JP3741134B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
本発明は、負荷に対して定電流垂下制御を行うことができるスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply capable of performing constant current drooping control on a load.
(従来例1)
従来のスイッチング電源としては、図8に示すバッテリーチャージャー装置が知られている。
(Conventional example 1)
A battery charger device shown in FIG. 8 is known as a conventional switching power supply.
このバッテリーチャージャー装置は、リチウム電池などのバッテリーからなる負荷29を定電流で充電する必要があるため、通常の電源回路の2次側に電流検出回路9を付加して、図9に示すように出力電圧V1の定電流垂下制御を行うものである。
Since this battery charger device needs to charge a
図9に示すように、出力電流I1が0A(Pa点)から徐々に増加していくと、パワーMOSFETからなるスイッチング素子Q1のON期間を広げるためにフィードバック電圧V3が高くなるように制御する。さらに出力電流I1を増やすと2次側電流検出抵抗R4の電圧降下が増加し、約0.7Vに達した時、2次側電流検出用トランジスタQ3がONし、フォトカプラPDの順電流が増加するためにフィードバック端子電圧V3が低下し、スイッチング素子Q1のON期間を制限する。これにより出力電圧V1は定電流垂下特性(Pb点〜Pc点)を示す。 As shown in FIG. 9, when the output current I1 gradually increases from 0A (Pa point), the feedback voltage V3 is controlled to increase in order to extend the ON period of the switching element Q1 composed of the power MOSFET. When the output current I1 is further increased, the voltage drop of the secondary side current detection resistor R4 increases. When the output current I1 reaches about 0.7V, the secondary side current detection transistor Q3 is turned on, and the forward current of the photocoupler PD increases. Therefore, the feedback terminal voltage V3 decreases, and the ON period of the switching element Q1 is limited. As a result, the output voltage V1 exhibits a constant current drooping characteristic (Pb point to Pc point).
しかし、このバッテリーチャージャー装置では、2次側電流検出抵抗R4の損失が発生するためにエネルギー変換効率の悪化につながっていた。さらに温度特性や検出精度を改善するためには、電流検出回路9をオペアンプと3端子レギュレータのような定電圧源で構成する必要がありコストが低減しないといった問題があった。 However, in this battery charger device, loss of the secondary side current detection resistor R4 occurs, leading to deterioration of energy conversion efficiency. Furthermore, in order to improve temperature characteristics and detection accuracy, it is necessary to configure the current detection circuit 9 with a constant voltage source such as an operational amplifier and a three-terminal regulator, resulting in a problem that the cost is not reduced.
(従来例2)
このような問題を解決する試みとして、1次側で定電流垂下制御を行い、2次側の電流検出回路を省略する方法が特許文献1に報告されている。
(Conventional example 2)
As an attempt to solve such a problem, Patent Document 1 reports a method of performing constant current drooping control on the primary side and omitting the secondary side current detection circuit.
この特許文献1によれば、図10に示すように、過負荷時に出力電圧V1の垂下に比例して補助側の電源電圧V2が低下する特性を利用し、これに応じて過電流検出に用いるコンパレータ18の基準電圧V6を下げて、スイッチング素子Q1の最大ON幅を制限することで、従来例1のように2次側に電流検出回路を用いることなく、出力電圧V1の定電流垂下特性を実現できるものである。このためには、定電流源19aと抵抗R11を半導体集積回路8zに設け、さらに端子101に対して電源電圧V2の分圧値を与える必要があった。
従来例2にあっては、使用用途に応じて電源電圧V2の設定値は違ってくるため、半導体集積回路8zでは、基準電圧V6の変化の割合を調整するための端子101と電圧検出抵抗R9,R10が必要となる。
In the conventional example 2, the set value of the power supply voltage V2 differs depending on the use application. Therefore, in the semiconductor integrated circuit 8z, the
ところで、パワースイッチング素子とコントロール回路とをDIP8のような放熱フィンの無いパッケージに組み込んだ半導体集積回路においては、放熱性が重要であるため、パワースイッチング素子の台座フレーム面積を可能な限り広く取り、更に台座フレームの一部をパッケージ外に出して放熱端子とすることで熱抵抗の低減を図っている。 By the way, in a semiconductor integrated circuit in which a power switching element and a control circuit are incorporated in a package without a heat radiation fin such as DIP8, since heat dissipation is important, the base frame area of the power switching element is taken as wide as possible. Further, a part of the pedestal frame is taken out of the package and used as a heat radiating terminal to reduce the thermal resistance.
しかしながら、この特許文献1によると放熱端子数を減らして電源電圧検出専用端子を設ける必要があるため、副作用としてパッケージの放熱性が悪化し、電力を多く取れなくなるといった問題があった。 However, according to Patent Document 1, since it is necessary to reduce the number of heat radiating terminals and to provide power supply voltage detection dedicated terminals, there is a problem that the heat radiating property of the package is deteriorated and a large amount of power cannot be obtained.
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、負荷に対して定電流垂下制御を行うことができ、2次側でのエネルギーの変換効率を向上するとともに装置の放熱性を向上することができるスイッチング電源を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above, and as its purpose, constant current droop control can be performed on a load, energy conversion efficiency on the secondary side can be improved, and heat dissipation of the device can be improved. It is to provide a switching power supply that can be improved.
請求項1記載の発明は、上記課題を解決するため、直流電源に接続されたトランスの1次巻線に直列に接続したスイッチング素子と、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記トランスの2次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する第1整流平滑回路と、前記トランスの補助巻線に誘起された交流電力を整流平滑する第2整流平滑回路と、前記第1整流平滑回路から負荷に出力される出力電圧を検出する第1出力検出回路と、前記第2整流平滑回路から出力され、負荷に出力される出力電圧に比例する電圧を検出する第2出力検出回路と、前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路からの帰還信号に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は比較器とパルス制御回路を備え、前記比較器の第1の入力には前記電流検出回路の出力を接続し、前記比較器の第2の入力には前記第1の出力検出回路の出力と、前記第2の出力検出回路の出力を接続し、第1の出力検出回路の出力信号と、前記第2の出力検出回路の出力信号を前記比較器の第2の入力に印加し、前記比較器の出力は前記スイッチング素子のオンオフを制御する前記パルス制御回路の入力に接続し、前記パルス制御回路の出力は前記スイッチング素子の制御端子に接続し、前記第1出力検出回路の出力信号と前記第2の出力検出回路の出力信号とが加えられた信号と、前記電流検出回路の出力とを前記比較器により比較することにより前記スイッチング素子を制御することを要旨とする。 In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is a switching element connected in series to a primary winding of a transformer connected to a DC power supply, a current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element, a first rectifying smoothing circuit for rectifying and smoothing the AC power induced in the secondary winding of the transformer, a second rectifying smoothing circuit for rectifying and smoothing the AC power said induced in the auxiliary winding of the transformer, the first rectifier A first output detection circuit for detecting an output voltage output from the smoothing circuit to the load; and a second output detection circuit for detecting a voltage proportional to the output voltage output from the second rectification smoothing circuit and output to the load; , and a control circuit for controlling the pulse signal to be output to the switching element in response to a feedback signal from said first output detection circuit and the second output detection circuit, the control circuit a comparator and pulse Comprising a control circuit, the first input of the comparator connects the output of the current detection circuit, the second input of the comparator and an output of said first output detection circuit, the second The output of the output detection circuit is connected, the output signal of the first output detection circuit and the output signal of the second output detection circuit are applied to the second input of the comparator, and the output of the comparator is Connected to the input of the pulse control circuit for controlling on / off of the switching element, the output of the pulse control circuit is connected to the control terminal of the switching element, the output signal of the first output detection circuit and the second output detection The gist is to control the switching element by comparing a signal obtained by adding an output signal of the circuit with an output of the current detection circuit by the comparator .
請求項2記載の発明は、上記課題を解決するため、前記制御回路は、前記スイッチング素子に所定の基準値を越えて過電流が流れているか否かを検出する過電流検出回路若しくは、前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される電圧に応じて過電流負荷になっているか否かを検出する帰還電圧検出回路からなる負荷状態判定回路と、前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択して、設定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される電圧に重畳して出力する定電流垂下制御回路を備え、前記定電流垂下制御回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、定電流垂下制御回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを要旨とする。 According to a second aspect of the present invention, in order to solve the above-described problem, the control circuit detects whether or not an overcurrent flows through the switching element exceeding a predetermined reference value, A load state determination circuit including a feedback voltage detection circuit that detects whether or not an overcurrent load is detected according to a voltage output from one output detection circuit and the second output detection circuit; A first constant current and a second constant current smaller than the first constant current are selected according to a load state determination result, and a set current is output from the first output detection circuit and the second output detection circuit. A constant current droop control circuit that superimposes and outputs the voltage, and outputs an output from the constant current droop control circuit to a second input of the comparator, and the output according to the output voltage from the constant current droop control circuit Output to switching element And summarized in that to control the pulse signal.
請求項3記載の発明は、上記課題を解決するため、前記制御回路は、前記負荷状態判定回路と、前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択出力して、定電流垂下制御する定電流垂下制御回路と、前記定電流垂下制御回路の第1定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される帰還電圧に重畳し、前記帰還電圧に対してインピーダンス変換した出力部に第2定電流を重畳する帰還電圧重畳回路を備え、前記帰還電圧重畳回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、前記帰還電圧重畳回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを要旨とする。 According to a third aspect of the present invention, in order to solve the above problem, the control circuit includes a first constant current and the first constant current according to the load state determination circuit and a load state determination result from the load state determination circuit. A constant current droop control circuit that selectively outputs a second constant current smaller than the current and performs constant current droop control, and the first constant current of the constant current droop control circuit is the first output detection circuit and the second output. A feedback voltage superimposing circuit that superimposes a second constant current on an output unit that is superimposed on the feedback voltage output from the detection circuit and impedance-converted with respect to the feedback voltage, and outputs the feedback voltage from the feedback voltage superimposing circuit to the comparator; And a pulse signal output to the switching element in accordance with an output voltage from the feedback voltage superimposing circuit .
請求項4記載の発明は、上記課題を解決するため、前記制御回路は、前記負荷状態判定回路と、前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択出力して、定電流垂下制御する定電流垂下制御回路と、前記定電流垂下制御回路の第1定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される帰還電圧に重畳し、該帰還電圧に対して帰還電圧回路内で直列接続されたインピーダンス素子の出力部に第2定電流を重畳する帰還電圧重畳回路を備え、前記帰還電圧重畳回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、前記帰還電圧重畳回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを要旨とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in order to solve the above problem, the control circuit includes a first constant current and the first constant current according to the load state determination circuit and a load state determination result from the load state determination circuit. A constant current droop control circuit that selectively outputs a second constant current smaller than the current and performs constant current droop control, and the first constant current of the constant current droop control circuit is the first output detection circuit and the second output. A feedback voltage superimposing circuit that superimposes on the feedback voltage output from the detection circuit and superimposes a second constant current on the output portion of the impedance element connected in series in the feedback voltage circuit with respect to the feedback voltage; The gist is to input an output from the superimposing circuit to a second input of the comparator and to control a pulse signal output to the switching element in accordance with an output voltage from the feedback voltage superimposing circuit .
請求項1記載の本発明によれば、比較器の第1の入力には電流検出回路の出力を接続し、比較器の第2の入力には第1の出力検出回路の出力と、第2の出力検出回路の出力を接続し、第1の出力検出回路の出力信号と、第2の出力検出回路の出力信号を比較器の第2の入力に印加し、比較器の出力はスイッチング素子のオンオフを制御するパルス制御回路の入力に接続し、パルス制御回路の出力はスイッチング素子の制御端子に接続し、第1出力検出回路の出力信号と第2の出力検出回路の出力信号とが加えられた信号と、電流検出回路の出力とを比較器により比較することによりスイッチング素子を制御することで、優秀な過電流垂下特性を維持しながら制御回路の制御用入力端子を2端子から1端子に削減することができる。さらに、制御用入力端子の削減により、余った端子を放熱用に利用してICのパッケージの熱抵抗の低減や、ピン数の少ないパッケージヘの実装が可能となる。 According to the first aspect of the present invention, the output of the current detection circuit is connected to the first input of the comparator, the output of the first output detection circuit is connected to the second input of the comparator, and the second The output signal of the first output detection circuit and the output signal of the second output detection circuit are applied to the second input of the comparator, and the output of the comparator is the output of the switching element. The output of the pulse control circuit is connected to the control terminal of the switching element, and the output signal of the first output detection circuit and the output signal of the second output detection circuit are added. By controlling the switching element by comparing the output signal and the output of the current detection circuit with a comparator, the control input terminal of the control circuit is changed from 2 terminals to 1 terminal while maintaining excellent overcurrent drooping characteristics. Can be reduced. Further, by reducing the control input terminals, it is possible to reduce the thermal resistance of the IC package by using the surplus terminals for heat dissipation and to mount the IC package with a small number of pins.
請求項2記載の本発明によれば、負荷状態判定回路により1つの制御端子に接続されている第1出力検出回路からの出力信号と第2出力検出回路からの出力信号、及びそれらの信号に重畳する電流を切り替えることにより、出力電圧V1が定電流垂下するための理想的なコンパレータ(12)の負入力端子電圧V5の変化特性を作ることができるため、図4に示すPb−Pc間の実線のように、定電流による過電流垂下制御ができる。 According to the second aspect of the present invention, the output signal from the first output detection circuit and the output signal from the second output detection circuit connected to one control terminal by the load state determination circuit, and those signals By switching the superimposed current, it is possible to create a change characteristic of the negative input terminal voltage V5 of the ideal comparator (12) for the output voltage V1 to droop at a constant current, and therefore, between Pb and Pc shown in FIG. As shown by the solid line, overcurrent drooping control with constant current can be performed.
請求項3および請求項4記載の本発明によれば、出力電圧V1が定電流垂下するための理想的なコンパレータ(12)の負入力端子電圧V5の変化特性を作ることができるため、図4に示す実線のように過電流垂下特性の改善ができる。 According to the third and fourth aspects of the present invention, the change characteristic of the negative input terminal voltage V5 of the ideal comparator (12) for the output voltage V1 to droop constant can be created. Overcurrent drooping characteristics can be improved as shown by the solid line in FIG.
以下、本発明を実施するための最良の形態を面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(実施例1)
図1は、本発明の実施例1に係るスイッチング電源の構成を示す図である。
Example 1
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a switching power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
交流電源1が整流平滑回路2に接続されており、整流平滑回路2の出力の一端がトランスTの1次巻線3の一端に接続されている。
The AC power source 1 is connected to the rectifying /
トランスTの1次巻線3の他端には、スイッチング素子Q1のドレインが接続され、この素子Q1のソースはドレイン電流検出抵抗R6を介して整流平滑回路2のGND側に接続されている。
The other end of the
このスイッチング素子Q1が後述する半導体集積回路8aによりオンオフ制御されてスイッチング動作を行うことにより、トランスTの1次巻線3に蓄えられた磁気エネルギーが順次に2次巻線4に放出され、さらに、2次巻線4の一端に接続されたダイオードD1により半波整流されてコンデンサC1により平滑されて第1出力検出回路5を介して負荷29に入力される。また、2次巻線4の他端は、出力となる負荷29に接続され、フォトトランジスタPTrのコレクタは半導体集積回路8aのフィードバック端子に接続されている。
When the switching element Q1 is controlled to be turned on / off by a semiconductor integrated
出力検出回路5は、軽負荷時のように、出力電圧がR2,R3により分圧された電圧がシャントレギュレータReg1 の基準電圧よりも高くなると、その誤差信号に応じてロウレベルを出力してフォトカプラの発光ダイオードPDを発光させ、発光ダイオードPDと一体のフォトトランジスタPTrにフィードバック信号を出力する。このフォトランジスタPTrのコレクタ−エミッタ間には位相補正に用いるコンデンサC3が接続されフォトトランジスタPTrのコレクタは半導体集積回路8aのフィードバック端子に接続されている。
When the output voltage divided by R2 and R3 becomes higher than the reference voltage of the shunt regulator Reg1, as in the case of a light load, the
ところで、図1に示す半導体集積回路8aには、外付け部品として抵抗R21がVcc端子7とフィードバックFB端子6との間に接続されており、トランスTの補助巻線26の一端に接続されたダイオードD2により半波整流されてコンデンサC4により平滑された電圧VccがVcc端子7に入力され、かつ、Vcc端子7は起動抵抗R5を介して整流平滑回路2の一端とトランスTの1次巻線3の一端とに共通接続されている。また、半導体集積回路8aのフィードバックFB端子6には抵抗R22が接続されており、抵抗R21,R22によりフィードバック信号FBとして変換される。なお、抵抗R21,R22は電圧V2を分圧しFB端子に出力する働きもあるので、これを第2出力検出回路10とする。
Incidentally, in the semiconductor integrated
実施例1に係るスイッチング電源に設けられた半導体集積回路8aには、図1に示すように、定電流垂下制御回路31、帰還電圧重畳回路11、フィードバックコンパレータ12、パルス制御回路13、低入力誤動作防止回路15、過電流検出コンパレータ18、基準電圧19を備えている。
As shown in FIG. 1, the semiconductor integrated
電源電圧V2が供給されるVcc端子には、定電流源30の一端、抵抗R23、定電流源32の一端、低入力誤動作防止回路15の一端、インピーダンス変換素子Q2のコレクタが接続されている。フィードバック電圧V3が供給されるフィードバックFB端子6には、スイッチ22の一端、コンパレータ24の−入力端子、インピーダンス変換素子Q2のベースが接続されている。トランスTの1次巻線3の一端が接続されているドレイン端子には、スイッチング素子Q1のドレインが接続されている。ドレイン電流検出抵抗R6が接続されているOCP端子にはスイッチング素子Q1のソース、過電流検出コンパレータ18の+入力端子、フィードバックコンパレータ12の+入力端子が接続されている。
One end of the constant
過電流検出コンパレータ18の−入力端子には基準電圧19が接続されており、出力端子がパルス制御回路13と、定電流垂下制御回路31のフリップフロップ21のセット端子に接続されており、ノコギリ波状のドレイン電流I2により抵抗R6に発生する端子間電圧であるソース電圧V4が基準電圧V6を超えた場合にハイレベルを出力することで、スイッチング素子Q1に流れる電流がある基準値を超えるか否かを検出する過電流検出回路を構成している。
The
定電流垂下制御回路31において、Vcc端子に接続されている定電流源30がスイッチ22に接続されており、定電流源30から出力される定電流I3は、フィードバック電圧V3を電源電圧V2付近まで持上げられるように十分大きな値とする。
In the constant current
コンパレータ24の+入力端子には、電源電圧V2を抵抗R23,R24により分圧した値V7が入力され、−入力端子にはフィードバック電圧V3が入力され、コンパレータ24の出力端子はフリップフロップ21のリセット端子へ入力される。
A value V7 obtained by dividing the power supply voltage V2 by the resistors R23 and R24 is input to the + input terminal of the
フリップフロップ21の出力端子Qは、定電流をON/OFFさせるスイッチ22とインバータ34に入力され、インバータ34を介してスイッチ33へ接続され、フリップフロップ21のQ出力信号がハイレベルのときにスイッチ22はオープン状態となり、スイッチ33はショート状態となり、逆に、フリップフロップ21のQ出力信号がローレベルのときにスイッチ22はショート状態となり、スイッチ33はオープン状態となる。
The output terminal Q of the flip-
スイッチ22がオープン状態の時のフィードバック電圧V3は、電源電圧V2を抵抗R21,R22により分圧した値に対してフィードバック信号が重畳された値になる。
The feedback voltage V3 when the
フィードバック電圧アッテネータ11を構成するインピーダンス変換素子Q2のエミッタは、抵抗R25,R26を介してグランドに接続され、さらに、抵抗R25,R26の接続点がスイッチ33の一端とコンパレータ12の−入力端子に接続されている。スイッチ33がオープン状態のとき、インピーダンス変換素子Q2のベースに入力されるフィードバック電圧V3が0.7Vだけ降下してエミッタに発生しており、この電圧に対して抵抗R25,R26により分圧された値が、電圧V5としてコンパレータ12の−入力端子に入力される。さらに、コンパレータ12の出力端子がパルス制御回路13に接続されている。
The emitter of the impedance conversion element Q2 constituting the
このコンパレータ12の出力信号は、電圧V5よりもソース電圧V4の方が大きくなったときにハイレベルになり、電圧V5の方がソース電圧V4よりも大きくなったときにローレベルになる。
The output signal of the
低入力誤動作防止回路15は、その出力端子がパルス制御回路13に接続されており、電源電圧V2が低下した時にパルス制御回路13の動作を停止させる信号をパルス制御回路13に出力し、電源電圧V2が低電圧になったときにパルス制御回路13の誤動作を防止する。
The low input
パルス制御回路13は、コンパレータ12の出力端子から出力される制御信号に応じてオン期間が伸縮するPWMパルス信号を生成してスイッチング素子Q1のゲートに出力する。パルス制御回路13は、過電流検出コンパレータ18によりハイレベルの電流リミット信号が入力されたときに電流リミットがかかり、スイッチング素子Q1のゲートに出力される制御信号がローレベルに制御される。
The
次に、図1〜図4を参照して、実施例1のスイッチング電源の動作を説明する。 Next, the operation of the switching power supply according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
(1)軽負荷時のスイッチング電源の全体動作
まず、交流電源1の入力が開始されると、整流平滑回路2から直流電流が起動抵抗R5を介して半導体集積回路8aのVcc端子に流れ、半導体集積回路8aの各部が動作可能な状態になる。
(1) Overall operation of switching power supply at light load First, when input of the AC power supply 1 is started, a DC current flows from the rectifying /
このとき、スイッチング素子Q1はオフ状態であり、ソース電圧V4は抵抗R6を介してGNDに接地されているので、ソース電圧V4は0Vになっており、コンパレータ18からの出力電圧はローレベルになっている。また、帰還電圧V5は整流平滑回路2の電圧を抵抗R21,R22により分圧された値に応じた値になっており、さらに電圧V7は抵抗R23,R24により分圧された値になっている。
At this time, the switching element Q1 is in an off state, and the source voltage V4 is grounded to GND via the resistor R6. Therefore, the source voltage V4 is 0V, and the output voltage from the
なお、このときのコンパレータ24に入力される帰還電圧V3と電圧V7との大小関係は、帰還電圧V3<電圧V7となるように、抵抗R21,R22、抵抗R23,R24が決定されているので、コンパレータ24からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ21のR端子に出力されている。この結果、フリップフロップ21のQ出力端子からローレベルが出力され、スイッチ22はショート状態になっており300μA程度の定電流I3がフィードバック電圧V3に重畳されている。一方、スイッチ33はオープン状態になっている。
Since the magnitude relationship between the feedback voltage V3 and the voltage V7 input to the
さらに、このときインピーダンス変換素子Q2のベースには、整流平滑回路2からの直流電圧が起動抵抗R5,抵抗R21,R22により分圧された値が入力されているので、エミッタにはこの電圧よりも0.7Vだけ低い電圧が発生し、さらにこのエミッタ電圧を抵抗R25,R26により分圧した値がコンパレータ12の−入力端子に出力される。この結果、コンパレータ12の出力端子からパルス制御回路13へローレベルが出力される。
Further, at this time, since the value obtained by dividing the DC voltage from the rectifying and smoothing
パルス制御回路13では、コンパレータ12から出力されたローレベルの制御信号に応じてハイレベルの信号をスイッチング素子Q1のゲートに出力するので、スイッチング素子Q1はオフ状態からオン状態に切り換わる。
Since the
スイッチング素子Q1がオン状態になると、整流平滑回路2からの直流電流がトランスTの1次巻線3、スイッチング素子Q1のドレイン−ソースからドレイン電流検出抵抗R6を介してGNDに流れる。この結果、トランスTのコアに電磁エネルギーが一旦蓄えられる。
When the switching element Q1 is turned on, a direct current from the rectifying and smoothing
同時に、スイッチング素子Q1のドレイン電流I2が徐々に増加するので、抵抗R6の端子間電圧が上昇して電圧V4が上昇する。電圧V4が上昇して電圧V5を超えると、コンパレータ12の出力端子はローレベルからハイレベルに切り換わるので、パルス制御回路13へハイレベルが出力される。
At the same time, since the drain current I2 of the switching element Q1 gradually increases, the voltage between the terminals of the resistor R6 rises and the voltage V4 rises. When the voltage V4 rises and exceeds the voltage V5, the output terminal of the
パルス制御回路13では、コンパレータ12から出力されたハイレベルの制御信号に応じてローレベルの信号をスイッチング素子Q1のゲートに出力するので、スイッチング素子Q1はオン状態からオフ状態に切り換わる。そこで、トランスTのコアに一旦蓄えられた電磁エネルギーが、2次巻線4に誘起してダイオードD1により整流されコンデンサC1により平滑されて負荷29に出力される。
Since the
次いで、スイッチング素子Q1がオン状態からオフ状態に切り換わると、電圧V4が0Vになるのでコンパレータ12の出力端子がハイレベルからローレベルに切り換わり、パルス制御回路13では、このローレベルの制御信号に応じてハイレベルの信号をスイッチング素子Q1のゲートに出力するので、スイッチング素子Q1はオフ状態からオン状態に切り換わる。このようにして、コンデンサC1に電荷が蓄えられ出力電圧が上昇する。
Next, when the switching element Q1 is switched from the on state to the off state, the voltage V4 becomes 0 V, so that the output terminal of the
さらに、出力検出回路5では、負荷29に出力される出力電圧がR2,R3により分圧された電圧がシャントレギュレータReg1の基準電圧よりも高くなると、その誤差信号に応じてロウレベルを出力してフォトカプラの発光ダイオードPDを発光させ、フォトトランジスタPTrにフィードバック信号が出力される。
Further, in the
このフィードバック信号を受光したフォトトランジスタPTrは、コレクタ−エミッタ間を導通状態にしてコンデンサC3の端子間電圧を低下させフィードバック電圧V3を低下させるようにして、スイッチング電源のフィードバック制御を行う。 The phototransistor PTr that has received the feedback signal performs a feedback control of the switching power supply by making the collector-emitter conductive and lowering the voltage across the capacitor C3 to lower the feedback voltage V3.
(2)軽負荷から重負荷へ
タイミングt11〜t31において、出力負荷29を軽負荷から重負荷へ徐々に重くしていくと、定常動作領域では出力電流I1が増加する。タイミングt11〜t31においては、スイッチング素子1のドレイン電流I2に比例したソース電圧V4の方が過電流検出コンパレータ18の基準電圧V6より小さいので、過電流検出コンパレータ18の出力信号はローレベルであり、フリップフロップ21のQ出力端子がローレベルになっているので、スイッチ22はショート状態になっており300μA程度の定電流I3がフィードバック電圧V3に重畳されて徐々に上昇する。なお、この間の電源電圧V2は図2に示すように一定電圧に制御されている。
(2) From light load to heavy load When the
次に、スイッチング素子1のドレイン電流I2に比例したソース電圧V4が過電流検出コンパレータ18の基準電圧V6より大きくなると、タイミングt31では、過電流検出コンパレータ18の出力信号はローレベルからハイレベルへ切り換わり、フリップフロップ21がセットされてQ出力端子がハイレベルになる。
Next, when the source voltage V4 proportional to the drain current I2 of the switching element 1 becomes larger than the reference voltage V6 of the
この結果、タイミングt31において、スイッチ22はショート状態からオープン状態に切り換わり定電流I3は遮断され、フィードバック電圧V3は、電源電圧V2を抵抗R21,R22により分圧した値に制御されてインピーダンス変換素子Q2のベースに入力される。また、この時、スイッチ33がショート状態となり10μA程度の定電流I4が電圧V5に重畳される。
As a result, at the timing t31, the
(3)定電流垂下制御
タイミングt31〜t41において、さらに、出力負荷を重くすると、出力電流I1は増加せずに出力電圧V1が低下を始める。これに伴い電源電圧V2も低下するが、この時、フィードバック電圧V3も低下するため、スイッチング素子のON幅が徐々に狭まり、出力電圧V1は図4に示すような定電流垂下特性(Pb点からPc点)となる。
(3) Constant current drooping control At timings t31 to t41, when the output load is further increased, the output current I1 does not increase and the output voltage V1 starts to decrease. Along with this, the power supply voltage V2 also decreases. At this time, the feedback voltage V3 also decreases. Therefore, the ON width of the switching element gradually decreases, and the output voltage V1 has a constant current drooping characteristic (from the point Pb) as shown in FIG. (Pc point).
ここで、出力電圧V1が定電流垂下するための理想的なコンパレータ12の−入力電圧V5の変化は、ηをエネルギー変換効率、Lpをトランス1次側インダクタンス、fosc をスイッチング周波数とすると、
[数1]
V5=R6・{2・V1・I1/(η・Lp・fosc )}1/2・・・(1)
と表され、この様子を出力電圧V1の関数としてグラフ化すると図3に示す(a)の通りとなる。
Here, the change in the negative input voltage V5 of the
[Equation 1]
V5 = R6 · {2 · V1 · I1 / (η · Lp · fosc)} 1/2 (1)
When this state is graphed as a function of the output voltage V1, it is as shown in FIG.
これに対して、実施例1に示す半導体集積回路8aでは、図3に示す(b)のように、ほぼ理想通りの電圧変化をするため、図4に示す実線(Pb点からPc点)のような定電流垂下制御が可能となる。
On the other hand, in the semiconductor integrated
ちなみに、定電流I4が無い場合は、図3に示す(c)のように、出力電圧V1の変化に対してかなり急峻に変化することになり、図4に示す破線(Pb点からPe点)のようになり実線のような定電流垂下特性を得ることはできない。 Incidentally, when there is no constant current I4, as shown in FIG. 3 (c), it changes considerably steeply with respect to the change of the output voltage V1, and the broken line (point Pb to Pe) shown in FIG. Thus, the constant current drooping characteristic as shown by the solid line cannot be obtained.
なお、タイミングt31〜t41においては、出力負荷が重くなっていくので、電源電圧V2は図2に示すように徐々に低下する。 At timings t31 to t41, since the output load becomes heavier, the power supply voltage V2 gradually decreases as shown in FIG.
(4)定常状態への復帰
タイミングt51〜t52において、出力負荷が重負荷から軽負荷へ徐々に軽くなると、電源電圧V2とフィードバック電圧V3は上昇し、ドレイン電流検出抵抗R6の両端に発生するソース電圧V4が基準電圧V6よりも小さくなり、且つ、電源電圧V2の分圧値V7がフィードバック電圧V3よりも大きくなった時、タイミングt61において、スイッチ22がオープン状態からショート状態に、スイッチ33がショート状態からオープン状態に切り換わり、定常動作状態となる。
(4) Return to steady state When the output load gradually decreases from a heavy load to a light load at timings t51 to t52, the power supply voltage V2 and the feedback voltage V3 rise, and the source generated at both ends of the drain current detection resistor R6 When the voltage V4 becomes smaller than the reference voltage V6 and the divided value V7 of the power supply voltage V2 becomes larger than the feedback voltage V3, the
このように、スイッチング素子Q1に所定の基準値V6を超えて過電流が流れているか否かを検出するようにしておき、過電流の検出結果に応じて第1定電流I3と該第1定電流I3よりも小さい第2定電流I4とを切り換えて出力するようにし、第1定電流I3を帰還電圧V3に対して入力部6で直接に重畳し、帰還電圧V3に対して入力部6よりも低インピーダンスに変換した後の出力部(コンパレータ12の−入力端子)に第2定電流I4を重畳し、その結果得られた帰還電圧に応じてスイッチング素子Q1に出力するパルス信号のオン期間を制御することで、負荷に対して定電流垂下制御を行うことができる。
In this way, it is detected whether or not an overcurrent flows through the switching element Q1 beyond the predetermined reference value V6, and the first constant current I3 and the first constant current are determined according to the overcurrent detection result. The second constant current I4 smaller than the current I3 is switched and output, and the first constant current I3 is directly superimposed on the feedback voltage V3 by the
[実施例2]
図5は、本発明の実施例2に係るスイッチング電源の構成を示す図である。
[Example 2]
FIG. 5 is a diagram illustrating the configuration of the switching power supply according to the second embodiment of the present invention.
図1に示す実施例1おいては、過電流検出に用いるコンパレータ18の出力を直接フリップフロップ21のセット端子に入力しているのに対して、実施例2においては、帰還電圧検出回路37を設け、フィードバック電圧V3で過負荷状態を検出するようにしている。
In the first embodiment shown in FIG. 1, the output of the
帰還電圧検出回路37の入力側はフィードバック端子6に接続され、フィードバック端子6からMOSFET37aのゲートに接続され、MOSFET37aのソースは電源電圧V2に接続され、MOSFET37aのドレインは定電流源37cに接続されている。MOSFET37aのドレインと定電流源37cとの接続点はインバータ37bの入力端子に接続され、その出力端子はフリップフロップ21のセット端子に入力されている。
The input side of the feedback
図2において、タイミングt11〜t31又はt51以降の定常動作領域では、帰還電圧検出回路37内のスイッチング素子37aはON状態であるため、帰還電圧検出回路37の出力はローレベルとなっている。
In FIG. 2, in the steady operation region after the timing t11 to t31 or t51, the switching
一方、タイミングt31〜t51において、負荷29に流れる負荷電流I1が増加し、ソース電圧V4と基準電圧V6との関係が、V4>V6となった時、過電流検出コンパレータ18によりハイレベルの電流リミット信号がパルス制御回路13に出力され電流リミットがかかる。
On the other hand, at timings t31 to t51, when the load current I1 flowing through the
この時、フィードバック制御が外れることにより、フィードバック電圧V3は最大電圧(電源電圧V2)まで上昇するため、帰還電圧検出回路37内のスイッチング素子37aはオン状態からオフ状態へ切り換わり、フリップフロップ21の出力端子Qはセット状態となる。以下、図1に示す実施例1のスイッチング電源と同様の動作をすることができる。
At this time, since feedback control is lost, the feedback voltage V3 rises to the maximum voltage (power supply voltage V2), so that the switching
従って、図1に示す実施例1のスイッチング電源では、過電流を検出すると瞬時に定常動作領域から定電流垂下動作領域に切り換わるのに対して、図5に示す実施例2のスイッチング電源では、過電流を検出した後、フィードバック端子6に接続されている位相補正に用いるコンデンサC3を充電しながら電圧V3が最大電圧まで上昇するために時間がかかるので、検出感度を落して動作を安定化させることができる。
Therefore, in the switching power supply of the first embodiment shown in FIG. 1, when the overcurrent is detected, the steady operation area is instantaneously switched to the constant current drooping operation area, whereas in the switching power supply of the second embodiment shown in FIG. After detecting the overcurrent, it takes time for the voltage V3 to rise to the maximum voltage while charging the capacitor C3 used for phase correction connected to the
このように、帰還電圧V3に応じて過負荷状態になっているか否かを検出するようにしておき、過負荷の検出結果に応じて第1定電流I3と該第1定電流I3よりも小さい第2定電流I4とを切り換えて出力するようにし、第1定電流I3を帰還電圧V3に対して入力部6で直接に重畳し、帰還電圧V3に対して入力部6よりも低インピーダンスに変換した後の出力部帰還電圧重畳回路(コンパレータ12の−入力端子)に第2定電流I4を重畳し、その結果得られた帰還電圧に応じてスイッチング素子Q1に出力するパルス信号のオン期間を制御することで、負荷に対して定電流垂下制御を行うことができる。
In this way, it is detected whether or not an overload state is established according to the feedback voltage V3, and the first constant current I3 and the first constant current I3 are smaller than the first constant current I3 according to the overload detection result. The second constant current I4 is switched and output, and the first constant current I3 is directly superimposed on the feedback voltage V3 at the
[実施例3]
図6は、本発明の実施例3に係るスイッチング電源の構成を示す図である。
[Example 3]
FIG. 6 is a diagram illustrating the configuration of the switching power supply according to the third embodiment of the present invention.
図1に示す実施例1のスイッチング電源では、定電流32で電圧V5の最低電圧を決めているのに対して、図6に示す実施例3のスイッチング電源では、下限電圧設定回路41をフィードバック端子6とフィードバック電圧アッテネータ11との間に設け、抵抗R27の両端に電位差を持たせることで、電圧V5の下限電圧を設定することもできる。
In the switching power supply of the first embodiment shown in FIG. 1, the lowest voltage V5 is determined by the constant current 32, whereas in the switching power supply of the third embodiment shown in FIG. 6, the lower limit
このように、スイッチング素子Q1に所定の基準値V6を超えて過電流が流れているか否かを検出するようにしておき、過電流の検出結果に応じて第1定電流I3と該第1定電流I3よりも小さい第2定電流I6および第3定電流I4とを切り換えて出力するようにし、第1定電流I3を帰還電圧V3に対して入力部6で直接に重畳し、帰還電圧V3に対して入力部6に第2定電流I6を重畳するとともに該入力部6に直列接続された抵抗R27の出力部に第3定電流I4を重畳し、その結果得られた帰還電圧に応じてスイッチング素子Q1に出力するパルス信号のオン期間を制御することで、負荷に対して定電流垂下制御を行うことができる。
In this way, it is detected whether or not an overcurrent flows through the switching element Q1 beyond the predetermined reference value V6, and the first constant current I3 and the first constant current are determined according to the overcurrent detection result. The second constant current I6 and the third constant current I4, which are smaller than the current I3, are switched and output, and the first constant current I3 is directly superimposed on the feedback voltage V3 at the
[実施例4]
図7は、本発明の実施例4に係るスイッチング電源の構成を示す図である。
[Example 4]
FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the switching power supply according to the fourth embodiment of the present invention.
図7に示す実施例4のスイッチング電源では、フィードバックに用いるコンパレータ120を3入力とし、一方の−入力端子に基準電圧V6を入力することで、図1に示す実施例1のスイッチング電源において過電流検出に用いるコンパレータ18を省略することができる。
In the switching power supply according to the fourth embodiment shown in FIG. 7, the
以上の実施例1〜4によれば、出力定電流垂下制御をトランスTの1次側において、半導体集積回路に端子を追加することなく実現することができる。 According to the first to fourth embodiments, the output constant current drooping control can be realized on the primary side of the transformer T without adding a terminal to the semiconductor integrated circuit.
また、従来例1のようにトランスTの2次側に電流検出回路を設けることなく、出力電圧の定電流垂下特性を実現できるため、2次側電流検出抵抗による損失がなくなりエネルギーの変換効率を向上すると同時にシステムのコスト低減に寄与することができる。 In addition, since the constant current drooping characteristic of the output voltage can be realized without providing a current detection circuit on the secondary side of the transformer T as in the conventional example 1, the loss due to the secondary side current detection resistor is eliminated and the energy conversion efficiency is improved. At the same time, it can contribute to the cost reduction of the system.
さらに、従来例2(特許文献1)に対しては、本発明では電源電圧検出端子とフィードバック端子を共通化できるため半導体集積回路の端子数を削減することができる。その分をICの放熱端子として使うことにより、パッケージの熱抵抗が下がり、より多くの電力を供給できるようになる。さらに、端子数を節約することにより、TO220のような端子数の少ない放熱フィン付きパッケージへの製品展開も容易になる。 Furthermore, with respect to Conventional Example 2 (Patent Document 1), in the present invention, since the power supply voltage detection terminal and the feedback terminal can be shared, the number of terminals of the semiconductor integrated circuit can be reduced. By using that amount as the heat dissipation terminal of the IC, the thermal resistance of the package is lowered and more power can be supplied. Further, by saving the number of terminals, it is easy to develop products in a package with a radiation fin with a small number of terminals such as TO220.
また、従来例2(特許文献1)では、過電流検出コンパレータの基準電圧V6は、常時、電源電圧値V2の影響を受けることになり、過電流検出精度が悪化していた。これに対し、本発明では過電流の検出は基準電圧V6のみで内部的に行うため、過電流検出精度の悪化はない。 In Conventional Example 2 (Patent Document 1), the reference voltage V6 of the overcurrent detection comparator is always affected by the power supply voltage value V2, and the overcurrent detection accuracy is deteriorated. On the other hand, in the present invention, since overcurrent detection is performed internally only with the reference voltage V6, the overcurrent detection accuracy does not deteriorate.
3 1次巻線
4 2次巻線
5 第1出力検出回路
6 フィードバック端子
7 直流電源端子
8a,8b,8c,8d 半導体集積回路
9 2次側電流検出回路
10 第2出力検出回路
11 帰還電圧重畳回路
12 フィードバックコンパレータ
13 パルス制御回路
15 低入力誤動作防止回路
18 過電流検出コンパレータ
19 基準電圧
21 フリップフロップ
22,33 スイッチ
24 復帰状態検出用コンパレータ
25 過電流検出端子
26 補助巻線
29 出力負荷
30 フィードバック制御用電流源
31 定電流垂下制御回路
37 帰還電圧検出回路
PD,PTr フォトカプラ
Q1 スイッチング素子
R5 起動抵抗
R6 ドレイン電流検出抵抗
R21,R22 フィードバック端子電圧設定用抵抗
T トランス
3 Primary winding 4 Secondary winding 5 First
Claims (4)
スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記トランスの2次巻線に誘起された交流電力を整流平滑する第1整流平滑回路と、
前記トランスの補助巻線に誘起された交流電力を整流平滑する第2整流平滑回路と、
前記第1整流平滑回路から負荷に出力される出力電圧を検出する第1出力検出回路と、
前記第2整流平滑回路から出力され、負荷に出力される出力電圧に比例する電圧を検出する第2出力検出回路と、
前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路からの帰還信号に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は比較器とパルス制御回路を備え、前記比較器の第1の入力には前記電流検出回路の出力を接続し、前記比較器の第2の入力には前記第1の出力検出回路の出力と、前記第2の出力検出回路の出力を接続し、第1の出力検出回路の出力信号と、前記第2の出力検出回路の出力信号を前記比較器の第2の入力に印加し、
前記比較器の出力は前記スイッチング素子のオンオフを制御する前記パルス制御回路の入力に接続し、
前記パルス制御回路の出力は前記スイッチング素子の制御端子に接続し、前記第1出力検出回路の出力信号と前記第2の出力検出回路の出力信号とが加えられた信号と、前記電流検出回路の出力とを前記比較器により比較することにより前記スイッチング素子を制御することを特徴とするスイッチング電源。 A switching element connected in series with a primary winding of a transformer connected to a DC power source ;
A current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element;
A first rectifying and smoothing circuit for rectifying and smoothing AC power induced in the secondary winding of the transformer;
AC power said induced in the auxiliary winding of the transformer and the second rectifier smoothing circuit for rectifying and smoothing,
A first output detection circuit for detecting an output voltage output from the first rectifying / smoothing circuit to a load;
A second output detection circuit that detects a voltage that is output from the second rectifying / smoothing circuit and is proportional to an output voltage output to a load;
A control circuit that controls a pulse signal output to the switching element in response to a feedback signal from the first output detection circuit and the second output detection circuit;
The control circuit includes a comparator and a pulse control circuit, the output of the current detection circuit is connected to a first input of the comparator, and the first output detection circuit is connected to a second input of the comparator. Are connected to the output of the second output detection circuit, and the output signal of the first output detection circuit and the output signal of the second output detection circuit are applied to the second input of the comparator. ,
The output of the comparator is connected to the input of the pulse control circuit that controls on / off of the switching element;
The output of the pulse control circuit is connected to the control terminal of the switching element, a signal obtained by adding the output signal of the first output detection circuit and the output signal of the second output detection circuit, and the current detection circuit A switching power supply, wherein the switching element is controlled by comparing an output with the comparator.
前記スイッチング素子に所定の基準値を越えて過電流が流れているか否かを検出する過電流検出回路若しくは、前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される電圧に応じて過電流負荷になっているか否かを検出する帰還電圧検出回路からなる負荷状態判定回路と、 An overcurrent detection circuit that detects whether or not an overcurrent flows through the switching element beyond a predetermined reference value, or an excessive current according to a voltage output from the first output detection circuit and the second output detection circuit. A load state determination circuit comprising a feedback voltage detection circuit for detecting whether or not a current load is present;
前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択して、設定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される電圧に重畳して出力する定電流垂下制御回路を備え、 A first constant current and a second constant current smaller than the first constant current are selected according to a load state determination result from the load state determination circuit, and a set current is selected from the first output detection circuit and the second output current. A constant current drooping control circuit that superimposes and outputs the voltage output from the output detection circuit,
前記定電流垂下制御回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、定電流垂下制御回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源。 An output from the constant current droop control circuit is input to a second input of the comparator, and a pulse signal output to the switching element is controlled in accordance with an output voltage from the constant current droop control circuit. The switching power supply according to claim 1.
前記負荷状態判定回路と、 The load state determination circuit;
前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択出力して、定電流垂下制御する定電流垂下制御回路と、 A constant current droop control circuit that selectively outputs a first constant current and a second constant current smaller than the first constant current according to a load condition determination result from the load condition determination circuit, and performs constant current droop control;
前記定電流垂下制御回路の第1定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される帰還電圧に重畳し、前記帰還電圧に対してインピーダンス変換した出力部に第2定電流を重畳する帰還電圧重畳回路を備え、 A first constant current of the constant current drooping control circuit is superimposed on a feedback voltage output from the first output detection circuit and the second output detection circuit, and a second constant is applied to an output unit impedance-converted with respect to the feedback voltage. Provided with feedback voltage superposition circuit that superimposes current,
前記帰還電圧重畳回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、前記帰還電圧重畳回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを特徴とする請求項1又は請求項2記載のスイッチング電源。 The output from the feedback voltage superimposing circuit is input to a second input of the comparator, and a pulse signal output to the switching element is controlled according to the output voltage from the feedback voltage superimposing circuit. The switching power supply according to claim 1 or 2.
前記負荷状態判定回路と、 The load state determination circuit;
前記負荷状態判定回路からの負荷状態判定結果に応じて第1定電流と該第1定電流よりも小さい第2定電流とを選択出力して、定電流垂下制御する定電流垂下制御回路と、 A constant current droop control circuit that selectively outputs a first constant current and a second constant current smaller than the first constant current according to a load condition determination result from the load condition determination circuit, and performs constant current droop control;
前記定電流垂下制御回路の第1定電流を前記第1出力検出回路と前記第2出力検出回路から出力される帰還電圧に重畳し、該帰還電圧に対して帰還電圧回路内で直列接続されたインピーダンス素子の出力部に第2定電流を重畳する帰還電圧重畳回路を備え、 The first constant current of the constant current droop control circuit is superimposed on the feedback voltage output from the first output detection circuit and the second output detection circuit, and is connected in series in the feedback voltage circuit to the feedback voltage. A feedback voltage superimposing circuit for superimposing the second constant current on the output portion of the impedance element;
前記帰還電圧重畳回路からの出力を前記比較器の第2の入力に入力し、前記帰還電圧重畳回路からの出力電圧に応じて前記スイッチング素子に出力するパルス信号を制御することを特徴とする請求項1又は請求項2記載のスイッチング電源。 The output from the feedback voltage superimposing circuit is input to a second input of the comparator, and a pulse signal output to the switching element is controlled according to the output voltage from the feedback voltage superimposing circuit. The switching power supply according to claim 1 or 2.
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