング回路15によって得られた軟判定データを信頼度計算回路16によって得られた信頼度によって、各搬送波毎に各ビットの信頼度を補正する信頼度補正回路である。参照番号18は信頼度補正回路17によって補正された軟判定データである。この軟判定データがビタビ軟判定復号器などの軟判定誤り訂正回路(図示されず)に入力される。なお、本復調装置の構成では、周波数同期やフレーム同期などの同期回路やクロック再生回路および周波数インターリーブ、時間インターリーブなどのインターリーブ回路、誤り訂正以降の復号回路などは省略している。
【0011】
次に図1に従って本発明第1の実施例の動作を説明する。まずOFDM受信信号10をFFT回路11によってFFTし各搬送波の複素データを得る。FFT回路11によって得られた複素データからパイロットシンボル抽出回路12によって、フレーム構成のうちパイロットシンボルの位置に相当する複素データを抽出する。例えば、図7(a)のように、フレーム構成のなかにパイロットシンボルが分散して挿入されている場合は(図の白ヌキ丸印はデータシンボル、黒丸印はパイロットシンボルを示している)、パイロットシンボルの位置に相当する受信シンボル(複素データ)を抽出する。図7(b)のフレーム構成の場合は、時間方向に周期的に挿入されているパイロットシンボルを抽出する。16QAMや64QAMなどのQAM系変調方法においては、QAMの各シンボルを判定するために振幅位相の基準となるシンボル(参照シンボル)が必要であるため、参照シンボル推定回路13において回路12で抽出されたパイロットシンボルから各搬送波の参照シンボルを推定する。
【0012】
例えば、図7(a)のようなフレーム構成の場合、時間方向には受信されたパイロットシンボルの値をそのままホールドしたり、直線補完したりし、周波数方向には、受信されたパイロットシンボルの値をFIR(Finite Impulse Response:有限インパルス応答)フィルターなどのLPF(Low Pass Filter) によってフィルタリングすることによってパイロットシンボルが送信されている搬送波間の搬送波の参照シンボルを推定する方法などがある。また、図7(b)のフレーム構成の場合は、受信したパイロットシンボルをそのまま参照シンボルとしてもよいし、時間方向に線形補完して求めてもよい。図6は分散されて挿入されているパイロットシンボルから推定して得られた伝送路の周波数特性(振幅)の例を示している。
【0013】
図6(a)は妨害がない場合の例であり、送信したパイロットシンボルによって規格化しているため振幅は1である。図6(b)は、マルチパス妨害がある場合の伝送路の周波数特性(振幅)の例を示している。マルチパス妨害があると、遅延波の振幅と遅延時間などによって伝送路の周波数特性が乱れ、振幅が0に近い搬送波がある場合がある。このような搬送波で受信されるデータは、C/Nが低いため信頼性が低く、誤り易い搬送波であると見ることができる。
【0014】
次に、回路14においては、FFT回路11によって得られた各搬送波の複素データを回路13によって得られた参照シンボルによって伝送路特性を補正(つまり等化)し、補正後の複素データ(シンボル)を得る。i番目のキャリアの複素データを(Xdi,Ydi)と表すことにする。得られた複素データをデマッピング回路15によってデマッピングし軟判定データを得る。例えば、各搬送波が16QAMで変調されている場合は図5に示すような位相空間図となる。図5の横軸はIデータに相当し、縦軸はQデータに相当する。データシンボルを白ヌキ丸で示し、パイロットシンボルを黒丸で示している。16QAMの場合、デジタル信号は24 =16個のシンボルで伝送される。ビットをb0,b1,b2,b3で表すと、1シンボルは(b0,b1,b2,b3)と表される。なお、ここではb0,b2がIデータに対応し、b1,b3がQデータに対応している。回路14により得られた複素データの実部をIデータ、虚部をQデータとすると、得られた複素データはこの位相空間上に存在する。
【0015】
デマッピング回路15によるデマッピングの例を図8に示す。図8の横軸は、図5のI軸およびQ軸を表す。図8(a)において、データシンボルのI軸データを(b0,b2)、Q軸データを(b1,b3)と表すとI軸データ、Q軸データとも(1,0)は−3,(1,1)は−1,(0,1)は1,(0,0)は3となる。I軸データの(b0,b2)およびQ軸データの(b1,b3)の各ビットを分けて考えると、データシンボルが−3のとき、b0,b1は1でb2,b3は0、データシンボルが−1のときb0,b1は1でb2,b3は1、データシンボルが1のときb0,b1は0でb2,b3は1、データシンボルが3のときb0,b1は0でb2,b3は0となる。
図8(b)の縦軸は受信シンボルのI軸のレベルまたはQ軸のレベルに対するb0、またはb1の軟判定出力であり、図8(c)は同様にb2、またはb3の軟判定出力である。
【0016】
回路14から得られたIデータ、Qデータは実数(実際の回路では8ビットなどに量子化された値)であり、図8(b)及び図8(c)によってIデータ、Qデータに対応するb0,b1,b2,b3の軟判定データ(実数、例えば0〜1の実数、実際には3から4ビットに量子化された値)を得る(硬判定の場合は0または1の値)。図8(b)及び図8(c)の場合、隣同士0のビットにおいては軟判定データは0.0であり、同様に隣同士1のビットにおいては軟判定データは1.0である。隣同士で0と1で異なる場合、図8の例では、その軟判定データは直線的に変わる。例えば、複素データが(I,Q)=(0.6,1.2)の場合、軟判定データは(b0,b1,b2,b3)=(0.2,0.0,1.0,0.9)となる。この値が回路17に渡される。回路16では、回路13によって推定された参照シンボルから各搬送波の信頼度を計算する。回路13によって伝送路の周波数特性が分かるので、回路16による信頼度(Rpi)の計算方法としては、各搬送波に相当する参照シンボル(Xiref, Yiref) の振幅を信頼度とする方法がある。つまり、i番目の搬送波の信頼度Rpiとして、次式を用いる。
【数1】
【0017】
参照シンボルの振幅が小さければ、その搬送波のC/Nは低いので信頼性が低く、振幅が大きければ信頼性が高いことになる。デマッピング回路15によって得られた軟判定データと信頼度計算回路16によって得られた各搬送波毎の信頼度情報を使って軟判定データの信頼度を信頼度補正回路17によって補正する。回路16によって得られた値が小さいときは信頼性が低いので、軟判定データとしては0または1である確からしさが低いことを意味する。つまり0.5に近づけるべきであると考えられる。よって、信頼度補正回路17の計算方法としては例えば、デマッピング回路15によって得られた値から0.5を引き、信頼度計算回路16によって得られた値を掛け、その後0.5を足すという方法がある。つまり、次式で表される補正を行う。
bion=(biin −0.5)×Rpi +0.5 n=0,1,2,3 (16QAMの場合)
ここで、bionはi番目の搬送波で、n番目のビットの補正後の軟判定データ、biinはi番目の搬送波で、n番目のビットの補正前の軟判定データ、Rpiはi番目のキャリアの信頼度である。補正回路17によって補正された軟判定データ18はビタビ軟判定復号器などの軟判定誤り訂正復号回路に入れる。
【0018】
参照シンボル推定回路13は、本実施例では、送信側のパイロットシンボルで受信側のパイロットシンボルを規格化しているため振幅が1であるが、送信側のパイロットシンボルで規格化しなくてもよいし、各搬送波の受信シンボルを全搬送波で平均化した値を基準としてもよいし、各搬送波の受信シンボルを全搬送波時間方向に平均化した値を基準としてもよい。
【0019】
信頼度計算回路16は、本実施例では、受信パイロットシンボルから推定して得た参照シンボルの振幅を信頼度Rpiとしたが、信頼度が1以上の場合は1に固定してもよい。また、振幅の2乗を信頼度としてもよい。もちろんこの場合も信頼度が1以上の場合は1に固定してもよい。各搬送波の信頼度を計算する際、回路13で各搬送波の受信シンボルを全搬送波時間方向に平均化していない場合、回路16で平均化した後、その値を基準として規格化した参照シンボルの振幅などを信頼度としてもよい。
【0020】
信頼度計算回路16によって信頼度Rpiを求める際、参照シンボル推定回路13によって得られた参照シンボルとパイロットシンボル抽出回路によって得られたパイロットシンボルとの差(ユークリッド距離)が予め定めた閾値より大きい搬送波およびその搬送波近傍の搬送波においては、信頼度Rpiを0としてもよい。参照シンボルの平均振幅が1の場合、前記閾値は例えば0.5とする。
【0021】
QAM系のディジタル変調方法に係る本発明OFDM信号復調装置第2の実施例構成ブロック線図を図12に示す。図1との構成の違いは、デマッピング回路15がシンボル判定回路125に代わったこと、復調データ補正回路127が追加されたこと、シンボル変換回路126が追加されたこと、各搬送波の信頼度計算回路129の内容が変更されたこと、各ビットの信頼度補正回路17が信頼度付加回路128に変わったことである。各部分について、図12に基づき動作を説明する。
【0022】
復調データ等化回路124で等化された複素データ(Xdi,Ydi)はシンボル判定回路125へ入力される。回路125では入力された複素データを送信シンボル点へシンボル判定する。ここでシンボル判定された複素データを
【外1】
とする。例えば、16QAMの場合、
【外2】
は、−3,−1,1,3のうちの1つの値をとる。シンボル変換回路126は、回路125からの複素データを参照シンボル推定回路123によって得られた伝送路の推定値によって変換する。つまり、回路125からの複素データ
【外3】
に、推定した伝送路特性をかける。その結果の複素データを
【外4】
とする。
【0023】
一方、複素データ補正回路127では回路123から得られた参照シンボルの振幅を1に規格化し(位相情報は保持)複素データを得る。得られた復調データを(Xhi,Yhi)とする。信頼度計算回路129では回路126からの複素データと回路127からの複素データによって、i番目の搬送波の信頼度Rpiを計算する。i番目の搬送波の信頼度Rpiとしては、次式を用いる。
【数2】
この値を、各ビットの信頼度付加回路128に入力し、信頼度計算回路129から得られた値を回路125によってシンボル判定された各ビットの信頼度とし軟判定データ130とする。このデータをビタビ軟判定復号器などの軟判定誤り訂正復号回路(図示されず)に入れ軟判定復号を行う。
【0024】
次に、差動系のディジタル変調方法に係る本発明OFDM信号復調装置第3の実施例構成ブロック線図を図2に示す。参照番号20は受信信号であり、ノイズのような波形のOFDM信号が入力される。ブロック番号21はOFDMを復調するためのFFT回路である。ブロック番号22は差動復調を行うため、各搬送波の受信シンボルを1シンボル遅延させる1シンボル遅延回路である。ブロック番号23は遅延された受信シンボルの振幅を1に規格化する受信シンボル振幅規格化回路である。ブロック番号24はFFT回路21から得られた各搬送波のシンボル(複素データ)を回路23から得られた前シンボルの振幅を1に規格化した複素データで割ることによって差動復調を行う差動復調回路である。ブロック番号25は得られた複素データをデマッピングし軟判定データを得るためのデマッピング回路である。この回路によって得られた軟判定データ26がビタビ軟判定復号器などの軟判定誤り訂正回路(図示されず)に入力される。なお、この図も図1と同様、同期回路、インターリーブ回路、誤り訂正以降の復号回路などは省略している。
【0025】
次に図2に従ってこの実施例の動作を説明する。まずOFDMの受信信号20をFFT回路21によってFFTし各搬送波の複素データを得る。FFT回路21によって得られた複素データから1シンボル遅延回路22によって、各搬送波の受信シンボルを1シンボル遅延させ、回路23によって1シンボル遅延させた受信シンボル(複素データ)の振幅を1に規格化する。つまり、次式のように変換する。
【数3】
【0026】
ここで、(Xni,s-1,Yni,s-1 )はi番目の搬送波で(s−1)番目の受信シンボルの振幅を1に規格化した複素データ、(Xi,s-1,Yi,s-1 )はi番目の搬送波で(s−1)番目の受信シンボルである。次にブロック番号24の差動復調回路によって差動復調を行う。この際、ブロック番号21によって得られた各搬送波の複素データ(Xi,s-1,Yi,s-1 )をブロック番号23の回路によって得られた複数データ(Xni,s-1,Yni,s-1 )で除算することにより、差動復調後の複素データ(Xdi,s ,Ydi,s )を求める。この複素データは次式で求められる。
【数4】
得られた複素データ(Xdi,s ,Ydi,s )をブロック番号25のデマッピング回路によってデマッピングし軟判定データを得る。デマッピングの例を図11に示す。
【0027】
図11において横軸はI軸およびQ軸を表す。図11(a)において、送信データシンボルのIデータを(b0)、Qデータを(b1)とすると、Iデータ、Qデータとも(1)のときは−1,(0)のときは1である。図11(b)の縦軸は受信シンボルのIデータのレベルまたはQデータのレベルに対するb0またはb1の軟判定出力である。デマッピング回路で得られた軟判定データはビタビ軟判定復号器などの軟判定誤り訂正復号回路に入れ軟判定復号を行う。
【0028】
最后にQAM系のディジタル変調方法に係り、さらにインターリーブ回路がある場合の本発明OFDM信号復調装置の第4の実施例構成ブロック線図を図9に示す。
64QAMなどの多値変調方法で復号しインターリーブを行い軟判定データを得る場合、軟判定データとしては通常3ビットから4ビット必要であるため、デマッピングした後のビット数は18ビットから24ビットとビット数が多くなる。一方、複素データはIデータ、Qデータとも6〜8ビット程度なので12ビットから16ビット程度となる。よってインターリーブ回路はデマッピング回路よりも先の複素データの段階で行った方が回路規模が小さくてよいと考えられる。第4の実施例の場合、64QAMの場合でも、Iデータ、Qデータはそれぞれ6ビット程度でよいと考えられ、また、信頼度情報は4ビット程度でよいと考えられるので、複素データのビット数は各搬送波当たり16ビットとなり、従来のインターリーブ回路と同程度の規模で実施できると考えられる。
【0029】
図10にインターリーブ回路で使用するRAMの1ワードを16ビットとした場合の1ワードのビットの使い方の例を示す。このように、各搬送波毎に複素データと信頼度情報を1つのワードとして扱うことにより、本発明実施例の場合でも従来と同様にインターリーブを行うことができる。図9は、インターリーブ回路がある場合の実施例であり、ブロック番号94の復調データ等化回路とデマッピング回路97の間にインターリーブ回路95があり、各搬送波毎に複素データと信頼度情報を一緒に扱ってインターリーブを行うことができる。
この例では、1ワード16ビットの場合を示したが、16ビットを8ビットずつに分割し、1ワード8ビットのRAMをパラレルに使用することにより、同様に実施することができる。
【0030】
【発明の効果】
以上詳細に説明してきたように、本発明装置によれば、OFDM信号を受信し復号する場合、マルチパス妨害やフェージング妨害があっても、軟判定誤り訂正復号を効果的に行うことが可能なOFDM信号復調装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】QAM系のディジタル変調方法に係る本発明装置第1の実施例構成ブロック線図である。
【図2】差動系のディジタル変調方法に係る本発明装置第3の実施例構成ブロック線図である。
【図3】QAM系のディジタル変調方法に係る従来例装置の構成ブロック線図である。
【図4】差動系のディジタル変調方法に係る従来例装置の構成ブロック線図である。
【図5】16QAMの位相空間図の例を示す図である。
【図6】伝送路の周波数特性で、(a)は妨害がない場合、(b)はマルチパス妨害がある場合の例を示す。
【図7】OFDMフレーム構成例1(a)、構成例2(b)をそれぞれ示す。
【図8】16QAMの場合の受信シンボルとビットの関係(a)、16QAMの場合の受信シンボルとb0,b1の軟判定データの対応例(b)、16QAMの場合の受信シンボルとb2,b3の軟判定データの対応例(c)を示す図である。
【図9】QAM系のディジタル変調方法に係り、さらにインターリーブ回路がある場合の本発明装置第4の実施例構成ブロック線図である。
【図10】RAMの1ワードへの複素データ割り当て方法の従来例(a)と本発明例(b)を示す。
【図11】DQPSKの場合の受信シンボルとビットの関係(a)と受信シンボルb0,b1軟判定データの対応例(b)を示す。
【図12】QAM系のディジタル変調方法に係る本発明装置第2の実施例構成ブロック線図である。
【符号の説明】
10,20,30,40,90,120 OFDM受信信号
11,21,31,41,91,121 FFT回路
12,32,92,122 パイロットシンボル抽出回路
13,33,93,123 参照シンボル推定回路
14,34,94,124 復調データ等化回路
15,25,35,44,97 デマッピング回路
16,96,129 信頼度計算回路
17,98 信頼度補正回路
18,26,36,45,99,130 軟判定データ
22,42 1シンボル遅延回路
23 受信シンボル振幅規格化回路
24,43 差動復調回路
95 インターリーブ回路
98 信頼度補正回路
125 シンボル判定回路
126 シンボル変換回路
127 復調データ補正回路
128 信頼度付加回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal demodulating device, and more particularly to a decoding device for obtaining soft decision data.
[0002]
[Prior art]
When receiving and decoding an OFDM signal, in a QAM digital modulation method such as 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) or 64QAM, the time waveform of the OFDM received
[0003]
In addition, in a differential modulation digital modulation method such as DQPSK (Differential Quarternary Phase Shift Keying), as shown in FIG. 4, the time waveform of the OFDM received
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, when there is interference such as multipath or fading, the frequency characteristics of the transmission path are distorted due to the influence of the level of delay wave, delay time, etc., and the amplitude and phase characteristics of each carrier wave of the OFDM signal are different. As an example, FIG. 6B shows the frequency amplitude characteristics of the transmission line when there is multipath interference. This frequency amplitude characteristic is obtained by estimation from pilot symbols. In a carrier wave with a small amplitude, the reliability should be low because the C / N is low, but when there is a received symbol near the transmission signal point in the phase space or when the bits are the same in adjacent symbols, When the adjacent bits are 0 or 1 and there is a received symbol between them, it is determined to be 0.0 or 1.0, so that reliability is improved and effective soft decision decoding is performed. I couldn't.
[0005]
6A and 6B are diagrams showing the frequency characteristics of the transmission path. FIG. 6A shows the case where there is no interference, FIG. 6B shows the case where there is multipath interference, the horizontal axis in the figure is the carrier number, and the vertical axis is the amplitude of the reference data (arbitrary Unit).
[0006]
In order to solve the above-described problem, the present invention can use the amplitude of a reference symbol obtained from a pilot symbol as reliability information for soft decision in a QAM demodulation method. The demodulation method is intended to provide an OFDM signal demodulator capable of performing soft decision decoding by differentially demodulating the amplitude of the previous symbol to 1.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve these objects, a first OFDM signal demodulating apparatus of the present invention for demodulating an OFDM signal according to a QAM system is an OFDM signal demodulating apparatus in which the apparatus demodulates an OFDM signal. An FFT circuit that obtains complex data of each carrier; a pilot symbol extraction circuit that extracts complex data corresponding to the position of the pilot symbol in the frame configuration from the obtained complex data; and an amplitude phase of each carrier from the extracted pilot symbols A reference symbol estimation circuit for estimating a reference symbol serving as a reference; demodulated data equalization for equalizing the amplitude and phase of the complex data of each carrier wave obtained by the FFT circuit with the reference symbol obtained by the reference symbol estimation circuit And obtained by a reference symbol estimation circuit The irradiation symbol is characterized in that it has configured to utilize as reliability information of the soft-decision decoding.
[0008]
The second OFDM signal demodulating apparatus of the present invention for demodulating an OFDM signal according to the QAM system is an OFDM signal demodulating apparatus in which the apparatus demodulates the OFDM signal, and the apparatus is: complex data of each carrier wave from the received OFDM signal. A pilot symbol extracting circuit for extracting complex data corresponding to the position of the pilot symbol in the frame configuration from the obtained complex data; a reference symbol serving as an amplitude phase reference for each carrier from the extracted pilot symbol A demodulated data equalization circuit for equalizing the amplitude and phase of the complex data of each carrier wave obtained by the FFT circuit with the reference symbol obtained by the reference symbol estimation circuit; The complex data that is the output of the data equalization circuit is transferred to the transmission symbol point. A symbol determination circuit for determining a voltage; a symbol conversion circuit for converting the value of the reference symbol by applying a frequency characteristic of a transmission line to the output of the symbol determination circuit by a reference symbol estimated by the reference symbol estimation circuit; A demodulation data correction circuit that normalizes the amplitude to 1 and corrects the output complex data of the FFT circuit; and a reliability that calculates the reliability of each carrier wave using both the symbol conversion circuit and the output of the demodulation data correction circuit A calculation circuit; and a reliability adding circuit that uses the value obtained from the calculation circuit as the reliability of each bit determined by the symbol determination circuit, and outputs the reliability adding circuit as soft decision data It is characterized by being comprised.
[0009]
Furthermore, the third OFDM signal demodulating apparatus of the present invention for demodulating an OFDM signal related to differential digital modulation includes: an FFT circuit that obtains complex data of each carrier from the received OFDM signal; and 1 received symbol of each carrier. A symbol delay circuit for delaying symbols; a symbol amplitude normalization circuit for normalizing the amplitude of the delayed received symbol to 1; and differential output of complex data using output signals of both the FFT circuit and the normalization circuit And a differential demodulating circuit for demodulating, wherein the I-axis and Q-axis levels of the complex data obtained by the differential demodulating circuit are used as reliability information for soft decision decoding It is.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of an OFDM signal demodulator according to the present invention relating to a QAM digital modulation method.
[0011]
Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. First, the received
[0012]
For example, in the case of the frame configuration as shown in FIG. 7A, the value of the received pilot symbol is held in the time direction as it is, or the value of the received pilot symbol is displayed in the frequency direction. There is a method of estimating a reference symbol of a carrier wave between carrier waves on which pilot symbols are transmitted by filtering the signal with an LPF (Low Pass Filter) such as a FIR (Finite Impulse Response) filter. 7B, the received pilot symbol may be used as a reference symbol as it is, or may be obtained by linear interpolation in the time direction. FIG. 6 shows an example of the frequency characteristic (amplitude) of the transmission line obtained by estimation from the dispersedly inserted pilot symbols.
[0013]
FIG. 6A shows an example where there is no interference, and the amplitude is 1 because it is normalized by the transmitted pilot symbols. FIG. 6B shows an example of the frequency characteristic (amplitude) of the transmission line when there is multipath interference. If there is multipath interference, the frequency characteristics of the transmission path may be disturbed by the amplitude and delay time of the delayed wave, and there may be a carrier wave whose amplitude is close to zero. Data received using such a carrier wave can be regarded as a carrier wave with low C / N and thus low reliability and error.
[0014]
Next, the
[0015]
An example of demapping by the
The vertical axis in FIG. 8B is the soft decision output of b0 or b1 with respect to the I-axis level or Q-axis level of the received symbol, and FIG. 8C is the soft decision output of b2 or b3. is there.
[0016]
The I data and Q data obtained from the
[Expression 1]
[0017]
If the amplitude of the reference symbol is small, the C / N of the carrier wave is low, so the reliability is low, and if the amplitude is large, the reliability is high. The reliability of the soft decision data is corrected by the
bion = (biin -0.5) x Rpi +0.5 n = 0, 1, 2, 3 (in the case of 16QAM)
Here, bion is the i-th carrier, soft decision data after correction of the n-th bit, biin is the i-th carrier, soft decision data before correction of the n-th bit, and Rpi is the i-th carrier. It is reliability. The
[0018]
In the present embodiment, the reference
[0019]
In the present embodiment, the
[0020]
When the reliability Rpi is calculated by the
[0021]
FIG. 12 shows a block diagram of the configuration of a second embodiment of the OFDM signal demodulator according to the present invention relating to the QAM digital modulation method. The difference from the configuration in FIG. 1 is that the
[0022]
Complex data (Xdi, Ydi) equalized by the demodulated
[Outside 1]
And For example, in the case of 16QAM,
[Outside 2]
Takes one of the values -3, -1, 1, 3, and so on. The
[Outside 3]
Is multiplied by the estimated transmission line characteristics. The resulting complex data
[Outside 4]
And
[0023]
On the other hand, the complex
[Expression 2]
This value is input to the
[0024]
Next, FIG. 2 shows a block diagram of the configuration of a third embodiment of the OFDM signal demodulator according to the present invention relating to a differential digital modulation method.
[0025]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. First, an
[Equation 3]
[0026]
Where (Xn i, s-1, Yn i, s-1 ) Is complex data in which the amplitude of the (s−1) th received symbol is normalized to 1 on the i-th carrier, (X i, s-1, Y i, s-1 ) Is the (s-1) th received symbol on the i-th carrier. Next, differential demodulation is performed by the differential demodulation circuit of
[Expression 4]
The obtained complex data (Xd i, s , Yd i, s ) Is demapped by the demapping circuit of
[0027]
In FIG. 11, the horizontal axis represents the I axis and the Q axis. In FIG. 11A, if the I data of the transmission data symbol is (b0) and the Q data is (b1), the I data and the Q data are both -1 when (1) and 1 when (0). is there. The vertical axis in FIG. 11 (b) is the soft decision output of b0 or b1 with respect to the I data level or Q data level of the received symbol. The soft decision data obtained by the demapping circuit is put into a soft decision error correction decoding circuit such as a Viterbi soft decision decoder and subjected to soft decision decoding.
[0028]
Finally, FIG. 9 shows a block diagram of the configuration of a fourth embodiment of the OFDM signal demodulating apparatus according to the present invention in the case of QAM type digital modulation method and further having an interleave circuit.
When soft decision data is obtained by decoding and interleaving using a multilevel modulation method such as 64QAM, the soft decision data normally requires 3 to 4 bits, so the number of bits after demapping varies from 18 to 24 bits. The number of bits increases. On the other hand, since complex data is about 6 to 8 bits for both I data and Q data, it is about 12 to 16 bits. Therefore, it is considered that the circuit scale may be smaller if the interleave circuit is performed at the complex data stage prior to the demapping circuit. In the case of the fourth embodiment, even in the case of 64QAM, it is considered that each of the I data and the Q data may be about 6 bits, and the reliability information is considered to be about 4 bits. Is 16 bits per carrier wave, and can be implemented on the same scale as a conventional interleave circuit.
[0029]
FIG. 10 shows an example of how to use one word bit when one word of RAM used in the interleave circuit is 16 bits. In this way, by handling complex data and reliability information as one word for each carrier wave, interleaving can be performed as in the conventional case even in the case of the embodiment of the present invention. FIG. 9 shows an embodiment in the case where there is an interleave circuit. An
In this example, the case of 16 bits per word is shown, but the same can be implemented by dividing 16 bits into 8 bits and using a RAM of 1 word and 8 bits in parallel.
[0030]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the apparatus of the present invention, when receiving and decoding an OFDM signal, it is possible to effectively perform soft decision error correction decoding even if there is multipath interference or fading interference. An OFDM signal demodulator can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of a device according to the present invention relating to a QAM digital modulation method;
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a third embodiment of the device of the present invention related to a differential digital modulation method;
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional apparatus according to a QAM digital modulation method;
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a conventional apparatus according to a differential digital modulation method.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a 16QAM phase space diagram;
6A and 6B show frequency characteristics of a transmission line. FIG. 6A shows an example when there is no interference, and FIG. 6B shows an example when there is multipath interference.
FIG. 7 shows an OFDM frame configuration example 1 (a) and a configuration example 2 (b), respectively.
FIG. 8 is a relationship between received symbols and bits in the case of 16QAM (a), a correspondence example of received symbols in 16QAM and soft decision data in b0 and b1 (b), received symbols in 16QAM, and b2 and b3. It is a figure which shows the corresponding example (c) of soft decision data.
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of a fourth embodiment of the device according to the present invention when a QAM digital modulation method is used and when an interleave circuit is further provided.
FIG. 10 shows a conventional example (a) and a present invention example (b) of a method for assigning complex data to one word of a RAM.
FIG. 11 shows a relation (a) between received symbols and bits in the case of DQPSK and a correspondence example (b) between the received symbols b0 and b1 soft decision data.
FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of a second embodiment of the device of the present invention relating to a QAM digital modulation method;
[Explanation of symbols]
10, 20, 30, 40, 90, 120 OFDM received signal
11, 21, 31, 41, 91, 121 FFT circuit
12, 32, 92, 122 Pilot symbol extraction circuit
13, 33, 93, 123 Reference symbol estimation circuit
14, 34, 94, 124 Demodulated data equalization circuit
15, 25, 35, 44, 97 Demapping circuit
16, 96, 129 Reliability calculation circuit
17,98 Reliability correction circuit
18, 26, 36, 45, 99, 130 Soft decision data
22, 42 1 symbol delay circuit
23 Received symbol amplitude normalization circuit
24, 43 Differential demodulation circuit
95 Interleave circuit
98 Reliability Correction Circuit
125 symbol determination circuit
126 Symbol conversion circuit
127 Demodulated data correction circuit
128 Additional reliability circuit
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