JP3728857B2

JP3728857B2 - Load drive device

Info

Publication number: JP3728857B2
Application number: JP7568797A
Authority: JP
Inventors: 宏一粕谷
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1997-03-27
Filing date: 1997-03-27
Publication date: 2005-12-21
Anticipated expiration: 2017-03-27
Also published as: JPH10271894A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源と負荷とを通断電することにより、負荷に供給される電流量を制御してその駆動を制御する負荷駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
上記の負荷駆動装置の一例として、コピー，ＦＡＸ，プリンタや、産業用ロボットの駆動制御等に使用されているステッピングモータ（以下、モータと称す）に供給する電流量を、回転磁界のダンピングやモータの応答性を高めるためなどの目的で制御する制御装置がある。
【０００３】
従来、この様な制御装置においては、例えば、電流ヒステリシス制御方式等が用いられていた。電流ヒステリシス制御方式は、電流値が比較的大なる領域での制御には十分であるが、電流値が０Ａ付近の小なる領域での制御に対して使用するには、制御精度を確保するのが困難であった。
【０００４】
電流値が比較的小なる領域における制御をより精密に行うために、例えばＰＷＭ制御によってモータの通電電流量を０Ａから滑らかに精度良く増減させることを考えた場合、例えば、図３に示すような回路構成が想定される。
【０００５】
この図３において、直流電源＋Ｂとアースとの間には、電流検出用の抵抗１，ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称す）２のソース−ドレイン，モータ３，ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称す）４のドレイン−ソースの直列回路が接続されている。
【０００６】
抵抗１の電源＋Ｂ側及びモータ３側の端子は、夫々抵抗５及び６を介してオペアンプ７の非反転入力端子及び反転入力端子に接続されており、オペアンプ７の出力端子は、ｎｐｎ形のトランジスタ８のベースに接続されている。トランジスタ８のコレクタは、オペアンプ７の非反転入力端子に接続されており、エミッタは、抵抗９を介してアースに接続されていると共に、抵抗１０を介してオペアンプ１１の反転入力端子に接続されている。
【０００７】
積分回路を構成するオペアンプ１１の非反転入力端子には、外部より電流指令値が与えられるようになっており、オペアンプ１１の反転入力端子と出力端子との間には、コンデンサ１２が接続されている。また、オペアンプ１１の出力端子は、コンパレータ１３の反転入力端子に接続されている。尚、以上のオペアンプ１１を中心とする積分回路は、抵抗１に流れる電流の検出に基づいてトランジスタ８から出力される信号を平滑化して、次段のコンパレータ１３に与えるために設けられている。
【０００８】
そのコンパレータ１３の非反転入力端子には、三角波発生器１４からＰＷＭ信号の搬送波である三角波が与えられるようになっており、コンパレータ１３の出力端子は、負論理のドライバ１５を介してＦＥＴ４のゲートに接続されている。
【０００９】
ＦＥＴ２のゲートには、図示しない制御回路からゲート信号が与えられるようになっている。ＦＥＴ２は、電流指令値が零である場合は常時オフ状態であり、電流指令値が零以外である場合はオン状態となるように制御される。尚、実際にはモータ３の巻線は複数相分あり、上記の回路は、各相毎に対応して設けられている。
【００１０】
以上のような制御装置の構成を想定し、外部よりある値の電流指令値が与えられＦＥＴ２及び４がオン状態であり、モータ３に電流量Ｉｍの電流が供給されて既に駆動されている状態の動作について以下に考察する。
【００１１】
オペアンプ７の非反転入力端子，反転入力端子における入力電圧を、夫々Ｖ１（＋），Ｖ１（−）とすると、（１）式，（２）式となる。
Ｖ１（＋）＝ＶＢ−ｒ×ｉ …（１）
Ｖ１（−）＝ＶＢ−Ｒ×Ｉｍ …（２）
但し、ＶＢは電源＋Ｂの電圧，ｒは抵抗５の抵抗値，ｉは非反転入力端子に流れる電流値（即ち、トランジスタ８に流れるコレクタ電流），Ｒは抵抗１の抵抗値である。
【００１２】
Ｖ１（＋）＝Ｖ１（−）であるから、

となる。トランジスタ８に流れるベース電流は、コレクタ電流に比較して小さく無視できるから、トランジスタ８のエミッタに接続された抵抗９（抵抗値Ｒ１）の端子電圧ＶＯ１は、

となる。
【００１３】
また、オペアンプ１１の非反転入力端子，反転入力端子における入力電圧を夫々Ｖ２（＋）（電流指令値），Ｖ２（−）とし、コンデンサ１２に流れる電流をＩｃとすると、
Ｉｃ＝（ＶＯ１−Ｖ２（−））／Ｒ２ …（５）
である。但し、Ｒ２は抵抗１０の抵抗値である。従って、コンデンサ１２の容量をＣ，電流Ｉｃがｔ秒間流れてコンデンサ１２に充電された電荷をＱとすると、オペアンプ１１の出力電圧ＶＯ２は、

となる。
【００１４】
即ち、オペアンプ１１の出力電圧ＶＯ２は、電流量Ｉｍに比例した電圧ＶＯ１とＶ２（−）（電流指令値Ｖ２（＋）に等しい）との差に基づくレベルの電圧として出力される。出力電圧ＶＯ２のレベルは、コンパレータ１３において搬送波たる三角波のレベルと比較されてＰＷＭ信号が出力される。そして、ＦＥＴ４のゲート信号は、電圧ＶＯ１とＶ２（−）との差が大である程オン時間が長くなるＰＷＭ信号として与えられる。
【００１５】
以上のような回路構成を想定すれば、電流指令値に応じた値の電流量Ｉｍをモータ３に供給することができ、電流値が比較的小なる領域においても精密な制御を行うことが可能となる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（４）式及び（６）式から、オペアンプ１１の出力電圧ＶＯ２は、モータ３に流れる電流量Ｉｍに比例したものとなっている。このため、初期状態で電流指令値が０Ａ、即ちＶ２（＋）＝０であり、電流量Ｉｍが確定しない状態においては、オペアンプ１１の出力は不定となってしまう。
【００１７】
この様な初期状態において、オペアンプ１１の出力が不定でハイレベル（即ち、略電源電圧に等しいレベル）を示す場合の回路動作について、本発明の発明者が行った実験結果の一例を示す図４を参照して説明する。尚、電源＋Ｂの電圧ＶＢは、約１４Ｖ程度である。
【００１８】
電流指令値が０Ａの時点▲１▼（図４（ｃ）参照）でオペアンプ１１の出力信号がハイレベルであるからＦＥＴ４のゲートに出力されるゲート信号がハイレベルとなり（図４（ａ），（ｂ）参照）、ＦＥＴ４は既にオン状態にある。
【００１９】
そして、電流指令値が０Ａからある所定の値（例えば２．５Ａ）に変化すると（図４（ｃ），▲２▼参照）、ＦＥＴ２に対してハイレベルのゲート信号が与えられオン状態となり、電流がモータ３に供給される。すると、オペアンプ７により上記電流が検出された後、オペアンプ１１及びコンパレータ１３を経てＰＷＭ信号が作成されて制御が開始される。
【００２０】
この時、オペアンプ７，１０及びコンパレータ１３はＦＥＴ２に比較して動作速度が遅いため、ＦＥＴ２がオン状態となった時点からＰＷＭ制御が開始されるまでには若干の時間を要することになる。従って、その時間が経過するまでは、ＦＥＴ２及び４は共にオンであり、モータ３はフル通電状態となる。このため、誘導性の負荷であるモータ３には、過渡的に電流指令値の数倍である大電流（本発明の発明者が行った一実験例として約７．３Ａ）が流れる（図４（ｃ），時点▲３▼参照）。
【００２１】
ＰＷＭ制御は、モータ３に流れる電流がピークとなる付近から開始されるが（図４（ｂ），時点▲３▼参照）、その開始直後に、検出される電流量が著しく高いことからＦＥＴ４は全くのオフ状態（ＰＷＭデューティ０％）となる（図４（ｂ），時点▲４▼参照）。尚、図４（ｂ）においては、ＰＷＭ信号のレベルについてハイ，ロウを示す必要がある部分以外は、パルス幅が変化することによる粗密のみを概略的に図示している。
【００２２】
そして、電流量がある程度低下した時点から、正常なＰＷＭ制御が開始される（図４（ｂ），時点▲５▼参照）。この時点▲４▼〜▲５▼の間は、一時的にＰＷＭ制御が不能となって過剰に電流が消費される期間であり、この期間内では当初の目的である高精度の制御を行うことができず、図３に示す回路のままでは実用上問題がある。
【００２３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、負荷に供給する電流量の制御を、その制御の開始時から確実に行うことが可能な負荷駆動装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の負荷駆動装置によれば、オフ状態設定回路は、外部より与えられる通電電流量の指令値が零である間は、その指令値と電流検出回路が検出する負荷へ流れる通電電流量との差に基づいてスイッチング素子に制御信号を出力する電流制御回路が、前記スイッチング素子をオフ状態に維持する制御信号を出力するように設定を行う。
【００２５】
従って、指令値が零であっても電流制御回路の出力状態が確定して、電源と負荷とを通断電するスイッチング素子は確実にオフ状態となるので、電流制御回路の出力状態が不確定となってスイッチング素子のオンオフが定まらずに、制御の開始時において負荷に無用の通電が行われることを防止でき、最初から確実な制御動作を行わせることができる。
【００２６】
また、オフ状態設定回路は、指令値が零である間は、電流検出回路が出力する検出信号のレベルを所定値に強制的に設定するので、電流制御回路の出力状態は、零である指令値と強制的に設定された所定値との差に基づいて確定される。具体的には、オフ状態設定回路は、電流検出回路を構成する演算増幅器の入力状態とは無関係に前記検出信号のレベルを強制的に設定して、電流制御回路を構成するオペアンプの出力信号をロウレベルに設定し、スイッチング素子をオフ状態に維持する制御信号を与える。
【００２７】
そして、オペアンプ及びコンパレータで構成される電流制御回路が出力する制御信号をＰＷＭ信号としたので、通電電流量の指令値が零からある間になる場合には、スイッチング素子が必ずオフの状態からＰＷＭ制御が開始される。従って、その開始時からＰＷＭ制御を安定した状態で行うことができ、通電電流量を電流指令値と同じレベルに短時間内に収束させることができる。また、通電電流量が０Ａ付近の比較的小なる領域においても、その電流量の制御を精度良く行うことが可能となる。
【００２８】
請求項２記載の負荷駆動装置によれば、スイッチング素子を、負荷とアースとの間に接続し、電源と負荷との間には電流遮断用の遮断用スイッチング素子を接続したので、指令値が零である間はスイッチング素子及び遮断用スイッチング素子はいずれもオフ状態であり、負荷に流れる電流をより確実に遮断することができる。また、指令値が零からある値になった場合は、電流検出回路が検出信号を出力する以前に遮断用スイッチング素子が先にオン状態となったとしてもスイッチング素子はオフ状態を維持しているので、負荷に過剰な電流が流れてしまうことを防止できる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例について図１及び図２を参照して説明する。尚、図３と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。コンパレータ２１の反転入力端子には、参照電圧Ｖref が与えられていると共に、非反転入力端子には、オペアンプ１１と同様に電流指令値が与えられるようになっている。コンパレータ２１の出力端子は、スイッチ２２の開閉を制御する信号を出力するようになっている。尚、参照電圧Ｖref は、零に近い正の電圧値に設定されている。
【００３０】
スイッチ２２の一方の端子は、定電流源（電流値ｉ１）２３を介して電源＋Ｂに接続されており、他方の端子は、抵抗９及び１０の共通接続点に接続されている。このスイッチ２２は、例えばトランジスタなどで構成されており、コンパレータ２１からの制御信号がハイレベルであればオフ，ロウレベルであればオンするようになっている。
【００３１】
尚、抵抗１，５，６，オペアンプ（演算増幅器）７，トランジスタ８及び抵抗９は、電流検出回路２４を構成し、抵抗１０，オペアンプ１１，コンデンサ１２，コンパレータ１３，三角波発生器１４及びドライバ１５は、電流制御回路２５を構成している。また、コンパレータ２１，スイッチ２２及び定電流源２３は、オフ状態設定回路２６を構成している。
【００３２】
次に、本実施例の作用について図２をも参照して説明する。電流指令値が０Ａである場合は、コンパレータ２１が出力する制御信号のレベルはロウであり、スイッチ２２はオンとなる。すると、この時点では負荷たるモータ３に電流は供給されていないが、定電流源２３から電流値ｉ１の電流が抵抗９に流れることによって、電圧ＶＯ１はあるレベルに確定される。この場合の電圧ＶＯ１のレベルは、例えば１Ｖ程度となるように電流値ｉ１及び抵抗９の抵抗値Ｒ１を設定する。従って、図２（ａ）の時点▲１▼に示すように、オペアンプ１１の出力はロウレベルとなり、ＦＥＴ（スイッチング素子）４のゲート信号のレベルもロウとなってＦＥＴ４はオフ状態に維持される（図２（ｂ）参照）。
【００３３】
そして、電流指令値が所定の値になると（例えば２．５Ａ）、先ず、ＦＥＴ（遮断用スイッチング素子）２が先にオン状態となる。それと同時に、オペアンプ１１の出力が確定することによりＰＷＭ信号がコンパレータ１３から出力されて、ＦＥＴ４はオンオフ制御される（図２（ｂ），時点▲２▼参照）。
【００３４】
すると、モータ３は通断電されて電源＋Ｂから電流が流れ、オペアンプ７はその通電電流量を検出して検出信号を出力する。また、電流指令値は、コンパレータ２１の非反転入力端子にも与えられてスイッチ２２はオフするので、定電流源２３から抵抗９に供給されていた電流は断たれる。
【００３５】
この場合、モータ３に流れる電流は、ＰＷＭ制御の開始から増加してピークに達する（図２（ｃ），時点▲３▼参照）。その後、オペアンプ７により検出される通電電流量に応じて、ＦＥＴ２のオン時間を短くするようにＰＷＭ信号がコンパレータ１３から出力され（図２（ｂ），時点▲４▼参照）、通電電流量は抑制される方向に向かう（図２（ｃ），時点▲４▼参照）。そして、若干の上下変動があった後、最終的には、電流指令値と同じ値の２．５Ａとなるように制御される（図２（ｃ），時点▲５▼参照）。
【００３６】
この時、時点▲３▼においてピークに達する通電電流量は、本発明の発明者が行った実験の一例では約４．７Ａであり、図４の場合と比較して最大電流値は約６４％低減されている。即ち、モータ３には、当初からＰＷＭ制御が行われた状態で電流が供給されるので、図３に示した回路のように、ＦＥＴ２がオンした時点でＦＥＴ４が無制御状態にあり、過剰な電流（オーバーシュート電流）が流れてしまうことがない。
【００３７】
以上のように本実施例によれば、ＦＥＴ４をモータ３とアースとの間に接続し、電源＋Ｂとモータ３との間には電流遮断用のＦＥＴ２を接続して、オフ状態設定回路２６は、通電電流量の指令値が零である間は、オペアンプ７の入力状態にかかわらず、電流検出回路２４の出力を強制的にハイレベルに設定して、ＦＥＴ４をオフ状態に維持する制御信号を電流制御回路２５に出力させるようにした。従って、電流指令値が零であっても、電流制御回路２５の出力状態が確定してＦＥＴ２及び４はいずれもオフ状態であり、モータ３に流れる電流をより確実に遮断することができる。
【００３８】
また、電源＋Ｂとモータ３とを通断電するＦＥＴ４が確実にオフ状態となるので、電流指令値が零からある値になった場合に、電流検出回路２４が検出信号を出力する以前にＦＥＴ２が先にオン状態となったとしても、ＦＥＴ４はオフ状態を維持する。よって、図３に示した回路のように、電流制御回路２５の出力状態が不確定となって、ＦＥＴ４のオンオフが定まらずにモータ３に無用の通電が行われ過剰な電流が流れてしまうことを防止でき、最初から確実な制御動作を行わせることができる。
【００３９】
加えて、本実施例によれば、電流指令値が零からある値になる場合に、電流制御回路２５によるＰＷＭ制御はＦＥＴ４がオフの状態から開始されるので、モータ３に対する通電開始直後に比較的大きな電流が流れた場合であっても安定したＰＷＭ制御が行われるので、通電電流量を電流指令値と同じレベルに短時間内に収束させることができる。また、通電電流量が０Ａ付近の比較的小なる領域においても、その電流量の制御を精度良く行うことができる。
【００４０】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
コンパレータ１３の反転，非反転入力端子に与えられる信号を入替えて、ドライバ１５を正論理出力のドライバに置換えても良い。
【００４１】
オフ状態設定回路は、電流指令値が零である場合には、例えばオペアンプ７の出力を強制的にロウレベルに設定したり、また、オペアンプ１１の出力を強制的にハイレベルに設定するように構成しても良い。
ＦＥＴ２は、ＦＥＴ４がオフ状態にある場合の遮断電流が問題にならない場合は省略しても良い。
【００４２】
スイッチング素子及び遮断用スイッチング素子はＦＥＴ４及び２に限らず、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタでも良い。
負荷はステッピングモータ３に限らず、同様の電流制御を要するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す電気的構成図
【図２】動作波形図
【図３】従来技術を示す図１相当図
【図４】図２相当図
【符号の説明】
２はＦＥＴ（遮断用スイッチング素子）、３はステッピングモータ（負荷）、４はＦＥＴ（スイッチング素子）、７はオペアンプ（演算増幅器）、２４は電流検出回路、２５は電流制御回路、２６はオフ状態設定回路を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a load driving device that controls the driving by controlling the amount of current supplied to a load by cutting off power between the power source and the load.
[0002]
[Prior art]
As an example of the load driving device described above, the amount of current supplied to a stepping motor (hereinafter referred to as a motor) used for copy control, FAX, printer, drive control of industrial robots, etc. There is a control device that performs control for the purpose of improving the responsiveness of the device.
[0003]
Conventionally, in such a control device, for example, a current hysteresis control method or the like has been used. The current hysteresis control method is sufficient for control in a region where the current value is relatively large. However, in order to use it for control in a small region where the current value is near 0 A, it is necessary to ensure control accuracy. It was difficult.
[0004]
In order to perform control in a region where the current value is relatively small more precisely, for example, when considering increasing / decreasing the energization current amount of the motor smoothly from 0 A by PWM control, for example, as shown in FIG. A circuit configuration is assumed.
[0005]
In FIG. 3, between the DC power source + B and the ground, a current detecting resistor 1, a source-drain of a p-channel MOSFET (hereinafter referred to as FET) 2, a motor 3, an n-channel MOSFET (hereinafter referred to as FET) A drain-source series circuit of 4) (referred to as FET) is connected.
[0006]
The terminals of the power supply + B side and the motor 3 side of the resistor 1 are connected to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 7 through the resistors 5 and 6, respectively. The output terminal of the operational amplifier 7 is an npn transistor. 8 is connected to the base. The collector of the transistor 8 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 7, and the emitter is connected to the ground via the resistor 9 and connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 11 via the resistor 10. Yes.
[0007]
A current command value is given from the outside to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 11 constituting the integrating circuit, and a capacitor 12 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 11. Yes. The output terminal of the operational amplifier 11 is connected to the inverting input terminal of the comparator 13. The integration circuit centered on the operational amplifier 11 described above is provided to smooth the signal output from the transistor 8 based on the detection of the current flowing through the resistor 1 and to provide it to the comparator 13 in the next stage.
[0008]
The non-inverting input terminal of the comparator 13 is supplied with a triangular wave that is a carrier wave of the PWM signal from the triangular wave generator 14, and the output terminal of the comparator 13 is connected to the gate of the FET 4 via the negative logic driver 15. It is connected to the.
[0009]
A gate signal is supplied to the gate of the FET 2 from a control circuit (not shown). The FET 2 is controlled so that it is always off when the current command value is zero, and is on when the current command value is other than zero. Actually, the winding of the motor 3 has a plurality of phases, and the above circuit is provided for each phase.
[0010]
Assuming the configuration of the control device as described above, a current command value of a certain value is given from the outside, the FETs 2 and 4 are in an on state, and the motor 3 is already driven by being supplied with the current Im. The operation of is considered below.
[0011]
When the input voltages at the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 7 are V1 (+) and V1 (−), respectively, Expressions (1) and (2) are obtained.
V1 (+) = VB−r × i (1)
V1 (−) = VB−R × Im (2)
However, VB is the voltage of the power source + B, r is the resistance value of the resistor 5, i is the current value flowing through the non-inverting input terminal (that is, the collector current flowing through the transistor 8), and R is the resistance value of the resistor 1.
[0012]
Since V1 (+) = V1 (−),

It becomes. Since the base current flowing through the transistor 8 is small and negligible compared to the collector current, the terminal voltage VO1 of the resistor 9 (resistance value R1) connected to the emitter of the transistor 8 is

It becomes.
[0013]
Also, assuming that the input voltages at the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 11 are V2 (+) (current command value) and V2 (−), respectively, and the current flowing through the capacitor 12 is Ic.
Ic = (VO1-V2 (-)) / R2 (5)
It is. However, R2 is the resistance value of the resistor 10. Therefore, if the capacity of the capacitor 12 is C, and the charge I charged in the capacitor 12 with the current Ic flowing for t seconds is Q, the output voltage VO2 of the operational amplifier 11 is

It becomes.
[0014]
That is, the output voltage VO2 of the operational amplifier 11 is output as a voltage having a level based on the difference between the voltages VO1 and V2 (−) (equal to the current command value V2 (+)) proportional to the current amount Im. The level of the output voltage VO2 is compared with the level of a triangular wave that is a carrier wave in the comparator 13, and a PWM signal is output. The gate signal of the FET 4 is given as a PWM signal in which the ON time becomes longer as the difference between the voltages VO1 and V2 (−) is larger.
[0015]
Assuming the circuit configuration as described above, a current amount Im corresponding to the current command value can be supplied to the motor 3, and precise control can be performed even in a region where the current value is relatively small. It becomes.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
However, from the equations (4) and (6), the output voltage VO2 of the operational amplifier 11 is proportional to the amount of current Im flowing through the motor 3. For this reason, in a state where the current command value is 0 A in the initial state, that is, V2 (+) = 0, and the current amount Im is not fixed, the output of the operational amplifier 11 becomes indefinite.
[0017]
FIG. 4 shows an example of a result of an experiment performed by the inventor of the present invention regarding the circuit operation when the output of the operational amplifier 11 is indefinite and shows a high level (that is, a level substantially equal to the power supply voltage) in such an initial state. Will be described with reference to FIG. The voltage VB of the power source + B is about 14V.
[0018]
When the current command value is 0A (1) (see FIG. 4C), the output signal of the operational amplifier 11 is at a high level, so the gate signal output to the gate of the FET 4 is at a high level (FIG. 4A, (See (b)), the FET 4 is already on.
[0019]
When the current command value changes from 0A to a predetermined value (for example, 2.5A) (see FIG. 4 (c), (2)), a high-level gate signal is given to the FET 2 to be turned on, Current is supplied to the motor 3. Then, after the current is detected by the operational amplifier 7, a PWM signal is created through the operational amplifier 11 and the comparator 13 and control is started.
[0020]
At this time, since the operational speeds of the

operational amplifiers

7 and 10 and the comparator 13 are slower than those of the FET 2, it takes some time until the PWM control is started from the time when the FET 2 is turned on. Therefore, until the time elapses, the FETs 2 and 4 are both on, and the motor 3 is in a fully energized state. For this reason, a large current (approximately 7.3 A as an experimental example performed by the inventor of the present invention) that is transiently several times the current command value flows through the motor 3 that is an inductive load (FIG. 4). (See (c), time point (3)).
[0021]
The PWM control is started near the peak of the current flowing through the motor 3 (see FIG. 4B, time point (3)), but immediately after the start, the detected current amount is remarkably high, so that the FET 4 The state is completely off (PWM duty 0%) (see FIG. 4B, time point (4)). In FIG. 4B, only the density due to the change of the pulse width is schematically shown except for the part where the level of the PWM signal needs to indicate high and low.
[0022]
Then, normal PWM control is started from the time when the amount of current decreases to some extent (see FIG. 4B, time point (5)). The period from (4) to (5) is a period during which PWM control is temporarily disabled and excessive current is consumed. During this period, high-precision control, which is the original purpose, is performed. However, if the circuit shown in FIG.
[0023]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a load driving device capable of reliably controlling the amount of current supplied to a load from the start of the control. .
[0024]
[Means for Solving the Problems]
According to the load driving device of the first aspect, the off-state setting circuit is configured such that while the command value of the amount of energization current given from the outside is zero, the energization current flowing to the load detected by the command value and the current detection circuit. A current control circuit that outputs a control signal to the switching element based on the difference from the flow rate is set so as to output a control signal that maintains the switching element in an OFF state.
[0025]
Therefore, even if the command value is zero, the output state of the current control circuit is determined, and the switching element that cuts off the power supply and the load is surely turned off, so the output state of the current control circuit is indeterminate. Thus, it is possible to prevent the load from being unnecessarily energized at the start of the control without determining whether the switching element is turned on or off, and to perform a reliable control operation from the beginning.
[0026]
Further , since the off state setting circuit forcibly sets the level of the detection signal output by the current detection circuit to a predetermined value while the command value is zero, the output state of the current control circuit is a command that is zero. based on the difference between the forced set predetermined value with the value Ru is determined. Specifically, the off-state setting circuit is to force the level of independent detection signal from the input state of the operational amplifier forming the current detection circuit, an output signal of the operational amplifier forming the current control circuit set to a low level, Ru gives a control signal for maintaining the switching element in the off state.
[0027]
Since the control signal output from the current control circuit composed of the operational amplifier and the comparator is a PWM signal, when the command value of the energization current amount is from zero, the switching element must always be turned off from the PWM state. Control begins. Therefore, the PWM control can be performed in a stable state from the start, and the energization current amount can be converged to the same level as the current command value within a short time. Further, even in a region where the energization current amount is relatively small near 0 A, the current amount can be accurately controlled.
[0028]
According to the load driving device of claim 2 , since the switching element is connected between the load and the ground, and the switching element for interrupting current is connected between the power source and the load, the command value is While it is zero, both the switching element and the cutoff switching element are in the OFF state, and the current flowing through the load can be more reliably cut off. In addition, when the command value becomes a certain value from zero, the switching element is maintained in the off state even if the blocking switching element is turned on before the current detection circuit outputs the detection signal. Therefore, it is possible to prevent an excessive current from flowing through the load.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 3 that are the same as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. A reference voltage Vref is applied to the inverting input terminal of the comparator 21, and a current command value is applied to the non-inverting input terminal in the same manner as the operational amplifier 11. The output terminal of the comparator 21 outputs a signal for controlling the opening / closing of the switch 22. The reference voltage Vref is set to a positive voltage value close to zero.
[0030]
One terminal of the switch 22 is connected to the power source + B via a constant current source (current value i1) 23, and the other terminal is connected to a common connection point of the

resistors

9 and 10. The switch 22 is composed of, for example, a transistor, and is turned off when the control signal from the comparator 21 is high level and turned on when the control signal is low level.
[0031]
The

resistors

1, 5, 6, the operational amplifier (operational amplifier) 7, the transistor 8, and the resistor 9 constitute a current detection circuit 24. The resistor 10, the operational amplifier 11, the capacitor 12, the comparator 13, the triangular wave generator 14, and the driver 15. Constitutes a current control circuit 25. In addition, the comparator 21, the switch 22, and the constant current source 23 constitute an off state setting circuit 26.
[0032]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. When the current command value is 0 A, the level of the control signal output from the comparator 21 is low and the switch 22 is turned on. At this time, no current is supplied to the motor 3 as a load, but the current VO1 flows from the constant current source 23 to the resistor 9, so that the voltage VO1 is fixed to a certain level. In this case, the current value i1 and the resistance value R1 of the resistor 9 are set so that the level of the voltage VO1 is, for example, about 1V. Therefore, as shown at time point (1) in FIG. 2A, the output of the operational amplifier 11 becomes low level, the level of the gate signal of the FET (switching element) 4 also becomes low, and the FET 4 is maintained in the OFF state ( (Refer FIG.2 (b)).
[0033]
When the current command value reaches a predetermined value (for example, 2.5 A), first, the FET (breaking switching element) 2 is first turned on. At the same time, when the output of the operational amplifier 11 is determined, a PWM signal is output from the comparator 13 and the FET 4 is controlled to be turned on and off (see FIG. 2B, time point (2)).
[0034]
Then, the motor 3 is cut off and a current flows from the power source + B, and the operational amplifier 7 detects the amount of the energized current and outputs a detection signal. The current command value is also given to the non-inverting input terminal of the comparator 21 and the switch 22 is turned off, so that the current supplied from the constant current source 23 to the resistor 9 is cut off.
[0035]
In this case, the current flowing through the motor 3 increases from the start of the PWM control and reaches a peak (see FIG. 2C, time point (3)). Thereafter, a PWM signal is output from the comparator 13 so as to shorten the ON time of the FET 2 in accordance with the amount of energization current detected by the operational amplifier 7 (see FIG. 2B, time point (4)). It heads for the direction suppressed (refer FIG.2 (c), time point (4)). Then, after a slight vertical fluctuation, the current value is controlled to 2.5 A, which is the same value as the current command value (see FIG. 2 (c), time point (5)).
[0036]
At this time, the amount of current that reaches the peak at time point (3) is about 4.7 A in the example of the experiment conducted by the inventors of the present invention, and the maximum current value is about 64% compared to the case of FIG. Has been reduced. That is, since current is supplied to the motor 3 in a state in which PWM control is performed from the beginning, the FET 4 is in an uncontrolled state when the FET 2 is turned on as in the circuit shown in FIG. Current (overshoot current) does not flow.
[0037]
As described above, according to the present embodiment, the FET 4 is connected between the motor 3 and the ground, the current blocking FET 2 is connected between the power source + B and the motor 3, and the off-state setting circuit 26 is While the command value of the energization current is zero, the control signal for forcibly setting the output of the current detection circuit 24 to the high level and maintaining the FET 4 in the OFF state regardless of the input state of the operational amplifier 7. The current control circuit 25 is made to output. Therefore, even if the current command value is zero, the output state of the current control circuit 25 is determined, and both the FETs 2 and 4 are in the OFF state, so that the current flowing through the motor 3 can be more reliably interrupted.
[0038]
Further, since the FET 4 that cuts off the power supply + B and the motor 3 is surely turned off, the FET 2 before the current detection circuit 24 outputs a detection signal when the current command value changes from zero to a certain value. Even if is turned on first, the FET 4 remains off. Therefore, as in the circuit shown in FIG. 3, the output state of the current control circuit 25 becomes uncertain, and the ON / OFF of the FET 4 is not determined, and unnecessary current is supplied to the motor 3 and excessive current flows. Can be prevented, and a reliable control operation can be performed from the beginning.
[0039]
In addition, according to this embodiment, when the current command value changes from zero to a certain value, the PWM control by the current control circuit 25 is started from the state in which the FET 4 is turned off. Since stable PWM control is performed even when a large current flows, the amount of energized current can be converged to the same level as the current command value within a short time. Further, even in a region where the energization current amount is relatively small near 0 A, the current amount can be accurately controlled.
[0040]
The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
Inversion of configuration Palais over data 13, a non-inverting swapped given that signal to the input terminal, may be replaced by driver 15 to a positive logic output of the driver.
[0041]
The off state setting circuit is configured to forcibly set the output of the operational amplifier 7 to a low level, for example, or to forcibly set the output of the operational amplifier 11 to a high level when the current command value is zero. You may do it.
The FET 2 may be omitted if the cutoff current is not a problem when the FET 4 is in the OFF state.
[0042]
Switching elements and breaking switching element is not limited to FET4 and 2, it may be IGBT or a bipolar transistor.
The load is not limited to the stepping motor 3, and any load that requires similar current control is applicable.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is an operation waveform diagram. FIG. 3 is a diagram corresponding to FIG.
2 is an FET (switching element for blocking), 3 is a stepping motor (load), 4 is an FET (switching element), 7 is an operational amplifier (operational amplifier), 24 is a current detection circuit, 25 is a current control circuit, and 26 is off. A setting circuit is shown.

Claims

A switching element that cuts off the power supply and the load;
A current detection circuit that detects the amount of current flowing to the load and outputs a detection signal;
A current control circuit that outputs a control signal to the switching element based on a difference between a command value of an energization current amount given from the outside and a detection signal output by the current detection circuit;
An off state setting circuit configured to output a control signal for maintaining the switching element in an off state while the command value is zero ;
The control signal output by the current control circuit is a PWM signal,
The current control circuit includes an operational amplifier that outputs a signal corresponding to a difference between the command value and the detection signal, and a comparator that outputs a PWM signal by comparing an output signal of the operational amplifier and a carrier wave signal,
The current detection circuit is composed of an operational amplifier,
The off state setting circuit sets the output signal of the operational amplifier to a low level by forcibly setting the level of the detection signal regardless of the input state of the operational amplifier while the command value is zero. A load driving device.

The switching element is connected between the load and ground;
Between the power source and the load, the load driving device according to claim 1, wherein Rukoto breaking switching element for interrupting current connected.