JP3746897B2

JP3746897B2 - Ringing choke converter

Info

Publication number: JP3746897B2
Application number: JP05884698A
Authority: JP
Inventors: 亘宮澤; 安宏立本
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-02-24
Filing date: 1998-02-24
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2018-02-24
Also published as: JPH11243687A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リンギングチョークコンバ−タにおけるスイッチ素子の制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、リンギングチョークコンバ−タは回路構成が簡単であるばかりでなく、制御用の補助電源が不要であるため、好んで電子機器に採用されている。このリンギングチョークコンバ−タの主変換素子としては、pnp,npn型バイポーラトランジスタ等の電流駆動型の半導体スイッチや、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電圧駆動型の半導体スイッチ等が用いられている。
特に、電圧駆動型の半導体スイッチは電流駆動型のものと比較して、高速なスイッチング動作を容易に実現できる主変換素子としてよく知られている。
【０００３】
ここで、電圧駆動型の半導体スイッチ（例えばMOSFET）を用いた従来のリンギングチョ−クコンバ−タについて説明する。
【０００４】
図５は、従来のリンギングチョ−クコンバ−タの回路の一例である。このリンギングチョ−クコンバ−タは、一次巻線１、二次巻線２および帰還巻線３を有するトランス４と、二次巻線２に接続された整流素子５と、一次巻線１に接続され、ゲート６Gに印加される電圧（以下、ゲート電圧VGとする。）の大きさに応じて、一次巻線１に流す電流（以下、ドレイン電流IDとする。）をオンオフするMOSFET６とを備えている。
【０００５】
一次巻線１はコイルの巻き始め側が直流電源７の正極に接続され、コイルの巻き終わり側はMOSFET６のドレイン６Dに接続されている。帰還巻線３のコイルの巻き始め側は、抵抗１１およびコンデンサ１２を介してMOSFET６のゲート６Gに接続され、コイルの巻き終わり側は、MOSFET６のソース６Sと共に直流電源７の負極に接続されている。また、MOSFET６のゲート６Gと直流電源７の正極との間には、起動抵抗１３が接続されている。さらに、二次巻線２のコイルの巻き終わり側には整流素子５のアノードが接続され、コイルの巻き始め側と整流素子５のカソードとの間には平滑コンデンサ８が接続されている。
なお、MOSFET６のゲート６Gには、二次巻線２の電圧すなわち出力電圧VOの値を制御する出力電圧制御部３３が接続されている。
【０００６】
次に、図面を参照しながら従来の電源装置の動作を説明する。
図６(a) (b) (c)および(d)は、それぞれ帰還巻線３の電圧（以下、帰還巻線電圧VNCとする。）,コンデンサ１２に流れる電流I１２, MOSFET６のゲート電圧ＶＧ,ドレイン電流IDの、それぞれの波形図を表すものである。
直流電源７をオンすると、起動抵抗１３を介してコンデンサ１２が充電され、MOSFET６のゲート６Gに電圧が印加されてMOSFET６がオン開始状態になる。MOSFET６がオン開始状態になると一次巻線１に電圧が印加されてドレイン電流IDが流れ始める。すると、帰還巻線３には図６(a)のような帰還巻線電圧ＶNCが発生し、コンデンサ１２に図６（b）のような電流Ｉ12が流れ、図６（c）に示したようなゲート電圧ＶGがMOSFET６のゲート６Ｇに印加される。これにより、図６（d）に示したようなドレイン電流ＩDが流れる。
やがて、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDPに達すると、出力電圧制御部３３はMOSFET６にオフ信号Soffを出力し、MOSFET６はオフする。MOSFET６がオフすると、トランス４に蓄えられたエネルギは整流素子５を通して出力される。そしてトランス４に蓄えられたエネルギがなくなると整流素子５はオフするが、トランス４にはわずかな残留エネルギがあり、このエネルギにより帰還巻線３にフライバック電圧が発生して再びMOSFET６をオンさせて発振動作を継続する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の電源装置では図６に示したように、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDｐとなるのに必要なだけのゲート電圧ＶGｐが、オン直後にMOSFET６のゲート６Gに供給される。
しかし、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDｐになるまでは、必要以上の電圧がMOSFET６のゲート６Gに供給されていることになり、この必要以上の電圧の2乗に比例したエネルギ損失が電源装置に発生し、電源装置の動作時における効率が低下する。
特に、二次巻線２に接続される負荷が無い時もしくは軽い時（以下、軽負荷時とする。）には、発振周波数が高くなるためエネルギ損失が増大する。そのため、従来の電源装置では消費電力を低減化することが困難であった。
【０００８】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、半導体スイッチの制御端に印加する電圧を制御することにより、消費電力を低くすることができるリンギングチョ−クコンバ−タを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電圧駆動型の半導体スイッチの駆動電圧を、トランスに流れる１次電流、即ち半導体スイッチのスイッチング電流の大きさに応じて可変させる、スイッチング信号制御手段を備えたことを特徴とするものである。
すなわち、本発明の具体的な手段は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有するトランスと、一次巻線に直列接続され、帰還卷線よりの制御電圧によって駆動する電圧駆動型の半導体スイッチと、二次巻線に接続された整流回路とを備えたリンギングチョ−クコンバ−タであって、制御電圧の値を、半導体スイッチに流れるスイッチング電流の大きさに対応して制御するスイッチング制御手段を備えたことを特徴とするリンギングチョ−クコンバ−タである。
また、このスイッチング制御手段には、半導体スイッチをオンし得るトリガ信号を出力するトリガ信号出力部を備えて、起動を確実に行うように構成することが望ましい。さらに、スイッチング制御手段には、リンギングチョーク電流がリニアに上昇することに鑑みて、制御電圧を時間的に略比例して増加させるための電圧可変手段を備えることを特徴とする。そして、この電圧可変手段は、制御電圧を一定電流によって生成する定電流供給手段を備えることが望ましい。
尚、電圧駆動型の半導体スイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴ叉はＩＧＢＴ又はＳＩＴの何れかが望ましい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、この実施形態に係るリンギングチョークコンバータの一回路図である。この回路は、一次巻線１、二次巻線２および帰還巻線３を有するトランス４と、二次巻線２に接続された整流素子５と、一次巻線１に接続されたMOSFET６と、このMOSFET６のゲート６Gと帰還巻線３のコイルの巻き始め側との間に設けられたドライブ回路３０とを備えている。
【００１１】
ドライブ回路３０は、オン期間中にはドレイン電流ＩDの大きさに対応する値のゲート電圧VGをMOSFET６のゲート６Gに印加することによりMOSFET６を適当に制御するようになっている。すなわち、MOSFET６は、ドライブ回路３０からゲート６Gに印加される適当なゲート電圧VGの大きさに応じて、一次巻線１に流すドレイン電流ＩDを制御するようになっている。なお、ドライブ回路３０は本発明におけるスイッチ制御手段に相当する。
【００１２】
一次巻線１はコイルの巻き始め側が直流電源７の正極に接続され、コイルの巻き終わり側はMOSFET６のドレイン６Dに接続されている。帰還巻線３のコイルの巻き始め側は、ドライブ回路３０を介してMOSFET６のゲート６Gに接続され、コイルの巻き終わり側は、MOSFET６のソース６Sと共に直流電源７の負極に接続されている。さらに、MOSFET６のゲート６Gと直流電源７の正極との間には、起動抵抗１３が接続されている。また、二次巻線２のコイルの巻き終わり側には整流素子５のアノードが接続され、コイルの巻き始め側と整流素子５のカソードとの間には平滑コンデンサ８が接続されている。
【００１３】
ここで、ドライブ回路３０の構成について説明する。図２はドライブ回路３０の構成の一例を表すものである。ドライブ回路３０は、MOSFET６がオンし始めるのに必要なゲート電圧、すなわち、トリガ信号をMOSFET６のゲート６Gに出力するドライブ回路Ａ３１と、オン期間中にドレイン電流ＩDの大きさに対応する値の、ゲート電圧ＶGをMOSFET６のゲート６Gに印加するドライブ回路B３２と、二次巻線２の電圧、すなわち出力電圧ＶOの値を制御する出力電圧制御部３３とを有している。これらのドライブ回路Ａ３１、ドライブ回路Ｂ３２および出力電圧制御部３３は、例えば、並列に接続されている。出力電圧制御部３３は、出力電圧ＶOの値を検出し、この出力電圧ＶOが所定の値を超えると、オフ信号ＳoffをMOSFET６に出力して、MOSFET６をオフさせるようになっている。なお、ドライブ回路Ａ３１は本発明のトリガ信号出力部に相当し、ドライブ回路Ｂ３２は本発明の定電流供給部に相当する。
【００１４】
ドライブ回路Ａ３１には、例えばコンデンサおよび抵抗を直列接続した回路等を使用し、ドライブ回路Ｂ３２には、例えば図３(a)〜(c)に示した構成の定電流回路等を使用するようにする。なお、ドライブ回路３０の構成は上記したものに限定されず、ドライブ回路Ａ３１とドライブ回路Ｂ３２の機能を組み合わせてもよい。
【００１５】
ここで、図３の定電流回路について説明する。図３（ａ）の回路では、整流素子４５及び抵抗４４を介して、トランジスタ４２のベース４２Ｂに電流が流れると、トランジスタ４２はオン状態となる。これにより、整流素子４５、トランジスタ４２のコレクタ４２Ｃ、エミッタ４２Ｅを介して、抵抗４１に電流Ｉ41が流れる。このとき、トランジスタ４３のベース４３Ｂとエミッタ４３Ｅとの間に設けられた抵抗４１には、トランジスタ４３のベース４３Ｂ、エミッタ４３Ｅ間電圧が印加されるため、次式に示すような定電流Ｉ41が流れる。
Ｉ41＝ＶBE43／Ｒ41
ただし、ＶBE43はトランジスタ４３のベース４３Ｂ、エミッタ４３Ｅ間の電圧を表し、Ｒ41は抵抗４１の抵抗値を表す。
【００１６】
図３（ｂ）に示した回路は、図２のドライブ回路Ａ３１の機能とドライブ回路Ｂ３２の機能とを組み合わせたものであり、図３（ａ）の定電流回路の抵抗４１にトリガ信号を生成するコンデンサ４６を、例えば並列に接続したものである。
【００１７】
図３（ｃ）に示した回路は、図３（ａ）のトランジスタ４３をツェナーダイオード４７に置き換えたもので、抵抗４１にはツェナーダイオード４７の電圧ＶZ47が印加され、以下に示す定電流が流れる。
Ｉ41＝ＶZ47／Ｒ４１
【００１８】
図３（ｄ）に示した回路は、ジャンクションＦＥＴ４８のゲート４８Ｇとソース４８Ｓとの間に設けられた抵抗４９の電圧降下により、ジャンクションＦＥＴ４８のゲート４８Ｇ、ソース４８Ｓ間電圧が制御され、定電流Ｉ49が流れる。
【００１９】
次に、本実施形態に係るリンギングチョークコンバータの動作について図面を参照しながら説明する。図４(a) ,(b), (c), (d)および(e)は、それぞれ帰還巻線電圧ＶNC, ドライブ回路A３１からMOSFET６のゲート６Gに流れる電流Ｉ31, ドライブ回路Ｂ32からMOSFET６のゲート６Gに流れる電流Ｉ32, MOSFET６のゲート電圧ＶG, ドレイン電流ＩDの波形図を表すものである。
【００２０】
直流電源７をオンすると、起動抵抗１３を介してドライブ回路Ａ３１のコンデンサおよびMOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄生容量に充電が行われる。この充電によってゲート電圧ＶGがしきい値に達すると、MOSFET６がオン開始状態になる。MOSFET６がオン開始状態になると,一次巻線１に電圧が印加されてドレイン電流ＩDが流れ始める。すると、帰還巻線３に一次巻線１と帰還巻線３の巻数比に比例した帰還巻線電圧ＶNCが図４(a)のように発生する。帰還巻線３に帰還巻線電圧ＶNCが発生すると、ドライブ回路A３１からMOSFET６のゲート６Gに図４ (b)のような電流Ｉ31が、図４のＴon1で表される期間中流れる。
これにより、Ｔon1で表される期間中には、主に電流Ｉ31がMOSFET６のトリガ信号となってMOSFET６はオンする。同時に、ドライブ回路Ｂ32により定電流制御された電流Ｉ32がドライブ回路B３２からMOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄生容量に図４ (c)のように流れる。したがって、MOSFET６のゲート６G・ソース6S間の寄生容量には電流Ｉ31と電流Ｉ32との和に相当する電流が流れる。
これにより、Ｔon2で表される期間中には、流そうとするドレイン電流ＩDの大きさに対応するようなゲート電圧ＶG、すなわち,図４(d)のように時間に対して略直線的に増加するようなゲート電圧ＶＧがMOSFET６のゲート６Gに印加される。このようなゲート電圧ＶＧがMOSFET６に印加されると、図４(e)のようなドレイン電流ＩDが一次巻線１に流れる。そして、ドレイン電流ＩDが所定の値ＩDPに達すると、出力電圧制御部３３はMOSFET６にオフ信号Soffを出力し、MOSFET６はオフする。以降は従来の電源装置と同様に動作する。
【００２１】
本実施形態に係るリンギングチョークコンバータによれば、オン期間中にはドライブ回路３０がドレイン電流ＩD の大きさに対応したゲート電圧ＶGをMOSFET６のゲート６G・ソース6S間に印加することによって、必要以上の電圧がMOSFET６に印加されなくなってエネルギ損失が低くなり、電源装置の効率を高めることができ、特に軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００２２】
なお、本発明のスイッチング電源装置は,上記の実施形態に限定されるのものでなく、半導体スイッチとしてはMOSFETだけでなく、IGBTその他の電圧駆動型のものを用いても同様の作用および効果を奏することができる。また、トランスや整流素子等の回路部品は、上記実施形態と異なる配置にしてもよい。
【００２３】
【発明の効果】
本発明のリンギングチョークコンバータによれば、オン期間中には、スイッチ制御手段が一次巻線電流の大きさに対応したゲート電圧を半導体スイッチの制御端に印加することによって、必要以上の電圧が半導体スイッチに供給されなくなり、電源装置の効率を高めることができ、軽負荷時を含めて消費電力を低減することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態のリンギングチョークコンバータの一回路図である。
【図２】図1の実施形態のドライブ回路の一例を表す回路図である。
【図３】定電流回路の例を表す構成図である。
【図４】図1に示したリンギングチョークコンバータを動作させた時の波形図である。
【図５】従来のリンギングチョークコンバータの回路図である。
【図６】図５に示したリンギンギチョークコンバータを動作させた時の波形図である。
【符号の説明】
１…一次巻線、２…二次巻線、３…帰還巻線、４…トランス、５…整流素子、６…MOSFET、６D…ドレイン、６G…ゲート、６S…ソース、７…直流電源、８…平滑コンデンサ、３０…ドライブ回路、３１…ドライブ回路A、３２…ドライブ回路B、３３…出力電圧制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switch element control circuit in a ringing choke converter.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the ringing choke converter is not only simple in circuit configuration but also does not require an auxiliary power source for control, and is therefore preferably used in electronic equipment. The main conversion elements of this ringing choke converter are current-driven semiconductor switches such as pnp and npn-type bipolar transistors, voltage-driven devices such as MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) and IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors). A type of semiconductor switch or the like is used.
In particular, a voltage-driven semiconductor switch is well known as a main conversion element that can easily realize a high-speed switching operation as compared with a current-driven type switch.
[0003]
Here, a conventional ringing choke converter using a voltage-driven semiconductor switch (for example, MOSFET) will be described.
[0004]
FIG. 5 shows an example of a conventional ringing choke converter circuit. This ringing choke converter is connected to a transformer 4 having a primary winding 1, a secondary winding 2 and a feedback winding 3, a rectifying element 5 connected to the secondary winding 2, and the primary winding 1. And a MOSFET 6 for turning on / off a current (hereinafter referred to as a drain current ID) flowing through the primary winding 1 in accordance with a magnitude of a voltage (hereinafter referred to as a gate voltage VG) applied to the gate 6G. ing.
[0005]
In the primary winding 1, the winding start side of the coil is connected to the positive electrode of the DC power supply 7, and the winding end side of the coil is connected to the drain 6 </ b> D of the MOSFET 6. The winding start side of the coil of the feedback winding 3 is connected to the gate 6G of the MOSFET 6 via the resistor 11 and the capacitor 12, and the winding end side of the coil is connected to the negative electrode of the DC power source 7 together with the source 6S of the MOSFET 6. . A starting resistor 13 is connected between the gate 6G of the MOSFET 6 and the positive electrode of the DC power supply 7. Further, the anode of the rectifying element 5 is connected to the winding end side of the coil of the secondary winding 2, and the smoothing capacitor 8 is connected between the winding start side of the coil and the cathode of the rectifying element 5.
Note that an output voltage control unit 33 that controls the voltage of the secondary winding 2, that is, the value of the output voltage VO, is connected to the gate 6G of the MOSFET 6.
[0006]
Next, the operation of the conventional power supply device will be described with reference to the drawings.
6 (a), 6 (b), 6 (c) and 6 (d) respectively show the voltage of the feedback winding 3 (hereinafter referred to as feedback winding voltage VNC), the current I12 flowing through the capacitor 12, the gate voltage VG of the MOSFET 6, FIG. 6 shows respective waveform diagrams of the drain current ID.
When the DC power supply 7 is turned on, the capacitor 12 is charged through the starting resistor 13, and a voltage is applied to the gate 6G of the MOSFET 6 to turn on the MOSFET 6. When the MOSFET 6 is turned on, a voltage is applied to the primary winding 1 and the drain current ID starts to flow. Then, a feedback winding voltage VNC as shown in FIG. 6 (a) is generated in the feedback winding 3, and a current I12 as shown in FIG. 6 (b) flows through the capacitor 12, as shown in FIG. 6 (c). A small gate voltage VG is applied to the gate 6G of the MOSFET 6. As a result, a drain current ID as shown in FIG. 6 (d) flows.
Eventually, when the drain current ID reaches a predetermined value IDP, the output voltage control unit 33 outputs an off signal Soff to the MOSFET 6, and the MOSFET 6 is turned off. When the MOSFET 6 is turned off, the energy stored in the transformer 4 is output through the rectifying element 5. When the energy stored in the transformer 4 is exhausted, the rectifying element 5 is turned off. However, the transformer 4 has a slight residual energy, and this energy generates a flyback voltage in the feedback winding 3 to turn on the MOSFET 6 again. To continue oscillation.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, in the conventional power supply device, as shown in FIG. 6, a gate voltage VGp necessary for the drain current ID to have a predetermined value IDp is supplied to the gate 6G of the MOSFET 6 immediately after being turned on.
However, until the drain current ID reaches a predetermined value IDp, an unnecessarily high voltage is supplied to the gate 6G of the MOSFET 6, and an energy loss proportional to the square of the unnecessarily high voltage is generated in the power supply device. And the efficiency during operation of the power supply device is reduced.
In particular, when there is no load connected to the secondary winding 2 or when the load is light (hereinafter referred to as a light load), the oscillation frequency increases and energy loss increases. Therefore, it has been difficult to reduce power consumption in the conventional power supply device.
[0008]
The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a ringing choke converter capable of reducing power consumption by controlling a voltage applied to a control terminal of a semiconductor switch. There is to do.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is characterized by comprising switching signal control means for varying the driving voltage of the voltage-driven semiconductor switch in accordance with the primary current flowing through the transformer, that is, the switching current of the semiconductor switch. It is.
That is, the specific means of the present invention includes a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a feedback winding, and a voltage drive type that is connected in series to the primary winding and is driven by a control voltage from a feedback winding. A ringing choke converter comprising a semiconductor switch and a rectifier circuit connected to a secondary winding, wherein the switching voltage is controlled in accordance with the magnitude of a switching current flowing through the semiconductor switch. A ringing choke converter characterized by comprising a control means.
The switching control means preferably includes a trigger signal output unit that outputs a trigger signal that can turn on the semiconductor switch, and is configured to reliably start. Furthermore, in view of the fact that the ringing choke current rises linearly, the switching control means is provided with a voltage variable means for increasing the control voltage substantially in time. The voltage variable means preferably includes constant current supply means for generating a control voltage with a constant current.
As the voltage-driven semiconductor switch, either MOSFET or IGBT or SIT is desirable.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram of a ringing choke converter according to this embodiment. This circuit comprises a transformer 4 having a primary winding 1, a secondary winding 2 and a feedback winding 3, a rectifying element 5 connected to the secondary winding 2, a MOSFET 6 connected to the primary winding 1, A drive circuit 30 provided between the gate 6G of the MOSFET 6 and the winding start side of the coil of the feedback winding 3 is provided.
[0011]
The drive circuit 30 appropriately controls the MOSFET 6 by applying a gate voltage VG having a value corresponding to the magnitude of the drain current ID to the gate 6G of the MOSFET 6 during the ON period. That is, the MOSFET 6 controls the drain current ID that flows through the primary winding 1 in accordance with the appropriate gate voltage VG applied from the drive circuit 30 to the gate 6G. The drive circuit 30 corresponds to switch control means in the present invention.
[0012]
In the primary winding 1, the winding start side of the coil is connected to the positive electrode of the DC power supply 7, and the winding end side of the coil is connected to the drain 6 </ b> D of the MOSFET 6. The winding start side of the coil of the feedback winding 3 is connected to the gate 6G of the MOSFET 6 via the drive circuit 30, and the winding end side of the coil is connected to the negative electrode of the DC power source 7 together with the source 6S of the MOSFET 6. Further, a starting resistor 13 is connected between the gate 6G of the MOSFET 6 and the positive electrode of the DC power supply 7. Further, the anode of the rectifying element 5 is connected to the winding end side of the coil of the secondary winding 2, and the smoothing capacitor 8 is connected between the winding start side of the coil and the cathode of the rectifying element 5.
[0013]
Here, the configuration of the drive circuit 30 will be described. FIG. 2 shows an example of the configuration of the drive circuit 30. The drive circuit 30 includes a gate voltage necessary for the MOSFET 6 to start to turn on, that is, a drive circuit A31 that outputs a trigger signal to the gate 6G of the MOSFET 6, and a value corresponding to the magnitude of the drain current ID during the ON period. A drive circuit B32 for applying the gate voltage VG to the gate 6G of the MOSFET 6 and an output voltage controller 33 for controlling the voltage of the secondary winding 2, that is, the value of the output voltage VO are provided. The drive circuit A31, the drive circuit B32, and the output voltage control unit 33 are connected in parallel, for example. The output voltage control unit 33 detects the value of the output voltage VO. When the output voltage VO exceeds a predetermined value, the output voltage control unit 33 outputs an off signal Soff to the MOSFET 6 to turn off the MOSFET 6. The drive circuit A31 corresponds to the trigger signal output unit of the present invention, and the drive circuit B32 corresponds to the constant current supply unit of the present invention.
[0014]
For example, a circuit in which a capacitor and a resistor are connected in series is used for the drive circuit A31, and for example, a constant current circuit having the configuration shown in FIGS. 3A to 3C is used for the drive circuit B32. To do. The configuration of the drive circuit 30 is not limited to that described above, and the functions of the drive circuit A31 and the drive circuit B32 may be combined.
[0015]
Here, the constant current circuit of FIG. 3 will be described. In the circuit of FIG. 3A, when a current flows through the base 42B of the transistor 42 via the rectifying element 45 and the resistor 44, the transistor 42 is turned on. As a result, a current I41 flows through the resistor 41 via the rectifying element 45, the collector 42C of the transistor 42, and the emitter 42E. At this time, since the voltage between the base 43B and the emitter 43E of the transistor 43 is applied to the resistor 41 provided between the base 43B and the emitter 43E of the transistor 43, a constant current I41 as shown in the following formula flows. .
I41 = VBE43 / R41
However, VBE43 represents the voltage between the base 43B and the emitter 43E of the transistor 43, and R41 represents the resistance value of the resistor 41.
[0016]
The circuit shown in FIG. 3B is a combination of the function of the drive circuit A31 of FIG. 2 and the function of the drive circuit B32, and generates a trigger signal at the resistor 41 of the constant current circuit of FIG. Capacitors 46 are connected in parallel, for example.
[0017]
The circuit shown in FIG. 3C is obtained by replacing the transistor 43 in FIG. 3A with a Zener diode 47, and the voltage VZ47 of the Zener diode 47 is applied to the resistor 41, and the constant current shown below flows. .
I41 = VZ47 / R41
[0018]
In the circuit shown in FIG. 3D, the voltage between the gate 48G and the source 48S of the junction FET 48 is controlled by the voltage drop of the resistor 49 provided between the gate 48G and the source 48S of the junction FET 48, and the constant current I49 Flows.
[0019]
Next, the operation of the ringing choke converter according to the present embodiment will be described with reference to the drawings. 4 (a), (b), (c), (d), and (e) show the feedback winding voltage VNC, the current I31 flowing from the drive circuit A31 to the gate 6G of the MOSFET 6, and the gate of the MOSFET 6 from the drive circuit B32, respectively. The waveform diagram of the current I32 flowing through 6G, the gate voltage VG of the MOSFET 6 and the drain current ID is shown.
[0020]
When the DC power supply 7 is turned on, the capacitor of the drive circuit A31 and the parasitic capacitance between the gate 6G and the source 6S of the MOSFET 6 are charged via the starting resistor 13. When the gate voltage VG reaches a threshold value due to this charging, the MOSFET 6 is turned on. When the MOSFET 6 is turned on, a voltage is applied to the primary winding 1 and the drain current ID begins to flow. Then, a feedback winding voltage VNC proportional to the turn ratio of the primary winding 1 and the feedback winding 3 is generated in the feedback winding 3 as shown in FIG. When the feedback winding voltage VNC is generated in the feedback winding 3, a current I31 as shown in FIG. 4B flows from the drive circuit A31 to the gate 6G of the MOSFET 6 during a period represented by Ton1 in FIG.
As a result, during the period represented by Ton1, the current I31 mainly serves as a trigger signal for the MOSFET 6 and the MOSFET 6 is turned on. At the same time, the current I32 controlled at a constant current by the drive circuit B32 flows from the drive circuit B32 to the parasitic capacitance between the gate 6G and the source 6S of the MOSFET 6 as shown in FIG. Therefore, a current corresponding to the sum of the current I31 and the current I32 flows through the parasitic capacitance between the gate 6G and the source 6S of the MOSFET 6.
As a result, during the period represented by Ton2, the gate voltage VG corresponding to the magnitude of the drain current ID to be passed, that is, approximately linearly with respect to time as shown in FIG. 4 (d). An increasing gate voltage VG is applied to the gate 6G of the MOSFET 6. When such a gate voltage VG is applied to the MOSFET 6, a drain current ID as shown in FIG. 4 (e) flows through the primary winding 1. When the drain current ID reaches a predetermined value IDP, the output voltage control unit 33 outputs an off signal Soff to the MOSFET 6 and the MOSFET 6 is turned off. Thereafter, the operation is the same as that of the conventional power supply apparatus.
[0021]
In the ringing choke converter according to this embodiment, the drive circuit 30 applies a gate voltage VG corresponding to the magnitude of the drain current ID between the gate 6G and the source 6S of the MOSFET 6 more than necessary during the ON period. Is no longer applied to the MOSFET 6 and energy loss is reduced, so that the efficiency of the power supply device can be increased, and in particular, power consumption at light loads can be reduced.
[0022]
Note that the switching power supply device of the present invention is not limited to the above embodiment, and the same operation and effect can be obtained by using not only MOSFET but also IGBT or other voltage drive type semiconductor switches. Can play. Further, circuit components such as a transformer and a rectifying element may be arranged differently from the above embodiment.
[0023]
【The invention's effect】
According to the ringing choke converter of the present invention, during the ON period, the switch control means applies a gate voltage corresponding to the magnitude of the primary winding current to the control end of the semiconductor switch, so that a voltage higher than necessary is applied to the semiconductor. Since the power is not supplied to the switch, the efficiency of the power supply device can be improved, and the power consumption can be reduced even when the load is light.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a ringing choke converter according to an embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a drive circuit according to the embodiment of FIG.
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating an example of a constant current circuit.
4 is a waveform diagram when the ringing choke converter shown in FIG. 1 is operated. FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional ringing choke converter.
FIG. 6 is a waveform diagram when the ringing choke converter shown in FIG. 5 is operated.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Primary winding, 2 ... Secondary winding, 3 ... Feedback winding, 4 ... Transformer, 5 ... Rectifier, 6 ... MOSFET, 6D ... Drain, 6G ... Gate, 6S ... Source, 7 ... DC power supply, 8 ... smoothing capacitor, 30 ... drive circuit, 31 ... drive circuit A, 32 ... drive circuit B, 33 ... output voltage controller

Claims

A transformer having a primary winding, a secondary winding and a feedback winding; a voltage-driven semiconductor switch connected in series to the primary winding and driven by a control voltage from the feedback winding; and the secondary winding connected ringing Cho and a rectifier circuit - Kukonba - in data, the value of the control voltage, a switching control means for controlling in response to the magnitude of the switching current flowing through the semiconductor switches, the switching control The means includes a voltage varying means for increasing the control voltage approximately in proportion to time, and a ringing choke converter.

2. A ringing choke converter according to claim 1, wherein said switching control means comprises a trigger signal output unit for outputting a trigger signal capable of turning on said semiconductor switch.

3. A ringing choke converter according to claim 1, wherein said voltage varying means comprises constant current supply means for generating said control voltage with a constant current.

4. The ringing choke converter according to claim 1, wherein the semiconductor switch is one of a MOSFET, IGBT, or SIT.