JP3775903B2

JP3775903B2 - Constant current circuit

Info

Publication number: JP3775903B2
Application number: JP24342797A
Authority: JP
Inventors: 浩三一丸
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社
Priority date: 1997-08-25
Filing date: 1997-08-25
Publication date: 2006-05-17
Anticipated expiration: 2017-08-25
Also published as: JPH1165689A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の技術分野にかかり、特に、半導体集積回路内部に設けられる定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路内では定電流回路や定電圧回路が多用されており、その特性は、半導体集積回路の性能を決める上で重要な要素となっている。例えば、定電流回路のノイズは、通信分野で使用されるＰＬＬデバイスのＶＣＯ出力スペクトルのＣ／Ｎ値に大きく影響を与え、また、多数の分野で使用されるアクティブフィルター回路に対しては、そのダイナミックレンジに大きく影響を与えることから、低ノイズで、しかも安定な定電流回路が必要とされている。
【０００３】
また、ディジタル無線通信の分野では、ＴＤＭＡ(時分割多重アクセス方式)が一般的であり、短い周期でｏｎ／ｏｆｆ動作を繰り返す必要があるため、立上り時間の短い定電流回路が必要とされている。
【０００４】
以上のように、定電流回路や定電圧回路に要求される特性は、
1.低ノイズ性(広い周波数範囲)
2.安定性(温度変動に対する安定性、製造上のばらつきに対する安定性)
3.短い立上り時間(＜数μ秒)
のようになる。
【０００５】
従来技術の定電流回路を例にとり、図４(ａ)〜(ｃ)の符号１１０、１２０、１３０に示して説明する。
【０００６】
図４(ａ)の定電流回路１１０は、２個のトランジスタ(ｐチャネルＭＯＳトランジスタ)１１１、１１２と１個の抵抗１１４を有しており、トランジスタ１１１、１１２同士のゲート端子は短絡されている。
【０００７】
各トランジスタ１１１、１１２のソース端子は電源ライン１１５に接続され、一方のトランジスタ１１１はダイオード接続され、カソード側が、抵抗１１４を介してグラウンドラインに接続されている。
【０００８】
電源ライン１１５の電圧(電源電圧)をＶ_CC、トランジスタ１１１のしきい電圧(スレッショルド電圧)をＶ_t、抵抗１１４の抵抗値をＲ₁とすると、抵抗１１４と直列接続されたトランジスタ１１１には、下記電流Ｉ₁、
Ｉ₁ ＝ (Ｖ_CC−Ｖ_t)・Ｒ₁ ……(１)
が流れる。他方のトランジスタ１１２にも、この電流Ｉ₁と同じ大きさの電流が流れるから、結局、トランジスタ１１２のドレイン端子からは、電流値Ｉ₁の出力電流が出力される。
電源電圧Ｖ_CCとしきい電圧Ｖ_tが安定している場合、(１)式によれば、温度特性が安定した外部抵抗を抵抗１１４に用いると、出力電流Ｉ₁は定電流になる。
【０００９】
他方、図４(ｂ)に示した定電流回路１２０は、バンドギャップ回路１２１と、増幅器１２２と、トランジスタ(ｎチャネルＭＯＳトランジスタ)１２３と、抵抗１２４とを有しており、そのトランジスタ１２３のソース端子は抵抗１２４を介してグラウンドラインに接続されている。
【００１０】
増幅器１２２の非反転入力端子と反転入力端子には、バンドギャップ回路１２１が出力する基準電圧Ｖ_R(約１．２４Ｖ)と抵抗１２４に生じる電圧とがそれぞれ入力され、また、トランジスタ１２３のゲート端子には、増幅器１２２の出力端子が接続されており、トランジスタ１２３から抵抗１２４に出力電流Ｉ₂が供給された場合、増幅器１２２の負帰還動作により、抵抗１２４に発生する電圧が、基準電圧Ｖ_Rと等しくなるように制御される。
【００１１】
ここで、抵抗１２４の抵抗値をＲ₂とすると、出力電流をＩ₂は、
Ｉ₂ ＝Ｖ_R／Ｒ₂ ……(２)
となる。基準電圧Ｖ_Rが定電圧である場合、(２)式によれば、抵抗Ｒ₂が一定であれば、出力電流Ｉ₂は定電流となる。
【００１２】
図４(ａ)の定電流回路１１０と図４(ｂ)の定電流回路１２０とを比較した場合、図４(ａ)の定電流回路１１０は、ノイズ発生源が存在せず、出力電流Ｉ₁は低ノイズになるという利点があるが、電源電圧Ｖ_CCの変動がそのまま出力電流Ｉ₁に反映されてしまうという不都合がある。
【００１３】
他方、図４(ｂ)の定電流回路１２０では、トランジスタ１２３のドレイン端子の電圧が変動しても、増幅器１２２の負帰還動作によって出力電流Ｉ₂が定電流化されるという利点があるが、バンドギャップ回路１２１内の増幅器は、負帰還動作によって基準電圧Ｖ_Rを定電圧化しているため、その基準電圧Ｖ_Rにはノイズが含まれており、そのため、得られる出力電流Ｉ₂にもノイズが多く含まれてしまう。
【００１４】
このノイズを低減するために、図４(ｃ)に示す定電流回路１３０のように、バンドギャップ回路１２１の出力部分にコンデンサ１３１を接続すると、基準電圧Ｖ_Rからはノイズが除去され、出力電流Ｉ₃も低ノイズになるが、定電流回路１３０を立ち上げる際にコンデンサ１３１を充電する時間が必要となるため、短時間でｏｎ／ｏｆｆを繰り返す回路には不向きである。
【００１５】
以上の図４(ａ)〜(ｃ)に示した定電流回路１１０、１２０、１３０の比較をまとめると、下記表のようになる。
【００１６】
【表１】

【００１７】
この表から分かるように、従来の定電流回路１１０、１２０、１３０では、低ノイズ性、安定性、立上り特性のうち、全ての特性を満足させるものはなく、どれか一つが犠牲になっている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、低ノイズ性、安定性、立上り特性の全てを満足させる定電流回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、基準電流に応じた第１及び第２の電流を供給するカレントミラー型の電流源と、上記電流源の基準電流を制御するための抵抗値が可変の基準抵抗と、基準電圧を出力する基準電圧回路と、上記第１の電流に応じた比較用電圧を生成する比較用抵抗と、上記基準電圧と上記比較用電圧とを比較し、その比較結果を出力する比較器と、上記比較器の比較結果に基づき、上記比較用電圧が上記基準電圧に近づく方向に上記基準抵抗の抵抗値を修正する抵抗値制御回路とを有し、上記第２の電流を出力電流として供給する。
【００２０】
この場合、請求項２に記載の発明のように、上記比較と修正とが複数回行なわれた後、上記基準抵抗の抵抗値が決定されるように構成することができる。
【００２１】
その請求項２に記載の発明の場合は、請求項３に記載の発明のように、上記抵抗値の決定が繰り返し行われるように構成することができる。
【００２２】
その請求項３に記載の発明の場合は、請求項４に記載の発明のように、上記抵抗値の決定が所定時間毎に行われるように構成することができる。
【００２３】
上述した本発明の定電流回路では、カレントミラー回路が基準電流に応じた第１の電流を比較用抵抗に供給することにより、比較用抵抗が比較用電圧を発生させており、比較器が基準電圧と比較用電圧とを比較し、その比較結果に基づいて抵抗値制御回路が基準抵抗の抵抗値を修正しており、このような比較と修正とを複数回行うことで、比較用電圧を基準電圧に略一致させることができる。
【００２４】
基準電圧と比較電圧とが略一致した場合、基準抵抗に流れる基準電流の大きさは、基準電圧と比較用抵抗によって定まる一定値となるため、基準抵抗の抵抗値は、電源電圧に応じて異なる値となる。
【００２５】
基準電流は、電源ラインから供給され、基準電圧に含まれるノイズの影響を受けず、低ノイズになっている。
【００２６】
電源ラインの電圧が変動した場合には、基準電流も変動し、結果として出力電流（第２の電流）も変動するが、短時間で見れば、電源ラインの電圧は安定しているので、電源ラインの電源電圧変動が出力電流に影響を与える前に、そのときの電源ラインの電圧に対応した大きさの抵抗値に基準抵抗を決定し直せばよい。例えば、５ミリ秒毎に決定するものとすると、１秒間には２００回繰り返し決定し直すことになる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１を参照し、符号１は本発明の定電流回路の一例であり、抵抗値可変の基準抵抗２と、カレントミラー回路３とを有している。
カレントミラー回路３は、３個のｐチャネルＭＯＳトランジスタ３１、３２、３３を有しており、各トランジスタ３１〜３３のソース端子は電源ライン１５に接続され、ゲート端子同士は互いに接続されている。
【００２８】
カレントミラー回路３内の１個のトランジスタ３１はダイオード接続され、カソード側が基準抵抗２の一端に接続されている。
従って、電源ライン１５に電源電圧Ｖ_CCが印加されると、基準抵抗２には、ダイオード接続されたトランジスタ３１を介して、電源ライン１５から電流が供給される。
【００２９】
その電流を基準電流ｉ₀とすると、ダイオード接続されたトランジスタ３１に基準電流ｉ₀が流れることにより、ゲート端子を共通にする他の２個のトランジスタ３２、３３には、基準電流ｉ₀の大きさに応じた大きさの電流が流れる。
【００３０】
２個のトランジスタ３２、３３のうち、一方のトランジスタ３２に流れる電流を比較用電流ｉ₂、他方のトランジスタ３３に流れる電流を出力電流i₁とすると、一方のトランジスタ３２のドレイン端子には、比較用抵抗７の一端が接続されており、その比較用抵抗７に比較電流ｉ₂が流れ、比較電圧Ｖ₁を発生させるように構成されている。
【００３１】
また、他方のトランジスタ３３のドレイン端子には、ＰＬＬ回路やアクティブフィルター等の図示しない内部回路が接続されており、出力電流ｉ₁は、それらの内部回路に供給されるように構成されている。
【００３２】
また、この定電流回路１は、基準電圧回路(バンドギャップ回路)５と、比較器６と、抵抗値制御回路８とを有しており、比較器６の反転入力端子には比較用電圧Ｖ₁が入力され、非反転入力端子には、基準電圧回路５が出力する基準電圧Ｖ_Rが入力されている。比較器６は、入力された比較用電圧Ｖ₁と基準電圧Ｖ_Rの大きさを比較し、その比較結果を抵抗値制御回路８に出力している。
【００３３】
抵抗値制御回路８は、内部に８個のラッチ８１〜８８を有しており、各ラッチ８１〜８８の状態によって基準抵抗２の抵抗値を変化させられるように構成されている。
【００３４】
比較器６から入力された比較結果は、１回の比較結果毎に、ＭＳＢ(most significant bit)のラッチ８１から、ＬＳＢ(least significant bit)のラッチ８８に向けて、順次１ビットずつ取り込まれ、その結果、基準抵抗２の抵抗値が修正されるように構成されている。
【００３５】
そのような修正方法の一例を説明する。ここでは基準抵抗２の抵抗値は、最大でＲ、修正を行う前の初期値は∞（無限大）であるものとする。抵抗値制御回路８は、比較器６がｎ回目の比較結果を出力する毎に、カレントミラー回路３と接地電位との間に２^n-1・Ｒの抵抗値を並列に加えるか否かの制御を行う。即ち、比較用電圧Ｖ₁が基準電圧Ｖ_Rよりも小さいときには、２^n-1・Ｒの抵抗値がカレントミラー回路３と接地との間に並列に接続され、比較用電圧Ｖ₁が基準電圧Ｖ_Rよりも大きいときには、何もなされない。この基準抵抗２の具体的な構成を図２に示す。
【００３６】
このような基準抵抗２の抵抗値の修正により、ダイオード接続されたトランジスタ３１に流れる基準電流ｉ₀の大きさが変化し、それにより、比較電流ｉ₂の大きさも修正され、比較用電圧Ｖ₁の電圧値は基準電圧Ｖ_Rの電圧値に近づいてゆく。
【００３７】
所定回数の比較を行った後、Ｖ₁＝Ｖ_Rとなって比較と修正が終了したものとすると、その場合の基準電流ｉ₂の大きさは、比較用抵抗７の抵抗値をＲ_Cとした場合、
ｉ₂＝Ｖ_R／Ｒ_C ……(３)
となっている。
【００３８】
基準電流ｉ₂と出力電流ｉ₁の大きさは、基準電流ｉ₀の大きさに比例するが、ここでは、基準電流ｉ₀、出力電流ｉ₁、比較電流ｉ₂は互いに等しいものとする(ｉ₀＝ｉ₁＝ｉ₂)と、出力電流ｉ₁は、
【００３９】
ｉ₁＝ｉ₂＝Ｖ_R／Ｒ_C ……(４)
となっており、定電流である。
【００４０】
ところが、このときの基準電流ｉ₀の大きさは、基準抵抗２の抵抗値をＲ₀、トランジスタ３１のしきい電圧をＶ_tとすると、
ｉ₀＝(Ｖ_CC−Ｖ_t)／Ｒ₀ ……(５)
となっており、出力電流ｉ₁は、実際には、基準電流ｉ₀を基準とし、同じ大きさの電流が流れているだけであるため、基準抵抗２の抵抗値が決定された後は、出力電流ｉ₁は、基準電流ｉ₀と同様に、基準電圧Ｖ_Rの影響を受けないようになっている。
【００４１】
従って、基準電圧回路５の基準電圧Ｖ_Rにノイズが含まれている場合でも、出力電流ｉ₁にはノイズが侵入することはなく、出力電流ｉ₁のノイズレベルは図２(ａ)の定電流回路１１０と同程度となっている。
【００４２】
他方、電源電圧Ｖ_CCの安定度は低いため、温度変化等によって変動があった場合には、基準電流ｉ₀はその影響を受け、その結果、出力電流ｉ₁は変動してしまう。
【００４３】
しかし、電源電圧Ｖ_CCは、短時間で見ると安定しているため、この定電流回路１の抵抗制御装置８には、図示しないタイマ回路が設けられており、基準抵抗２の抵抗値を数ミリ秒毎に決定し直すように構成されている。
【００４４】
従って、電源電圧Ｖ_CCが変化した場合であっても、その影響を受ける前に基準抵抗２の抵抗値が決定し直され、上記(４)式によって出力電流ｉ₁が修正されるので、出力電流ｉ₁には電源電圧Ｖ_CCの変動は影響しないようになる。従って、本発明の定電流回路１は、出力安定度は図２(ｂ)、(ｃ)の定電流回路１２０、１３０と同程度になる。
【００４５】
また、本発明の定電流回路１は、図２(ｃ)の定電流回路１３０のようなコンデンサ１３１を有していないので、その定電流回路１３０と比べて立上り時間が早くなる(数マイクロ秒程度である)。
【００４６】
なお、上記定電流回路１では、カレントミラー回路３にｐチャネルＭＯＳトランジスタ３１〜３３を用い、電流供給型に構成したが、ｎチャネルＭＯＳトランジスタを用い、電流吸込型に構成してもよい。
【００４７】
更にまた、抵抗値制御回路８は上述のようなラッチ８１〜８８を有するものに限定されるものではなく、要するに、基準抵抗２の抵抗値を制御できるものであればよい。
【００４８】
図３は本発明を定電圧回路に転用した場合の一例である。この定電圧回路３は、基準電圧回路５、比較器６、ＤＡコンバータ制御回路(制御回路)１２、ＤＡコンバータ(ディジタル・アナログコンバータ)１４及び抵抗７₁、７₂から構成される。ここで、基準電圧回路５及び比較器６は、図１の定電流回路１のものと全く同じである。また、ＤＡコンバータ制御回路１２の構成及び動作は図１の抵抗制御回路８と同じである。
【００４９】
ＤＡコンバータ制御回路１２の各ビットの値が比較器６の複数回の比較結果により決定されると、ＤＡコンバータ１４がＤＡコンバータ制御回路１２のディジタル出力をアナログ出力に変換することにより、基準電圧Ｖ_R及び抵抗７₁、７₂の抵抗値Ｒ₁、Ｒ₂に基づいた出力電圧Ｖ_outが得られる。尚、この出力電圧Ｖ_outの大きさは、
Ｖ_out＝Ｖ_R×(Ｒ₁＋Ｒ₂)／Ｒ₁
である。また、この出力電圧Ｖ_outは、基準電圧Ｖ_Rと略等しくなる。
【００５０】
【発明の効果】
本発明の定電流回路は、高精度(高安定度)、低ノイズ性、立上り特性を満足している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一例の定電流回路
【図２】基準抵抗の具体例
【図３】本発明を定電圧回路に応用した例
【図４】(ａ)〜(ｃ)：従来技術の定電流回路
【符号の説明】
１…定電流回路２…基準抵抗３…カレントミラー回路５…基準電圧回路６…比較器７…比較用抵抗８…抵抗値制御回路１２……制御回路１４……ディジタル・アナログコンバータ１５…電源ラインｉ₀…基準電流ｉ₁…出力電流ｉ₂…比較電流Ｖ_R…基準電圧Ｖ_out…出力電圧Ｖ₁…比較電圧Ｖ_CC…電源電圧[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to the technical field of semiconductor integrated circuits, and more particularly to a constant current circuit provided inside a semiconductor integrated circuit.
[0002]
[Prior art]
Constant current circuits and constant voltage circuits are frequently used in semiconductor integrated circuits, and their characteristics are important factors in determining the performance of semiconductor integrated circuits. For example, noise of a constant current circuit greatly affects the C / N value of the VCO output spectrum of a PLL device used in the communication field, and for an active filter circuit used in many fields, Since the dynamic range is greatly affected, a low-noise and stable constant current circuit is required.
[0003]
Also, in the field of digital wireless communication, TDMA (Time Division Multiple Access) is common, and it is necessary to repeat the on / off operation in a short cycle, so a constant current circuit with a short rise time is required. .
[0004]
As described above, the characteristics required for constant current circuits and constant voltage circuits are:
1.Low noise (wide frequency range)
2. Stability (stability against temperature fluctuations, stability against manufacturing variations)
3. Short rise time (<several microseconds)
become that way.
[0005]
A conventional constant current circuit will be described as an example with reference to 110, 120, and 130 in FIGS. 4 (a) to 4 (c).
[0006]
4A includes two transistors (p-channel MOS transistors) 111 and 112 and one resistor 114, and the gate terminals of the transistors 111 and 112 are short-circuited. .
[0007]
The source terminals of the transistors 111 and 112 are connected to the power supply line 115, one transistor 111 is diode-connected, and the cathode side is connected to the ground line via the resistor 114.
[0008]
When the voltage (power supply voltage) of the power supply line 115 is V _CC , the threshold voltage (threshold voltage) of the transistor 111 is V _t , and the resistance value of the resistor 114 is R ₁ , the transistor 111 connected in series with the resistor 114 includes: The following current I ₁ ,
I ₁ = (V _CC −V _t ) · R ₁ (1)
Flows. Since the current having the same magnitude as the current I ₁ also flows through the other transistor 112, the output current having the current value I ₁ is output from the drain terminal of the transistor 112.
When the power supply voltage V _CC and the threshold voltage V _t are stable, according to the equation (1), when an external resistor having a stable temperature characteristic is used for the resistor 114, the output current I ₁ becomes a constant current.
[0009]
On the other hand, the constant current circuit 120 shown in FIG. 4B has a band gap circuit 121, an amplifier 122, a transistor (n-channel MOS transistor) 123, and a resistor 124. The terminal is connected to the ground line via the resistor 124.
[0010]
A reference voltage V _R (about 1.24 V) output from the bandgap circuit 121 and a voltage generated in the resistor 124 are input to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the amplifier 122, respectively. the, is connected to the output terminal of the amplifier 122, if the transistor 123 to the resistor 124 and the output current I ₂ is supplied, the negative feedback operation of the amplifier 122, the voltage generated across the resistor 124, the reference voltage V _R Is controlled to be equal to
[0011]
Here, when the resistance value of the resistor 124 is R ₂ , the output current I ₂ is
I ₂ = V _R / R ₂ (2)
It becomes. When the reference voltage V _R is a constant voltage, according to the equation (2), if the resistance R ₂ is constant, the output current I ₂ becomes a constant current.
[0012]
When the constant current circuit 110 of FIG. 4A is compared with the constant current circuit 120 of FIG. 4B, the constant current circuit 110 of FIG. 4A has no noise source and the output current I ₁ has the advantage of low noise, but has the disadvantage that the fluctuation of the power supply voltage V _CC is directly reflected in the output current I ₁ .
[0013]
On the other hand, the constant current circuit 120 of FIG. 4B has an advantage that the output current I ₂ is made constant by the negative feedback operation of the amplifier 122 even if the voltage of the drain terminal of the transistor 123 fluctuates. Since the amplifier in the band gap circuit 121 makes the reference voltage V _R constant by a negative feedback operation, the reference voltage V _R includes noise, and therefore the obtained output current I ₂ also has noise. Will be included.
[0014]
In order to reduce this noise, when a capacitor 131 is connected to the output part of the band gap circuit 121 as in the constant current circuit 130 shown in FIG. 4C, the noise is removed from the reference voltage V _R , and the output current is reduced. Although I ₃ also has low noise, since it takes time to charge the capacitor 131 when starting up the constant current circuit 130, it is not suitable for a circuit that repeats on / off in a short time.
[0015]
The comparison of the constant

current circuits

110, 120, and 130 shown in FIGS. 4A to 4C is summarized as shown in the following table.
[0016]
[Table 1]

[0017]
As can be seen from this table, in the conventional constant

current circuits

110, 120, and 130, none of the low noise characteristics, stability, and rising characteristics satisfy all the characteristics, and one of them is sacrificed. .
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention was created to solve the above-described disadvantages of the prior art, and an object of the present invention is to provide a constant current circuit that satisfies all of low noise, stability, and rising characteristics.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is for controlling a current mirror type current source for supplying first and second currents corresponding to a reference current, and a reference current of the current source. A reference resistor with a variable resistance value, a reference voltage circuit that outputs a reference voltage, a comparison resistor that generates a comparison voltage according to the first current, and the reference voltage and the comparison voltage are compared. A comparator that outputs the comparison result, and a resistance value control circuit that corrects the resistance value of the reference resistor in a direction in which the comparison voltage approaches the reference voltage based on the comparison result of the comparator. The second current is supplied as an output current.
[0020]
In this case, as in the second aspect of the present invention, the resistance value of the reference resistor can be determined after the comparison and correction are performed a plurality of times.
[0021]
In the case of the invention described in claim 2, the resistance value can be determined repeatedly as in the invention described in claim 3.
[0022]
In the case of the invention described in claim 3, the resistance value can be determined every predetermined time as in the invention described in claim 4.
[0023]
In the constant current circuit of the present invention described above, the current mirror circuit supplies the first current corresponding to the reference current to the comparison resistor, so that the comparison resistor generates the comparison voltage, and the comparator is the reference. The resistance value control circuit corrects the resistance value of the reference resistor based on the comparison result, and the comparison voltage is compared multiple times by performing such comparison and correction multiple times. The reference voltage can be substantially matched.
[0024]
When the reference voltage and the comparison voltage substantially match, the magnitude of the reference current flowing through the reference resistor is a constant value determined by the reference voltage and the comparison resistor. Therefore, the resistance value of the reference resistor varies depending on the power supply voltage. Value.
[0025]
The reference current is supplied from the power supply line, is not affected by noise included in the reference voltage, and has low noise.
[0026]
When the power line voltage fluctuates, the reference current also fluctuates, and as a result, the output current (second current) also fluctuates. However, since the power line voltage is stable in a short time, Before the power supply voltage fluctuation of the line affects the output current, the reference resistance may be determined again with a resistance value having a magnitude corresponding to the voltage of the power supply line at that time. For example, if it is determined every 5 milliseconds, it is determined again 200 times per second.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Referring to FIG. 1, reference numeral 1 is an example of a constant current circuit of the present invention, and includes a reference resistor 2 having a variable resistance value and a current mirror circuit 3.
The current mirror circuit 3 includes three p-

channel MOS transistors

31, 32, and 33. The source terminals of the transistors 31 to 33 are connected to the power supply line 15, and the gate terminals are connected to each other.
[0028]
One transistor 31 in the current mirror circuit 3 is diode-connected, and the cathode side is connected to one end of the reference resistor 2.
Therefore, when the power supply voltage V _CC is applied to the power supply line 15, current is supplied to the reference resistor 2 from the power supply line 15 via the diode-connected transistor 31.
[0029]
Assuming that the current is the reference current i ₀ , the reference current i ₀ flows through the diode-connected transistor 31, so that the other two

transistors

32 and 33 having a common gate terminal have a large reference current i ₀ . A current corresponding to the current flows.
[0030]
Of the two

transistors

32 and 33, if the current flowing through one transistor 32 is a comparison current i ₂ and the current flowing through the other transistor 33 is an output current i ₁ , the drain terminal of one transistor 32 has a comparison One end of the resistor 7 is connected, and the comparison current i ₂ flows through the comparison resistor 7 to generate the comparison voltage V ₁ .
[0031]
Further, an internal circuit (not shown) such as a PLL circuit or an active filter is connected to the drain terminal of the other transistor 33, and the output current i ₁ is configured to be supplied to those internal circuits.
[0032]
The constant current circuit 1 has a reference voltage circuit (band gap circuit) 5, a comparator 6, and a resistance value control circuit 8, and a comparison voltage V is applied to the inverting input terminal of the comparator 6. ₁ is input to the non-inverting input terminal, the reference voltage V _R to the reference voltage circuit 5 is output is input. The comparator 6 compares the input comparison voltage V ₁ with the reference voltage V _R , and outputs the comparison result to the resistance value control circuit 8.
[0033]
The resistance value control circuit 8 includes eight latches 81 to 88 inside, and is configured to change the resistance value of the reference resistor 2 depending on the state of each of the latches 81 to 88.
[0034]
The comparison result input from the comparator 6 is sequentially fetched bit by bit from the MSB (most significant bit) latch 81 to the LSB (least significant bit) latch 88 for each comparison result. As a result, the resistance value of the reference resistor 2 is modified.
[0035]
An example of such a correction method will be described. Here, it is assumed that the resistance value of the reference resistor 2 is R at the maximum, and the initial value before correction is ∞ (infinity). The resistance value control circuit 8 determines whether or not to add a resistance value of 2 ⁿ⁻¹ · R in parallel between the current mirror circuit 3 and the ground potential every time the comparator 6 outputs the nth comparison result. Take control. That is, when the comparison voltage V ₁ is smaller than the reference voltage V _R , the resistance value of 2 ⁿ⁻¹ · R is connected in parallel between the current mirror circuit 3 and the ground, and the comparison voltage V ₁ is the reference voltage. when greater than V _R is not done nothing. A specific configuration of the reference resistor 2 is shown in FIG.
[0036]
Such a modification of the resistance value of the reference resistor 2 changes the magnitude of the reference current i ₀ flowing through the diode-connected transistor 31, thereby modifying the magnitude of the comparison current i ₂ , and the comparison voltage V _1. This voltage value approaches the voltage value of the reference voltage V _R.
[0037]
If the comparison and correction are completed after V ₁ = V _R after a predetermined number of comparisons, the magnitude of the reference current i _{2 in} this case is the resistance value of the comparison resistor 7 as R _C. if you did this,
i ₂ = V _R / R _C (3)
It has become.
[0038]
The size of the reference current i ₂ and the output current i ₁ is proportional to the magnitude of the reference current i _0, wherein the reference current i _0, the output current i _1, the comparative current i ₂ are equal to each other ( i ₀ = i ₁ = i ₂ ) and the output current i ₁ is
[0039]
i ₁ = i ₂ = V _R / R _C (4)
It is a constant current.
[0040]
However, the magnitude of the reference current i ₀ at this time is as follows: the resistance value of the reference resistor 2 is R ₀ , and the threshold voltage of the transistor 31 is V _t .
i ₀ = (V _CC −V _t ) / R ₀ (5)
Since the output current i ₁ is actually only a current of the same magnitude flowing with reference to the reference current i ₀ , after the resistance value of the reference resistor 2 is determined, Similarly to the reference current i ₀ , the output current i ₁ is not affected by the reference voltage V _R.
[0041]
Therefore, even if the noise on the reference voltage V _R of the reference voltage circuit 5 is included, not the noise from entering the output current i _1, the noise level of the output current i ₁ is constant in FIGS. 2 (a) It is about the same as the current circuit 110.
[0042]
On the other hand, since the stability of the power supply voltage V _CC is low, when there is a change due to a temperature change or the like, the reference current i ₀ is affected, and as a result, the output current i ₁ changes.
[0043]
However, since the power supply voltage V _CC is stable when viewed in a short time, the resistance control device 8 of the constant current circuit 1 is provided with a timer circuit (not shown), and the resistance value of the reference resistor 2 is several times. It is configured to re-determine every millisecond.
[0044]
Therefore, even if the power supply voltage V _CC changes, the resistance value of the reference resistor 2 is determined again before being affected by the change, and the output current i ₁ is corrected by the above equation (4). The current i ₁ is not affected by fluctuations in the power supply voltage V _CC . Therefore, the constant current circuit 1 of the present invention has the same output stability as that of the constant

current circuits

120 and 130 shown in FIGS.
[0045]
Further, since the constant current circuit 1 of the present invention does not have the capacitor 131 like the constant current circuit 130 of FIG. 2C, the rise time is faster than that of the constant current circuit 130 (several microseconds). Degree).
[0046]
In the constant current circuit 1, the current mirror circuit 3 uses p-channel MOS transistors 31 to 33 and is configured as a current supply type. However, an n-channel MOS transistor may be used and configured as a current sink type.
[0047]
Furthermore, the resistance value control circuit 8 is not limited to the one having the latches 81 to 88 as described above, and may be any circuit as long as it can control the resistance value of the reference resistor 2.
[0048]
FIG. 3 shows an example in which the present invention is diverted to a constant voltage circuit. The constant voltage circuit 3 includes a reference voltage circuit 5, a comparator 6, a DA converter control circuit (control circuit) 12, a DA converter (digital / analog converter) 14, and resistors 7 ₁ and 7 ₂ . Here, the reference voltage circuit 5 and the comparator 6 are exactly the same as those of the constant current circuit 1 of FIG. The configuration and operation of the DA converter control circuit 12 are the same as those of the resistance control circuit 8 of FIG.
[0049]
When the value of each bit of the DA converter control circuit 12 is determined by a plurality of comparison results of the comparator 6, the DA converter 14 converts the digital output of the DA converter control circuit 12 into an analog output, whereby the reference voltage V _R and resistor _71, 7 ₂ of the resistance value R _1, R ₂ on the output voltage V _out that is based are obtained. The magnitude of the output voltage V _out is
V _out = V _R × (R ₁ + R ₂ ) / R ₁
It is. Further, the output voltage V _out is substantially equal to the reference voltage V _R.
[0050]
【The invention's effect】
The constant current circuit of the present invention satisfies high accuracy (high stability), low noise characteristics, and rising characteristics.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an example of a constant current circuit according to the present invention. FIG. 2 is a specific example of a reference resistor. FIG. 3 is an example in which the present invention is applied to a constant voltage circuit. Constant current circuit [Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Constant current circuit 2 ... Reference resistance 3 ... Current mirror circuit 5 ... Reference voltage circuit 6 ... Comparator 7 ... Comparison resistance 8 ... Resistance value control circuit 12 ... Control circuit 14 ... Digital-analog converter 15 ... Power supply line i ₀ ... Reference current i ₁ ... Output current i ₂ ... Comparison current V _R ... Reference voltage V _out ... Output voltage V ₁ ... Comparison voltage V _CC ... Power supply voltage

Claims

A current mirror type current source for supplying first and second currents according to a reference current;
A reference resistor having a variable resistance value for controlling the reference current of the current source;
A reference voltage circuit for outputting a reference voltage;
A comparison resistor for generating a comparison voltage according to the first current;
A comparator that compares the reference voltage with the comparison voltage and outputs the comparison result;
A resistance value control circuit for correcting a resistance value of the reference resistor in a direction in which the comparison voltage approaches the reference voltage based on a comparison result of the comparator;
And a constant current circuit that supplies the second current as an output current.

The constant current circuit according to claim 1, wherein a resistance value of the reference resistor is determined after the comparison and correction are performed a plurality of times.

The constant current circuit according to claim 2, wherein the resistance value is repeatedly determined.

The constant current circuit according to claim 3, wherein the resistance value is determined every predetermined time.