JP3748616B2 - Light wave distance meter - Google Patents

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定物体に信号光を照射し、被測定物体で散乱反射された信号光を検出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差に基づいて被測定物体に対する距離を計測する光波距離計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の光波距離計においては、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出するために、ヘテロダイン（Heterodyne）技術が主に適用されている。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と微妙に異なる周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００３】
ここで、検出信号と参照信号との間の周波数差は、比較的小さく設定されている。これにより、検出信号と参照信号との間の位相差を保持した状態で、検出信号と参照信号との間の周波数差が干渉信号の周波数として低域変換されるので、干渉信号の位相を検出することができる。そのため、干渉信号の位相の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００４】
しかしながら、このようなヘテロダイン技術においては、検出信号及び参照信号の各周波数の安定性が、低域変換の割合に対応して拡大され、位相の測定精度に大きく影響してしまう。そのため、信号光を発生する光源に対して駆動信号を発生させる発振子や、参照信号を発生させる発振子などに、高精度の動作安定性で各信号周波数を一定に保持させる必要がある。また、干渉信号の位相を検出するために、高速に動作する比較器や計数回路なとが必要となるので、回路構成が複雑となってしまう。
【０００５】
このような発振子や信号処理回路などに対する要請を考慮する必要がないものとして、ホモダイン（Homodyne）技術がある。この技術においては、信号光を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを重ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させる。
【０００６】
ここで、干渉信号は高周波成分と直流成分とを含むので、高周波成分の振幅を取り扱うことができない。そのため、検出信号と参照信号との間の位相差に依存する直流成分の波高を取り扱うことになる。これにより、干渉信号の波高の測定値と参照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解能で測定することができる。
【０００７】
なお、このようなホモダイン技術を用いた先行技術に関しては、電波距離計が実開平４−３３７３号公報などに詳細に記載されている。この電波距離計は、被測定物体に信号電波を発信し、被測定物体で散乱反射された信号電波を受信することにより、信号電波の発信時と受信時との間の位相差ではなく時間差に基づいて被測定物体に対する距離を計測している。
【０００８】
この電波距離計においては、ホモダイン技術に基づいて、信号電波を受信する受信器から出力された検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを、乗算器で重ね合わせて干渉信号を発生させる際に、検出信号のレベルに対応して参照信号の位相を制御することにより、一種の可変減衰機構として、干渉信号の波高増幅によって発生する波形歪みを低減させる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、干渉信号の中で位相情報及び強度情報を含む直流成分を取り扱うことにしても、直流成分の強度は信号光の強度も含むため、干渉信号の波高が変化した場合に、振幅変化によるものなのか、あるいは、位相変化によるものなのかを判別することが困難であり、信号処理回路における増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差が位相の測定精度に大きく影響してしまう。
【００１０】
これにより、干渉信号の波高のレベル範囲に対して一定の利得を与えるために、干渉信号の波高を増幅する増幅器に、比較的広いダイナミックレンジと高い利得安定度とを設定することが必要となる。また、実際の乗算器はフィードスルーを有するため、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し、干渉信号の波高のレベルに大きく影響することがある。したがって、被測定物体に対する距離の計測精度を大幅に向上させることが困難である。
【００１１】
そこで、本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたものであり、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号と参照信号との間の位相差を検出することにより、被測定物体に対する距離の計測精度を向上させる光波距離計を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明のうちで請求項１記載の光波距離計は、（ａ）基本信号に少なくとも３種類の位相変調を時分割に施した参照信号を発生するとともに、この参照信号の周波数と同一の周波数を有する駆動信号を発生する信号発生回路と、（ｂ）この信号発生回路から入力した駆動信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、（ｃ）被測定物体で散乱反射されて入射した信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、（ｄ）この光検出器から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回路と、（ｅ）このホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を参照信号の少なくとも３種類の位相切替に対応して相互に比較し、信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路とを備え、信号発生回路は、基本信号として第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した第１基本信号の位相をπ、π／２及び３π／２だけシフトした第２ないし第４基本信号をそれぞれ生成する第１ないし第３位相シフタと、第１基本信号の周期よりも大きい周期を有する切替信号を発生する切替信号発生器と、この切替信号発生器から入力した切替信号に基づいて、発振器及び第１ないし第３位相シフタから入力した第１ないし第４基本信号の一つを順次選択して参照信号を生成する切替器とを含むことを特徴とする。
【００１３】
このような光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相変調を周期的に施した参照信号をホモダイン処理回路に出力するとともに、この参照信号と同一の周波数を有する駆動信号を光源に出力する。これにより、光源は、信号発生回路から入力した駆動信号に対応した信号光を発生し、この信号光を被測定物体に照射する。光検出器は、被測定物体で散乱反射された信号光を受光し、この信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【００１４】
このとき、ホモダイン処理回路は、光検出回路から入力した検出信号と信号発生回路から入力した参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号は、検出信号と同一の周波数を有するとともに、検出信号の位相に対して時分割に変動した少なくとも３種類の位相を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【００１５】
したがって、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を参照信号の位相切替に対応して相互に比較することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出する。
【００１７】
請求項２記載の光波距離計は、請求項１記載の光波距離計において、発振器から入力した第１基本信号の位相を所定値だけシフトした駆動信号を生成することにより、被測定物体に対する測距範囲に対応して干渉信号の波高を基準値以上に設定させる第４位相シフタを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００１８】
請求項３記載の光波距離計は、請求項１記載の光波距離計において、信号発生回路から入力した切替信号に基づいて、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号を選択することにより、干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力した位相信号を直流変換する積分器とを、位相検出回路に含ませることを特徴とする。
【００１９】
請求項４記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項３のいずれか一つに記載の光波距離計において、参照信号の少なくとも３種類の位相切替時にデューティ比を５０%で一定に保持する回路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２０】
このような光波距離計においては、参照信号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は信号発生回路から出力される以前に除去されてしまう。これにより、ホモダイン処理回路で検出信号と重ね合わされる参照信号は、このような低周波成分による影響から排除されている。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間の位相差をよりいっそう高精度に検出する。
【００２１】
請求項５記載の光波距離計は、請求項４記載の光波距離計において、参照信号の少なくとも３種類の位相切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィルタを、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【００２２】
請求項６記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項５のいずれか一つに記載の光波距離計において、参照信号を第１参照信号として発生するとともに、第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発生する回路構成を、信号発生回路に含ませるとともに、光検出器から入力した検出信号に対して、信号発生回路から入力した第１及び第２参照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成を、ホモダイン処理回路に含ませることを特徴とする。
【００２３】
請求項７記載の光波距離計は、請求項１ないし請求項６のいずれか一つに記載の光波距離計において、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号に基づいて、光検出器及びホモダイン処理回路の各利得を調整することにより、干渉信号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る諸々の実施形態の構成および作用について、図１ないし図１３を参照して説明する。なお、図面の説明においては同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致していない。
【００２５】
第１実施形態
図１に示すように、本実施形態の光波距離計は、被測定物体１０に信号光Ｐ0を投射する光源３０と、この被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を検出する光検出器４０と、これら光源３０及び光検出器４０に入出力する各種の電気信号を処理する信号処理系とで構成されている。ここで、光源３０は、発光ダイオードであって、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生する。光検出器４０は、フォトダイオードであって、被測定物体１０から反射された信号光Ｐ1を光電変換し、検出信号Ｍ0として前置増幅器４１に出力する。
【００２６】
前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0を増幅して第１ホモダイン処理回路５０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。第１ホモダイン処理回路５０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。また、第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0にホモダイン処理を施し、干渉信号として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００２７】
位相検出回路７０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の位相情報を抽出して外部の演算回路に出力する。また、利得調整回路８０は、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０から入力した干渉信号の強度情報を抽出し、光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０との各利得を調整する。その他に、光源３０、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０、位相調整回路７０及び利得調整回路８０の各動作を制御する信号処理系として、信号発生回路２０が設置されている。
【００２８】
図２に示すように、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１と、第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトした第２基本信号Ｂ2を生成する第１位相πシフタ２２1と、第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号Ｂ3を生成する第１位相π／２シフタ２３1と、第１基本信号Ｂ1の位相を３π／２だけシフトした第４基本信号Ｂ4を生成する第１位相３π／２シフタ２４1と、切替信号Ｓ0を発生する第１切替信号発生器２６1と、切替信号Ｓ0に基づいて第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4を選択して第１参照信号Ｒ1を生成する第１切替器２７1と、第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去する第１狭帯域フィルタ２８1とを含んで構成されている。
【００２９】
これに加えて、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトした第３基本信号Ｂ3を生成する第２位相π／２シフタ２３2と、第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトした第４基本信号Ｂ4を生成する第２位相πシフタ２２2と、第３基本信号Ｂ3の位相をπ／２だけシフトした第２基本信号Ｂ2を生成する第３位相π／２シフタ２３3と、第３基本信号Ｂ3の位相を３π／２だけシフトした第１基本信号Ｂ1を生成する第２位相３π／２シフタ２４2と、切替信号Ｓ0を発生する第２切替信号発生器２６2と、切替信号Ｓ0に基づいて第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4を選択して第２参照信号Ｒ2を生成する第２切替器２７2と、第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去する第２狭帯域フィルタ２８2とを含んで構成されている。
【００３０】
さらに、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトした第５基本信号Ｂ5を生成する位相αシフタ２５と、第５基本信号Ｂ5の低周波成分を除去して駆動信号Ｄ0を生成する第３狭帯域フィルタ２８3とを含んで構成されている。
【００３１】
発振器２１は、第１基本信号Ｂ1として周波数ｆ0、初期位相φ0及び振幅Ａ1を有する方形波をパルス発振で発生し、第１切替器２７1と、第１位相πシフタ２２1、第１及び第２位相π／２シフタ２３1，２３2と、第１位相３π／２シフタ２４1と、位相αシフタ２５とにそれぞれ出力する。この第１基本信号Ｂ1は、正弦波として簡略化して表示すると、式（１）に示すようになる。ただし、ｔは時刻である。
【００３２】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （１）
第１位相πシフタ２２1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπだけシフトし、第２基本信号Ｂ2として第１切替器２７1に出力する。この第２基本信号Ｂ2は、正弦波として簡略化して表示すると式（２）に示すようになる。
【００３３】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （２）
第１位相π／２シフタ２３1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトし、第３基本信号Ｂ3として第１切替器２７1に出力する。この第３基本信号Ｂ3は、正弦波として簡略化して表示すると式（３）に示すようになる。
【００３４】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （３）
第１位相３π／２シフタ２４1は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相を３π／２だけシフトし、第４基本信号Ｂ4として第１切替器２７1に出力する。この第４基本信号Ｂ4は、正弦波として簡略化して表示すると式（４）に示すようになる。
【００３５】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （４）
第２位相π／２シフタ２３2は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相をπ／２だけシフトし、第３基本信号Ｂ3として第２切替器２７2、第２位相πシフタ２２2、第３位相π／２シフタ２３3及び第２位相３π／２シフタ２４2にそれぞれ出力する。第２位相πシフタ２２2は、第２位相π／２シフタ２３2から入力した第３基本信号Ｂ3の位相をπだけシフトし、第４基本信号Ｂ4として第２切替器２７2に出力する。
【００３６】
第３位相π／２シフタ２３3は、第２位相π／２シフタ２３2から入力した第３基本信号Ｂ3の位相をπ／２だけシフトし、第２基本信号Ｂ2として第２切替器２７2に出力する。第２位相３π／２シフタ２４2は、第２位相π／２シフタ２３2から入力した第３基本信号Ｂ3の位相を３π／２だけシフトし、第１基本信号Ｂ1として第２切替器２７2に出力する。
【００３７】
第１切替信号発生器２６1は、切替信号Ｓ0として周期Ｔ0でパルス発振した方形波を発生し、第１切替器２７1、位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２切替信号発生器２６2は、第１切替信号発生回路２６1と同期して切替信号Ｓ0を発生し、第２切替器２７2に出力する。図３に示すように、切替信号Ｓ0の周期Ｔ0は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相を変調するために、第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4の各周期１／ｆ0の数十倍から数百倍の範囲で十分に大きく設定されている。
【００３８】
第１切替器２７1は、第１切替信号発生器２６1から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、発振器２１、第１位相πシフタ２２1、第１位相π／２シフタ２３1及び第１位相３π／２シフタ２４1からそれぞれ入力した第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4の一つを順次サンプリングし、４種類の位相で時分割に変調された第１参照信号Ｒ1として第１狭帯域フィルタ２８1に出力する。第１狭帯域フィルタ２８1は、第１切替器２７1から入力した第１参照信号Ｒ1の低周波成分を除去し、第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力する。
【００３９】
ここで、図４に示すように、第１切替器２７1で第１参照信号Ｒ1を生成する際に、例えば、第４基本信号Ｂ4とこの第４基本信号Ｂ4よりπ／２だけ遅れた位相を有する第１基本信号Ｂ1とを切り替えた場合、デューティ比が５０％から変化することがある。すなわち、パルスの一周期１／ｆ0内でＯＮ状態及びＯＦＦ状態の時間比ｔon：ｔoffが、１：１にならないことがある。そのため、低周波成分が５０％からずれたデューティ比の変動量に対応して発生する。
【００４０】
しかしながら、このように発生した第１参照信号Ｒ1の低周波成分は、第１狭帯域フィルタ２８1で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。なお、この低周波成分は、第１参照信号Ｒ1の位相切替に同期していることから、より後段で除去することは非常に困難である。そのため、第１狭帯域フィルタ２８1から出力された第１参照信号Ｒ1は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持している。
【００４１】
図３に示すように、第１参照信号Ｒ1は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0，φ0＋π，φ0＋π／２，φ0＋３π／２に順次切り替えた方形波として変調されている。この第１参照信号Ｒ1は、簡略化して表示すると４式（５ａ）〜（５ｄ）に示すようになる。ただし、ｎは０以上の整数である。
【００４２】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （５ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （５ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （５ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （５ｄ）
第２切替器２７2は、第２切替信号発生器２６2から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第２位相π／２シフタ２３2、第２位相πシフタ２２2、第３位相π／２シフタ２３3及び第２位相３π／２シフタ２４2からそれぞれ入力した第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4の一つを順次サンプリングし、４種類の位相で時分割に変調された第２参照信号Ｒ2として第２狭帯域フィルタ２８2に出力する。第２狭帯域フィルタ２８2は、第２切替器２７2から入力した第２参照信号Ｒ2の低周波成分を除去し、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００４３】
ここで、第２切替器２７2で位相切替時に発生した第２参照信号Ｒ2の低周波成分は、第２狭帯域フィルタ２８2で位相切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体１０に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。そのため、第２狭帯域フィルタ２８2から出力された第２参照信号Ｒ2は、位相切替時に周波数のずれを発生させるが、デューティ比を一定に保持している。
【００４４】
図３に示すように、第２参照信号Ｒ2は、時間Ｔ0毎に初期位相をφ0＋π／２，φ0＋３π／２，φ0＋π，φ0に第１ないし第４基本信号Ｂ1〜Ｂ4を順次切り替えた方形波として変調されている。この第２参照信号Ｒ2は、簡略化して表示すると４式（６ａ）〜（６ｄ）に示すようになる。ただし、ｎは０以上の整数である。
【００４５】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π／２） （６ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋３π／２） （６ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋π） （６ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋φ0） （６ｄ）
位相αシフタ２５は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1の位相を基準位相αだけシフトし、第５基本信号Ｂ5として第３狭帯域フィルタ２８3に出力する。第３狭帯域フィルタ２８3は、位相αシフタ２５から入力した第５基本信号Ｂ5の低周波成分を除去し、駆動信号Ｄ0として光源３０に出力する。図３に示すように、この駆動信号Ｄ0は、正弦波として簡略化して表示すると式（７）に示すようになる。
【００４６】
Ａ1sin（２πｆ0ｔ＋α） （７）
第３狭帯域フィルタ２８3から出力された駆動信号Ｄ0は、第１及び第２狭帯域フィルタ２８1，２８2から出力された第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に対して、同一のフィルタ効果を受けている。そのため、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間では、フィルタの影響がキャンセルされている。なお、駆動信号Ｄ0の基準位相αは、被測定物体１０に対する測距範囲に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０に関して後述する第１ホモダイン信号Ｈ1及び第２ホモダイン信号Ｈ2の各波高を基準値よりも大きくするように設定されている。
【００４７】
光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して信号光Ｐ0を発生し、信号光Ｐ0を被測定物体１０に投射する。光検出器４０は、被測定物体１０で散乱反射された信号光Ｐ1を受光し、信号光Ｐ1に対応して検出信号Ｍ0を前置増幅器４１に出力する。この光検出器４０の利得は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定されている。前置増幅器４１は、光検出器４０から入力した検出信号Ｍ0の振幅を増幅し、検出信号Ｍ0を第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００４８】
ここで、前置増幅器４１から出力された検出信号Ｍ0は、二つの信号光Ｐ0，Ｐ1の移動距離、すなわち、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和に対応して、駆動信号Ｄ0の位相よりも検出位相βだけシフトしている。この検出信号Ｍ0は、周波数ｆ0、初期位相φ0＋α＋β及び振幅Ａ2を有する方形波であって、簡略化して表示すると式（８）に示すようになる。
【００４９】
Ａ2sin（２πｆ0ｔ＋φ0＋α＋β） （８）
第１ホモダイン処理回路５０は、検出信号Ｍ0及び第１参照信号Ｒ1を重ね合わせて第１ホモダイン信号Ｈ1を生成する第１乗算器５１と、第１ホモダイン信号Ｈ1の波高を増幅する第１可変利得増幅器５２と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持する第１極性保持増幅器５３と、第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転する第１極性反転増幅器５４とで構成されている。
【００５０】
第１乗算器５１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１参照信号Ｒ1とを重ね合わせた干渉信号を生成し、この干渉信号を第１ホモダイン信号Ｈ1として第１可変利得増幅器５２に出力する。図５に示すように、第１ホモダイン信号Ｈ1は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略して表示すると４式（９ａ）〜（９ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００５１】

Figure 0003748616
第１可変利得増幅器５２は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定された利得を有し、第１乗算器５１から単一の信号ラインで入力した第１ホモダイン信号Ｈ1に含まれた相互に異なる４種類の位相成分の波高を単独で順次増幅して、第１極性保持増幅器５３及び第１極性反転増幅器５４にそれぞれ出力する。
【００５２】
第１極性保持増幅器５３は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を保持し、第１保持ホモダイン信号Ｈ11として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第１極性反転増幅器５４は、第１可変利得増幅器５２から入力した第１ホモダイン信号Ｈ1の極性を反転し、第１反転ホモダイン信号Ｈ12として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００５３】
ここで、第１ホモダイン信号Ｈ1の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ13，Ｉ14をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１０ａ）〜（１０ｄ）に示すようになる。
【００５４】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ11＝Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１０ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ12＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β） （１０ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ13＝Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１０ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ14＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β） （１０ｄ）
一方、第２ホモダイン処理回路６０は、検出信号Ｍ0及び第２参照信号Ｒ2を重ね合わせて第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する第２乗算器６１と、第２ホモダイン信号Ｈ2の波高を増幅する第２可変利得増幅器６２と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持する第２極性保持増幅器６３と、第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転する第２極性反転増幅器６４とで構成されている。
【００５５】
第２乗算器６１は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせた干渉信号を生成し、干渉信号の強度の時間平均を第２ホモダイン信号Ｈ2として第２可変利得増幅器６２に出力する。図５に示すように、第２ホモダイン信号Ｈ2は、時間Ｔ0毎に位相を切り替えて時分割に変化し、簡略化して表示すると４式（１１ａ）〜（１１ｄ）に示すように、容易に後処理可能な交流信号となる。
【００５６】
Figure 0003748616
第２可変利得増幅器６２は、利得調整回路８０から入力した制御信号Ｃ0に基づいて可変に設定された利得を有し、第１乗算器６１から単一の信号ラインで入力した第２ホモダイン信号Ｈ2に含まれた相互に異なる４種類の位相成分の波高を単独で順次増幅して、第２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器６４にそれぞれ出力する。
【００５７】
第２極性保持増幅器６３は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持し、第２保持ホモダイン信号Ｈ21として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。第２極性反転増幅器６４は、第２可変利得増幅器６２から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を反転し、第２反転ホモダイン信号Ｈ22として位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００５８】
ここで、第２ホモダイン信号Ｈ2の直流成分は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ23，Ｉ24をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表示すると４式（１２ａ）〜（１２ｄ）に示すようになる。
【００５９】
４ｎＴ0≦ｔ＜（１＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ21＝Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ13 （１２ａ）
（１＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（２＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ22＝−Ａ1Ａ2sin（α＋β）＝Ｉ14 （１２ｂ）
（２＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜（３＋４ｎ）Ｔ0：
Ｉ23＝−Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ12 （１２ｃ）
（３＋４ｎ）Ｔ0≦ｔ＜４（ｎ＋１）Ｔ0：
Ｉ24＝Ａ1Ａ2cos（α＋β）＝Ｉ11 （１２ｄ）
位相検出回路７０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して位相信号Ｅ0を生成する第３切替器７１と、位相信号Ｅ0を直流変換する第１積分器７２と、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して干渉信号の位相情報を測距信号Ｌ0として生成する直線性改善回路７３とで構成されている。
【００６０】
第３切替器７１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つを順次サンプリングし、位相信号Ｅ0を生成して第１積分器７２に出力する。
【００６１】
より具体的には、第３切替器７１は、正の極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、位相信号Ｅ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14を切り替えたものとなる。
【００６２】
第１積分器７２は、第３切替器７１から入力した位相信号Ｅ0を直流変換して直線性改善回路７３に出力する。直線性改善回路７３は、第１積分器７２から入力した位相信号Ｅ0の波高を平滑化し、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0として外部の演算回路に出力する。
【００６３】
利得調整回路８０は、切替信号Ｓ0に基づいて第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22とを選択して強度信号Ｇ0を生成する第４切替器８１と、強度信号Ｇ0を直流変換する第２積分器８２と、基準電圧Ｖ0を発生する電圧源８３と、強度信号Ｇ0と基準電圧Ｖ0との比に比例した制御信号Ｃ0を生成する比較器８４とで構成されている。
【００６４】
第４切替器８１は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0の立上がりに対応して時間Ｔ0が経過する度に信号チャネルを切り替えることにより、第１及び第２極性保持増幅器５３，６３と第１及び第２極性反転増幅器５４，６４とからそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22との一つとして順次サンプリングし、強度信号Ｇ0を生成して第２積分器８２に出力する。
【００６５】
より具体的には、第４切替器８１は、負の極性を有し、かつ、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを時分割に選択する。すなわち、強度信号Ｇ0は、時間Ｔ0毎に４種類の波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を切り替えたものとなる。
【００６６】
第２積分器８２は、第４切替器８１から入力した強度信号Ｇ0を直流変換して比較器８４に出力する。電圧源８３は、基準電圧Ｖ0を発生して比較器８４に出力する。比較器８４は、第４切替器８１から入力した強度信号Ｇ0と電圧源８３から入力した基準電圧Ｖ0とを比較し、電圧比Ｇ0／Ｖ0に比例したレベルを有する制御信号Ｃ0を生成して光検出器４０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０とにそれぞれ出力する。
【００６７】
なお、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ21と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ12，Ｈ22の各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24を一定に保持するように制御されることになる。
【００６８】
このように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の最大値及び最小値として各波高Ｉ11，Ｉ12，Ｉ23，Ｉ24は、利得調整回路８０によって一定値に設定されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高Ｉ21，Ｉ22，Ｉ13，Ｉ14に基づいて高精度に算出することができる。すなわち、外部の演算回路においては、例えば式（１３）に示すように、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を算出することができる。このとき、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各波高間で差を取ることにより、各種増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差を除去することができる。
【００６９】
Figure 0003748616
これにより、測定光Ｐ0の発光時と測定光Ｐ1の受光時との間の位相差βは、位相αシフタ２５によって設定された第１参照信号Ｒ1の基準位相αに基づいて算出することができる。したがって、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和は、式（１４）に示すように計測される。ただし、ｃは測定光Ｐ0，Ｐ1の光速である。
【００７０】
β・ｃ／（２π・ｆ0） （１４）
次に、本実施例の光波距離計の作用について説明する。
【００７１】
信号発生回路２０は、周波数ｆ0及び初期位相φ0＋αを有する駆動信号Ｄ0を光源３０に出力する。これにより、光源３０は、信号発生回路２０から入力した駆動信号Ｄ0に対応して測定光Ｐ0を、被測定物体１０に投射する。そのため、光検出器４０は、被測定物体１０から入射した測定光Ｐ1に対応して周波数ｆ0及び初期位相φ0＋α＋βを有する検出信号Ｍ0を、前置増幅器４１を介して第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０にそれぞれ出力する。
【００７２】
信号発生回路２０は、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、４種類の初期位相φ0，φ0＋π，φ0＋π／２，φ0＋３π／２を周期的に有する第１参照信号Ｒ1を第１ホモダイン処理回路５０に出力するとともに、駆動信号Ｄ0の周波数と同一の周波数ｆ0を有し、かつ、４種類の初期位相φ0＋π／２，φ0＋３π／２，φ0＋π，φ0を周期的に有する第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力する。
【００７３】
これにより、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成し、これら第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の極性を保持または反転させた第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００７４】
ここで、検出信号Ｍ0の周波数は、駆動信号Ｄ0の周波数ｆ0に一致することから、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各周波数ｆ0と同一である。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、ホモダイン技術の原理に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応してそれぞれ決定されている。
【００７５】
また、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各位相は、検出信号Ｍ0の位相に対して時分割に変調されている。そのため、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高は、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差の変動に対応して時分割に変動している。したがって、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の各位相切替に同期して変化している。
【００７６】
信号発生回路２０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相切替に同期した切替信号Ｓ0を位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、負の極性を有し、かつ、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成する。
【００７７】
この利得調整回路８０は、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０と第１及び第２可変利得増幅器５２，６２との各利得を制御することにより、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応したものを、一定値に設定することができる。そのため、測定光Ｐ0，Ｐ1における光路中の減衰や被測定物体１０の反射率などに起因した影響を、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高から除去することができる。
【００７８】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０からそれぞれ入力した第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、正の極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化する。
【００７９】
このとき、位相検出回路７０は、第１及び第２保持ホモダイン信号Ｈ11，Ｈ12と第１及び第２反転ホモダイン信号Ｈ21，Ｈ22との各波高の中で、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して一定値に設定されたものに対して、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相を有する第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の成分に対応して生成されたものに基づいて、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の各位相情報（α＋β）を検出することができる。
【００８０】
ここで、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2の位相差π／２に基づいて、干渉信号の位相情報及び利得情報が時間的に補完し合う第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報のみを時間的に間欠なく抽出した位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報のみを時間的に間欠なく抽出した利得信号Ｇ0を生成することができる。
【００８１】
また、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０は、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に基づいてホモダイン処理を並列に実行することから、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の高域成分を減少させる。そのため、位相検出回路７０及び利得調整回路８０における第１及び第２積分器７２，８２の各時定数を低減することにより、高速な応答特性を達成することができる。なお、二系統の第１及び第２積分器７２，８２は、第１及び第２ホモダイン信号Ｈ1，Ｈ2の波高を交互に加算して平均化することから、第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０の間の利得誤差を解消することになる。
【００８２】
したがって、本実施例の光波距離計は、位相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出信号Ｍ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2との間の位相差に対応した測定光Ｐ0の発光時と測定光Ｐ1の受光時との間の位相差βを高精度に検出するので、被測定物体１０に対する測距精度を向上させることができる。
【００８３】
このように、本実施例の光波距離計においては、二系統の第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０を簡単な構成で実現することができる。これらの回路構成を集積化によって外付け部品の少ない１個のＩＣ（Integrated Circuits）として設置した場合、低コスト化を達成することができる。
【００８４】
第２実施形態
図６に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）９０及び記憶装置９１に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００８５】
信号発生回路２０は、記憶装置９１に格納されたプログラムにしたがってＣＰＵ９０に演算制御を実行させることにより、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とを生成し、これら各種信号を光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００８６】
ここで、信号発生回路２０は、第１基本信号Ｂ1に同期して第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2を生成する際に、ディジタル演算によって４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持させている。このとき、第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2は、第１基本信号Ｂ1の周波数ｆ0の１／４倍だけ低い周波数を有する低周波成分を含むが、位相切替周期Ｔ0に匹敵する周波数を有する低周波成分を含まない。第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2に含まれた低周波成分は、位相切替周期Ｔ0よりも十分に大きい周波数３ｆ0／４を有するので、後段で容易に除去することができる。
【００８７】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００８８】
第３実施形態
図７に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２及びＲＯＭ（Read Only Memory）９３に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００８９】
信号発生回路２０において、ＲＯＭ９３は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データをそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、ＲＯＭ９３にそれぞれ格納されている。
【００９０】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＯＭ９３にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＯＭ９３から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９１】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９２】
第４実施形態
図８に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なる信号発生回路２０の内部構成を発振器２１、アドレス発生器９２、記憶装置９４及びＲＡＭ（Random Access Memory）９５に置換しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９３】
信号発生回路２０において、記憶装置９４は、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0との各信号データを初期値としてそれぞれ格納している。ここで、各種信号のデータは、４種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持した状態で、記憶装置９４にそれぞれ格納されている。ＲＡＭ９５は、起動時に各種信号のデータを記憶装置９４から読み出して格納している。
【００９４】
アドレス発生回路９２は、発振器２１から入力した第１基本信号Ｂ1に同期してＲＡＭ９５にアドレス指定信号を出力することにより、駆動信号Ｄ0と第１及び第２参照信号Ｒ1，Ｒ2と切替信号Ｓ0とをＲＡＭ９５から光源３０と第１及び第２ホモダイン処理回路５０，６０と位相検出回路７０と利得調整回路８０とにそれぞれ出力する。
【００９５】
このように、本実施例の光波距離計においては、信号発生回路２０の構成を簡略化することにより、低コスト化が可能となっている。
【００９６】
第５実施形態
図９に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第１実施形態とは異なって一系統の第１ホモダイン処理回路５０を失うとともに、信号発生回路２０の内部を簡略しているが、その他に関しては上記第１実施形態と同様にして構成されている。
【００９７】
信号発生回路２０は、第１位相πシフタ２２1、第１位相π／２シフタ２３1、第１位相３π／２シフタ２４1、第１切替信号発生器２６1、第１切替器２７1及び第１狭帯域フィルタ２８1を失い、第１参照信号Ｒ1を出力することなく、第２参照信号Ｒ2を第２ホモダイン処理回路６０に出力している。
【００９８】
第２ホモダイン処理回路６０のみが、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成し、この第２ホモダイン信号Ｈ2の極性を保持または反転させた第２保持ホモダイン信号Ｈ12と第２反転ホモダイン信号Ｈ22とを位相検出回路７０及び利得調整回路８０にそれぞれ出力する。
【００９９】
利得調整回路８０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、負の極性を有し、かつ、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して強度信号Ｇ0を生成し、強度信号Ｇ0の波高と基準電圧Ｖ0とを比較し、光検出器４０及び第２可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１００】
一方、位相検出回路７０は、信号発生回路２０から入力した切替信号Ｓ0に対応して、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２保持ホモダイン信号Ｈ12及び第２反転ホモダイン信号Ｈ22の各波高の中で、正の極性を有し、かつ、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相から各基準位相だけ遅れた位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に選択して位相信号Ｅ0を生成し、位相信号Ｅ0の波高を平滑化して第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報（α＋β）を含む測距信号Ｌ0を出力する。
【０１０１】
ここで、一系統の第２ホモダイン処理回路６０は、第２参照信号Ｒ2の時分割な位相変調に基づいて、干渉信号の強度の時間平均の位相情報及び強度情報がタイムラグを生じる第２ホモダイン信号Ｈ2を生成する。そのため、位相検出回路７０は、干渉信号の位相情報を断続的に抽出して位相信号Ｅ0を生成することができる。また、利得調整回路８０は、干渉信号の強度情報を断続的に抽出して強度信号Ｇ0を生成することができる。
【０１０２】
このように、本実施例の光波距離計においては、一系統の第２ホモダイン処理回路６０のみを設置することにより、ハードウエアの構成の簡略化によって低コスト化が可能となっている。
【０１０３】
第６実施形態
図１０に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第５実施形態における第２ホモダイン処理回路６０の第２極性保持増幅器６３及び第２極性反転増幅器と位相検出回路７０及び利得調整回路８０とをＡ／Ｄ変換器１００及び第１コンピュータ１１０に置換しているが、その他に関しては上記第５実施形態と同様にして構成されている。
【０１０４】
第２ホモダイン処理回路６０は、前置増幅器４１から入力した検出信号Ｍ0と信号発生回路２０から入力した第２参照信号Ｒ2とを重ね合わせることにより、この干渉信号として第２ホモダイン信号Ｈ2を生成してＡ／Ｄ（Analogue/Digital）変換器１００に出力する。Ａ／Ｄ変換器１００は、第２ホモダイン処理回路６０から入力した第２ホモダイン信号Ｈ2をＡ／Ｄ変換して第１コンピュータ１１０に出力する。
【０１０５】
図１１に示すように、第１コンピュータ１１０は、切替信号Ｓ0及び第２ホモダイン信号Ｈ2を取り込む入力装置１１１と、切替信号Ｓ0に基づいて第２保持ホモダイン信号Ｈ21の波高を選択して測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を生成するＣＰＵ１１２と、測距信号Ｌ0及び強度信号Ｇ0を取り出す出力装置１１３と、ＣＰＵ１１２の演算制御で使用される命令やデータなどを記憶する記憶装置１１４とで構成されている。
【０１０６】
ここで、記憶装置１１４のメモリ領域は、演算処理中のデータやアドレスなどを格納する一時記憶エリアと、第２ホモダイン信号Ｈ2の位相情報から算出した測距データを格納する測距値記憶エリア１１６と、第２ホモダイン信号Ｈ2の強度情報から算出した利得データを格納する利得値記憶エリア１１７とを含んで構成されている。
【０１０７】
第１コンピュータ１１０は、信号発生回路２０から入力装置１１１に入力した切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１０８】
一方、第１コンピュータ１１０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１０９】
このように、本実施例の光波距離計においては、第１コンピュータ１１０が位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１０】
第７実施形態
図１２に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第６実施形態における信号処理回路２０及び第１コンピュータ１１０を第２コンピュータ１２０に置換しているが、その他に関しては上記第６実施形態と同様にして構成されている。図１３に示すように、第２コンピュータ１２０は、第１基本信号Ｂ1を発生する発振器２１を、第１コンピュータ１１０に内蔵して構成されている。
【０１１１】
第２コンピュータ１２０は、発振器２１で発生した第１基本信号Ｂ1に基づいて、駆動信号Ｄ0、第２参照信号Ｒ2及び切替信号Ｓ0を生成し、駆動信号Ｄ0及び第２参照信号Ｒ2を出力装置１１３から光源３０及び第２ホモダイン処理回路６０にそれぞれ出力する。そして、第２コンピュータ１２０は、切替信号Ｓ0に対応して、Ａ／Ｄ変換器１００から入力装置１１１に入力した第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データを一時記憶エリア１１５に順次格納する。
【０１１２】
ここで、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、第３及び第４基本信号Ｂ3，Ｂ4の位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものに基づいて、光源３０及び被測定物体１０間の距離と被測定物体１０及び光検出器４０間の距離との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア１１６に格納する。
【０１１３】
一方、第２コンピュータ１２０は、一時記憶エリア１１５に格納された第２ホモダイン信号Ｈ2の波高データの中で、第１及び第２基本信号Ｂ1，Ｂ2の位相を有する第２参照信号Ｒ2の成分を検出信号Ｍ0に重ね合わせて生成されたものを基準値に比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア１１７に格納する。続いて、第１コンピュータ１１０は、利得値記憶エリア１１７に格納された利得データを出力装置１１３から光検出器４０及び第２ホモダイン処理回路６０に出力し、光検出器４０及び可変利得増幅器６２の各利得を制御する。
【０１１４】
このように、本実施例の光波距離計においては、第２コンピュータ１２０が信号発生機能、位相検出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト化が可能となっている。
【０１１５】
ここで、本発明は上記諸実施形態に限られるものではなく、種々の変形を行うことが可能である。
【０１１６】
例えば、上記諸実施形態においては、干渉信号を生成するために検出信号に重ね合わせる二つの参照信号は、４種類の位相変調を時分割に施されている。しかしながら、干渉信号の強度の時間平均を表す理論式は、検出信号の振幅と、参照信号の振幅と、検出信号と参照信号との間の位相差とからなる３変数を含むことから、少なくとも３種類の位相変調を時分割に施された二つの参照信号を用いることより、上記諸実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【０１１７】
上記第１実施形態においては、発振器と光源との間に狭帯域フィルタが設置されている。しかしながら、光源側または光検出器側のいずれに狭帯域フィルタを設置することにより、二つの参照信号に与えたフィルタ効果と同一の影響を検出信号に与えればよい。なお、このような狭帯域フィルタを設置しない場合、よりいっそう低コスト化を達成することができる。
【０１１８】
上記第６実施形態においては、信号発生回路が参照信号の位相切替時を示す切替信号を発生してコンピュータに出力している。しかしながら、コンピュータがこの切替信号を発生して信号発生回路に出力してもよい。
【０１１９】
上記第６及び第７実施形態においては、コンピュータによって光検出器とホモダイン処理回路の可変利得増幅器との各利得を制御している。しかしながら、コンピュータ内部のデジタル演算で測距値を算出することから、光検出器及び可変利得増幅器の利得制御は必須ではない。このような利得制御を行わない場合、非測定物体に対する測距範囲に対応したダイナミックレンジを確保できないことが生じるが、処理時間の短縮によって高速応答を達成することができる。
【０１２０】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明の光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも３種類の位相変調を周期的に施した参照信号をホモダイン処理回路に出力するとともに、この参照信号と同一の周波数を有する駆動信号を光源に出力する。これにより、光源が駆動信号に対応した測定光を発生して被測定物体に照射すると、光検出器が被測定物体で散乱反射されて受光した測定光に対応した検出信号をホモダイン処理回路に出力する。
【０１２１】
このとき、ホモダイン処理回路は、検出信号と参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号は、検出信号と同一の周波数を有するとともに、検出信号の位相に対して時分割に変動した少なくとも３種類の位相を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも３つの波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動している。
【０１２２】
そして、位相検出回路は、ホモダイン技術の原理に基づいて、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号の波高を参照信号の位相切替に対応して相互に比較することにより、測定光の発光時と受光時との間の位相差を高精度に検出する。したがって、本発明の光波距離計は、被測定物体に対する測距精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１の光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の信号発生回路から出力された各種信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図４】図２の信号発生回路で生成された参照信号のデューティ比調整を示すタイミングチャートである。
【図５】図１の光波距離計に設置されたホモダイン処理回路から出力された強度信号の波形を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る光波距離計に設置された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第６実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第７実施形態に係る光波距離計の回路構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の光波距離計に設置されたコンピュータの内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…測定対象物、２０…信号発生回路、３０…光源、４０…光検出器、５０，６０…ホモダイン処理回路、７０…位相検出回路、８０…利得調整回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention irradiates an object to be measured with signal light and detects the signal light scattered and reflected by the object to be measured, so that the object to be measured is based on the phase difference between when the signal light is emitted and when it is received. The present invention relates to a light wave rangefinder that measures the distance to the.
[0002]
[Prior art]
In a conventional optical distance meter, a heterodyne technique is mainly applied in order to detect a phase difference between light emission and signal reception. In this technique, phase information of a detection signal is retained by superimposing a detection signal output from a photodetector that detects signal light and a reference signal having a frequency slightly different from the frequency of the detection signal. Generate an interference signal.
[0003]
Here, the frequency difference between the detection signal and the reference signal is set to be relatively small. As a result, the frequency difference between the detection signal and the reference signal is low-frequency converted as the frequency of the interference signal while maintaining the phase difference between the detection signal and the reference signal, so the phase of the interference signal is detected. can do. Therefore, by calculating the phase of the detection signal based on the measured value of the phase of the interference signal and the set value of the phase of the reference signal, the phase difference between when the signal light is emitted and when it is received can be obtained with high resolution. Can be measured.
[0004]
However, in such a heterodyne technique, the stability of each frequency of the detection signal and the reference signal is expanded corresponding to the ratio of the low-frequency conversion, which greatly affects the phase measurement accuracy. Therefore, it is necessary to keep each signal frequency constant with high-accuracy operational stability in an oscillator that generates a drive signal for a light source that generates signal light, an oscillator that generates a reference signal, and the like. Moreover, since a comparator and a counting circuit that operate at high speed are required to detect the phase of the interference signal, the circuit configuration becomes complicated.
[0005]
There is a homodyne technology that does not need to consider the requirements for such oscillators and signal processing circuits. In this technique, the detection signal output from the light detector that detects the signal light and the reference signal having the same frequency as the frequency of the detection signal are overlapped to interfere with the phase information of the detection signal. Generate a signal.
[0006]
Here, since the interference signal includes a high frequency component and a direct current component, the amplitude of the high frequency component cannot be handled. For this reason, the peak of the DC component that depends on the phase difference between the detection signal and the reference signal is handled. As a result, by calculating the phase of the detection signal based on the measured value of the wave height of the interference signal and the set value of the phase of the reference signal, the phase difference between when the signal light is emitted and when it is received has a high resolution. Can be measured.
[0007]
As for the prior art using such homodyne technology, a radio rangefinder is described in detail in Japanese Utility Model Laid-Open No. 4-3373. This radio range finder emits signal radio waves to the object to be measured and receives signal radio waves scattered and reflected by the object to be measured, so that the time difference is not the phase difference between when the signal radio wave is transmitted and when it is received. Based on this, the distance to the object to be measured is measured.
[0008]
In this radio rangefinder, based on the homodyne technology, a detection signal output from a receiver that receives a signal radio wave and a reference signal having the same frequency as the frequency of the detection signal are superimposed by a multiplier. When generating the interference signal, the phase distortion of the reference signal is controlled in accordance with the level of the detection signal, thereby reducing the waveform distortion caused by the amplitude amplification of the interference signal as a kind of variable attenuation mechanism.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, even if a DC component including phase information and intensity information is handled in the interference signal, the intensity of the DC component also includes the intensity of the signal light. It is difficult to determine whether the error is due to a phase change or a gain error including an offset error of the amplifier in the signal processing circuit greatly affects the phase measurement accuracy.
[0010]
As a result, in order to give a constant gain to the level range of the wave height of the interference signal, it is necessary to set a relatively wide dynamic range and high gain stability in the amplifier that amplifies the wave height of the interference signal. . In addition, since an actual multiplier has a feedthrough, when switching the phase of the reference signal, a low frequency component is generated synchronously, which may greatly affect the wave height level of the interference signal. Therefore, it is difficult to greatly improve the measurement accuracy of the distance to the object to be measured.
[0011]
Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and based on a homodyne technique using a phase shift method, a phase difference between a detection signal and a reference signal is detected to be measured. An object of the present invention is to provide an optical rangefinder that improves the measurement accuracy of the distance to an object.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above-described object, the optical distance meter according to claim 1 of the present invention generates (a) a reference signal in which at least three types of phase modulation are performed in a time division manner on a basic signal, A signal generation circuit that generates a drive signal having the same frequency as the frequency of the reference signal, and (b) a light source that projects signal light generated based on the drive signal input from the signal generation circuit onto the object to be measured; (C) a photodetector that generates a detection signal based on signal light that is scattered and reflected by the object to be measured, and (d) a detection signal that is input from the photodetector and a reference signal that is input from a signal generation circuit. And (e) comparing the wave heights of the interference signals input from the homodyne processing circuit with respect to at least three types of phase switching of the reference signal, A phase detection circuit that detects a phase difference between the time of light emission and the time of light reception, and the signal generation circuit includes an oscillator that generates a first basic signal as a basic signal, and a first basic signal input from the oscillator. Generates first to third phase shifters for generating second to fourth basic signals whose phases are shifted by π, π / 2 and 3π / 2, respectively, and a switching signal having a period larger than the period of the first basic signal A switching signal generator for selecting one of the first to fourth basic signals input from the oscillator and the first to third phase shifters based on the switching signal input from the switching signal generator, And a switching device for generating.
[0013]
In such an optical distance meter, the signal generation circuit outputs a reference signal periodically subjected to at least three types of phase modulation to the homodyne processing circuit, and outputs a drive signal having the same frequency as the reference signal as a light source. Output to. As a result, the light source generates signal light corresponding to the drive signal input from the signal generation circuit, and irradiates the object to be measured with this signal light. The photodetector receives the signal light scattered and reflected by the object to be measured, and outputs a detection signal corresponding to the signal light to the homodyne processing circuit.
[0014]
At this time, the homodyne processing circuit generates an interference signal by superimposing the detection signal input from the photodetection circuit and the reference signal input from the signal generation circuit, and outputs the interference signal to the phase detection circuit. Here, the reference signal has the same frequency as that of the detection signal, and has at least three types of phases varied in a time division manner with respect to the phase of the detection signal. Therefore, the interference signal has at least three wave heights corresponding to the phase difference between the detection signal and the reference signal, and periodically varies in synchronization with the phase switching of the reference signal.
[0015]
Therefore, the phase detection circuit compares the wave heights of the interference signals input from the homodyne processing circuit with each other in accordance with the phase switching of the reference signal based on the principle of the homodyne technology, so that the signal light is emitted and received. The phase difference between and is detected with high accuracy.
[0017]
  According to a second aspect of the present invention, there is provided the optical distance meter according to the first aspect, in which the driving signal obtained by shifting the phase of the first basic signal input from the oscillator by a predetermined value is generated. The signal generation circuit includes a fourth phase shifter that sets the wave height of the interference signal to a reference value or more corresponding to the range.
[0018]
  The lightwave distance meter according to claim 3 is the lightwave distance meter according to claim 1, wherein the interference signal phase is selected by selecting the interference signal input from the homodyne processing circuit based on the switching signal input from the signal generation circuit. The phase detection circuit includes a switch that generates a phase signal including information and an integrator that converts the phase signal input from the switch into a direct current.
[0019]
  A lightwave distance meter according to claim 4 is the lightwave distance meter according to any one of claims 1 to 3, wherein the duty ratio is kept constant at 50% when phase switching of at least three kinds of reference signals. The circuit configuration is included in a signal generation circuit.
[0020]
In such an optical distance meter, even if a low frequency component is generated synchronously when the phase of the reference signal is switched, the low frequency component is removed before being output from the signal generation circuit. Thereby, the reference signal superimposed on the detection signal in the homodyne processing circuit is excluded from the influence of such a low frequency component. Therefore, this lightwave distance meter detects the phase difference between when the signal light is emitted and when it is received with higher accuracy.
[0021]
  According to a fifth aspect of the present invention, in the optical distance meter according to the fourth aspect, the signal generation circuit includes a narrowband filter that removes a low-frequency component synchronized with at least three types of phase switching of the reference signal. It is characterized by.
[0022]
  A lightwave distance meter according to claim 6 is the lightwave distance meter according to any one of claims 1 to 5, wherein the reference signal is generated as the first reference signal and the phase of the first reference signal is π. The circuit configuration for further generating the second reference signal shifted by / 2 is included in the signal generation circuit, and the first and second reference signals input from the signal generation circuit with respect to the detection signal input from the photodetector The homodyne processing circuit includes a two-system circuit configuration for executing the processing of multiplying each in parallel.
[0023]
  A lightwave distance meter according to a seventh aspect is the lightwave distance meter according to any one of the first to sixth aspects, wherein the photodetector and the homodyne processing circuit are based on an interference signal input from the homodyne processing circuit. It further comprises a gain adjustment circuit that sets the minimum value and the maximum value of the wave height of the interference signal to be constant by adjusting each gain.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, configurations and operations of various embodiments according to the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 13. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted. Further, the dimensional ratios in the drawings do not necessarily match those described.
[0025]
First embodiment
As shown in FIG. 1, the lightwave distance meter of this embodiment has a signal light P on a measured object 10.0And the signal light P scattered and reflected by the object to be measured 10.1And a signal processing system for processing various electric signals input to and output from the light source 30 and the light detector 40. Here, the light source 30 is a light-emitting diode, and the drive signal D input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the signal light P0Is generated. The photodetector 40 is a photodiode, and the signal light P reflected from the object 10 to be measured.1And photoelectrically convert the detection signal M0To the preamplifier 41.
[0026]
The preamplifier 41 receives the detection signal M input from the photodetector 40.0Are output to the first homodyne processing circuit 50 and the second homodyne processing circuit 60, respectively. The first homodyne processing circuit 50 receives the detection signal M input from the preamplifier 41.0Are subjected to homodyne processing and output as interference signals to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively. The second homodyne processing circuit 60 also detects the detection signal M input from the preamplifier 41.0Are subjected to homodyne processing and output as interference signals to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0027]
The phase detection circuit 70 extracts the phase information of the interference signal input from the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 and outputs it to an external arithmetic circuit. Further, the gain adjustment circuit 80 extracts the intensity information of the interference signal input from the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, and each of the photodetector 40 and the first and second homodyne processing circuits 50 and 60. Adjust the gain. In addition, the signal generation circuit 20 is installed as a signal processing system for controlling the operations of the light source 30, the first and second homodyne processing circuits 50, 60, the phase adjustment circuit 70, and the gain adjustment circuit 80.
[0028]
As shown in FIG. 2, the signal generation circuit 20 includes the first basic signal B.1And the first basic signal B1The second basic signal B with the phase shifted by π2The first phase π shifter 22 for generating1And the first basic signal B1The third basic signal B with the phase shifted by π / 2ThreeThe first phase π / 2 shifter 23 that generates1And the first basic signal B1The fourth basic signal B with the phase shifted by 3π / 2FourThe first phase 3π / 2 shifter 24 that generates1And switching signal S0The first switching signal generator 26 for generating1And switching signal S0Based on the first to fourth basic signals B1~ BFourTo select the first reference signal R1The first switch 27 for generating1And the first reference signal R1First narrow band filter 28 for removing low frequency components of1It is comprised including.
[0029]
In addition to this, the signal generation circuit 20 includes the first basic signal B.1The third basic signal B with the phase shifted by π / 2ThreeThe second phase π / 2 shifter 23 for generating2And the third basic signal BThreeThe fourth basic signal B with the phase shifted by πFourThe second phase π shifter 22 for generating2And the third basic signal BThreeThe second basic signal B with the phase shifted by π / 22The third phase π / 2 shifter 23 for generatingThreeAnd the third basic signal BThreeThe first basic signal B with the phase shifted by 3π / 21The second phase 3π / 2 shifter 24 that generates2And switching signal S0The second switching signal generator 26 for generating2And switching signal S0Based on the first to fourth basic signals B1~ BFourTo select the second reference signal R22nd switch 27 which produces | generates2And the second reference signal R2The second narrow band filter 28 for removing low frequency components of2It is comprised including.
[0030]
Further, the signal generation circuit 20 includes the first basic signal B1The fifth basic signal B shifted by the reference phase αFiveA phase α shifter 25 for generating the fifth basic signal BFiveDrive signal D0The third narrow band filter 28 for generatingThreeIt is comprised including.
[0031]
The oscillator 21 receives the first basic signal B1As frequency f0, Initial phase φ0And amplitude A1Is generated by pulse oscillation, and the first switch 271And the first phase π shifter 221, First and second phase π / 2 shifter 231, 232And the first phase 3π / 2 shifter 241And the phase α shifter 25 respectively. This first basic signal B1Is expressed as a formula (1) when simplified and displayed as a sine wave. However, t is time.
[0032]
A1sin (2πf0t + φ0(1)
First phase π shifter 221Is the first basic signal B input from the oscillator 21.1The phase of the second basic signal B is shifted by π2As the first switch 271Output to. This second basic signal B2Is expressed as equation (2) when simplified and displayed as a sine wave.
[0033]
A1sin (2πf0t + φ0+ Π) (2)
First phase π / 2 shifter 231Is the first basic signal B input from the oscillator 21.1Is shifted by π / 2, the third basic signal BThreeAs the first switch 271Output to. This third basic signal BThreeIs simplified as a sine wave and expressed as shown in Equation (3).
[0034]
A1sin (2πf0t + φ0+ Π / 2) (3)
First phase 3π / 2 shifter 241Is the first basic signal B input from the oscillator 21.1The fourth basic signal B is shifted by 3π / 2.FourAs the first switch 271Output to. This fourth basic signal BFourIs expressed as a formula (4) when simplified and displayed as a sine wave.
[0035]
A1sin (2πf0t + φ0+ 3π / 2) (4)
Second phase π / 2 shifter 232Is the first basic signal B input from the oscillator 21.1Is shifted by π / 2, the third basic signal BThreeAs the second switch 272, Second phase π shifter 222Third phase π / 2 shifter 23ThreeAnd the second phase 3π / 2 shifter 242Respectively. Second phase π shifter 222Is the second phase π / 2 shifter 2323rd basic signal B input fromThreeIs shifted by π, and the fourth basic signal BFourAs the second switch 272Output to.
[0036]
Third phase π / 2 shifter 23ThreeIs the second phase π / 2 shifter 2323rd basic signal B input fromThreeThe phase of the second basic signal B is shifted by π / 22As the second switch 272Output to. Second phase 3π / 2 shifter 242Is the second phase π / 2 shifter 2323rd basic signal B input fromThreeThe first basic signal B is shifted by 3π / 2.1As the second switch 272Output to.
[0037]
First switching signal generator 261Is the switching signal S0As period T0A square wave generated by pulse oscillation at the first switch 27 is generated.1And output to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively. Second switching signal generator 262The first switching signal generation circuit 261In synchronization with the switching signal S0And the second switch 272Output to. As shown in FIG. 3, the switching signal S0Period T0Are the first and second reference signals R1, R2In order to modulate the phase of the first to fourth basic signals B1~ BFourEach period 1 / f0Is set sufficiently large in the range of several tens to several hundred times.
[0038]
First switch 271The first switching signal generator 261Switching signal S input from0Time T corresponding to the rise of0By switching the signal channel every time elapses, the oscillator 21 and the first phase π shifter 221, First phase π / 2 shifter 231And the first phase 3π / 2 shifter 2411st to 4th basic signals B respectively input from1~ BFourAre sequentially sampled, and the first reference signal R is time-division modulated with four types of phases.1As a first narrow band filter 281Output to. First narrow band filter 281The first switch 271The first reference signal R input from1Of the first reference signal R1Is output to the first homodyne processing circuit 50.
[0039]
Here, as shown in FIG.1In the first reference signal R1For example, the fourth basic signal BFourAnd this fourth basic signal BFourFirst basic signal B having a phase delayed by π / 21And the duty ratio may change from 50%. That is, one period 1 / f of the pulse0Time ratio t between ON and OFF stateson: ToffMay not be 1: 1. For this reason, the low frequency component is generated corresponding to the fluctuation amount of the duty ratio deviated from 50%.
[0040]
However, the first reference signal R generated in this way1The low-frequency component of the first narrowband filter 281Therefore, the accuracy of the distance measurement value with respect to the measured object 10 is not adversely affected. This low frequency component is the first reference signal R1Therefore, it is very difficult to remove at a later stage. Therefore, the first narrow band filter 281First reference signal R output from1Causes a frequency shift at the time of phase switching, but keeps the duty ratio constant.
[0041]
As shown in FIG. 3, the first reference signal R1Is the time T0The initial phase is φ0, Φ0+ Π, φ0+ Π / 2, φ0Modulated as a square wave sequentially switched to + 3π / 2. This first reference signal R1Is simplified and displayed as shown in the following four formulas (5a) to (5d). However, n is an integer greater than or equal to 0.
[0042]
4nT0≦ t <(1 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0(5a)
(1 + 4n) T0≦ t <(2 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ Π) (5b)
(2 + 4n) T0≦ t <(3 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ Π / 2) (5c)
(3 + 4n) T0≦ t <4 (n + 1) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ 3π / 2) (5d)
Second switch 272The second switching signal generator 262Switching signal S input from0Time T corresponding to the rise of0By switching the signal channel each time elapses, the second phase π / 2 shifter 232, Second phase π shifter 222Third phase π / 2 shifter 23ThreeAnd the second phase 3π / 2 shifter 2421st to 4th basic signals B respectively input from1~ BFourAre sequentially sampled, and the second reference signal R modulated in time division with four types of phases.2As a second narrow band filter 282Output to. Second narrow band filter 282The second switch 272The second reference signal R input from2Of the second reference signal R2Is output to the second homodyne processing circuit 60.
[0043]
Here, the second switch 272The second reference signal R generated during phase switching at2The low-frequency component of the second narrowband filter 282Therefore, the accuracy of the distance measurement value with respect to the measured object 10 is not adversely affected. Therefore, the second narrow band filter 282The second reference signal R output from2Causes a frequency shift at the time of phase switching, but keeps the duty ratio constant.
[0044]
As shown in FIG. 3, the second reference signal R2Is the time T0The initial phase is φ0+ Π / 2, φ0+ 3π / 2, φ0+ Π, φ0To the first to fourth basic signals B1~ BFourAre modulated as square waves. This second reference signal R2Is simplified and displayed as shown in equations (6a) to (6d). However, n is an integer greater than or equal to 0.
[0045]
4nT0≦ t <(1 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ Π / 2) (6a)
(1 + 4n) T0≦ t <(2 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ 3π / 2) (6b)
(2 + 4n) T0≦ t <(3 + 4n) T0:
A1sin (2πf0t + φ0+ Π) (6c)
(3 + 4n) T0≦ t <4 (n + 1) T0:
A1sin (2πf0t + φ0(6d)
The phase α shifter 25 receives the first basic signal B input from the oscillator 21.1Is shifted by the reference phase α, the fifth basic signal BFiveAs a third narrow band filter 28ThreeOutput to. Third narrow band filter 28ThreeIs the fifth basic signal B input from the phase α shifter 25.FiveThe low frequency component of the drive signal D0To the light source 30. As shown in FIG. 3, this drive signal D0Is simplified as a sine wave and is expressed by equation (7).
[0046]
A1sin (2πf0t + α) (7)
Third narrow band filter 28ThreeDrive signal D output from0The first and second narrowband filters 281, 282First and second reference signals R output from1, R2However, the same filter effect is received. Therefore, the drive signal D0And first and second reference signals R1, R2In between, the influence of the filter is cancelled. Drive signal D0The reference phase α of the first homodyne signal H, which will be described later with respect to the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, corresponds to the distance measurement range with respect to the measured object 10.1And the second homodyne signal H2Each wave height is set to be larger than the reference value.
[0047]
The light source 30 receives the drive signal D input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the signal light P0And the signal light P0Is projected onto the object 10 to be measured. The light detector 40 receives the signal light P scattered and reflected by the measured object 10.1The signal light P1Corresponding to the detection signal M0Is output to the preamplifier 41. The gain of the photodetector 40 is the control signal C input from the gain adjustment circuit 80.0It is set variably based on. The preamplifier 41 receives the detection signal M input from the photodetector 40.0The amplitude of the detection signal M0Are output to the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, respectively.
[0048]
Here, the detection signal M output from the preamplifier 410Is the two signal lights P0, P1Corresponding to the sum of the distance between the light source 30 and the measured object 10 and the distance between the measured object 10 and the light detector 40.0Is shifted by the detection phase β from the previous phase. This detection signal M0Is the frequency f0, Initial phase φ0+ Α + β and amplitude A2When expressed in a simplified manner, it is as shown in equation (8).
[0049]
A2sin (2πf0t + φ0+ Α + β) (8)
The first homodyne processing circuit 50 receives the detection signal M0And the first reference signal R1And the first homodyne signal H1A first multiplier 51 for generating a first homodyne signal H1A first variable gain amplifier 52 for amplifying the wave height of the first homodyne signal H;1A first polarity maintaining amplifier 53 for maintaining the polarity of the first homodyne signal H1And a first polarity inverting amplifier 54 for inverting the polarity of the first polarity inverting amplifier 54.
[0050]
The first multiplier 51 receives the detection signal M input from the preamplifier 41.0And the first reference signal R input from the signal generation circuit 201Are generated, and the interference signal is converted into the first homodyne signal H.1To the first variable gain amplifier 52. As shown in FIG. 5, the first homodyne signal H1Is the time T0Each time the phase is switched to change in a time-sharing manner, and simply displayed, an AC signal that can be easily post-processed is obtained as shown in the four equations (9a) to (9d).
[0051]
Figure 0003748616
The first variable gain amplifier 52 receives the control signal C input from the gain adjustment circuit 80.0The first homodyne signal H having a gain variably set based on the first multiplier 51 and inputted from the first multiplier 51 via a single signal line1Are individually amplified sequentially and output to the first polarity maintaining amplifier 53 and the first polarity inverting amplifier 54, respectively.
[0052]
The first polarity maintaining amplifier 53 receives the first homodyne signal H input from the first variable gain amplifier 52.1The first holding homodyne signal H11To the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively. The first polarity inverting amplifier 54 receives the first homodyne signal H input from the first variable gain amplifier 52.1The first inversion homodyne signal H12To the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0053]
Here, the first homodyne signal H1The DC component of time T04 wave heights I for each11, I12, I13, I14Is changed to a step shape, and when displayed in a simplified manner, equations (10a) to (10d) are obtained.
[0054]
4nT0≦ t <(1 + 4n) T0:
I11= A1A2cos (α + β) (10a)
(1 + 4n) T0≦ t <(2 + 4n) T0:
I12= -A1A2cos (α + β) (10b)
(2 + 4n) T0≦ t <(3 + 4n) T0:
I13= A1A2sin (α + β) (10c)
(3 + 4n) T0≦ t <4 (n + 1) T0:
I14= -A1A2sin (α + β) (10d)
On the other hand, the second homodyne processing circuit 60 receives the detection signal M.0And the second reference signal R2And the second homodyne signal H2A second multiplier 61 for generating a second homodyne signal H2A second variable gain amplifier 62 for amplifying the wave height of the second homodyne signal H2A second polarity maintaining amplifier 63 for maintaining the polarity of the second homodyne signal H2And a second polarity inverting amplifier 64 for inverting the polarity of the second polarity inverting amplifier 64.
[0055]
The second multiplier 61 receives the detection signal M input from the preamplifier 41.0And a second reference signal R input from the signal generation circuit 202Is generated, and the time average of the intensity of the interference signal is calculated as the second homodyne signal H.2To the second variable gain amplifier 62. As shown in FIG. 5, the second homodyne signal H2Is the time T0When the phase is switched every time and changes in a time-sharing manner and is displayed in a simplified manner, as shown in the four formulas (11a) to (11d), an AC signal that can be easily post-processed is obtained.
[0056]
Figure 0003748616
The second variable gain amplifier 62 receives the control signal C input from the gain adjustment circuit 80.0The second homodyne signal H having a gain variably set based on the first multiplier 61 and inputted from the first multiplier 61 through a single signal line2Are separately amplified sequentially and output to the second polarity maintaining amplifier 63 and the second polarity inverting amplifier 64, respectively.
[0057]
The second polarity maintaining amplifier 63 receives the second homodyne signal H input from the second variable gain amplifier 62.2The second holding homodyne signal Htwenty oneTo the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively. The second polarity inverting amplifier 64 receives the second homodyne signal H input from the second variable gain amplifier 62.2The second inversion homodyne signal Htwenty twoTo the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0058]
Here, the second homodyne signal H2The DC component of time T04 wave heights I for eachtwenty one, Itwenty two, Itwenty three, Itwenty fourIs changed to a step shape, and when displayed in a simplified manner, the four expressions (12a) to (12d) are obtained.
[0059]
4nT0≦ t <(1 + 4n) T0:
Itwenty one= A1A2sin (α + β) = I13                          (12a)
(1 + 4n) T0≦ t <(2 + 4n) T0:
Itwenty two= -A1A2sin (α + β) = I14                        (12b)
(2 + 4n) T0≦ t <(3 + 4n) T0:
Itwenty three= -A1A2cos (α + β) = I12                        (12c)
(3 + 4n) T0≦ t <4 (n + 1) T0:
Itwenty four= A1A2cos (α + β) = I11                          (12d)
The phase detection circuit 70 receives the switching signal S0Based on the first and second holding homodyne signals H11, Htwenty oneAnd first and second inverted homodyne signals H12, Htwenty twoAnd select phase signal E0A third switch 71 for generating a phase signal E0A first integrator 72 that converts the current into a direct current, and a phase signal E0The wave height of the interference signal is smoothed to obtain the phase information of the interference signal as the distance measurement signal L.0And a linearity improving circuit 73 generated as follows.
[0060]
The third switch 71 is a switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Time T corresponding to the rise of0The first and second holding homodyne signals H input from the first and second polarity holding amplifiers 53 and 63 and the first and second polarity inverting amplifiers 54 and 64, respectively, by switching the signal channel each time11, Htwenty oneAnd first and second inverted homodyne signals H12, Htwenty twoAre sequentially sampled and the phase signal E0Is output to the first integrator 72.
[0061]
More specifically, the third switch 71 has a positive polarity, and the third and fourth basic signals BThree, BFourFirst and second reference signals R having a phase of1, R2Component of the detection signal M0Those generated by superimposing are selected in a time division manner. That is, the phase signal E0Is the time T04 wave heights I for eachtwenty one, Itwenty two, I13, I14It becomes the thing which switched.
[0062]
The first integrator 72 receives the phase signal E input from the third switch 71.0Is converted into a direct current and output to the linearity improving circuit 73. The linearity improvement circuit 73 receives the phase signal E input from the first integrator 72.0Of the detected signal M0And first and second reference signals R1, R2As the phase difference between the first and second homodyne signals H1, H2Ranging signal L including each phase information (α + β)0Is output to an external arithmetic circuit.
[0063]
The gain adjustment circuit 80 receives the switching signal S0Based on the first and second holding homodyne signals H11, Htwenty oneAnd first and second inverted homodyne signals H12, Htwenty twoSelect intensity signal G0The fourth switch 81 for generating the intensity signal G0A second integrator 82 for direct current conversion and a reference voltage V0A voltage source 83 for generating an intensity signal G0And reference voltage V0Control signal C proportional to the ratio of0And a comparator 84 for generating
[0064]
The fourth switch 81 has a switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Time T corresponding to the rise of0The first and second holding homodyne signals H input from the first and second polarity holding amplifiers 53 and 63 and the first and second polarity inverting amplifiers 54 and 64, respectively, by switching the signal channel each time11, Htwenty oneAnd first and second inverted homodyne signals H12, Htwenty twoAre sequentially sampled as one of the0And output to the second integrator 82.
[0065]
More specifically, the fourth switch 81 has a negative polarity, and the first and second basic signals B1, B2First and second reference signals R having a phase of1, R2Component of the detection signal M0Those generated by superimposing are selected in a time division manner. That is, the intensity signal G0Is the time T04 wave heights I for each11, I12, Itwenty three, Itwenty fourIt becomes the thing which switched.
[0066]
The second integrator 82 receives the intensity signal G input from the fourth switch 81.0Is converted to a direct current and output to the comparator 84. The voltage source 83 is a reference voltage V0Is output to the comparator 84. The comparator 84 receives the intensity signal G input from the fourth switch 81.0And the reference voltage V input from the voltage source 830And the voltage ratio G0/ V0Control signal C having a level proportional to0And output to the photodetector 40 and the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, respectively.
[0067]
The gains of the photodetector 40 and the first and second variable gain amplifiers 52 and 62 are the first and second holding homodyne signals H, respectively.11, Htwenty oneAnd first and second inverted homodyne signals H12, Htwenty twoEach wave height I11, I12, Itwenty three, Itwenty fourIs controlled to be kept constant.
[0068]
Thus, the first and second homodyne signals H1, H2Wave height I as the maximum and minimum values of11, I12, Itwenty three, Itwenty fourIs set to a constant value by the gain adjustment circuit 80. Therefore, the first and second homodyne signals H1, H2Phase information (α + β) of the first and second homodyne signals H1, H2Each wave height Itwenty one, Itwenty two, I13, I14Can be calculated with high accuracy based on the above. That is, in the external arithmetic circuit, for example, as shown in Expression (13), the first and second homodyne signals H1, H2Each phase information (α + β) can be calculated. At this time, the first and second homodyne signals H1, H2By taking the difference between the respective wave heights, gain errors including offset errors of various amplifiers can be removed.
[0069]
Figure 0003748616
Thereby, the measurement light P0Light emission and measurement light P1Of the first reference signal R set by the phase α shifter 25.1Can be calculated based on the reference phase α. Therefore, the sum of the distance between the light source 30 and the measured object 10 and the distance between the measured object 10 and the photodetector 40 is measured as shown in Expression (14). Where c is the measurement light P0, P1The speed of light.
[0070]
β · c / (2π · f0(14)
Next, the operation of the lightwave distance meter of this embodiment will be described.
[0071]
The signal generation circuit 20 has a frequency f0And initial phase φ0Drive signal D with + α0Is output to the light source 30. As a result, the light source 30 receives the drive signal D input from the signal generation circuit 20.0Measuring light P corresponding to0Is projected onto the object 10 to be measured. For this reason, the photodetector 40 has the measurement light P incident from the measured object 10.1Corresponding to the frequency f0And initial phase φ0Detection signal M having + α + β0Are output to the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 via the preamplifier 41, respectively.
[0072]
The signal generation circuit 20 generates a drive signal D0The same frequency f as0And four types of initial phases φ0, Φ0+ Π, φ0+ Π / 2, φ0First reference signal R having + 3π / 2 periodically1To the first homodyne processing circuit 50 and the drive signal D0The same frequency f as0And four types of initial phases φ0+ Π / 2, φ0+ 3π / 2, φ0+ Π, φ0The second reference signal R having periodically2Is output to the second homodyne processing circuit 60.
[0073]
Thereby, the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 detect the detection signal M input from the preamplifier 41.0And the first and second reference signals R input from the signal generation circuit 201, R2And the first and second homodyne signals H as the interference signals.1, H2And these first and second homodyne signals H1, H2First and second holding homodyne signals H with the polarity of11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAre output to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0074]
Here, the detection signal M0The frequency of the drive signal D0Frequency f0, The first and second reference signals R1, R2Each frequency f0Is the same. Therefore, the first and second homodyne signals H1, H2Is detected signal M based on the principle of homodyne technology.0And first and second reference signals R1, R2Are determined in accordance with the phase difference between and.
[0075]
The first and second reference signals R1, R2Each phase of the detection signal M0Is modulated in a time division manner. Therefore, the first and second homodyne signals H1, H2The wave height of the detection signal M0And first and second reference signals R1, R2Corresponding to the fluctuation of the phase difference between and. Thus, the first and second holding homodyne signals H11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd the first and second reference signals R1, R2It changes in synchronization with each phase switching.
[0076]
The signal generation circuit 20 includes first and second reference signals R1, R2Switching signal S synchronized with the phase switching of0Are output to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively. The gain adjustment circuit 80 receives the switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, respectively, the first and second holding homodyne signals H11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd the first and second basic signals B having a negative polarity1, B2First and second reference signals R having a phase of1, R2Component of the detection signal M0Is generated by superimposing on the time signal and the intensity signal G0Is generated.
[0077]
The gain adjustment circuit 80 is connected to the intensity signal G0Wave height and reference voltage V0And the respective gains of the photodetector 40 and the first and second variable gain amplifiers 52 and 62 are controlled, whereby the first and second holding homodyne signals H11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd the first and second basic signals B1, B2First and second reference signals R having a phase of1, R2Those corresponding to the components can be set to a constant value. Therefore, the measurement light P0, P1The first and second holding homodyne signals H are the effects caused by the attenuation in the optical path and the reflectance of the object 10 to be measured.11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd can be removed from each wave height.
[0078]
On the other hand, the phase detection circuit 70 receives the switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the first and second homodyne processing circuits 50 and 60, respectively, the first and second holding homodyne signals H11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd the third and fourth basic signals B having a positive polarityThree, BFourFirst and second reference signals R having a phase of1, R2Component of the detection signal M0The signal generated by superimposing on the phase signal E is selected for time division and the phase signal E0And the phase signal E0Smooth the wave height of.
[0079]
At this time, the phase detection circuit 70 receives the first and second holding homodyne signals H.11, H12And first and second inverted homodyne signals Htwenty one, Htwenty twoAnd the first and second basic signals B1, B2First and second reference signals R having a phase of1, R2Are set to a constant value corresponding to the components of the third and fourth basic signals BThree, BFourFirst and second reference signals R having a phase of1, R2First and second homodyne signals H based on those generated corresponding to the components of1, H2Each phase information (α + β) can be detected.
[0080]
Here, the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 of the two systems are connected to the first and second reference signals R, respectively.1, R2First and second homodyne signals H in which the phase information and gain information of the interference signal complement each other based on the phase difference π / 2 of1, H2Is generated. Therefore, the phase detection circuit 70 extracts only the phase information of the interference signal without temporally intermittent phase signal E.0Can be generated. The gain adjustment circuit 80 also extracts the gain signal G obtained by extracting only the intensity information of the interference signal without time interruption.0Can be generated.
[0081]
In addition, the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 of the two systems are connected to the first and second reference signals R, respectively.1, R2The first and second homodyne signals H are executed in parallel based on1, H2Reduce the high frequency component of. Therefore, by reducing the time constants of the first and second integrators 72 and 82 in the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, high-speed response characteristics can be achieved. Note that the first and second integrators 72 and 82 of the two systems are connected to the first and second homodyne signals H, respectively.1, H2Therefore, the gain error between the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 is eliminated.
[0082]
Therefore, the light wave rangefinder of this embodiment is based on the homodyne technique using the phase shift method, and the detection signal M0And first and second reference signals R1, R2Measurement light P corresponding to the phase difference between0Light emission and measurement light P1Since the phase difference β from when the light is received is detected with high accuracy, the distance measurement accuracy with respect to the object to be measured 10 can be improved.
[0083]
Thus, in the lightwave distance meter of the present embodiment, the two systems of the first and second homodyne processing circuits 50 and 60 can be realized with a simple configuration. When these circuit configurations are integrated and integrated as one IC (Integrated Circuits) with few external parts, cost reduction can be achieved.
[0084]
Second embodiment
As shown in FIG. 6, the optical distance meter according to the present embodiment replaces the internal configuration of the signal generation circuit 20 different from that of the first embodiment with an oscillator 21, a CPU (Central Processing Unit) 90, and a storage device 91. In other respects, the configuration is the same as in the first embodiment.
[0085]
The signal generation circuit 20 causes the CPU 90 to execute arithmetic control according to a program stored in the storage device 91, thereby generating the first basic signal B generated by the oscillator 21.1Based on the drive signal D0And first and second reference signals R1, R2And switching signal S0Are output to the light source 30, the first and second homodyne processing circuits 50, 60, the phase detection circuit 70, and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0086]
Here, the signal generation circuit 20 receives the first basic signal B.1In synchronization with the first and second reference signals R1, R2Is generated, the duty ratio is kept constant at 50% when four types of phases are switched by digital calculation. At this time, the first and second reference signals R1, R2Is the first basic signal B1Frequency f0Including a low-frequency component having a frequency lower by a factor of 1/4 than the phase switching period T0The low frequency component which has a frequency comparable to is not included. First and second reference signal R1, R2The low frequency component included in the phase switching period T0A frequency 3f sufficiently larger than0Since it has / 4, it can be easily removed later.
[0087]
Thus, in the lightwave distance meter of the present embodiment, the cost can be reduced by simplifying the configuration of the signal generation circuit 20.
[0088]
Third embodiment
As shown in FIG. 7, the optical distance meter of this embodiment replaces the internal configuration of the signal generation circuit 20 different from that of the first embodiment with an oscillator 21, an address generator 92, and a ROM (Read Only Memory) 93. However, the other configurations are the same as those in the first embodiment.
[0089]
In the signal generation circuit 20, the ROM 93 includes a drive signal D0And first and second reference signals R1, R2And switching signal S0And each signal data is stored. Here, the data of various signals are respectively stored in the ROM 93 in a state where the duty ratio is kept constant at 50% when the four types of phases are switched.
[0090]
The address generation circuit 92 receives the first basic signal B input from the oscillator 21.1By outputting an address designation signal to the ROM 93 in synchronization with the drive signal D0And first and second reference signals R1, R2And switching signal S0Are output from the ROM 93 to the light source 30, the first and second homodyne processing circuits 50, 60, the phase detection circuit 70, and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0091]
Thus, in the lightwave distance meter of the present embodiment, the cost can be reduced by simplifying the configuration of the signal generation circuit 20.
[0092]
Fourth embodiment
As shown in FIG. 8, the optical distance meter of the present embodiment includes an oscillator 21, an address generator 92, a storage device 94, and a RAM (Random Access Memory) as an internal configuration of the signal generation circuit 20 different from that of the first embodiment. However, the rest is configured in the same manner as in the first embodiment.
[0093]
In the signal generation circuit 20, the storage device 94 includes a drive signal D0And first and second reference signals R1, R2And switching signal S0Are stored as initial values. Here, the data of various signals are respectively stored in the storage device 94 in a state where the duty ratio is kept constant at 50% when the four types of phases are switched. The RAM 95 reads and stores various signal data from the storage device 94 at the time of activation.
[0094]
The address generation circuit 92 receives the first basic signal B input from the oscillator 21.1The drive signal D is output by outputting an address designation signal to the RAM 95 in synchronization with0And first and second reference signals R1, R2And switching signal S0Are output from the RAM 95 to the light source 30, the first and second homodyne processing circuits 50, 60, the phase detection circuit 70, and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0095]
Thus, in the lightwave distance meter of the present embodiment, the cost can be reduced by simplifying the configuration of the signal generation circuit 20.
[0096]
Fifth embodiment
As shown in FIG. 9, the optical distance meter of the present embodiment loses one system of the first homodyne processing circuit 50 and simplifies the interior of the signal generation circuit 20 unlike the first embodiment. The rest is configured in the same manner as in the first embodiment.
[0097]
The signal generation circuit 20 includes a first phase π shifter 221, First phase π / 2 shifter 231First phase 3π / 2 shifter 241, First switching signal generator 261The first switch 271And the first narrowband filter 281The first reference signal R1Without outputting the second reference signal R2Is output to the second homodyne processing circuit 60.
[0098]
Only the second homodyne processing circuit 60 receives the detection signal M input from the preamplifier 41.0And a second reference signal R input from the signal generation circuit 202And the second homodyne signal H as the interference signal.2And this second homodyne signal H2Second holding homodyne signal H with the polarity of12And the second inverted homodyne signal Htwenty twoAre output to the phase detection circuit 70 and the gain adjustment circuit 80, respectively.
[0099]
The gain adjustment circuit 80 receives the switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the second holding homodyne signal H input from the second homodyne processing circuit 60.12And the second inverted homodyne signal Htwenty twoOf the first and second basic signals B having a negative polarity1, B2Second reference signal R having a phase of2Component of the detection signal M0Is generated by superimposing on the time signal and the intensity signal G0And the intensity signal G0Wave height and reference voltage V0And the respective gains of the photodetector 40 and the second variable gain amplifier 62 are controlled.
[0100]
On the other hand, the phase detection circuit 70 receives the switching signal S input from the signal generation circuit 20.0Corresponding to the second holding homodyne signal H input from the second homodyne processing circuit 60.12And the second inverted homodyne signal Htwenty twoThe third and fourth basic signals B having a positive polarity in each wave height ofThree, BFourThe second reference signal R having a phase delayed from each other by the reference phase2Component of the detection signal M0The signal generated by superimposing on the phase signal E is selected for time division and the phase signal E0And the phase signal E0Of the second homodyne signal H2Ranging signal L including phase information (α + β)0Is output.
[0101]
Here, the second homodyne processing circuit 60 of one system receives the second reference signal R2Based on the time-division phase modulation of the second homodyne signal H in which the time-averaged phase information and intensity information of the intensity of the interference signal cause a time lag.2Is generated. Therefore, the phase detection circuit 70 intermittently extracts the phase information of the interference signal to extract the phase signal E0Can be generated. Further, the gain adjustment circuit 80 intermittently extracts the intensity information of the interference signal to obtain the intensity signal G0Can be generated.
[0102]
As described above, in the lightwave distance meter of this embodiment, by installing only one system of the second homodyne processing circuit 60, it is possible to reduce the cost by simplifying the hardware configuration.
[0103]
Sixth embodiment
As shown in FIG. 10, the optical distance meter of the present embodiment includes a second polarity maintaining amplifier 63, a second polarity inverting amplifier, a phase detection circuit 70, and a gain adjustment circuit of the second homodyne processing circuit 60 in the fifth embodiment. 80 is replaced with the A / D converter 100 and the first computer 110, but the other configurations are the same as those in the fifth embodiment.
[0104]
The second homodyne processing circuit 60 receives the detection signal M input from the preamplifier 41.0And a second reference signal R input from the signal generation circuit 202And the second homodyne signal H as the interference signal.2And output to an analog / digital (A / D) converter 100. The A / D converter 100 receives the second homodyne signal H input from the second homodyne processing circuit 60.2Is A / D converted and output to the first computer 110.
[0105]
As shown in FIG. 11, the first computer 110 receives a switching signal S.0And the second homodyne signal H2Input device 111 that captures and switching signal S0Based on the second holding homodyne signal Htwenty oneSelect the wave height of the distance measurement signal L0And intensity signal G0CPU 112 for generating the distance measurement signal L0And intensity signal G0And an output device 113 for taking out the data and a storage device 114 for storing instructions and data used in the arithmetic control of the CPU 112.
[0106]
Here, the memory area of the storage device 114 includes a temporary storage area for storing data, an address, and the like being processed, and a second homodyne signal H.2A distance value storage area 116 for storing distance measurement data calculated from the phase information of the second homodyne signal H;2And a gain value storage area 117 for storing gain data calculated from the intensity information.
[0107]
The first computer 110 receives the switching signal S input from the signal generation circuit 20 to the input device 111.0Corresponding to the second homodyne signal H input from the A / D converter 100 to the input device 111.2Are sequentially stored in the temporary storage area 115. Subsequently, the first computer 110 receives the second homodyne signal H stored in the temporary storage area 115.23rd and 4th basic signal B in the wave height data ofThree, BFourSecond reference signal R having a phase of2Component of the detection signal M0The distance value is calculated as distance value data by calculating the sum of the distance between the light source 30 and the object to be measured 10 and the distance between the object to be measured 10 and the light detector 40 based on the one generated by superimposing on Store in the storage area 116.
[0108]
On the other hand, the first computer 110 receives the second homodyne signal H stored in the temporary storage area 115.2Of the first and second basic signals B1, B2Second reference signal R having a phase of2Component of the detection signal M0The data generated by superimposing the data is compared with a reference value, and gain data is generated and stored in the gain value storage area 117. Subsequently, the first computer 110 outputs the gain data stored in the gain value storage area 117 from the output device 113 to the photodetector 40 and the second homodyne processing circuit 60, so that the photodetector 40 and the variable gain amplifier 62 Control each gain.
[0109]
As described above, in the optical distance meter of the present embodiment, the first computer 110 incorporates the phase detection function and the gain adjustment function, so that complicated internal processing is performed. However, the hardware configuration is reduced by simplifying the hardware configuration. Costing is possible.
[0110]
Seventh embodiment
As shown in FIG. 12, the optical distance meter according to the present embodiment replaces the signal processing circuit 20 and the first computer 110 in the sixth embodiment with a second computer 120. It is configured in the same manner as the form. As shown in FIG. 13, the second computer 120 receives the first basic signal B.1The first computer 110 has a built-in oscillator 21 that generates
[0111]
The second computer 120 generates a first basic signal B generated by the oscillator 21.1Based on the drive signal D0, Second reference signal R2And switching signal S0And drive signal D0And the second reference signal R2Are output from the output device 113 to the light source 30 and the second homodyne processing circuit 60, respectively. Then, the second computer 120 sends a switching signal S0Corresponding to the second homodyne signal H input from the A / D converter 100 to the input device 111.2Are sequentially stored in the temporary storage area 115.
[0112]
Here, the second computer 120 receives the second homodyne signal H stored in the temporary storage area 115.23rd and 4th basic signal B in the wave height data ofThree, BFourSecond reference signal R having a phase of2Component of the detection signal M0The distance value is calculated as distance value data by calculating the sum of the distance between the light source 30 and the object to be measured 10 and the distance between the object to be measured 10 and the light detector 40 based on the one generated by superimposing on Store in the storage area 116.
[0113]
On the other hand, the second computer 120 receives the second homodyne signal H stored in the temporary storage area 115.2Of the first and second basic signals B1, B2Second reference signal R having a phase of2Component of the detection signal M0The data generated by superimposing the data is compared with a reference value, and gain data is generated and stored in the gain value storage area 117. Subsequently, the first computer 110 outputs the gain data stored in the gain value storage area 117 from the output device 113 to the photodetector 40 and the second homodyne processing circuit 60, so that the photodetector 40 and the variable gain amplifier 62 Control each gain.
[0114]
As described above, in the optical distance meter of the present embodiment, the second computer 120 incorporates a signal generation function, a phase detection function, and a gain adjustment function, so that complicated internal processing is performed, but the hardware configuration is simplified. By doing so, the cost can be reduced.
[0115]
Here, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made.
[0116]
For example, in the above embodiments, four types of phase modulation are performed in a time division manner on the two reference signals superimposed on the detection signal in order to generate an interference signal. However, since the theoretical formula representing the time average of the intensity of the interference signal includes three variables including the amplitude of the detection signal, the amplitude of the reference signal, and the phase difference between the detection signal and the reference signal, at least 3 By using two reference signals that are time-divisionally subjected to various types of phase modulation, it is possible to obtain the same operational effects as in the above embodiments.
[0117]
In the first embodiment, a narrow band filter is installed between the oscillator and the light source. However, by installing a narrow band filter on either the light source side or the photodetector side, the same effect as the filter effect given to the two reference signals may be given to the detection signal. In addition, when such a narrow-band filter is not installed, further cost reduction can be achieved.
[0118]
In the sixth embodiment, the signal generation circuit generates a switching signal indicating the phase switching time of the reference signal and outputs it to the computer. However, the computer may generate this switching signal and output it to the signal generating circuit.
[0119]
In the sixth and seventh embodiments, the gains of the photodetector and the variable gain amplifier of the homodyne processing circuit are controlled by a computer. However, since the distance measurement value is calculated by digital calculation inside the computer, gain control of the photodetector and the variable gain amplifier is not essential. If such gain control is not performed, a dynamic range corresponding to the distance measurement range for a non-measurement object may not be secured, but a high-speed response can be achieved by shortening the processing time.
[0120]
【The invention's effect】
As described above in detail, in the optical distance meter of the present invention, the signal generation circuit outputs a reference signal periodically subjected to at least three types of phase modulation to the homodyne processing circuit, and the reference signal and A drive signal having the same frequency is output to the light source. As a result, when the light source generates measurement light corresponding to the drive signal and irradiates the object to be measured, the light detector outputs a detection signal corresponding to the measurement light scattered and reflected by the object to be measured to the homodyne processing circuit. To do.
[0121]
At this time, the homodyne processing circuit generates an interference signal by superimposing the detection signal and the reference signal, and outputs the interference signal to the phase detection circuit. Here, the reference signal has the same frequency as that of the detection signal, and has at least three types of phases varied in a time division manner with respect to the phase of the detection signal. Therefore, the interference signal has at least three wave heights corresponding to the phase difference between the detection signal and the reference signal, and periodically varies in synchronization with the phase switching of the reference signal.
[0122]
Based on the principle of homodyne technology, the phase detection circuit compares the wave heights of the interference signals input from the homodyne processing circuit with each other in response to the phase switching of the reference signal, so that the measurement light is emitted and received. The phase difference between and is detected with high accuracy. Therefore, the lightwave distance meter of the present invention can improve the distance measurement accuracy for the measured object.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of a lightwave distance meter according to a first embodiment of the present invention.
2 is a block diagram showing a configuration of a signal generation circuit installed in the lightwave distance meter of FIG. 1. FIG.
3 is a timing chart showing waveforms of various signals output from the signal generation circuit of FIG. 2. FIG.
4 is a timing chart showing adjustment of a duty ratio of a reference signal generated by the signal generation circuit of FIG.
5 is a timing chart showing a waveform of an intensity signal output from a homodyne processing circuit installed in the lightwave distance meter of FIG. 1. FIG.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a signal generation circuit installed in an optical distance meter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a signal generation circuit installed in an optical distance meter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a signal generation circuit installed in an optical distance meter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a circuit configuration of an optical distance meter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a circuit configuration of a lightwave distance meter according to a sixth embodiment of the present invention.
11 is a block diagram showing an internal configuration of a computer installed in the lightwave distance meter of FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing a circuit configuration of a lightwave distance meter according to a seventh embodiment of the present invention.
13 is a block diagram showing an internal configuration of a computer installed in the lightwave distance meter of FIG. 12. FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Measurement object, 20 ... Signal generation circuit, 30 ... Light source, 40 ... Photo detector, 50, 60 ... Homodyne processing circuit, 70 ... Phase detection circuit, 80 ... Gain adjustment circuit.

Claims (7)

基本信号に少なくとも３種類の位相変調を時分割に施した参照信号を発生するとともに、この参照信号の周波数と同一の周波数を有する駆動信号を発生する信号発生回路と、
この信号発生回路から入力した前記駆動信号に基づいて発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、
前記被測定物体で散乱反射されて入射した前記信号光に基づいて検出信号を生成する光検出器と、
この光検出器から入力した前記検出信号と前記信号発生回路から入力した前記参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処理回路と、
このホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号の波高を前記参照信号の少なくとも３種類の位相切替に対応して相互に比較し、前記信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路とを備え、
前記信号発生回路は、前記基本信号として第１基本信号を発生する発振器と、この発振器から入力した前記第１基本信号の位相をπ、π／２及び３π／２だけシフトした第２ないし第４基本信号をそれぞれ生成する第１ないし第３位相シフタと、前記第１基本信号の周期よりも大きい周期を有する切替信号を発生する切替信号発生器と、この切替信号発生器から入力した前記切替信号に基づいて、前記発振器及び前記第１ないし第３位相シフタから入力した前記第１ないし第４基本信号の一つを順次選択して前記参照信号を生成する切替器とを含むことを特徴とする光波距離計。A signal generation circuit that generates a reference signal in which at least three types of phase modulation are performed on a basic signal in a time division manner, and generates a drive signal having the same frequency as the frequency of the reference signal;
A light source that projects signal light generated based on the drive signal input from the signal generation circuit onto an object to be measured;
A photodetector that generates a detection signal based on the signal light incident upon being scattered and reflected by the object to be measured;
A homodyne processing circuit for generating an interference signal obtained by superimposing the detection signal input from the photodetector and the reference signal input from the signal generation circuit;
The wave heights of the interference signals input from the homodyne processing circuit are compared with each other in correspondence with at least three types of phase switching of the reference signal, and a phase difference between when the signal light is emitted and when it is received is detected. A phase detection circuit,
The signal generation circuit includes an oscillator that generates a first basic signal as the basic signal, and second to fourth phases that are shifted by π, π / 2, and 3π / 2 from the phase of the first basic signal input from the oscillator. First to third phase shifters for generating basic signals, a switching signal generator for generating a switching signal having a period larger than the period of the first basic signal, and the switching signal input from the switching signal generator And a switch that sequentially selects one of the first to fourth basic signals input from the oscillator and the first to third phase shifters to generate the reference signal. Light wave rangefinder. 前記信号発生回路は、前記発振器から入力した前記第１基本信号の位相を所定値だけシフトした前記駆動信号を生成することにより、前記被測定物体に対する測距範囲に対応して前記干渉信号の波高を基準値以上に設定させる第４位相シフタをさらに含むことを特徴とする請求項１記載の光波距離計。  The signal generation circuit generates the drive signal by shifting the phase of the first basic signal input from the oscillator by a predetermined value, so that the wave height of the interference signal corresponds to the distance measurement range with respect to the object to be measured. The lightwave distance meter according to claim 1, further comprising a fourth phase shifter that sets the value to a reference value or more. 前記位相検出回路は、前記信号発生回路から入力した前記切替信号に基づいて、前記ホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号を選択することにより、前記干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、この切替器から入力した前記位相信号を直流変換する積分器とを含むことを特徴とする請求項１記載の光波距離計。  The phase detection circuit selects the interference signal input from the homodyne processing circuit based on the switching signal input from the signal generation circuit, thereby generating a phase signal including phase information of the interference signal. The lightwave distance meter according to claim 1, further comprising: a detector; and an integrator for converting the phase signal input from the switch into a direct current. 前記信号発生回路は、前記参照信号の少なくとも３種類の位相切替時にデューティ比を５０％で一定に保持する回路構成を含むことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一つに記載の光波距離計。  4. The circuit according to claim 1, wherein the signal generation circuit includes a circuit configuration that keeps the duty ratio constant at 50% when at least three types of phases of the reference signal are switched. 5. Lightwave distance meter. 前記信号発生回路は、前記参照信号の少なくとも３種類の位相切替に同期した低周波成分を除去する狭帯域フィルタを含むことを特徴とする請求項４記載の光波距離計。  5. The optical rangefinder according to claim 4, wherein the signal generation circuit includes a narrowband filter that removes a low-frequency component synchronized with at least three types of phase switching of the reference signal. 前記信号発生回路は、前記参照信号を第１参照信号として発生するとともに、前記第１参照信号の位相をπ／２だけシフトした第２参照信号をさらに発生する回路構成を含むとともに、前記ホモダイン処理回路は、前記光検出器から入力した前記検出信号に対して、前記信号発生回路から入力した前記第１及び第２参照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する２系統の回路構成を含むことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか一つに記載の光波距離計。  The signal generation circuit includes a circuit configuration for generating the reference signal as a first reference signal, and further generating a second reference signal in which the phase of the first reference signal is shifted by π / 2, and the homodyne processing The circuit includes a two-system circuit configuration for executing in parallel a process of multiplying the detection signal input from the photodetector by the first and second reference signals input from the signal generation circuit, respectively. The light wave rangefinder according to any one of claims 1 to 5, wherein: 前記ホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号に基づいて、前記光検出器及び前記ホモダイン処理回路の各利得を調整することにより、前記干渉信号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか一つに記載の光波距離計。  Based on the interference signal input from the homodyne processing circuit, by adjusting the gains of the photodetector and the homodyne processing circuit, the gain adjustment for setting the minimum value and the maximum value of the wave height of the interference signal constant. The light wave distance meter according to claim 1, further comprising a circuit.
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