JP3748850B2 - Switching power supply - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置であり出力特性として定電流垂下特性を持つスイッチング電源装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来から、例えば充電器用の電源装置として、負荷の変動に対して良好な出力特性である定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置が、広く利用されている。
【0003】
以上のような従来のスイッチング電源装置(例えば、特許文献1を参照)について、図面を参照しながら以下に説明する。
図5は従来の充電器用のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図5において、130はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子101とその制御回路から構成されている。
【0004】
半導体装置130は、外部入力端子として、スイッチング素子101の入力端子(DRAIN)、補助電源電圧入力端子(VCC)、内部回路電源端子(VDD)、フィードバック信号入力端子(FB)、過電流保護値可変端子(CL)、スイッチング素子101の出力端子および制御回路のGND端子(GND)の6端子を備えている。
【0005】
102は半導体装置130の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をVCCへ流すためのスイッチ102Aと、起動電流をVDDへ流すためのスイッチ102Bと、VCCからVDDへ電流を供給するためのスイッチ102Cとを備えている。103は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時に、スイッチ102Aを介してVCCへ起動電流を供給する。また、起動後に、VCCが一定電圧以下のときは、スイッチ102Bを介してVDDへ回路電流を供給する。
【0006】
107は半導体装置130の起動/停止を制御するための起動/停止回路であり、VDDの電圧を検出し、VDDが一定以下のときは、スイッチング素子101のスイッチング動作を停止させる信号を、NAND回路105へ出力する。
【0007】
106はスイッチング素子101に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器108へ信号を出力する。111はフィードバック信号制御回路であり、FB端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器108へ信号を出力する。比較器108は、フィードバック信号制御回路111からの出力信号と、ドレイン電流検出回路106からの出力信号が等しくなったときに、RSフリップフロップ回路110のリセット端子(R)へ信号を出力する。
【0008】
112はフィードバック信号制御回路111の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子101に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子101の過電流保護として機能する。
【0009】
113はクランプ回路112のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、CL端子からP型MOSFET114を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ回路112によるクランプ電圧が上昇する。すなわち、CL端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子101の過電流保護レベルが上昇する。また、CL端子からP型MOSFET114を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路109へ出力する。
【0010】
P型MOSFET114は、CL端子からクランプ電圧可変回路113へ電流を流し、CL端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路112と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはCL端子と接続されている。
【0011】
109は発振回路であり、スイッチング素子101の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号109Aと、スイッチング素子101の発振周波数を決めるクロック信号109Bを出力する。また、クランプ電圧可変回路113から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号109Aは、NAND回路105へ入力され、クロック信号109Bは、RSフリップフロップ回路110のセット端子へ入力される。
【0012】
NAND回路105へは、起動/停止回路107の出力信号と、最大デューティサイクル信号109Aと、RSフリップフロップ回路110の出力信号(Q)が入力される。NAND回路105の出力信号は、ゲートドライバ104へ入力され、スイッチング素子101のスイッチング動作を制御する。
【0013】
140はトランスであり、1次巻線140Aと、2次巻線140Bと、補助巻線140Cを有している。補助巻線140Cには、ダイオード131とコンデンサ132とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置130の補助電源部として活用され、VCCへ入力される。
【0014】
133はVDDの安定化用コンデンサである。135は制御信号を2次側から1次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ135Aと、フォトダイオード135Bから構成される。フォトトランジスタ135Aのコレクタは、VDDと接続され、フォトトランジスタ135Aのエミッタは、FBと接続される。VCCとCLの間には、抵抗134が接続され、VCCの電圧に応じた電流が、CL端子へ流れ込む。
【0015】
2次巻線140Bには、ダイオード150とコンデンサ151とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷155へ接続される。2次側制御回路156は、定電圧制御回路157と定電流制御回路158とからなり、定電圧制御回路157は、2次側出力電圧VOの検出抵抗152および153で分圧された電圧を入力し、2次側出力電圧VOが一定になるように、フォトダイオード135Bに流れる電流を制御する。定電流制御回路158は、出力電流検出抵抗154に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流IOが定電流になるように、フォトダイオード135Bに流れる電流を制御する。
【0016】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図7は図5の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図7に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧VINが入力される。直流電圧VINは、トランス140の1次巻線140Aを介して、半導体装置130のDRAIN端子に印加される。
【0017】
そして、起動用定電流源103で作られる起動電流が流れ、レギュレータ102内のスイッチ102Aを介して、コンデンサ132を充電し、VCCの電圧が上昇する。また、レギュレータ102内のスイッチ102Cは、VDDが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ102Cを介してVDDに接続されたコンデンサ133を充電し、VDDの電圧も上昇する。
【0018】
レギュレータ102内のスイッチ102Bは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、VCC電圧が一定値(VCC_UV)以下のときに、スイッチング動作(IDSが流れている状態)のオフ期間中に導通し、VCC電圧が不足してもVDDが低下しないようにしている。
【0019】
VCCおよびVDDが上昇し、VDDが起動/停止回路107で設定された起動電圧(VDD_UV)に達すると、発振が開始しスイッチング素子101のスイッチング(IDSのスイッチング)動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ102内のスイッチ102Aがオフとなるため、VCCへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス140の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、2次巻線140B、補助巻線140Cに電流が流れ、VCCが起動する。
【0020】
2次巻線140Bに流れる電流は、ダイオード150とコンデンサ151により整流平滑されて、直流電力となり、負荷155に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧VOが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗152および153で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路157からの信号により、フォトダイオード135Bに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ135Aに流れる電流が増加し、FB端子に流れ込む電流も増加する。FB端子電流が増加すると、比較器108に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子101に流れるドレイン電流IDSが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧VOは安定化される。
【0021】
補助巻線140Cに流れる電流は、ダイオード131とコンデンサ132により整流平滑されて、半導体装置130の補助電源として活用され、VCC端子に電流を供給する。VDDが一度起動電圧に達すると、レギュレータ102内のスイッチ102Aはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、補助巻線140Cから供給されるようになる。
【0022】
補助巻線140Cの極性は、2次巻線140Bと同一のため、VCCは出力電圧VOに比例した電圧となる。ただし、VCCの電圧が一定値(VCC_UV)以下のときは、レギュレータ102内のスイッチ102Bが導通可能となるため、このときは、起動電流がスイッチ102Bを介してVDDに供給されることで、VDDが安定化される。
【0023】
出力電圧VOが安定化された後、負荷155に流れる出力電流IOを増加させ、出力電流検出抵抗154に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路158が動作し、フォトダイオード135Bに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ135Aに流れる電流が増加し、FB端子に流れ込む電流も増加する。FB端子電流が増加すると、比較器108に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子101に流れるドレイン電流IDSが小さくなる。
【0024】
このような負帰還がかかることで、出力電流IOが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流IOは一定で、出力電圧VOが低下するといった定電流垂下特性となる。
【0025】
さらに負荷をとると、出力電圧VOがさらに低下するが、このとき、補助電源電圧VCCも低下する。VCCが低下すると、それに伴い抵抗134を介してCL端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路113によって、クランプ回路112のクランプ電圧を減少させる。
【0026】
そのため、VCCが停止し、VOおよびVCCが低下するにつれて、スイッチング素子101の過電流保護値ILIMITが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ILIMIT動作が開始し、スイッチング素子101は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流IOは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路113から発振回路109へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図5における出力電流電圧特性は図9のようになり、出力電圧VOがある電圧以下まで垂下すると、出力電流IOが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【0027】
図6は従来のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図であり、図5における半導体装置130の内部回路を詳細に記載したもので、図中の符号は、図5のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【0028】
図6において、起動/停止回路107は、VCC用比較器107A、インバータ107Bおよび107D、AND回路107C、VDD用比較器107Eから構成される。VCC用比較器107Aは、VCCの電圧と基準電圧を比較し、インバータ107Bへ信号を出力する。VDD用比較器107Eは、VDDの電圧と基準電圧を比較し、NAND回路105、AND回路107Cおよびインバータ107Dへ信号を出力する。インバータ107Bは、AND回路107Cへ信号を出力する。AND回路107Cの出力により、スイッチ102Bが制御され、インバータ107Dの出力により、スイッチ102Aが制御される。
【0029】
このように構成された起動/停止回路107の動作について、以下に説明する。起動前は、VCC用比較器107Aの出力がローレベル、VDD用比較器107Eの出力がローレベルのため、レギュレータ102内のスイッチ102Aがオン、スイッチ102Bはオフとなる。従って、起動用定電流源103の起動電流は、スイッチ102Aを通ってVCCへ流れる。また、スイッチ102Cは、VDDが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ102Cを通ってVDDにも流れる。
【0030】
そして、VDDの電圧がVDD用比較器107Eにより設定されたVDD起動電圧に達すると、VDD用比較器107Eの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子101のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ102Aがオフとなる。起動後は、VCCの電圧がVCC用比較器107Aにより設定されたVCC起動電圧よりも高い場合は、VCC用比較器107Aの出力はハイレベルとなっているため、AND回路107Cの出力はローレベルとなり、スイッチ102Bはオフとなる。
【0031】
また、起動後のVCCの電圧が、VCC用比較器107Aにより設定されたVCC起動電圧よりも低い場合は、VCC用比較器107Aの出力はローレベルとなっているため、AND回路107Cの出力はハイレベルとなり、スイッチ102Bはオンとなる。従って、起動後のVDDの電流は、DRAINもしくはVCCのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にVCCが低下しても、半導体装置の動作は継続する。
【0032】
【特許文献1】
特開平6−149396号公報
【0033】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記のような従来のスイッチング電源装置では、以下のような問題点を有しており、図面を用いて説明する。
【0034】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源装置の構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、負荷短絡時の出力電流を小さく抑えるための保護回路が備わっている。
【0035】
図5のような従来のスイッチング電源装置には、負荷短絡状態をVCC電圧で検出し、スイッチング素子の過電流保護値と発振周波数を小さく抑えることで、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるが、過負荷時にVCC電圧が一定値まで低下すると、制御回路への電流供給がDRAINに切り替わるため、この電圧を境界として、VCCの負荷が軽くなるため、VCCの低下が遅くなり、過電流保護値の低下も遅くなる。
【0036】
従って、図8(b)に示すように、負荷短絡の瞬間には、ドレイン電流が過電流保護値の最大値まで伸びて、VCCが一瞬上昇してから徐々に低下するが、途中からVCCの低下が遅くなるため、過電流保護値の低下も遅くなり、場合によっては、VCCの低下と過電流保護値の低下が釣り合ってしまい、VCCと過電流保護値が安定してしまうことがある。
【0037】
この場合、図10に示すように、本来のフの字保護特性が得られずに、負荷短絡電流が大きくなってしまうという問題点を有していた。
また、起動開始時のVCC電圧は、半導体装置への電流供給がDRAIN側からに切り替わる電圧と等しいため、この電圧よりも高い電圧でフの字保護に入るような設定にすると、起動開始時の過電流保護値が小さくなるため、2次側へ十分な電力を供給できず、起動できなくなるという問題点も有していた。
【0038】
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、フの字保護に入る電圧設定に関係なくスムーズに起動することができるとともに、過負荷時など負荷の変動時にも、その負荷変動に対して、広範囲にかつ素速く対応できる良好なフの字保護特性が得られ、過電流による回路部品の劣化を防止することができ、特に負荷短絡による過負時にも、スイッチング素子を含む回路部品を、過電流による破壊から確実に保護することができるスイッチング電源装置を提供する。
【0039】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明の請求項1に記載のスイッチング電源装置は、1次巻線と2次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記1次巻線に供給される第1の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、前記第1の直流電圧のスイッチングにより前記2次巻線に発生する2次側交流電圧を整流および平滑化して第2の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、前記第2の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第1の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第1の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、前記第1の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、前記制御回路に、前記第1の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、前記補助電源電圧に接続されたダミー負荷回路とを設け、前記レギュレータは、起動電流を補助電源電圧入力端子へ流すための第1のスイッチと、起動電流を内部回路電源端子へ流すための第2のスイッチと、前記補助電源電圧入力端子から前記内部回路電源端子へ電流を供給するための第3のスイッチを備えており、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第1の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成し、前記ダミー負荷回路は、前記補助電源電圧が一定電圧以下になった時に導通するよう構成したことを特徴とする。
【0040】
以上により、過負荷時に補助電源電圧が一定電圧以下になると、ダミー負荷回路が導通するため、補助電源電圧の低下が早くなり、過負荷時への応答性を改善することができる。
【0043】
また、本発明の請求項に記載のスイッチング電源装置は、請求項1に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【0044】
以上により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【0045】
また、本発明の請求項に記載のスイッチング電源装置は、請求項1に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記発振周波数低下信号を出力するまでは最大値に固定し、前記発振周波数低下信号を出力すると同時に、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【0046】
以上により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定を容易化することができる。
【0047】
また、本発明の請求項に記載のスイッチング電源装置は、請求項1〜請求項のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の10%程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【0048】
また、本発明の請求項に記載のスイッチング電源装置は、請求項1〜請求項のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略1/5程度とするよう構成したことを特徴とする。
【0049】
以上により、負荷短絡時の出力電流を十分に小さくすることができる。
また、本発明の請求項に記載のスイッチング電源装置は、請求項1〜請求項のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第1の直流電圧と前記スイッチング素子間の2つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする。
【0050】
以上により、回路を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化を行うことができる。
【0051】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【0052】
図1は本実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。図1において、30はスイッチング電源装置制御用の半導体装置であり、スイッチング素子1とその制御回路から構成されている。
【0053】
半導体装置30は、外部入力端子として、スイッチング素子1の入力端子(DRAIN)、補助電源電圧入力端子(VCC)、内部回路電源端子(VDD)、フィードバック信号入力端子(FB)、過電流保護値可変端子(CL)、スイッチング素子1の出力端子でもある制御回路のGND端子(GND)の6端子を備えている。
【0054】
2は半導体装置30の内部回路用の電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をVCCへ流すためのスイッチ2Aと、起動電流をVDDへ流すためのスイッチ2Bと、VCCからVDDへ電流を供給するためのスイッチ2Cとを備えている。
【0055】
3は起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ2Aを介してVCCへ起動電流を供給する。また、起動後にVCCが一定電圧以下のときは、スイッチ2Bを介してVDDへ回路電流を供給する。
【0056】
7は半導体装置30の起動および停止を制御するための起動/停止回路であり、VDDの電圧を検出し、VDDが一定以下のときは、スイッチング素子1のスイッチング動作を停止させる信号を、NAND回路5へ出力する。また、VDDが一定電圧に達した後も、VCCが一定電圧に達するまでは、スイッチ2Aをオンさせる信号をレギュレータ2へ出力し、DRAINからVCCへ起動電流を流す。
【0057】
15はダミー負荷回路であり、VCCとGNDの間に接続され、起動/停止回路7からの信号により、スイッチ2Bがオンの間、VCCに擬似的にダミー負荷を与える。
【0058】
6はスイッチング素子1に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、素子電流検出信号として比較器8のプラス端子(+端子)へ信号を出力する。11はフィードバック信号制御回路であり、FB端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器8のマイナス端子(−端子)へ信号を出力する。
【0059】
比較器8は、フィードバック信号制御回路11からの出力信号と、ドレイン電流検出回路6からの出力信号が等しくなったときに、RSフリップフロップ回路10のリセット端子(R)へ信号を出力する。
【0060】
12はフィードバック信号制御回路11の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子1に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子1の過電流保護として機能する。
【0061】
13はクランプ回路12のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、CL端子からP型MOSFET14を通って流れ込む電流が、増加すると、クランプ電圧可変回路13により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、CL端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子1の過電流保護レベルが上昇する。また、CL端子からP型MOSFET14を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路9へ出力する。
【0062】
P型MOSFET14は、CL端子からクランプ電圧可変回路13へ電流を流し、CL端子の電圧を一定値に固定するため素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路13と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはCL端子と接続されている。
【0063】
9は発振回路であり、スイッチング素子1の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号9Aと、スイッチング素子1の発振周波数を決めるクロック信号9Bを出力する。また、クランプ電圧可変回路13から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号9AはNAND回路5へ入力され、クロック信号9BはRSフリップフロップ回路10のセット端子(S)へ入力される。
【0064】
NAND回路5へは、起動/停止回路7の出力信号と、最大デューティサイクル信号9Aと、RSフリップフロップ回路10の端子Qからの出力信号が入力される。NAND回路5の出力信号は、ゲートドライバ4へ入力され、スイッチング素子1のスイッチング動作を制御する。
【0065】
40はトランスであり、1次巻線40Aと、2次巻線40Bと、補助巻線40Cを有している。補助巻線40Cには、ダイオード31とコンデンサ32とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置30の補助電源部として活用されVCCへ入力される。33はVDDの安定化用コンデンサである。
【0066】
35は制御信号を電源の出力電圧を取り出す2次側から1次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ35Aと、フォトダイオード35Bとから構成される。フォトトランジスタ35Aのコレクタは、VDDと接続され、フォトトランジスタ35Aのエミッタは、FBと接続される。VCCとCLの間には、抵抗34が接続され、VCCの電圧に応じた電流が、CL端子へ流れ込む。
【0067】
2次巻線40Bには、ダイオード50とコンデンサ51とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷55へ接続される。2次側制御回路56は、定電圧制御回路57と定電流制御回路58とから成り、定電圧制御回路57は、2次側出力電圧VOの検出抵抗52および53で分圧された電圧を入力し、2次側出力電圧VOが一定になるように、フォトダイオード35Bに流れる電流を制御する。定電流制御回路58は、出力電流検出抵抗54に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流IOが定電流になるように、フォトダイオード35Bに流れる電流を制御する。
【0068】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
図4は図1の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図4に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧VINが入力される。直流電圧VINは、トランス40の1次巻線40Aを介して、半導体装置30のDRAIN端子に印加される。
【0069】
そして、起動用定電流源3で作られる起動電流が流れ、レギュレータ2内のスイッチ2Aを介して、コンデンサ32を充電し、VCCの電圧が上昇する。また、レギュレータ2内のスイッチ2Cは、VDDが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ2Cを介してVDDに接続されたコンデンサ33を充電し、VDDの電圧も上昇する。
【0070】
レギュレータ2内のスイッチ2Bは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、VCC電圧が一定値(VCC_UV)以下のときに、スイッチング動作(IDSが流れている状態)のオフ期間中に導通し、VCC電圧が不足してもVDDが低下しないようにしている。
【0071】
VCCおよびVDDが上昇し、VDDが起動/停止回路7で設定された起動電圧(VDD_UV)に達すると、発振が開始しスイッチング素子1のスイッチング(IDSのスイッチング)動作が開始されるが、レギュレータ102内のスイッチ2Aは、VCCが設定電圧になるまではオンとなるため、起動開始時のVCCは設定電圧まで上昇し、設定電圧に達した後にオフとなり、VCCへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス40の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、2次巻線40B、補助巻線40Cに電流が流れる。
【0072】
2次巻線40Bに流れる電流は、ダイオード50とコンデンサ51により整流平滑されて、直流電力となり、負荷55に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧VOが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗52および53で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路57からの信号により、フォトダイオード35Bに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ35Aに流れる電流が増加し、FB端子に流れ込む電流も増加する。FB端子電流が増加すると、比較器8に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子1に流れるドレイン電流IDSが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧VOは安定化される。
【0073】
補助巻線40Cに流れる電流は、ダイオード31とコンデンサ32により整流平滑されて、半導体装置30の補助電源として活用され、VCC端子に電流を供給する。VDDが一度起動電圧に達すると、スイッチング素子1の発振動作が開始され、その後、さらにVCCが上昇して設定電圧に達すると、レギュレータ2内のスイッチ2Aはオフとなるため、起動後の半導体装置30の電流は、補助巻線40Cから供給されるようになる。
【0074】
補助巻線40Cの極性は、2次巻線40Bと同一のため、VCCは出力電圧VOに比例した電圧となる。ただし、VCCの電圧が一定値(VCC_UV)以下のときは、レギュレータ2内のスイッチ2Bが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ2Bを介してVDDに供給されることで、VDDが安定化される。
【0075】
出力電圧VOが安定化された後、負荷55に流れる出力電流IOを増加させ、出力電流検出抵抗54に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路58が動作し、フォトダイオード35Bに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ35Aに流れる電流が増加し、FB端子に流れ込む電流も増加する。FB端子電流が増加すると、比較器8に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子1に流れるドレイン電流IDSが小さくなる。
【0076】
このような負帰還がかかることで、出力電流IOが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流IOは一定で、出力電圧VOが低下するといった定電流垂下特性となる。
【0077】
さらに負荷をとると、出力電圧VOがさらに低下するが、このとき、補助巻線電圧VCCも低下する。VCCが低下すると、それに伴い抵抗34を介してCL端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路13によって、クランプ回路12のクランプ電圧を減少させる。
【0078】
そのため、VCCが停止し、VOおよびVCCが低下するにつれて、スイッチング素子1の過電流保護値ILIMITが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ILIMIT動作が開始し、スイッチング素子1は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流IOは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路13から発振回路9へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図1における出力電流電圧特性は図9のようになり、出力電圧VOがある電圧以下まで垂下すると、出力電流IOが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【0079】
ここで、過負荷時にVCCが低下し、VCCが起動/停止回路7で設定された電圧まで低下すると、レギュレータ2内のスイッチ2Bが導通し、DRAINからVDDへの電流供給が行われるようになるため、VCCの負荷が軽くなるが、この時スイッチ2Bのオンオフのタイミングと同期して、ダミー負荷回路15がオンオフするため、図8(a)に示すように、VCCが設定電圧(VCC_UV)以下まで低下しても、そのVCCの低下速度は変化せず、一定のままで低下を続ける。
【0080】
図2は本実施の形態のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図である。図2は図1における半導体装置30の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図1のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。図2において、起動/停止回路7は、VCC用比較器7A、インバータ7Bおよび7D、AND回路7C、VDD用比較器7E、RSフリップフロップ回路7F、OR回路7G、NAND回路7Hから構成される。
VCC用比較器7Aは、VCCの電圧と基準電圧(VCC_UV)を比較し、インバータ7BとRSフリップフロップ回路7Fのセット端子(S)へ信号を出力する。VDD用比較器7Eは、VDDの電圧と基準電圧(VDD_UV)を比較し、NAND回路5、AND回路7C、インバータ7DおよびNAND回路7Hへ信号を出力する。インバータ7Bは、AND回路7Cへ信号を出力する。インバータ7Dは、RSフリップフロップ回路7Fのリセット端子(R)へ信号を出力する。OR回路7Gは、RSフリップフロップ回路7FのQ端子からの出力信号と、ゲートドライバ4の出力信号とを入力し、NAND回路7Hへ信号を出力する。AND回路7Cの出力により、スイッチ2Bが制御され、NAND回路7Hの出力により、スイッチ2Aが制御される。また、NAND回路7Cの出力は、ダミー負荷回路15を制御する。
【0081】
このように構成された起動/停止回路7について、その動作を以下に説明する。
起動前は、VCC用比較器7Aの出力がローレベル、VDD用比較器7Eの出力がローレベルのため、レギュレータ2内のスイッチ2Aがオン、スイッチ2Bはオフとなる。従って、起動用定電流源3の起動電流は、スイッチ2Aを通ってVCCへ流れる。また、スイッチ2Cは、VDDが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ2Cを通ってVDDにも流れる。そして、VDDの電圧がVDD用比較器7Eにより設定されたVDD起動電圧に達すると、VDD用比較器7Eの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子1のスイッチング動作が可能となる。
【0082】
このときのVCCの電圧は、VCC用比較器7Aにより設定されたVCC起動電圧よりも低いため、フリップフロップ回路7Fの出力はローレベルである。従って、ゲートドライバ4の出力がローレベルの時、つまり、スイッチング素子1のオフ期間には、OR回路7Gの出力はローレベルとなるため、レギュレータ2Aはオンとなるため、起動開始後もVCCの電圧は上昇を続ける。そして、VCC用比較器7Aにより設定されたVCC起動電圧に達すると、フリップフロップ回路7Fへセット信号が入力されるため、OR回路7Gの出力はハイレベルとなり、スイッチ2Aはオフとなる。
【0083】
起動後に、VCCの電圧が、VCC用比較器7Aにより設定されたVCC起動電圧よりも低くなると、VCC用比較器7Aの出力はローレベルとなるため、AND回路7Cの出力はハイレベルとなり、スイッチ2Bはオンとなるため、DRAINからの電流によりVDDが一定に保持される。
【0084】
従って、起動後のVDDの電流はVCCから供給されるが、過負荷時にVCCが低下するとVDDの電流供給はDRAIN側からに切り替わるため、半導体装置の動作は継続する。
【0085】
図3(a)は、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路15の一構成例を示す回路図である。図3(a)において、ダミー負荷回路15は、スイッチング素子15Aと、トランジスタ15Bと15Cとからなるミラー回路と、定電流源15Dとからなり、スイッチング素子15AのドレインはVCCと接続され、そのゲートがダミー負荷回路の入力端子であり、そのソースがミラー回路のトランジスタ15Bと接続されている。
【0086】
このように構成されたダミー負荷回路15について、その動作を以下に説明する。
レギュレータ2内のスイッチ2Bがオンすると、スイッチング素子15Aがオンする信号が入力されるため、トランジスタ15Bと15Cからなるミラー回路と定電流源15Dで設定された定電流がVCCとGNDの間に流れるようになる。従って、過負荷時にVCCが一定以下になると、DRAINからVDDへの電流供給がされている間、VCCにダミー電流が流れるため、VCCの低下速度が遅くなることはない。ここで、ダミー電流値が半導体装置30の全体の回路消費電流と等しくなるようにしておけば、過負荷時のVCCの低下速度は一定になる。
【0087】
図3(b)は本実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路15の別の構成例を示す回路図である。図3(a)との違いは、抵抗15Eと15FによりVCCのダミー負荷電流値を設定しているところにあり、VCC低下後は、抵抗15Eと15Fとで決まる電流値がダミー電流となり、過負荷時のVCC低下速度を早くすることができる。
【0088】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、負荷急変時の応答性にも素速く対応可能な優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。
【0089】
また、起動開始時のVCC電圧は、半導体装置への電流供給がDRAIN端子側からに切り替わる電圧より高い電圧まで上昇するため、フの字保護に入る電圧をこの切り替わり電圧より高い電圧に設定しても、起動できなくなるといったことがなく、スイッチング電源の仕様に合わせて、フの字保護の設定幅を広くとることができるようになるといった効果もある。
【0090】
また、充電器用スイッチング電源装置に必要な2次側定電流制御回路を構成しても、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、2次側に部品追加が不要であり、また、スイッチング素子と制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することができ、そのように主要な回路部品を単一半導体内に設けた場合には、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図2】同実施の形態のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図3】同実施の形態のスイッチング電源装置におけるダミー負荷回路の一構成例を示す回路図
【図4】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図5】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図6】同従来例のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図7】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図8】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置における負荷短絡時の動作を従来と比較して説明するためのタイムチャート
【図9】同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図10】従来のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【符号の説明】
1 スイッチング素子
2 レギュレータ
2A、2B、2C スイッチ
3 起動用定電流源
4 ゲートドライバ
5 NAND回路
6 ドレイン電流検出回路
7 起動/停止回路
7A VCC用比較器
7B、7D インバータ
7C AND回路
7E VDD用比較器
7F RSフリップフロップ回路
7G OR回路
7H NAND回路
8 比較器
9 発振回路
9A 最大デューティサイクル信号
9B クロック信号
10 RSフリップフロップ回路
11 フィードバック信号制御回路
12 クランプ回路
13 クランプ電圧可変回路
14 P型MOSFET
15 ダミー負荷回路
15A スイッチング素子
15B、15C N型MOSFET
15D 定電流源
15E、15F 抵抗
30 スイッチング電源用半導体装置
31 ダイオード
32、33 コンデンサ
34 抵抗
35 制御信号伝達回路
35A フォトトランジスタ
35B フォトダイオード
40 トランス
40A 1次巻線
40B 2次巻線
40C 補助巻線
50 ダイオード
51 コンデンサ
52、53 出力電圧検出用抵抗
54 出力電流検出用抵抗
55 負荷
56 2次側制御回路
57 定電圧制御回路
58 定電流制御回路
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device having a constant current drooping characteristic as an output characteristic.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, for example, as a power supply device for a charger, a switching power supply device having a constant current drooping characteristic that is an excellent output characteristic with respect to a load variation has been widely used.
[0003]
A conventional switching power supply apparatus as described above (see, for example, Patent Document 1) will be described below with reference to the drawings.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional switching power supply device for a charger. In FIG. 5, reference numeral 130 denotes a semiconductor device for controlling a switching power supply, which is composed of a switching element 101 and its control circuit.
[0004]
The semiconductor device 130 has, as external input terminals, an input terminal (DRAIN) of the switching element 101, an auxiliary power supply voltage input terminal (VCC), an internal circuit power supply terminal (VDD), a feedback signal input terminal (FB), and an overcurrent protection value variable. There are six terminals: a terminal (CL), an output terminal of the switching element 101, and a GND terminal (GND) of the control circuit.
[0005]
Reference numeral 102 denotes a regulator for supplying the internal circuit power of the semiconductor device 130, a switch 102A for flowing a starting current to VCC, a switch 102B for flowing a starting current to VDD, and a current for supplying current from VCC to VDD. Switch 102C. Reference numeral 103 denotes a starting constant current source for supplying a starting circuit current, and supplies a starting current to the VCC via the switch 102A at the time of starting. In addition, when VCC is equal to or lower than a certain voltage after startup, a circuit current is supplied to VDD via the switch 102B.
[0006]
Reference numeral 107 denotes a start / stop circuit for controlling the start / stop of the semiconductor device 130. The VDD circuit detects a voltage of VDD, and when the VDD is below a certain level, a signal for stopping the switching operation of the switching element 101 is sent to a NAND circuit. To 105.
[0007]
A drain current detection circuit 106 detects a current flowing through the switching element 101, converts the detected current into a voltage signal, and outputs a signal to the comparator 108. A feedback signal control circuit 111 converts a current signal input to the FB terminal into a voltage signal and outputs the signal to the comparator 108. The comparator 108 outputs a signal to the reset terminal (R) of the RS flip-flop circuit 110 when the output signal from the feedback signal control circuit 111 is equal to the output signal from the drain current detection circuit 106.
[0008]
Reference numeral 112 denotes a clamp circuit for determining the maximum value of the output signal of the feedback signal control circuit 111, which determines the maximum value of the current flowing through the switching element 101 and functions as overcurrent protection for the switching element 101.
[0009]
Reference numeral 113 denotes a clamp voltage variable circuit for changing the clamp voltage value of the clamp circuit 112. When the current flowing from the CL terminal through the P-type MOSFET 114 increases, the clamp voltage by the clamp circuit 112 increases. That is, when the current flowing into the CL terminal increases, the overcurrent protection level of the switching element 101 increases. When the current flowing from the CL terminal through the P-type MOSFET 114 becomes a certain value or less, an oscillation frequency lowering signal is output to the oscillation circuit 109.
[0010]
The P-type MOSFET 114 is an element for passing a current from the CL terminal to the clamp voltage variable circuit 113 and fixing the voltage at the CL terminal to a constant value, and has a drain connected to the clamp circuit 112 and a gate connected to a reference voltage source. And its source is connected to the CL terminal.
[0011]
An oscillation circuit 109 outputs a maximum duty cycle signal 109A that determines the maximum duty cycle of the switching element 101 and a clock signal 109B that determines the oscillation frequency of the switching element 101. Further, when an oscillation frequency lowering signal is input from the clamp voltage variable circuit 113, the oscillation frequency is decreased. The maximum duty cycle signal 109A is input to the NAND circuit 105, and the clock signal 109B is input to the set terminal of the RS flip-flop circuit 110.
[0012]
To the NAND circuit 105, the output signal of the start / stop circuit 107, the maximum duty cycle signal 109A, and the output signal (Q) of the RS flip-flop circuit 110 are input. The output signal of the NAND circuit 105 is input to the gate driver 104 and controls the switching operation of the switching element 101.
[0013]
A transformer 140 includes a primary winding 140A, a secondary winding 140B, and an auxiliary winding 140C. A rectifying / smoothing circuit including a diode 131 and a capacitor 132 is connected to the auxiliary winding 140 </ b> C, which is utilized as an auxiliary power supply unit of the semiconductor device 130 and input to VCC.
[0014]
Reference numeral 133 denotes a VDD stabilization capacitor. Reference numeral 135 denotes a control signal transmission circuit for transmitting a control signal from the secondary side to the primary side, and includes a phototransistor 135A and a photodiode 135B. The collector of the phototransistor 135A is connected to VDD, and the emitter of the phototransistor 135A is connected to FB. A resistor 134 is connected between VCC and CL, and a current corresponding to the voltage of VCC flows into the CL terminal.
[0015]
A rectifying / smoothing circuit including a diode 150 and a capacitor 151 is connected to the secondary winding 140 </ b> B and connected to a load 155. The secondary side control circuit 156 includes a constant voltage control circuit 157 and a constant current control circuit 158, and the constant voltage control circuit 157 inputs a voltage divided by the detection resistors 152 and 153 of the secondary side output voltage VO. The current flowing through the photodiode 135B is controlled so that the secondary output voltage VO is constant. The constant current control circuit 158 operates when the current flowing through the output current detection resistor 154 exceeds a certain level, and controls the current flowing through the photodiode 135B so that the output current IO becomes a constant current.
[0016]
The operation of the switching power supply device configured as described above will be described below with reference to the drawings.
FIG. 7 is a time chart for explaining the operation waveform of each part in FIG. As shown in FIG. 7, when the power is turned on, a DC voltage VIN generated by rectifying and smoothing a commercial AC power supply, for example, is input to the input terminal of the apparatus. The DC voltage VIN is applied to the DRAIN terminal of the semiconductor device 130 via the primary winding 140A of the transformer 140.
[0017]
Then, a starting current generated by the starting constant current source 103 flows, charges the capacitor 132 via the switch 102A in the regulator 102, and the voltage of VCC increases. Since the switch 102C in the regulator 102 operates so that VDD becomes a constant voltage, a part of the starting current charges the capacitor 133 connected to VDD via the switch 102C, and the voltage of VDD also rises. To do.
[0018]
The switch 102B in the regulator 102 is in the off state of the switching operation (the state where the IDS flows) when the VCC voltage is equal to or lower than a certain value (VCC_UV), such as immediately after starting or at the time of overload, in the state after starting. Even if the VCC voltage is insufficient, VDD is not lowered.
[0019]
When VCC and VDD rise and VDD reaches the start-up voltage (VDD_UV) set by the start / stop circuit 107, oscillation starts and the switching operation of the switching element 101 (IDS switching) starts. At this time, since the switch 102A in the regulator 102 is turned off at the same time, the start-up current supply to the VCC is stopped. When the switching operation is started, energy is supplied to each winding of the transformer 140, a current flows through the secondary winding 140B and the auxiliary winding 140C, and VCC starts.
[0020]
The current flowing through the secondary winding 140 </ b> B is rectified and smoothed by the diode 150 and the capacitor 151 to become DC power and supplies power to the load 155. When the switching operation is repeated, the output voltage VO gradually increases, and when it reaches the voltage set by the output voltage detection resistors 152 and 153, the current flowing through the photodiode 135B is caused by the signal from the constant voltage control circuit 157. To increase. Then, the current flowing through the phototransistor 135A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 108 decreases, so that the start-up is completed and the drain current IDS flowing through the switching element 101 decreases. By applying such negative feedback, the output voltage VO is stabilized.
[0021]
The current flowing through the auxiliary winding 140C is rectified and smoothed by the diode 131 and the capacitor 132, is used as an auxiliary power source for the semiconductor device 130, and supplies current to the VCC terminal. Once VDD reaches the start-up voltage, the switch 102A in the regulator 102 is turned off, so that the current of the semiconductor device after start-up is supplied from the auxiliary winding 140C.
[0022]
Since the polarity of the auxiliary winding 140C is the same as that of the secondary winding 140B, VCC is a voltage proportional to the output voltage VO. However, when the voltage of VCC is equal to or lower than a certain value (VCC_UV), the switch 102B in the regulator 102 becomes conductive. At this time, the startup current is supplied to VDD through the switch 102B, so that VDD Is stabilized.
[0023]
After the output voltage VO is stabilized, the output current IO flowing through the load 155 is increased, and when the current flowing through the output current detection resistor 154 reaches a certain value, the constant current control circuit 158 operates and flows through the photodiode 135B. Increase current. Then, the current flowing through the phototransistor 135A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 108 decreases, so that the drain current IDS flowing through the switching element 101 decreases.
[0024]
By applying such negative feedback, the output current IO is controlled to be constant. Therefore, when the load current exceeds a certain level, the output current IO is constant, and the constant current drooping characteristic that the output voltage VO decreases is obtained.
[0025]
When the load is further increased, the output voltage VO further decreases. At this time, the auxiliary power supply voltage VCC also decreases. When VCC decreases, the current flowing into the CL terminal via the resistor 134 decreases accordingly. Then, the clamp voltage of the clamp circuit 112 is decreased by the clamp voltage variable circuit 113.
[0026]
Therefore, as VCC stops and VO and VCC decrease, the overcurrent protection value ILIMIT of the switching element 101 decreases. When the voltage drops to a certain output voltage, the ILIMIT operation starts, and the switching element 101 becomes excessive. The current protection state is entered, and the output current IO becomes smaller than the constant droop current value. Further, since the oscillation frequency lowering signal is output from the clamp voltage variable circuit 113 to the oscillation circuit 109, the oscillation frequency is lowered and the output current is rapidly reduced. Therefore, the output current voltage characteristics in FIG. 5 are as shown in FIG. Thus, when the output voltage VO drops below a certain voltage, the so-called U-shaped characteristic is such that the output current IO is reduced.
[0027]
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a semiconductor device for controlling a switching power supply that constitutes a conventional switching power supply device, and shows in detail the internal circuit of the semiconductor device 130 in FIG. Corresponds to that of FIG. 5, and the description of the same components is omitted.
[0028]
In FIG. 6, the start / stop circuit 107 includes a VCC comparator 107A, inverters 107B and 107D, an AND circuit 107C, and a VDD comparator 107E. VCC comparator 107A compares the voltage of VCC with a reference voltage and outputs a signal to inverter 107B. The VDD comparator 107E compares the VDD voltage with the reference voltage and outputs a signal to the NAND circuit 105, the AND circuit 107C, and the inverter 107D. Inverter 107B outputs a signal to AND circuit 107C. The switch 102B is controlled by the output of the AND circuit 107C, and the switch 102A is controlled by the output of the inverter 107D.
[0029]
The operation of the start / stop circuit 107 configured as described above will be described below. Before startup, the output of the VCC comparator 107A is low and the output of the VDD comparator 107E is low, so the switch 102A in the regulator 102 is on and the switch 102B is off. Therefore, the starting current of the starting constant current source 103 flows to VCC through the switch 102A. In addition, since the switch 102C operates so that VDD becomes a constant value, at the time of activation, the switch 102C also flows through the switch 102C to VDD.
[0030]
When the VDD voltage reaches the VDD start-up voltage set by the VDD comparator 107E, the output of the VDD comparator 107E becomes high level, the switching operation of the switching element 101 is enabled, and the switch 102A is turned off. It becomes. After the startup, when the VCC voltage is higher than the VCC startup voltage set by the VCC comparator 107A, the output of the VCC comparator 107A is at a high level, so the output of the AND circuit 107C is at a low level. Thus, the switch 102B is turned off.
[0031]
When the VCC voltage after startup is lower than the VCC startup voltage set by the VCC comparator 107A, the output of the VCC comparator 107A is at a low level, so the output of the AND circuit 107C is It becomes high level and the switch 102B is turned on. Therefore, since the VDD current after startup is supplied from either DRAIN or VCC, the operation of the semiconductor device continues even if VCC decreases immediately after startup or during overload.
[0032]
[Patent Document 1]
JP-A-6-149396
[0033]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional switching power supply device as described above has the following problems and will be described with reference to the drawings.
[0034]
In general, a switching power supply must have a protection function when the load is short-circuited, and even if the load short-circuit condition continues, the load short-circuit current is reduced so that the components of the switching power supply do not generate heat or break down. It is desirable to make it as small as possible. For this reason, a protection circuit is provided for suppressing the output current when the load is short-circuited.
[0035]
In the conventional switching power supply device as shown in FIG. 5, it is possible to reduce the output current when the load is short-circuited by detecting the load short-circuit state with the VCC voltage and suppressing the overcurrent protection value of the switching element and the oscillation frequency. However, if the VCC voltage drops to a certain value during overload, the current supply to the control circuit is switched to DRAIN, so the VCC load becomes lighter with this voltage as a boundary, so the drop in VCC slows down and the overcurrent The decrease in the protection value is also delayed.
[0036]
Therefore, as shown in FIG. 8B, at the moment of load short-circuiting, the drain current increases to the maximum value of the overcurrent protection value, and VCC rises momentarily and then gradually decreases. Since the decrease is delayed, the decrease in the overcurrent protection value is also delayed. In some cases, the decrease in VCC and the decrease in the overcurrent protection value are balanced, and the VCC and the overcurrent protection value may be stabilized.
[0037]
In this case, as shown in FIG. 10, the original U-shaped protection characteristic cannot be obtained and the load short-circuit current becomes large.
Also, the VCC voltage at the start of startup is equal to the voltage at which the current supply to the semiconductor device is switched from the DRAIN side. Since the overcurrent protection value is small, sufficient power cannot be supplied to the secondary side, and the system cannot be started.
[0038]
The present invention solves the above-mentioned conventional problems, and can start up smoothly regardless of the voltage setting to enter the U-shaped protection, and also against the load fluctuation at the time of load fluctuation such as overload. Therefore, it is possible to obtain a good U-shaped protection characteristic that can be applied quickly and quickly, and to prevent deterioration of circuit components due to overcurrent. A switching power supply device capable of reliably protecting against destruction due to overcurrent.
[0039]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a switching power supply device according to claim 1 of the present invention is supplied to a transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding, and to the primary winding. A switching element for switching on and off the first DC voltage by a switching control signal to the switching control terminal, and a secondary AC voltage generated in the secondary winding by the switching of the first DC voltage And an output voltage generation circuit that generates a second DC voltage as an output voltage by smoothing, an output voltage control circuit that stabilizes and controls the second DC voltage, and the switching element to its switching control terminal A control circuit that supplies the switching control signal to control switching of the first DC voltage; and a voltage signal that is stabilized and controlled by the output voltage control circuit. Is transmitted to the control circuit as a signal for controlling the switching of the first DC voltage by the control circuit, and the auxiliary is generated in the auxiliary winding by the switching of the first DC voltage. And an auxiliary power supply voltage generating circuit for generating an auxiliary power supply voltage of the control circuit by rectifying and smoothing the side AC voltage, and used in the control circuit from the first DC voltage and the auxiliary power supply voltage. A regulator for generating various power supply voltages, an oscillator for generating the switching control signal, a current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element and outputting it as an element current detection signal, and the control signal transmission circuit A feedback signal control circuit that outputs a control signal of A comparator that compares the feedback signal and outputs the comparison result signal, a switching signal control circuit that controls the current amount and output of the switching control signal based on the comparison result signal from the comparator, and A clamp circuit that clamps the maximum value of the element current detection signal at the time of comparison by the comparator, and a clamp voltage by the clamp circuit is varied according to the voltage value of the auxiliary power supply voltage, and the clamp voltage is less than a certain value If it is low, a clamp voltage variable circuit that supplies an oscillation frequency lowering signal for lowering the oscillation frequency of the oscillator to the oscillator, and a dummy load circuit connected to the auxiliary power supply voltage, The regulator includes a first switch for flowing a starting current to an auxiliary power supply voltage input terminal, a second switch for flowing a starting current to an internal circuit power supply terminal, and the internal circuit power supply from the auxiliary power supply voltage input terminal. A third switch for supplying a current to the terminal, operates to supply power from the auxiliary power supply voltage to the control circuit, and when the auxiliary power supply voltage is lower than a predetermined value, the first switch Configured to supply power to the control circuit from the DC voltage of The dummy load circuit is configured to conduct when the auxiliary power supply voltage becomes a certain voltage or less.
[0040]
As described above, when the auxiliary power supply voltage becomes a certain voltage or less during overload, the dummy load circuit becomes conductive, so that the auxiliary power supply voltage is rapidly lowered, and the response to overload can be improved.
[0043]
Further, the claims of the present invention 2 The switching power supply device according to claim 1 In the switching power supply device described above, the clamp voltage variable circuit is configured to vary the clamp voltage so that the clamp voltage becomes smaller as the voltage value of the auxiliary power supply voltage becomes lower. .
[0044]
As described above, since the overcurrent protection value of the switching element decreases as the auxiliary power supply voltage decreases, the overcurrent protection value when the load is short-circuited decreases, and the output current when the load is short-circuited can be reduced.
[0045]
Further, the claims of the present invention 3 The switching power supply device according to claim 1 In the switching power supply device described above, the clamp voltage variable circuit fixes the clamp voltage to a maximum value until the oscillation frequency reduction signal is output, and outputs the oscillation frequency reduction signal at the same time as the auxiliary power supply. The clamp voltage is made variable so that the lower the voltage value, the smaller the clamp voltage becomes.
[0046]
As described above, when the output voltage drops, the overcurrent protection value of the switching element decreases after the oscillation frequency decreases, so the point at which the output current begins to decrease does not affect the variation in the overcurrent protection value. Can be facilitated.
[0047]
Further, the claims of the present invention 4 The switching power supply device according to claim 1 is a claim. 3 4. The switching power supply device according to claim 1, wherein the clamp voltage variable circuit is configured to vary the clamp voltage so that a minimum value thereof is about 10% of a maximum value. .
[0048]
Further, the claims of the present invention 5 The switching power supply device according to claim 1 is a claim. 4 The switching power supply device according to any one of the above, wherein the oscillator is configured to have an oscillation frequency of about 1/5 of a normal time when the oscillation frequency lowering signal is input. And
[0049]
As described above, the output current when the load is short-circuited can be sufficiently reduced.
Further, the claims of the present invention 6 The switching power supply device according to claim 1 is a claim. 5 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the switching element and the control circuit are formed on the same semiconductor substrate, the two connection terminals between the first DC voltage and the switching element, and the control A connection terminal between the circuit and the auxiliary power supply voltage, a power supply voltage output terminal from the control circuit, an input terminal of the feedback signal to the control circuit, and an input terminal of the auxiliary power supply voltage to the clamp voltage variable circuit It is characterized by comprising as a semiconductor device having.
[0050]
As described above, the number of parts for configuring the circuit can be reduced, and the size and weight can be easily reduced.
[0051]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a switching power supply device according to an embodiment of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
[0052]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the switching power supply device according to the present embodiment. In FIG. 1, reference numeral 30 denotes a semiconductor device for controlling a switching power supply device, which is composed of a switching element 1 and its control circuit.
[0053]
The semiconductor device 30 has, as external input terminals, an input terminal (DRAIN) of the switching element 1, an auxiliary power supply voltage input terminal (VCC), an internal circuit power supply terminal (VDD), a feedback signal input terminal (FB), and an overcurrent protection value variable. 6 terminals of a terminal (CL) and a GND terminal (GND) of the control circuit which is also an output terminal of the switching element 1 are provided.
[0054]
Reference numeral 2 denotes a regulator for supplying power for the internal circuit of the semiconductor device 30. The switch 2A is used for supplying the startup current to VCC, the switch 2B is used for supplying the startup current to VDD, and the current is supplied from VCC to VDD. Switch 2 </ b> C for performing the operation.
[0055]
Reference numeral 3 denotes a starting constant current source for supplying a starting circuit current, and supplies the starting current to the VCC via the switch 2A at the time of starting. When VCC is equal to or lower than a certain voltage after startup, a circuit current is supplied to VDD via the switch 2B.
[0056]
Reference numeral 7 denotes a start / stop circuit for controlling the start and stop of the semiconductor device 30. When the VDD voltage is below a certain level, a signal for stopping the switching operation of the switching element 1 is detected by a NAND circuit. Output to 5. Further, even after VDD reaches a constant voltage, a signal for turning on the switch 2A is output to the regulator 2 until VCC reaches the constant voltage, and a starting current flows from DRAIN to VCC.
[0057]
A dummy load circuit 15 is connected between VCC and GND, and gives a dummy load to the VCC in a pseudo manner while the switch 2B is turned on by a signal from the start / stop circuit 7.
[0058]
Reference numeral 6 denotes a drain current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element 1, which converts the detected current into a voltage signal and outputs a signal to the plus terminal (+ terminal) of the comparator 8 as an element current detection signal. To do. A feedback signal control circuit 11 converts a current signal input to the FB terminal into a voltage signal and outputs a signal to the minus terminal (−terminal) of the comparator 8.
[0059]
The comparator 8 outputs a signal to the reset terminal (R) of the RS flip-flop circuit 10 when the output signal from the feedback signal control circuit 11 becomes equal to the output signal from the drain current detection circuit 6.
[0060]
Reference numeral 12 denotes a clamp circuit for determining the maximum value of the output signal of the feedback signal control circuit 11, which determines the maximum value of the current flowing through the switching element 1 and functions as overcurrent protection for the switching element 1.
[0061]
Reference numeral 13 denotes a clamp voltage variable circuit for changing the clamp voltage value of the clamp circuit 12. When the current flowing through the P-type MOSFET 14 from the CL terminal increases, the clamp voltage increases by the clamp voltage variable circuit 13. That is, when the current flowing into the CL terminal increases, the overcurrent protection level of the switching element 1 increases. Further, when the current flowing from the CL terminal through the P-type MOSFET 14 becomes a certain value or less, an oscillation frequency lowering signal is output to the oscillation circuit 9.
[0062]
The P-type MOSFET 14 is an element for passing a current from the CL terminal to the clamp voltage variable circuit 13 and fixing the voltage at the CL terminal to a constant value, and its drain is connected to the clamp voltage variable circuit 13 and its gate is a reference voltage. The source is connected to the CL terminal.
[0063]
An oscillation circuit 9 outputs a maximum duty cycle signal 9A that determines the maximum duty cycle of the switching element 1 and a clock signal 9B that determines the oscillation frequency of the switching element 1. Further, when the oscillation frequency lowering signal is input from the clamp voltage variable circuit 13, the oscillation frequency is decreased. The maximum duty cycle signal 9A is input to the NAND circuit 5, and the clock signal 9B is input to the set terminal (S) of the RS flip-flop circuit 10.
[0064]
The NAND circuit 5 receives the output signal from the start / stop circuit 7, the maximum duty cycle signal 9 A, and the output signal from the terminal Q of the RS flip-flop circuit 10. The output signal of the NAND circuit 5 is input to the gate driver 4 and controls the switching operation of the switching element 1.
[0065]
A transformer 40 has a primary winding 40A, a secondary winding 40B, and an auxiliary winding 40C. A rectifying / smoothing circuit including a diode 31 and a capacitor 32 is connected to the auxiliary winding 40C, and is used as an auxiliary power supply unit of the semiconductor device 30 and input to VCC. Reference numeral 33 denotes a VDD stabilization capacitor.
[0066]
Reference numeral 35 denotes a control signal transmission circuit for transmitting a control signal from the secondary side for taking out the output voltage of the power source to the primary side, and includes a phototransistor 35A and a photodiode 35B. The collector of the phototransistor 35A is connected to VDD, and the emitter of the phototransistor 35A is connected to FB. A resistor 34 is connected between VCC and CL, and a current corresponding to the voltage of VCC flows into the CL terminal.
[0067]
A rectifying / smoothing circuit including a diode 50 and a capacitor 51 is connected to the secondary winding 40 </ b> B and connected to a load 55. The secondary side control circuit 56 includes a constant voltage control circuit 57 and a constant current control circuit 58. The constant voltage control circuit 57 inputs a voltage divided by the detection resistors 52 and 53 of the secondary side output voltage VO. Then, the current flowing through the photodiode 35B is controlled so that the secondary output voltage VO is constant. The constant current control circuit 58 operates when the current flowing through the output current detection resistor 54 exceeds a certain level, and controls the current flowing through the photodiode 35B so that the output current IO becomes a constant current.
[0068]
The operation of the switching power supply device configured as described above will be described below with reference to the drawings.
FIG. 4 is a time chart for explaining the operation waveforms of the respective parts in FIG. As shown in FIG. 4, when the power is turned on, a DC voltage VIN, for example, produced by rectifying and smoothing a commercial AC power supply is input to the input terminal of the apparatus. The DC voltage VIN is applied to the DRAIN terminal of the semiconductor device 30 through the primary winding 40A of the transformer 40.
[0069]
Then, a startup current generated by the startup constant current source 3 flows, charges the capacitor 32 via the switch 2A in the regulator 2, and the voltage of VCC rises. Since the switch 2C in the regulator 2 operates so that VDD becomes a constant voltage, a part of the starting current charges the capacitor 33 connected to VDD via the switch 2C, and the voltage of VDD also rises. To do.
[0070]
The switch 2B in the regulator 2 is in the off period of the switching operation (the IDS is flowing) when the VCC voltage is below a certain value (VCC_UV), such as immediately after startup or during overload, in the state after startup. Even if the VCC voltage is insufficient, VDD is not lowered.
[0071]
When VCC and VDD rise and VDD reaches the start-up voltage (VDD_UV) set by the start / stop circuit 7, oscillation starts and the switching operation of the switching element 1 (IDS switching) starts. The internal switch 2A is turned on until VCC reaches the set voltage. Therefore, VCC at the start of startup rises to the set voltage, turns off after reaching the set voltage, and supply of the startup current to VCC stops. When the switching operation is started, energy is supplied to each winding of the transformer 40, and a current flows through the secondary winding 40B and the auxiliary winding 40C.
[0072]
The current flowing through the secondary winding 40 </ b> B is rectified and smoothed by the diode 50 and the capacitor 51 to become DC power and supplies power to the load 55. By repeating the switching operation, the output voltage VO gradually increases, and when it reaches the voltage set by the output voltage detection resistors 52 and 53, a current flowing through the photodiode 35B is caused by a signal from the constant voltage control circuit 57. To increase. Then, the current flowing through the phototransistor 35A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 8 decreases, so that the startup is completed and the drain current IDS flowing through the switching element 1 decreases. By applying such negative feedback, the output voltage VO is stabilized.
[0073]
The current flowing through the auxiliary winding 40C is rectified and smoothed by the diode 31 and the capacitor 32, and is used as an auxiliary power source for the semiconductor device 30 to supply current to the VCC terminal. Once VDD reaches the starting voltage, the oscillation operation of the switching element 1 is started. After that, when VCC further increases and reaches the set voltage, the switch 2A in the regulator 2 is turned off. The current of 30 is supplied from the auxiliary winding 40C.
[0074]
Since the polarity of the auxiliary winding 40C is the same as that of the secondary winding 40B, VCC is a voltage proportional to the output voltage VO. However, when the voltage of VCC is equal to or lower than a certain value (VCC_UV), the switch 2B in the regulator 2 becomes conductive. At this time, the startup current is supplied to VDD via the switch 2B, so that VDD is Stabilized.
[0075]
After the output voltage VO is stabilized, the output current IO flowing through the load 55 is increased, and when the current flowing through the output current detection resistor 54 reaches a certain value, the constant current control circuit 58 operates and flows through the photodiode 35B. Increase current. Then, the current flowing through the phototransistor 35A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 8 decreases, so that the drain current IDS flowing through the switching element 1 decreases.
[0076]
By applying such negative feedback, the output current IO is controlled to be constant. Therefore, when the load current exceeds a certain level, the output current IO is constant, and the constant current drooping characteristic that the output voltage VO decreases is obtained.
[0077]
When the load is further increased, the output voltage VO further decreases. At this time, the auxiliary winding voltage VCC also decreases. When VCC decreases, the current flowing into the CL terminal via the resistor 34 decreases accordingly. Then, the clamp voltage of the clamp circuit 12 is decreased by the clamp voltage variable circuit 13.
[0078]
Therefore, as VCC stops and VO and VCC decrease, the overcurrent protection value ILIMIT of the switching element 1 decreases. When the voltage drops to a certain output voltage, the ILIMIT operation starts and the switching element 1 The current protection state is entered, and the output current IO becomes smaller than the constant droop current value. Further, since the oscillation frequency lowering signal is output from the clamp voltage variable circuit 13 to the oscillation circuit 9, the oscillation frequency is lowered and the output current is rapidly reduced. Therefore, the output current-voltage characteristic in FIG. 1 is as shown in FIG. Thus, when the output voltage VO drops below a certain voltage, the so-called U-shaped characteristic is such that the output current IO is reduced.
[0079]
Here, when VCC drops when overload occurs and VCC drops to the voltage set by the start / stop circuit 7, the switch 2B in the regulator 2 becomes conductive and current is supplied from DRAIN to VDD. Therefore, the load on VCC is reduced. At this time, the dummy load circuit 15 is turned on / off in synchronization with the on / off timing of the switch 2B, so that VCC is equal to or lower than the set voltage (VCC_UV) as shown in FIG. Even if the voltage drops to the level, the rate of decrease in the VCC does not change, and continues to decrease while remaining constant.
[0080]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a semiconductor device for controlling a switching power source that constitutes the switching power source device of the present embodiment. FIG. 2 shows details of the internal circuit of the semiconductor device 30 in FIG. 1, and the reference numerals in the drawing correspond to those in FIG. 1, and thus the description of the same components is omitted. In FIG. 2, the start / stop circuit 7 includes a VCC comparator 7A, inverters 7B and 7D, an AND circuit 7C, a VDD comparator 7E, an RS flip-flop circuit 7F, an OR circuit 7G, and a NAND circuit 7H.
The VCC comparator 7A compares the VCC voltage with the reference voltage (VCC_UV) and outputs a signal to the inverter 7B and the set terminal (S) of the RS flip-flop circuit 7F. The VDD comparator 7E compares the VDD voltage with the reference voltage (VDD_UV) and outputs a signal to the NAND circuit 5, the AND circuit 7C, the inverter 7D, and the NAND circuit 7H. Inverter 7B outputs a signal to AND circuit 7C. The inverter 7D outputs a signal to the reset terminal (R) of the RS flip-flop circuit 7F. The OR circuit 7G receives the output signal from the Q terminal of the RS flip-flop circuit 7F and the output signal of the gate driver 4, and outputs a signal to the NAND circuit 7H. The switch 2B is controlled by the output of the AND circuit 7C, and the switch 2A is controlled by the output of the NAND circuit 7H. The output of the NAND circuit 7C controls the dummy load circuit 15.
[0081]
The operation of the start / stop circuit 7 configured as described above will be described below.
Before startup, the output of the VCC comparator 7A is low and the output of the VDD comparator 7E is low, so that the switch 2A in the regulator 2 is on and the switch 2B is off. Therefore, the starting current of the starting constant current source 3 flows to VCC through the switch 2A. Further, since the switch 2C operates so that VDD becomes a constant value, at the time of activation, the switch 2C also flows through the switch 2C to VDD. When the VDD voltage reaches the VDD start-up voltage set by the VDD comparator 7E, the output of the VDD comparator 7E becomes high level, and the switching operation of the switching element 1 becomes possible.
[0082]
Since the voltage of VCC at this time is lower than the VCC starting voltage set by the VCC comparator 7A, the output of the flip-flop circuit 7F is at a low level. Therefore, when the output of the gate driver 4 is at a low level, that is, during the OFF period of the switching element 1, the output of the OR circuit 7G is at a low level, so that the regulator 2A is turned on. The voltage continues to rise. When the VCC starting voltage set by the VCC comparator 7A is reached, the set signal is input to the flip-flop circuit 7F, so that the output of the OR circuit 7G becomes high level and the switch 2A is turned off.
[0083]
After the startup, when the VCC voltage becomes lower than the VCC startup voltage set by the VCC comparator 7A, the output of the VCC comparator 7A becomes low level, so that the output of the AND circuit 7C becomes high level, and the switch Since 2B is turned on, VDD is held constant by the current from DRAIN.
[0084]
Therefore, although the VDD current after startup is supplied from VCC, when VCC decreases during an overload, the VDD current supply is switched from the DRAIN side, and the operation of the semiconductor device continues.
[0085]
FIG. 3A is a circuit diagram showing a configuration example of the dummy load circuit 15 in the switching power supply device of the present embodiment. In FIG. 3A, the dummy load circuit 15 includes a switching element 15A, a mirror circuit including transistors 15B and 15C, and a constant current source 15D. The drain of the switching element 15A is connected to VCC and the gate thereof. Is an input terminal of the dummy load circuit, and its source is connected to the transistor 15B of the mirror circuit.
[0086]
The operation of the dummy load circuit 15 configured as described above will be described below.
When the switch 2B in the regulator 2 is turned on, a signal for turning on the switching element 15A is input. Therefore, a constant current set by the mirror circuit including the transistors 15B and 15C and the constant current source 15D flows between VCC and GND. It becomes like this. Accordingly, when VCC becomes below a certain level during overload, a dummy current flows through VCC while the current is supplied from DRAIN to VDD, so that the rate of decrease in VCC does not slow down. Here, if the dummy current value is made equal to the entire circuit consumption current of the semiconductor device 30, the rate of decrease in VCC at the time of overload becomes constant.
[0087]
FIG. 3B is a circuit diagram showing another configuration example of the dummy load circuit 15 in the switching power supply device of the present embodiment. The difference from FIG. 3 (a) is that the dummy load current value of VCC is set by the resistors 15E and 15F. After the drop in VCC, the current value determined by the resistors 15E and 15F becomes a dummy current, which is excessive. It is possible to increase the speed of decreasing VCC at the time of load.
[0088]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the output current when the load is short-circuited, and to realize an excellent load short-circuit protection function that can quickly cope with the response when the load suddenly changes.
[0089]
Also, the VCC voltage at the start of startup rises to a voltage higher than the voltage at which the current supply to the semiconductor device is switched from the DRAIN terminal side, so the voltage entering the U-shaped protection is set to a voltage higher than this switching voltage. However, it does not become impossible to start up, and there is also an effect that the setting range of the U-shaped protection can be widened according to the specifications of the switching power supply.
[0090]
Even if the secondary constant current control circuit required for the switching power supply for the charger is configured, the overcurrent protection function operates when the load is short-circuited, and the load short-circuit current can be reduced. The addition is unnecessary, and the switching element and the control circuit can be easily integrated by providing them in the same semiconductor. When the main circuit components are provided in such a single semiconductor, The number of parts for configuring the circuit can be reduced, and there is an effect that the power supply device can be easily reduced in size, weight, and cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a control circuit in the switching power supply device according to the embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a dummy load circuit in the switching power supply device according to the embodiment;
FIG. 4 is a time chart showing the operation of the switching power supply device according to the embodiment;
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a conventional switching power supply device.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of a control circuit in the conventional switching power supply device;
FIG. 7 is a time chart showing the operation of the conventional switching power supply device;
FIG. 8 is a time chart for explaining the operation when the load is short-circuited in the switching power supply according to the embodiment of the present invention, compared with the conventional one.
FIG. 9 is an explanatory diagram of output voltage current characteristics in the switching power supply device according to the embodiment;
FIG. 10 is an explanatory diagram of output voltage-current characteristics in a conventional switching power supply device.
[Explanation of symbols]
1 Switching element
2 Regulator
2A, 2B, 2C switch
3 Constant current source for starting
4 Gate driver
5 NAND circuit
6 Drain current detection circuit
7 Start / stop circuit
7A VCC comparator
7B, 7D inverter
7C AND circuit
7E VDD comparator
7F RS flip-flop circuit
7G OR circuit
7H NAND circuit
8 comparator
9 Oscillator circuit
9A Maximum duty cycle signal
9B clock signal
10 RS flip-flop circuit
11 Feedback signal control circuit
12 Clamp circuit
13 Clamp voltage variable circuit
14 P-type MOSFET
15 Dummy load circuit
15A switching element
15B, 15C N-type MOSFET
15D constant current source
15E, 15F resistance
30 Semiconductor device for switching power supply
31 diode
32, 33 capacitors
34 Resistance
35 Control signal transmission circuit
35A phototransistor
35B photodiode
40 transformer
40A primary winding
40B secondary winding
40C Auxiliary winding
50 diodes
51 capacitors
52, 53 Output voltage detection resistor
54 Output current detection resistor
55 Load
56 Secondary control circuit
57 Constant voltage control circuit
58 Constant current control circuit

Claims (6)

1次巻線と2次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記1次巻線に供給される第1の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、前記第1の直流電圧のスイッチングにより前記2次巻線に発生する2次側交流電圧を整流および平滑化して第2の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、前記第2の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第1の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第1の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、前記第1の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、前記制御回路に、前記第1の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、前記補助電源電圧に接続されたダミー負荷回路とを設け、
前記レギュレータは、起動電流を補助電源電圧入力端子へ流すための第1のスイッチと、起動電流を内部回路電源端子へ流すための第2のスイッチと、前記補助電源電圧入力端子から前記内部回路電源端子へ電流を供給するための第3のスイッチを備えており、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第1の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成し、
前記ダミー負荷回路は、前記補助電源電圧が一定電圧以下になった時に導通するよう構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
A transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding, and switching for switching on and off the first DC voltage supplied to the primary winding by a switching control signal to a switching control terminal An output voltage generation circuit that rectifies and smoothes a secondary AC voltage generated in the secondary winding by switching the first DC voltage and generates a second DC voltage as an output voltage; An output voltage control circuit for stabilizing and controlling the DC voltage of 2; a control circuit for controlling the switching of the first DC voltage by supplying the switching control signal to the switching control terminal of the switching element; A signal for controlling the switching of the first DC voltage by the control circuit, using the voltage signal that is stabilized and controlled by the output voltage control circuit. Then, the control signal transmission circuit for transmitting to the control circuit and the auxiliary AC voltage generated in the auxiliary winding by switching the first DC voltage are rectified and smoothed to generate the auxiliary power supply voltage for the control circuit. An auxiliary power supply voltage generation circuit for generating a regulator for generating various power supply voltages used in the control circuit from the first DC voltage and the auxiliary power supply voltage, and for generating the switching control signal. An oscillator; a current detection circuit that detects a current flowing through the switching element and outputs it as an element current detection signal; a feedback signal control circuit that outputs a control signal from the control signal transmission circuit as a feedback signal; and the element current detection A comparator that compares a signal with the feedback signal and outputs a comparison result signal; A switching signal control circuit for controlling the current amount and output of the switching control signal based on a comparison result signal from the comparator, and a clamp circuit for clamping the maximum value of the element current detection signal at the time of comparison by the comparator; The clamp voltage by the clamp circuit is varied according to the voltage value of the auxiliary power supply voltage, and when the clamp voltage is lower than a certain value, an oscillation frequency lowering signal for lowering the oscillation frequency of the oscillator is provided. A clamp voltage variable circuit to be supplied to the oscillator, and a dummy load circuit connected to the auxiliary power supply voltage;
The regulator includes a first switch for flowing a starting current to an auxiliary power supply voltage input terminal, a second switch for flowing a starting current to an internal circuit power supply terminal, and the internal circuit power supply from the auxiliary power supply voltage input terminal. A third switch for supplying a current to the terminal, operates to supply power from the auxiliary power supply voltage to the control circuit, and when the auxiliary power supply voltage is lower than a predetermined value, the first switch Configured to supply power to the control circuit from the DC voltage of
The switching power supply device according to claim 1, wherein the dummy load circuit is configured to conduct when the auxiliary power supply voltage becomes a predetermined voltage or less.
前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the clamp voltage variable circuit is configured to vary the clamp voltage so that the clamp voltage becomes smaller as a voltage value of the auxiliary power supply voltage becomes lower. . 前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記発振周波数低下信号を出力するまでは最大値に固定し、前記発振周波数低下信号を出力すると同時に、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。The clamp voltage variable circuit fixes the clamp voltage to a maximum value until the oscillation frequency lowering signal is output, and simultaneously outputs the oscillation frequency lowering signal, and at the same time, the clamp power voltage decreases as the auxiliary power supply voltage decreases. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching power supply device is configured to be variable so that the voltage is reduced. 前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の10%程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載のスイッチング電源装置。The clamp voltage variable circuit, the clamp voltage, according to the so that the minimum value is about 10% of the maximum value, any one of claims 1 to 3, characterized by being configured so as to variably Switching power supply. 前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略1/5程度とするよう構成したことを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 5. The oscillator according to claim 1 , wherein the oscillation frequency is configured to be approximately 1/5 of a normal frequency when the oscillation frequency reduction signal is input. The switching power supply device described. 前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第1の直流電圧と前記スイッチング素子間の2つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする請求項1〜請求項5のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 The switching element and the control circuit are formed on the same semiconductor substrate, two connection terminals between the first DC voltage and the switching element, a connection terminal between the control circuit and the auxiliary power supply voltage, A semiconductor device comprising: a power supply voltage output terminal from a control circuit; an input terminal for the feedback signal to the control circuit; and an input terminal for the auxiliary power supply voltage to the clamp voltage variable circuit. The switching power supply device according to any one of claims 1 to 5.
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