JP3724780B2 - Power supply control device - Google Patents

Power supply control device Download PDF

Info

Publication number
JP3724780B2
JP3724780B2 JP24521599A JP24521599A JP3724780B2 JP 3724780 B2 JP3724780 B2 JP 3724780B2 JP 24521599 A JP24521599 A JP 24521599A JP 24521599 A JP24521599 A JP 24521599A JP 3724780 B2 JP3724780 B2 JP 3724780B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
semiconductor switching
switching element
current
predetermined value
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP24521599A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2001069663A (en
Inventor
晃 馬場
幸彦 梅田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Motor Corp
Yazaki Corp
Original Assignee
Toyota Motor Corp
Yazaki Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyota Motor Corp, Yazaki Corp filed Critical Toyota Motor Corp
Priority to JP24521599A priority Critical patent/JP3724780B2/en
Publication of JP2001069663A publication Critical patent/JP2001069663A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3724780B2 publication Critical patent/JP3724780B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源供給制御装置に係わり、特に、例えば車載バッテリのような直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより負荷を駆動する電源供給制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の電源供給制御装置の一例として図５に示されたようなものが知られている。この電源供給制御装置は、車載バッテリ１０１及び負荷としてのランプ負荷１０２間に設けられた半導体スイッチング素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対してパルス状の駆動電圧を印加し、このパルス状の駆動電圧のデューティーを調整してランプ負荷１０２の調光を行うものである。
【０００３】
同図において、車載バッテリ１０１からの電源電圧ＶＢは、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間とを介してストップランプやヘッドライト等々のランプ負荷１０２に供給される。上述したパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのオンオフ駆動は、一端に電源電圧ＶＢが印加されている抵抗Ｒ１と、一端にアースが接続されている可変抵抗Ｒ２との接続点が接続されているマイクロコンピュータ（マイコン）１０３により行われる。
【０００４】
マイコン１０３は予め設定される制御プログラムに従って動作するＣＰＵ１０３ａと、該ＣＰＵ１０３ａの制御プログラムを予め保持するＲＯＭ１０３ｂと、ＣＰＵ１０３ａの演算実行時に必要なデータを一時的に保存するＲＡＭ１０３ｃとから構成され、可変抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１との接続点電圧Ｖ１に応じたデューティー比を有するパルス状の駆動指示信号Ｓ１を駆動回路ＤＲに対して出力する。上述したデューティー比は、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を調節することによって調節することができる。
【０００５】
駆動回路ＤＲは、チャージポンプ回路１０４により電源電圧ＶＢを昇圧した駆動電圧ＶＰ（＝ＶＢ＋１０[Ｖ]）がコレクタに接続されるＮＰＮ型スイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ１と、該ＳＷトランジスタＴｒ１のエミッタにコレクタが接続されたＮＰＮ型スイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ２とを有しており、ＳＷトランジスタＴｒ１のエミッタとＳＷトランジスタＴｒ２のコレクタとの接点がパワーＭＯＳＦＥＴＱＦの制御端子としてのゲートＴＧに接続されている。
【０００６】
そして、駆動回路ＤＲは、駆動指示信号Ｓ１がＨレベルの間、ＳＷトランジスタＴｒ１をオンさせると共にＳＷトランジスタＴｒ２をオフさせることにより、駆動電圧ＶＰをパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対して印加してパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせ、駆動指示信号Ｓ１がＬレベルの間、ＳＷトランジスタＴｒ１をオフさせると共にＳＷトランジスタＴｒ２をオンさせることにより、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止して、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフさせるように構成されている。つまり、駆動回路ＤＲは、駆動指示信号Ｓ１と同一のデューティーを有するパルス状の駆動電圧ＶＰをゲートＴＧに対して印加する。従って、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を調節することにより、駆動指示信号Ｓ１のデューティーを調節してランプ負荷１０２の明るさを調節することができる。
【０００７】
ところで、一般に、車両において、車載バッテリからの電源はパワーＭＯＳＦＥＴ及び絶縁被膜により被われた電源線を介して車両の各部に配されている負荷に供給されている。上述した電源線は、常時振動しているエンジンルーム内等において車体に沿って配索されるが、このとき、車体の角部に接近して位置されていると、振動により角部と断続的な接触を繰り返すようになり、これが長期間続くと電源線の被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が微少ではあるが露出するようになる。
【０００８】
この電源線の露出部が車体と接触することに伴って、電源線にデッドショートやレアショートが起こり、過電流が流れるとパワーＭＯＳＦＥＴや電源線が過熱して熱破壊する事態に至るようになる。そこで、このような事態に至ることを未然に防止するために、図５に示すように、車載バッテリ１０１とパワーＭＯＳＦＥＴＱＦとの間にシャント抵抗Ｒｓを設ける。このシャント抵抗Ｒｓは、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬを電圧に変換するための低抵抗で、この両端電圧を検出することにより電流ＩＬが検出することができる。従って、シャント抵抗Ｒｓの両端が＋入力端、−入力端にそれぞれ接続された差動増幅器１０５は、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧に応じた電圧を出力することにより、電流ＩＬを検出する電流検出手段として働くこととなる。
【０００９】
差動増幅器１０５の出力は、コンパレータＣＰの−入力端に供給されている。このコンパレータＣＰの＋入力端には、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧した基準電圧Ｖref1が供給されている。この基準電圧Ｖref1は、電流ＩＬが定常値よりも大きな第１の所定値を越えたとき、差動増幅器１０５の出力が該基準電圧Ｖref1を越えるように設定されている。そして、コンパレータＣＰは、差動増幅器１０５の出力が基準電圧Ｖref1を越えている間、Ｈレベルの過電流検出信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに対して出力し、この過電流検出信号Ｓ２の出力に対し駆動回路ＤＲは、マイコン１０３から駆動指示信号Ｓ１がＨレベルであっても、ゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフしてランプ負荷１０２の駆動を停止するように構成されている。
【００１０】
上述した構成の電源供給制御装置の動作を図６に示すタイムチャートを参照して以下説明する。マイコン１０３が接続点電圧Ｖ１に応じてデューティー比５０％の駆動指示信号Ｓ１を出力すると（図６（ａ））、駆動回路ＤＲはデューティー５０％のパルス状の駆動電圧ＶＰをパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対して出力する。パワーＭＯＳＦＥＴＱＦは、チャージポンプ出力電圧ＶＰが印加されている間のみオンしてランプ負荷１０２に車載バッテリ１０１からの電源を供給する。なお、ランプ負荷１０２を減光したい場合は、デューティー比が小さくなるように調整抵抗Ｒ２を調整し、増光したい場合は、デューティー比が大きくなるように調整抵抗Ｒ２を調節すればよい。従って、電源線等に異常が生じていない場合、差動増幅器１０５は、駆動指示信号Ｓ１がＨレベルの間、基準電圧Ｖref1より小さい定常値に応じた電圧Ｖｃを出力する（図６（ｂ））。
【００１１】
一方、電源線に異常が発生し、電源線に流れる電流ＩＬが増大し、第１の所定値を越えると、これに伴い差動増幅器１０５の出力電圧が基準電圧Ｖref1を越え、コンパレータＣＰがこれを検出してＨレベルの過電流検出信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに出力する。過電流検出信号Ｓ２が出力されている間、駆動回路ＤＲはゲートＴＧに印加されている駆動電圧ＶＰを停止して、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフする。パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフすると電流ＩＬが徐々に下がり、第１の所定値を下回ると、これに伴い差動増幅器１０５の出力電圧が基準電圧Ｖref1より下がり、コンパレータＣＰからの過電流検出信号Ｓ３の出力が停止される。そして、過電流検出信号Ｓ３の出力の停止と共に、駆動回路ＤＲにより再び、ゲートＴＧに対して駆動電圧ＶＰが印加され、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦがオンする。
【００１２】
このため、以下パワーＭＯＳＦＥＴＱＦはオンオフを繰り返すこととなり電源線に流れる電流ＩＬに応じた差動増幅器１０５の出力電圧は図６（ｃ）に示すような基準電圧Ｖref1を越えたり、下回ったりする波形となる。このようにパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬが基準電圧Ｖref1に相当する第１の所定値を越えることがないように、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオンオフ制御しているため、電源線にショート等の異常が発生しても大電流が流れることがなく、電源線が破損に至ることがない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電源供給制御装置では、電源線にショート状態が発生した場合、図６（ｃ）に示すように駆動指示信号Ｓ１がＨレベルの期間中、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのオンオフが繰り返され、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦには正常時に流れる定常値より大きい第１の所定値の電流が流れ続ける。つまり、正常時に比べて電源線のショート等の異常が発生した場合、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流の増加に伴って、電源線又はパワーＭＯＳＦＥＴＱＦ等で発生する熱が増加する。従って、電源線の異常がショート状態が断続的に発生するレアショートであった場合は、この増加した熱が蓄積することはないが、電源線の異常がショート状態が連続するデッドショートが発生した場合、電源線又はパワーＭＯＳＦＥＴＱＦで発生する熱が蓄積し、熱破壊に至る恐れがあるため、確実に電源線やパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを保護することが難しいという問題があった。
【００１４】
また、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦとして、温度センサを内蔵し、該温度センサにより検出されたＦＥＴ内部温度が所定温度を越えると、ゲートＴＧに対する駆動電圧の印加が停止するまでオフし続ける過熱保護機能付きパワーＭＯＳＦＥＴを用いることも考えられる。この過熱保護機能付きパワーＭＯＳＦＥＴＱＦは、減光動作時（つまり、パルス状の駆動電圧ＶＰによりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのオンオフ制御を行うとき）に電源線のショートが発生して、電源線を介してこのパワーＭＯＳＦＥＴＱＦ自身に図６（ｃ）に示すような過電流が流れると、平均電力数１００Ｗの発熱ロスがＦＥＴ内部に生じるため、数msec〜数１０msecの時間で所定温度（例えば、１７５[℃]）に達し、オフする。しかしながら、減光動作時は、パルス状の駆動電圧ＶＰがＬレベルとなるとリセットされ、再びオンするといった動作が繰り返され、このような過熱によるオンオフが例えば−４０[℃]の低環境下で約１０００回以上繰り返されると、熱ストレスが蓄積し、熱破壊に至る恐れがあるという問題があった。
【００１５】
そこで、本発明は、上記のような問題点に着目し、パルス状の駆動電圧による半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行う場合でも電源線、半導体スイッチング素子及び負荷等の保護を確実に行うことができる電源供給制御装置を提供することを課題とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、図１（ａ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、該電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから前記電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰとを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００１７】
請求項２記載の発明は、図１（ａ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、該電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰとを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００１８】
請求項３記載の発明は、図１（ａ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、該電流検出手段により検出された電流が定常値よりも大きな第１所定値を越えたときから前記電流検出手段により前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、前記半導体スイッチ素子をオフする第１のオフ制御手段ＣＰ１及び該第１のオフ制御手段によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第２のオフ制御手段１１１を有する半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰとを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００１９】
請求項４記載の発明は、図１（ｂ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段１０７−１と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段ＣＰ２と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段１０７−２とを備えた電源供給制御装置において、前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値を越えたときから前記電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００２０】
請求項５記載の発明は、図１（ｂ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段１０７−１と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段ＣＰ２と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段１０７−２とを備えた電源供給制御装置において、前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰとを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００２１】
請求項６記載の発明は、図１（ｂ）の基本構成図に示すように、直流電源１０１と負荷１０２との間に設けられた半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段１０７−１と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段１０５と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段ＣＰ２と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段１０７−２とを備えた電源供給制御装置において、前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出された電流が前記第１所定値を越えたときから前記電流検出手段により前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第１のオフ制御手段ＣＰ１と、該第１のオフ制御手段によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第２のオフ制御手段１１１とを有する半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰとを備えることを特徴とする電源供給制御装置に存する。
【００２２】
請求項１〜３記載の発明によれば、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて過電流が流れ続けるような異常が生じたとき、電流検出手段１０５により検出した電流が第１の所定電流を越えている間、オフ制御するだけでは、定常値より高い第１の所定値の電流が間欠駆動のオン期間中に流れ続けるため半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等が破壊に至るような熱が蓄積される場合がある。
【００２３】
そこで、請求項１記載の発明によれば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから電流検出手段１０５により検出した電流が第１所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。また、請求項２記載の発明によれば、半導体スイッチ制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。また、請求項３記載の発明によれば、第１のオフ制御手段ＣＰ１が、電流検出手段１０５により検出された電流が定常値よりも大きな第１所定値を越えたときから電流検出手段１０５により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、半導体スイッチ素子ＱＦをオフし、第２のオフ制御手段１１１が、該第１のオフ制御手段ＣＰ１によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。これにより、請求項１〜３記載の発明によれば、第１の所定値を越えた電流が間欠駆動におけるオン期間中に流れ続けることがないように、かつ、間欠駆動におけるオン期間中に半導体スイッチング素子ＱＦを通じて負荷１０２に供給される電力が間欠駆動におけるオン期間中に第１の所定値の電流が流れ続けたときの電力より小さくすることができるので、定常値より高い第１の所定値の電流が間欠駆動のオン期間中に流れ続ける状態が長時間続くと破壊に至るような半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等を使用していたとしても、間欠駆動のオン期間中に第１の所定値が流れ続けたときの電力より小さくなるよう半導体スイッチング素子がオンオフ制御されるため、半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等が破壊に至るような熱が蓄積されることがない。
【００２４】
また、請求項４〜６記載の発明によれば、半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子ＱＦを連続的にオン制御する定常駆動を行っているときに、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて過電流が流れ続けるような異常が生じた場合、保護手段ＣＰ２が、電流検出手段１０５により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフすることにより半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流を第１の所定値に抑え、遮断手段１０７−２が、第１の所定値に抑えられている状態が継続して、電流検出手段１０５により検出した電流が定常値よりも大きくかつ第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上継続して越え続けたとき、定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、半導体スイッチング素子ＱＦをオフさせ続けることにより、定常値より高い第１の所定値の電流が流れ続け半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２が破壊に至る前に、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて負荷１０２に流れる電流を遮断して半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等を保護する。
【００２５】
しかしながら、半導体スイッチング素子ＱＦの制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して半導体スイッチング素子ＱＦを間欠的にオンさせる間欠駆動を行っているときに、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて過電流が流れ続けるような異常が生じた場合、半導体スイッチング素子ＱＦが間欠的にオンされているため遮断手段１０７−２によりオフすることができない。しかも、保護手段ＣＰ２により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流を常に第１の所定値を越えなうように抑えても、定常値より高い第１の所定値がパルス状の駆動電圧の印加期間中に流れ続けるため半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等が破壊に至るような熱が蓄積される場合がある。
【００２６】
そこで、請求項４記載の発明によれば、駆動切替手段１０７−１が半導体スイッチング素子ＱＦを間欠駆動させるように切り替えている場合、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから電流検出手段１０５により検出した電流が第１所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。また、請求項２記載の発明によれば、駆動切替手段１０７−１が半導体スイッチング素子ＱＦを間欠駆動させるように切り替えている場合、半導体スイッチ制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。また、請求項３記載の発明によれば、駆動切替手段１０７−１が半導体スイッチング素子ＱＦを間欠駆動させるように切り替えている場合、第１のオフ制御手段ＣＰ１が、電流検出手段１０５により検出された電流が定常値よりも大きな第１所定値を越えたときから電流検出手段１０５により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、半導体スイッチ素子ＱＦをオフし、第２のオフ制御手段１１１が、該第１のオフ制御手段ＣＰ１によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフする。これにより、請求項４〜６記載の発明によれば、第１の所定値を越えた電流が間欠駆動におけるオン期間中に流れ続けることがないように、かつ、間欠駆動におけるオン期間中に半導体スイッチング素子ＱＦを通じて負荷１０２に供給される電力が間欠駆動におけるオン期間中に第１の所定値の電流が流れ続けたときの電力より小さくすることができるので、定常値より高い第１の所定値の電流が間欠駆動のオン期間中に流れ続ける状態が長時間続くと破壊に至るような半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等を使用していたとしても、間欠駆動のオン期間中に第１の所定値が流れ続けたときの電力より小さくなるよう半導体スイッチング素子がオンオフ制御されるため、半導体スイッチング素子ＱＦ及び負荷１０２等が破壊に至るような熱が蓄積されることがない。
【００２７】
しかも、例えば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフすることにより抑えられる電力は、半導体スイッチング素子ＱＦごとに生じるターン・オフ時間のバラツキにも依存することとなる。しかしながら、請求項１及び４記載の発明によれば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから検出した電流が第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフしているため、第１の所定値を越えるとオフ制御され、該オフ制御により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が徐々に減少し、第１の所定電流より小さい第３の所定電流を下回るとオン制御され、以下パルス状の駆動電圧が印加されなくなるまでこの動作を繰り返すので、第１の所定値と第３の所定値との差に応じた電力分だけ正確に小さくすることができる。
【００２８】
また、例えば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから検出した電流が第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフすると、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなる期間を設けることができないため半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰにより抑えられる電力には限界がある。しかしながら、請求項２及び５記載の発明によれば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから一定時間の間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフ制御するので、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越え、半導体スイッチング素子ＱＦがオフ制御されたときから、該オフ制御により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなるまでの時間より一定時間が長ければ、半導体スイッチング手段ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなる期間を設けることができるため、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰにより間欠駆動のオン期間中供給される電力をより小さい値に抑えることができる。
【００２９】
また、例えば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから一定時間の間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフすると、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰにより抑えられる電力は、半導体スイッチング素子ＱＦごとに生じるターン・オフ時間のバラツキにも依存することとなる。一方、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰが、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定を越えたときから電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値より小さい第３の所定値を下回る電流が検出されるまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフすると、半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなる期間を設けることができないため半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰにより抑えられる電力には限界がある。そこで、請求項３及び６記載の発明によれば、半導体スイッチング制御手段１１１＋ＣＰ１において、第１のオフ制御手段ＣＰ１が、電流検出手段１０５により検出された電流が第１の所定値を越えたときから電流検出手段１０５により半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、半導体スイッチ素子ＱＦをオフし、第２のオフ制御手段１１１が、該第１のオフ制御手段ＣＰ１によるオフが終了したときから一定時間経過するまでの間、半導体スイッチング素子ＱＦをオフするので、電流が検出されなくなる期間を設けても、半導体スイッチング素子ＱＦごとに生じるターン・オフ時間のバラツキに依存することなく半導体スイッチング素子ＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなる期間を一定時間正確に設けることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の電源供給制御装置を図面に基づいて説明する。図２はこの発明による電源供給制御装置の一実施の形態を示す。同図において、図５について上述した従来の回路と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
なお、本発明の実施の形態において電源供給制御装置は、負荷として車両に搭載されたストップランプ１０２を使用し、ストップランプ１０２より輝度の小さい車両に搭載されたテールランプが断芯したとき、ストップランプ１０２の点灯を連続的な点灯から断続的な点灯へ切り替え、ストップランプ１０２を減光することによりテールランプとして代替する装置である。
【００３１】
図中、車載バッテリ１０１からの電源電圧ＶＢは、シャント抵抗Ｒｓと、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間とを介してストップランプ１０２に供給される。上述したパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧには、上述した従来と同様の駆動回路ＤＲが接続されている。また、車載バッテリ１０１とパワーＭＯＳＦＥＴＱＦとの間に設けられたシャント抵抗Ｒｓの両端は、従来と同様に差動増幅器１０５の＋入力端、−入力端に接続され、差動増幅器１０５はパワーＭＯＳＦＥＴＱＦに流れる電流に応じたシャント抵抗Ｒｓの両端電圧を検出することにより、電流検出手段として働く。
【００３２】
差動増幅器１０５により検出された電流ＩＬは、コンパレータＣＰの＋入力端に供給される他に、Ａ／Ｄ変換器１０６によりディジタル値に変換された後、マイコン１０７に対しても供給される。このマイコン１０７には、一端が抵抗Ｒ５を介してアースに、他端が電源電圧ＶＢにそれぞれ接続され、ブレーキペダルが踏まれるとオンする外付けのスイッチＳＷの一端が接続され、ブレーキペダルが踏まれるとＨレベルのブレーキペダル信号Ｓ３が供給される。マイコン１０７には、さらにテールランプが断芯したことを検出する図示しない断芯検出回路が接続され、テールランプが断芯したときＨレベルの断芯検出信号Ｓ４が供給される。
【００３３】
上述したマイコン１０７は、予め設定される制御プログラムに従って動作するＣＰＵ１０７ａと、該ＣＰＵ１０７ａの制御プログラムなどを予め保持するＲＯＭ１０７ｂと、ＣＰＵ１０７ａの演算実行時に必要なデータを一時的に保持するＲＡＭ１０７ｃとから構成されている。このマイコン１０７は、図示しない断芯検出回路から断芯検出信号Ｓ４が供給されていなければ、Ｈレベルのブレーキペダル信号Ｓ３の供給に応じて、定常的な駆動指示信号Ｓ１を出力し続けることにより、ゲートＴＧに対して定常的な駆動電圧ＶＰを印加してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを連続的にオンさせる定常駆動を行わせる。
【００３４】
一方、マイコン１０７は、図示しない断芯検出信号Ｓ４が供給されると、駆動切替手段として働き、該供給に応じてデューティーが制御されたパルス状の駆動指示信号Ｓ１を出力することにより、ゲートＴＧに対してパルス状の駆動電圧ＶＰを印加してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを間欠的にオンさせる間欠駆動に切り替える。また、マイコン１０７は、差動増幅器１０５から検出されたパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬが定常値より大きくかつ第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、駆動指示信号Ｓ１の出力を停止してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフさせ続ける。
【００３５】
一方、コンパレータＣＰの−入力端には、上述した従来と同様に電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した基準電圧Ｖref1が接続される。さらに、抵抗Ｒ４には、スイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ３と抵抗Ｒ６との直列回路が並列に接続されている。従って、ＳＷトランジスタＴｒ３がオンされると、コンパレータＣＰの−入力端には電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ６の合成抵抗とで分圧した基準電圧Ｖref1′が供給される。この基準電圧Ｖref1′は、差動増幅器１０５により電流ＩＬが検出されていないとみなせる値、つまり電圧０付近に設定され、コンパレータＣＰは、差動増幅器１０５の出力電圧が基準電圧Ｖref1′以下となると、過電流検出信号Ｓ２の出力を停止する。
【００３６】
また、上述したＳＷトランジスタＴｒ３のベースは、一方の入力端にパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに供給されている駆動電圧ＶＰの反転出力が、他方の入力端に断芯検出信号Ｓ４がそれぞれ供給されているＡＮＤゲート１０８の出力が接続されている。従って、ＡＮＤゲート１０８は、テールランプが断芯して断芯検出信号Ｓ４が出力されている間、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦに駆動電圧ＶＰが印加されていないときのみＨレベルの信号を出力し、ＳＷトランジスタＴｒ３をオンする。
【００３７】
また、コンパレータＣＰの出力である過電流検出信号Ｓ２は、駆動回路ＤＲに供給される他に、一方の入力端に断芯検出信号Ｓ４が入力されているＡＮＤゲート１０９の他方の入力端に接続されている。ＡＮＤゲート１０９の出力はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ７とで構成されている充放電回路１１０に接続され、断芯検出信号Ｓ４が出力されている間のみ、過電流検出信号Ｓ２が供給される。また、充放電回路１１０はコレクタが電源電圧ＶＢと接続され、エミッタが抵抗Ｒ８を介してアースと接続されているスイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ４のベースに接続される。
【００３８】
上述したＳＷトランジスタＴｒ４と抵抗Ｒ８との接続点は、駆動回路ＤＲに接続され、ＳＷトランジスタＴｒ４がオンしたとき電源電圧ＶＢをＨレベルの駆動停止信号Ｓ５として駆動回路ＤＲに対して出力する。上述した充放電回路１１０と、ＳＷトランジスタＴｒ４と、抵抗Ｒ８とにより、駆動停止信号出力回路１１１が構成されている。そして、駆動回路ＤＲは、マイコン１０７から駆動指示信号Ｓ１が出力に拘わらず、駆動停止信号Ｓ５が出力されるとパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止するように構成されている。
【００３９】
以下、テールランプが断芯しておらず、断芯検出信号Ｓ４が出力されていないときにおける上述した構成の電源供給制御装置の動作を図３に示すタイムチャートを参照して説明する。断芯検出信号Ｓ４が出力されていない間、ＡＮＤゲート１０８の出力はＬレベルであるので、ＳＷトランジスタＴｒ３は常時オフ状態となる。従って、コンパレータＣＰの−入力端には、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した第１の所定値に応じた基準電圧Ｖref1が常時入力され、コンパレータＣＰは、差動増幅器１０５により検出したパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬが第１の所定値を越えている間、駆動電圧ＶＰの印加を停止する過電流検出信号Ｓ２を出力することとなる。また、断芯検出信号Ｓ４が出力されていない間、充放電回路１１０には過電流検出信号Ｓ２は供給されないので、ＳＷトランジスタＴｒ４は常時オフ状態となる。従って、駆動回路ＤＲに対して駆動停止信号Ｓ５が出力されることはない。
【００４０】
先ず、ブレーキペダルが踏まれてスイッチＳＷがオン操作されブレーキペダル信号Ｓ３が出力されると、マイコン１０７は、定常的な駆動指示信号Ｓ１を駆動回路ＤＲに対して出力し続ける（図３（ａ）及び（ｂ））。マイコン１０７から定常的な駆動指示信号Ｓ１が出力されている間駆動回路ＤＲは、駆動電圧ＶＰをパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対して印加し続ける。ゲートＴＧに対して駆動電圧ＶＰが印加されるとパワーＭＯＳＦＥＴＱＦが連続的にオンして、ストップランプ１０２に対して車載バッテリ１０１からの電源が供給される。
【００４１】
電源線等が正常であるときは、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬはストップランプ１０２の負荷抵抗に応じた定常値となり、第１の所定値及び第２の所定値より小さい値となる（図３（ｃ））。一方、電源線を被う被覆が車体の角部により徐々に削られて内部導線が露出し、該露出部と車両とが接触してショートが発生すると、電源線に流れる電流ＩＬが増大し、第１の所定値を越えると、コンパレータＣＰがこれを検出してゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止するＨレベルの過電流検出信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに対して出力し、保護手段として働く。
【００４２】
駆動回路ＤＲは、上述した従来と同様に過電流検出信号Ｓ２が出力されると、ゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止する。駆動電圧ＶＰの停止によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ―ソースＳ間は導通状態から非道通状態に変移するため、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬが第１の所定値を越えた値から電流値０に向かって徐々に減少し、第１の所定値より小さくなるとコンパレータＣＰは過電流検出信号Ｓ２の出力を停止する。そして再び駆動回路ＤＲによりゲートＴＧに対して駆動電圧ＶＰが印加され、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間が導通状態に変移する。
【００４３】
このため、以下パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間は導通状態から非道通状態への変移、非道通状態から導通状態への変移を繰り返すこととなりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬは第１の所定値を越えたり、下がったりする波形となる（図３（ｄ））。このようにパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬを第１の所定値を越えないようにパワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオンオフ制御するため、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦ及びストップランプ１０２等が破損に至ることがない。また、このとき電源線のショートがレアショートによるものであった場合、第１の所定値を越えた電流ＩＬが所定時間Ｔ以上継続することなく、定常値に戻る（図３（ｄ））。
【００４４】
一方、電源線のショートがデッドショートによるものであった場合、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流が定常値より高い第１の所定値を越えたり、下回ったりする状態が継続する。この状態が継続するとショート部で発生した熱が蓄積し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦ及びストップランプ１０２等が破損に至る恐れがある。そこで、マイコン１０７は遮断手段として働き、差動増幅器１０５により検出される電流ＩＬが定常値より大きくかつ第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間Ｔ以上越え続けたとき、駆動指示信号Ｓ１の出力を停止つづけ（図３（ｅ））、駆動回路ＤＲがゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止し続ける。駆動電圧ＶＰの停止によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフして、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦに流れる電流ＩＬを遮断してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流を保護する。
【００４５】
上述した駆動指示信号Ｓ１の停止は、スイッチングＳＷがオフ操作されるとリセットされる。なお、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて第１の所定値以上の電流が流れなくても第２の所定値を越えた状態が所定時間以上継続する場合であっても、駆動指示信号Ｓ２の出力は停止される（図３（ｆ））。
【００４６】
次に、図示しない断芯検出回路がテールランプの断芯を検出し、断芯検出信号Ｓ４が出力されている間における電源供給制御装置の動作を図４のタイムチャートを参照して以下説明する。断芯検出信号Ｓ４が出力されている間ＡＮＤゲート１０８は、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに対する駆動電圧電圧ＶＰの印加が停止されるとＨレベルの信号を出力し、ＳＷトランジスタＴｒ３をオン制御する。また、断芯検出信号Ｓ４が出力されている間ＡＮＤゲート１０９はコンパレータＣＰから出力される過電流検出信号Ｓ２を充放電回路１１０に対して供給する。
【００４７】
また、断芯検出信号Ｓ４が出力されると、マイコン１０７はデューティーが制御されたパルス状の駆動電圧指示信号Ｓ１を駆動回路ＤＲに対して出力する（図４（ａ）及び（ｂ））。駆動回路ＤＲは、マイコン１０７から出力されるパルス状の駆動指示信号Ｓ１がＨレベルの期間のみ駆動電圧ＶＰをゲートＴＧに対して印加する。これによりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦは、間欠的にオンしてストップランプ１０２に対して車載バッテリ１０１からの電源を供給する。パルス状の駆動指示信号Ｓ１によってパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを間欠的にオンすることにより、ストップランプ１０２を減光してテールランプとして代替して使用する。
【００４８】
上述したように、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのゲートＴＧに駆動電圧ＶＰが印加されると、ＡＮＤゲート１０８の出力はＬレベルとなりＳＷトランジスタＴｒ３はオフされるので、コンパレータＣＰの−入力端には電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した基準電圧Ｖref1が入力され（図４（ｃ））、これに応じてコンパレータＣＰは電流ＩＬが第１の所定値を越えたとき過電流検出信号Ｓ２を出力する。
【００４９】
まず、電源線が正常であるとき、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬは、ストップランプ１０２の負荷抵抗により定まる定常値となる（図４（ｄ））。このとき、車両の角部により被覆が削られ露出した電源線の心線が車両と接触してショートが発生すると、電源線に流れる電流ＩＬが増大し第１の所定値を越えるとコンパレータＣＰがこれを検出してＨレベルの過電流検出信号Ｓ２を駆動回路ＤＲに対して出力すると、駆動回路ＤＲはゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加を停止する。これに伴ってＡＮＤゲート１０８の出力が反転しＨレベルの信号を出力して、ＳＷトランジスタＴｒ３をオン制御することにより、コンパレータＣＰの−入力端に対して電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４//抵抗Ｒ６とで分圧した基準電圧Ｖref1′を供給する（図４（ｅ））。
【００５０】
一方、ゲートＴＧに対する駆動電圧ＶＰの印加が停止されると、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソースＳ間を導通状態から非導通状態に変移するため、電流ＩＬが基準電圧Ｖref1に応じた電流値を越えた値から電流値０に向かって徐々に減少する。従って、コンパレータＣＰは、電流ＩＬが第１の所定値を越えると、該所定値を越えてから差動増幅器１０５の出力が電流ＩＬが検出されていないとみなせる値である基準電圧Ｖref1′より小さくなるまでの間、過電流検出信号Ｓ２の出力を停止して、駆動電圧ＶＰの印加を停止する（図４（ｆ））。つまり、コンパレータＣＰは第１のオフ制御手段として働く。
【００５１】
また、コンパレータＣＰからの過電流検出信号Ｓ２が出力されている間、充放電回路１１０には、ＡＮＤゲート１０９を介して過電流検出信号Ｓ２が供給され、この間コンデンサＣ１に電荷が蓄積される。この間にＳＷトランジスタＴｒ４のベースには、該ＳＷトランジスタＴｒ４のスレシホールド電圧より大きい過電流検出信号Ｓ２の電圧が印加されるため、ＳＷトランジスタＴｒ４がオンして、駆動電圧ＶＰの印加を停止するＨレベルの駆動停止信号Ｓ５が出力される（図４（ｆ）に示す時間Ｔ３の期間）。
【００５２】
その後、上述したようにコンパレータＣＰからの過電流検出信号Ｓ２の出力が停止すると、充放電回路１１０は、コンデンサＣ１に蓄積した電荷を抵抗Ｒ７を介して放電する。これにより、ＳＷトランジスタＳＷ４のベース電圧が、過電流検出信号Ｓ２の電圧から抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１とにより定まる時定数に従って減少し、スレシホールド電圧以下となるまでの一定時間Ｔ４の間、ＳＷトランジスタＴｒ４がオンして駆動電圧ＶＰの出力を停止する駆動停止信号Ｓ５が出力される。つまり、駆動停止信号出力回路１１１は、第１のオフ制御手段として働く。
【００５３】
従って、過電流検出信号Ｓ２の出力が停止されてから一定時間Ｔ４の間、差動増幅器１０５により電流ＩＬが検出されない期間が継続することとなる（図４（ｇ））。一定時間Ｔ４以上経過すると駆動停止信号Ｓ５の出力が停止され、再び駆動回路ＤＲによりゲートＴＧに対して駆動電圧ＶＰが印加され、以下上述した動作を繰り返すこととなる。
【００５４】
従って、電流ＩＬに応じた差動増幅器１０５の出力電圧は図４（ｉ）に示すような波形となり、駆動電圧の印加期間中に第１の所定値が流れ続けたときの電力（図４（ｈ））より小さくな電力（図４（ｉ））がストップランプ１０２に供給されるようにコンパレータＣＰ及び駆動停止信号出力回路１１１から出力される過電流検出信号Ｓ２及び駆動停止信号Ｓ５によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦがオンオフ制御されこととなる。ところで、ストップランプ１０２は、長時間点灯されることがない負荷のため、該ストップランプ１０２に供給する電源をオンオフするパワーＭＯＳＦＥＴＱＦや電源線等は、大きな発熱に耐えられるように設計されていない場合が多い。このため、定常値より高い第１の所定値の電流が駆動電圧ＶＰの印加期間中流れ続ける状態が長時間続くと、熱が蓄積してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦ等が熱破壊してしまう恐れがある。しかしながら、上述したように駆動電圧の印加期間中に第１の所定値が流れ続けたときの電力（図４（ｈ））より小さくな電力（図４（ｉ））が負荷に供給されるようにパワーＭＯＳＦＥＴＱＦがオンオフ制御することによって、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦ等が破壊に至るような熱が蓄積されることないので、パルス状の駆動電圧ＶＰによりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを間欠的にオンする場合でもパワーＭＯＳＦＥＴＱＦ及びストップランプ１０２等の保護を確実に行うことができる。
【００５５】
上述したようにコンパレータＣＰが、差動増幅器１０５により検出された電流ＩＬが第１の所定値を越えたとき、該第１の所定値を越えたときから差動増幅器１０５によりパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流ＩＬが検出されなくなるまでの間、過電流検出信号Ｓ２を出力してパワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフし、駆動停止信号出力回路１１１が、該過電流検出信号Ｓ２がオフしたときから一定時間Ｔ４の間、駆動停止信号Ｓ５を出力し、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦをオフするので、電流が検出されなくなる期間（図４（ｇ））を設けても、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦごとに生じるターン・オフ時間のバラツキに依存することなくパワーＭＯＳＦＥＴＱＦを通じて流れる電流が検出されなくなる期間（図４（ｇ））を一定時間Ｔ４正確に設けることができる。
【００５６】
なお、上述した実施例では、コンパレータＣＰからの過電流検出信号Ｓ２と、駆動停止信号出力回路１１１からの駆動停止信号Ｓ５とにより駆動電圧ＶＰの印加を停止させていたが、例えば、電流ＩＬが検出されない期間（図４（ｇ））を設けなくとも、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦ及びストップランプ１０２が保護できる場合、コンパレータＣＰから過電流検出信号Ｓ２が出力されたときのみ駆動電圧ＶＰの出力を停止するようにしてもよい。
【００５７】
この場合、差動増幅器１０５により検出した電流ＩＬが定常値よりも大きな第１の所定値を越えたとき、該第１の所定値を越えたときから検出した電流ＩＬが第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間出力されるように、基準電圧Ｖref1′の値を設定して、過電流検出信号Ｓ２が出力されているときのみ駆動電圧の印加を停止すれば、駆動電圧の印加期間中に供給される電力を、駆動電圧の印加中に第１の所定値が流れ続けたときの電力より小さな電力が供給される。このようにすれば、第１の所定値と第３の所定値との差に応じた電力分だけ正確に小さくすることができるので、第１の所定値を越えた電流が流れ続けるような異常が生じたとき、パワーＭＯＳＦＥＴＱＦにより抑えられた電力が電源供給制御装置ごとに異なることがない。
【００５８】
また、例えば、駆動停止出力回路１１１から駆動停止信号Ｓ５が出力されたときのみ駆動電圧ＶＰの出力を停止するようにしてもよい。つまり、この場合コンパレータＣＰにより第１の所定値を越えた電流を検出したときから一定時間駆動停止信号出力回路１１１から駆動停止信号Ｓ５が出力されるようにする。このとき、電源線に異常が発生すると、電流ＩＬが検出されない期間がパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのターン・オフ時間に依存するため、ストップランプ１０２に供給される電力はパワーＭＯＳＦＥＴＱＦのターン・オフ時間に依存することとなるが、過電流検出信号Ｓ２の出力のみにより駆動電圧ＶＰを停止する場合に比べて、電源線等に異常が発生したとき、ストップランプ１０２に供給される電力をより小さな値にすることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１〜３記載の発明によれば、定常値より高い第１の所定値の電流が間欠駆動のオン期間中に流れ続ける状態が長時間続くと破壊に至るような半導体スイッチング素子及び負荷等を使用していたとしても、間欠駆動のオン期間中に第１の所定値が流れ続けたときの電力より小さくなるよう半導体スイッチング素子がオンオフ制御されるため、半導体スイッチング素子及び負荷等が破壊に至るような熱が蓄積されることがないので、パルス状の駆動電圧により半導体スイッチング素子を間欠的にオンする場合でも半導体スイッチング素子及び負荷等の保護を確実に行うことができる電源供給制御装置を得ることができる。
【００６０】
請求項４〜６記載の発明によれば、定常値より高い第１の所定値の電流が間欠駆動のオン期間中に流れ続ける状態が長時間続くと破壊に至るような半導体スイッチング素子及び負荷等を使用したとしても、間欠駆動のオン期間中に第１の所定値が負荷へ流れ続けたときの電力より小さくなるよう半導体スイッチング素子がオンオフ制御されるため、半導体スイッチング素子及び負荷等が破壊に至るような熱が蓄積されることがないので、定常的な駆動電圧の印加により連続的に半導体スイッチング素子をオンさせる定常駆動から、パルス状の駆動電圧の印加により間欠的に半導体スイッチング素子をオンさせる間欠駆動に切り替えられたとしても、半導体スイッチング素子及び負荷等の保護を確実に行うことができる電源供給制御装置を得ることができる。
【００６１】
請求項１及び４の発明によれば、第１の所定値と第３の所定値との差に応じた電力分だけ正確に小さくすることができるので、第１の所定値を越えた電流が流れ続けるような異常が生じたとき、半導体スイッチング制御手段により抑えられた電力が電源供給制御装置ごとに異なることがない電源供給制御装置を得ることができる。
【００６２】
請求項２及び５記載の発明によれば、半導体スイッチング制御手段が、電流検出手段により検出された電流が第１の所定値を越えたとき、該第１の所定値を越えたときから一定時間の間、半導体スイッチング素子をオフ制御するので、電流検出手段により検出された電流が第１の所定値を越え、半導体スイッチング素子がオフ制御されたときから、該オフ制御により半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなるまでの時間より一定時間が長ければ、半導体スイッチ手段を通じて流れる電流が検出されなくなる期間を設けることができるため、半導体スイッチング制御手段によりパルス状の駆動電圧が印加期間中供給される電力をより小さい値に抑えることができるので、より確実に半導体スイッチング素子及び負荷等を保護することができる電源供給制御装置を得ることができる。
【００６３】
請求項３及び６記載の発明によれば、電流が検出されなくなる期間を設けても、半導体スイッチング素子ごとに生じるターン・オフ時間のバラツキに依存することなく半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなる期間を一定時間正確に設けることができるので、より確実に半導体スイッチング素子及び負荷等を保護することができる電源供給制御装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源供給制御装置の基本構成図を示すブロック図である。
【図２】本発明による電源供給制御装置の構成を示す回路図である。
【図３】図２中の各部の状態を示すタイミングチャートである。
【図４】図２中の各部の状態を示すタイミングチャートである。
【図５】従来の電源供給制御装置の一例を示す回路図である。
【図６】図５中の各部の状態を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１０１ 直流電源（車載バッテリ）
１０２ 負荷（ランプ負荷）
ＱＦ 半導体スイッチング素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
１０５ 電流検出手段（差動増幅器）
ＣＰ１ 第１のオフ制御手段（コンパレータ）
１１１＋ＣＰ 半導体スイッチング制御手段
ＣＰ１ 第１のオフ制御手段（コンパレータ）
１１１ 第２のオフ制御手段（駆動停止信号出力回路）
１０７−１ 駆動切替手段（マイクロコンピュータ）
ＣＰ２ 保護手段（コンパレータ）
１０７−２ 遮断手段（マイクロコンピュータ）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply control device, and in particular, applies a pulsed drive voltage to a control terminal of a semiconductor switching element provided between a DC power source such as an in-vehicle battery and a load, and the semiconductor switching device. The present invention relates to a power supply control device that drives a load by intermittently turning on an element.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an example of this type of power supply control device as shown in FIG. 5 is known. This power supply control device applies a pulsed drive voltage to a gate TG of a power MOSFET QF as a semiconductor switching element provided between the in-vehicle battery 101 and a lamp load 102 as a load, and this pulsed drive voltage The lamp load 102 is dimmed by adjusting the duty of the lamp.
[0003]
In the figure, the power supply voltage VB from the in-vehicle battery 101 is supplied to a lamp load 102 such as a stop lamp or a headlight through the drain D and the source S of the power MOSFET QF. The power MOSFET QF described above is turned on and off by a microcomputer 103 having a connection point between a resistor R1 to which the power supply voltage VB is applied at one end and a variable resistor R2 to which the ground is connected at one end. Done.
[0004]
The microcomputer 103 includes a CPU 103a that operates in accordance with a preset control program, a ROM 103b that holds the control program for the CPU 103a in advance, and a RAM 103c that temporarily stores data required when the CPU 103a executes operations. The variable resistor R2 And a drive instruction signal S1 having a duty ratio corresponding to a connection point voltage V1 between the resistor R1 and the resistor R1 is output to the drive circuit DR. The duty ratio described above can be adjusted by adjusting the resistance value of the variable resistor R2.
[0005]
The drive circuit DR includes an NPN-type switching (SW) transistor Tr1 whose drive voltage VP (= VB + 10 [V]) obtained by boosting the power supply voltage VB by the charge pump circuit 104 is connected to the collector, and a collector connected to the emitter of the SW transistor Tr1. Are connected to the gate TG as a control terminal of the power MOSFET QF. The contact point between the emitter of the SW transistor Tr1 and the collector of the SW transistor Tr2 is connected to the gate TG.
[0006]
The drive circuit DR applies the drive voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QF by turning on the SW transistor Tr1 and turning off the SW transistor Tr2 while the drive instruction signal S1 is at the H level. Is turned on, and while the drive instruction signal S1 is at the L level, the SW transistor Tr1 is turned off and the SW transistor Tr2 is turned on to stop the application of the drive voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QF, and the power MOSFET QF is turned off. It is configured to let you. That is, the drive circuit DR applies a pulsed drive voltage VP having the same duty as the drive instruction signal S1 to the gate TG. Therefore, by adjusting the resistance value of the variable resistor R2, the brightness of the lamp load 102 can be adjusted by adjusting the duty of the drive instruction signal S1.
[0007]
By the way, in general, in a vehicle, power from an in-vehicle battery is supplied to a load disposed in each part of the vehicle via a power line covered with a power MOSFET and an insulating coating. The power line described above is routed along the vehicle body in an engine room or the like that is constantly vibrating. At this time, if the power line is positioned close to the corner of the vehicle body, the vibration is intermittently caused by the vibration. When the contact is repeated for a long period of time, the coating of the power supply line is gradually scraped by the corners of the vehicle body, and the internal conductor is exposed although it is minute.
[0008]
As the exposed part of the power supply line comes into contact with the vehicle body, a dead short or a rare short occurs in the power supply line. When an overcurrent flows, the power MOSFET and the power supply line are overheated, resulting in a thermal destruction. . In order to prevent such a situation from occurring, a shunt resistor Rs is provided between the in-vehicle battery 101 and the power MOSFET QF as shown in FIG. The shunt resistor Rs is a low resistance for converting the current IL flowing through the power MOSFET QF into a voltage, and the current IL can be detected by detecting the voltage at both ends. Therefore, the differential amplifier 105 in which both ends of the shunt resistor Rs are connected to the + input end and the −input end respectively outputs a voltage corresponding to the both end voltage of the shunt resistor Rs, thereby detecting the current IL. Will work as.
[0009]
The output of the differential amplifier 105 is supplied to the negative input terminal of the comparator CP. A reference voltage Vref1 obtained by dividing the power supply voltage VB by the resistors R3 and R4 is supplied to the + input terminal of the comparator CP. The reference voltage Vref1 is set so that the output of the differential amplifier 105 exceeds the reference voltage Vref1 when the current IL exceeds a first predetermined value larger than the steady value. The comparator CP outputs an H-level overcurrent detection signal S2 to the drive circuit DR while the output of the differential amplifier 105 exceeds the reference voltage Vref1, and with respect to the output of the overcurrent detection signal S2. The drive circuit DR is configured to stop applying the drive voltage VP to the gate TG and turn off the power MOSFET QF to stop driving the lamp load 102 even when the drive instruction signal S1 from the microcomputer 103 is at the H level. ing.
[0010]
The operation of the power supply control apparatus having the above configuration will be described below with reference to the time chart shown in FIG. When the microcomputer 103 outputs a drive instruction signal S1 with a duty ratio of 50% in accordance with the connection point voltage V1 (FIG. 6A), the drive circuit DR applies the pulse-like drive voltage VP with a duty of 50% to the gate TG of the power MOSFET QF. Output for. The power MOSFET QF is turned on only while the charge pump output voltage VP is applied to supply power from the in-vehicle battery 101 to the lamp load 102. If the lamp load 102 is to be dimmed, the adjustment resistor R2 is adjusted so as to reduce the duty ratio. If the lamp load 102 is desired to be brightened, the adjustment resistor R2 may be adjusted so that the duty ratio is increased. Therefore, when there is no abnormality in the power supply line or the like, the differential amplifier 105 outputs a voltage Vc corresponding to a steady value smaller than the reference voltage Vref1 while the drive instruction signal S1 is at the H level (FIG. 6B). ).
[0011]
On the other hand, when an abnormality occurs in the power supply line and the current IL flowing through the power supply line increases and exceeds the first predetermined value, the output voltage of the differential amplifier 105 exceeds the reference voltage Vref1 accordingly, and the comparator CP And an H level overcurrent detection signal S2 is output to the drive circuit DR. While the overcurrent detection signal S2 is being output, the drive circuit DR stops the drive voltage VP applied to the gate TG and turns off the power MOSFET QF. When the power MOSFET QF is turned off, the current IL gradually decreases. When the power MOSFET QF falls below the first predetermined value, the output voltage of the differential amplifier 105 decreases accordingly, and the output of the overcurrent detection signal S3 from the comparator CP is reduced. Stopped. When the output of the overcurrent detection signal S3 is stopped, the drive voltage DR is again applied to the gate TG by the drive circuit DR, and the power MOSFET QF is turned on.
[0012]
For this reason, the power MOSFET QF is repeatedly turned on and off, and the output voltage of the differential amplifier 105 corresponding to the current IL flowing through the power supply line has a waveform that exceeds or falls below the reference voltage Vref1 as shown in FIG. Become. Since the power MOSFET QF is controlled to be turned on and off so that the current IL flowing through the power MOSFET QF does not exceed the first predetermined value corresponding to the reference voltage Vref1, an abnormality such as a short circuit occurs in the power supply line. However, no large current flows, and the power supply line is not damaged.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional power supply control device, when a short state occurs in the power supply line, the power MOSFET QF is repeatedly turned on and off while the drive instruction signal S1 is at the H level as shown in FIG. The current of the first predetermined value larger than the steady value that flows in the normal state continues to flow. That is, when an abnormality such as a short circuit of the power supply line occurs compared to the normal time, the heat generated in the power supply line or the power MOSFET QF increases as the current flowing through the power MOSFET QF increases. Therefore, if the power line abnormality is a rare short in which the short state occurs intermittently, this increased heat will not accumulate, but a dead short in which the power line abnormality continues in the short state has occurred. In this case, heat generated in the power supply line or the power MOSFET QF is accumulated, and there is a risk of thermal destruction, so that there is a problem that it is difficult to reliably protect the power supply line or the power MOSFET QF.
[0014]
In addition, as a power MOSFET QF, a power MOSFET with an overheat protection function that has a built-in temperature sensor and keeps turning off until the application of the drive voltage to the gate TG is stopped when the FET internal temperature detected by the temperature sensor exceeds a predetermined temperature. It can also be used. In the power MOSFET QF with overheat protection function, a short circuit of the power line occurs during the dimming operation (that is, when the power MOSFET QF is turned on / off by the pulsed drive voltage VP), and the power MOSFET QF is connected via the power line. When an overcurrent as shown in FIG. 6 (c) flows in the FET, a heat loss with an average power of 100 W occurs in the FET, so that it reaches a predetermined temperature (for example, 175 [° C.]) in a time of several milliseconds to several tens of milliseconds. Reach and turn off. However, during the dimming operation, when the pulsed drive voltage VP becomes L level, the operation is reset and turned on again, and the on / off due to such overheating is approximately about 40 ° C. in a low environment. If it is repeated 1000 times or more, there is a problem that heat stress accumulates and there is a risk of thermal destruction.
[0015]
Therefore, the present invention pays attention to the above problems, and can reliably protect the power supply line, the semiconductor switching element, the load, and the like even when the on / off control of the semiconductor switching element is performed by the pulsed drive voltage. It is an object to provide a power supply control device.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is the control of the semiconductor switching element QF provided between the DC power source 101 and the load 102 as shown in the basic configuration diagram of FIG. In the power supply control device that intermittently drives the load by applying a pulsed driving voltage to the terminal and intermittently turning on the semiconductor switching element,A current detection means 105 for detecting a current flowing through the semiconductor switching element; and a current detected by the current detection means when the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value. Semiconductor switching control means 111 + CP for turning off the semiconductor switching element until it falls below a third predetermined value smaller than the first predetermined value.And a power supply control device.
[0017]
  According to the second aspect of the present invention, as shown in the basic configuration diagram of FIG. 1A, the drive voltage in the form of a pulse with respect to the control terminal of the semiconductor switching element QF provided between the DC power supply 101 and the load 102 is obtained. In the power supply control device that intermittently drives the load by intermittently turning on the semiconductor switching element, current detection means 105 that detects a current flowing through the semiconductor switching element, and detection by the current detection means And a semiconductor switching control unit 111 + CP for turning off the semiconductor switching element from when the measured current exceeds a first predetermined value larger than a steady value until a predetermined time elapses. Exist.
[0018]
  According to the third aspect of the present invention, as shown in the basic configuration diagram of FIG. 1 (a), a pulse-like drive voltage is applied to the control terminal of the semiconductor switching element QF provided between the DC power supply 101 and the load 102. In the power supply control device that intermittently drives the load by intermittently turning on the semiconductor switching element, current detection means 105 that detects a current flowing through the semiconductor switching element, and detection by the current detection means First off control for turning off the semiconductor switching element from when the measured current exceeds a first predetermined value larger than a steady value until the current flowing through the semiconductor switching element is no longer detected by the current detecting means. Between the time when the off-control by means CP1 and the first off-control means is completed until a certain time elapses. It consists in the power supply control device, characterized in that it comprises a semiconductor switching controller 111 + CP having a second off control unit 111 turns off the semiconductor switching element.
[0019]
  As shown in the basic configuration diagram of FIG. 1B, the invention according to claim 4 is a steady drive voltage with respect to the control terminal of the semiconductor switching element QF provided between the DC power supply 101 and the load 102. Switching means for switching between a steady drive that continuously turns on the semiconductor switching element by applying a pulse and an intermittent drive that applies a pulsed drive voltage to the control terminal to intermittently turn on the semiconductor switching element 107-1, current detection means 105 for detecting a current flowing through the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element while the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value. Protection means CP2 for turning off, and a current detected by the current detection means is larger than a steady value and smaller than the first predetermined value. In the power supply control device comprising the shut-off means 107-2 that keeps the semiconductor switching element turned off despite the steady application of the drive voltage when the predetermined value exceeds the predetermined time for a predetermined time or more, When the switching means switches so that the semiconductor switching element is intermittently driven, the current detected by the current detection means from when the current detected by the current detection means exceeds the first predetermined value is the first current detected by the current detection means. And a semiconductor switching control means for turning off the semiconductor switching element until it falls below a third predetermined value smaller than the predetermined value.
[0020]
  According to the fifth aspect of the present invention, as shown in the basic configuration diagram of FIG. 1B, a steady driving voltage is applied to the control terminal of the semiconductor switching element QF provided between the DC power supply 101 and the load 102. Switching means for switching between a steady drive that continuously turns on the semiconductor switching element by applying a pulse and an intermittent drive that applies a pulsed drive voltage to the control terminal to intermittently turn on the semiconductor switching element 107-1, current detection means 105 for detecting a current flowing through the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element while the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value. Protection means CP2 for turning off, and a current detected by the current detection means is larger than a steady value and smaller than the first predetermined value. In the power supply control device comprising the shut-off means 107-2 that keeps the semiconductor switching element turned off despite the steady application of the drive voltage when the predetermined value exceeds the predetermined time for a predetermined time or more, When the switching means switches so that the semiconductor switching element is intermittently driven, the semiconductor switching element is in a period from when the current detected by the current detection means exceeds the first predetermined value until a predetermined time elapses. And a semiconductor switching control means 111 + CP for turning off the power supply control device.
[0021]
  According to the sixth aspect of the invention, as shown in the basic configuration diagram of FIG. 1B, a steady driving voltage is applied to the control terminal of the semiconductor switching element QF provided between the DC power source 101 and the load 102. Switching means for switching between a steady drive that continuously turns on the semiconductor switching element by applying a pulse and an intermittent drive that applies a pulsed drive voltage to the control terminal to intermittently turn on the semiconductor switching element 107-1, current detection means 105 for detecting a current flowing through the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element while the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value. Protection means CP2 for turning off, and a current detected by the current detection means is larger than a steady value and smaller than the first predetermined value. In the power supply control device comprising the shut-off means 107-2 that keeps the semiconductor switching element turned off despite the steady application of the drive voltage when the predetermined value exceeds the predetermined time for a predetermined time or more, When the switching means switches so that the semiconductor switching element is intermittently driven, the current flowing through the semiconductor switching element by the current detection means from when the current detected by the current detection means exceeds the first predetermined value The first switching control means CP1 for turning off the semiconductor switching element until the time when the switching of the semiconductor switching element is not detected, and the switching of the semiconductor between the time when a predetermined time elapses after the OFF control by the first switching control means ends. Semiconductor switching control means 111 having second off control means 111 for turning off the element It consists in the power supply control device, characterized in that it comprises a CP.
[0022]
  According to the first to third aspects of the present invention, when an abnormality in which overcurrent continues to flow through the semiconductor switching element QF occurs, while the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined current, If only the OFF control is performed, a current having a first predetermined value higher than the steady value continues to flow during the ON period of the intermittent drive, so that heat that may cause destruction of the semiconductor switching element QF and the load 102 may be accumulated. .
[0023]
  Therefore, according to the first aspect of the present invention, the semiconductor switching control unit 111 + CP has the first current detected by the current detection unit 105 from when the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value. The semiconductor switching element QF is turned off until it falls below a third predetermined value that is smaller than the predetermined value. According to the second aspect of the present invention, the semiconductor switch control means 111 + CP is in a period from when the current detected by the current detection means 105 exceeds the first predetermined value larger than the steady value until a predetermined time elapses. The semiconductor switching element QF is turned off. According to the third aspect of the present invention, the first off control means CP1 causes the current detection means 105 to start from the time when the current detected by the current detection means 105 exceeds the first predetermined value larger than the steady value. Until the current flowing through the semiconductor switching element QF is no longer detected, the semiconductor switch element QF is turned off, and the second off control means 111 is in a certain time from when the off control by the first off control means CP1 is completed. Until the time elapses, the semiconductor switching element QF is turned off. Thus, according to the first to third aspects of the present invention, the current exceeding the first predetermined value does not continue to flow during the on period in the intermittent drive, and the semiconductor is activated during the on period in the intermittent drive. Since the electric power supplied to the load 102 through the switching element QF can be made smaller than the electric power when the current of the first predetermined value continues to flow during the ON period in the intermittent drive, the first predetermined value higher than the steady value Even if the semiconductor switching element QF, the load 102, and the like are used in such a manner that the current continues to flow during the on period of intermittent driving for a long period of time, the first predetermined period during the on period of intermittent driving is used. Since the semiconductor switching element is on / off controlled to be smaller than the power when the value continues to flow, the semiconductor switching element QF, the load 102 and the like will be destroyed. Heat is prevented from being accumulated such.
[0024]
  According to the fourth to sixth aspects of the present invention, a steady drive voltage is applied to the control terminal of the semiconductor switching element QF so that the semiconductor switching element QF is continuously turned on. When an abnormality occurs in which overcurrent continues to flow through the semiconductor switching element QF, the current detected by the protection means CP2 exceeds the first predetermined value larger than the steady value. In the meantime, by turning off the semiconductor switching element QF, the current flowing through the semiconductor switching element QF is suppressed to the first predetermined value, and the state where the blocking means 107-2 is suppressed to the first predetermined value continues. The current detected by the current detecting means 105 continues to exceed the second predetermined value that is larger than the steady value and smaller than the first predetermined value for a predetermined time or longer. At this time, the semiconductor switching element QF is continuously turned off in spite of the steady application of the driving voltage, so that the current of the first predetermined value higher than the steady value continues to flow and the semiconductor switching element QF and the load 102 are destroyed. Before the semiconductor switching element QF, the load 102 and the like are protected by interrupting the current flowing through the load 102 through the semiconductor switching element QF.
[0025]
  However, overcurrent continues to flow through the semiconductor switching element QF during intermittent driving in which a pulsed driving voltage is applied to the control terminal of the semiconductor switching element QF to intermittently turn on the semiconductor switching element QF. When such an abnormality occurs, the semiconductor switching element QF is intermittently turned on and cannot be turned off by the blocking means 107-2. Moreover, even if the current flowing through the semiconductor switching element QF is always suppressed by the protection means CP2 so as not to exceed the first predetermined value, the first predetermined value higher than the steady value remains during the application period of the pulsed drive voltage. Since it continues to flow, heat that may cause destruction of the semiconductor switching element QF and the load 102 may be accumulated.
[0026]
  Therefore, according to the fourth aspect of the present invention, when the drive switching means 107-1 is switched to intermittently drive the semiconductor switching element QF, the semiconductor switching control means 111 + CP is detected by the current detection means 105. The semiconductor switching element QF is turned off from when the current exceeds the first predetermined value until the current detected by the current detection means 105 falls below a third predetermined value smaller than the first predetermined value. According to the second aspect of the present invention, when the drive switching means 107-1 is switched so that the semiconductor switching element QF is intermittently driven, the current detected by the current detection means 105 is detected by the semiconductor switch control means 111 + CP. The semiconductor switching element QF is turned off from when the first predetermined value larger than the steady value is exceeded until a predetermined time elapses. According to the third aspect of the present invention, when the drive switching means 107-1 is switched to intermittently drive the semiconductor switching element QF, the first off control means CP1 is detected by the current detection means 105. The semiconductor switching element QF is turned off until the current flowing through the semiconductor switching element QF is no longer detected by the current detection means 105 after the current exceeds a first predetermined value larger than the steady value, and the second off control is performed. The means 111 turns off the semiconductor switching element QF from when the off-control by the first off-control means CP1 is completed until a predetermined time elapses. Thus, according to the fourth to sixth aspects of the present invention, the current exceeding the first predetermined value does not continue to flow during the on period in the intermittent drive, and the semiconductor is turned on during the on period in the intermittent drive. Since the electric power supplied to the load 102 through the switching element QF can be made smaller than the electric power when the current of the first predetermined value continues to flow during the ON period in the intermittent drive, the first predetermined value higher than the steady value Even if the semiconductor switching element QF, the load 102, and the like are used in such a manner that the current continues to flow during the on period of intermittent driving for a long period of time, the first predetermined period during the on period of intermittent driving is used. Since the semiconductor switching element is on / off controlled to be smaller than the power when the value continues to flow, the semiconductor switching element QF, the load 102 and the like will be destroyed. Heat is prevented from being accumulated such.
[0027]
  Moreover, for example, the semiconductor switching control unit 111 + CP can be suppressed by turning off the semiconductor switching element QF from when the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value until a predetermined time elapses. The electric power also depends on the variation in turn-off time generated for each semiconductor switching element QF. However, according to the first and fourth aspects of the present invention, the current detected by the semiconductor switching control unit 111 + CP from when the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value is the first predetermined value. Since the semiconductor switching element QF is turned off until the value falls below the smaller third predetermined value, when the first predetermined value is exceeded, the semiconductor switching element QF is turned off, and the current flowing through the semiconductor switching element QF is gradually reduced by the off control. When it decreases and falls below a third predetermined current smaller than the first predetermined current, the on-control is performed, and thereafter this operation is repeated until no pulsed drive voltage is applied. Therefore, the first predetermined value and the third predetermined value are repeated. Can be accurately reduced by the amount of power corresponding to the difference.
[0028]
  Further, for example, when the semiconductor switching control unit 111 + CP detects that the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value until the detected current falls below a third predetermined value that is smaller than the first predetermined value. In the meantime, when the semiconductor switching element QF is turned off, there is a limit to the power that can be suppressed by the semiconductor switching control means 111 + CP because a period during which the current flowing through the semiconductor switching element QF is not detected cannot be provided. However, according to the second and fifth aspects of the present invention, the semiconductor switching control unit 111 + CP has the semiconductor switching element QF for a certain period of time after the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value. Since the current detected by the current detecting means 105 exceeds the first predetermined value and the semiconductor switching element QF is controlled to be off, the current flowing through the semiconductor switching element QF is detected by the off control. If a certain time is longer than the time until it disappears, it is possible to provide a period during which the current flowing through the semiconductor switching means QF is not detected. Therefore, the power supplied during the ON period of the intermittent drive by the semiconductor switching control means 111 + CP is set to a smaller value. Can be suppressed.
[0029]
  Further, for example, when the semiconductor switching element QF is turned off for a certain period of time after the current detected by the current detection means 105 exceeds the first predetermined value, the semiconductor switching control means 111 + CP is suppressed by the semiconductor switching control means 111 + CP. The electric power that is generated also depends on variations in turn-off time that occur in each semiconductor switching element QF. On the other hand, since the semiconductor switching control unit 111 + CP has a third predetermined value smaller than the first predetermined value, the current detected by the current detection unit 105 since the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value. If the semiconductor switching element QF is turned off until a current lower than the current is detected, a period during which the current flowing through the semiconductor switching element QF cannot be detected cannot be provided, so there is a limit to the power that can be suppressed by the semiconductor switching control unit 111 + CP. is there. Therefore, according to the third and sixth aspects of the present invention, in the semiconductor switching control unit 111 + CP1, the first off control unit CP1 detects when the current detected by the current detection unit 105 exceeds the first predetermined value. The semiconductor switch element QF is turned off until the current flowing through the semiconductor switching element QF is no longer detected by the current detection means 105, and the second off control means 111 is turned off by the first off control means CP1. Since the semiconductor switching element QF is turned off until a certain time elapses from time to time, even if a period during which no current is detected is provided, the semiconductor switching element does not depend on the variation in turn-off time generated for each semiconductor switching element QF The period during which the current flowing through the element QF is not detected is accurate for a certain period of time. It can be provided.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a power supply control device of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 2 shows an embodiment of a power supply control apparatus according to the present invention. In this figure, the same parts as those of the conventional circuit described above with reference to FIG.
In the embodiment of the present invention, the power supply control device uses the stop lamp 102 mounted on the vehicle as a load, and when the tail lamp mounted on the vehicle having a lower brightness than the stop lamp 102 is disconnected, the stop lamp This is a device that substitutes for a tail lamp by switching the lighting of 102 from continuous lighting to intermittent lighting and dimming the stop lamp 102.
[0031]
In the figure, the power supply voltage VB from the in-vehicle battery 101 is supplied to the stop lamp 102 via the shunt resistor Rs and between the drain D and the source S of the power MOSFET QF. A drive circuit DR similar to the conventional one described above is connected to the gate TG of the power MOSFET QF described above. Further, both ends of the shunt resistor Rs provided between the in-vehicle battery 101 and the power MOSFET QF are connected to the + input end and the − input end of the differential amplifier 105 as in the conventional case, and the differential amplifier 105 is connected to the power MOSFET QF. By detecting the voltage across the shunt resistor Rs according to the flowing current, it functions as a current detection means.
[0032]
The current IL detected by the differential amplifier 105 is supplied to the microcomputer 107 after being converted to a digital value by the A / D converter 106 in addition to being supplied to the + input terminal of the comparator CP. One end of the external switch SW that is turned on when the brake pedal is depressed is connected to the microcomputer 107, one end of which is connected to the ground via the resistor R5 and the other end is connected to the power supply voltage VB. In response, an H level brake pedal signal S3 is supplied. The microcomputer 107 is further connected to a disconnection detection circuit (not shown) that detects that the tail lamp is disconnected, and is supplied with an H level disconnection detection signal S4 when the tail lamp is disconnected.
[0033]
The microcomputer 107 described above includes a CPU 107a that operates in accordance with a preset control program, a ROM 107b that holds the control program of the CPU 107a in advance, and a RAM 107c that temporarily holds data required when the CPU 107a performs operations. ing. If the disconnection detection signal S4 is not supplied from the disconnection detection circuit (not shown), the microcomputer 107 continues to output the steady drive instruction signal S1 in response to the supply of the H level brake pedal signal S3. Then, a steady driving voltage VP is applied to the gate TG to continuously turn on the power MOSFET QF.
[0034]
On the other hand, when the disconnection detection signal S4 (not shown) is supplied, the microcomputer 107 functions as drive switching means, and outputs a pulsed drive instruction signal S1 whose duty is controlled in accordance with the supply, whereby the gate TG On the other hand, a pulsed driving voltage VP is applied to switch to intermittent driving in which the power MOSFET QF is intermittently turned on. Further, when the microcomputer 107 detects that the current IL flowing through the power MOSFET QF detected from the differential amplifier 105 continues to exceed the second predetermined value larger than the steady value and smaller than the first predetermined value for a predetermined time or more, the drive instruction signal The output of S1 is stopped and the power MOSFET QF is kept turned off.
[0035]
On the other hand, the reference voltage Vref1 obtained by dividing the power supply voltage VB by the resistor R3 and the resistor R4 is connected to the negative input terminal of the comparator CP as in the conventional case described above. Further, a series circuit of a switching (SW) transistor Tr3 and a resistor R6 is connected to the resistor R4 in parallel. Therefore, when the SW transistor Tr3 is turned on, the reference voltage Vref1 ′ obtained by dividing the power supply voltage VB by the combined resistance of the resistor R3, the resistor R4, and the resistor R6 is supplied to the negative input terminal of the comparator CP. This reference voltage Vref1 ′ is set to a value that can be considered that the current IL is not detected by the differential amplifier 105, that is, a voltage near 0, and the comparator CP determines that the output voltage of the differential amplifier 105 is equal to or lower than the reference voltage Vref1 ′. Then, the output of the overcurrent detection signal S2 is stopped.
[0036]
Further, the base of the above-described SW transistor Tr3 has one input terminal supplied with an inverted output of the drive voltage VP supplied to the gate TG of the power MOSFET QF, and the other input terminal supplied with the disconnection detection signal S4. The output of the AND gate 108 is connected. Therefore, the AND gate 108 outputs an H level signal only when the drive voltage VP is not applied to the power MOSFET QF while the tail lamp is broken and the breakage detection signal S4 is output, and the SW transistor Tr3 is turned on. Turn on.
[0037]
Further, the overcurrent detection signal S2 that is the output of the comparator CP is connected to the other input terminal of the AND gate 109 in which the disconnection detection signal S4 is input to one input terminal in addition to being supplied to the drive circuit DR. Has been. The output of the AND gate 109 is connected to a charge / discharge circuit 110 including a capacitor C1 and a resistor R7, and the overcurrent detection signal S2 is supplied only while the disconnection detection signal S4 is output. The charge / discharge circuit 110 has a collector connected to the power supply voltage VB and an emitter connected to the base of a switching (SW) transistor Tr4 connected to the ground via a resistor R8.
[0038]
The connection point between the SW transistor Tr4 and the resistor R8 described above is connected to the drive circuit DR, and when the SW transistor Tr4 is turned on, the power supply voltage VB is output to the drive circuit DR as an H level drive stop signal S5. The charge / discharge circuit 110, the SW transistor Tr4, and the resistor R8 described above constitute a drive stop signal output circuit 111. The drive circuit DR is configured to stop the application of the drive voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QF when the drive stop signal S5 is output regardless of the output of the drive instruction signal S1 from the microcomputer 107.
[0039]
Hereinafter, the operation of the power supply control apparatus having the above-described configuration when the tail lamp is not broken and the breakage detection signal S4 is not output will be described with reference to the time chart shown in FIG. While the disconnection detection signal S4 is not output, the output of the AND gate 108 is at the L level, so that the SW transistor Tr3 is always in the OFF state. Accordingly, the reference voltage Vref1 corresponding to the first predetermined value obtained by dividing the power supply voltage VB by the resistor R3 and the resistor R4 is constantly input to the negative input terminal of the comparator CP. While the detected current IL flowing through the power MOSFET QF exceeds the first predetermined value, the overcurrent detection signal S2 for stopping the application of the drive voltage VP is output. Further, since the overcurrent detection signal S2 is not supplied to the charge / discharge circuit 110 while the disconnection detection signal S4 is not output, the SW transistor Tr4 is always turned off. Therefore, the drive stop signal S5 is not output to the drive circuit DR.
[0040]
First, when the brake pedal is depressed, the switch SW is turned on and the brake pedal signal S3 is output, the microcomputer 107 continues to output a steady drive instruction signal S1 to the drive circuit DR (FIG. 3 (a)). ) And (b)). While the steady drive instruction signal S1 is output from the microcomputer 107, the drive circuit DR continues to apply the drive voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QF. When the drive voltage VP is applied to the gate TG, the power MOSFET QF is continuously turned on, and the power from the in-vehicle battery 101 is supplied to the stop lamp 102.
[0041]
When the power line or the like is normal, the current IL flowing through the power MOSFET QF is a steady value corresponding to the load resistance of the stop lamp 102, and is smaller than the first predetermined value and the second predetermined value (FIG. 3 ( c)). On the other hand, when the covering covering the power line is gradually scraped by the corners of the vehicle body to expose the internal conductor, and when the exposed part comes into contact with the vehicle and a short circuit occurs, the current IL flowing through the power line increases, When the first predetermined value is exceeded, the comparator CP detects this and outputs an H-level overcurrent detection signal S2 for stopping the application of the drive voltage VP to the gate TG to the drive circuit DR, which acts as a protection means. .
[0042]
The drive circuit DR stops the application of the drive voltage VP to the gate TG when the overcurrent detection signal S2 is output as in the conventional case described above. Since the drain D and the source S of the power MOSFET QF change from the conductive state to the non-conductive state due to the stop of the drive voltage VP, the current IL flowing through the power MOSFET QF goes from the value exceeding the first predetermined value toward the current value 0. When it gradually decreases and becomes smaller than the first predetermined value, the comparator CP stops outputting the overcurrent detection signal S2. Then, the drive voltage DR is again applied to the gate TG by the drive circuit DR, so that the drain D and the source S of the power MOSFET QF are changed to a conductive state.
[0043]
For this reason, between the drain D and the source S of the power MOSFET QF, the transition from the conductive state to the non-conductive state and the transition from the non-conductive state to the conductive state are repeated, and the current IL flowing through the power MOSFET QF has the first predetermined value. The waveform goes over and down (FIG. 3D). As described above, the power MOSFET QF is on / off controlled so that the current IL flowing through the power MOSFET QF does not exceed the first predetermined value, so that the power MOSFET QF, the stop lamp 102 and the like do not break. At this time, if the short circuit of the power supply line is due to a rare short, the current IL exceeding the first predetermined value returns to the steady value without continuing for the predetermined time T or longer (FIG. 3D).
[0044]
On the other hand, when the short circuit of the power supply line is due to a dead short, the state where the current flowing through the power MOSFET QF exceeds or falls below the first predetermined value higher than the steady value continues. If this state continues, the heat generated in the short-circuit portion accumulates, and the power MOSFET QF and the stop lamp 102 may be damaged. Accordingly, the microcomputer 107 functions as a cutoff means, and when the current IL detected by the differential amplifier 105 continues to exceed the second predetermined value that is larger than the steady value and smaller than the first predetermined value for a predetermined time T or more, the drive instruction The output of the signal S1 is continuously stopped (FIG. 3E), and the drive circuit DR continues to stop the application of the drive voltage VP to the gate TG. When the drive voltage VP is stopped, the power MOSFET QF is turned off, the current IL flowing through the power MOSFET QF is cut off, and the current flowing through the power MOSFET QF is protected.
[0045]
The stop of the drive instruction signal S1 described above is reset when the switching SW is turned off. Even if the current exceeding the first predetermined value does not flow through the power MOSFET QF, the output of the drive instruction signal S2 is stopped even when the state exceeding the second predetermined value continues for a predetermined time or longer ( FIG. 3 (f)).
[0046]
Next, the operation of the power supply control device while the disconnection detection circuit (not shown) detects the disconnection of the tail lamp and the disconnection detection signal S4 is output will be described below with reference to the time chart of FIG. While the disconnection detection signal S4 is being output, the AND gate 108 outputs an H level signal when the application of the drive voltage voltage VP to the gate TG of the power MOSFET QF is stopped, and turns on the SW transistor Tr3. While the disconnection detection signal S4 is being output, the AND gate 109 supplies the overcurrent detection signal S2 output from the comparator CP to the charge / discharge circuit 110.
[0047]
When the disconnection detection signal S4 is output, the microcomputer 107 outputs a pulse-shaped drive voltage instruction signal S1 whose duty is controlled to the drive circuit DR (FIGS. 4A and 4B). The drive circuit DR applies the drive voltage VP to the gate TG only when the pulsed drive instruction signal S1 output from the microcomputer 107 is at the H level. As a result, the power MOSFET QF is intermittently turned on to supply power from the in-vehicle battery 101 to the stop lamp 102. The power MOSFET QF is intermittently turned on by the pulsed drive instruction signal S1, thereby dimming the stop lamp 102 and using it as a tail lamp.
[0048]
As described above, when the drive voltage VP is applied to the gate TG of the power MOSFET QF, the output of the AND gate 108 becomes L level and the SW transistor Tr3 is turned off, so that the power supply voltage VB is applied to the negative input terminal of the comparator CP. The reference voltage Vref1 divided by the resistor R3 and the resistor R4 is input (FIG. 4C). In response to this, the comparator CP outputs the overcurrent detection signal S2 when the current IL exceeds the first predetermined value. To do.
[0049]
First, when the power supply line is normal, the current IL flowing through the power MOSFET QF becomes a steady value determined by the load resistance of the stop lamp 102 (FIG. 4D). At this time, when the core wire of the exposed power supply line is scraped by the corner portion of the vehicle and comes into contact with the vehicle, a short circuit occurs and the current IL flowing through the power supply line increases, and when the first predetermined value is exceeded, the comparator CP is activated. When this is detected and an H-level overcurrent detection signal S2 is output to the drive circuit DR, the drive circuit DR stops applying the drive voltage VP to the gate TG. Along with this, the output of the AND gate 108 is inverted to output an H level signal, and the SW transistor Tr3 is turned on, whereby the power supply voltage VB is supplied to the resistor R3 and the resistor R4 / A reference voltage Vref1 ′ divided by the resistor R6 is supplied (FIG. 4E).
[0050]
On the other hand, when the application of the drive voltage VP to the gate TG is stopped, the drain D-source S of the power MOSFET QF changes from the conductive state to the non-conductive state, so that the current IL exceeds the current value corresponding to the reference voltage Vref1. It gradually decreases from the current value toward the current value 0. Accordingly, when the current IL exceeds the first predetermined value, the comparator CP is smaller than the reference voltage Vref1 ′ that is a value at which the output of the differential amplifier 105 can be regarded as the current IL not being detected after the predetermined value is exceeded. In the meantime, the output of the overcurrent detection signal S2 is stopped, and the application of the drive voltage VP is stopped (FIG. 4 (f)). That is, the comparator CP functions as first off control means.
[0051]
Further, while the overcurrent detection signal S2 is output from the comparator CP, the overcurrent detection signal S2 is supplied to the charge / discharge circuit 110 via the AND gate 109, and during this time, charge is accumulated in the capacitor C1. During this time, since the voltage of the overcurrent detection signal S2 larger than the threshold voltage of the SW transistor Tr4 is applied to the base of the SW transistor Tr4, the SW transistor Tr4 is turned on and the application of the drive voltage VP is stopped. An H level drive stop signal S5 is output (period T3 shown in FIG. 4F).
[0052]
After that, when the output of the overcurrent detection signal S2 from the comparator CP is stopped as described above, the charge / discharge circuit 110 discharges the charge accumulated in the capacitor C1 via the resistor R7. As a result, the base voltage of the SW transistor SW4 decreases according to a time constant determined by the resistor R7 and the capacitor C1 from the voltage of the overcurrent detection signal S2, and during a certain time T4 until the voltage drops below the threshold voltage, the SW transistor A drive stop signal S5 is output to turn on Tr4 and stop the output of the drive voltage VP. That is, the drive stop signal output circuit 111 functions as first off control means.
[0053]
Accordingly, a period in which the current IL is not detected by the differential amplifier 105 continues for a certain time T4 after the output of the overcurrent detection signal S2 is stopped (FIG. 4G). When the predetermined time T4 or more has elapsed, the output of the drive stop signal S5 is stopped, the drive voltage VP is again applied to the gate TG by the drive circuit DR, and the above-described operation is repeated.
[0054]
Therefore, the output voltage of the differential amplifier 105 corresponding to the current IL has a waveform as shown in FIG. 4 (i), and the power when the first predetermined value continues to flow during the drive voltage application period (FIG. 4 ( h)) The power MOSFET QF is driven by the overcurrent detection signal S2 and the drive stop signal S5 output from the comparator CP and the drive stop signal output circuit 111 so that smaller power (FIG. 4 (i)) is supplied to the stop lamp 102. Is turned on / off. By the way, since the stop lamp 102 is a load that does not light for a long time, the power MOSFET QF, the power supply line, and the like that turn on and off the power supplied to the stop lamp 102 are not designed to withstand large heat generation. There are many. For this reason, if the state where the current of the first predetermined value higher than the steady value continues to flow during the application period of the drive voltage VP continues for a long time, heat may accumulate and the power MOSFET QF and the like may be thermally destroyed. However, as described above, power (FIG. 4 (i)) smaller than the power (FIG. 4 (h)) when the first predetermined value continues to flow during the drive voltage application period is supplied to the load. In addition, since the power MOSFET QF is turned on and off, heat that causes damage to the power MOSFET QF and the like is not accumulated. Therefore, even when the power MOSFET QF is intermittently turned on by the pulsed drive voltage VP, the power MOSFET QF and the stop lamp Protection of 102 etc. can be performed reliably.
[0055]
As described above, when the current IL detected by the differential amplifier 105 exceeds the first predetermined value, the comparator CP passes through the power MOSFET QF from the differential amplifier 105 when the current IL exceeds the first predetermined value. Until the IL is not detected, the overcurrent detection signal S2 is output to turn off the power MOSFET QF, and the drive stop signal output circuit 111 is driven for a certain time T4 from when the overcurrent detection signal S2 is turned off. Since the stop signal S5 is output and the power MOSFET QF is turned off, the power MOSFET QF does not depend on the variation in turn-off time that occurs for each power MOSFET QF even if a period in which no current is detected (FIG. 4G) is provided. A period (FIG. 4 (g)) in which the current flowing through is not detected is accurately provided for a certain time T4. It is possible.
[0056]
In the above-described embodiment, the application of the drive voltage VP is stopped by the overcurrent detection signal S2 from the comparator CP and the drive stop signal S5 from the drive stop signal output circuit 111. However, for example, the current IL is If the power MOSFET QF and the stop lamp 102 can be protected without providing a period of no detection (FIG. 4G), the output of the drive voltage VP is stopped only when the overcurrent detection signal S2 is output from the comparator CP. May be.
[0057]
In this case, when the current IL detected by the differential amplifier 105 exceeds a first predetermined value larger than the steady value, the current IL detected from when the current IL exceeds the first predetermined value is greater than the first predetermined value. If the value of the reference voltage Vref1 ′ is set so that it is output until it falls below the small third predetermined value and the application of the drive voltage is stopped only when the overcurrent detection signal S2 is output, the drive The power supplied during the voltage application period is smaller than the power when the first predetermined value continues to flow during the application of the drive voltage. In this way, it is possible to accurately reduce the amount of power corresponding to the difference between the first predetermined value and the third predetermined value, so that an abnormality in which a current exceeding the first predetermined value continues to flow. When this occurs, the power suppressed by the power MOSFET QF is not different for each power supply control device.
[0058]
Further, for example, the output of the drive voltage VP may be stopped only when the drive stop signal S5 is output from the drive stop output circuit 111. That is, in this case, the drive stop signal S5 is output from the drive stop signal output circuit 111 for a predetermined time from when the current exceeding the first predetermined value is detected by the comparator CP. At this time, if an abnormality occurs in the power supply line, the period during which the current IL is not detected depends on the turn-off time of the power MOSFET QF, so that the power supplied to the stop lamp 102 depends on the turn-off time of the power MOSFET QF. However, compared with the case where the drive voltage VP is stopped only by the output of the overcurrent detection signal S2, the power supplied to the stop lamp 102 can be set to a smaller value when an abnormality occurs in the power supply line or the like. it can.
[0059]
【The invention's effect】
  As explained above, the claims1-3According to the described invention, a semiconductor switching element, a load, or the like is used that causes destruction when a current of a first predetermined value higher than a steady value continues to flow during an on period of intermittent driving for a long time. However, since the semiconductor switching element is on / off controlled so as to be smaller than the electric power when the first predetermined value continues to flow during the ON period of the intermittent drive, heat that causes destruction of the semiconductor switching element and the load is generated. Since it is not accumulated, it is possible to obtain a power supply control device that can reliably protect the semiconductor switching element and the load even when the semiconductor switching element is intermittently turned on by the pulsed drive voltage.
[0060]
  Claim4-6According to the described invention, even when a semiconductor switching element and a load that use a first predetermined value higher than a steady value continue to flow during the on period of intermittent driving and break down when the state continues for a long time are used. Since the semiconductor switching element is controlled to turn on and off so that the first predetermined value continues to flow to the load during the intermittent drive on period, the heat that causes destruction of the semiconductor switching element and the load is generated. Since it is not accumulated, switching from steady driving that continuously turns on the semiconductor switching element by applying a steady driving voltage to intermittent driving that intermittently turns on the semiconductor switching element by applying a pulsed driving voltage. Even if the power supply control device is provided, a power supply control device that can reliably protect the semiconductor switching element and the load can be obtained.
[0061]
  Claim1 and 4According to the invention, since the power can be accurately reduced by the power corresponding to the difference between the first predetermined value and the third predetermined value, an abnormality in which a current exceeding the first predetermined value continues to flow. When this occurs, it is possible to obtain a power supply control device in which the power suppressed by the semiconductor switching control means does not differ from one power supply control device to another.
[0062]
  Claim2 and 5According to the described invention, when the semiconductor switching control means exceeds the first predetermined value when the current detected by the current detection means exceeds the first predetermined value, the semiconductor switching control means performs the semiconductor switching for a certain period of time. Since the element is controlled to be off, the current detected by the current detection means exceeds the first predetermined value and the semiconductor switching element is controlled to be off until the current flowing through the semiconductor switching element is not detected by the off control. If the predetermined time is longer than the time, a period in which the current flowing through the semiconductor switch means is not detected can be provided. Therefore, the power supplied by the semiconductor switching control means during the application period of the pulsed drive voltage is set to a smaller value. Since it can be suppressed, it is possible to protect semiconductor switching elements and loads more reliably. It can be obtained that power supply control device.
[0063]
  Claim3 and 6According to the described invention, even if a period in which no current is detected is provided, the period in which the current flowing through the semiconductor switching element is not detected without depending on the variation in turn-off time generated for each semiconductor switching element is accurately determined for a certain time. Therefore, it is possible to obtain a power supply control device that can more reliably protect the semiconductor switching element and the load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration diagram of a power supply control device according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply control device according to the present invention.
FIG. 3 is a timing chart showing the state of each part in FIG. 2;
4 is a timing chart showing the state of each part in FIG. 2. FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional power supply control device.
6 is a timing chart showing the state of each part in FIG. 5;
[Explanation of symbols]
101 DC power supply (vehicle battery)
102 Load (lamp load)
QF semiconductor switching element (power MOSFET)
105 Current detection means (differential amplifier)
CP1 First off control means (comparator)
111 + CP semiconductor switching control means
CP1 First off control means (comparator)
111 Second off control means (drive stop signal output circuit)
107-1 Drive switching means (microcomputer)
CP2 Protection means (comparator)
107-2 Blocking means (microcomputer)

Claims (6)

直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、
前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから前記電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。Power supply control for intermittently driving the load by applying a pulsed drive voltage to a control terminal of a semiconductor switching element provided between a DC power supply and a load and intermittently turning on the semiconductor switching element In the device
Current detecting means for detecting a current flowing through the semiconductor switching element;
From when the current detected by the current detecting means exceeds a first predetermined value larger than a steady value until the current detected by the current detecting means falls below a third predetermined value smaller than the first predetermined value. And a semiconductor switching control means for turning off the semiconductor switching element . 直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、
前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。 Power supply control for intermittently driving the load by applying a pulsed drive voltage to a control terminal of a semiconductor switching element provided between a DC power supply and a load and intermittently turning on the semiconductor switching element In the device
Current detecting means for detecting a current flowing through the semiconductor switching element;
Semiconductor switching control means for turning off the semiconductor switching element from when the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value until a predetermined time elapses. A power supply control device. 直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加し、該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせることにより前記負荷を間欠駆動する電源供給制御装置において、
前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段により検出された電流が定常値よりも大きな第１所定値を越えたときから前記電流検出手段により前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、前記半導体スイッチ素子をオフする第１のオフ制御手段及び該第１のオフ制御手段によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第２のオフ制御手段を有する半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。 Power supply control for intermittently driving the load by applying a pulsed drive voltage to a control terminal of a semiconductor switching element provided between a DC power supply and a load and intermittently turning on the semiconductor switching element In the device
Current detecting means for detecting a current flowing through the semiconductor switching element;
The semiconductor switch element is turned off after the current detected by the current detection means exceeds a first predetermined value larger than a steady value until the current flowing through the semiconductor switching element is not detected by the current detection means. Semiconductor switching control means comprising: a first off control means for performing and a second off control means for turning off the semiconductor switching element from when the off control by the first off control means is completed until a predetermined time elapses power supply control device, characterized in that it comprises and. 直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段とを備えた電源供給制御装置において、
前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値を越えたときから前記電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値より小さい第３の所定値を下回るまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。 A steady drive for continuously turning on the semiconductor switching element by applying a steady drive voltage to the control terminal of the semiconductor switching element provided between the DC power supply and the load, and a pulsed state with respect to the control terminal Drive switching means for switching between intermittent driving to intermittently turn on the semiconductor switching element by applying a driving voltage, current detection means for detecting current flowing through the semiconductor switching element, and current detected by the current detection means While the first predetermined value larger than the steady value exceeds the first predetermined value, the protection means for turning off the semiconductor switching element, and the current detected by the current detection means is larger than the steady value and larger than the first predetermined value. When the small second predetermined value is exceeded for a predetermined time or more, the semiconductor switch is applied regardless of the steady application of the drive voltage. In the power supply control device provided with a blocking means to continue to turn off the ring element,
When the drive switching unit switches the semiconductor switching element to intermittently drive, the current detected by the current detection unit from when the current detected by the current detection unit exceeds the first predetermined value is A power supply control device comprising: semiconductor switching control means for turning off the semiconductor switching element until the semiconductor switching element falls below a third predetermined value smaller than the first predetermined value . 直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段と を備えた電源供給制御装置において、
前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出した電流が前記第１の所定値を越えたときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。 A steady drive for continuously turning on the semiconductor switching element by applying a steady drive voltage to the control terminal of the semiconductor switching element provided between the DC power supply and the load, and a pulsed state with respect to the control terminal Drive switching means for switching between intermittent driving to intermittently turn on the semiconductor switching element by applying a driving voltage, current detection means for detecting current flowing through the semiconductor switching element, and current detected by the current detection means While the first predetermined value larger than the steady value exceeds the first predetermined value, the protection means for turning off the semiconductor switching element, and the current detected by the current detection means is larger than the steady value and larger than the first predetermined value. When the small second predetermined value is exceeded for a predetermined time or more, the semiconductor switch is applied regardless of the steady application of the drive voltage. In the power supply control device provided with a blocking means to continue to turn off the ring element,
When the drive switching unit switches the semiconductor switching element to intermittently drive, the semiconductor detects a period of time from when the current detected by the current detection unit exceeds the first predetermined value until a predetermined time elapses. A power supply control device comprising: semiconductor switching control means for turning off the switching element . 直流電源と負荷との間に設けられた半導体スイッチング素子の制御端子に対して定常的な駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を連続的にオンさせる定常駆動と前記制御端子に対してパルス状の駆動電圧を印加して該半導体スイッチング素子を間欠的にオンさせる間欠駆動とを切り替える駆動切替手段と、前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きな第１の所定値を越えている間、前記半導体スイッチング素子をオフさせる保護手段と、前記電流検出手段により検出した電流が定常値よりも大きくかつ前記第１の所定値より小さい第２の所定値を所定時間以上越え続けたとき、前記定常的な駆動電圧の印加にも拘わらず、前記半導体スイッチング素子をオフさせ続ける遮断手段とを備えた電源供給制御装置において、A steady drive that applies a steady drive voltage to a control terminal of a semiconductor switching element provided between a DC power supply and a load to continuously turn on the semiconductor switching element, and a pulsed state to the control terminal Drive switching means for switching between intermittent driving to intermittently turn on the semiconductor switching element by applying the driving voltage, current detection means for detecting current flowing through the semiconductor switching element, and current detected by the current detection means While the first predetermined value larger than the steady value exceeds the first predetermined value, the protection means for turning off the semiconductor switching element, and the current detected by the current detection means is larger than the steady value and larger than the first predetermined value. When the small second predetermined value is exceeded for a predetermined time or more, the semiconductor switch is applied regardless of the steady application of the drive voltage. In the power supply control device provided with a blocking means to continue to turn off the ring element,
前記駆動切替手段が前記半導体スイッチング素子を間欠駆動させるように切り替えている場合、該電流検出手段により検出された電流が前記第１所定値を越えたときから前記電流検出手段により前記半導体スイッチング素子を通じて流れる電流が検出されなくなるまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第１のオフ制御手段と、該第１のオフ制御手段によるオフ制御が終了したときから一定時間経過するまでの間、前記半導体スイッチング素子をオフする第２のオフ制御手段とを有する半導体スイッチング制御手段とを備えることを特徴とする電源供給制御装置。When the drive switching unit switches the semiconductor switching element to intermittently drive, the current detection unit passes through the semiconductor switching element when the current detected by the current detection unit exceeds the first predetermined value. The first off control means for turning off the semiconductor switching element until the flowing current is not detected, and the semiconductor from the time when the off control by the first off control means is completed until a predetermined time elapses. A power supply control device comprising: a semiconductor switching control means having a second off control means for turning off the switching element.
JP24521599A 1999-08-31 1999-08-31 Power supply control device Expired - Lifetime JP3724780B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP24521599A JP3724780B2 (en) 1999-08-31 1999-08-31 Power supply control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP24521599A JP3724780B2 (en) 1999-08-31 1999-08-31 Power supply control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2001069663A JP2001069663A (en) 2001-03-16
JP3724780B2 true JP3724780B2 (en) 2005-12-07

Family

ID=17130355

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP24521599A Expired - Lifetime JP3724780B2 (en) 1999-08-31 1999-08-31 Power supply control device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3724780B2 (en)

Also Published As

Publication number Publication date
JP2001069663A (en) 2001-03-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2002319498A (en) Discharge lamp lighting circuit
JP2007518389A (en) DV / DT detection overcurrent protection circuit for power supply
US20020135344A1 (en) Load driving system and method thereof
KR970060649A (en) Wall regulator circuit
JP4263685B2 (en) Protection circuit
KR19990082549A (en) A device comprising a thermal protection switching transistor
JP3724780B2 (en) Power supply control device
JP3567107B2 (en) Circuit breaker in case of overcurrent
JP3986041B2 (en) Power supply control device
JP2002246884A (en) Load driving circuit
JP2004032966A (en) Semiconductor switching device
JP3748343B2 (en) Switching control device, switching device, and vehicle power supply device
JP2985047B2 (en) Power control circuit
JP2624524B2 (en) Motor overload detection device
KR100318365B1 (en) Overcurrent Protection Circuit of Motor Drive Circuit
JP2500064B2 (en) Proportional valve drive
TWI409845B (en) Relay drive circuit
JP3695574B2 (en) Vehicle power supply control device
JPH10323044A (en) Power circuit
JP2003037972A (en) Switching power supply equipment
JPH0554729B2 (en)
JPH0550231B2 (en)
JP2001045650A (en) Power supply controller
JPH0323804Y2 (en)
JPH06196280A (en) Inverter circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20040803

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20041004

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20050524

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20050721

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20050906

RD01 Notification of change of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7426

Effective date: 20050916

RD03 Notification of appointment of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423

Effective date: 20050916

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20050916

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080930

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090930

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100930

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100930

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100930

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110930

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120930

Year of fee payment: 7