JP3746113B2

JP3746113B2 - Ultrasonic diagnostic equipment

Info

Publication number: JP3746113B2
Application number: JP25856996A
Authority: JP
Inventors: 達朗馬場; 泰夫宮島
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-09-30
Filing date: 1996-09-30
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2016-09-30
Also published as: JPH1099332A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波を生体内に送波し、生体内の各組織からの反射波を信号処理することにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の生体情報を得る超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波を生体内に送波し、生体内の各組織からの反射波を受波し、この反射波を信号処理することにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の生体情報を得る超音波診断装置は、無侵襲で、かつ造影剤なしで軟部組織の診断ができる利点を有しており、現在では医療の分野において広く用いられている。
【０００３】
図１２は上記従来例に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図である。この装置は、超音波プローブ８０、送／受信回路８１、直交検波回路８２、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）８３及び８５、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）８６、ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）８７、モニタ８８、フェイズシフタ回路を有する方向分離回路８９、パワーアンプ９０及び９２、スピーカ９１（左）及び９２（右）から構成されている。
【０００４】
超音波プローブ８０は、送／受信回路８１から供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパルス波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応じた電気信号を出力する。この電気信号は送／受信回路８１に入力される。送／受信回路８１は、ディレイ加算回路を有し、超音波プローブ８０から入力された信号にディレイ加算を施した後、直交検波回路８２に出力する。送／受信回路８１から出力されたディレイ加算後の信号は、ｆ_ref （０゜）およびｆ_ref （９０゜）の二つのミキサーを有する直交検波回路８２により直交検波される。ｆ_ref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ８３に入力される。また、ｆ_ref （９０゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ８４に出力される。
【０００５】
バンドパス・フィルタ８３及び８４は、低周波のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号となるように直交検波回路８２からの出力をフィルタリングする。バンドパス・フィルタ８３からは実部チャネル（Real-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ８４からは虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力される。かくして複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。
【０００６】
得られた超音波ドプラ偏移信号は、Ａ／Ｄ変換器８５に供給され、また、フェイズシフタ回路を有する方向分離回路８９に供給される。
Ａ／Ｄ変換器８５に入力された超音波ドプラ偏移信号は、ここでディジタル信号に変換され、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）８６に出力される。高速フーリエ変換器８６においては、比較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタルの超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これにより超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）８７を介してモニタ８８に供給され、スペクトラム表示される。
【０００７】
一方、フェイズシフタ回路を有する方向分離回路８９に供給された超音波ドプラ偏移信号は、上記スペクトラム表示に対応し、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）とに順逆分離され、アンプ９０および９２を介してオーディオ信号としてスピーカー９１及び９２から出力される。
【０００８】
上記方向分離回路８９は、図１３に示すように、実部チャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル（Imag-ch ）信号からなる超音波ドプラ偏移信号を入力し、フェイズシフタ回路１００により虚部チャネル信号の位相を例えば９０゜偏移させる。さらに、方向分離回路８９は、実部チャネル信号と、位相が９０゜偏移された虚部チャネル信号とを加減算することにより、超音波ドプラ偏移信号を順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）とに分離する。
【０００９】
このような方向分離回路８９による方向分離により得られる順方向および逆方向の信号は以下のように表される。まず、超音波ドプラ偏移信号（複素）は、振幅ａにおいて周波数がω_f の成分と振幅ｂにおいて周波数が−ω_r の成分の和であるとし、超音波ドプラ偏移信号の実部チャネル（Real-ch ）成分、および虚部チャネル（Imag-ch ）成分は次式（１）のように仮定される。
【００１０】
Real(t) = a ・cos( ω_f ・t) + b ・cos(-ω_r ・t)
Imag(t) = a ・sin( ω_f ・t) + b ・sin(-ω_r ・t) …（１）
そうすると、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）は次式（２），（３）のようになる。
【００１１】

ところで、上記したような方向分離の原理に基づく従来の超音波診断装置においては、次のような問題点がある。
【００１２】
上記方向分離回路のフェイズシフタ回路１００は、複数のオールパス・フィルタがカスケード接続されたアナログ回路から構成されるため、回路構成が大規模になるという問題がある。また、図１４に示すように帯域によっては分離度が低下し、充分な方向分離性能が得られないという問題がある。また、アナログ回路のため煩雑な調整を要しコスト面からも不利な点を有している。
【００１３】
ところで、本発明と同一出願人の出願に係る特開平２−１９８５４２号公報に記載の超音波診断装置がある。この装置は血流ドプラのＦＦＴ（高速フーリエ変換）像の再生時においてドプラ音を再生するものである。この装置には次のような欠点がある。すなわち、上記ＦＦＴのサンプルレートはパルスレート繰り返し周波数（ＰＲＦ）単位であるため、ドプラ音の合成時において、そのトーンをライブに一致させることが困難であるという欠点がある。また、フーリエ変換処理およびパワー計算処理を完了したのちに発音する構成であるので、処理時間の観点から応答性が悪いという欠点がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明の目的は、超音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な超音波診断装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し目的を達成するために本発明の超音波診断装置は次のような手段を用いている。
（１）本発明の超音波診断装置は、被検体に超音波を送波し、その反射波を受波することにより超音波ドプラ偏移信号を収集する収集手段と、第一の周波数領域の信号を通過するフィルタ特性を示す第一の伝達関数と第二の周波数領域の信号を通過するフィルタ特性を示す第二の伝達関数とを有し、前記収集手段により得られた超音波ドプラ偏移信号を前記第一の周波数領域に対応する順方向の信号と前記第二の周波数領域に対応する逆方向の信号とに分離する複素ディジタルフィルタから構成される分離手段と、前記分離手段から出力された正方向の信号および逆方向の信号に応じて超音波ドプラ音を発する発音手段と、を具備する。
（２）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィルタは、非再帰型フィルタから構成されることを特徴とする。
（３）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィルタは、再帰型フィルタから構成されることを特徴とする。
（４）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の装置であって、且つ前記収集手段により収集された超音波ドプラ偏移信号の波形がスペクトラム表示上における折返しにより不連続波形となるのを防止する零シフト手段をさらに具備し、前記分離手段は、前記零シフト手段の零シフトに連動することを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係る超音波診断装置の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の超音波診断装置は、超音波プローブ１、送／受信回路２、直交検波回路３、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）４及び５、フーリエ変換器（ＦＦＴ）６、ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７、モニタ８、方向分離回路９、Ｄ／Ａ変換器１０、パワーアンプ１１及び１３、スピーカ１２（左）及び１４（右）、ゼロシフト回路１５から構成されている。
【００１７】
超音波プローブ１は、送／受信回路２から供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパルス波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応じた電気信号を出力する。送／受信回路２は、ディレイ加算回路を有し、超音波プローブ１から出力された電気信号にディレイ加算を施した後、直交検波回路３に出力する。送／受信回路２から出力されたディレイ加算後の信号は、ｆ_ref （０゜）およびｆ_ref （９０゜）の二つのミキサーを有する直交検波回路３により直交検波される。ｆ_ref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ４に入力される。また、ｆ_ref （９０゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ５に出力される。
【００１８】
バンドパス・フィルタ４及び５は、低周波のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号となるように直交検波回路３からの出力をフィルタリングする。バンドパス・フィルタ４からは実部チャネル（Real-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ５からは虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力される。かくして複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。なお、本実施形態においては、上記超音波ドプラ偏移信号はディジタル信号として得られるように構成されている。
【００１９】
得られた超音波ドプラ偏移信号は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）５に供給され、また方向分離回路９に供給される。
高速フーリエ変換器５においては、比較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタルの超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これにより超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７を介してモニタ８に供給され、スペクトラム表示される。
【００２０】
一方、方向分離回路９に供給された超音波ドプラ偏移信号は、上記スペクトラム表示に対応し、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）とに順逆分離され、Ｄ／Ａ変換器１０によりアナログ信号に変換された後、パワーアンプ１１および１３を介してオーディオ信号としてスピーカー１２（左）及び１４（右）から出力される。
【００２１】
上記方向分離回路９は、オーディオの方向分離のための複素ディジタルフィルタから構成され、図２に示すように、複素直交検波によって得られた実部チャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル（Imag-ch ）信号からなる超音波ドプラ偏移信号と、ゼロシフト回路１５からのゼロシフト量とを入力し、オーディオの方向分離を実行し、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）とを出力するものである。また、ここでは、上記複素ディジタルフィルタは、二次のＩＩＲ成分およびＦＩＲ成分を含む複素ＩＩＲ（非再帰型）フィルタからなる。なお、フィルタの次数は二次に限定されず、例えば四次あるいは六次であっても良い。ちなみに、フィルタの次数を上げることにより肩特性が急峻となり、したがってより高い方向分離能を実現可能となる。
【００２２】
図３〜図５は、この複素ＩＩＲフィルタを構成する伝達関数を示す図である。なおω_S は複素ディジタルフィルタにおけるサンプリング角周波数である。
図３は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の周波数特性を示す図である。Ｈ（Ｚ）は、帯域幅として約ω_S/2 のローパス・フィルタ（ＬＰＦ）を想定する。図４は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）の周波数特性、図５は、伝達関数Ｈｒ（Ｚ）をそれぞれ示す図である。Ｈｆ（Ｚ）は、Ｚを＋ω_S/4 だけ周波数偏移（シフト）させるための伝達関数であり、Ｈｒ（Ｚ）は、Ｚを−ω_S/4 だけ周波数偏移（シフト）させるための伝達関数である。ここで、図３から図４への変換は、Ｚ＝exp(j ^* ω) をＺ＝exp(j ^* ( ω- π/2) にする。また図３から図５への変換は、Ｚ＝exp(j ^* ω) をＺ＝exp(j ^* ( ω+ π/2) にする。これらの変換は上記ゼロシフト回路１５からのゼロシフト量に応じて可変とする。これにより表示スペクトラムに連動したオーディオのゼロシフトが実現可能となる。ちなみに、上述したようにフィルタの次数を上げた場合、±ω_S/2 付近の肩特性が急峻となり、高い方向分離能を実現可能となる。
【００２３】
図６は、上記複素ＩＩＲフィルタの具体例に係り、そのアルゴリズム構成を示すブロック図である。ここでは、二次のＩＩＲ成分およびＦＩＲ成分を含む複素ＩＩＲフィルタとして、バイカッド型（ＢＩＱＵＡＤ）フィルタが採用されている。図６において、５０は加算器、５１及び５２はデータレジスタ、５３は係数乗算器、５４は係数乗算後に符号反転する乗算器である。
伝達関数Ｈ（Ｚ）、Ｈｆ（Ｚ）、Ｈｒ（Ｚ）は、次式（４）〜（６）によって表される。
【００２４】
【数１】

また、複素のＨｆ（Ｚ）のループおよび複素のＨｒ（Ｚ）のループは、次式（７）および（８）に示される。
【００２５】
【数２】

【００２６】
このような本実施形態によれば、図７の特性曲線Ａで示されるような方向分離性能が得られる。これは、同図に示される従来例の特性曲線Ｂに比較し、所要の帯域において充分な分離性能を示すものである。
【００２７】
図８は、スペクトラム表示上における零シフトを示している。図８の左側の表示例では、スペクトラムの一部が画面上部から画面下部に折返り、これにより不連続波形となっている。この場合、ゼロシフト回路１５により算出されたゼロシフト量に応じて図８の右側の表示例に示すように、「０」の位置が画面下方に下がり、これにより上記折返しによる波形の不連続性が防止され、観察者は、連続波形を観察できる。そして、本実施形態によれば、ゼロシフト回路１５により算出されたゼロシフト量に応じたオーディオの方向分離、すなわちオーディオのゼロ（零) シフトが行われる。
【００２８】
以上説明したように、第１実施形態によれば、方向分離回路９が複素ＩＩＲフィルタからなる複素ディジタルフィルタを用いて構成されているので、帯域によらず充分な分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構成を比較的小規模にできる。また、アナログ回路のような煩雑な調整は不要である。さらに、血流ドプラ像のスペクトラム表示に対応したオーディオ零シフトが実現されるため、より高精度の血流ドプラ音が得られる。
【００２９】
（第２実施形態）
第２実施形態は第１実施形態の変形に係る。すなわち第１実施形態の方向分離回路９は複素ＩＩＲフィルタからなる複素ディジタルフィルタを用いて構成されるのに対し、第２実施形態の方向分離回路９は、一般的なＦＩＲ（再帰型）フィルタからなる複素ディジタルフィルタを用いて構成される。なお、方向分離回路９以外の構成要素については第１実施形態と同様である。
【００３０】
図９は、本発明の第２実施形態に係る超音波診断装置の複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理を示す説明図である。なお、図９においてω_S は複素ディジタルフィルタのサンプリング角周波数とする。
【００３１】
Ｈｆ（Ｚ）は、第１の周波数領域（０〜ω_S/2 ）、すなわち順方向信号のフィルタ特性を示している。このＨｆ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行ない、これにより複素の時間領域信号CFowreal(t) ，CFowimag(t) を得る。なお、周波数領域０〜＋ω_S/2 の通過域を有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（９）に従って行えば良い。
【００３２】
【数３】

【００３３】
上記変換後、複素の時間領域信号CFowreal(t) ，CFowimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、次式（１０）に示すように順方向信号に関する離散時間領域の複素係数列CFreal( τ) ，CFimag( τ) を得る。窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いられる。
【００３４】
【数４】

【００３５】
続いて、図１０に示すように、第２の周波数領域（−ω_S/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィルタを想定し、上記順方向信号の場合と同様に逆ＦＦＴして窓関数を掛けることにより逆方向信号に関する離散時間領域の複素係数列を得る。なお図１０においては、図９で図示した複素の時間領域信号および離散時間領域の複素係数列は省略されている。
【００３６】
まずＨｒ（Ｚ）は、第２の周波数領域（−ω_S/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィルタ特性を示している。このＨｒ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行ない、これにより複素の時間領域信号CRevreal(t) ，CRevimag(t) を得る。
周波数領域−ω_S/2 〜０の通過域を有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（１１）に従って行えば良い。
【００３７】
【数５】

【００３８】
上記変換後、複素の時間領域信号CRevreal(t) ，CRevimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、次式（１２）に示すように逆方向信号に関する離散時間領域の複素係数列CRreal( τ) ，CRimag( τ) を得る。窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いられる。
【００３９】
【数６】

【００４０】
かくして、順方向信号の帯域および逆方向信号の帯域のそれぞれについて離散時間領域の複素係数列が得られる。
図１１は、上記方向分離原理の具体例に係り、複素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック図である。この複素ＦＩＲフィルタは、上記のようにして求めた離散時間領域の複素係数例に対する時間軸上の複素コンボリューション（畳込み積分）を実現するコンボリューション・フィルタを構成する。なお、このフィルタのタップ数はｎとする。
【００４１】
次式（１３）および（１４）は上記アルゴリズムの計算式である。次式（１３）によれば、順方向の信号Forward(t)が得られる。また次式（１４）によれば、逆方向の信号Reverse(t)が得られる。
【００４２】
【数７】

【００４３】
ところで、順方向信号の複素係数列の各々、そして逆方向信号の複素係数列の各々からなる４タームのコンボリューション演算は所要計算量が膨大となる。このため、本実施形態においては、順方向信号の実部チャネル成分および逆方向信号の実部チャネル成分のみについて上記コンボリューション演算を行うように構成されている。
【００４４】
以上説明したように、第２実施形態によれば、方向分離回路９がＦＩＲフィルタからなる複素ディジタルフィルタによって構成されているので、第１実施形態と同様に、帯域によらず充分な分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構成を比較的小規模にできる。また、アナログ回路のような煩雑な調整は不要である。さらに、血流ドプラ像のスペクトラム表示に対応したオーディオ零シフトが実現されるため、より高精度の血流ドプラ音が得られる。
【００４５】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されず、種々変形して実施可能である。例えば上記第１、第２実施形態においては、方向分離回路をＩＩＲフィルタ、ＦＩＲフィルタを用いて構成する場合について説明したが、これらに限定されることはなく、その他のディジタルフィルタによっても実現可能である。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、超音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な超音波診断装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る超音波診断装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】上記第１実施形態に係る超音波診断装置のオーディオの方向分離原理の説明図。
【図３】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の周波数特性を示す図。
【図４】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）の周波数特性を示す図。
【図５】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｒ（Ｚ）を示す図。
【図６】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素ＩＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック図。
【図７】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の方向分離回路の方向分離特性を示す図。
【図８】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の零シフトを示す説明図。
【図９】本発明の第２実施形態に係る超音波診断装置の複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理を示す説明図。
【図１０】上記第２実施形態に係る超音波診断装置の複素ＦＩＲフィルタによる方向分離原理を示す説明図。
【図１１】上記第２実施形態に係る超音波診断装置の複素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック図。
【図１２】従来例に係る超音波診断装置の概略構成を示すブロック図。
【図１３】従来例に係る超音波診断装置の方向分離回路の構成を示すブロック図。
【図１４】従来例に係る超音波診断装置の方向分離回路の方向分離特性を示す図。
【符号の説明】
１…超音波プローブ
２…送／受信回路
３…直交検波回路
４，５…バンドパス・フィルタ
６…高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
７…ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）
８…モニタ
９…方向分離回路
１０…Ｄ／Ａ変換器
１１，１３…パワーアンプ
１２，１４…スピーカ
１５…ゼロシフト回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus that obtains biological information such as a blood flow Doppler image or blood flow Doppler sound by transmitting ultrasonic waves into a living body and processing a reflected wave from each tissue in the living body. .
[0002]
[Prior art]
Ultrasound is obtained by transmitting ultrasonic waves into the living body, receiving reflected waves from each tissue in the living body, and processing the reflected waves to obtain biological information such as blood flow Doppler images or blood flow Doppler sounds. The ultrasonic diagnostic apparatus has an advantage of being able to diagnose a soft tissue without being invasive and without a contrast agent, and is currently widely used in the medical field.
[0003]
FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the conventional example. This apparatus includes an ultrasonic probe 80, a transmission / reception circuit 81, a quadrature detection circuit 82, bandpass filters (BPF) 83 and 85, a fast Fourier transformer (FFT) 86, a digital scan converter (DSC) 87, It comprises a monitor 88, a direction separation circuit 89 having a phase shifter circuit,

power amplifiers

90 and 92, and speakers 91 (left) and 92 (right).
[0004]
The ultrasonic probe 80 transmits a continuous wave or a pulse wave to the subject according to the drive signal supplied from the transmission / reception circuit 81, receives the reflected wave, and outputs an electric signal corresponding to the reflected wave. Output. This electric signal is input to the transmission / reception circuit 81. The transmission / reception circuit 81 includes a delay addition circuit, performs delay addition on the signal input from the ultrasonic probe 80, and then outputs the signal to the quadrature detection circuit 82. The signal after delay addition output from the transmission / reception circuit 81 is subjected to quadrature detection by a quadrature detection circuit 82 having two mixers f _ref (0 °) and f _ref (90 °). The output from the mixer of f _ref (0 °) is input to the band pass filter 83. The output from the mixer of f _ref (90 °) is output to the bandpass filter 84.
[0005]

Bandpass filters

83 and 84 remove the low-frequency clutter component and filter the output from the quadrature detection circuit 82 so as to obtain a signal in the required band. The bandpass filter 83 outputs a real part channel (Real-ch) signal, and the bandpass filter 84 outputs an imaginary part channel (Imag-ch) signal. Thus, a complex ultrasonic Doppler shift signal is obtained.
[0006]
The obtained ultrasonic Doppler shift signal is supplied to the A / D converter 85 and also supplied to the direction separation circuit 89 having a phase shifter circuit.
The ultrasonic Doppler shift signal input to the A / D converter 85 is converted into a digital signal here and output to a fast Fourier transformer (FFT) 86. In the fast Fourier transformer 86, the frequency analysis of the digital ultrasonic Doppler shift signal is performed by the fast Fourier transform with relatively high calculation accuracy, thereby obtaining an ultrasonic Doppler image. The ultrasonic Doppler image is supplied to a monitor 88 via a digital scan converter (DSC) 87 and displayed as a spectrum.
[0007]
On the other hand, the ultrasonic Doppler shift signal supplied to the direction separation circuit 89 having a phase shifter circuit corresponds to the spectrum display, and is forward / reversely separated into a forward signal (Forward) and a reverse signal (Reverse). The audio signals are output from the

speakers

91 and 92 through the

amplifiers

90 and 92 as audio signals.
[0008]
As shown in FIG. 13, the direction separation circuit 89 receives an ultrasonic Doppler shift signal composed of a real part channel (Real-ch) signal and an imaginary part channel (Imag-ch) signal. The phase of the imaginary part channel signal is shifted by 90 °, for example. Further, the direction separation circuit 89 adds and subtracts the real part channel signal and the imaginary part channel signal whose phase is shifted by 90 °, thereby converting the ultrasonic Doppler shift signal to the forward signal (Forward). The signal (Reverse) is separated.
[0009]
The forward and reverse signals obtained by the direction separation by the direction separation circuit 89 are expressed as follows. First, it is assumed that the ultrasonic Doppler shift signal (complex) is a sum of a component having a frequency of ω _{f at} an amplitude a and a component having a frequency of −ω _{r at} an amplitude b. The Real-ch) component and the imaginary channel (Imag-ch) component are assumed as in the following equation (1).
[0010]
Real (t) = a ・ cos (ω _f・ t) + b ・ cos (-ω _r・ t)
Imag (t) = a · sin (ω _f・ t) + b · sin (-ω _r・ t) (1)
Then, the forward signal (Forward) and the reverse signal (Reverse) are expressed by the following equations (2) and (3).
[0011]

Incidentally, the conventional ultrasonic diagnostic apparatus based on the principle of direction separation as described above has the following problems.
[0012]
Since the phase shifter circuit 100 of the direction separation circuit is composed of an analog circuit in which a plurality of all-pass filters are cascade-connected, there is a problem that the circuit configuration becomes large. Further, as shown in FIG. 14, there is a problem that the degree of separation decreases depending on the band, and sufficient directional separation performance cannot be obtained. Moreover, since it is an analog circuit, it requires complicated adjustments and has a disadvantage in terms of cost.
[0013]
By the way, there is an ultrasonic diagnostic apparatus described in Japanese Patent Laid-Open No. 2-198542, which is filed by the same applicant as the present invention. This apparatus reproduces Doppler sound when reproducing an FFT (Fast Fourier Transform) image of blood flow Doppler. This device has the following drawbacks. That is, since the FFT sample rate is in units of pulse rate repetition frequency (PRF), there is a drawback that it is difficult to match the tone live when the Doppler sound is synthesized. Further, since the configuration is such that sound is generated after the Fourier transform process and the power calculation process are completed, there is a drawback that the responsiveness is poor from the viewpoint of processing time.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an ultrasonic diagnostic apparatus that can obtain sufficient direction separation performance and response time performance in the generation of ultrasonic Doppler sound and that has a small circuit configuration.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems and achieve the object, the ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention uses the following means.
(1) An ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention includes an acquisition unit that transmits an ultrasonic wave to a subject and collects an ultrasonic Doppler shift signal by receiving the reflected wave ; An ultrasonic Doppler shift obtained by the collecting means , having a first transfer function indicating a filter characteristic that passes a signal and a second transfer function indicating a filter characteristic that passes a signal in a second frequency domain; separating means consists of complex digital filter for separating the opposite direction of the signal corresponding to the forward signal a second frequency regions corresponding signals to said first frequency range is output from the separating means Sound generation means for generating an ultrasonic Doppler sound in response to a forward signal and a reverse signal.
(2) The ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention is the apparatus described in (1) above, and the complex digital filter of the separating means is configured by a non-recursive filter.
(3) The ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention is the apparatus described in (1) above, and the complex digital filter of the separating means is composed of a recursive filter.
(4) The ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention is the apparatus according to (1) above, and the waveform of the ultrasonic Doppler shift signal collected by the collecting means is a discontinuous waveform due to folding on a spectrum display. The shifter further includes a zero shift means for preventing the shift, and the separating means is interlocked with the zero shift of the zero shift means.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment of the present invention. The ultrasonic diagnostic apparatus of this embodiment includes an ultrasonic probe 1, a transmission / reception circuit 2, a quadrature detection circuit 3, bandpass filters (BPF) 4 and 5, a Fourier transformer (FFT) 6, and a digital scan converter. (DSC) 7, monitor 8, direction separation circuit 9, D / A converter 10,

power amplifiers

11 and 13, speakers 12 (left) and 14 (right), and zero shift circuit 15.
[0017]
The ultrasonic probe 1 transmits a continuous wave or a pulse wave to the subject according to the drive signal supplied from the transmission / reception circuit 2, receives the reflected wave, and outputs an electrical signal corresponding to the reflected wave. Output. The transmission / reception circuit 2 has a delay addition circuit, performs delay addition on the electrical signal output from the ultrasonic probe 1, and outputs the result to the quadrature detection circuit 3. The signal after delay addition output from the transmission / reception circuit 2 is quadrature detected by a quadrature detection circuit 3 having two mixers f _ref (0 °) and f _ref (90 °). The output from the mixer of f _ref (0 °) is input to the band pass filter 4. Further, the output from the mixer of f _ref (90 °) is output to the band pass filter 5.
[0018]
The bandpass filters 4 and 5 remove the low-frequency clutter component and filter the output from the quadrature detection circuit 3 so as to obtain a required band signal. The bandpass filter 4 outputs a real part channel (Real-ch) signal, and the bandpass filter 5 outputs an imaginary part channel (Imag-ch) signal. Thus, a complex ultrasonic Doppler shift signal is obtained. In the present embodiment, the ultrasonic Doppler shift signal is configured to be obtained as a digital signal.
[0019]
The obtained ultrasonic Doppler shift signal is supplied to a fast Fourier transformer (FFT) 5 and also supplied to a direction separation circuit 9.
In the fast Fourier transformer 5, frequency analysis of the digital ultrasonic Doppler shift signal is performed by fast Fourier transform with relatively high calculation accuracy, thereby obtaining an ultrasonic Doppler image. This ultrasonic Doppler image is supplied to a monitor 8 via a digital scan converter (DSC) 7 and displayed as a spectrum.
[0020]
On the other hand, the ultrasonic Doppler shift signal supplied to the direction separation circuit 9 corresponds to the spectrum display, and is forward / reversely separated into a forward signal (Forward) and a reverse signal (Reverse), and D / A conversion is performed. After being converted into an analog signal by the device 10, the audio signal is output from the speakers 12 (left) and 14 (right) through the

power amplifiers

11 and 13.
[0021]
The direction separation circuit 9 is composed of a complex digital filter for audio direction separation. As shown in FIG. 2, the real part channel (Real-ch) signal and the imaginary part channel (Imag) obtained by complex quadrature detection are used. -ch), an ultrasonic Doppler shift signal composed of the signal and the zero shift amount from the zero shift circuit 15 are input, audio direction separation is performed, and a forward signal (Forward) and a reverse signal (Reverse) Is output. Here, the complex digital filter is a complex IIR (non-recursive) filter including a second-order IIR component and an FIR component. The order of the filter is not limited to the second order, and may be, for example, the fourth order or the sixth order. Incidentally, by increasing the order of the filter, the shoulder characteristics become steep, so that higher directional separation can be realized.
[0022]
3 to 5 are diagrams showing transfer functions constituting the complex IIR filter. Ω _S is a sampling angular frequency in the complex digital filter.
FIG. 3 is a diagram showing the frequency characteristics of the transfer function H (Z) of the complex IIR filter. H (Z) assumes a low-pass filter (LPF) having a bandwidth of about ω _{S / 2} . FIG. 4 shows the frequency characteristics of the transfer function Hf (Z) of the complex IIR filter, and FIG. 5 shows the transfer function Hr (Z). Hf (Z) is a transfer function for shifting the frequency of Z by + ω _{S / 4} , and Hr (Z) is for shifting the frequency of Z by −ω _{S / 4} . It is a transfer function. 3 to 4 is changed from Z = exp (j ^* ω) to Z = exp (j ^* (ω−π / 2), and the conversion from FIG. = Exp (j ^* ω) is changed to Z = exp (j ^* (ω + π / 2). These conversions are variable in accordance with the amount of zero shift from the zero shift circuit 15. As a result, it is linked to the display spectrum. Incidentally, when the filter order is increased as described above, the shoulder characteristic near ± ω _{S / 2} becomes steep and high direction separation can be realized.
[0023]
FIG. 6 is a block diagram showing an algorithm configuration of a specific example of the complex IIR filter. Here, a biquad (BIQUAD) filter is employed as a complex IIR filter including a secondary IIR component and an FIR component. In FIG. 6, 50 is an adder, 51 and 52 are data registers, 53 is a coefficient multiplier, and 54 is a multiplier whose sign is inverted after coefficient multiplication.
The transfer functions H (Z), Hf (Z), and Hr (Z) are expressed by the following equations (4) to (6).
[0024]
[Expression 1]

A complex Hf (Z) loop and a complex Hr (Z) loop are represented by the following equations (7) and (8).
[0025]
[Expression 2]

[0026]
According to the present embodiment, the direction separation performance as shown by the characteristic curve A in FIG. 7 is obtained. This shows a sufficient separation performance in a required band as compared with the characteristic curve B of the conventional example shown in FIG.
[0027]
FIG. 8 shows a zero shift on the spectrum display. In the display example on the left side of FIG. 8, a part of the spectrum is folded from the upper part of the screen to the lower part of the screen, thereby forming a discontinuous waveform. In this case, as shown in the display example on the right side of FIG. 8 according to the zero shift amount calculated by the zero shift circuit 15, the position of “0” is lowered to the bottom of the screen, thereby preventing the waveform discontinuity due to the folding. The observer can observe a continuous waveform. According to the present embodiment, audio direction separation according to the zero shift amount calculated by the zero shift circuit 15, that is, audio zero (zero) shift is performed.
[0028]
As described above, according to the first embodiment, since the direction separation circuit 9 is configured using the complex digital filter composed of the complex IIR filter, sufficient separation performance and response time performance can be obtained regardless of the band. In addition, the circuit configuration can be made relatively small. Moreover, complicated adjustments such as analog circuits are unnecessary. Furthermore, since the audio zero shift corresponding to the spectrum display of the blood flow Doppler image is realized, a highly accurate blood flow Doppler sound can be obtained.
[0029]
(Second Embodiment)
The second embodiment relates to a modification of the first embodiment. That is, the direction separation circuit 9 of the first embodiment is configured using a complex digital filter composed of a complex IIR filter, whereas the direction separation circuit 9 of the second embodiment is a general FIR (recursive) filter. It is comprised using the following complex digital filter. Components other than the direction separation circuit 9 are the same as those in the first embodiment.
[0030]
FIG. 9 is an explanatory diagram showing the principle of direction separation by the complex FIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 9, ω _S is the sampling angular frequency of the complex digital filter.
[0031]
Hf (Z) represents the filter characteristic of the first frequency region (0 to ω _{S / 2} ), that is, the forward signal. A complex inverse FFT is performed on this Hf (Z) to obtain complex time domain signals CFowreal (t) and CFowimag (t). Note that the inverse Fourier transform of the function having the passband of the frequency domain 0 to + ω _{S / 2} may be performed according to the following equation (9), for example.
[0032]
[Equation 3]

[0033]
After the above transformation, the complex time domain signals CFowreal (t) and CFowimag (t) are respectively multiplied by the window function W (t), and the complex coefficients in the discrete time domain related to the forward signal as shown in the following equation (10). Get the sequences CFreal (τ) and CFimag (τ). As the window function W (t), one that drops the side rope of the spectrum, such as Hamming or Blackman, is used.
[0034]
[Expression 4]

[0035]
Subsequently, as shown in FIG. 10, assuming a second frequency region (−ω _{S / 2} ˜0), that is, a backward signal filter, the inverse FFT is performed and the window function is performed in the same manner as the forward signal. To obtain a complex coefficient sequence in the discrete time domain related to the backward signal. In FIG. 10, the complex time domain signal and the discrete time domain complex coefficient sequence illustrated in FIG. 9 are omitted.
[0036]
First, Hr (Z) indicates the filter characteristic of the second frequency region (−ω _{S / 2 to} 0), that is, the backward signal. A complex inverse FFT is performed on this Hr (Z), thereby obtaining complex time domain signals CRevreal (t) and CRevimag (t).
The inverse Fourier transform of the function having the passband of the frequency domain −ω _{S / 2 to} 0 may be performed according to the following equation (11), for example.
[0037]
[Equation 5]

[0038]
After the above transformation, the complex time domain signals CRevreal (t) and CRevimag (t) are respectively multiplied by the window function W (t), and the complex coefficients in the discrete time domain for the backward signal as shown in the following equation (12) The sequences CRreal (τ) and CRimag (τ) are obtained. As the window function W (t), one that drops the side rope of the spectrum, such as Hamming or Blackman, is used.
[0039]
[Formula 6]

[0040]
Thus, a discrete time domain complex coefficient sequence is obtained for each of the forward signal band and the reverse signal band.
FIG. 11 is a block diagram showing an algorithm configuration of a complex FIR filter according to a specific example of the direction separation principle. This complex FIR filter constitutes a convolution filter that realizes a complex convolution (convolution integration) on the time axis with respect to the complex coefficient example in the discrete time domain obtained as described above. Note that the number of taps of this filter is n.
[0041]
The following equations (13) and (14) are calculation formulas of the above algorithm. According to the following equation (13), a forward signal Forward (t) is obtained. Further, according to the following equation (14), a reverse signal Reverse (t) is obtained.
[0042]
[Expression 7]

[0043]
By the way, a 4-term convolution operation composed of each of the complex coefficient sequences of the forward signal and each of the complex coefficient sequences of the backward signal requires a large amount of calculation. For this reason, in this embodiment, the convolution calculation is performed only on the real part channel component of the forward signal and the real part channel component of the reverse signal.
[0044]
As described above, according to the second embodiment, since the direction separation circuit 9 is configured by a complex digital filter composed of an FIR filter, as in the first embodiment, sufficient separation performance and In addition to obtaining response time performance, the circuit configuration can be made relatively small. Moreover, complicated adjustments such as analog circuits are unnecessary. Furthermore, since the audio zero shift corresponding to the spectrum display of the blood flow Doppler image is realized, a highly accurate blood flow Doppler sound can be obtained.
[0045]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented with various modifications. For example, in the first and second embodiments, the case where the direction separation circuit is configured by using an IIR filter and an FIR filter has been described. However, the present invention is not limited to these and can be realized by other digital filters. is there.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an ultrasonic diagnostic apparatus having a small circuit configuration in addition to obtaining sufficient direction separation performance and response time performance in the generation of ultrasonic Doppler sound.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an audio direction separation principle of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics of a transfer function H (Z) of a complex IIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of a transfer function Hf (Z) of a complex IIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a transfer function Hr (Z) of a complex IIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing an algorithm configuration of a complex IIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 7 is a diagram showing direction separation characteristics of the direction separation circuit of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing zero shift of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing the principle of direction separation by a complex FIR filter of an ultrasonic diagnostic apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a direction separation principle by a complex FIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the second embodiment.
FIG. 11 is a block diagram showing an algorithm configuration of a complex FIR filter of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the second embodiment.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a conventional example.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a direction separation circuit of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a conventional example.
FIG. 14 is a diagram showing direction separation characteristics of a direction separation circuit of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Ultrasonic probe 2 ... Transmission / reception circuit 3 ...

Quadrature detection circuit

4, 5 ... Band pass filter 6 ... Fast Fourier transform (FFT)
7 ... Digital Scan Converter (DSC)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 8 ... Monitor 9 ... Direction separation circuit 10 ... D /

A converter

11, 13 ...

Power amplifier

12, 14 ... Speaker 15 ... Zero shift circuit

Claims

A collecting means for collecting an ultrasonic Doppler shift signal by transmitting an ultrasonic wave to a subject and receiving the reflected wave;
A first transfer function indicating a filter characteristic passing through a signal in the first frequency domain and a second transfer function indicating a filter characteristic passing through a signal in the second frequency domain, and obtained by the collecting means Separating means comprising a complex digital filter for separating the ultrasonic Doppler shift signal into a forward signal corresponding to the first frequency domain and a reverse signal corresponding to the second frequency domain ;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: sound generation means for generating an ultrasonic Doppler sound according to a forward direction signal and a reverse direction signal output from the separation means.

The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the complex digital filter of the separating unit is configured by a non-recursive filter.

The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the complex digital filter of the separating unit is configured by a recursive filter.

The apparatus further comprises zero shift means for preventing the waveform of the ultrasonic Doppler shift signal collected by the collection means from becoming a discontinuous waveform due to folding on the spectrum display, and the separation means is a zero shift means of the zero shift means. The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the ultrasonic diagnostic apparatus is interlocked with a shift.