JP3779267B2 - 単一キャリアデジタルテレビ放送システムのための反復−pn1023−シーケンス反響−消去参照信号 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は伝播放送された放送のためのデジタルテレビ(DTV)信号、前記放送DTV信号のための送信器及び前記放送DTV信号のための受信器に係り、前記放送DTV信号はチャンネル−等化及び反響−消去のためにDTV受信器で使われる適応フィルターの媒介変数を初期化するための新規反響−消去参照(ECR;echo−cancellation reference)信号成分を含む。
【0002】
【従来の技術】
米国次世代TVシステム委員会(ATSC;Advanced Television Systems Committee)は、1995年に文書A/53としてデジタルテレビ標準を発表し、以下”A/53”と略称する。”RF/伝送システム特性”と名づけられるA/53の付録Dは特に本明細書に参照として含まれる。付録Dは、データフレームが2つのデータフィールドよりなり、各データフィールドは313データセグメントよりなり、各データセグメントは832記号よりなると明示する。付録Dは、それぞれのデータセグメントが4−記号データセグメント同期化(DSS;data−segment−synchronization)シーケンスを持って開始すると明示する。付録Dは、各データフィールドの初期データセグメントが4−記号DSSシーケンスを後続するデータ−フィールド−同期化(DFS;data−field−synchronization)信号を含むと明示する。各A/53 DFS信号内の第5ないし第515記号は指定されたPN511シーケンスである。すなわち、511個の記号よりなる擬似−ランダム雑音シーケンスは+5または−5値と表されうる。それぞれのA/53 DFS信号内の第516ないし第704記号は+5または−5値と表されうる全体189個の記号よりなる3重−PN63シーケンスである。中間PN63シーケンスは1つ置きにデータフィールド毎に極性が反転される。それぞれのA/53 DFS信号内の第705ないし第728記号は伝送される残留−側波帯(VSB;vestigial−sideband)信号の特性を明示するVSBモードコードを含む。それぞれのA/53 DFS信号内の残りの104個の記号は保留されるが、これら記号のうち最終12個は以前データフィールドの最終データセグメント内のデータの最終12個の記号を反復するプレコード信号である。A/53は以前データフィールド内のデータを中断した手続きを続けるそれぞれのフィールドの第2データセグメントで再び開始しうるトレリス符号化及び復号化手続きを行うために前記プレコード信号を明示する。
【0003】
受信器がその動作を同期化する放送TV信号は主要信号と称され、前記主要信号は、通常最短伝送経路上で受信される直接信号である。したがって、他の経路上で受信される多重経路信号は、通常前記主要信号に関して遅延され、遅延ゴースト信号として現れる。しかし、直接または最短経路信号は、受信器の同期化信号でないこともある。受信器が直接信号に比べて遅延された(より長い経路)信号に自体の動作を同期化する場合、直接信号により引き起こされる先行多重経路信号があるか、受信器が同期化する反射された信号より小さな遅延の他の反射された信号及び直接信号により引き起こされる複数の先行多重経路信号が有り得る。アナログTV技術において多重経路信号は”ゴースト”と称するが、DTV技術において多重経路信号は慣例上”反響(echoes)”と称する。主要信号に先行する多重経路信号は”先反響(pre−echoes)”と称し、主要信号に遅れた多重経路信号は”後反響(post−echoes)”と称する。反響は与えられた位置で、位置毎に、そしてチャンネル毎に数、大きさ及び遅延時間が異なる。相当なエネルギーを有する後反響は、参照信号から60μ秒だけ遅延されるものと報告された。相当なエネルギーを有する先反響は参照信号を30μ秒だけ先行するものと報告された。この90μ秒またはその程度の可能な範囲の反響は2000年春以前に一般的に推測されたものよりかなり拡張されたものである。
【0004】
受信器へのDTVの伝送は、伝送される信号に多様に遅延された応答の加重値和を提供するサンプリングされた−データ時間−ドメインフィルターの特性を有する伝送チャンネルを介するものと見なされる。DTV信号受信器で受信された信号は伝送チャンネルで起因する時間−ドメインフィルタリング影響に対して少なくとも部分的に補償する等化及び反響−消去フィルタリングを通じて通過される。この等化及び反響−消去フィルタリングは慣習上デジタルドメインで行われるサンプリングされた−データフィルタリングである。時間−ドメインフィルタリングの影響は放送デジタルテレビ信号が多様な送信器から受信されるチャンネルに対して相異なる。さらに、時間−ドメインフィルタリング影響は各特定送信器から受信される放送デジタルテレビ信号に対して経時的に変化する。動く客体からの反射によって、反射する伝送経路の長さが変化する場合、”動的多重経路”と称される変化が単一送信器からの受信中に導入される。したがって、反響−消去及び等化を提供するサンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数を調整するために適応フィルタリング手続きらが必要である。
【0005】
等化及び反響−消去を提供するサンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数の決定は慣習上2つの一般類型のうち1つの方法を使用して試みられる。第1一般類型の方法は、特に分析を容易にするために伝送された信号に含まれる反響−消去参照(ECR;echo−cancellation reference)信号に対する多重経路の影響の分析に依存する。第2一般類型の方法は伝送された信号のあらゆる部分に対する多重経路の影響の分析に依存する。ATSC標準DTV信号でのデータフィールドの初期データセグメント内のPN511及び3重−PN63シーケンスが元のECR信号として使用されるために提案された場合、実際フィールド環境でのVSB受信器性能はこれらシーケンスが単独でまたは組合わせて考慮される不適合なECR信号であることを示す。従って、大部分のDTV製造社は、サンプリングされた−データフィルタリングの加重値係数を適合させるべく伝送された信号のあらゆる部分に対して多重経路の影響の分析に依存する決定フィードバック方法を使用した。最小−平均−二乗(LMS;least−mean−squares)方法またはブロックLMS方法を用いる決定フィードバック方法は適当な大きさの集積回路に具現されうる。これら決定フィードバック方法は等化及び反響−消去フィルタリングが初期に実質的に最適の応答に収束した後に動的多重経路状態を非常によく探し出すように提供し、フィルタリングを通じたサンプリング比率が記号比率より相当高く提供し、動的多重経路の変化率が決定フィードバックループのスルー(slewing)率を超えないように提供する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これら決定フィードバック方法は初期に悪い多重経路歪曲を有するDTV信号を受信する場合、ほぼ最適の応答で前記等化及び反響−消去フィルタリングを収束する場合、受け入れられないほどに遅い傾向がある。悪い多重経路歪曲状態は、相当なエネルギーの反響が10または20μ秒より多い主要受信された信号より先行するか、遅れる場合、主要受信された信号に比べて相異なるタイミングを有する多くの反響のアンサンブルがある場合、多重経路歪曲が急に変化する場合、及びエネルギーレベルが類似しているために主要受信された信号を反響から区別しにくい場合を含む。
【0007】
さらに悪くは、収束は、決定フィードバックループのスルー率が多重経路状態での急激な変化に相応するのに十分に速くなく、その後に動的多重経路状態の追跡が回復されねばならない場合に遅すぎる。LMSまたはブロック−LMS決定フィードバック方法よりさらに早い収束を提供するデータ−依存等化及び反響−消去方法が知られているが、適当な大きさの集積回路にそれらを具現するのに難しさがある。
【0008】
したがって、実質的に最適応答に等化及び反響−消去フィルタリングを”直ちに”収束するECR信号を周期的に導入するようにA/53DTV信号を修正することが望ましい。フィールドでは、まだDTV信号受信器の動作と干渉しないECR信号を有することが望ましい。しかし、DTV受信器でのVSB−8信号のデインターリービングのために、これは少なくとも完全に十足させるには不可能な条件である。
【0009】
2001年1月18日、A.R.L.R.Limbergにより出願され、”放送デジタルテレビ信号受信器のためのゴースト消去参照信号及びこれらを用いるための受信器”に名づけられる米国特許出願番号第09/776,019号はボー・レート(baud−rate)記号を有する反復−PN511シーケンスよりなるECR信号の含むために所定数のデータセグメントを拡張するそれぞれのデータフィールドを記述する。また、出願番号第09/776,019号は標準VSB−8DTV信号のように、プレコード信号が第313データセグメントの最終12個の記号を反復すると明示する。313個のデータセグメントよりさらに多く含むためのデータフィールドの拡張はDTV送信器内のコンボーリューションインターリーバ及び新しく設計されるDTV受信器で作られるべきDTV受信器内の対応するデインターリーバの修正を最小化する。しかし、拡張されたデータフィールドは既にフィールド内の幾つかの受信器の動作と衝突する。
【0010】
出願番号第09/776,019号は、ECR信号が自己相関手続きを使用した整合フィルターが他の信号により、そして雑音により引き起こされる干渉からECR信号の最長遅延された反響を区別可能に十分なエネルギーを持たなければならないと指摘した。したがって、十分なエネルギー及びよく決められた自己相関応答を有するECR信号が切実に要求される。A/53放送DTV信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内の3重PN63シーケンスはよく決められた自己相関応答を有するが、より小さな振幅を有するさらに長く遅延された後反響を検出するのに不十分なエネルギーを有する。A/53放送DTV信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内のPN511シーケンスは相当なエネルギー及びよく決められた自己相関応答を有する。しかし、データフィールド同期化(DFS)信号の成分シーケンスまたはその成分シーケンスの組合わせが実際にECR信号としてさほど十分であるとは立証されていない。
【0011】
1つの理由として、DFS信号の如何なる部分も十分な持続時間の情報のない間隔により先行せず、以前データの後反響及びデータセグメント同期化シーケンスはECR信号として使われるDFS信号の部分の持続時間の間に不十分なスペクトルエネルギーを示すということである。また、A/53DTV信号は相異なる時間に伝送された情報を組合わせることによって、ECR信号の前にそのような持続時間の情報のない間隔の生成を提供せず、これはNTSCアナログテレビ信号をデゴーストするのに使われる技術である。646記号エポックに亘って拡張する60μ秒−長さ情報のない間隔は以前信号の後反響により重畳されない場合、ECR信号に先行し、後反響は単に60μ秒程度遅延される場合、十分なエネルギーを有しうる。以前信号の後反響は反響検出の敏感度を保つためにデジタル化されたジョンソン雑音にあまり寄与できない。同様に、DFS信号の如何なる部分も十分な持続時間の情報のない間隔により後が続かず、次のデータの前反響及びデータセグメント同期化シーケンスはECR信号として使われるDFS信号部分の持続時間中に不十分なスペクトルエネルギーを示す。323記号エポックに亘って拡張する30μ秒長さ情報のない間隔は以前信号の前反響により重畳されない場合、ECR信号を後続し、先反響は単に30μ秒程度先行する場合に十分なエネルギーを有することができる。これら情報のない間隔は望ましくは線形コンボーリューションを採用する自己相関フィルタリングが反響検出のために使用される場合はさらに長い持続時間でなければならない。
【0012】
ATSC放送DTV信号のそれぞれのデータフィールドの初期データセグメント内のPN511シーケンスがECR信号として特に十分でない他の理由は、PN511シーケンスが反復的でないという点である。したがって、PN511シーケンスの自己相関特性が折衝される。リーダは1994年8月23日チャールズディートリヒ及びアーザーグリーンバーグ(Charles Dietrich and ArthurGreenberg)で発行された”擬似ランダムシーケンスを用いたデゴースト装置”という名称の米国特許第5,065,242号公報を参照する。参照として本明細書に含まれた、この特許は最大長さ擬似ランダム雑音(PN;pseudo random noise)シーケンスの自己相関関数が周期的な特性を有すると明示する。前記特許は、NTSCアナログテレビ信号の垂直帰線期間それぞれの既定のスキャンライン期間にECR信号として挿入される反復PNシーケンスを記述する。米国特許第5,065,242号公報は高速フーリエ変換(FFT)または離散フーリエ変換(DFT)方法を使用して行われる伝送/受信チャンネル特性を記述する。
【0013】
実際に実務上で存在するものと知られた90μ秒程度の可能な範囲の反響はA.L.R.LIMBERGが米国特許出願番号第09/776,019号の優先権書類の、米国特許仮出願番号第60/178,081号を出願した2000年1月19日に仮定したことより相当広く拡張される。LIMBEGRは単に45μ秒程度の反響範囲を仮定し、ECR信号は特に+5または−5値と表されるボー・レート記号を有する反復PN511シーケンスに依存するものと記述した。 LIMBERGには反復PN511シーケンスが832−記号−エポック期間で+5、−5、−5、+5記号シーケンスを含むものと選択され、前記シーケンスらはA/53によって作られたDTV伝送でのデータセグメント同期化(DSS)信号として使われると記述した。ボー・レート反復PN511シーケンスは47.5μ秒より小さな範囲で反響を明確に検出しうる。
【0014】
2000年春に、フィールドで接しやすい相当なエネルギーを有する反響の範囲は約90μ秒の広さであるということがRFシステム性能に関するATSCタスクフォースに報告された時、A.L.R.LIMBERGはそのように広い範囲で反響の明確な検出がボー・レート反復PN1023シーケンスを採用したECR信号により促進されると認識した。疑問は、4連続832−記号−エポック期間中に+5、−5、−5、+5DSSシーケンスを含む反復PN1023シーケンスの存否であった。A.L.R.LIMBERGはそのような反復PN1023シーケンスの存否をチェックしつつ、彼はこの疑問をRFシステム性能に対するATSCタスクフォースに電子メールを使用してお問い合わせ、彼が全てのPN1023シーケンスを計算して複写し、その結果を調べるためのソフトウェアを有していないということを示した。
【0015】
驚くべきことに、D.J.マックドナルドはある反復PN1023シーケンスは実際にこの基準を充足し、多数の他のシーケンスがより小さな数の連続832−記号−エポック間隔に+5、−5、−5、+5DSSシーケンスを含むということを後で電子メールを通じて応答した。D.J.マックドナルドはオンラインで発見される既存のファイルを通じて調べるためのプログラムを記録することによって所望の類型のシーケンスを発見した。より多くのDSSシーケンスがnが約8以上増加する場合、反復−PNシーケンスにより含まれるべきであるが、この問題は最初の問題とは違って難しくない。擬似−ランダム雑音(PN)シーケンスの(Pn−1)長さが、数(n)の増加につれて増加する場合、シーケンスの数は線形的なもの以上に増加する。
【0016】
【課題を解決するための手段】
本発明の追加態様は、3より多くのデータセグメントが全体3096記号シーケンスを含むことが必要なために、3096−記号−エポック3重−PN1023シーケンスをATSC標準放送信号に正確にどのように含めるかに関心を有する。C.B.パテル(C.B.Patel)は以前データフィールドの最終データセグメントから第3を開始する3096−記号−エポック3重−PN1023シーケンスの尾部に空間を残すためにPN511シーケンス及び初期PN63シーケンスを除去するように、DFS信号が修正されることを提案した。A.L.R.LIMBERGはPN511シーケンスを除去するが、初期PN63シーケンスは残すようにDFS信号を修正し、3重−PN1023シーケンスが3011記号エポックに打ち切れることを提案した。これは90μ秒範囲以上拡張する反響を明確に検出するように受信された反復−PN1023シーケンスでPN1023自己相関フィルターの線形コンボーリューションを相変らず許容しうる。
【0017】
A.L.R.LIMBERG及びC.B.パテルは反復−PN1023シーケンスを追加で2500記号エポックまで打ち切ることを希望し、それは3つの連続データセグメントに合わせられうる。これはATSC標準のままDFS信号を残すが、簡単な線形コンボーリューション手続きでPN1023自己相関フィルターを通じて受信された反復PN1023シーケンスを簡単に伝達することによって明確に検出できる反響の範囲を所望の90μ秒未満に減少させうる。D.J.マックドナルドは、反復PN1023シーケンスの周期的な特性は全ての反響情報が迂回するPN1023信号及び自体の反響によってのみ重畳されるPN1023シーケンスの内部サイクルに置かれるチャンネルを特徴づけるDFT手続きを必要とするということを意味すると指摘した。これはECR信号内にPN1023シーケンスの少なくとも2つのサイクルがある場合、DFT手続きが95μ秒幅に達する反響範囲以上の反響を明確に検出するように許す。PN1023シーケンスの内部サイクルが計算目的でシーケンス長さを拡張するために自体にループバックされうる。
【0018】
A.L.R.LIMBERGがこの観察をC.B.パテルに伝達した時、パテル博士はECR信号内にPN1023シーケンスの少なくとも2つのサイクルがある場合、95μ秒幅に達する反響範囲以上の反響を明確に検出するために、PN1023シーケンスの内部サイクルを自体にループバックするということはPN1023自己相関フィルターのカーネルを持って循環コンボーリューションを許すということが分かった。
【0019】
本発明の態様は約秒当り10.76百万サンプルの記号比率を有するDTV信号に反響−消去参照(ECR)信号を含み、ここでECR信号各々は+5または−5値で表されるボー・レート記号を有する反復−PN1023シーケンスを含んだり、実質的に構成され、反復−PN1023シーケンスは多数の連続データセグメント同期信号を含むことに関心を有する。本発明の他の態様はそのような信号のための送信器及び受信器に関心を有する。
【0020】
【発明の実施の形態】
図1A及び図1Bは、多様な態様で本発明を具現するのに用いられる2507−記号反復−PN1023シーケンス内の連続記号を1列ずつ左から右に羅列したことを提供する。2507−記号反復−PN1023シーケンス内の1はデジタルテレビ信号での+5キャリア変調値に対応し、2507−記号反復−PN1023シーケンス内の0は−5キャリア変調値に対応する。反復−PN1023シーケンスは各データフィールドを終える第314、第315及び第316データセグメントの間、そして次のデータフィールドの初期データセグメント内の最初11個の記号の間に残留−側波帯キャリアを変調するために使われる。反復−PN1023シーケンスは、データセグメント同期化(DSS)信号として残留−側波帯キャリアを変調した後、他のシーケンス832、1664及び2496記号エポックを有する1001シーケンスを持って開始する。これらDSS信号を除いて、反復−PN1023シーケンスによる残留−側波帯キャリアの変調は832−記号データセグメントでの類似した位置で+5、−5、−5、+5シーケンスを含まない。図1の反復−PN1023シーケンス内の記号の順序が反対となる場合、これら有利な特性が相変らず獲得される。記述された望ましい特性を有するこれら2つのPN1023シーケンスよりさらに多くあり、J.D.マックドナルドはこれらのうち2ファミリーを発見した。図1A及び図1Bに示された特定反復−PN1023シーケンスは望ましいが、それは何れか知られた反復−PN1023シーケンスの最長重畳である7つの記号エポックにより初期データセグメントでのPN511シーケンスを重畳するからである。
【0021】
図2は、自体の2つのデータフィールドの端に3つの余分のデータセグメントを含むように修正されたATSCデジタルテレビ信号データフレームの図面である。各データフィールド内の初期データセグメントはA/53により明示されることと同一であり、各データフィールドの第313データセグメントから最終の12個の記号は次のデータフィールドの第1データセグメントを終えるプレコードを形成するのに使用する。等化及び反響−消去フィルタリングのための反復−PN1023シーケンストレーニング信号は各データフィールド内の3つの追加データセグメント内に、そして本発明の幾つかの実施形態で次のデータフィールドの第1データセグメントの部分に含まれる。前述した本発明の実施形態において反復−PN1023シーケンスは、7つの記号エポックにより初期データセグメント内のPN511シーケンスを重畳する。本発明の他の実施形態において、トレーニング信号の端は各データフィールドの第1データセグメントでの1つ以上の擬似−ランダム−雑音(PN)シーケンスに代える。
【0022】
DTV送信器でインターリーバ及びトレリス符号器の動作は各データフィールドの初期データセグメントの間だけでなく各データフィールドに付加された第314、第315及び第316データセグメントの伝送の間に中止される。これら時間に特に図2の放送デジタルテレビ信号を受信するために設計されたDTV受信器でのトレリス復号器及びデインターリーバの動作もさらに中止される。1995ATSC標準によってDTV信号放送を受信するように設計されたDTV受信器はトレリス復号器及びデインターリーバの動作が各データフィールドに付加された第314、第315及び第316データセグメントの間に中止さるべく設計されていないようである。トレリス復号器及びデインターリーバの動作がそのように中止されない場合、デインターリービングされたデータはデインターリーバに後続するリードソロモンエラー訂正回路により訂正されられないエラーを含む。
【0023】
図3Aの(1)〜(4)は、本発明によって図2のDTV信号放送での以前データフレームの偶数データフィールドの第313、第314、第315及び第316データセグメントの記号内容を示す。図3Aの(5)及び図3Bの(6)は、現在データフレームでの次の奇数データフィールドの第1及び第2データセグメントの記号内容を示す。図3Bの(7),(8)及び図3Cの(9),(10)は、前記次の奇数データフィールドの第313、第314、第315及び第316データセグメントの記号内容を示す。図3Cの(11),(12)は、次のデータフレームの偶数データフィールドの第1及び第2データセグメントの記号内容を示す。
【0024】
前記データフィールドの第2ないし第313データセグメントはA/53に明示されたようである。図3Bの(6)に示される第2データセグメントの端と図3Bの(7)に示される第313データセグメントの開始との間の時間間隔で起こる現在フレームの奇数フィールドの第3ないし第312データセグメントは、図面の経済性のために図示を略す。
【0025】
結局、各データフィールドを第314、第315及び第316データセグメントは次のデータフィールドの初期データセグメントに続く反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初の2496記号を含む。図3Aの(2)〜(5)及び図3Bの(6)〜(8)及び図3Cの(9),(10)に示された現在データフレーム以前のデータフレームの偶数データフィールドの第314、第315及び第316データセグメントに挿入される反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初2496記号を示す。図3Bの(8)及び図3Cの(9),(10)は、現在データフレームの奇数データフィールドの第314、第315及び第316データセグメントに挿入される反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初2496記号を示す。各データフィールドの第314、第315及び第316データセグメントのDSS信号は、前記データセグメントの間に伝送される反復−PN1023−シーケンスECR信号内に含まれる。図3Aの(5)及び図3Cの(11)に示されたように、次のフィールドの初期データセグメントの開始でのDSS信号もそうであり、前記初期データセグメントのPN511成分の最初7つの記号もそうである。
【0026】
図3Aの(2)〜(5)の反復−PN1023シーケンスは、A/53がそのような変調レベルを明示したように、8−VSB信号で−5及び+5変調レベルの間で変わる。図3Bの(8)及び図3Cの(9)〜(11)の反復−PN1023シーケンスも−5及び+5変調レベルの間で変わる。反復−PN1023シーケンスに対するこれら変調レベルは4−記号DSSシーケンスがこれら反復−PN1023シーケンス内に含まれるように促進する。
【0027】
図3Aの(5)に示されるような奇数データフィールドの初期データセグメント及び図3Cの(11)に示されるような次の偶数データフィールドの初期データセグメントの各々はA/53により規定されたPN511シーケンスにより追従する4−記号DSSシーケンスを持って開始する。反復−PN1023シーケンスの端は189−記号3重PN63シーケンス、24−記号モード符号及びデータセグメントを終了する104−記号保持部分により後続する。図3Cの(11)においてPN511シーケンスは3重PN63シーケンスでの中間PN63シーケンスが他のPN63シーケンスと極性が反対となるという点で図3Aの(5)と相異なる189−記号3重PN63シーケンスにより後続する。
【0028】
図4は、本発明の態様によって放送デジタルテレビ信号を伝送するためのデジタルテレビ送信器01を示す。送信器01はMPEG−2標準ビデオデータのパケット、AC−3標準オーディオデータのパケット、及び他のデータのパケットをデータストリームでアセンブルするための従来の類型のパケットアセンブラ02を含む。前記パケットアセンブラ02は、”伝送ストリームマルチプレクサ”とも称される。前記パケットアセンブラ02は、A/53、付録D、セクション4.2.2に明示された類型のデータランダマイザー03にアセンブルしたデータストリームを提供するために接続される。前記データランダマイザー03は各データフィールドの開始に初期化される、(217−1)−記号最大−長さPNシーケンスと全ての入力データを排他的論理和する。前記データランダマイザー03はバイトアセンブラ04にランダム化されたデータを提供するために接続される。前記バイトアセンブラ04は、A/53、付録D、セクション4.2.3に明示されたような(207、187)類型のリードソロモン符号器05に8−ビットバイトでランダム化されたデータを提供するために接続される。前記リードソロモン符号器05はその中に挿入された順方向エラー訂正符号を有するランダム化されたデータのバイトを提供するためにコンボーリューションインターリーバ06に接続される。前記コンボーリューションインターリーバ06は伝送されるそれぞれのインターリービングされたデータフィールドのデータセグメント2ないし313を示すインターリービングされたデータのバイトを提供する。
【0029】
前記コンボーリューションインターリーバ06は、バイトニブル変換器07にこれらインターリービングされたデータのバイトを提供するために接続され、前記バイトニブル変換器は前記バイトを2−ビットニブルのストリームで変換する。前記バイトニブル変換器07はトレリス符号器08にこのニブルストリームを提供するために接続され、前記トレリス符号器はA/53に規定された類型の2/3比率トレリス符号化を行う。前記トレリス符号器08はA/53に規定された類型の8−レベル記号マッパ09にそのトレリス符号化された出力信号を提供するために接続される。インターリービングされたデータフィールドのデータセグメント313から起因する最終12個の記号が臨時貯蔵レジスター10に貯蔵され、次のデータフィールドの初期データセグメントの末にプレコードとして次に使われる。
【0030】
時分割マルチプレクサ11は記号マッパ09から記号を受信するために接続される。前記時分割マルチプレクサ11は各伝送されたデータフィールドのデータセグメント2前にデータフィールド同期化(DFS)信号をトレリス符号化された信号に挿入する。前記マルチプレクサ11はDFS信号アセンブラ12からDFS信号を受信するために接続される。前記DFS信号アセンブラ12はDFS信号の開始に読出し専用メモリ13から読出されたPN511及び3重−PN63シーケンス、永久連結されたり、VSBモード符号発生器14から提供されるVSBモード符号、可能な場合”保持”信号、及び臨時貯蔵レジスター10に貯蔵されたプレコードをアセンブルする。
【0031】
時分割マルチプレクサ11は、他の時分割マルチプレクサ15にその出力信号を提供するために接続される。前記時分割マルチプレクサ15は各伝送されるデータフィールドの各データセグメントの開始にDSS信号を挿入する。図4に示されたように、DSS信号は、例えば、適当な時間に読出される読出し専用メモリ16からマルチプレクサ15に提供されうる。
【0032】
図4において、前記時分割マルチプレクサ15はさらに他の時分割マルチプレクサ17に自体の出力信号を提供するために接続される。前記時分割マルチプレクサ17は自体の出力信号が次の修正を持って前記時分割マルチプレクサ15の出力信号を再生すべく設計される。読出し専用メモリ18から読出されたECR信号はそれぞれの伝送されたデータフィールドのデータセグメント313の追従する前記マルチプレクサ17出力信号に挿入される。
【0033】
図4は、前記時分割マルチプレクサ17の出力信号を受信するために接続されるパイロット挿入回路19を示す。前記パイロット挿入回路19はその構成に平衡変調器を含む残留−側波帯変調器20のための変調信号入力を生成するために直接成分を前記マルチプレクサ17出力信号に追加する。前記直接成分は前記平衡変調器を不平衡にし、したがって前記VSB変調器20の出力信号はキャリア周波数でパイロットキャリアを含む。代案として、パイロット挿入は変調後に行われる。大部分の商業的なDTV送信器設計において、VSB変調器20の出力信号は中間周波数にある。無線周波数アップ変換器21はVHFまたはUHF帯域での割当てられた無線周波数伝送チャンネルに周波数を上向きにVSB変調器20出力信号を変換して伝送アンテナ22に印加される無線周波数信号の電力を増幅する。
【0034】
図4の構成は、バイトニブル変換器07の出力信号を持って開始し、時分割マルチプレクサ11、15、17による挿入を受け入れるためにコンボーリューションインターリーバ06出力信号の適合した部分にナル(nulls)を導入してボー・レートで非常に簡単にクロックされる。電子設計分野の当業者が容易に認識するように、図4によって接続されたマルチプレクサ11、15、17を使用したこと以外の時分割マルチプレクサ回路がデータフィールド同期化信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドのためのトレリス符号化された信号に挿入することによって変調信号を生成するために、データセグメント同期化信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドのそれぞれのデータセグメントに挿入するために、そして反復PN1023シーケンスを示す非トレリス符号化された信号をそれぞれの伝送されたデータフィールドの既定の部分に挿入するために使用されうる。ROM18をしてDSSシーケンスを除いて反復−PN1023−シーケンスECR信号を貯蔵するように修正でき、例えば時分割マルチプレクサ15、17の連結順序を反対にできる。これは共通アドレスカウンターからROM13、18をアドレスすることを容易にする。他の設計可能性は時分割マルチプレクサ17がROM18から周期的に読出された反復PN1023シーケンスECR信号を挿入する前に、記号マッパ08及びDFS信号アセンブラ12の出力信号のそれぞれにDSS信号を挿入することである。
【0035】
図5は、放送DTV信号に含まれる反復−PN1023−シーケンストレーニング信号を用いられる放送DTV信号のための受信器を示す。受信アンテナのように、無線周波数残留−側波帯DTV信号のソース30はチューナ及び中間周波数(I−F)増幅器ステージを含むDTV受信器の前端31にVSB DTV R−F信号を提供する。前記DTV受信器の前端31は復調器及びアナログ−デジタル変換回路32に増幅されたI−F信号を提供する。前記回路32は周知の多様な形のうち何れか1つを行なえる。変調がデジタルレジメ(regime)で行われる前にアナログ−デジタル変換器により増幅されたI−F信号がデジタル化される回路32の形が望ましい。代案として、アナログ基底帯域復調結果でアナログレジメで復調が行われ、次いで、アナログ−デジタル変換器によりデジタル化される回路32の形が代わりに使われる。アナログ−デジタル変換はボー・レートより高い割合で行われ、動的多重経路受信の間に生じる受信された信号の位相変調が伴われうる。
【0036】
多重ボー・レートでアナログ−デジタル変換を行うことが有利であるが、これは記号エポック当り整数のサンプルを有することが受信器でのデジタルフィルターの設計を簡単にするからである。例えば、データ分割以前にボー・レートでのデシメーションフィルタリングが容易である。追加例として、PNシーケンスのための自己相関フィルターはデジタル乗算器を必要とせずに構成されうる。部分等化を行うための適応フィルタリングも容易である。
【0037】
復調器及びアナログ−デジタル変換回路32は、デジタル化された基底帯域DTV信号を提供する。例えば、図5が明示的にはそれを示していないが、慣例上、チャンネル−等化及び反響−消去に使われる適応フィルタリングに入力信号としてその印加前にナイキストスロープ(Nyquist−slope)フィルタリングを含む帯域−整形フィルタリングされ、前記適応フィルタリングは周知の多様な形を取れる。図5は構成要素34−38よりなる無限インパルス応答(IIR)フィルターにより連続で後続される調整可能な加重値係数を有する第1有限インパルス応答(FIR)フィルター33を含む、適応フィルタリングの代表的な形態を示す。前記第1FIRフィルター33の応答は、IIRフィルター入力信号として提供されてIIRフィルター内の減算器34に被減数(minuend)入力信号として印加される。前記減算器34に減数(subtrahend)入力信号は調整可能な加重値係数を有する第2FIRフィルター35の応答である。前記減算器34はIIRフィルター出力信号としてその差出力信号を提供し、前記IIRフィルター出力信号は慣例上、DTV受信器の残り39に入力信号として提供される。この明細書で追加でDTV受信器の残り39は図7を参照してより詳細に記述される。
【0038】
前記IIRフィルター出力信号は、前記第2FIRフィルター35に入力信号として印加のために処理され、第2FIRフィルター35、減算器34及び中間構成要素36−38を通じて退化的なフィードバックループを完成する。このフィードバックループは”無限”インパルス応答を起こす反復フィルタリングを提供する。代案として、”無限”インパルス応答は前記減算器34からの差出力信号をその入力信号として前記第2FIRフィルター35に直接印加することによって獲得しうる。しかし、データ指向方法によるFIRフィルター33、35の加重値係数の調整はフィルタリングされた受信された信号に基づいて実際に伝送された信号の推定によりフィルタリングされた受信された信号に代えることによって容易になる。減算器34からの差出力信号として提供される、等化及び反響−消去を行うための適応フィルタリングの出力信号はボー・レートより高い割合で、望ましくはボー・レートの倍数でサンプリングされる。デシメーションフィルター36はボー・レートで入力信号を量子化器37に提供するために減算器34からの差出力信号に応答する。前記量子化器37は実際に伝送された記号の推定をボー・レートで生成する。これら推定は補間フィルター38に入力信号として印加され、前記補間フィルターは前記推定を減算器34からの差出力信号と同じサンプル割合で再サンプリングする。前記補間フィルター38応答はその入力信号として第2FIRフィルター35に印加される。
【0039】
小型専用コンピュータ40はFIRフィルター33、35のための加重値−係数レジスターに提供される加重値係数を計算する(図5はこれら加重値−係数レジスターを別途に図示しない。)。DTV受信器が所定時間電力を供給されず、その後に電力供給される度に、受信チャンネルが変更される度に、またはエラー訂正回路が現在セットの加重値係数がエラーに深刻であるということを示す度に、反復−PN1023−シーケンストレーニング信号から誘導された1セットの加重値係数が前記コンピュータ40にローディングされる。このセットの加重値係数はその次のFIRフィルター33、35のための加重値−係数レジスターに提供され、それだけでなくその差出力信号としてデジタル減算器41により生成される決定フィードバックエラー信号を用いるデータ−指向方法により加重値係数をさらに調整するコンピュータ40のための基礎を提供する。前記デジタル減算器41は等化及び反響−消去を行うための適応フィルタリングの出力信号を前記補間フィルター38により再サンプリングされた実際に伝送された信号の推定と比較することによって決定フィードバックエラー信号を生成する。より詳細には、補間フィルター38の応答はその減数入力信号として減算器41に提供され、減算器34からの差出力信号はその被減数入力信号として減算器41に印加される前にデジタル遅延ライン42により遅延される。前記遅延ライン42はデシメーションフィルター36、量子化器37及び補間フィルター38を通じて結合された潜在遅延を補償するために十分に前記減算器34の差出力信号を遅延させる。減算器41がその差出力信号として生成する決定フィードバックエラー信号のサンプリング比率はFIRフィルター33、35の加重値係数の部分−記号タブ間隔と対応する。
【0040】
本発明の特別な関心は1セットの加重値係数が図3Aの(2)〜(5)及び図3Bの(8)及び図3Cの(9)〜(11)に示された反復−PN1023−シーケンストレーニング信号から決定される方法である。復調器及びアナログ−デジタル変換回路32はチャンネル−等化及び反響−消去のために使われる適応フィルタリングに提供されるデジタル化された基底帯域DTV信号に類似したデジタル化された基底帯域DTV信号をゲート回路43に提供する。前記ゲート回路43はコンピュータ44にそれぞれのデータフィールドの第314、第315及び第316データセグメントからデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分を選択する。この1023−記号−エポック部分は第310セグメント内のデータの最長遅延された後反響が消えた後に、しかし、次のデータフィールドの初期データセグメント内のDFS信号の最も早い先反響の出現前に生じるように選択される。第312データセグメントで1023−記号−エポック部分を開始するのは、78.3μ秒未満遅延される第310セグメント内のデータの後反響が全て通ったということを意味する。第312データセグメントの直ちに開始で1023−記号−エポック部分を開始するというのは次のデータフィールドの初期データセグメントでのDFS信号の先反響がそのような1023−記号−エポック部分を重畳するために59.5μ秒を若干超えるように先行せねばならないということを要求する。第312データセグメント内のDSSシーケンスの直後に1023−記号−エポック部分を開始することが望ましいが、これはDSSシーケンスがコンピュータ44内の入力貯蔵レジスターに選択された1023−記号−エポック部分のゲート時間を合せるために使われるカウンターを可能にするからである。
【0041】
前記コンピュータ44は前記ゲート回路43が前記コンピュータ44に選択するデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分のDFT電力スペクトルを計算するための専用小型コンピュータである。これら電力スペクトル計算は前記選択された信号を再サンプリングした後に行われ、したがってDFT計算のために提供されるサンプルのセットは2の整数累乗である多数のサンプルを含む。時間−ドメイン信号の2の整数累乗サンプルに基づくことによってDFT計算が容易になる。コンピュータ44により計算されたDFT電力スペクトルのサンプルは連続で線形−対数変換読出し専用メモリ45に印加される。前記ROM45はその対数のサンプルをその減数入力信号としてデジタル減算器46に提供する。
【0042】
読出し専用メモリ47は連続で伝送チャンネルに対する理想的なDFT電力スペクトルの対数のサンプルを生成し、前記対数サンプルをその被減数入力信号として減算器46に提供する。前記ROM47に貯蔵された伝送チャンネルに対する前記理想的なDFT電力スペクトルはゲート回路43が選択する信号に対する再サンプリングされた応答のような2の整数累乗の同じ数のサンプルを含むように再サンプリングされたものでってPN1023シーケンスに対する電力スペクトルの低域通過フィルタリングの結果と対応する。前記低域通過フィルタリングは記号間の干渉を最小化するナイキストスロープロール−オフを有する理想的な低域通過フィルター特性を持って行われる。
【0043】
減算器46からの差出力信号は逆対数検索テーブルを貯蔵する読出し専用メモリ48に提供される。ROM48の応答はインパルスで伝送/受信チャンネルシステム応答の時間−ドメイン叙述を生成するために応答の逆離散フーリエ変換(I−DFT)を計算するコンピュータ49に提供される。時間ドメインでのこの”チャンネルインパルス応答(CIR)”は”ケプストラム”と称され、前記単語”ケプストラム”は周波数ドメインでの伝送/受信チャンネルシステム応答を示す単語”スペクトル”の綴り変えである。前記ケプストラムは、それぞれの多重経路成分の相対的な遅延を示す時間間隔であり、そして前記多重経路成分の相対的な振幅を示す振幅を有する連続するパルスの形態を行なう。この時間−ドメイン叙述はコンピュータ40に提供され、前記コンピュータは、それより伝送/受信チャンネルを等化して反響を抑圧するのに使われる適応フィルタリングのための初期加重値係数のセットを生成する。
【0044】
ケプストラムから初期加重値係数を計算するための方法は該当技術で知られている。より長く−遅延された後反響を抑圧するために使われる第2FIRフィルター35のための加重値係数は前記ケプストラムにおける対応する項から簡単に大きさを調整することによって生成される。第1FIRフィルター33のための加重値係数は第1FIRフィルター33が抑圧する先反響及び短い後反響を示すケプストラムの部分の1項ずつ複素数逆の逆DFTから大きさを調整することによって計算されうる。
【0045】
DTV受信器が活性化された後に、またはDTV受信器が他のチャンネルを受信するためにチューニングした後に最初に生成される加重値係数のセットは適応フィルタリングの係数を初期化するのに使われる。次いで、前記コンピュータ40は決定フィードバック技法を使用して加重値係数を増加するように適応させる。加重値係数の新しいセットが新しいデータフィールドの最終データセグメントから抽出されたECR信号から生成される度に、コンピュータ40は決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットと前記セットとを比較する。前記比較が決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットが誤っていると示す場合、適応フィルタリング係数はECR信号から最も最近に生成された加重値係数のセットを使用して再初期化される。
【0046】
コンピュータ44のDFT電力スペクトルを計算するためにゲート回路43が専用コンピュータ44に選択するデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分を再サンプリングすることはPNシーケンス情報の1サイクルをDFTの1サイクルにマッピングし、したがって理論的に全ての時間に亘って拡張するサイクルの端からモジューラ信号の開始までシームレス遷移がある。ナイキスト−制限されたPN1023シーケンスに理想的なチャンネル応答のDFT電力スペクトルを定義するために類似したサンプリング手続きが採用される。これら手続きは時間ドメインでのこれら信号のサイクルツーサイクル(cycle−to−cycle)エイリアシング(aliasing)が各々正しいラップアラウンド(wrap−around)を示すようにし、前記エイリアシングはナイキスト−制限された周波数ドメインでのデコンボーリューション手続きに影響を与えない。もちろん、これら再サンプリング手続きはリアルタイムの外でさらに容易に行われる。
【0047】
代案として、DTV受信器は復調器及びアナログ−デジタル変換回路32が1024/1023倍ボー・レートの整数倍でサンプリングされた基底帯域DTV信号を提供するように設計されうる。このクロック率はDFT計算を簡単にするが、デシメーションフィルター36、補間フィルター38及びDTV受信器の残り39の設計を複雑にする。
【0048】
本発明者はPNシーケンスを再サンプリングするために補間フィルタリングと関連する広範な乗算手続きを避ける実際的な設計を識別し、本発明者が従来の設計上で独創的であると信じている設計は、米国特許番号第5,065,242号の教示を非常に密接に従う。これら実際的な設計は初期フィルター係数がチャンネル等化及び反響消去のために使われる適応フィルタリングのために計算可能な十分な精度を持って伝送/受信チャンネル特徴を近似化し、前記初期フィルター係数はDTV受信器に伝送された多重−レベルデータ記号の推定が生成されうるDTV信号の特徴を十分に分からせる。決定−エラーフィードバック方法がその次の適応フィルタリングのためのフィルター係数を訂正するのに使われる。
【0049】
PN1023関数は数が2の整数累乗のサンプルよりなるそれぞれの信号にナルサンプルを持って拡張される設計が可能で、前記拡張信号の各々は1024記号エポックの少なくとも2の整数倍と同じ持続時間を有する。これら拡張PN1023関数のDFTはその後のデコンボリューション結果のDFTを生成するために区別して結合されうる。このDFTは伝送/受信チャンネルを特徴づける、デコンボリューション結果を得るために逆変換されうる。
【0050】
PN1023関数が2の整数累乗のサンプルよりなるそれぞれの信号に反復及び追加ナルサンプルにより拡張される設計がさらに可能であり、前記拡張信号の各々は1024記号エポックの少なくとも2の整数倍の同じ持続時間を有する。これら拡張PN1023関数のDFTはその後のデコンボリューション結果のDFTを生成するために区別して結合されうる。このDFTは伝送/受信チャンネルを特徴づけるケプストラムである、デコンボリューション結果を得るために逆変換されうる。
【0051】
このようなデコンボーリューションへの推定はより先行する先反響の雑音測定及びより遅延された後反響の雑音測定を有する傾向がある。PN1023関数の直交正規性のために、これらのデコンボーリューションよりはさらに先行する先反響の雑音測定及びより遅延された後反響の雑音測定を避けるのにより良いDFTドメインでのPN1023関数の相互−相関を使用するフィルター係数を初期化するための実際的な設計が存在する。これら設計においてゲート回路43による専用コンピュータ44に選択されるデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分の多数(N)の連続サイクルは次のDFT計算のためにルーピングする場合に連続ナルサンプルでパッディングされる。これらナルサンプルは数が2の整数累乗のサンプルよりなる第1信号を生成するために1023−記号−エポック部分の連続サイクルに拡張し、そのDFTは第1DFTとして計算される。ナイキスト−フィルタリングされたPN1023シーケンスの多数(M)の連続サイクルは時間順序が反転され、同数の2の整数累乗のサンプルよりなる第2信号を生成するために連続ナルサンプルがパッディングされる1ブロックのサンプルを形成し、そのDFTは第2DFTとして計算される。第1及び第2DFTは第3DFTを生成するためにコンボーリューションされる。この第3DFTの逆DFTは伝送されるものと知られたナイキスト−フィルタリングされたPN1023シーケンスで実際に受信されるナイキスト−フィルタリングされたPN1023シーケンスの相互−相関を示す。M及びNが相異なる場合、第3DFTのラップアラウンド部分は重畳しない。したがって、M及びNが相異なる場合、逆DFTは時間が隣接しない反復PN1023シーケンスの相異なるサイクルの後反響及び先反響成分を混合しない。
【0052】
J.D.マックドナルドは完全な信号の持続時間を2048記号エポックに拡張するために、ゲート回路43により選択されたデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分の2つの連続サイクルをナルサンプルを持ってパッディングして得られる結果を研究した。このモジューラ信号のDFTは適した時間順に配列されたナイキスト−フィルタリングされたPN1023シーケンスの単一サイクルを2048記号エポックに拡張することによって形成される第2信号のDFTでコンボーリューションされ、前記拡張はナルサンプルを持って行われる。コンボーリューション結果の逆DFTの結果から計算された初期フィルター係数はDTV受信器に伝送された多重−レベルデータ記号の確実な推定を十分に生成できるDTV信号の特徴を分かるのに十分であった。より大きい値のM及びNは初期フィルター係数の正確性を改善させる。
【0053】
図6は図3Aの(2)〜(5)及び図3Bの(8)及び図3Cの(9)〜(11)の望ましい反復−PN1023信号を用いられる放送DTV信号のための他の受信器を示す。図5のDTV受信器に含まれ、DFTを用いてケプストラムを計算するための装置を形成するのに接続されるコンピュータ44、49、減算器46及びROM45、47、48は図6のDTV受信器に含まれない。代りに、ケプストラムはPN1023自己相関フィルタリング技法を使用して生成される。
【0054】
時分割マルチプレクサ50はその出力信号としてシフトレジスター51から受信される入力信号または復調器及びアナログ−デジタル変換回路32から受信される入力信号を再生するように接続されて動作される。マルチプレクサ50は復調器及びアナログ−デジタル変換回路32がナイキストスロープフィルタリングを含む適した帯域−整形を有して提供するデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分を選択する。次いで、デジタル化された基底帯域DTV信号の選択された部分はPN1023自己相関フィルタリングに従属される拡張信号を形成するために自体にループバックされる。マルチプレクサ50は第310セグメント内のデータの最長−遅延された後反響の消滅後、しかし、次のデータフィールドの初期データセグメント内のDFS信号の最も早い先反響の出現前に発生するようにそれぞれのデータフィールドの第312及び第313データセグメントからこの1023−記号−エポック部分を選択する。この選択はゲート回路43が図5のDTV受信器で行うデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分の選択と類似している。マルチプレクサ50がそれぞれのデータフィールドの第312及び第313データセグメントから選択するデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分はシフト入力信号として1023−段シフトレジスター51に印加される出力信号に再生される。マルチプレクサ50がシフト入力信号としてシフトレジスター51に印加のためにデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分を選択した後、シフトレジスター51からのシフト出力信号はシフト入力信号としてシフトレジスター51に印加された自体の出力信号に再生のためのマルチプレクサ50により選択される。したがって、1023−記号−エポック遅延後に、シフトレジスター51はマルチプレクサ50により以前に選択されたデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分を自体のシフト出力信号に再生する。後で、マルチプレクサ50が次にデジタル化された基底帯域DTV信号の他の1つの1023−記号−エポック部分を選択するデータフィールドその時間までシフトレジスター51は前記1023−記号−エポック部分を自身のシフト出力信号に何回も再生し続ける。
【0055】
シフト出力信号としてシフトレジスター51から流れ出る周期的な反復PN1023シーケンス及びその付随的な反響情報は復調器及びアナログ−デジタル変換回路32にパイロットキャリア信号の同期復調によって伴われる直接成分を除去するためにフィルタリングされる。前記伴われる直接成分が除去された後に、周期的な反復PN1023シーケンス及びその付随的な反響情報は入力信号としてPN1023自己相関整合フィルター52に提供される。PN1023整合フィルター52はフィルター係数コンピュータ40にケプストラム信号を供給するように応答し、前記フィルター係数コンピュータはそれより適応フィルタリングのための加重値係数のセットを生成する。DTV受信器が活性化された後にまたはDTV受信器が他のチャンネルを受信するためにチューニングした後に最初に生成される加重値係数のセットは適応フィルタリングの係数を初期化するのに使われる。その後、前記コンピュータ40は決定フィードバック技法を使用して加重値係数を増加するように適応させる。加重値係数の新しいセットが新しいデータフィールドの最終データセグメントから抽出されたECR信号から生成される度に、コンピュータ40は決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットと前記セットとを比較する。前記比較が決定フィードバック技法を使用して調整される加重値係数のセットが誤っていると示す場合、適応フィルタリング係数はECR信号から最も最近に生成された加重値係数のセットを使用して再初期化される。
【0056】
単に周期的な反復PN1023シーケンス及びその付随的な反響情報のみを入力信号としてPN1023整合フィルター52に供給するために、シフトレジスター51からシフト出力信号を伴う直接成分を除去するための多数の方法がある。図6はシフト入力信号としてシフトレジスター51に印加され、またマルチプレクサ50が復調器及びアナログ−デジタル変換回路32からそれぞれのデータフィールドを選択するデジタル化された基底帯域DTV信号の1023−記号−エポック部分にサンプルを蓄積する累算器53に入力信号として印加されるマルチプレクサ50出力信号を示す。シフトレジスター51からのシフト出力信号は1027のRのような固定乗数信号により乗算のためにデジタル乗算器54に被乗数信号として提供され、Rはデジタル基底帯域DTV信号での記号エポック当りサンプルの数である。乗算が固定乗数により行われるために、デジタル乗算器54はシフトレジスター51からシフト出力信号によりアドレスされる読出し専用メモリで最もよく実現され、積信号の生成にほとんど遅延がない。デジタル減算器55はこの積信号をその被減数入力信号として受信し、累算器53からの出力信号をその減数入力信号として受信する。デジタル減算器55からの差出力信号をその入力信号としてPN1023整合フィルター52に印加する接続された2進少数点のレフトシフト56がある。
【0057】
パイロットキャリアの同期検出から発生するデジタル化された基底帯域DTV信号のペデスタル成分のこのような抑圧に特に関心があるが、これはその技法がNTSCアナログテレビでのGCR信号のペデスタルを抑圧するのに使われるものと非常に異なるからである。図6のDTV受信器で使われるペデスタル−抑圧技法は、直接ペデスタル成分を除去するために連続するフィールドから反対極PNシーケンスを区別して結合する必要がない。原則的にPN1023シーケンス内の1023Rサンプルは前記サンプルの直接成分を決定するために平均され、その後その入力信号としてPN1023整合フィルター52への印加前に前記サンプルと区別して結合される。乗数Rは記号エポック当りサンプルの数である。これら信号の絶対レベルよりは、主に反響測定に関心のある情報である主要信号に反響の大きさ調整があるために、図6に示されたペデスタル−抑圧フィルタリングはPN1023シーケンスでの1023Rサンプルの簡単な平均を必要とする1023Rにより除算を避けるように構成される。
【0058】
累算器53は自体応答の成分としてマルチプレクサ50により選択されたPN1023シーケンスの1サイクル内の1023Rサンプルの各々での直接成分だけ大きい1023R倍の項を有することによって、前記直接成分は理想的に+1.25正規変調レベルを有するパイロットキャリアの同期検出から発生する。累算器53は自体応答の他の1つの成分としてPN1023シーケンスの異なる正規変調レベルを有するものより、正規変調レベル+5、−5のうち何れか1つを有するより1つ多い記号を有するという事実から発生する項を有することである。累算器53応答のこのような異なる成分はPN1023の1サイクルでの1023Rサンプル各々での直接成分だけの4R倍大きいレベルに接近する。図6のDTV受信器で累算器53応答のこのような異なる成分はパイロットキャリアの同期検出から発生する直接成分のような極性であると考えられる。すなわち、マルチプレクサ50により選択される反復−PN1023シーケンスの単一サイクルは+5変調レベルを有する512個の記号を有するが、−5変調レベルを有する511個だけの記号を有する。したがって、PN1023シーケンスの1サイクルをスパニングする累算期間の端で全体累算器53応答は前記シーケンスの1サイクルでの1023Rサンプル各々での直接成分だけの1027R倍値に接近する。デジタル減算器55はその被減数入力信号として本質的に1027Rと同じ定数ファクターにより乗算したシフトレジスター51応答からのシフト出力信号のサンプルを受信する。デジタル減算器55はその減数入力信号としてPN1023シーケンスの1サイクルでの1023Rサンプル各々での直接成分だけの本質的に1027R倍値を有する累算器53出力信号を受信する。デジタル減算器55は本質的に1027Rのような定数ファクターにより乗算したシフトレジスター51応答からのシフト出力信号に対応する差出力信号でこれら被減数及び減数入力信号に応答するが、実質的に伴われる直接ペデスタル項は持っていない。接続部56はこの差出力信号の2進少数点をシフトして1027Rに近いファクターにより分けるために幾つかの2進数を左に位置させる。それぞれの結果的な商サンプルのあまり重要でないビットは入力信号としてPN1023自己相関フィルター52に印加される前に廃棄されうる。そのような四捨五入の手続きはPN1023整合フィルター52を構成するのに使われるデジタル遅延段のビット幅要件を減らす。
【0059】
受信器の制限された帯域幅により影響を受ける信号遷移のために、たぶん+5変調レベルを有する512記号を有するが、−5変調レベルを有する511記号だけを有するPN1023シーケンスにより引き起こされる累算器53応答の成分レベルはPN1023シーケンスの1サイクルでの511Rサンプル各々での直接成分だけの4R倍より若干小さくなりうる。これは、デジタル乗算器54がシフトレジスター51からシフト出力信号のサンプルを乗算する定数を若干変更することによって補償されうる。
【0060】
PN1023自己相関整合フィルター52はPN1023に対応するカーネル係数を有する有限インパルス応答(FIR)デジタルフィルターである。すなわち、サンプル比率をボー・レートの倍数であると仮定する場合、カーネル係数はPN1023シーケンスの特定段での+5変調レベルの間に発生するサンプルに対して+1でPN1023シーケンスの前記特定段での−5変調レベルの間に発生するサンプルに対して−1である。したがって、サンプル比率をボー・レートの倍数であると仮定する場合、PN1023自己相関整合フィルター52はクロックされたデジタル加算器及び減算器の連結から構成されうる。サンプル比率がボー・レートの倍数ではない場合、整合フィルターはその構成内にデジタル乗算器を必要とすることである。加重値係数は5.38MHzでロールオフを有する上昇ルートコサイン低域通過フィルタリングに従属されるPN1023シーケンスの特定段により決まる。
【0061】
また、このような代案的な構成はサンプル比率がボー・レートの倍数である場合にさえ採用でき、記号間干渉が抑圧されるためにより正確な反響−位置情報を提供できる。しかし、PNシーケンスの強い自己相関は記号間干渉からの問題点を制圧する傾向がある。
【0062】
−5変調レベルを有する512記号を有するが、+5変調レベルを有する511記号だけを有するマルチプレクサ50により選択される反復−PN1023シーケンスの単一サイクルを受け入れるための図6のDTV受信器の変更は1027Rの固定乗数信号を有するデジタル乗算器54を1019Rの固定乗数信号を有するデジタル乗算器に代えることによって行われる。
【0063】
本発明者は現在図5のDTV受信器及びその変形より図6のDTV受信器及びその変形をより好む。図6のDTV受信器及びその変形は伝送/受信チャンネルを特徴づけるDFT計算を必要としないために、これらDTV受信器はDFT計算を処理するために反復−PN−1023シーケンスを再サンプリングする必要がない。これは計算において相当な節約となる。図6のDTV受信器及びその変形に採用された反復−PN−シーケンス整合フィルタリングは複雑なデジタル乗算器構造を必要とせず、簡単な臨時−貯蔵レジスター及びツリー付加回路で容易に具現される。
【0064】
図7は、図5及び図6のブロック概略図で単一ブロックで示された、DTV受信器の残り39をより詳細に示す。DTV受信器の残り39はほとんど伝統的な設計である。
【0065】
同期化信号抽出回路57はデジタル減算器34から等化されたデジタル基底帯域信号を受信するために接続される。同期化信号抽出回路57は等化されたデジタル基底帯域信号から同期化情報を抽出して前記同期化情報を受信器クロッキング及びタイミング回路58に提供する。例えば、同期化信号抽出回路57はデジタル減算器34から提供される等化されたデジタル基底帯域信号から5.38MHz成分を抽出するために狭帯域帯域通過フィルターを含む。前記狭帯域帯域通過フィルター応答は自乗され、自乗手続きから起因する10.76MHz成分はマスタークロック発振器のための自動周波数及び位相制御を展開するための参照として使われる。このようなマスタークロック発振器(図7には図示せず)はボー・レートの倍数で受信器動作をクロッキングするために受信器クロッキング及びタイミング回路58に含まれる。
【0066】
通常、受信器クロッキング及びタイミング回路58は各データフレームを通じて受信器動作を制御するためのカウンター回路を含む。このカウンター回路(図7には図示せず)はマスタークロック発振器の発振をカウントし、カウント出力信号は同期化信号抽出回路57がデジタル減算器34から提供される等化されたデジタル基底帯域信号から抽出する信号によるデータフレームに同期化される。カウンター回路は典型的にデータセグメント当り記号の数を示すカウントを生成するためにマスタークロック発振器の発振をカウントするカウンターを含む。このカウンターはそのカウントが各データセグメントの開始で初期化さるべくリセットされる。このリセットはDSS信号の発生を検出するための回路に応答して行われ、前記回路(図7には図示せず)は同期化信号抽出回路57に含まれる。DSS信号を検出するための回路は1997年1月14日にJ.Yangに発行され、”デジタルテレビ受信器のためのライン同期化検出器”で命名された米国特許番号第5,594,506号に記述された類型で有り得る。受信器クロッキング及びタイミング回路58内のカウンター回路は典型的に検出されるDSS信号をカウントするデータセグメントカウンターを含む。正常動作中にデータセグメントカウンターは各データフィールドの初期データセグメントの間に初期条件でロールオーバーし、データセグメントカウンターは各データフィールドの初期データセグメントの間に初期条件でリセットされ、ロールオーバーは生じない。リセットを行うために、同期化信号抽出回路57は各データフィールドの初期データセグメントにPN511シーケンスの発生を検出する整合フィルター(図7には図示せず)を含む。データフィールドの初期データセグメントでのPN511シーケンスの発生に対する整合フィルターのパルス出力はデータセグメントカウンターを初期状態にリセットするのに使われる。
【0067】
記号同期化器または位相追跡器59はデジタル減算器34から等化されたデジタル基底帯域信号を受信するために、そしてトレリス復号器60にその応答を提供するために接続され、前記トレリス復号器は典型的にATSC文書A/54、セクション10.2.3.9に記述されたように12段設計である。前記トレリス符号器は反復−PN1023トレーニング信号を含むためにそれぞれのデータフィールドに追加されるデータセグメントの間、のみならずそれぞれのデータフィールドの第1データセグメントの間にディセーブルされる。記号同期化または位相追跡器59はATSC文書A/54、セクション10.2.3.8に記述される設計であって、トレリス復号器60に提供される等化されたデジタル基底帯域信号から位相雑音を抑制するために追加決定フィードバックループを含む。DTV信号がトレリス符号化されていない場合、トレリス符号器60はもちろん他の類型の適した記号復号器に代替される。例えば、DTV伝送はトレリス符号化されていない2−VSB信号で有り得る。
【0068】
トレリス復号器60(または代案的な記号復号器)はバイトアセンブラ61に記号復号化結果を伝達するために接続され、前記バイトアセンブラはコンボーリューションデインターリーバ62に印加するために前記記号復号化結果を8−ビットバイトでアセンブルする。コンボーリューションデインターリーバ62は図4の送信器でのコンボーリューションインターリーバ06により導入されたコンボーリューションインターリービングを反転させる。前記コンボーリューションデインターリーバ62はA/53DTV受信器とは多少違って動作される。前記コンボーリューションデインターリーバの動作は第1データセグメントを省略するだけでなく、反復−PN1023トレーニング信号を含むためにデータフィールドに付加されたデータセグメントを省略する。
【0069】
リードソロモン復号器63はコンボーリューションデインターリーバ62からデインターリービングされたデータを受信するために接続される。前記リードソロモン復号器63は明示された数のバイトより小さなバーストエラーを訂正し、訂正されることより長い持続時間のエラーを検出するために前記デインターリービングされたデータに含まれたリードソロモン順方向エラー訂正符号化に応答する。エラー検出及び訂正は、データデランダマイザー64が図4の送信器内のパケットアセンブラ02からデータランダマイザー03に提供されるパケット化されたデータをさらによく再生さるべくデータデランダマイザー64に印加される前に前記デインターリービングされたデータ上で行われる。データデランダマイザー64は、パケット分流器65に提供されるパケット化されたデータを再生するためにエラー訂正されたデインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号データと排他的論理和し、前記パケット分流器65はヘッダ情報に応答してパケットを分類する。
【0070】
また、パケット分流器65は”伝送−ストリームデマルチプレクサ”と称される。パケット分流器65はMPEG−2ビデオ圧縮解除回路66に印加するために圧縮されたビデオ情報を含むパケットを選択し、AC−3オーディオ圧縮解除回路67に印加するために圧縮されたオーディオ情報を含むパケットを選択する。完全なDTV受信器システムにおいてMPEG−2ビデオ圧縮解除回路66は圧縮解除されたビデオ信号をDTV受信器ディスプレーシステム68に伝達し、AC−3オーディオ圧縮解除回路67は圧縮解除されたオーディオ信号をDTV受信器サウンドシステム69に伝達する。
【0071】
それぞれのデータフィールドの第2ないし第313データセグメントにその動作を限定するように多少違ってクロッキングされねばならないコンボーリューションデインターリーバ62及びトレリス復号器60以外に、DTV受信器の残り39の動作がある程度は影響される追加方法がある。第2ないし第313データセグメントの間に、フィルター係数コンピュータ40が追跡基礎でFIRフィルター33、35の係数を適合化するのに使用する、DTV受信器に伝送される記号の推定はトレリス復号器60によりまたは他の記号復号器により生じる記号復号化結果から抽出される。慣例上、第1データセグメントでのDSSシーケンスに続く最初の700個の記号の推定はトレリス復号器60から、または他の記号復号器から記号復号化結果から抽出されず、代りにコンピュータ40内の読出し専用メモリから読出される。ROMから提供される推定での上位信頼水準は追跡エラーの減少を容易にする。このROMに対するアドレッシングは受信器クロッキング及びタイミング回路58内で生成される。反復−PN1023トレーニング信号を含む余分のデータセグメントがそれぞれのデータフィールドに添付される場合、ROM内のアドレス可能な位置がこれら余分のデータセグメントでの記号の高信頼推定を貯蔵するために増加されうる。受信器クロッキング及びタイミング回路58は増加されたROMに対する追加アドレッシングを生成するために修正される。
【0072】
次いで、図5及び図6は、適応フィルターが実信号の部分等化を使用して基底帯域でチャンネル等化及び反響消去を提供するDTV受信器を記述する。この態様の他のもので本発明を具現する他のDTV受信器は複合信号の等化を提供する適応フィルターを使用する。そのような等化はボー・レートサンプルを使用して容易に行われる。等化が複合信号上で行われる場合オーバーサンプリングをあまり必要としない。その態様の他のもので本発明を具現するために修正されうる、また他のDTV受信器において、I−FDTV信号がI−F通過帯域でチャンネル等化及び反響消去を提供する適応フィルターに印加するためにデジタル化される。適応フィルター応答はその次のトレリス復号化装置に印加するために基底帯域信号を獲得するために復調される。本明細書及び本図面を理解する場合、等化器設計の当業者はチャンネル等化及び反響抑制のために使われる公知の適応フィルタリング技法を使用して本発明を適合にしうる。
【0073】
図5または図6のDTV受信器でのコンピュータ40の運用手続きは該当技術に知られた多様な形態を取れる。図5のDTV受信器でのコンピュータ49から、そして図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52からコンピュータ40に提供されるケプストラムはコンピュータ40を動作させるこのように多様な方式で相異なって使われる。図5のDTV受信器でのコンピュータ49または図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52が提供する要請された時間−ドメインフィルターのケプストラムは適応フィルターの有効な全般的なカーネルが動的多重経路変動を追跡する場合に発生するカーネル内の変化の”動き画像”の開始にある”スナップショット”である。これはコンピュータ40により行われるタスクを非常に簡単にする基礎を提供する。
【0074】
動的多重経路歪曲の多くが本質的に続き、それぞれの記号エポックからその次まで生じる伝送/受信チャンネル特性での変化がほとんどないためにこれは特にそうである。したがって、ECR信号から決定される初期適応フィルタリング係数は決定フィードバック方法に基づいた追跡手続きが増加するように変わる多重経路歪曲から起因するチャンネル特性での変化の追跡を開始する前に収束のために多くのものを追跡する必要がないという基礎を提供する。本質的に続く動的多重経路歪曲に対する1つの例外は閉鎖された経路が突然に受信するために開放される公知の突然に表れた光(suddenly−revealed−ray)である。他の例外は受信のために開放された経路が突然に受信が閉鎖された公知の突然にかくされた光(suddenly−masked−ray)である。適応フィルタリングによる動的多重経路追跡はこれら例外のうち何れか1つが発生する場合に崩壊され、適応フィルタリング係数の急な再初期化が当面の関心となる。決定フィードバックに依存しないECR信号から直接初期適応フィルタリング係数の決定はこれら例外のうち何れか1つが発生する度に受信が約25m秒より小さな範囲で回復可能に保障する。
【0075】
そのような例外がデータフィールドの端に訂正されず残っているかを決定するための多数の方法がある。1つの方法は決定フィードバックにより調整されるデータフィールドの端に適応フィルタリングの加重値係数を反復−PN1023シーケンスから計算される適応フィルタリングの加重値係数と比較する。係数の2セット間の基本的な不一致は動的多重経路歪曲が以前データフィールドでの深刻な不連続を示し、訂正されず、適応フィルタリングは望ましくは反復−PN1023シーケンスから計算される加重値係数を持って続けるべき証拠である。深刻な不連続を示す動的多重経路歪曲がデータフィールドの端で訂正されていないかを決定するための他の方法において、それぞれのデータフィールドの端近くに決定フィードバックエラーサンプルの大きさが測定され、前記測定が平均となる。高い平均は動的多重経路歪曲が以前データフィールドでの深刻な不連続を示し、訂正されてなく、適応フィルタリングは望ましくは反復−PN1023シーケンスから計算される加重値係数を持って続けなければならない証拠である。
【0076】
コンピュータ40を運用する多様な方法のうち多くの方法において、ケプストラムを計算する初期の考慮は多重経路受信が獲得される時、受信されたDTV信号の主要または”カーソル”成分で何を考慮するかを決定することである。このカーソル成分は、多重経路受信が獲得される時に受信されたDTV信号の相互間の成分がカーソル成分に関して相異なって遅延される場合、先反響または後反響のうちどちらに考慮されるかを決定するための参照として使われる。受信されたDTV信号のそれぞれのより後の到達成分は”後反響”と考慮され、その到達時間はこのカーソル成分の到達時間に関して測定され、典型的にポジティブ遅延(または代案としてネガティブ前進)として測定される。受信されたDTV信号のそれぞれのより早い−到達成分は”先反響”と考慮され、その到達時間はこのカーソル成分の到達時間に関して測定され、典型的にネガティブ遅延(または代案としてポジティブ前進)として測定される。
【0077】
コンピュータ40に対する幾つかの運用手続きにおいて、受信されたDTV信号の差等遅延された成分のうち最も大きいものがカーソル成分として選択される。この手続きはカーソル成分を先行する相当なエネルギーの先反響の存在を認める。相当なエネルギーの先反響の存在は、これら先反響の最も前進したものを受け入れるためにFIRフィルター33に必要なカーネル幅を増加させる。さらに、フィードフォーワードFIRフィルター33での反響の抑圧は反響−抑圧されていない信号のサンプルの加重値和により達成される。これは反響−抑圧される信号のサンプルの加重値和により達成される、フィードバックFIRフィルター35を含むIIRフィルターによる反響の抑圧と対応する。IIRフィルターによる反響の抑圧は追加反響成分を導入せず、反響成分を抑圧する。フィードフォーワードFIRフィルター33による反響の抑圧は信号のカーソル成分にそれぞれの差別遅延の2倍を有する反響反復成分となり、反響反復成分はフィードフォーワードFIRフィルター33応答で抑圧された元の反響成分に比べて振幅が狭くなる。これら単独で−反復された反響反復成分の振幅での減少はケプストラムのカーソル成分が他の成分よりかなり大きな伝送/受信チャンネルに相当する。通常、前記減少はこれら反響反復成分がデジタル信号量子化で損失されることが十分である。しかし、ケプストラムのカーソル成分が他の成分より大きくない伝送/受信チャンネルの場合、単独で−反復される反響反復成分は相当な振幅を有し、ある場合においては多重で−反復される反響反復成分さえ相当な振幅を有しうる。
【0078】
後反響の反響反復成分は決定フィードバック方法が取られる場合、フィードフォーワードFIRフィルター33が連結されるIIRフィルターにより消去できる。したがって、FIRフィルター33カーネルはIIRフィルターで消去されうる後反響反復を抑圧するために能力を提供するための時間−遅延方向に十分に延長する必要がない。しかし、IIRフィルターは先反響の反響反復成分を消去するか、抑圧する能力を持てないので、FIRフィルター33カーネル幅が決定フィードバック方法が取られる場合、これら先反響のあらゆる反復の振幅を僅かな値に減らすための能力を提供するために時間−前進(time−advance)方向に十分に遠く拡張する必要があり、したがってこれら先反響反復はデジタル信号量子化で損失されうる。
【0079】
前記コンピュータ40のための代案的な運用手続きにおいて、相当なエネルギーを有するより早く受信された差等遅延されるDTV信号のうち1つがカーソル成分として選択される。この手続きはカーソルDTV信号を先行する相当なエネルギーの先反響を除去でき、よってFIRフィルター33に必要なカーネル幅を狭くしうる。しかし、カーソル成分として選択された受信されたDTV信号が最も強く受信されたDTV信号成分だけ十分に強くない場合、適応フィルタリング応答のC/Nは最も強く受信されたDTV信号成分がカーソル成分として選択された場合より相当低くなる。一般に受信されたDTV信号が相当な雑音により伴われる場合、DTV受信器は最も強く受信されたDTV信号成分をカーソル成分として選択すべく設計されることが望ましい。反復−PN1023シーケンスの1サイクルから生成されるケプストラムの利用可能性は受信されたDTV信号成分のうち何がカーソル成分として最もよく選択されるかを決定するための基礎を提供できる情報を提供する。
【0080】
適応フィルタリング内のサンプルの遅延のためにデータフィールドの間にカーソル成分を変更することを避けることが望ましい。それぞれのDTVデータフィールドの端にある時間−ドメインフィルターのケプストラムの利用可能性はコンピュータ40が次のデータフィールドの全体のためのカーソル成分として受信されたDTV信号の差等遅延された成分のうち1つを選択するように促進する。ある受信状況下で、カーソル成分として選択された成分がデータフィールドの間にエネルギーが相当減少でき、これは次のデータフィールドに対するカーソル成分としてより大きいエネルギーを有する成分を選択することを望ましくする。そのようなエネルギーの相当な減少はカーソル成分と関連されたフィルター係数(1または複数)で大きな増加(1または複数)を起こす決定フィードバック手続きにより信号される。適応フィルター33、35が加重値差等遅延されたDTV信号のために使用するデジタル乗算器は何倍の振幅を有する加重値係数を受け入れるために十分な動的範囲を有するべきである。一般に、決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示す場合、コンピュータ40は1つのデータフィールドから次のデータフィールドまで同じカーソル成分を維持することが望ましい。したがって、反復−PN1023シーケンスは決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示している場合、データフィールドの開始に適応フィルター係数の完全修正を生成するのに使われない。しかし、決定フィードバック手続きが相当小さな追跡エラーを示している場合、受信されたDTV信号よりは、受信器に貯蔵された反復−PN1023シーケンスでのそれぞれのデータフィールドの最後の3つのデータセグメントの間に伝送された信号の基本推定に興味がある。これは決定フィードバック手続きがそれぞれのデータフィールドの初期データセグメントでの3重−PN63シーケンス及びPN511シーケンスの間のみならず、それぞれのデータフィールドの最後の3つのデータセグメントでの反復−PN1023シーケンスの間に生成する相関の信頼ファクターを増加させる。より高い信頼ファクターは追跡正確度を改善する、これら時間中に適応フィルタリング係数に行われた増加相関でのより大きな利得を促進する。
【0081】
態様のうち何れか1つで本発明を採用するDTV受信器に対する多くの設計はチャンネル−等化及び反響消去のために使われる適応フィルタリングを適合にするための多様な手続き間に時間的バッファリングを提供することである。このような時間的バッファリングを提供する手段は図5及び図6に明示的に図示されないが、典型的にデジタルランダム−アクセスメモリ(RAM)により提供される。復調器及びADC回路32からフィードフォーワードFIRフィルター33に提供される入力信号の印加に先入先出(FIFO)バッファリング遅延を導入するように構成されたデジタルメモリの特別な使用が特別の関心事である。FIRフィルター33、35の初期加重値係数を生成するために、以前データフィールドの第311データセグメントが補間フィルター38から減算器41に提供され始める直前に起こるために、FIFOバッファリングは回路32出力信号から抽出される反復−PN1023シーケンスを処理するために必要な時間を許すのに十分に長く作られる。その後、図5及び図6に含まれるものであって、補間フィルター38の応答から補償遅延41から提供されるものであって、適応フィルタリング応答の差として生成される決定フィードバックエラー信号の代りに、決定フィードバックエラー信号はDTV受信器で先験的に知られたPN63シーケンス(1または複数)を保障してPN511シーケンスを保障する、ナイキスト−フィルター応答から反復−PN1023シーケンスに補償遅延41から提供される適応フィルタリング応答の差として生成される。このような代案的な決定フィードバックエラー信号の高い信頼ファクターは初期化後の如何なる係数エラーの残りを抑圧することで決定フィードバック適応の速度を改善する、これら時間中に適応フィルタリング係数に行われた増加相関でのより大きな利得を促進する。
【0082】
図5及び図6に明示的には示していないが、態様のうち何れかで本発明を採用するDTV受信器に対する幾つかの設計において、FIRフィルター33、35の加重値係数の増加更新の印加をこれらフィルターの係数レジスターにバッファリングするためのデジタルメモリがあり、前記増加更新は決定フィードバック手続きにより生成される。そのようなバッファメモリは、例えば、ブロック−LMSアルゴリズムによる前記更新の反転−リアルタイム計算を促進する。
【0083】
図5及び図6に明示的には図示していないが、幾つかのDTV受信器設計において時間バッファリングのための手段はまた減算器34からDTV受信器の残り39に差出力信号の印加でFIFOバッファリング遅延を導入するように構成されるデジタルメモリを含む。回路32からフィードフォーワードFIRフィルター33に提供される入力信号の印加を制御するためのFIFOデジタルメモリ、及びFIRフィルター33、35の加重値係数に増加更新の印加を制御するためのデジタルバッファメモリ、そのようなFIFOデジタルメモリを含む設計は適応フィルタリングが受信された信号のボー・レートに関して非同期式で動作さるべく許す。例えば、動的反響成分を追跡するように試みる場合、加重値係数の再計算が必要であれば、フィルター33、35の係数が増加された比率でクロッキングされるように適応させるためのデータ−指向確率的手続きを許すことが望ましい。比率データは適応フィルタリングがそれ自体で変更され、時々しばらく中止されることを通じて前進し、FIFOメモリは均一遅延を有する全体システム機能を生成する適応フィルタリングをそれ自体で先行及び後続する。
【0084】
図5及び図6に示された構造を有するよりは、適応フィルタリングはチャンネル等化及び反響消去のために単一FIRフィルターを使用するように構成されうる。例えば、そのような代案は1997年7月15日にJ.Yang,C.B.Patel,T.Liu及びA.L.R.Limbergに発行され、”HDTV受信器のような、デジタル無線受信器のための迅速な−更新適応チャンネル−等化フィルタリング”と命名された米国特許番号第5,648,987号に記述される。Yang等はチャンネル等化及び反響消去のために使われる適応FIRフィルターの係数を更新するためにブロック−LMSアルゴリズムを行う他のFIRフィルターを使用する。単一適応FIRフィルターがチャンネル等化及び反響消去に使われる場合、”スナップショット”が抽出される時間に適応FIRフィルターのカーネルは図5のDTV受信器でのコンピュータ49または図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52で要請された時間−ドメインフィルターのケプストラムから次の手続きにより近似化されうる。DTV信号の主要多重経路成分が受信されると考慮される時間に発生する、”カーソル”で選択されることを除いてはケプストラムのあらゆる成分はカーソルに対してそれらの極性が変更される。この近似化方法はライシアン(Ricean)伝送/受信チャンネルに対して満足可能に作用し、ケプストラムのカーソル成分は他の成分より相当大きく、反響はFIRフィルターのカーネル幅に比べてカーソル成分から短い差等遅延を示す。しかし、このような近似化方法は幾つかの成分がカーソル成分のエネルギーの何パーセントであるエネルギーを有する場合に不正確である。適応フィルタリングがそのような伝送/受信チャンネルに対して訂正する場合、ナイキストチャンネル応答となるケプストラムを持ってコンボーリューションするフィルター特性はより正確な手段により容易に計算される。適応フィルタリング加重値係数が正規化され、よって適応フィルタリング応答の動的範囲は量子化器37に入力信号として適している。
【0085】
より長い−遅延された後反響を含むあらゆる反響の消去及びチャンネル等化のための単一FIRフィルターを使用することは望ましい実務ではない。伝送/受信チャンネルは理論的に相異なるそれぞれの遅延を有する相異なる伝播経路に対して相異なる加重値係数を有するFIRフィルターとしてモデリングされる。実務において、このモデルはまた静的多重経路受信状況下で正しい。後反響に関するチャンネルの等化は適応フィルターが全般的に無限インパルス応答を有する場合に正確で有り得る。すなわち、非常に大きな数の係数を有する時間−ドメイン応答は時間が遅延される。より長い−遅延された後反響を含むあらゆる反響の消去及びチャンネル等化のために使われる単一FIRフィルターの応答は時間が遅延されたさらに小さい数の係数を有する傾向があり、したがってより長い−遅延された後反響の消去は最善ではない。このような傾向は相当なエネルギーを有する最長遅延された後反響のわずか何倍で単一FIRフィルターを通じて潜在的な遅延を保つべき実際的な設計で生じる。したがって、後反響に関するチャンネルの等化に対する正確なシステム機能が単に単一−FIR−フィルター設計で近似化されうるが、これはデータ−指向方法によりその次に適応されるフィルター係数を支援する。近似化手続きは反響を抑圧するが、望ましくなくは反響の反復を生成する。これら反復は抑圧された反響に関して減少され、抑圧された反響の整数倍数の受信されたDTV信号のカーソル成分に関して差別遅延を示す。したがって、多数の非ゼロ加重値係数及びよって望ましくなく増加された数のデジタル乗算がIIRフィルターを使用する設計に比べて、単一−FIR−フィルター設計に要請される。より多くの非ゼロデジタル乗算はハードウェアでそれらを具現する集積−回路設計でより多くのダイ領域を必要とするだけでなく、それらは量子化雑音及び確率的なジッタに対する影響を望ましくなく増加させる。したがって、IIRセクションを含む適応フィルタリング構造(例えば、図5及び図6に示された類型の)が望ましい。
【0086】
図5または図6の適応フィルタリング構造において、FIRフィルター33のカーネルはDTV信号の主要多重経路成分が受信されると考慮される時間に対応する”カーソル”位置で加重値係数を含む。フィルター33カーネルはDTV信号の主要多重経路成分が受信される”カーソル”時間に先行する要請される時間−ドメインフィルターのケプストラムの部分に対応する係数の部分集合をさらに含む。フィルター33カーネルはフィードバックループでFIRフィルター35を含むIIRフィルターに有り得る最小遅延より小さな遅延により”カーソル”時間に後続するケプストラムの部分に対応する係数の部分集合をさらに含む。フィードフォーワードFIRフィルター33の加重値係数及びフィルター33に次いで連結されたIIRフィルターのフィードバックFIRフィルター35での加重値係数の間のクロスオーバーを提供するDTV受信器設計が知られている。ケプストラムのカーソル成分が他の成分よりさらに大きなライシアン伝送/受信チャンネルに対して好ましく作用する迅速な近似化方法はカーソル成分を除いたケプストラムのあらゆる成分の極性を変更することによって、ケプストラムの対応する部分からフィルター33カーネルを生成する。フィルター35カーネルは極性変更無しにケプストラムの最長−遅延された部分から生成される。このような近似化方法は幾つかの成分がカーソル成分のエネルギーの何パーセントのエネルギーを有する場合に不正確である。適応フィルタリングがそのような伝送/受信チャンネルに対して訂正する場合、ナイキストチャンネル応答となるケプストラムを持ってコンボーリューションするフィルター特性はより正確な手段により計算されるべきである。適応フィルタリング加重値係数が正規化され、したがって適応フィルタリング応答の動的範囲は量子化器37に入力信号として適している。
【0087】
適応フィルタリングの加重値係数のより正確な計算は、完全な適応フィルタリング構造の時間−ドメイン応答が図5のDTV受信器でのコンピュータ49によりまたは図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52により提供されるケプストラムに対応するという観察から開始する。完全な適応フィルタリング構造の時間−ドメイン応答はFIRフィルター33のそしてフィードバックループ内のFIRフィルター35を含む次のIIRフィルターの時間−ドメイン応答のコンボーリューションに起因する。DTV受信器設計プロセスの部分として適応フィルター構造に対するナイキストチャンネル応答となる所定長さのあるケプストラムとコンボーリューションする適応フィルタリングシステム特性はZ変換多項式を使用する一般項で計算されうる。そのような計算から起因する対数方程式は図5のDTV受信器でのコンピュータ49によりまたは図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52により提供される特定ケプストラムから適応フィルタリング係数を計算するのに使用するために、DTV受信器でのフィルター係数コンピュータ40に貯蔵されうる。これら対数方程式はケプストラム値の項として適応フィルタリング加重値係数を定義する。これら対数方程式を採用するサブ−プログラムはまた動的多重経路歪曲を追跡するための決定−指向手続きを行うためのプログラムに採用されうる。
【0088】
コンピュータ40を運用する多様な方法において、ケプストラムの値を求めるのに他の重要な考慮事項は適応フィルターの利得がケプストラムの成分項のエネルギーにどのように関連しているかを決定することである。ケプストラムから生成される加重値係数の正規化は、主要DTV信号に対する適応フィルターの利得が、その加重値係数が反復−PN1023−シーケンスECR信号から何とか計算されるとしても、常に実質的に同一になる。決定フィードバック手続きによる多重経路受信状態の追跡のテイクオーバーはテイクオーバー直後に量子化器37が伝送された記号の推定を生成するためにその入力信号を量子化するのに使われる決定レベルの相当な自動調整を行うように要請される場合にスムースではない。前記決定レベルが調整される間に量子化器37が行う推定でエラーが存在する傾向があり、決定フィードバック手続きは適応フィルタリングの加重値係数を正確に調整するために大部分の時間に正確なこれら推定に依存する。正規化はカーソル成分で選択されるケプストラムの成分に関して行われ、これはこの成分が適応フィルタリング応答で生き残る唯一のことであるからである。量子化器37に提供される適応フィルタリング応答のC/Nになりうる限り良好にするために、カーソル成分は最高エネルギー成分ではなくてもケプストラムのより高いエネルギー成分のうち1つでなければならない。図5のDTV受信器においてROM47に貯蔵されたDFTが量子化37に対する入力信号に関して正しい”利得”のナイキスト−フィルタリングされたPN1023シーケンスのDFTの場合に正規化は自動的である。
【0089】
また正規化は図6のDTV受信器でとても簡単である。カーソル成分は標準化された−振幅変調信号で変調された信号の1023記号エポックの和になると知られており、したがって1023のファクターによる各ケプストラム成分の利得での減少は単一性−利得(unity−gain)係数にカーソル成分を減少させる。この除算は成分の重要性を減らす方向にそれぞれのケプストラム成分の2進少数点を10ビット位置にシフトすることで近く近似化されうる。実際に、10−ビット−位置2進少数点シフトはシステムの他の所で考慮されうる。
【0090】
図8Aは、多重経路受信状況下で受信される信号の周期的に反復するケプストラムを示し、ここで前記ケプストラムは図5の受信器部分でのコンピュータ49により、または図6の受信器部分での周期的PN713整合フィルター52により決定される。各サイクルで成分70が主要信号に応答して生成される。各サイクル内の成分70に先行する成分71は47.5μ秒より小さく前進された先反響に応答して生成され、各サイクル内の成分70に後続する成分72は47.5μ秒より小さく遅延された後、反響に応答して生成される。
【0091】
各サイクル内の成分73は47.5μ秒より多く、しかし95μ秒より小さく遅延された後反響に応答して生成される。成分73は後反響に応答して生成されたものであっても、図5の受信器部分でのDFTのラップアラウンドのために、または図6の受信器部分での周期的PN713整合フィルター52のラップアラウンドのために各サイクル内の成分70に先行する。成分73が先反響に対する範囲外にあるものと知られるように十分に各サイクル内の成分70を先行しない場合、先反響と誤解する可能性がある。
【0092】
各サイクル内の成分74は95μ秒より多く遅延された後反響に応答して生成される。図5の受信器部分でのDFTのラップアラウンドのためにまたは図6の受信器部分での周期的PN713整合フィルター52のラップアラウンドのために、成分74は主要信号に関して95μ秒だけ遅延されていない後反響と混同される傾向がある。
【0093】
DTV受信器は64μ秒より長い、後反響が、受信器のエラー訂正能力がそのように頻繁に圧倒さるべくデータ分割エラーを引き起こすのに十分な大きさを決して持たないと仮定し、30μ秒より大きくないように主要信号を先行するケプストラムの如何なる成分が先反響に起因すると仮定して設計されうる。そのようなDTV受信器またはその微小な変形は大部分の受信側で好ましく作用しなければならない。例外的に長い−遅延された後反響が先反響から、そしてさらに短く遅延された、後反響からさらによく区別される場合、図5または図6の受信部で生成されるケプストラムは追加分析されねばならず、前記追加分析は図9を参照して以下記述される装置を使用して行われる。
【0094】
フィルター係数コンピュータ40は、図8Aに示される類型の周期的に反復するケプストラムを持って開始でき、時間的エイリアス及び反復の多くが抑圧される拡張ケプストラムを生成するために処理されうる。図8Bは図8Aの周期的に反復するケプストラムのそのようなプロセシングでの初期段階の時間−ドメイン応答を示し、前記初期段階で主要信号に応答して生成される成分70の反復が抑圧される。図8Cは前記プロセシングで中間段階を示し、前記中間段階で先反響のラップアラウンドが抑圧される。図8Dは前記プロセシングで最終の段階を示し、前記最終の段階で後反響のラップアラウンドが抑圧される。中間及び最終プロセシング段階は、以下でより詳細に記述される。
【0095】
図9は、図8C及び図8Dの時間−ドメイン応答を生成する中間及び最終のプロセシング段階を行うために、受信されて復調されるDTV信号のケプストラムを追加分析するために使われる装置を示す。図9の装置に入力信号は図5または図6の受信器部分の復調器及びアナログ−デジタル変換回路32からの復調された実際のみの(real−only)基底帯域DTV信号であり、直接−成分抑圧フィルター75に入力信号として提供される。前記フィルター75は、例えば自体から実際のみの基底帯域DTV信号の多くの−記号−エポック平均を減算することでその応答を生成する類型で有り得る。代案として、他の例を挙げれば、前記フィルター75は実際のみの基底帯域DTV信号にデジタル微分を行い、その次の直接成分を伴わず、実際のみの基底帯域DTV信号を回復するためにデジタルで微分された実際のみの基底帯域DTV信号にデジタル積分を行う類型で有り得る。
【0096】
デジタルフィルター76はその入力信号として、直接−成分抑圧フィルター75の応答を受信するように接続される。デジタルフィルター76はチャンネル等化及び反響抑圧のために使われる適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−PN1023シーケンスの最終1023記号に対応するカーネルを有する。デジタルフィルター76は反復−PN1023シーケンスを開始する最終−相PN1023シーケンスに対する自己相関整合フィルターとして機能し、受信チャンネルの反復ケプストラムを含む応答を生成する。デジタルフィルター76の応答は1023記号エポック遅延を持ってその入力信号として応答するデジタル遅延ライン78に入力信号として、そしてデジタル減算器77に減数入力信号として遅延なしに印加される。デジタル遅延ライン78の応答はデジタル減算器77に被減数入力信号として遅延なしに印加される。前記減算器77及び前記遅延ライン78はケプストラムのネガティブにより数時間先行する受信チャンネルのケプストラムを生成するために受信チャンネルの反復されたケプストラムに応答するコームフィルターを形成する。デジタル減算器77差信号でのより遅い時間のケプストラムは臨時貯蔵のために拡張された−範囲ケプストラムレジスター79に記録される。フィルター係数コンピュータ40は前記拡張された−範囲ケプストラムレジスター79の内容を読出すために、そして前記内容を訂正するために接続される。反復−PN1023−シーケンストレーニング信号が次に発生する場合にレジスター79の内容が上書きされる。
【0097】
デジタルフィルター80はその入力信号として、直接−成分抑圧フィルター75の応答を受信するように接続される。デジタルフィルター80はチャンネル等化及び反響抑圧のために使われる適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−PN1023シーケンスの最初1023記号に対応するカーネルを有する。デジタルフィルター80は反復−PN1023シーケンスを終了する初期−相PN1023シーケンスに対する自己相関整合フィルターとして機能し、受信チャンネルの反復ケプストラムを含む応答を生成する。デジタルフィルター80の応答は1023記号エポック遅延でその入力信号として応答するデジタル遅延ライン82に入力信号として、そしてデジタル減算器81に被減数入力信号として遅延なしに印加される。デジタル遅延ライン82の応答はデジタル減算器81に減数入力信号として遅延なしに印加される。前記減算器81及び前記遅延ライン82はケプストラムのネガティブにより数時間後に後続される受信チャンネルのケプストラムを生成するために受信チャンネルの反復されたケプストラムに応答するコームフィルターを形成する。デジタル減算器81の差信号でのより早い時間ケプストラムは臨時貯蔵のために拡張された−範囲ケプストラムレジスター83に記録される。フィルター係数コンピュータ40は前記拡張された−範囲ケプストラムレジスター83の内容を読出すために、そして前記内容を訂正するために接続される。反復−PN1023−シーケンストレーニング信号が次に発生する場合、レジスター83内容が上書きされる。
【0098】
図10Aないし図10Fは反復−PN1023シーケンストレーニング信号が発生する場合、時間間隔で図9の装置に多様な接続に時間−ドメイン応答を示す。図10A、図10B及び図10Cは自己相関整合フィルター76応答、デジタル遅延ライン78による遅延された1023記号としての応答、及びデジタル減算器77がその出力信号として提供するこれら応答間の差を示す。図10D、図10E及び図10Fは自己相関整合フィルター80の応答、デジタル遅延ライン82による遅延された1023記号としての応答、及びデジタル減算器81がその出力信号として提供するこれら応答間の差を示す。
【0099】
PN1023整合フィルター76の図10Aの時間−ドメイン応答での成分71’は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する反復−PN1023シーケンスの先反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Aの時間−ドメイン応答での成分72’は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する反復−PN1023シーケンスの最小−遅延された、後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Aの時間−ドメイン応答での成分73’は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する、47.5μ秒よりは多く、しかし95μ秒よりは少なく遅延された反復−PN1023シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Aの時間−ドメイン応答での成分74’は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する、95μ秒より多く遅延された反復−PN1023シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。
【0100】
図10Aはクラッター(clutter)成分84を示す。このクラッター成分84の部分は反復−PN1023シーケンスを先行するデータ及びその反響に対するPN1023整合フィルター76応答から生じ、前記クラッター成分84の部分は受信器で予測できない。このクラッター成分84の他の部分は反復−PN1023シーケンスの開始でエッジ影響を示す非周期的PN1023整合フィルター76応答から生じ、前記クラッター成分84の他の部分は受信器で予測されうる。
【0101】
図10Aは、反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号及びその反響に対する非周期的なPN1023整合フィルター76応答から発生する他のクラッター成分85を示す。クラッター成分85の初期数百記号エポックは大部分受信器で予測されうる。PN1023整合フィルター76応答が示す反復−PN1023シーケンスの端にエッジ影響は容易に予測できる。反復−PN1023シーケンスを後続するDFS信号の最初700記号エポックに対するPN1023整合フィルター76応答も容易に予測できる。PN1023整合フィルター76応答のこれら容易に予測可能な成分はコンピュータ40内の読出し専用メモリから抽出される先験的知識により補償されうる。反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号の最初700記号エポックの反響に対するPN1023整合フィルター76応答は容易には予測できない。
【0102】
クラッター成分84、85に対する縦座標大きさが例示のために主要応答70’に関して図10A、図10B及び図10Cで拡張される。反響成分71’、72’、73’及び74’も受信器に良い−品質の伝送チャンネルに対する場合より主要応答70’に関して振幅が小幅広い。PN1023整合フィルター76は最終相以外にPN1023シーケンスの相に対して60dBの利得を持って非−PN1023シーケンス信号成分に対して30dB利得を有する自己相関関数を有する。
【0103】
図10Bは、反復−PN1023シーケンスの1サイクルだけ−すなわち1023記号エポックだけ遅延されるデジタル減算器77の減数入力信号に応答してデジタル遅延ライン78が提供するデジタル減算器77の被減数信号を示す。
【0104】
図10Cは、デジタル減算器77から提供される差出力信号を示す。デジタル減算器77から提供される差出力信号で被減数信号からのPN1023シーケンスの最終サイクルのケプストラムは、ある以前PN1023シーケンスのケプストラムから分離されてクラッター成分84の成分により重畳されないということを注意する。レジスター79は被減数信号からPN1023シーケンスの最終サイクルのこの分離されたケプストラムを臨時に貯蔵し、その内容がフィルター係数コンピュータ40に利用可能に接続される。前述したように、フィルター係数コンピュータ40は読出し専用メモリから読出される先験的知識を用いてクラッター成分85の容易に予測可能な成分を補償しうる。そのようなプロセシングが行われると仮定すれば、レジスター79に臨時に貯蔵される拡張された−範囲ケプストラムでの先反響に対する応答は他の時間−ドメイン応答成分によりほとんど汚染されない。拡張された−範囲ケプストラムでの約64μ秒までの後反響に対する応答さえも他の時間−ドメイン応答成分によりさほど多く汚染されない。
【0105】
次いで、フィルター係数コンピュータ40は、図8Bによって修正される周期的に反復するケプストラムをさらに処理するのに使われる先反響に対する時間−ドメイン応答を分離しうる。先反響に対する分離された時間−ドメイン応答は周期的に反復するケプストラムの対応する部分と相関しうる。相関手続きは先反響に対する応答の反復を除去して先反響に対する分離された時間−ドメイン応答が相当なエネルギーを示さない場合、時々発生する先反響として現れる後反響のエイリアスを除去するのに使われる。
【0106】
図8Cは、周期的に反復するケプストラムのこのような追加切断の結果を示す。有効な先反響が図8Cの修正されたケプストラムでの主要受信された成分70に残りの応答を先行する唯一の成分として残る。図8Cのケプストラムの修正はエッジ影響から発生する汚染、反復−PN1023シーケンスを先行するデータ、または反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号のないPN1023シーケンスに基づいて周期的なケプストラムから発生した時間的な成分を除去したり、減少させることによって行われる。図8C修正が切断手続きの結果であるために、レジスター79に貯蔵された拡張−範囲ケプストラムでのそのような汚染は図8Cの周期的に反復するケプストラムの修正に理解できる程には進展されない。
【0107】
次いで、フィルター係数コンピュータ40は、図8Cによって切られた周期的に反復するケプストラムの追加切断に基づいて64μ秒程度まで後反響に対する時間−ドメイン応答を使用しうる。すなわち、これら後反響に対する分離された時間−ドメイン応答は周期的に反復するケプストラムの対応する部分と相関されうる。次いで、相関手続きは後反響に対する応答の反復を除去するために、そしてより小さく−遅延された後反響として現れる95μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するために使われる。図8Dは、周期的に反復するケプストラムのさらに他の切断の結果を示す。
【0108】
後反響に対する応答の反復を除去するために、そして95μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するために周期的に反復するケプストラムの切断は拡張された−範囲ケプストラムを抽出するための代案的な方法に基づいて進行しうる。この代案的な方法は他の時間−ドメイン応答成分により引き起こされた、拡張された−範囲ケプストラムでのより長く遅延された後反響に対する応答の汚染を減らせる。
【0109】
図10Dは入力信号としてデジタル遅延ライン82に印加されるものであって、そしてその被減数入力信号としてデジタル減算器81に印加されるものであって自己相関デジタルフィルター80の時間−ドメイン応答を示す。図10Dの時間−ドメイン応答での成分70”は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する反復−PN1023シーケンスの現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Dの時間−ドメイン応答での成分71”は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する反復−PN1023シーケンスの先反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Dの時間−ドメイン応答での成分72”は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する反復−PN1023シーケンスの最小−遅延された後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Dの時間−ドメイン応答での成分73”は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する、47.5μ秒よりは多く、しかし95μ秒よりは少なく遅延された反復−PN1023シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。図10Dの時間−ドメイン応答での成分74”は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号のフェージングに対応する、95μ秒より多く遅延された反復−PN1023シーケンスの後反響の現在フェージングに応答して周期的に生成される。
【0110】
図10Dはクラッター成分86を示す。このクラッター成分86の部分は反復−PN1023シーケンスを先行するデータ及びその反響に対するPN1023整合フィルター80応答から発生し、前記クラッター成分86の部分は受信器で予測できない。このクラッター成分86の他の部分は反復−PN1023シーケンスの開始でエッジ影響を示す非周期的PN1023整合フィルター80応答から発生し、前記クラッター成分86の他の部分は受信器で予測されうる。エッジ−影響によるクラッター成分86の他の部分は反復−PN1023シーケンスの初期1023記号の後反響に影響を与えず、デジタル減算器81差出力信号の分析が最後に進行する場合主要関心となる。
【0111】
図10Dは、反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号及びその反響に対するPN1023整合フィルター80の応答から発生するクラッター成分87を示す。クラッター成分87は大部分受信器で予測されうる。PN1023整合フィルター80応答が示す反復−PN1023シーケンスの端にエッジ影響は容易に予測可能である。反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号の最初700記号エポックに対するPN1023整合フィルター80応答も容易に予測可能である。反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号の最初700記号エポックの反響に対するPN1023整合フィルター80応答は容易には予測できない。しかし、受信器によるクラッター成分87の予測は拡張された−範囲ケプストラムを抽出するための代案的な方法で大きな関心事ではない。これはこの代案的な方法で抽出された拡張された−範囲ケプストラムが主にクラッター成分86により、そしてほとんどないクラッター成分87により汚染されるからである。
【0112】
クラッター成分86、87に対する縦座標大きさが例示のために主要応答70”に関して図10D、図10E及び図10Fで拡張される。反響成分71”、72”、73”及び74”も受信器に良い−品質の伝送チャンネルに対する場合より主要応答70”に関して振幅が若干大きい。PN1023整合フィルター80は初期相以外にPN1023シーケンスの相に対して60dB利得を有し、非−PN1023シーケンス信号成分に対して30dB利得を有する自己相関関数を有する。
【0113】
図10Eは、反復−PN1023シーケンスの1サイクルだけ−すなわち1023記号エポックだけ遅延されるデジタル減算器81被減数入力信号に応答してデジタル遅延ライン82が提供するデジタル減算器81減数信号を示す。
【0114】
図10Fは、デジタル減算器81から提供される差出力信号を示す。デジタル減算器81から提供される差出力信号でPN1023シーケンスの初期サイクルのケプストラムはある後続するPN1023シーケンスのケプストラムから分離され、通常、クラッター成分88の成分により重畳されないということを注意する。レジスター83は被減数信号からPN1023シーケンスの最終サイクルのこの分離されたケプストラムを臨時に貯蔵し、その内容がフィルター係数コンピュータ40に利用可能に接続される。フィルター係数コンピュータ40は読出し専用メモリから読出される先験的知識を用いてクラッター成分87の容易に予測可能な成分を補償しうる。しかし、単に約150μ秒より多く遅延された後反響はクラッター成分87による結果的な汚染量で不利になる。そのようなプロセシングが行われると仮定すれば、レジスター83に臨時に貯蔵される拡張された−範囲ケプストラムでの先反響に対する応答はPN1023整合フィルタリングのリーディング−エッジ影響により汚染されるが、後反響に対する応答だけを含むこのケプストラムの部分は汚染されない。
【0115】
65μ秒より多く遅延された後反響に関与するレジスター83に貯蔵された拡張されたケプストラムの部分は反響に対する応答だけでなく未知のデータに対するPN1023整合フィルター76応答で汚染される。65μ秒より多く遅延された後反響に関与するレジスター83に貯蔵された拡張されたケプストラムの部分は反復−PN1023シーケンスを先行するデータの後反響に対する自己相関デジタルフィルター80応答だけで汚染される。したがって、大部分の場合において、65μ秒より多く遅延された反響の汚染はレジスター79に貯蔵された拡張されたケプストラムでより、レジスター83に貯蔵された拡張されたケプストラムでより小さい。したがって、図8Cによって切られた周期的に反復するケプストラムの対応する部分とレジスター83に貯蔵された拡張されたケプストラムでの65μ秒より多く遅延された後反響に対する分離された時間−ドメイン応答を相関するのは周期的に反復するケプストラムの追加切断に対するより信頼できる基礎である。これら相関手続きは後反響に対する応答の反復を除去するための、そしてより小さく−遅延された後反響として現れる95μ秒より多く遅延された後反響のエイリアスを除去するためのより信頼できる基礎を提供する。
【0116】
図8Dは、レジスター79に貯蔵された拡張されたケプストラムに基づいた方法によるものであるだけでなく、この代案的な方法による除去の結果を示す。これら方法のうち何れか1つを持ち、図8Dのケプストラムの修正はエッジ影響から発生する汚染、反復−PN1023シーケンスを先行するデータ、または反復−PN1023シーケンスに後続するDFS信号のないPN1023シーケンスに基づいて周期的なケプストラムから発生した時間的な成分を除去したり、減少させることによって行われる。したがって、65μ秒より多く遅延された後反響に対する分離された時間−ドメイン応答での前記汚染は周期的に反復するケプストラムの図8Dの修正に理解可能な程度に進展されない。レジスター83に貯蔵された拡張されたケプストラムに基づいた代案的な方法はより小さなエネルギーを有する95μ秒より多く遅延された後反響のエイリアス及び後反響に対する応答の反復の切断を促進するが、これはこれら成分を起こす後反響がクラッターからさらによく区別されうるからである。
【0117】
周期的に反復するケプストラムのサイクルはラップアラウンドなく、または少なくとも減少されたラップアラウンドを持って図8Dで周期的に反復するケプストラムのハーフ−サイクルとなる。このようなアンラプド(unwrapped)ケプストラムの1サイクルはフィルター係数コンピュータ40が適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング成分FIRフィルター33、35に対するフィルター係数を計算できる改善された基礎を提供する。
【0118】
自己相関デジタルフィルター80、デジタル減算器81、デジタル遅延ライン82及び拡張された−範囲ケプストラムレジスター83を持たない受信器設計が実現できると見なされる。後反響から先反響の分離はより弱い−エネルギーの偽りの後反響を切断するより重要であるが、これは弱い−エネルギー後反響は適応フィルタリングのデータ−駆動方法−例えば決定フィードバック傾斜法により容易に抑圧されるからである。後反響はフィルター応答での雑音を感知できる程度に増加させず、適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリングのIIRフィルター部分により消去される。先反響エネルギーは適応フィルタリングのFIRフィルター33部分により減少され、その応答時間で先行するより低い−振幅先反響を持ってその入力信号で先反響に代える。また、この手続きは適応フィルタリング応答で雑音を増加させる。適応フィルタリング応答で偽りの先反響を挿入する適応フィルタリングのFIRフィルター33部分の先反響は望ましくない状態であって長く−遅延された後反響の誤−識別で、前記挿入手続きはまた前記応答で雑音を増加させる。
【0119】
平均整合フィルターが静的反響状態をよりよく定義する、幾つかのデータフィールドからの応答する受信器設計がまた考慮される。
【0120】
時間的に最も先行する先反響から最も遅延された後反響まで拡張するより大きい反響範囲を処理できる受信器の設計において、特に、増加された数の乗算器の適応フィルタリングでの要否について関心がある。ハードウェアでのコスト以外にも、これは確率的ジッタによるC/Nの減少を悪化させる傾向がある。まれな(sparse)等化方法が乗算器要件を減少させて確率的ジッタによるC/Nの減少を減らすために採用された。
【0121】
これら方法で適応バルク遅延は非ゼロ加重値係数を持ち、したがってこれらの被乗数信号を提供するためにデジタル乗算器に接続する適応フィルターのあるカーネルタブ間の差等遅延を決定する。そのような受信器において図5のDTV受信器でのコンピュータ49から、そして図6のDTV受信器でのPN1023自己相関フィルター52からコンピュータ40に提供されるケプストラムは適応バルク遅延を割り当てるための基礎を供給する。コンピュータ40はFIRフィルター33時間−ドメインカーネルが後反響を抑圧するために拡張する時間間隔のための最適境界を選択するためにケプストラムを分析するようにプログラムされうる。
【0122】
図11は、2つのデータフィールドそれぞれの端に2つの余分のデータセグメントを含み、チャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのためのトレーニング信号として使われる反復−PN1023シーケンスの開始を含むように修正されたATSCデジタルテレビ信号データフレームの図面である。それぞれのデータフィールドでの初期第1データセグメントはA/53により指定されたものと相異なり、3重−PN63シーケンスの少なくとも一部分だけでなく、PN511シーケンスが省略さるべく修正される。反復−PN1023シーケンスは初期データセグメントの部分で終わり、よって空になる。反復−PN1023シーケンスは図1A及び図1Bの切られたバージョンで有り得、端で短くなる。切られた反復−PN1023シーケンスでの1は相変らずデジタルテレビ信号で+5キャリア変調値に対応し、切られた反復−PN1023シーケンスでの0は相変らず−5キャリア変調値に対応する。
【0123】
図12Aの(1)〜(3)は本発明によって図11のDTV信号放送で以前データフレームの偶数データフィールドの第313、第314及び第315データセグメントの記号内容を示す。図12Aの(4)及び図12Bの(5)は現在データフレームでの次の奇数データフィールドの第1及び第2データセグメントの記号内容を示す。図12Bの(6),(7)及び図12Cの(8)は前記次の奇数データフィールドの第313、第314及び第315データセグメントの記号内容を示す。図12Cの(9),(10)は次のデータフレームの偶数データフィールドの第1及び第2データセグメントの記号内容を示す。
【0124】
前記データフィールドの第2ないし第313データセグメントはA/53に明示されたようである。図12Bの(5)に示される第2データセグメントの端と図12Bの(6)に示される第313データセグメントの開始との時間間隔で生じる現在フレームの奇数フィールドの第3ないし第312データセグメントは図面の経済性を理由で図面で省略される。
【0125】
各データフィールドを終える第314及び第315データセグメントは次のデータフィールドの初期データセグメントに続く、2368反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初1664記号を含む。図12Aの(2)〜(4)及び図12Bの(5)〜(7)及び図12Cの(8)に示された現在データフレーム以前のデータフレームの偶数データフィールドの第314及び第315データセグメントに挿入される反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初1664記号を示す。図12Bの(7)及び図12Cの(8)は現在データフレームの奇数データフィールドの第314及び第315データセグメントに挿入される反復−PN1023−シーケンスECR信号の最初1664記号を示す。各データフィールドの第314及び第315データセグメントのDSS信号は前記データセグメントの間に伝送される反復−PN1023−シーケンスECR信号内に含まれる。図12Aの(4)及び図12Cの(9)に示されたように、次のフィールドの初期データセグメントの開始にあるDSS信号もそうである。
【0126】
図12Aの(2)〜(4)の反復−PN1023シーケンスはA/53がそのような変調レベルを明示したように、8−VSB信号で−5及び+5変調レベル間で変わる。図12Bの(7)及び図12Cの(8),(9)の反復−PN1023シーケンスもまた−5及び+5変調レベル間で変わる。反復−PN1023シーケンスに対するこれら変調レベルは4−記号DSSシーケンスがこれら反復−PN1023シーケンス内に含まれるように容易にする。
【0127】
図12Aの(4)に示されるような奇数データフィールドの初期データセグメント及び図12Cの(9)に示されるような次の偶数データフィールドの初期データセグメント各々はシーケンスの最後の700記号により後続する2368−記号反復−PN1023シーケンスのうち1つの部分内に含まれる4−記号DSSシーケンスで開始する。反復−PN1023シーケンスの端は24−記号モードコード、及びデータセグメントを終える104−記号保持部分により後続する。
【0128】
図12Aの(1)ないし図12Cの(10)の信号に対するデータフィールド当り315個のデータセグメントだけがあるために、この信号に対する送信器は図4の送信器とは若干異なる。一般のクロッキングにおける変更以外に、このようなフィールド当り−315−データ−セグメント信号に対する送信器はPN511及び3重−PN63シーケンスを貯蔵するためのROM13を含まない。DFSアセンブラ12、DFS信号を挿入するためのマルチプレクサ11、及びトレーニング信号を挿入するためのマルチプレクサ17のタイミングはデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白な方式で影響を与える。反復−PN1023トレーニング信号を生成するためのROM18のアドレッシングもデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白な方式で影響を与える。
【0129】
データフィールド当り315個のデータセグメントを有する図12Aの(1)ないし図12Cの(10)の信号に対する受信器はデータフィールド当り316個のデータセグメントを有する図3Aの(1)ないし図3Cの(12)の信号に対する受信器とは若干異なる。図5の受信器部分はDFT電力スペクトルを計算するためのコンピュータ44により使われるそれぞれのトレーニング信号から反復−PN1023シーケンスの1サイクルを選択するためにゲート43のタイミングに関して修正される。図6の受信器部分は次のデータフィールドに亘ってリサイクルされるシフトレジスター51に印加するためのそれぞれのトレーニング信号から反復−PN1023シーケンスの1サイクルを選択するためにマルチプレクサ50のタイミングに関して修正される。フィルター係数コンピュータ52にケプストラムの印加での小さな修正が図5及び図6の受信器部分の両者に行われる必要がある。
【0130】
図7の受信器部分は、同期化信号抽出回路57に関し、そして受信器クロッキング及びタイミング回路58に関して修正される。DSS信号の抽出を扱う同期化信号抽出回路57の部分は非常に多く同一に残っているが、DFS信号の抽出を扱う部分は変更されねばならないが、これはA/53標準のPN511シーケンス及び3重−PN63シーケンスがこれ以上利用できないからである。データ−フィールド−同期化信号は、例えばDSSシーケンスの発生より所定時間後に特定相のPN1023シーケンスのサイクルの基底帯域DTV信号の発生に応答して生成されうる。受信器クロッキング及びタイミング回路58は修正された同期化信号抽出回路57により生成されたデータ−フィールド−同期化信号によりあらゆる315データセグメントをリセットするデータセグメントカウントでデータセグメントをカウントするカウンターを含むように修正される。
【0131】
図3Aの(1)ないし図3Cの(12)のフィールド当り−316−データ−セグメント信号の変形はトレーニング信号が始まる場合トレリス符号化の中断前にトレリス復号器で標準状態のセットでトレリス符号化格子を終了する24記号の伝送を許すために、それぞれのデータフィールドの第314データセグメントでの28記号エポックより後で反復−PN1023−シーケンストレーニング信号を開始する。トレリス符号化は、その後、それぞれのデータフィールドの第2データセグメントで標準状態のこのセットから新たに開始し、第1データセグメントの端に12−記号プレコードが含まれない。この変形が伝送される場合、図4の送信器は先行するデータフィールドの第313データセグメントの最終12個の記号のための臨時貯蔵部10を省略するように修正され、DFS信号アセンブラ12は修正される。それぞれのデータフィールドの第314データセグメントの第101記号の直前にトレリス符号化格子を終了するための提供がさらに行われる。送信器に位置したトレリス復号器での第313データセグメントの端に貯蔵された格子状態によりアドレスされる読出し専用メモリは、例えば、トレリス符号化格子を終了するために使用されうる。トレリス復号器をクロッキングする変更はデジタル通信システム設計技術分野の当業者には明白である。
【0132】
トレーニング信号が始まる場合、トレリス符号化の中断前にトレリス復号器で標準状態のセットを持ってトレリス符号化格子を終了する記号の伝送を許すために、それぞれのデータフィールドの第314データセグメントでの28記号エポックより遅く反復−PN1023−シーケンストレーニング信号を開始する図12Aの(1)ないし図12Cの(10)のフィールド当り−315−データ−セグメント信号の変形も可能である。
【0133】
本発明の態様を採用するさらに他のトレーニング信号において、反復−PN1023シーケンスの開始が反復−PN1023シーケンスの次の到達を知らせるために既定の通報者シーケンスの含みを受け入れるために幾つかの記号エポックの間に遅延されうる。
【0134】
【発明の効果】
地上伝播放送された放送を経て受信されるDTV信号だけでなく、ケーブル伝送を経由し、そして位相伝送を経て受信されるDTV信号での不完全性を補償するために本明細書に技術されたトレーニング信号はDTV受信器で適応等化を容易にする。
【図面の簡単な説明】
【図1A】 本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号を生成するのに使われる反復−PN1023シーケンスでの記号を1列ずつ、左から右に羅列した図面である。
【図1B】 本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号を生成するのに使われる反復−PN1023シーケンスでの記号を1列ずつ、左から右に羅列した図面である。
【図2】 2つのデータフィールドそれぞれの端に3つの余分のデータセグメントを含むように本発明の態様によって修正されたATSCデジタルテレビ信号データフレームの図面であって、ここで前記余分のセグメントはチャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのための反復−PN1023−シーケンストレーニング信号を含む図面である。
【図3A】 本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図3B】 本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図3C】 本発明の態様によって伝送される放送デジタルテレビ信号内のそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図面である。
【図4】 本発明の態様によって放送デジタルテレビ信号を伝送するための送信器のブロック概略図である。
【図5】 放送デジタルテレビ信号のための受信器部分の概略図であって、前記受信器部分は基底帯域でチャンネル−等化及び反響−抑制を提供するための適応フィルターを含み、前記受信器部分は本発明の追加態様によって適応フィルターのための加重値係数を計算するのに使われるDFT計算に図3Aの(1)ないし図3Cの(12)の信号を利用する装置を含む図面である。
【図6】 放送デジタルテレビ信号のための他の1つの受信器部分の概略図であって、前記受信器部分は基底帯域でチャンネル−等化及び反響−抑制を提供するための適応フィルターを含み、前記受信器部分は本発明の追加態様によって適応フィルターのための加重値係数を計算するのに使われる自己相関フィルタリング手続きに図3Aの(1)ないし図3Cの(12)の信号を利用可能な構造を含む図面である。
【図7】 放送デジタルテレビ信号のための受信器の追加部分の概略図であって、図5及び図6の何れか1つに示された受信器部分に追従可能な図面である。
【図8A】 多重経路受信状態下で受信された信号の周期的に反復するケプストラムのグラフ対時間であり、前記ケプストラムは図5の受信器部分で、または図6の受信器部分で決定される図面である。
【図8B】 各々拡張されたケプストラムを展開するために図8Aの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図8Aと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図8C】 各々拡張されたケプストラムを展開するために図8Aの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図8Aと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図8D】 各々拡張されたケプストラムを展開するために図8Aの周期的に反復するケプストラムを表す連続段階を示す図8Aと同じ時間スケールに対して示すグラフである。
【図9】 受信されたDTV信号のケプストラムを追加で分析するために本発明の態様によって使用可能な装置のブロック概略図である。
【図10A】 ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図10B】 ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図10C】 ケプストラムの先反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図10D】 ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図10E】 ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図10F】 ケプストラムの後反響部分の追加分析のために使われる図9の装置での追加回路でポイントにおける時間−ドメイン応答の同一時間横座標に関するグラフである。
【図11】 本発明の態様によって修正されたATSCデジタルテレビ信号データフレームの図面であって、2つのデータフィールドそれぞれに315データセグメントを含み、各データフィールドの第1データセグメント内のA/53データフィールド同期化信号を省略し、チャンネル−等化及び反響−消去を提供する適応フィルタリングのためのトレーニング信号を各データフィールドに含み、また前記トレーニング信号はデータフィールド同期化信号として採用される反復−PN1023シーケンスの図面である。
【図12A】 図11に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【図12B】 図11に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【図12C】 図11に示された類型の放送デジタルテレビ信号でのそれぞれのデータセグメントの記号内容を示すタイミング図である。
【符号の説明】
02……パケットアセンブラ
03……データランダマイザー
04……バイトアセンブラ
05……リードソロモン符号器
06……コンボーリューションインターリーバ
07……バイトニブル変換器
08……トレリス符号器
09……8−レベル記号マッパ
10……臨時貯蔵レジスター
11,15,17……時分割マルチプレクサ
12……DFS信号アセンブラ
13,16,18……読出し専用メモリ
14……VSBモード符号発生器
19……パイロット挿入回路
20……残留−側波帯変調器
21……無線周波数アップ変換器
22……伝送アンテナ
Claims (19)
- 適応等化及び反響抑制フィルタリングを備える少なくとも1つの受信器にデジタルテレビ放送のための連続データフィールド各々を構成する方法において、
それぞれの前記データフィールドを同じ持続時間の所定数の連続データセグメントに分割する段階であって、それぞれのセグメントは所定数の複数−変調−レベル記号を含む段階と、
共通類型のそれぞれのデータセグメント同期化シーケンスを持ってそれぞれのデータセグメントを開始する段階であって、前記データセグメント同期化シーケンスは前記複数−変調−レベル記号に使われる場合、第1及び第2変調レベルの記号よりなる段階と、を含み、
前記方法は改善され、
それぞれの前記データフィールドの第1部分での連続データセグメント内に前記第1及び前記第2変調レベルの記号よりなる1つより多い所定数の連続サイクルの特定擬似−ランダム雑音シーケンスを含む段階であって、全体サイクルの前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはそれぞれの前記データセグメントの持続時間より長い持続時間を有し、前記連続サイクルの前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスは前記共通類型の少なくとも1つの前記データセグメント同期化シーケンスを含む段階をさらに含むことを特徴とする方法。 - 特定擬似−ランダム雑音シーケンスの連続サイクルの1つより多い前記所定数は少なくとも2であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはPN1023シーケンスであることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
- 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのDFTコンピュータ装置と、
前記DFTコンピュータ装置が計算する前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を以って前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は、前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを生じるために前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なPN1023自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するPN1023自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された1023記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのDFTコンピュータ装置と、
前記DFTコンピュータ装置が計算する前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するPN1023自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された1023記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムのうち1つはそれぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記拡張されたケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
コンピュータ内でラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答を生じるために前記拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される前記拡張されたケプストラムによって前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換の周期的な反復が生じて除去されるコンピュータと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項3に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は、前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なPN1023自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供すべく接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するPN1023自己相関フィルタリングを行なうために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された1023記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供すべく接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムのうち1つはそれぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記拡張されたケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
コンピュータ内で周期的な類型の前記整合フィルタリング装置により生じる前記ケプストラムの周期的な反復が生じてラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答を発生させるために前記拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される前記拡張されたケプストラムによって除去されるコンピュータと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ラップアラウンドのないチャンネルインパルス応答に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、を含むことを特徴とする受信器。 - 前記特定擬似−ランダム雑音シーケンスはPN1023シーケンスであり、
順方向エラー訂正符号化されたデータを生成するためにデータを順方向エラー訂正符号化する段階と、
コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを生成するために前記順方向エラー訂正符号化されたデータをコンボーリューションインターリービングする段階と、
それぞれの前記データフィールドの既定の第2部分内の連続データセグメントに含めるために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを処理する段階と、をさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 請求項10に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
- 請求項10に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのDFTコンピュータ装置と、
前記DFTコンピュータ装置が計算する前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号に各々提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項10に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なPN1023自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項10に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するPN1023自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された1023記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するための記号復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。 - それぞれの前記データフィールドの既定の第1部分内のデータセグメントに含めるために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータを処理する前記段階は、
トレリス符号化されたデータを生成するために前記コンボーリューションインターリービングされた順方向エラー訂正符号化されたデータをトレリス符号化する段階と、
それぞれの前記データフィールドの前記既定の第2部分内のデータセグメントのうち前記トレリス符号化されたデータを配分する段階と、を含むことを特徴とする請求項10に記載の方法。 - 請求項15に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための送信器。
- 請求項15に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路により回復された前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するためのゲート回路と、
前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの離散フーリエ変換を計算するためのDFTコンピュータ装置と、
前記DFTコンピュータ装置が計算する前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの電力スペクトルの前記離散フーリエ変換の各項と、
前記トレーニング信号に理想的な伝送チャンネルの応答を示す離散フーリエ変換の対応する項の商を決定することによって実際伝送チャンネルを特徴づける離散フーリエ変換を生成するための回路と、
前記実際伝送チャンネルを特徴づける前記離散フーリエ変換の逆フーリエ変換を計算するための逆離散フーリエ変換回路と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記逆フーリエ変換に応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項15に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号での前記トレーニング信号の各発生から1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルを選択するために接続された周期的な類型の整合フィルタリング装置であって、前記整合フィルタリング装置はデジタルテレビ信号に対する前記受信器に伝送チャンネルを特徴づけるケプストラムを発生させるために前記1023記号エポック持続時間のそれぞれのセットの連続デジタルサンプルの各々に対する周期的なPN1023自己相関フィルタリングを行う整合フィルタリング装置と、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記ケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号に各々提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。 - 請求項15に記載の方法によるデジタルテレビ信号放送のための受信器において、
受信のために選択された無線周波数放送デジタルテレビ信号に応答する増幅された中間周波数信号を提供するための前端回路と、
前記増幅された中間周波数信号からデジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を回復するための復調器及びアナログ−デジタル変換回路であって、前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路は前記前端回路から前記増幅された中間周波数信号を受信するために接続される復調器及びアナログ−デジタル変換回路と、
入力信号として前記復調器及びアナログ−デジタル変換回路から前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号を受信するように接続された直接−成分−抑圧フィルターであって、前記直接−成分−抑圧フィルターは受信のために選択された前記無線周波数放送デジタルテレビ信号を伴うパイロットキャリアの検出に起因する何れかの直接成分を抑圧する前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答を提供するように接続される直接−成分−抑圧フィルターと、
整合フィルター応答を提供するために、前記直接−成分−抑圧フィルターの応答に対するPN1023自己相関フィルタリングを行うために接続される、非周期的な類型の整合フィルタリング装置と、
入力信号として前記整合フィルター応答を受信し、遅延された1023記号エポックとして前記整合フィルター応答をコームフィルター応答と区別して結合するコームフィルター応答を提供するように接続されるコームフィルターであって、前記コームフィルター応答はデジタルテレビ信号のための前記受信器に前記伝送チャンネルを特徴づける拡張されたケプストラムを含み、前記拡張されたケプストラムはそれぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成されるコームフィルターと、
拡張された−ケプストラムレジスターに臨時に貯蔵される、それぞれのデータフィールド内の前記PN1023シーケンスの連続サイクルに応答して生成される前記ケプストラムを前記コームフィルター応答から選択するために接続される拡張された−ケプストラムレジスターと、
適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部であって、前記拡張されたケプストラムに応答して前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の加重値係数の調整により適合化される応答を有し、前記デジタル化された基底帯域放送デジタルテレビ信号に応答するために接続される適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部と、
インターリービングされたデータを回復するために前記適応チャンネル−等化及び反響−消去フィルタリング部の応答を復号化するためのトレリス復号器と、
デインターリービングされたデータのパケットを生成するために前記記号復号器により回復されたインターリービングされたデータをデインターリービングするために接続されるコンボーリューションデインターリーバと、
デインターリービングされたデータの前記パケットそれぞれより何らかのエラーを検出するために接続されるエラー検出及び訂正回路であって、前記エラー検出及び訂正回路は訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを提供するために接続されるエラー検出及び訂正回路と、
訂正される所定数のエラーより少ないエラーを有する前記パケットを各々有するデインターリービングされたデータの前記パケットを前記エラー検出及び訂正回路から受信するために接続され、前記デインターリービングされたデータを既定のデランダマイジング信号と排他的論理和することによってデータデランダマイザー出力信号を生成するために接続されるデータデランダマイザーと、
前記エラー検出及び訂正回路によりエラーとして残っていないそれぞれのデータパケットに対してパケット識別信号に応答して前記データデランダマイザー出力信号から分類された特定セットの識別可能なデータパケットを複数の出力信号各々に提供するために接続されるパケット分流器と、を含むことを特徴とする受信器。
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