JP3757196B2

JP3757196B2 - Electric vehicle control device

Info

Publication number: JP3757196B2
Application number: JP2002222320A
Authority: JP
Inventors: 博之山田; 実神長; 哲也横山; 琢磨野村
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Car Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 2002-07-31
Filing date: 2002-07-31
Publication date: 2006-03-22
Anticipated expiration: 2022-07-31
Also published as: JP2004064939A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気車の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機の電動機制御においては、一般的に電源の電圧を電力変換手段いわゆるインバータ装置によって直流電源を交流電源に変換し、電動機に印加して制御を行う。この電動機電圧と直流電圧との間には電力変換手段に関係する一定の関係があり、例えば一般的な電圧型正弦波ＰＷＭ変調方式のインバータでは、直流電圧×７０％＝最大電動機電圧（実効値）のレベルである。通常はこの関係に従って電動機に電圧を印加して制御するが、直流電圧が低下した場合にも、この関係を制御維持するように電動機電圧を調整しないと、いわゆる電動機電圧の飽和状態となる。このため、電流制御等が追従できなくなり、制御が不安定になる等の弊害が生じる。
【０００３】
このような電動機を駆動する制御装置における電動機電圧飽和を検出して補正する方法については、例えば特開平８−８００９７号公報，特開平１０−136699号公報，特開２００１−８４９９号公報，特開２００１−１４５４００号公報に記載されたものが知られている。
【０００４】
特開平８−８００９７号公報では、直流電圧を元に出力可能な電圧絶対値を求め、ここから演算によって励磁軸リミット値及びトルク軸リミット値を求め、その値で励磁軸指令電圧及びトルク軸指令電圧の電圧リミット処理を行うという技術が記載されている。
【０００５】
特開平１０−１３６６９９号公報には、電圧指令Ｖｄ^* 及びＶｑ^* から電圧指令の絶対値であるモータ電圧推定値を求め、バッテリ電圧と比較することによってモータに対するトルク指令、もしくはトルク電流指令やトルク電圧指令，励磁電流指令や励磁電圧指令を補正して、モータの電圧飽和を解消する技術が記載されている。
【０００６】
特開２００１−８４９９号公報には、ｄ軸とｑ軸に制御軸を分離制御するベクトル制御において、ｑ軸電圧指令量に基づき磁束指令値を制限することによって、モータの電圧飽和を解消する技術が記載されている。
【０００７】
特開２００１−１４５４００号公報では、トルク電流方向電圧指令値及び励磁電流方向電圧指令値をもとに直流電圧検出値との比較を行いモータの電圧飽和を監視して磁束指令を可変調整し、モータの電圧飽和を解消する技術について記載されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術においては、例えば特開平８−８００９７号公報，特開平１０−１３６６９９号公報，特開２００１−８４９９号公報，特開２００１−145400号公報いずれにおいても、直流電源の電圧と交流電圧の指令値から求めたモータ電圧相当の値、あるいは電流制御上の偏差量に基づいた判定により、電動機電圧の飽和を判定し飽和を解消すべく補正を行う技術である。しかしながら、何れの技術においても直接ＰＷＭ変調を行う値ではないｄｑ軸上の電圧指令よりモータ電圧の推定演算を行い、直流電源電圧と比較する方式であるので、後段で２相３相変換した後の３相電圧指令を用いてＰＷＭ信号を生成した段階で、実際に電動機電圧が飽和しているかどうか、つまりＰＷＭ変調状態が搬送波振幅／電圧指令振幅の比を変調比として変調比１００％を越える過変調状態になっているかどうかについての判断は出来ていないことになる。
【０００９】
また、電力変換手段であるインバータは、通電電流の大きさによって電動機に印加可能な出力電圧が変化するので（一般的に高電流であるほど印加可能電圧が低下する傾向である）、一律にバッテリ電圧のみで電力変換手段が出力可能な電圧を判定する方法では、電力変換手段の能力を最大限に生かし切れない面がある。
【００１０】
本発明の目的は、ＰＷＭ信号生成の段階で実際に電動機の電圧が飽和しているかどうかを３相電圧指令を直接用いて判定することにより、より確実に電動機電圧の飽和を判定してすみやかに飽和状態を解消し電動機を安定に制御することにある。
【００１１】
また本発明の別の目的は、ＰＷＭ信号生成の変調度を直接判定することにより電力変換手段の特性や通電電流によらず、電力変換手段で出力可能な電圧を最大限に引き出すことにより、より性能の高い電気車の制御装置を実現することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、アクセル検出手段と、ブレーキ検出手段と、前後進選択手段と、交流電動機と、電力変換手段と、交流電動機の電流を検出する電流検出手段と、トルク指令値，電流指令を演算する目標指令演算手段と、電流指令と電流検出値を比較する電流制御手段と、電流制御手段からの出力値を座標変換し電圧指令を生成する２相３相座標変換手段と、電圧指令に基づいて駆動信号を生成するPWM生成手段と、電圧指令に基づいて電圧指令合成波を演算する電圧指令合成波演算手段と、電圧指令合成波に基づいて出力制限を判定する変調度判定手段と、出力制限判定結果に基づいて目標指令演算手段での演算を制限する出力制限演算手段を設けた電気車の制御装置によって達成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電気車の制御装置の実施例を図によって説明する。
【００１４】
図１は本発明の電気車の制御装置の基本構成図である。
【００１５】
本発明の電気車の制御装置は、アクセル検出手段１，ブレーキ検出手段２，前後進選択手段３によって電気車の運転手の意志を電気的な信号に変換する。コントローラ４にはマイクロコンピュータ５が内蔵されており、マイクロコンピュータ５はＣＰＵ６，メモリ７，入出力手段８，Ａ／Ｄ変換手段９が備えられている。この構成におけるメモリ７はいわゆるＲＡＭと不揮発性のＲＯＭの両方を含むものである。アクセル検出手段１やブレーキ検出手段２の信号はＡ／Ｄ変換手段９，前後進選択手段３の信号は入出力手段８に伝達される。ＣＰＵ６では入出力手段８やＡ／Ｄ変換手段９からの信号に基づき、メモリ７を必要に応じてアクセスして、電動機１４が発生するトルク等の演算を行い入出力手段８を介して駆動信号１０を電力変換手段１１に伝達する。
【００１６】
電力変換手段１１は、電源１２の電力を駆動信号１０の信号に従い、電動機１４に供給できるように変換して、電動機１４に電力を供給する。電動機１４に供給された電力のうち、電流は電流検出手段１３によって電流検出信号１６としてＡ／Ｄ変換手段９に帰還される。電動機１４には回転検出手段１５が備えられており、電動機１４の回転を電気的な信号に変換してマイクロコンピュータ５の内部の入出力手段８に帰還する。
【００１７】
図２は本発明の電気車の制御装置の一実施例である。
【００１８】
本発明の電気車の制御装置は、アクセル検出手段１，ブレーキ検出手段２，前後進選択手段３の信号をもとに、コントローラ４の目標指令演算手段１８により電動機１４が発生すべきトルクである目標トルク指令値と、ｑ軸電流指令１９及びｄ軸電流指令２０を演算する。
【００１９】
電動機１４に供給される電力の電流は電流検出手段１３によって電流検出信号１６として検出し、コントローラ４の３相２相変換手段３１に伝達される。３相２相変換手段３１では、電流検出信号１６をベクトル制御上で用いるｄｑ軸座標系の直交成分電流であるｑ軸電流検出値３２とｄ軸電流検出値３３に演算変換する。先に述べたｑ軸電流指令１９とｑ軸電流検出値３２，ｄ軸電流指令２０とｄ軸電流検出値３３は各々突き合わせ比較され、電流制御手段２１にて電流制御を行う。この電流制御はいわゆる電流フィードバック制御であり、比例積分制御等の技術を用いてなされるものである。電流制御した結果はｑ軸電圧指令２２とｄ軸電圧指令２３として出力される。ｑ軸電圧指令２２とｄ軸電圧指令２３は２相３相変換手段２４に伝達され、ここでｄｑ軸座標系から３相交流座標系への変換が実施される。変換演算の結果はＵ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７として出力される。Ｕ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７はＰＷＭ生成手段２８に伝達され、ここでＰＷＭ駆動信号生成の為の搬送波と比較され、ＰＷＭ信号を生成して駆動信号１０として電力変換手段１１に伝達する。電力変換手段１１は、電源１２の電力を電動機１４に供給できる電力に変換して供給する。電動機１４には回転検出手段１５が備えられており、電動機１４の回転を電気的な信号に変換して回転検出信号１７としてコントローラ４の内部の回転演算手段３８に伝達する。回転演算手段３８では、回転検出信号１７をコントローラ４での演算に適用できるように回転検出値３９として変換して、各処理手段に伝達する。この回転検出値３９はいわゆる電動機１４の回転数の他に、電動機１４の電気角位置θ等を示す信号を含む場合もある。
【００２０】
ここで、Ｕ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７はＰＷＭ生成手段２８への伝達とは別に電圧指令合成波演算手段２９にも伝達される。電圧指令合成波演算手段２９では、Ｕ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７の各指令をもとに３相電圧指令の合成波を演算し、演算結果を電圧指令合成波３５として変調度判定手段３０に伝達する。変調度判定手段３０では、電圧指令合成波３５の信号レベルを元に電力変換手段１１が過変調状態であるかどうか、電動機１４に印加する電圧が飽和状態になっていないかどうかの判定を行う。この変調度判定手段３０における判定は必ずしも変調度１００％を基準とする必要はなく、制御装置全体の特性に応じて変調度判定しきい値を任意の値に設定しても良い。判定した結果に基づき、変調度判定手段３０では出力制限フラグ３６を出力する。これは変調度判定手段３０の判定結果に基づいて出力制限を実行するか否かを決めるフラグである。この出力制限フラグ３６は先に説明した目標指令演算手段１８に伝達され、先に説明した目標トルク指令値，ｑ軸電流指令１９及びｄ軸電流指令２０の制限を実施する。
【００２１】
このような構成とすることにより、ＰＷＭ生成手段２８でＰＷＭ変調を行うためのＵ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７をもとに、直接ＰＷＭ変調があるしきい値レベルを越えて変調状態になっているかどうか、すなわち電動機１４に印加する電圧が飽和状態になっているかどうかの判定を実施する。その時に目標トルク指令値，ｑ軸電流指令１９及びｄ軸電流指令２０を適切に制限することによって、電動機１４への印加電圧飽和状態を解消することができ、電動機１４を安定に制御することができる。
【００２２】
また、本発明によれば３相電圧指令そのもので変調度を判定するので、電源１２の電圧や電動機１４に供給する電流、あるいは電力変換手段１１の能力によらず電動機１４に最大限の電圧を供給することが可能となり、制御装置全体の性能を最大限に引き出すことができる。
【００２３】
図３は本発明の電気車の制御装置における、３相電圧指令の波形を示すグラフである。
【００２４】
３相電圧指令は、いわゆるＰＷＭ変調の電圧型インバータでは正弦波近似の波形でＰＭＷを生成する。図３における実施例ではこの正弦波近似波形に電圧利用率を向上させる為の処置を施した波形となっている。
【００２５】
Ｕ相電圧指令２５，Ｖ相電圧指令２６，Ｗ相電圧指令２７は各々１２０°の位相差をもった波形となっており、それぞれが３相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。通常はこのような正弦波近似の波形であるため、この波形をそのまま用いてＰＷＭ変調度を判定すると正負判定や通電位置判定等処理が複雑になる。また高周波駆動（例えば８極電動機で１００００ｒ／min 駆動時、電圧指令の周波数は約７００Ｈｚになる）では電圧指令の変化サイクルが早くなるため、これを直接追従監視してＰＷＭ変調度を判定するのは演算処理等の負担からも現実的ではない。
【００２６】
図４は本発明の電気車の制御装置における、３相電圧指令の絶対値化を示すグラフである。
【００２７】
３相電圧指令は通常の２相３相変換処理を行った場合、正負の値を持つ指令であるが、これを全て絶対値化することにより正方向にのみ振幅が生ずる電圧指令の波形となる。
【００２８】
図５は本発明の電気車の制御装置における、電圧指令合成波の生成方法を示すグラフである。
【００２９】
先に述べた３相電圧指令の絶対値を３相分合計する。この時３相電圧指令が絶対値でない場合は３相平衡の条件（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０）から合計値はゼロになってしまうが、３相電圧指令絶対値を合計するとＵ＋Ｖ＋Ｗはゼロにならない。
【００３０】
この実施例においては、式１の演算を実施している。
【００３１】
【数１】
（｜Ｖｕ^* ｜＋｜Ｖｖ^* ｜＋｜Ｖｗ^* ｜）／２ …式１
その結果、電圧指令合成波は図に示すように振幅の最小値が３相電圧指令の最大振幅と一致する波形として現れる。この電圧指令合成波を用いて、変調度判定ラインと電圧指令合成波を比較することにより、ＰＷＭ変調の度合いを判定することができる。またこの電圧指令合成波は正負に変化しない準直流の波形であるため、インバータ周波数の影響を受けず単純にしきい値と比較することができる。
【００３２】
また、この電圧指令合成波と比較する変調度判定ラインは、インバータのPWM変調の搬送波ピーク値と同じ値とすることによって、電圧指令合成波が常時変調度判定ラインを超過している時に、変調度１００％を越えている状態が持続していると判断することができ、過変調の判定が容易となる。
【００３３】
図６は本発明の電気車の制御装置における、電圧指令合成波の生成方法を示す第二の実施例を示すグラフである。本実施例においては、変調用の電圧指令値を電圧利用率の向上処置を施さない通常の正弦波で実施した場合である。
【００３４】
この実施例においても同様に、式１の演算を実施している。
【００３５】
この場合の電圧指令合成波は、３相電圧指令振幅に対して最大値付近をトレースするような波形となる。本実施例では、電圧指令合成波の振幅の最大値が変調度判定ラインと接する状態が変調率１００％の状態になる。この実施例においては、電圧指令合成波の最大値が変調度判定ラインを下回るようにすることによって、過変調状態を解消することができる。
【００３６】
図７は本発明の電気車の制御装置における出力制限制御の動作を示すグラフである。
【００３７】
アクセル検出手段１の信号がオフ、すなわちアクセル開度がゼロの時はアクセル信号が０％となる。ここからアクセルを踏み込んでいくと、それに追従してトルク指令が上昇する。トルク指令に追従して交流の電動機電流が流れ、電動機１４はトルクを発生する。この時電源１２がバッテリである場合には、電動機出力増加に伴いバッテリ電圧は垂下していく。電動機電流の上昇に伴い３相電圧指令の振幅も増加し、その結果、電圧指令合成波Ｖｒ^* も上昇していく。やがてバッテリ電圧が低下し続けるとモータ印加電圧が飽和状態となるが、これを電圧指令合成波Ｖｒ^* と変調度判定レベルの比較により判定することができる。電圧指令合成波Ｖｒ^* が変調度判定レベルを超過した状態が所定時間ｔon経過した場合に、過変調状態を解消すべく出力制限フラグをセットする。この出力制限フラグにより出力制限が実行され、出力制限指令が１００％から低下していく動作となる。これは逐次時間毎に出力制限指令を減算していっても良いし、所定の関数処理に従って変化させても良い。このように出力制限指令が低下することによって電動機電流が低下し、電圧指令合成波Ｖｒ^* も低下していく。やがて変調度判定レベルとつりあう点で出力制限フラグが解除され、出力制限指令の低下も停止する。この状態が電動機電圧が飽和せずに印加されバッテリ電圧とバランスした状態であり、この状態であれば良好に電動機１４の制御を継続することができる。
【００３８】
図８は本発明の電気車の制御装置における、出力制限制御解除の動作を示すグラフである。
【００３９】
出力制限後は出力制限指令が０〜１００％の間の任意の値に保持されており、この状態で変調度判定レベルと電圧指令合成波Ｖｒ^* はほぼ一致した状態となっている。ここからアクセル検出手段１をオフした場合、トルク指令はそれに追従して低下し電動機電流も低下してやがてゼロになる。このアクセルがオフになった状態では出力制限指令による出力制限は不要であるので、アクセルオフ時点から所定時間ｔoff が経過した時点で出力制限指令を１００％に復帰させ、出力制限を解除するように動作させる。このようにすることによって、次回再起動時は過変調にならない範囲であれば最大の出力を発生することができ、特に電動機電圧があまり上昇しない低速回転域などの条件時に運転性を損なわないように構成することができる。
【００４０】
図９は変調度判定処理の内容を示すフローチャートである。
【００４１】
まず処理９ｂで電圧指令合成波Ｖｒ^* と変調度しきい値との比較を行う。比較の結果電圧指令合成波Ｖｒ^* の方が変調度しきい値よりも大きい場合は、処理９ｃに進む。電圧指令合成波Ｖｒ^* の方が変調度しきい値よりも大きい場合とは、変調度が所定のレベルを越えていると見なせる状態である。
【００４２】
処理９ｃにおいて、変調判定タイマが規定時間経過しているかどうかを判定し、規定時間経過している場合には処理９ｅに進み出力制限フラグをセットする。次の処理９ｆにおいて、変調解除タイマをリセットする。
【００４３】
処理９ｂにおいて比較の結果、電圧指令合成波Ｖｒ^* の方が変調度しきい値よりも小さい場合には、過変調でないと判断できるので処理９ｄに進む。処理９ｄにおいて、変調解除タイマを判定し規定時間経過している場合には、処理９ｇに進み、出力制限フラグをリセットして、処理９ｉで変調判定タイマをリセットする。
【００４４】
処理９ｄにおいて、変調解除タイマが規定時間経過していない場合には、処理９ｈに進む。処理９ｈでは出力制限フラグをそのまま保持する。
【００４５】
このようにすることにより、過変調状態を電圧指令合成波Ｖｒ^* と変調度しきい値との比較のみで判断できるようになり、過変調の判定が容易に実行できるようになる。また、各々の判定に所定時間検出タイマを設けることにより、過変調の有無を確実に検出して出力制限の実行要否を判定することができる。
【００４６】
図１０は、出力制限判定演算の内容を示すフローチャートである。
【００４７】
まず処理１０ｂにおいて、出力制限フラグのチェックを行う。出力制限フラグがセットされている場合には処理１０ｃに進み、そうでない場合は処理１０ｄに進む。処理１０ｃにおいて出力制限フラグがセットされている時間を制限判定タイマで計時し、所定時間経過していれば処理１０ｅに進む。所定時間経過していない場合は何もせず処理１０ｋに進んで、出力制限判定演算の処理を終了する。処理１０ｅに進んだ場合は、出力制限フラグセットの状態が所定時間経過したことになるので、処理１０ｅで制限判定タイマを一旦リセットする。その次に処理１０ｆにおいて、出力制限指令の減算処理を行う。処理１０ｇに進んで出力制限指令が下限値に達しているかどうかの判定を行い、下限値に達している場合には処理１０ｈで下限値リミッタ処理を行う。この処理１０ｂから１０ｈに至る処理で、出力制限フラグがセットされている期間は制限判定タイマによる計時が行われ、所定時間経過毎に出力制限指令が逐次減算される動作となる。処理１０ｆにおける出力制限指令の減算処理は、所定の値を逐次減算する方法であっても良いし、任意の関数による出力制限指令の変化を行わせる方式であっても良い。処理１０ｂにおいて出力制限フラグがセットされていない場合は、出力制限指令の減算等の処理が不要なので、処理１０ｄに進む。処理１０ｄにおいてアクセル検出手段１の状態を判定する。ここでアクセル検出手段１がオフ、すなわち踏み込まれていない場合であると判断される場合には処理１０ｉ、踏み込まれている場合は処理１０ｋに進み出力制限判定演算を終了する。処理１０ｄにおけるアクセル検出手段１の判定でアクセルが踏み込まれていない場合は、出力制限指令をリセットすべく処理１０ｉに進む。処理１０ｉで出力制限指令を１００％値にリセットすることを実施し、処理１０ｊにおいて制限判定タイマのリセットを実施する。このような処理によって、出力制限フラグがセットされていない状態でアクセル検出手段１をオフにした場合、直ちに出力制限指令が１００％の値に復帰し、次回力行時は再度出力１００％からリスタートすることが可能となり、不必要に出力制限を行わないようにすることができる。
【００４８】
図１１に、本発明の電気車の制御装置及び制御方法における電圧指令と搬送波の関係を示すグラフである。
【００４９】
ＰＷＭ変調方式のインバータ装置においては、搬送波と呼ばれる三角形状あるいはのこぎり波形状の波形と正弦波状の電圧指令との比較により、ＰＷＭ信号の生成を行う。電圧指令は図１１（ａ）に示すように、通常正負の振幅を持つ値として生成される。しかしこのままでは直接搬送波との比較ができないので、図１１（ｂ）に示すように、搬送波の中心と電圧指令の振幅中心を一致させるように電圧指令をオフセットする。これによってＰＷＭ変調が可能となる。ここで搬送波の頂点が搬送波ピーク値であり、変調率１００％のしきい値となる値になる。電圧指令の振幅最大値が、この変調率１００％しきい値を越えるレベルになる状態が過変調である。さらに図１１（ｃ）において、電圧指令合成波の生成を行う。電圧指令合成波の生成は先に述べたようにＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令の絶対値の合成演算で生成すればよいが、本実施例のように搬送波の中心と電圧指令振幅の中心を一致させている条件の場合には、ただ単にＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令の絶対値を合成させても、算出される電圧指令合成波は電圧指令振幅の２倍の値が出力される。よってこの場合は各相の電圧指令の絶対値の加算を１／２する式２によって求めることで、電圧指令の振幅と電圧指令合成波が接するような関係で電圧指令合成波を求めることができ、この時に搬送波の搬送波ピーク値と関係が整合することができる。
【００５０】
【数２】
電圧指令合成波＝（｜Ｖｕ^* ｜＋｜Ｖｖ^* ｜＋｜Ｖｗ^* ｜）／２ …式２
電圧指令の振幅中心が搬送波中心と一致していない図１１（ａ）の状態から電圧指令合成波を求める場合には先の式２の１／２を除けばやはり搬送波の搬送波ピーク値と電圧指令合成波が整合するように演算することができる。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によれば、ＰＷＭ信号生成の段階で実際に電動機の電圧が飽和しているかどうかを３相電圧指令を直接用いて判定することにより、より確実に電動機電圧の飽和を判定してすみやかに飽和状態を解消し電動機を安定に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電気車の制御装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例を示す電気車の制御装置のブロック図である。
【図３】本発明の電気車の制御装置における３相電圧指令の波形を示すグラフである。
【図４】本発明の電気車の制御装置における３相電圧指令の絶対値化を示すグラフである。
【図５】本発明の電気車の制御装置における電圧指令合成波の生成方法を示すグラフである。
【図６】本発明の電気車の制御装置における電圧指令合成波の生成方法の第二の実施例を示すグラフである。
【図７】本発明の電気車の制御装置における出力制限制御の動作を示すグラフである。
【図８】本発明の電気車の制御装置における出力制限制御解除の動作を示すグラフである。
【図９】本発明の電気車の制御装置における変調度判定処理の内容を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の電気車の制御装置における出力制限判定演算の内容を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の電気車の制御装置における電圧指令と搬送波の関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１…アクセル検出手段、２…ブレーキ検出手段、３…前後進選択手段、４…コントローラ、５…マイクロコンピュータ、６…ＣＰＵ、７…メモリ、８…入出力手段、９…Ａ／Ｄ変換手段、１０…駆動信号、１１…電力変換手段、１２…電源、１３…電流検出手段、１４…電動機、１５…回転検出手段、１６…電流検出信号、１７…回転検出信号、１８…目標指令演算手段、１９…ｑ軸電流指令、２０…ｄ軸電流指令、２１…電流制御手段、２２…ｑ軸電圧指令、２３…ｄ軸電圧指令、２４…２相３相変換手段、２５…Ｕ相電圧指令、２６…Ｖ相電圧指令、２７…Ｗ相電圧指令、３０…変調度判定手段、３１…３相２相変換手段、３２…ｑ軸電流検出値、３３…ｄ軸電流検出値、３４…出力制限演算手段、３５…電圧指令合成波、３６…出力制限フラグ、３７…出力制限指令、３８…回転演算手段、３９…回転検出値、４０…変調度判定ライン。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an electric vehicle.
[0002]
[Prior art]
In the motor control of an AC motor, generally, the voltage of the power source is converted into an AC power source by power conversion means so-called an inverter device and applied to the motor for control. There is a fixed relationship related to the power conversion means between the motor voltage and the DC voltage. For example, in a general voltage type sine wave PWM modulation type inverter, DC voltage × 70% = maximum motor voltage (effective value). ) Level. Normally, control is performed by applying a voltage to the motor in accordance with this relationship, but even when the DC voltage drops, if the motor voltage is not adjusted so as to maintain this relationship, a so-called saturation state of the motor voltage occurs. For this reason, current control or the like cannot be followed, resulting in problems such as unstable control.
[0003]
With respect to a method for detecting and correcting the motor voltage saturation in the control device for driving such an electric motor, for example, JP-A-8-80097, JP-A-10-136699, JP-A-2001-8499, JP What was described in 2001-145400 gazette is known.
[0004]
In Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-80097, an absolute voltage value that can be output is obtained based on a DC voltage, and an excitation axis limit value and a torque axis limit value are obtained by calculation therefrom, and the excitation axis command voltage and torque axis command are calculated based on these values. A technique of performing voltage limit processing of voltage is described.
[0005]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-136699 discloses a motor voltage estimated value that is an absolute value of a voltage command from voltage commands Vd ^* and Vq ^* , and compares it with a battery voltage to determine a torque command for a motor, a torque current command or a torque. A technique for correcting voltage command, excitation current command and excitation voltage command to eliminate motor voltage saturation is described.
[0006]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-8499 discloses a technique for eliminating voltage saturation of a motor by limiting a magnetic flux command value based on a q-axis voltage command amount in vector control in which a control axis is separated and controlled to a d-axis and a q-axis. Is described.
[0007]
In Japanese Patent Laid-Open No. 2001-145400, the torque current direction voltage command value and the excitation current direction voltage command value are compared with a DC voltage detection value, the voltage saturation of the motor is monitored and the magnetic flux command is variably adjusted. A technique for eliminating motor voltage saturation is described.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the above prior art, for example, in any of JP-A-8-80097, JP-A-10-136699, JP-A-2001-8499, and JP-A-2001-145400, the DC power supply voltage and the AC voltage This is a technique for determining whether or not the motor voltage is saturated by making a determination based on a value corresponding to the motor voltage obtained from the command value or a deviation amount in current control, and correcting to eliminate the saturation. However, in any technique, since the motor voltage is estimated and calculated based on the voltage command on the dq axis, which is not a value for direct PWM modulation, and compared with the DC power supply voltage, after the two-phase three-phase conversion in the subsequent stage When the PWM signal is generated using the three-phase voltage command, whether the motor voltage is actually saturated, that is, the PWM modulation state exceeds the modulation ratio of 100% using the ratio of carrier wave amplitude / voltage command amplitude as the modulation ratio. It is not possible to determine whether or not the overmodulation state has occurred.
[0009]
In addition, since the output voltage that can be applied to the motor varies depending on the magnitude of the energization current, the inverter that is the power conversion means (generally, the higher the current, the lower the applicable voltage tends to decrease). In the method of determining the voltage that can be output by the power conversion unit using only the voltage, there is a problem that the capability of the power conversion unit cannot be fully utilized.
[0010]
An object of the present invention is to determine whether or not the voltage of the motor is actually saturated at the stage of generating the PWM signal by directly using the three-phase voltage command, thereby determining the saturation of the motor voltage more reliably and promptly. The purpose is to eliminate the saturation state and stably control the electric motor.
[0011]
Another object of the present invention is to directly determine the degree of modulation of PWM signal generation, to maximize the voltage that can be output by the power conversion means, regardless of the characteristics of the power conversion means and the energization current. It is to realize a control device for an electric vehicle with high performance.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The purpose is to calculate an accelerator detection means, a brake detection means, a forward / reverse selection means, an AC motor, a power conversion means, a current detection means for detecting the current of the AC motor, a torque command value, and a current command. Based on the voltage command, target command calculating means, current control means for comparing the current command with the current detection value, two-phase three-phase coordinate conversion means for converting the output value from the current control means to generate a voltage command, PWM generating means for generating a drive signal, voltage command synthesized wave computing means for computing a voltage command synthesized wave based on the voltage command, modulation degree judging means for judging output restriction based on the voltage command synthesized wave, and output limit This is achieved by an electric vehicle control device provided with output limit calculation means for limiting calculation by the target command calculation means based on the determination result.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of an electric vehicle control apparatus according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0014]
FIG. 1 is a basic configuration diagram of an electric vehicle control apparatus according to the present invention.
[0015]
The control device for an electric vehicle according to the present invention converts the will of an electric vehicle driver into an electrical signal by means of an accelerator detection means 1, a brake detection means 2, and a forward / reverse selection means 3. The controller 4 includes a microcomputer 5, which includes a CPU 6, a memory 7, an input / output means 8, and an A / D conversion means 9. The memory 7 in this configuration includes both a so-called RAM and a nonvolatile ROM. Signals from the accelerator detection means 1 and the brake detection means 2 are transmitted to the A / D conversion means 9, and signals from the forward / reverse selection means 3 are transmitted to the input / output means 8. The CPU 6 accesses the memory 7 as necessary based on signals from the input / output means 8 and the A / D conversion means 9, calculates torque generated by the electric motor 14, etc., and drives the drive signal via the input / output means 8. 10 is transmitted to the power conversion means 11.
[0016]
The power conversion means 11 converts the power of the power supply 12 according to the signal of the drive signal 10 so that it can be supplied to the electric motor 14 and supplies the electric power to the electric motor 14. Of the electric power supplied to the electric motor 14, the current is fed back to the A / D conversion means 9 as a current detection signal 16 by the current detection means 13. The electric motor 14 is provided with a rotation detecting means 15, which converts the rotation of the electric motor 14 into an electrical signal and feeds it back to the input / output means 8 inside the microcomputer 5.
[0017]
FIG. 2 shows an embodiment of the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0018]
The electric vehicle control device according to the present invention is a torque that should be generated by the motor 14 by the target command calculation means 18 of the controller 4 based on the signals from the accelerator detection means 1, the brake detection means 2, and the forward / reverse selection means 3. The target torque command value, q-axis current command 19 and d-axis current command 20 are calculated.
[0019]
The current of the electric power supplied to the electric motor 14 is detected as a current detection signal 16 by the current detection means 13 and transmitted to the three-phase / two-phase conversion means 31 of the controller 4. In the three-phase / two-phase conversion means 31, the current detection signal 16 is arithmetically converted into a q-axis current detection value 32 and a d-axis current detection value 33, which are orthogonal component currents of the dq-axis coordinate system used in vector control. The q-axis current command 19 and the q-axis current detection value 32, the d-axis current command 20 and the d-axis current detection value 33 described above are compared and compared, and the current control means 21 performs current control. This current control is so-called current feedback control, and is performed using a technique such as proportional-integral control. The result of the current control is output as a q-axis voltage command 22 and a d-axis voltage command 23. The q-axis voltage command 22 and the d-axis voltage command 23 are transmitted to the two-phase / three-phase conversion means 24, where the conversion from the dq-axis coordinate system to the three-phase AC coordinate system is performed. The result of the conversion calculation is output as a U-phase voltage command 25, a V-phase voltage command 26, and a W-phase voltage command 27. The U-phase voltage command 25, the V-phase voltage command 26, and the W-phase voltage command 27 are transmitted to the PWM generation means 28, where they are compared with a carrier wave for generating a PWM drive signal to generate a PWM signal as the drive signal 10. This is transmitted to the power conversion means 11. The power conversion means 11 converts the power of the power source 12 into power that can be supplied to the electric motor 14 and supplies it. The motor 14 is provided with a rotation detection means 15, which converts the rotation of the motor 14 into an electrical signal and transmits it as a rotation detection signal 17 to the rotation calculation means 38 inside the controller 4. The rotation calculation means 38 converts the rotation detection signal 17 as a rotation detection value 39 so that it can be applied to the calculation by the controller 4 and transmits it to each processing means. The rotation detection value 39 may include a signal indicating the electrical angle position θ of the motor 14 in addition to the so-called rotation speed of the motor 14.
[0020]
Here, the U-phase voltage command 25, the V-phase voltage command 26, and the W-phase voltage command 27 are transmitted to the voltage command combined wave calculation unit 29 separately from the transmission to the PWM generation unit 28. The voltage command synthesized wave computing means 29 computes a synthesized wave of a three-phase voltage command based on each command of the U-phase voltage command 25, the V-phase voltage command 26, and the W-phase voltage command 27, and the calculated result is a voltage command synthesized. This is transmitted to the modulation degree determination means 30 as a wave 35. The modulation degree determination means 30 determines whether or not the power conversion means 11 is in an overmodulation state based on the signal level of the voltage command combined wave 35 and whether or not the voltage applied to the motor 14 is in a saturation state. . The determination by the modulation degree determination means 30 does not necessarily have to be based on the modulation degree of 100%, and the modulation degree determination threshold value may be set to an arbitrary value according to the characteristics of the entire control apparatus. Based on the determination result, the modulation degree determination means 30 outputs an output restriction flag 36. This is a flag that determines whether or not to perform output restriction based on the determination result of the modulation degree determination means 30. This output restriction flag 36 is transmitted to the target command calculation means 18 described above, and performs the restriction on the target torque command value, the q-axis current command 19 and the d-axis current command 20 described above.
[0021]
By adopting such a configuration, a threshold having direct PWM modulation based on the U-phase voltage command 25, the V-phase voltage command 26, and the W-phase voltage command 27 for performing PWM modulation by the PWM generation means 28. It is determined whether or not the modulation state exceeds the level, that is, whether or not the voltage applied to the motor 14 is saturated. At that time, by appropriately limiting the target torque command value, the q-axis current command 19 and the d-axis current command 20, the state of saturation of the applied voltage to the motor 14 can be eliminated, and the motor 14 can be controlled stably. it can.
[0022]
Further, according to the present invention, since the modulation degree is determined by the three-phase voltage command itself, the maximum voltage is applied to the motor 14 regardless of the voltage of the power supply 12, the current supplied to the motor 14, or the ability of the power conversion means 11. It becomes possible to supply, and the performance of the entire control device can be maximized.
[0023]
FIG. 3 is a graph showing a waveform of a three-phase voltage command in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0024]
The three-phase voltage command generates a PMW with a waveform approximating a sine wave in a so-called PWM modulation voltage type inverter. In the embodiment in FIG. 3, this sine wave approximate waveform is a waveform obtained by performing a treatment for improving the voltage utilization rate.
[0025]
The U-phase voltage command 25, the V-phase voltage command 26, and the W-phase voltage command 27 each have a waveform having a phase difference of 120 °, and each corresponds to the three-phase U phase, V phase, and W phase. Usually, since the waveform is approximate to a sine wave, processing such as positive / negative determination and energization position determination becomes complicated if the PWM modulation degree is determined using this waveform as it is. In addition, the frequency change cycle of the voltage command becomes faster in high frequency driving (for example, when the frequency of the voltage command is about 700 Hz when driving at 10,000 r / min with an 8-pole motor). Is not realistic from the burden of arithmetic processing.
[0026]
FIG. 4 is a graph showing the absolute value of the three-phase voltage command in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0027]
The three-phase voltage command is a command having a positive / negative value when the normal two-phase / three-phase conversion processing is performed. By converting all of them into absolute values, a voltage command waveform in which an amplitude is generated only in the positive direction is obtained. .
[0028]
FIG. 5 is a graph showing a method of generating a voltage command composite wave in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0029]
The absolute values of the three-phase voltage command described above are summed for the three phases. At this time, if the three-phase voltage command is not an absolute value, the total value becomes zero from the three-phase equilibrium condition (U + V + W = 0), but if the three-phase voltage command absolute values are summed, U + V + W does not become zero.
[0030]
In this embodiment, the calculation of Expression 1 is performed.
[0031]
[Expression 1]
(| Vu ^* | + | Vv ^* | + | Vw ^* |) / 2 Formula 1
As a result, the voltage command composite wave appears as a waveform in which the minimum value of the amplitude matches the maximum amplitude of the three-phase voltage command as shown in the figure. By using this voltage command combined wave, the degree of PWM modulation can be determined by comparing the modulation degree determination line with the voltage command combined wave. Since this voltage command composite wave is a quasi-direct current waveform that does not change positively or negatively, it can be simply compared with the threshold value without being influenced by the inverter frequency.
[0032]
In addition, the modulation degree determination line to be compared with the voltage command combined wave is set to the same value as the carrier wave peak value of the PWM modulation of the inverter, so that when the voltage command combined wave always exceeds the modulation degree determination line, the modulation is performed. It can be determined that the state of exceeding 100% is maintained, and the determination of overmodulation is facilitated.
[0033]
FIG. 6 is a graph showing a second embodiment of a method for generating a voltage command composite wave in the electric vehicle control apparatus of the present invention. In this embodiment, the voltage command value for modulation is implemented by a normal sine wave that is not subjected to voltage utilization improvement measures.
[0034]
Similarly, in this embodiment, the calculation of Expression 1 is performed.
[0035]
In this case, the voltage command composite wave has a waveform that traces the vicinity of the maximum value with respect to the three-phase voltage command amplitude. In this embodiment, the state in which the maximum value of the amplitude of the voltage command composite wave is in contact with the modulation degree determination line is a state where the modulation factor is 100%. In this embodiment, the overmodulation state can be eliminated by making the maximum value of the voltage command combined wave below the modulation degree determination line.
[0036]
FIG. 7 is a graph showing the operation of the output restriction control in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0037]
When the signal of the accelerator detecting means 1 is OFF, that is, when the accelerator opening is zero, the accelerator signal becomes 0%. As the accelerator is depressed from here, the torque command increases accordingly. An AC motor current follows the torque command, and the motor 14 generates torque. At this time, when the power source 12 is a battery, the battery voltage drops as the motor output increases. As the motor current increases, the amplitude of the three-phase voltage command also increases, and as a result, the voltage command composite wave Vr ^* also increases. When the battery voltage continues to decrease over time, the motor applied voltage becomes saturated. This can be determined by comparing the voltage command composite wave Vr ^* with the modulation degree determination level. When the voltage command composite wave Vr ^* exceeds the modulation degree determination level for a predetermined time ton, an output restriction flag is set to cancel the overmodulation state. The output restriction is executed by the output restriction flag, and the output restriction command is lowered from 100%. In this case, the output restriction command may be subtracted every time, or may be changed according to a predetermined function process. As the output restriction command decreases in this way, the motor current decreases and the voltage command combined wave Vr ^* also decreases. Eventually, the output restriction flag is canceled at the point where it matches the modulation degree determination level, and the reduction of the output restriction command is also stopped. This state is a state in which the motor voltage is applied without being saturated and is balanced with the battery voltage. In this state, the control of the motor 14 can be favorably continued.
[0038]
FIG. 8 is a graph showing the operation of releasing the output restriction control in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
[0039]
After the output is limited, the output limit command is held at an arbitrary value between 0% and 100%. In this state, the modulation degree determination level and the voltage command combined wave Vr ^* are substantially in agreement. When the accelerator detecting means 1 is turned off from this point, the torque command decreases following that, and the motor current also decreases and eventually becomes zero. Since the output restriction by the output restriction command is not necessary in the state where the accelerator is turned off, the output restriction command is returned to 100% when the predetermined time toff has elapsed from the time when the accelerator is turned off, and the output restriction is released. Make it work. By doing so, the maximum output can be generated within the range where overmodulation does not occur at the next restart, so that the drivability is not impaired particularly in conditions such as a low-speed rotation range where the motor voltage does not increase so much. Can be configured.
[0040]
FIG. 9 is a flowchart showing the contents of the modulation degree determination process.
[0041]
First, in step 9b, the voltage command composite wave Vr ^* is compared with the modulation degree threshold value. As a result of the comparison, if the voltage command composite wave Vr ^* is larger than the modulation degree threshold value, the process proceeds to process 9c. The case where the voltage command composite wave Vr ^* is larger than the modulation degree threshold is a state where the modulation degree can be regarded as exceeding a predetermined level.
[0042]
In process 9c, it is determined whether the modulation determination timer has passed the specified time. If the specified time has passed, the process proceeds to process 9e to set the output restriction flag. In the next process 9f, the modulation release timer is reset.
[0043]
As a result of comparison in the process 9b, if the voltage command composite wave Vr ^* is smaller than the modulation degree threshold value, it can be determined that it is not overmodulation, and the process proceeds to process 9d. In process 9d, if the modulation cancellation timer is determined and the specified time has elapsed, the process proceeds to process 9g, the output restriction flag is reset, and the modulation determination timer is reset in process 9i.
[0044]
In process 9d, if the specified time has not elapsed in the modulation cancellation timer, the process proceeds to process 9h. In process 9h, the output restriction flag is held as it is.
[0045]
By doing so, the overmodulation state can be determined only by comparing the voltage command combined wave Vr ^* and the modulation degree threshold value, and the overmodulation can be easily determined. In addition, by providing a predetermined time detection timer for each determination, it is possible to reliably detect the presence or absence of overmodulation and determine whether or not to execute output restriction.
[0046]
FIG. 10 is a flowchart showing the contents of the output restriction determination calculation.
[0047]
First, in process 10b, the output restriction flag is checked. If the output restriction flag is set, the process proceeds to process 10c, and if not, the process proceeds to process 10d. In the process 10c, the time during which the output limit flag is set is counted by the limit determination timer. If the predetermined time has elapsed, the process proceeds to the process 10e. If the predetermined time has not elapsed, the process proceeds to process 10k without doing anything, and the output restriction determination calculation process is terminated. When the process proceeds to the process 10e, the output limit flag set state has elapsed for a predetermined time, so the limit determination timer is temporarily reset in the process 10e. Next, in a process 10f, an output restriction command subtraction process is performed. Proceeding to process 10g, it is determined whether or not the output restriction command has reached the lower limit value. If the output limit command has reached the lower limit value, the lower limit value limiter process is performed in process 10h. In the process from the process 10b to 10h, the time limit is determined by the limit determination timer during the period when the output limit flag is set, and the output limit command is sequentially subtracted every predetermined time. The subtraction process of the output restriction command in the process 10f may be a method of sequentially subtracting a predetermined value, or may be a system in which the output restriction command is changed by an arbitrary function. If the output restriction flag is not set in the process 10b, the process proceeds to the process 10d because a process such as subtraction of the output restriction command is unnecessary. In the process 10d, the state of the accelerator detection means 1 is determined. If it is determined that the accelerator detection means 1 is off, that is, it is not depressed, the process proceeds to process 10i, and if it is depressed, the process proceeds to process 10k and the output restriction determination calculation is terminated. If the accelerator is not depressed as determined by the accelerator detection means 1 in the process 10d, the process proceeds to the process 10i to reset the output restriction command. In the process 10i, the output restriction command is reset to a 100% value, and in the process 10j, the restriction determination timer is reset. By such processing, when the accelerator detection means 1 is turned off with the output restriction flag not set, the output restriction command immediately returns to the value of 100% and restarts again from the output of 100% at the next power running. It is possible to prevent the output from being restricted unnecessarily.
[0048]
FIG. 11 is a graph showing the relationship between the voltage command and the carrier wave in the electric vehicle control device and control method of the present invention.
[0049]
In a PWM modulation type inverter device, a PWM signal is generated by comparing a triangular or sawtooth waveform called a carrier wave with a sine wave voltage command. As shown in FIG. 11A, the voltage command is usually generated as a value having positive and negative amplitudes. However, since it cannot be directly compared with the carrier wave as it is, the voltage command is offset so that the center of the carrier wave and the amplitude center of the voltage command coincide with each other as shown in FIG. This enables PWM modulation. Here, the peak of the carrier wave is the carrier wave peak value, which becomes a threshold value with a modulation rate of 100%. Overmodulation is a state in which the maximum amplitude value of the voltage command reaches a level exceeding the threshold of 100% modulation rate. Further, in FIG. 11C, a voltage command composite wave is generated. The voltage command composite wave may be generated by combining the absolute values of the U-phase, V-phase, and W-phase voltage commands as described above, but the center of the carrier wave and the voltage command amplitude as in this embodiment. In the case of the condition in which the centers of the two are coincident, even if the absolute values of the voltage commands of the U, V, and W phases are simply synthesized, the calculated voltage command composite wave has a value twice the voltage command amplitude. Is output. Therefore, in this case, the voltage command synthesized wave can be obtained in such a relationship that the amplitude of the voltage command and the voltage command synthesized wave are in contact with each other by calculating the absolute value of the voltage command of each phase by 1/2. At this time, the relationship with the carrier peak value of the carrier can be matched.
[0050]
[Expression 2]
Voltage command composite wave = (| Vu ^* | + | Vv ^* | + | Vw ^* |) / 2 Equation 2
When the voltage command composite wave is obtained from the state of FIG. 11A in which the amplitude center of the voltage command is not coincident with the center of the carrier wave, the carrier wave peak value of the carrier wave and the voltage command are also excluded except 1/2 of the previous equation 2. Calculations can be made so that the combined waves match.
[0051]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to more reliably determine the saturation of the motor voltage more quickly by determining whether the voltage of the motor is actually saturated at the stage of generating the PWM signal by directly using the three-phase voltage command. The saturation state can be eliminated and the motor can be controlled stably.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a control device for an electric vehicle.
FIG. 2 is a block diagram of a control device for an electric vehicle showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a graph showing a waveform of a three-phase voltage command in the electric vehicle control device of the present invention.
FIG. 4 is a graph showing the absolute value of the three-phase voltage command in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
FIG. 5 is a graph showing a method for generating a voltage command composite wave in the control apparatus for an electric vehicle of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing a second embodiment of a method for generating a voltage command composite wave in the control apparatus for an electric vehicle of the present invention.
FIG. 7 is a graph showing an operation of output restriction control in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
FIG. 8 is a graph showing the operation of releasing the output restriction control in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
FIG. 9 is a flowchart showing details of a modulation degree determination process in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
FIG. 10 is a flowchart showing the contents of an output restriction determination calculation in the electric vehicle control apparatus of the present invention.
FIG. 11 is a graph showing a relationship between a voltage command and a carrier wave in the electric vehicle control device of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Accelerator detection means, 2 ... Brake detection means, 3 ... Forward / reverse selection means, 4 ... Controller, 5 ... Microcomputer, 6 ... CPU, 7 ... Memory, 8 ... Input / output means, 9 ... A / D conversion means, DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Drive signal, 11 ... Power conversion means, 12 ... Power supply, 13 ... Current detection means, 14 ... Electric motor, 15 ... Rotation detection means, 16 ... Current detection signal, 17 ... Rotation detection signal, 18 ... Target command calculation means, 19 ... q-axis current command, 20 ... d-axis current command, 21 ... current control means, 22 ... q-axis voltage command, 23 ... d-axis voltage command, 24 ... two-phase / three-phase conversion means, 25 ... U-phase voltage command, 26 ... V-phase voltage command, 27 ... W-phase voltage command, 30 ... modulation degree determination means, 31 ... 3-phase 2-phase conversion means, 32 ... q-axis current detection value, 33 ... d-axis current detection value, 34 ... output limit Arithmetic means, 35 ... voltage command synthetic wave, 36 ... output control Flag, 37 ... output limiting command, 38 ... rotation calculating means, 39 ... rotation detection value, 40 ... modulation degree judging line.

Claims

In an electric vehicle control device comprising an accelerator detection means, a brake detection means, a forward / reverse selection means, an AC motor, a power conversion means, and a current detection means for detecting the current of the AC motor,
Target command calculation means for calculating a target torque command value, a q-axis current command, and a d-axis current command based on signals from the accelerator means, the brake detection means, and the forward / reverse selection means, and a current detection value by the current detection means Three-phase, two-phase coordinate conversion means for converting the q-axis current detection value and the d-axis current detection value, and the current control for comparing the q-axis current command and the d-axis current command with the q-axis current detection value and the d-axis current detection value Means, two-phase three-phase coordinate conversion means for converting the output value from the current control means to generate a voltage command, PWM generation means for generating a drive signal based on the voltage command, and based on the voltage command Voltage command synthesized wave computing means for computing a voltage command synthesized wave, modulation degree judging means for judging output restriction based on the voltage command synthesized wave, and target command computing means based on the output restriction judgment result Calculation Electric vehicle control apparatus characterized by providing the output limit calculator for limited.

Based on the command values of the U-phase voltage command Vu ^* , the V-phase voltage command Vv ^*, and the W-phase voltage command Vw ^* , the U-phase voltage command absolute value | Vu ^* | and the V-phase voltage command absolute value | A Vv ^* | and a W-phase voltage command absolute value | Vw ^* | are generated, and the voltage command synthesized wave is obtained by arithmetic synthesis of | Vu ^* |, | Vv ^* |, and | Vw ^* |. Item 2. The electric vehicle control device according to Item 1.

Based on the voltage command for two phases of the U-phase voltage command Vu ^* , the V-phase voltage command Vv ^*, and the W-phase voltage command Vw ^* ,
Vu ^* + Vv ^* + Vw ^* = 0
A command for the remaining one phase is obtained using the three-phase equilibrium condition, and the voltage command synthesized wave is obtained by arithmetic synthesis of the respective absolute values | Vu ^* |, | Vv ^* |, | Vw ^* | The control apparatus for an electric vehicle according to claim 1.

2. The electric power according to claim 1, wherein the value limited by the output limit calculating means limits any one of the q-axis current command, the d-axis current command, and the target torque command value, alone or in combination. Car control device.

2. The electric vehicle control device according to claim 1, wherein the restriction by the output restriction calculation unit is released when the accelerator detection unit is released or the direction selection is released by the forward / reverse selection unit. 3.

2. The electric power according to claim 1, wherein the restriction by the output restriction calculating unit is configured to limit the output according to a predetermined slope or function after a predetermined time has elapsed since the determination by the modulation degree determining unit. Car control device.