JP3774329B2 - Inverter device - Google Patents

Description

【０００７】
次に、この平均電圧Ｖave と、負荷である電動機に流れる電流Ｉから、数２式に示すようにして１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【０００８】
【数２】

【０００９】
ここで、α(θ)は位相角θによる係数で、例えば次のようになる。
θ＝０→α(θ)＝２
θ＝π／２→α(θ)＝１.５
【００１０】
そして、従来技術では、このようにして求めた１次抵抗などの電動機の電気的定数を予めテーブルなどに設定しておき、インバータの制御に使用していた。
なお、この種の技術について開示している文献としては、特開平６−９８５９５号公報を挙げることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、負荷となった電動機の電気的定数と、インバータ主回路を構成する各種半導体素子に存在する順電圧(オン電圧)の精度について充分な配慮がされているとはいえず、オートチューニングの精度に問題があった。
【００１２】
通常、インバータ装置は、複数個のＩＧＢＴやＧＴＯなどの半導体スイッチング素子をオン(導通)、オフ(遮断)させることにより、負荷である電動機などに交流電流を供給するようになっている。
なお、ここで、ＩＧＢＴとは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor)のことで、ＧＴＯとはゲートターンオフサイリスタ(Gate Turn Off Thyristor)のことである。
【００１３】
しかしながら、半導体スイッチング素子は、一般にオンしたときでも完全な導通状態にはならず、微小な抵抗分(オン抵抗という)が残り、このため、このオン抵抗と通電電流の積で決まるオン電圧(順電圧)と呼ばれる電圧降下成分の発生が不可避である。
従って、循環電流が流れるモードのときは勿論、負荷である電動機でも、常にこのオン電圧を打ち消すための電圧降下が生じていることになる。
【００１４】
しかも、このオン抵抗は電流と温度に依存性を持ち、通電電流の大きさや温度によって変化するという性質があり、さらに、この性質は、ＩＧＢＴやＧＴＯなどのスイッチング素子に逆並列接続されるフリーホィールダイオードも、同じく持っている。
【００１５】
その上、負荷となる電動機の電気的定数も、温度依存性を持ち、且つ個体間での特性のバラツキも無視できない。
従って、電動機の電気的定数を予め保持しておくためには、上記した各種の依存性に応じて多くのデータ数を必要とし、高精度の保持には細かな数多くのデータが必要になる。
【００１６】
しかるに従来技術では、負荷となった電動機の電気的定数については、予めテーブルなどに格納してある不連続なデータから演算しているので、データ間での補間精度によりチューニング精度が決まってしまい、充分な精度の保持の点に問題が生じてしまうのである。
【００１７】
本発明の目的は、負荷となった電動機の電気的定数が容易に得られ、オートチューニングによる電動機の制御が出来るようにしたインバータ装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、２個の半導体スイッチング素子の直列接続回路からなるアームを、インバータ主回路部に少なくとも２アーム備えたオートチューニング方式のインバータ装置において、前記インバータ主回路部が動作中、逐次、前記半導体スイッチング素子の順電圧を測定する手段と、前記順電圧から前記インバータ主回路部に接続されている電動機の一次抵抗成分を逐次計算する手段とを設け、前記逐次計算される一次抵抗成分によりオートチューニングが与えられるようにして達成される。
【００１９】
また、上記目的は、出力に接続された電動機の電気的定数を自動測定してオートチューニングを行う方式のインバータ装置において、前記電動機が運転中、インバータ主回路部のアームを構成する半導体スイッチング素子とフリーホィールダイオードの少なくとも一方の順電圧を逐次測定し、測定した順電圧を用いて前記電動機の一次抵抗成分を演算し、演算結果を記憶保持してオートチューニングが与えられるようにしても達成される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるインバータ装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明によるインバータ装置の一実施形態で、図において、１は交流電源、２は整流回路、３は平滑用のコンデンサ、４ｕ〜４ｚはインバータを構成する半導体スイッチング素子、５ｕ〜５ｚはフリーホィールダイオード、６ｕ〜６ｗは電流検出器、７は負荷となる電動機(ここでは３相誘導電動機)、８は電圧検出手段、９はＡ／Ｄ変換器、１０は制御用のＣＰＵ、１１はゲートドライブ回路、それに１２はメモリである。
【００２１】
まず、インバータ主回路部について説明する。
ここで、このインバータ主回路部とは、通例、半導体スイッチング素子４ｕ〜４ｚ、それにフリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚからなる部分を指すが、整流回路２とコンデンサ３も含めて呼ぶこともある。
【００２２】
交流電源１から供給された３相交流電力は、整流回路２により直流電力に変換される。
なお、ここでは、整流回路２として、ダイオード整流回路が示してあるが、スイッチング素子からなるコンバータ回路を用いてもよい。
整流回路２から出力される直流電圧は、コンデンサ３により平滑化され、インバータ主回路部に供給される。
【００２３】
インバータ主回路部は、図示のように、直列接続した２個のＩＧＢＴからなる部分(これをアームと呼ぶ)を３相分備えている。
そして、各アームの中で、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ、４ｖ、４ｗのコレクタ端子は夫々直流電圧の正側Ｐに接続され、下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ、４ｙ、４ｚのエミッタ端子は直流電圧の負側Ｎに接続されている。
【００２４】
さらに、上アーム側のＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと下アーム側のＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより三相インバータ主回路部を形成している。
そして、各相のアームの中点Ｕ、Ｖ、Ｗを交流出力端子とし、これらに電動機７が接続され、インバータ装置の負荷となっている。
【００２５】
次に、インバータ制御回路について説明する。
ここで、このインバータ制御回路とは、電流検出器６ｕ〜６ｗと電圧検出回路８、Ａ／Ｄ変換器９、ＣＰＵ１０、ゲートドライブ回路１１、それにメモリ１２からなる部分のことを指す。
【００２６】
電圧検出回路８は、平滑回路３で平滑化したインバータの直流電源電圧と、３相インバータ主回路部の各相出力端子の電圧レベルを検出し、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗは、夫々３相インバータ主回路部の各相出力線の電流を検出する。 そして、これら電圧検出回路８で検出した信号と、電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗで検出した信号は、夫々Ａ／Ｄ変換器９に入力され、アナログ信号からディジタル信号に変換されてＣＰＵ１０に供給される。
【００２７】
このとき、電圧検出回路８では、ある基準電位から、直流電源電圧の正側Ｐと負側Ｎ、それに３相の各出力端子の電圧を測定する。従って、例えば直流電源電圧の負側Ｎを基準電位とすると、直流電圧の負側Ｎは常に０Ｖとなるため、他の４種の電位を測定すればよいことになる。
【００２８】
なお、実際のインバータ装置では、直流電圧Ｖdc が、例えば２００Ｖ以上野かなり高い電圧になるため、これらの値を直接電圧検出回路８に取り込むのは非現実的であり、このため、各電圧を抵抗などで分圧して基準電位と比較する方法が、主として用いられる。
【００２９】
ＣＰＵ１０は、インバータが運転中、Ａ／Ｄ変換器９から供給される信号を用い、電動機７の電気的定数を演算(演算処理については後述)し、演算結果をメモリ１２に書替記憶する処理と、このメモリ１２から読出した電気的定数を用い、電動機７の性能を最大限に引き出すことができるようなゲートパルスを作成し、ゲートドライブ回路１１によりインバータ主回路部のスイッチング素子を駆動する処理とを並行して、夫々所定の頻度で逐次、実行するようにプログラム構成してある。
【００３０】
次に、この実施形態の各部の動作について説明する。
まず、図２により、この実施形態で半導体スイッチング素子の制御に用いられているパルス幅変調(ＰＷＭ)方式について説明する。
なお、実用上は、多パルス(マルチパルス)幅変調方式とするのが通例なので、この実施形態でも、多パルス幅変調方式の場合について説明する。
【００３１】
この多パルス幅変調方式とは、出力交流基本波の半サイクルの間に２個以上のパルスを発生させ、それらのパルス幅の調整により出力の基本成分の制御が得られると共に、高調波成分の低減が図れるという特長を持つ方式のことで、インバータ主回路部の制御方式として広く用いられている一般的なものである。
【００３２】
この図２において、まず、同図(1)〜(3)は３相交流出力電圧のＵ、Ｖ、Ｗの各相における基本波の波形を示したもので、図示のように、各基本波は夫々正弦波形をなしていて、相間で２／３πづつ位相がずれている。
【００３３】
次に、これら正弦波からなる基本波成分と、一般に三角波信号が用いられている搬送波成分とを、図２(4)に示すように比較し、例えば図２(5)に示すように、基本波成分が三角波信号よりも大きくなっている期間だけ正電圧になるパルスを生成する。
【００３４】
そして、この図２(5)に示すパルスを用いて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相上下アームの半導体スイッチング素子をオン／オフさせることにより、３相交流出力が滑らかな正弦波に近づけられるようにしているのである。
【００３５】
なお、ここでは、パルスの生成方法として、基本波成分と三角波の搬送波成分とを比較する方法について説明したが、本発明がこのパルス生成方法に依存しないことは明らかであり、従って、他のパルス生成方法によっても実施することができる。
【００３６】
次に、上記したＣＰＵ１１による電動機の電気的定数の演算処理について説明する。
なお、インバータ主回路部では、出力交流の基本波の位相に応じて、主な電流の経路が種々に変化する。そこで、以下、この経路の変化毎に説明する。
【００３７】
まず、図３は、インバータ主回路部と、これに接続された電動機７からなる部分だけを示した図で、ここで、１３は直流電圧源で、例えば整流回路２から出力され、コンデンサ３で平滑化された直流電圧Ｖdc を発生する回路を等価的に表わしたものである。
【００３８】
この図３において、上アームのＩＧＢＴ４ｕ〜４ｗと、下アームのＩＧＢＴ４ｘ〜４ｚには、各々フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚが逆並列接続され、これにより３相のインバータ主回路部を形成し、その出力は、負荷となる電動機７に供給される。
ここで、この電動機７の電気的定数については、その１次抵抗成分ｒ１だけが示してある。
【００３９】
いま、この図３のインバータ主回路部の各ＩＧＢＴを、図２(5)に示すゲートパルスで駆動したとすると、図４と図５に示すように、基本波の位相θに応じて電流経路が変化する。ここで、図４は、位相θ＝０のときの電流経路と相間電圧を示した図で、図５は、位相θ＝π／２のときの電流経路と相間電圧を示した図である。
【００４０】
図２において、位相θ＝０のときは、Ｕ相の電流Ｉｕは０、Ｖ相の電流ＩｖはＷ相の電流Ｉｗと同じの或る値になるが、流れる方向は反対になる。
このため、位相θ＝０においては、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ４ｗとＶ相下アームのＩＧＢＴ４ｙだけがオンするので、電流の経路は図４(1)に示すようになり、電流Ｉｗと電流Ｉｖ(＝−Ｉｗ)が流れる。なお、図４では、電流の流れない部分の回路は省略してある。
【００４１】
この図４(1)で、抵抗Ｒ４ｗはＩＧＢＴ４ｗのオン抵抗を、そして抵抗Ｒ４ｙはＩＧＢＴ４ｙのオン抵抗を、夫々表わしており、従って、オン状態のＷ相上アームのＩＧＢＴと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴには、各々オン電圧ΔＶｗ１(＝Ｒ４ｗ×Ｉｗ)、ΔＶｙ１(＝Ｒ４ｙ×Ｉｖ)が発生する。
【００４２】
従って、電動機に印加される電圧成分Ｖｗｖ(Ｖ相出力端子に対するＷ相出力端子の電位)は、直流電源電圧Ｖdc より、オンしている２個のＩＧＢＴのオン電圧分ΔＶa (＝ΔＶｗ１＋ΔＶｙ１)だけ低下してしまうことになる。
【００４３】
次に、ＩＧＢＴ４ｗがオフされると環流電流が生じるが、このときの電流経路は、図４(2)に示すように、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚがオンして、これが電流経路になる。
ここで、抵抗Ｒ４ｚはフリーホィールダイオード５ｚのオン抵抗であり、従って、ここにもオン電圧ΔＶｚ２(＝Ｒ４ｚ×Ｉｗ)が現れる。
【００４４】
つまり、電圧成分Ｖｗｖは、電源電圧Ｖdc とは切り離されているが、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙのオン電圧ΔＶｙ１と、Ｗ相下アームのフリーホィールダイオード５ｚのオン電圧ΔＶｚ２の和のオン電圧分ΔＶb (＝ΔＶｙ１＋ΔＶｚ２)だけ低い電圧となる。
【００４５】
従って、電圧成分Ｖｗｖの時間による変化は、図４(3)に示すようになる。
ここで、Ｔｃは、搬送波(図２(4)の三角波)の周期であり、ΔＶon１は、図４(1)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ４ｙに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分で、ΔＶon２は、図４(2)のとき、抵抗Ｒ４ｗと抵抗Ｒ５ｚに電流Ｉｗが流れたことによる電圧降下分である。
【００４６】
ところで、従来技術では、上記したように、期間Ｔｃ／２における電動機７の一次抵抗ｒ１は、数１式で示したように、平均電圧Ｖave を電動機電流Ｉで割ることにより求めている。
【００４７】
しかし、本発明では、従来技術とは異なり、平均電圧Ｖave として、半導体スイッチング素子のオン電圧成分を補正した値を用い、次の数３式により電動機７の一次抵抗ｒ１を計算するのである。
【００４８】
【数３】

【００４９】
従って、本発明では、この実施形態から明らかなように、数３式の分子の値を平均電圧Ｖave としていることになる。
なお、このとき半導体スイッチング素子のオン期間Ｔon が、期間Ｔｃ／２に対して十分に大きく、且つ直流電源電圧Ｖdc が極めて大きい場合には、電圧分ΔＶa と電圧分ΔＶb からなるる補正項は無視できるようになるが、実用的なレベル範囲では、これらの補正項は無視できない。
【００５０】
何故なら、現状のパワーデバイスのオン電圧は、例えばＩＧＢＴについてみた場合、コレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖce(sat)で示されているが、これは数Ｖオーダーにもなるからである。
他方、このことは、本発明では補正が行われる結果、少なくとも１０％は精度改善が可能なことを意味する。
【００５１】
次に、位相θがπ／２の場合について、図５を用いて説明する。
図２において、位相θ＝π／２の場合、Ｕ相電流が最大になり、Ｖ相電流とＷ相電流は同じ大きさで、ともにＵ相電流と逆向きとなる。
この状態におけるインバータのスイッチングモードは、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ４ｕと、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ４ｙ、それにＷ相下アームのＩＧＢＴ４ｚがオンとなるので、図５(1)のような電流経路となる。
【００５２】
また、この状態でＵ相上アームのＩＧＢＴ４ｕがオフすると、Ｕ相下アームのフリーホィールダイオード５ｘがオンするので、図５(2)に示す環流モードとなる。
従って、このときのＶ相出力端子とＵ相出力端子の間の電圧Ｖｕｖは図５(3)のようになり、平均電圧は、次の数４式の分子のようになる。
【００５３】
【数４】

【００５４】
ここで、ΔＶc はＩＧＢＴ４ｕのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分で、ΔＶd はフリーホィールダイオード５ｘのオン電圧とＩＧＢＴ４ｙのオン電圧の和の電圧分である。
従って、ＣＰＵ１１は、以上のようにして電動機７の電気的定数のうちの１次抵抗ｒ１を逐次演算し、演算結果をメモリ１２に更新記憶してゆくことになる。
【００５５】
ここで、これら数３式と数４式から明らかなように、位相によりインバータ主回路部の電流経路が変わり、演算に考慮しなければならない半導体素子(スイッチング素子とフリーホィールダイオード)が違ってしまう。
一方、個々の半導体素子について、オン電圧が全て揃っていて、同じ変化をするなどは、事実上望むべくもないことから、予めオン電圧を想定し、設定しておいたのでは、とても精度は保てない。
【００５６】
しかるに、この本発明の実施形態によれば、インバータ装置が運転中は、ＣＰＵ１１が逐次オン電圧を測定し、順次新たな数値がメモリ１２に記憶されてゆくので、各半導体素子の運転中での実際のオン電圧に基づいて、電動機７の運転中での実際の１次抵抗が演算されることになるので、容易に高精度のオートチューニングを保つことができる。
【００５７】
ところで、以上の実施形態のままでは、インバータ装置が運転を開始した時点では、まだ電動機７の１次抵抗が演算されていないことになり、始動時でのインバータ装置の適切な制御に支障が生じてしまう。
そこで、このため、本発明の実施形態としては、インバータ装置が運転を停止したときは、そのときメモリ１２に記憶されていたデータが、次にインバータ装置が運転を開始するまで保持されるように構成する必要がある。
【００５８】
または、別途、インバータ装置の制御に必要な標準的なデータをテーブルとして保持させてき、始動後、所定の電気的定数が演算され、メモリ１２にデータが格納された時点で、メモリ１２のデータによる制御に切換えられるように構成してもよい。
【００５９】
ところで、この実施形態による１次抵抗ｒ１の演算式は、上記したように、位相に応じて演算内容が変化する。従って、上記数３式と数４式については、位相について一般化した次の数５式で表わすことができる。
【００６０】
【数５】

【００６１】
ここで、この数５式の分母のβ(θ)は、位相θがπ／３と２π／３のときβ＝１となり、位相θがπ／２のときβ＝３／４となるような関数を表わし、ΔＶr は代表値として選んだＩＧＢＴのオン電圧の２倍の値であり、ΔＶs は代表値として選んだＩＧＢＴとフリーホィールダイオードのオン電圧の和を表わす。
【００６２】
次に、この実施形態における個々の半導体素子のオン電圧を測定する方法について、図６により説明する。なお、ここでは、フリーホィールダイオードをＦＷＤと記す。
この図６において、まず、同図(1)は、半導体素子のオン電圧測定時におけるスイッチングモードの説明図である。
【００６３】
この図６(1)には、上アームのＩＧＢＴ(Ａ)と下アームのＩＧＢＴ(Ｂ)、それにＩＧＢＴ(Ａ)と逆並列接続されたＦＷＤ(Ａ)と、ＩＧＢＴ(Ｂ)に逆並列接続されたＦＷＤ(Ｂ)からなる１相分のアームが示されており、さらにＩＧＢＴ(Ａ)のコレクタ端子は正側電源Ｐに接続され、ＩＧＢＴ(Ｂ)のエミッタ端子は負側電源Ｎに接続されており、出力端子となる両方のＩＧＢＴの接続点がＵとして示されている。
【００６４】
そこで、この図６(1)の回路において、Ｐ−Ｎ間に直流電源を接続し、Ｕ点には負荷を接続した上で、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の各ゲートに、図６(2)に示すパルスを入力したとすると、各スイッチングモードにおける電流経路は、太い実線で示すモード▲１▼と、太い波線で示すモード▲２▼、細い実線で示すモード▲３▼、細い波線で示すモード▲４▼の順に変化する。
【００６５】
ここで、まずモード▲１▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)がオンし、ＩＧＢＴ(Ｂ)はオフなので、この場合には、太い実線で示すように、電源からＩＧＢＴ(Ａ)を経由してＵ点から負荷に電流が流れる。
従って、このときは、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ａ)のオン電圧となる。
【００６６】
次に、モード▲２▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、太い波線で示すように、ＦＷＤ(Ｂ)に循環電流か流れるため、Ｕ点の電位からＰ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６７】
また、モード▲３▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)はオフで、ＩＧＢＴ(Ｂ)がオンするので、この場合には、細い実線で示すように、負荷からＵ点を通り、ＩＧＢＴ(Ｂ)を経由して電源に電流が流れる。
従って、このときは、Ｕ点の電位からＮ点の電位を差し引いた電圧がＩＧＢＴ(Ｂ)のオン電圧となる。
【００６８】
そして、モード▲４▼では、ＩＧＢＴ(Ａ)とＩＧＢＴ(Ｂ)の双方がオフなので、細い波線で示すように、ＦＷＤ(Ａ)に循環電流か流れるため、Ｐ点の電位からＵ点の電位を差し引いた電圧がＦＷＤ(Ａ)のオン電圧となる。
従って、これらを纏めると、被測定素子と測定端子の関係は図６(3)に示すようになる。ここで、Ｖn はＰ点の電位で、Ｖp はＰ点の電位、そしてＶu はＵ点の電位である。
【００６９】
このように、各スイッチングモード毎に直流電源の正側Ｐ点の電位Ｖp 及び負側Ｎ点の電位Ｖn 、それに出力端子Ｕ点の電位Ｖu を測定することにより、各半導体素子のオン電圧を個別に測定することができる。
【００７０】
そこで、ＣＰＵ１１は、自らが制御しているインバータ主回路部のスイッチングモードに応じて、電圧検出回路８によりインバータ主回路部の各点から検出した電圧をＡ／Ｄ変換器９を介して取込み、図６(3)に従って演算し、各半導体素子のオン電圧を個別に測定し、この測定結果に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１を演算し、それをメモリ１２に順次更新記憶してゆく処理を実行する。
【００７１】
従って、この実施形態によれば、ほとんど実時間による各半導体素子のオン電圧に基づいて電動機７の１次抵抗ｒ１が演算されるので、インバータ装置運転中での各部の温度変化の影響を受ける虞れがなく、極めて高精度のチューニングが可能になり、オートチューニングによる常に的確な交流電動機の制御を容易に得ることができる。
【００７２】
ところで、このようなインバータ装置においては、インバータ主回路部の同一相の上アームと下アームが同時にオンすると、電源短絡状態になってしまうので、上下アームのスイッチング時間にデッドタイムを設定して制御するのが一般的である。
しかして、このデッドタイムを設けた場合には、オートチューニングに誤差が生じてしまう。
【００７３】
そこで、このオートチューニングにおけるデッドタイムを補正するようにした本発明の実施形態における演算内容について、図７により説明する。
この図７において、Ｔs はデッドタイムを設けたことによる遅れ時間であり、従って、図４(3)と図５(3)と異なっている点は、この遅れ時間Ｔs が存在する点だけである。
【００７４】
この遅れ時間Ｔs は、デッドタイムをΔＴd、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオン時の動作遅れ時間の和をΔＴon、ゲートドライブ回路１１と半導体スイッチング素子のオフ時の動作遅れ時間の和をΔＴoff とした場合、これらを組み合わせたもので、次の数６式で表せる。
【００７５】
【数６】

【００７６】
そこで、この実施形態では、この遅れ時間Ｔs を考慮し、上記数５式による演算に代えて、ＣＰＵ１１は、次の数７式により電動機７の１次抵抗ｒ１を演算するのである。
【００７７】
【数７】

【００７８】
従って、この実施形態によれば、デッドタイムによる精度の低下が抑えられ、この結果、さらにオートチューニングの精度が向上する。
なお、上記本発明の実施形態では、インバータ主回路部のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、バイポーラパワートランジスタやＧＴＯ、ＭＯＳＦＥＴなどの各種のパワースイッチング素子を使用して実施することも勿論可能である。
【００７９】
また、上記実施形態では、インバータ装置の基本的構成が２レベルインバータになっている場合について説明したが、３レベル以上のマルチレベルインバータにも適用可能なこともいうまでもない。
【００８０】
さらに、上記実施形態では、半導体素子のオン電圧の測定結果を電動機の１次抵抗の演算に適用した場合についてだけ説明したが、他の電気的定数の演算にも適用可能であり、いずれの場合でもオートチューニングの精度を向上させることができる。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、各半導体素子のオン電圧に基づいて、電動機の１次抵抗が演算されることになる。
【００８２】
また、この結果、インバータ装置のオートチューニング精度が向上するので、電動機の効率的な運転状態を保つことができる。
また、インバータ主回路部の半導体素子のオン電圧に存在する特性のバラツキの影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるオートチューニング型インバータ装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態における多パルス幅変調による制御動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明の一実施形態の動作を説明するための等価回路図である。
【図４】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態の等価回路における電流経路と相間電圧の一例を示す説明図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるスイッチングモードの説明図である。
【図７】デッドタイムを考慮した本発明の一実施形態による平均電圧の説明図である。
【図８】従来技術による平均電圧の説明図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源
２ 整流回路(インバータ装置の順変換部)
３ 平滑用コンデンサ
４ｕ〜４ｚ ＩＧＢＴ(インバータ主回路部の半導体スイッチング素子)
５ｕ〜５ｚ フリーホィールダイオード
６ｕ〜６ｗ 電流検出器
７ 交流電動機(誘導電動機)
８ 電圧検出回路
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ＣＰＵ(中央演算装置)
１１ ゲートドライブ回路
１２ メモリ
１３ 直流電圧源
Ｒ４ｕ〜Ｒ４ｚ ＩＧＢＴ４ｕ〜４ｚのオン抵抗
Ｒ５ｕ〜Ｒ５ｚ フリーホィールダイオード５ｕ〜５ｚのオン抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an inverter device for driving an electric motor.RelatedTo do.
[0002]
[Prior art]
As is well known, according to the inverter device, AC power with variable voltage and variable frequency can be easily supplied, so it is widely used for driving AC motors such as induction motors and greatly contributes to efficient operation by variable speed operation. However, in this case, by controlling the inverter in accordance with the characteristics of the AC motor serving as a load, the performance of the motor can be utilized to the maximum and more efficient operation can be obtained.
[0003]
Therefore, an auto-tuning inverter device that sets a control constant according to the characteristics of the electric motor that is a load and controls the inverter based on the control constant has recently attracted attention.
[0004]
By the way, in order to set the control constant in this auto-tuning inverter device, it is necessary to know in advance the characteristics of the motor that is the load, that is, the so-called motor constant. In this case, in particular, a method for measuring the primary resistance r1 of the induction motor For example, the following method is common.
[0005]
That is, at the output point of the inverter main circuit, a pulse voltage appears as shown in FIG. 8 due to the switching operation of the semiconductor switching element.
Therefore, first, the average voltage Vave is calculated from the DC voltage Vdc between the DC inputs PN of the inverter main circuit and the on-time Ton of the semiconductor switching element according to the equation (1).
Here, Tc is a period of a pulse width modulation carrier wave (details will be described later).
[0006]
[Expression 1]

[0007]
Next, the primary resistance r1 is calculated from the average voltage Vave and the current I flowing through the electric motor as a load, as shown in Formula 2.
[0008]
[Expression 2]

[0009]
Here, α (θ) is a coefficient depending on the phase angle θ, and is as follows, for example.
θ = 0 → α (θ) = 2
θ = π / 2 → α (θ) = 1.5
[0010]
In the prior art, the electric constants of the motor such as the primary resistance thus obtained are set in advance in a table or the like and used for controlling the inverter.
As a document disclosing this kind of technology, JP-A-6-98595 can be cited.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
In the above prior art, it cannot be said that sufficient consideration has been given to the electrical constant of the motor that is the load and the accuracy of the forward voltage (ON voltage) present in the various semiconductor elements constituting the inverter main circuit. There was a problem with tuning accuracy.
[0012]
In general, an inverter device supplies an alternating current to an electric motor or the like as a load by turning on (conducting) and turning off (cut off) a plurality of semiconductor switching elements such as IGBTs and GTOs.
Here, the IGBT is an insulated gate bipolar transistor, and the GTO is a gate turn-off thyristor.
[0013]
However, a semiconductor switching element generally does not become a complete conduction state even when it is turned on, and a minute resistance (referred to as an on-resistance) remains. Therefore, an on-voltage (forward order) determined by the product of the on-resistance and the conduction current. The generation of a voltage drop component called voltage is inevitable.
Therefore, not only in the mode in which the circulating current flows, but also in the electric motor as a load, a voltage drop for canceling the on-voltage is always generated.
[0014]
In addition, this on-resistance is dependent on current and temperature, and has the property of changing depending on the magnitude and temperature of the energization current. Furthermore, this property is a freewheel connected in reverse parallel to switching elements such as IGBT and GTO. I also have a diode.
[0015]
In addition, the electrical constant of the electric motor that is the load has temperature dependence, and variations in characteristics among individuals cannot be ignored.
Therefore, in order to hold the electric constant of the electric motor in advance, a large number of data is required according to the above-described various dependencies, and a lot of fine data is required for high-precision holding.
[0016]
However, in the prior art, the electrical constant of the motor that has become a load is calculated from discontinuous data stored in advance in a table or the like, so the tuning accuracy is determined by the interpolation accuracy between the data, A problem arises in maintaining sufficient accuracy.
[0017]
  An object of the present invention is to provide an electrical constant of a motor that is a load.EasyMotor control by auto tuningCanAn object of the present invention is to provide such an inverter device.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
  The object is to provide at least two arms in the inverter main circuit section, which are composed of a series connection circuit of two semiconductor switching elements.Auto tuning methodIn the inverter device ofWhile the inverter main circuit is operating,Means for measuring the forward voltage of the semiconductor switching elementAnd means for sequentially calculating a primary resistance component of the motor connected to the inverter main circuit from the forward voltage;ProvidedAuto tuning is given by the primary resistance component calculated sequentially.Is achieved in this way.
[0019]
  Also, the above purpose is to automatically measure the electrical constant of the motor connected to the output.Of auto tuningIn the inverter device, during the operation of the motor, the forward voltage of at least one of the semiconductor switching element and the free wheel diode constituting the arm of the inverter main circuit unit is sequentially measured, and the measured forward voltage is used for the motor.Primary resistance componentCalculate and store calculation resultsSo that auto tuning is given.Even achieved.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an inverter device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
FIG. 1 is an embodiment of an inverter device according to the present invention. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a rectifier circuit, 3 is a smoothing capacitor, 4u to 4z are semiconductor switching elements constituting the inverter, and 5u to 5z. Is a free wheel diode, 6u to 6w are current detectors, 7 is an electric motor (in this case, a three-phase induction motor), 8 is a voltage detection means, 9 is an A / D converter, 10 is a CPU for control, 11 Is a gate drive circuit, and 12 is a memory.
[0021]
First, the inverter main circuit part will be described.
Here, the inverter main circuit portion usually indicates a portion including the semiconductor switching elements 4u to 4z and the free wheel diodes 5u to 5z, but may be referred to as including the rectifier circuit 2 and the capacitor 3.
[0022]
The three-phase AC power supplied from the AC power source 1 is converted into DC power by the rectifier circuit 2.
Here, although a diode rectifier circuit is shown as the rectifier circuit 2, a converter circuit composed of switching elements may be used.
The DC voltage output from the rectifier circuit 2 is smoothed by the capacitor 3 and supplied to the inverter main circuit unit.
[0023]
As shown in the figure, the inverter main circuit section is provided with a portion composed of two IGBTs connected in series (referred to as an arm) for three phases.
In each arm, the collector terminals of the IGBTs 4u, 4v and 4w on the upper arm side are respectively connected to the positive side P of the DC voltage, and the emitter terminals of the IGBTs 4x, 4y and 4z on the lower arm side are the negative side of the DC voltage. N is connected.
[0024]
Further, free wheel diodes 5u to 5z are connected in reverse parallel to the upper arm side IGBTs 4u to 4w and the lower arm side IGBTs 4x to 4z, thereby forming a three-phase inverter main circuit section.
Then, the midpoints U, V, and W of the arms of each phase are used as AC output terminals, and an electric motor 7 is connected to these to serve as a load for the inverter device.
[0025]
Next, the inverter control circuit will be described.
Here, the inverter control circuit refers to a portion including the current detectors 6u to 6w, the voltage detection circuit 8, the A / D converter 9, the CPU 10, the gate drive circuit 11, and the memory 12.
[0026]
The voltage detection circuit 8 detects the DC power supply voltage of the inverter smoothed by the smoothing circuit 3 and the voltage level of each phase output terminal of the three-phase inverter main circuit section. The current detectors 6u, 6v, 6w The current of each phase output line of the phase inverter main circuit section is detected. The signals detected by the voltage detection circuit 8 and the signals detected by the current detectors 6u, 6v, 6w are respectively input to the A / D converter 9, converted from analog signals to digital signals, and supplied to the CPU 10. Is done.
[0027]
At this time, the voltage detection circuit 8 measures the voltage at the positive side P and the negative side N of the DC power supply voltage and each of the three-phase output terminals from a certain reference potential. Accordingly, for example, if the negative side N of the DC power supply voltage is set as the reference potential, the negative side N of the DC voltage is always 0 V, so that the other four types of potentials may be measured.
[0028]
Note that in an actual inverter device, the DC voltage Vdc becomes a considerably high voltage of, for example, 200 V or more. Therefore, it is impractical to take these values directly into the voltage detection circuit 8, and for this reason, each voltage is resistance. A method of dividing the voltage with a reference potential and comparing it with a reference potential is mainly used.
[0029]
The CPU 10 uses the signal supplied from the A / D converter 9 while the inverter is in operation, calculates the electric constant of the electric motor 7 (the calculation process will be described later), and rewrites and stores the calculation result in the memory 12. Then, using the electrical constants read from the memory 12, a gate pulse is created so that the performance of the electric motor 7 can be maximized, and the gate drive circuit 11 drives the switching element of the inverter main circuit section. In parallel with each other at a predetermined frequency.
[0030]
Next, the operation of each part of this embodiment will be described.
First, the pulse width modulation (PWM) method used for controlling the semiconductor switching element in this embodiment will be described with reference to FIG.
In practice, a multi-pulse (multi-pulse) width modulation method is usually used. Therefore, in this embodiment, the case of the multi-pulse width modulation method will be described.
[0031]
In this multi-pulse width modulation method, two or more pulses are generated during the half cycle of the output AC fundamental wave, and the basic component of the output can be controlled by adjusting the pulse width, and the harmonic component This is a system that has the feature that it can be reduced, and is a general system widely used as a control system for the inverter main circuit section.
[0032]
In FIG. 2, first, (1) to (3) show the waveforms of the fundamental waves in the U, V, and W phases of the three-phase alternating current output voltage. Each have a sinusoidal waveform, and the phase is shifted by 2 / 3π between the phases.
[0033]
Next, the fundamental wave component composed of these sine waves and the carrier wave component in which a triangular wave signal is generally used are compared as shown in FIG. 2 (4). For example, as shown in FIG. A pulse that generates a positive voltage only during a period when the wave component is larger than the triangular wave signal is generated.
[0034]
Then, by using the pulses shown in FIG. 2 (5) to turn on / off the semiconductor switching elements of the upper and lower arms of U, V, and W, the three-phase AC output can be brought close to a smooth sine wave. It is.
[0035]
Here, as a pulse generation method, the method of comparing the fundamental wave component and the triangular wave carrier component has been described. However, it is clear that the present invention does not depend on this pulse generation method, and therefore other pulses are generated. It can also be implemented by the generation method.
[0036]
Next, the electric constant calculation processing of the electric motor by the CPU 11 will be described.
Note that, in the inverter main circuit section, the main current path changes variously according to the phase of the fundamental wave of the output AC. Therefore, hereinafter, each change of the route will be described.
[0037]
First, FIG. 3 is a diagram showing only a part composed of an inverter main circuit part and an electric motor 7 connected thereto. Here, 13 is a DC voltage source, for example, output from the rectifier circuit 2, and a capacitor 3. It is an equivalent representation of a circuit that generates a smoothed DC voltage Vdc.
[0038]
In FIG. 3, free wheel diodes 5u to 5z are connected in reverse parallel to the upper arm IGBTs 4u to 4w and the lower arm IGBTs 4x to 4z, respectively, thereby forming a three-phase inverter main circuit unit, and its output Is supplied to the electric motor 7 as a load.
Here, only the primary resistance component r1 of the electric constant of the electric motor 7 is shown.
[0039]
Now, assuming that each IGBT of the inverter main circuit portion of FIG. 3 is driven by the gate pulse shown in FIG. 2 (5), as shown in FIG. 4 and FIG. Changes. Here, FIG. 4 is a diagram showing a current path and an interphase voltage when the phase θ = 0, and FIG. 5 is a diagram showing a current path and an interphase voltage when the phase θ = π / 2.
[0040]
In FIG. 2, when the phase θ = 0, the U-phase current Iu is 0 and the V-phase current Iv is the same value as the W-phase current Iw, but the flow direction is opposite.
Therefore, in the phase θ = 0, only the IGBT 4w of the W-phase upper arm and the IGBT 4y of the V-phase lower arm are turned on, so that the current path is as shown in FIG. 4 (1), and the current Iw and current Iv ( = -Iw) flows. In FIG. 4, the circuit in the portion where no current flows is omitted.
[0041]
In FIG. 4 (1), the resistor R4w represents the on-resistance of the IGBT 4w, and the resistor R4y represents the on-resistance of the IGBT 4y. Therefore, the IGBT of the W-phase upper arm in the on state and the V-phase lower arm On-voltages ΔVw1 (= R4w × Iw) and ΔVy1 (= R4y × Iv) are generated in the IGBT, respectively.
[0042]
Therefore, the voltage component Vwv applied to the motor (the potential of the W-phase output terminal with respect to the V-phase output terminal) is reduced by the on-voltage ΔVa (= ΔVw1 + ΔVy1) of the two IGBTs that are turned on from the DC power supply voltage Vdc. Will end up.
[0043]
Next, when the IGBT 4w is turned off, a circulating current is generated. At this time, as shown in FIG. 4 (2), the free wheel diode 5z of the W-phase lower arm is turned on, and this is the current path. Become.
Here, the resistor R4z is the on-resistance of the free wheel diode 5z, and therefore the on-voltage ΔVz2 (= R4z × Iw) also appears here.
[0044]
That is, the voltage component Vwv is separated from the power supply voltage Vdc, but the on-voltage component ΔVb that is the sum of the on-voltage ΔVy1 of the IGBT 4y of the V-phase lower arm and the on-voltage ΔVz2 of the freewheel diode 5z of the W-phase lower arm. The voltage becomes lower by (= ΔVy1 + ΔVz2).
[0045]
Therefore, the change with time of the voltage component Vwv is as shown in FIG.
Here, Tc is the period of the carrier wave (triangular wave in FIG. 2 (4)), and ΔVon1 is the voltage drop due to the current Iw flowing through the resistors R4w and R4y in FIG. ΔVon2 is a voltage drop due to the current Iw flowing through the resistors R4w and R5z in FIG. 4 (2).
[0046]
By the way, in the prior art, as described above, the primary resistance r1 of the electric motor 7 in the period Tc / 2 is obtained by dividing the average voltage Vave by the electric motor current I as shown in the equation (1).
[0047]
However, in the present invention, unlike the prior art, the primary resistance r1 of the motor 7 is calculated by the following equation (3) using a value obtained by correcting the on-voltage component of the semiconductor switching element as the average voltage Vave.
[0048]
[Equation 3]

[0049]
Therefore, in the present invention, as is apparent from this embodiment, the value of the numerator in the formula 3 is used as the average voltage Vave.
At this time, when the on-period Ton of the semiconductor switching element is sufficiently longer than the period Tc / 2 and the DC power supply voltage Vdc is extremely large, the correction term composed of the voltage component ΔVa and the voltage component ΔVb is ignored. In the practical level range, these correction terms cannot be ignored.
[0050]
This is because the on-voltage of the current power device is indicated by the collector-emitter saturation voltage Vce (sat) in the case of an IGBT, for example, which is on the order of several volts.
On the other hand, this means that the accuracy can be improved by at least 10% as a result of the correction in the present invention.
[0051]
Next, the case where the phase θ is π / 2 will be described with reference to FIG.
In FIG. 2, when the phase θ = π / 2, the U-phase current becomes maximum, the V-phase current and the W-phase current have the same magnitude, and both are opposite to the U-phase current.
The switching mode of the inverter in this state is a current path as shown in FIG. 5 (1) because the U-phase upper arm IGBT 4u, the V-phase lower arm IGBT 4y, and the W-phase lower arm IGBT 4z are turned on.
[0052]
Further, when the IGBT 4u of the U-phase upper arm is turned off in this state, the free wheel diode 5x of the U-phase lower arm is turned on, so that the circulation mode shown in FIG.
Accordingly, the voltage Vuv between the V-phase output terminal and the U-phase output terminal at this time is as shown in FIG. 5 (3), and the average voltage is as a numerator of the following equation (4).
[0053]
[Expression 4]

[0054]
Here, ΔVc is the sum of the on-voltage of the IGBT 4u and the on-voltage of the IGBT 4y, and ΔVd is the sum of the on-voltage of the free wheel diode 5x and the on-voltage of the IGBT 4y.
Therefore, the CPU 11 sequentially calculates the primary resistance r1 among the electrical constants of the electric motor 7 as described above, and updates and stores the calculation result in the memory 12.
[0055]
Here, as is clear from these equations (3) and (4), the current path of the inverter main circuit section changes depending on the phase, and the semiconductor elements (switching elements and freewheel diodes) that must be taken into consideration in the calculation are different. .
On the other hand, for each semiconductor element, it is virtually impossible to have the same on-state voltage and the same change, so assuming the on-voltage in advance and setting it is very accurate. I can't keep it.
[0056]
However, according to this embodiment of the present invention, while the inverter device is in operation, the CPU 11 sequentially measures the on-voltage, and new numerical values are sequentially stored in the memory 12, so that each semiconductor element is in operation. Since the actual primary resistance during operation of the electric motor 7 is calculated based on the actual ON voltage, highly accurate auto-tuning can be easily maintained.
[0057]
By the way, with the above embodiment, when the inverter device starts operation, the primary resistance of the electric motor 7 has not yet been calculated, and there is a problem in the proper control of the inverter device at the start. End up.
Therefore, as an embodiment of the present invention, when the inverter device stops operating, the data stored in the memory 12 at that time is held until the inverter device starts operating next time. Must be configured.
[0058]
Alternatively, standard data necessary for controlling the inverter device is separately held as a table, and after starting, a predetermined electrical constant is calculated and stored in the memory 12. You may comprise so that it can switch to control.
[0059]
By the way, as described above, the calculation content of the primary resistance r1 according to this embodiment varies depending on the phase. Therefore, the above equations 3 and 4 can be expressed by the following equation 5 generalized with respect to the phase.
[0060]
[Equation 5]

[0061]
Here, β (θ) of the denominator of Equation 5 is such that β = 1 when the phase θ is π / 3 and 2π / 3, and β = 3/4 when the phase θ is π / 2. ΔVr is a value twice the on-voltage of the IGBT selected as the representative value, and ΔVs represents the sum of the on-voltage of the IGBT selected as the representative value and the free wheel diode.
[0062]
Next, a method for measuring the ON voltage of each semiconductor element in this embodiment will be described with reference to FIG. Here, the free wheel diode is referred to as FWD.
In FIG. 6, first, FIG. 1A is an explanatory diagram of a switching mode at the time of measuring an on-voltage of a semiconductor element.
[0063]
In FIG. 6 (1), the upper arm IGBT (A), the lower arm IGBT (B), the FWD (A) connected in reverse parallel to the IGBT (A), and the IGBT (B) connected in reverse parallel The one-phase arm of FWD (B) is shown, the collector terminal of IGBT (A) is connected to the positive power supply P, and the emitter terminal of IGBT (B) is connected to the negative power supply N The connection point of both IGBTs serving as output terminals is indicated as U.
[0064]
Therefore, in the circuit of FIG. 6 (1), a DC power source is connected between P and N, a load is connected to the U point, and each gate of IGBT (A) and IGBT (B) is connected to FIG. If the pulse shown in (2) is input, the current path in each switching mode is as follows: mode (1) indicated by a thick solid line; mode (2) indicated by a thick wavy line; mode (3) indicated by a thin solid line; The mode changes in the order of mode (4).
[0065]
Here, in the mode (1), the IGBT (A) is on and the IGBT (B) is off. In this case, as shown by the thick solid line, the U point is connected from the power source via the IGBT (A). Current flows from the load to the load.
Therefore, at this time, a voltage obtained by subtracting the potential at the point U from the potential at the point P becomes the ON voltage of the IGBT (A).
[0066]
Next, in mode (2), since both IGBT (A) and IGBT (B) are off, as shown by the thick wavy line, the circulating current flows through FWD (B). The voltage obtained by subtracting the potential is the ON voltage of FWD (B).
[0067]
In mode (3), IGBT (A) is off and IGBT (B) is on. In this case, as indicated by a thin solid line, it passes through point U from the load and passes through IGBT (B). Current flows through the power supply.
Accordingly, at this time, a voltage obtained by subtracting the potential at the N point from the potential at the U point becomes the ON voltage of the IGBT (B).
[0068]
In mode (4), since both IGBT (A) and IGBT (B) are off, the circulating current flows through FWD (A) as shown by the thin wavy line, so the potential at point U from the potential at point P. The voltage obtained by subtracting is the ON voltage of FWD (A).
Therefore, when these are summarized, the relationship between the element to be measured and the measurement terminal is as shown in FIG. Here, Vn is the potential at point P, Vp is the potential at point P, and Vu is the potential at point U.
[0069]
In this way, by measuring the potential Vp at the positive P point and the potential Vn at the negative N point of the DC power source and the potential Vu at the output terminal U for each switching mode, the on-voltage of each semiconductor element is individually determined. Can be measured.
[0070]
Therefore, the CPU 11 takes in the voltage detected from each point of the inverter main circuit section by the voltage detection circuit 8 via the A / D converter 9 according to the switching mode of the inverter main circuit section controlled by itself, Calculation according to FIG. 6 (3), the on-voltage of each semiconductor element is individually measured, the primary resistance r1 of the electric motor 7 is calculated based on the measurement result, and this is sequentially updated and stored in the memory 12. Execute.
[0071]
Therefore, according to this embodiment, since the primary resistance r1 of the electric motor 7 is calculated based on the on-voltage of each semiconductor element almost in real time, there is a risk of being affected by the temperature change of each part during operation of the inverter device. Therefore, tuning with extremely high accuracy is possible, and accurate and accurate control of the AC motor can be easily obtained by auto-tuning.
[0072]
By the way, in such an inverter device, if the upper and lower arms of the same phase of the inverter main circuit section are turned on at the same time, the power supply is short-circuited. It is common to do.
Therefore, when this dead time is provided, an error occurs in auto-tuning.
[0073]
Therefore, the calculation contents in the embodiment of the present invention in which the dead time in the auto tuning is corrected will be described with reference to FIG.
In FIG. 7, Ts is a delay time due to the provision of a dead time. Therefore, the only difference from FIGS. 4 (3) and 5 (3) is that this delay time Ts exists. .
[0074]
The delay time Ts is the dead time ΔTd, the sum of the operation delay times when the gate drive circuit 11 and the semiconductor switching element are turned on, ΔTon, and the sum of the operation delay times when the gate drive circuit 11 and the semiconductor switching element are turned off ΔToff. Is a combination of these and can be expressed by the following equation (6).
[0075]
[Formula 6]

[0076]
Therefore, in this embodiment, in consideration of the delay time Ts, the CPU 11 calculates the primary resistance r1 of the electric motor 7 by the following equation (7) instead of the calculation by the above equation (5).
[0077]
[Expression 7]

[0078]
Therefore, according to this embodiment, a decrease in accuracy due to dead time is suppressed, and as a result, the accuracy of auto-tuning is further improved.
In the above-described embodiment of the present invention, the case of using the IGBT as the switching element of the inverter main circuit portion has been described. However, various power switching elements such as a bipolar power transistor, a GTO, and a MOSFET may be used. Of course it is possible.
[0079]
Moreover, although the case where the basic configuration of the inverter device is a two-level inverter has been described in the above embodiment, it goes without saying that the present invention can also be applied to a multi-level inverter having three or more levels.
[0080]
Furthermore, in the above-described embodiment, only the case where the measurement result of the on-voltage of the semiconductor element is applied to the calculation of the primary resistance of the electric motor has been described. But auto tuning accuracy can be improved.
[0081]
【The invention's effect】
  According to the present invention,eachSemiconductor elementOnElectric based on voltageMachineThe primary resistance is to be calculatedThe
[0082]
  As a result, the auto tuning accuracy of the inverter deviceForSo that the electric motorEffect ofEfficient driving statuskeepbe able to.
  Also,The influence of characteristic variations on the on-state voltage of the semiconductor element in the inverter main circuitReductioncan do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an auto-tuning inverter device according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining a control operation by multi-pulse width modulation in one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an example of a current path and an interphase voltage in an equivalent circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating an example of a current path and an interphase voltage in an equivalent circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a switching mode in an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram of an average voltage according to an embodiment of the present invention in consideration of dead time.
FIG. 8 is an explanatory diagram of an average voltage according to the prior art.
[Explanation of symbols]
1 3-phase AC power supply
2 Rectifier circuit (forward conversion part of inverter device)
3 Smoothing capacitor
4u-4z IGBT (Semiconductor switching element of inverter main circuit)
5u-5z freewheel diode
6u-6w current detector
7 AC motor (induction motor)
8 Voltage detection circuit
9 A / D converter
10 CPU (Central Processing Unit)
11 Gate drive circuit
12 memory
13 DC voltage source
R4u to R4z IGBT4u to 4z on-resistance
R5u to R5z Free-wheel diode 5u to 5z on-resistance

Claims (4)

In an auto-tuning type inverter device having an arm composed of a series connection circuit of two semiconductor switching elements and having at least two arms in the inverter main circuit part,
Means for sequentially measuring a forward voltage of the semiconductor switching element during operation of the inverter main circuit unit ;
Means for sequentially calculating a primary resistance component of an electric motor connected to the inverter main circuit unit from the forward voltage ;
Inverter apparatus characterized by being configured to so that automatic tuning is provided by the primary resistance component wherein the sequentially computed. The inverter device according to claim 1,
The semiconductor switching element has a free wheel diode connected in reverse parallel to the semiconductor switching element;
An inverter device, wherein the means for measuring the forward voltage of the semiconductor switching element comprises means for measuring the forward voltage of the free wheel diode. In the inverter device of the system that automatically measures the electrical constant of the motor connected to the output and performs auto tuning ,
While the motor is in operation, the forward voltage of at least one of the semiconductor switching element and the free wheel diode constituting the arm of the inverter main circuit unit is sequentially measured, and the primary resistance component of the motor is calculated using the measured forward voltage, inverter apparatus characterized by being configured to so that given autotuning operation result stored and held. In the inverter device according to claim 3,
An inverter device configured to take into account a dead time set in the control of the semiconductor switching element in the automatic measurement of the electrical constant.

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