JP3721376B2 - Power supply - Google Patents
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Description
本発明は、改善された高い電源力率をもって交流電圧を直流電圧に整流する電源装置に関し、更に詳しくは、電源力率の改善処理によって発生する騒音を低減し得るようにした電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus that rectifies an AC voltage into a DC voltage with an improved high power factor, and more particularly to a power supply apparatus that can reduce noise generated by a process for improving the power factor.
電源装置からより多くの有効電力を取り出すには、電源力率を改善することが有効であり、このために簡易的に電源力率を改善する方法が提案されている。また、電源力率を改善することにより、近年問題となりつつある電源の高調波電流を低減できる場合が多く、国内外の高調波電流規制にも対応することができる。 In order to extract more active power from the power supply device, it is effective to improve the power supply power factor. For this reason, a method for simply improving the power supply power factor has been proposed. Further, by improving the power source power factor, it is often possible to reduce the harmonic current of the power source, which has become a problem in recent years, and it is possible to meet domestic and foreign harmonic current regulations.
電源装置の力率を改善する従来の方法として、例えば特開平２−２９９４７０号に開示されたものがある。この開示においては、交流入力電圧が零点を通過した後の適当な短期間にのみスイッチング素子をオンして、交流電源をリアクタを介して短絡することにより、電源電流の導通期間を拡大し、電源力率を改善している。 As a conventional method for improving the power factor of a power supply device, for example, there is one disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. Hei 2-299470. In this disclosure, the switching element is turned on only in a suitable short period after the AC input voltage has passed through the zero point, and the AC power supply is short-circuited through the reactor, thereby extending the conduction period of the power supply current, The power factor is improved.
また、従来の他の電源力率改善方法としては、例えば特開平７−７９４６号に開示されたものがある。この開示においても同様に交流電圧の零点通過時点から所定の遅延時間後にスイッチング素子を所定時間オンすることにより、電源力率を改善している。 Another conventional power source power factor improvement method is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 7-7946. Similarly in this disclosure, the power source power factor is improved by turning on the switching element for a predetermined time after a predetermined delay time from the time when the AC voltage passes through the zero point.
上述した従来の力率改善方法はいずれも交流電圧の零点通過時点から適当な遅延時間後に所定時間、交流電源をリアクタを介して短絡し、これにより電流波形の導通角を拡大して、電源力率を改善するものであるが、この場合にリアクタを短絡することにより、リアクタから「ジー」というような不快な騒音が発生するという問題がある。 In any of the conventional power factor improvement methods described above, the AC power supply is short-circuited through the reactor for a predetermined time after an appropriate delay time from the time when the AC voltage passes through the zero point, thereby expanding the conduction angle of the current waveform and In this case, there is a problem that an unpleasant noise such as “Gee” is generated from the reactor by short-circuiting the reactor.
このような騒音を防止するには、リアクタの剛性を向上して騒音を抑えたり、またはリアクタの周囲を覆って防音するなどの対策が必要となるが、このような対策の結果、コストアップを招くという問題がある。更に、このような騒音低減対策を行った場合に、該対策に使用される材料の信頼性や経年変化なども解決しなければならない問題として発生する。 In order to prevent such noise, measures such as improving the rigidity of the reactor to suppress the noise or covering the periphery of the reactor to prevent sound are necessary, but as a result of such measures, the cost increases. There is a problem of inviting. Further, when such noise reduction measures are taken, problems such as the reliability and aging of the materials used for the measures must also be solved.
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、リアクタの短絡による不快な騒音の発生を簡単な構成により経済的に低減し得る電源装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can economically reduce the generation of unpleasant noise due to a short circuit of a reactor with a simple configuration.
上記目的を達成するため、請求項１記載の本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段および該整流手段に直列に接続されたリアクタを有する電源装置であって、前記交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第１の短絡手段と、該第１の短絡手段が前記交流電源を短絡した後、前記所定の短期間よりも短い期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第２の短絡手段とを有し、前記第１の短絡手段と前記第２の短絡手段との間の休止時間ｘ、第２の短絡手段の短絡期間ｙを、リアクタの固有振動数ｆ、角周波数ω＝２πｆとしたときにｘ＝±π／（３ω）＋２ａπ／ω、ｙ＝±π／（３ω）＋２ｂπ／ω（ａ＝０，１，２，・・・、ｂ＝０，１，２，・・・）に設定することを要旨とする。
In order to achieve the above object, the present invention according to
また、請求項２記載の本発明は、請求項１において、前記第１の短絡手段と前記第２の短絡手段との間の休止時間ｘ、第２の短絡手段の短絡期間ｙを、ｘ＝π／（３ω）、ｙ＝π／（３ω）に設定することを要旨とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the rest time x between the first short-circuit means and the second short-circuit means and the short-circuit period y of the second short-circuit means are set as follows: x = The gist is to set π / (3ω) and y = π / (3ω).
これらの本発明にあっては、交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、力率改善のためにリアクタを介して交流電源を短絡した後、短い期間、リアクタを介して交流電源を短絡することにより、力率を改善しながらもリアクタの短絡より発生する騒音を簡単な構成により経済的かつ適確に防止することができる。特に、休止時間ｘと第２の短絡手段による短い短絡期間ｙをリアクタの固有振動数から決定することにより、リアクタの短絡により発生する騒音を適確に防止することができる。 In these inventions, the AC power supply is short-circuited through the reactor for a short period after the AC power supply is short-circuited through the reactor for power factor improvement for a predetermined short period after the AC voltage passes through the zero point. By short-circuiting, noise generated by short-circuiting of the reactor can be prevented economically and accurately with a simple configuration while improving the power factor. In particular, by determining the pause time x and the short short-circuit period y by the second short-circuit means from the natural frequency of the reactor, it is possible to accurately prevent noise generated by the short-circuit of the reactor.
以上説明したように、本発明によれば、力率を改善しながらもリアクタの短絡により発生する騒音を簡単な構成により経済的かつ適確に低減することができる。特に、休止期間ｘと第２の短絡手段による短い短絡期間ｙをリアクタの固有振動数から決定するので、リアクタの短絡により発生する騒音を適確に防止することができるとともに、リアクタが決まれば、電源周波数や負荷の状態によって最適状態は変化しない。 As described above, according to the present invention, noise generated by a short circuit of the reactor can be reduced economically and appropriately with a simple configuration while improving the power factor. In particular, since the pause period x and the short short-circuit period y by the second short-circuit means are determined from the natural frequency of the reactor, noise generated by the short-circuit of the reactor can be prevented appropriately, and if the reactor is determined, The optimum state does not change depending on the power supply frequency and the load state.
以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明の一実施形態に係わる電源装置の回路構成を示す図であり、図２は、図１の電源装置の各部の信号の波形を示す図である。図１に示す電源装置は、交流電源１の一方の出力端に一端が接続されたリアクタ２を有し、該リアクタ２の他端は４個のダイオードからなり、電流の方向を揃えている第１のダイオードブリッジ３および全波整流器を構成している第２のダイオードブリッジ５のそれぞれの一方の入力端に接続されている。第１および第２のダイオードブリッジ３および５のそれぞれの他方の入力端は交流電源１の他方の出力端に接続されている。
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing waveforms of signals at various parts of the power supply device of FIG. The power supply apparatus shown in FIG. 1 has a
第１のダイオードブリッジ３の両出力端は例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴなどからなるスイッチング素子である短絡素子４のコレクタとエミッタ間に接続され、該短絡素子４がオンした場合に、第１のダイオードブリッジ３およびリアクタ２を介して交流電源１を短絡し、これにより電源装置の電源力率を改善し得るようになっている。短絡素子４のゲートは短絡素子駆動手段１２に接続され、該短絡素子駆動手段１２によって短絡素子４が駆動されることにより短絡素子４はオンするようになっている。
Both output terminals of the
交流電源１の両出力端には例えばフォトカプラ、カレントトランスなどからなるゼロクロス検出手段１０が接続され、これにより該ゼロクロス検出手段１０は交流電源１の交流電圧、すなわち図２の符号２１で示すような正弦波形を有する交流電圧が零点、すなわちゼロクロス点を通過する時点を検出し、この検出信号を駆動信号生成手段１１に供給するようになっている。
For example, a zero cross detecting means 10 comprising, for example, a photocoupler, a current transformer or the like is connected to both output terminals of the
駆動信号生成手段１１は、例えばマイクロコンピュータ、専用回路などから構成され、図２の符号２４ａおよび２６ａでそれぞれ示す力率改善パルスと該力率改善パルスよりも非常に小さな幅の騒音低減パルスを生成し、これらの力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａを短絡素子駆動手段１２に供給する。
The drive signal generation means 11 is composed of, for example, a microcomputer, a dedicated circuit, etc., and generates a power factor improvement pulse indicated by
短絡素子駆動手段１２はこれらの力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａに応答して短絡素子４をオン状態に駆動し、これにより第１のダイオードブリッジ３およびリアクタ２を介して交流電源１を短絡する。この結果、力率改善パルス２４ａにより短絡素子４がオンした場合には、第１のダイオードブリッジ３およびリアクタ２を介して交流電源１を短絡することにより、電源力率を改善することができるとともに、騒音低減パルス２６ａにより短絡素子４がオンした場合には、電源力率の改善のためにリアクタ２が短絡されることにより発生する騒音を低減することができる。
The short-circuit driving means 12 drives the short-circuit 4 in the ON state in response to the power
また、第２のダイオードブリッジ５の出力端は平滑用電解コンデンサ６，７，８を介して負荷９に接続され、これにより交流電源１からの交流電圧は第２のダイオードブリッジ５および平滑用電解コンデンサ６，７，８により倍電圧整流され、直流電圧として負荷９に供給されるようになっている。
The output terminal of the
以上のように構成される電源装置において、図２の符号２１で示すような交流電圧が交流電源１から供給されると、該交流電圧はリアクタ２を介して第２のダイオードブリッジ５および平滑用電解コンデンサ６，７，８からなる倍電圧整流回路に供給されて直流電圧として負荷９に供給されるとともに、該交流電圧が零点を通過すると、この零点通過がゼロクロス検出手段１０で検出され、この検出信号により駆動信号生成手段１１が駆動される。
In the power supply device configured as described above, when an AC voltage as indicated by
駆動信号生成手段１１は、ゼロクロス検出手段１０の零点検出出力信号により駆動されると、交流電源の零点通過後に図２に示す力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａを発生する。力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａは短絡素子駆動手段１２を介して短絡素子４をオン状態に駆動し、これにより第１のダイオードブリッジ３およびリアクタ２を介して交流電源１を短絡する。この結果、力率改善パルス２４ａに応答して短絡素子４がリアクタ２を介して交流電源１を短絡した場合には、電源電流の導通期間を拡大し、電源装置の電源力率を改善し、また騒音低減パルス２６ａに応答して短絡素子４が動作した場合には、力率改善パルス２４ａによってリアクタ２が短絡された後に、リアクタ２の短絡が解放されて短絡電流がオフとなる時の騒音を低減することができる。
When driven by the zero point detection output signal of the zero
具体的には、図２において、符号２２で示す力率改善前の電源電流波形に対して力率改善パルス２４ａにより力率改善を施した後の電源電流波形は符号２３で示すように電源電流の導通期間が拡大され、これにより電源力率が改善されていることがわかる。そして、力率改善パルス２４ａに続いてパルス幅の非常に小さい騒音低減パルス２６ａを出力して短絡素子４を短絡することにより、力率改善パルス２４ａによりリアクタ２が短絡された場合の短絡電流オフ時のリアクタによる騒音を電源電流の波形および電源力率にほとんど変化なく、低減することができる。
Specifically, in FIG. 2, the power supply current waveform after the power factor correction is performed by the power
図３は、本発明の第２の実施形態に係わる電源装置の各部の信号波形を示す図である。この第２の実施形態は、上述した第１の実施形態において力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａの順序を逆にした点が異なるのみであり、その他の構成および作用は第１の実施形態と同じである。
FIG. 3 is a diagram showing signal waveforms of respective parts of the power supply device according to the second embodiment of the present invention. The second embodiment is different from the first embodiment described above only in that the order of the power
なお、第２の実施形態の回路構成は、図１に示したものと基本的には同じであるが、駆動信号生成手段１１から発生する力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａの発生順序が逆となり、図３に示すように短い期間の騒音低減パルス２６ａが先に発生し、それから力率改善パルス２４ａが発生するようになっている点が異なるのみである。また、図３の信号波形図において、２１および２２はそれぞれ図２と同様に交流電源１の交流電圧の波形および力率改善前の電流波形であり、２５は力率改善および騒音改善を行った場合の電流波形である。
The circuit configuration of the second embodiment is basically the same as that shown in FIG. 1, but the generation order of the power
第２の実施形態のように、騒音低減パルス２６ａを力率改善パルス２４ａの前に発生して、力率改善パルス２４ａによりリアクタ２を介して交流電源１を短絡する前に騒音低減パルス２６ａでリアクタ２を瞬時短絡することにより、リアクタ２の短絡電流オン時の騒音を低減することができる。その後、力率改善パルス２４ａによりリアクタ２を介して交流電源１を短絡することにより、電源電流の導通期間を図３の符号２５で示すように拡大して、電源力率を改善することができる。
As in the second embodiment, the
なお、図１ないし図３で示した第１および第２の実施形態では、騒音低減パルス２６ａを力率改善パルス２４ａの前または後に発生し、これによりリアクタ２を介して交流電源１を短絡することにより、リアクタ２の短絡電流オフまたはオン時の騒音を低減しているが、力率改善パルス２４ａの前および後の両方において騒音低減パルス２６ａを発生することにより、リアクタ２の短絡電流のオフおよびオン時の両方の騒音を更に適確に低減することができることは勿論のことである。
In the first and second embodiments shown in FIGS. 1 to 3, the
図４は、本発明の第３の実施形態に係わる電源装置の回路構成を示す図である。同図に示す電源装置は、全波整流器を構成している第２のダイオードブリッジ５の一方の出力端にリアクタ２の一端を接続し、該リアクタ２の他端と第２のダイオードブリッジ５の他方の出力端との間にスイッチングトランジスタからなる短絡素子４のコレクタおよびエミッタを接続し、該短絡素子４がオンした場合、リアクタ２および第２のダイオードブリッジ５を介して交流電源１を短絡するように構成している。更に、リアクタ２の他端は逆流防止用のダイオード１３を介して平滑用電解コンデンサ８および負荷９に接続されている。ダイオード１３は短絡素子４がオンしてリアクタ２および第２のダイオードブリッジ５を介して交流電源１を短絡した場合に、平滑用電解コンデンサ８が短絡素子４で短絡されないように作用している。
FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device according to the third embodiment of the present invention. In the power supply device shown in the figure, one end of a
また、交流電源１の両出力端に接続されているゼロクロス検出手段１０、駆動信号生成手段１１、および短絡素子駆動手段１２の構成および作用は、図１に示したものと同じであり、駆動信号生成手段１１は図２に示すように力率改善パルス２４ａおよび該力率改善パルス２４ａに続いて騒音低減パルス２６ａを発生し、これらのパルスにより短絡素子駆動手段１２を介して短絡素子４をオン状態に駆動することにより、第１の実施形態と同様に力率改善パルス２４ａで電源力率を改善し、更に騒音低減パルス２６ａでリアクタ２の短絡電流オフ時の騒音を低減することができる。また、このような力率改善パルス２４ａと騒音低減パルス２６ａの順序の代わりに、駆動信号生成手段１１は図３に示すように騒音低減パルス２６ａを先に発生した後、続いて力率改善パルス２４ａを発生し、これらのパルスにより短絡素子駆動手段１２を介して短絡素子４をオン状態に駆動することにより、第２の実施形態と同様に騒音低減パルス２６ａでリアクタ２の短絡電流オン時の騒音を低減し、更に力率改善パルス２４ａで電源力率を改善することができる。
Further, the configuration and operation of the zero-cross detection means 10, the drive signal generation means 11, and the short-circuit element drive means 12 connected to both output ends of the
図５は、本発明の第４の実施形態に係わる電源装置の各部の信号波形を示す図である。この第４の実施形態は、上述した第１の実施形態において力率改善パルス２４ａに続いて複数（本実施形態では、２個）の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを発生するように構成した点が異なるのみであり、その他の構成および作用は第１の実施形態と同じである。すなわち、図５において、２１および２２はそれぞれ交流電源１の交流電圧の波形および力率改善前の電流波形、２７は力率改善および騒音改善を行った場合の電流波形、２４ａは力率改善パルス、２６ａ，２６ｂは騒音低減パルスである。
FIG. 5 is a diagram showing signal waveforms of respective parts of the power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. The fourth embodiment is configured such that a plurality (two in this embodiment) of
また、この第４の実施形態の電源装置の回路構成は図１または図４に示すものと基本的に同じであり、駆動信号生成手段１１において力率改善パルス２４ａに続いて複数の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを発生するように構成している点が異なるのみである。
The circuit configuration of the power supply device of the fourth embodiment is basically the same as that shown in FIG. 1 or FIG. 4, and the drive signal generating means 11 has a plurality of noise reduction pulses following the power
第４の実施形態のように、力率改善パルス２４ａに続いて、複数の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを発生することにより、力率改善パルス２４ａで力率を改善した後に、リアクタ２の短絡電流オフ時に発生する騒音を更に適確に低減することが可能である。なお、複数の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを力率改善パルス２４ａの後に発生する代わりに、図３に示したように、複数の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを力率改善パルス２４ａの前に発生することも可能であり、この場合にはリアクタ２の短絡電流オン時の騒音を低減することができる。
As in the fourth embodiment, by generating a plurality of
なお、第４の実施形態のように、複数の騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを発生しても、これらの騒音低減パルスは力率改善パルス２４ａに比べてパルス幅が極めて短く、電源装置の電流波形にほとんど変化はなく、力率に対する影響もない。
Note that, even if a plurality of
図６は、本発明の第５の実施形態に係わる電源装置の各部の信号波形を示す図である。この第５の実施形態は、上述した第１の実施形態において複数の連続した力率改善パルス２４ａ，２４ｂを発生するとともに、該力率改善パルスの各々に続いて騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを１つずつ発生するようにしたものである。なお、図６では、複数の力率改善パルス２４ａ，２４ｂおよび騒音低減パルス２６ａ，２６ｂはそれぞれ２個の場合について図示されている。
FIG. 6 is a diagram showing signal waveforms at various parts of the power supply device according to the fifth embodiment of the present invention. In the fifth embodiment, a plurality of continuous power
このように複数の連続した力率改善パルス２４ａ，２４ｂを発生するとともに、該複数の力率改善パルス２４ａ，２４ｂの各々に続いて１つの騒音低減パルス２６ａ，２６ｂを発生することにより、電源装置の力率を改善するとともに、リアクタ２の電流オフ時の騒音を適確に低減することが可能である。なお、図６に示す第５の実施形態では、複数の力率改善パルスの各々の後に１つずつの騒音低減パルスを発生しているが、この代わりに複数の力率改善パルスの各々の前に１つずつ騒音低減パルスを発生することにより、電源装置の力率を改善し得るとともに、リアクタ２の電流オン時の騒音を低減することができる。
In this way, by generating a plurality of continuous power
なお、図６に示す第５の実施形態では、各力率改善パルス毎に１つの騒音低減パルスを発生しているが、この代わりに各力率改善パルス毎に複数の騒音低減パルス２６ｂを発生してもよく、またこの場合、騒音低減パルスは力率改善パルスの前または後のいずれに発生してもよく、更に力率改善パルスの前および後の両方に発生してもよい。力率改善パルスの前および後の両方に騒音低減パルスを発生した場合に、リアクタ２の短絡電流オンおよびオフ時の両方の騒音を適確に低減することができる。
In the fifth embodiment shown in FIG. 6, one noise reduction pulse is generated for each power factor improvement pulse. Instead, a plurality of
次に、図７を参照して、力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａを発生する駆動信号生成手段１１について説明する。リアクタ２の振動による騒音を低減するためにリアクタ２を短絡素子４で短絡する騒音低減パルス２６ａは、電源装置の力率を改善するためにリアクタ２を短絡素子４で短絡する力率改善パルス２４ａに比べてパルス幅が極めて短く、ほとんど電流波形に変化を与えることがなく、力率にも影響を与えない時間幅のパルスである。
Next, the drive signal generation means 11 that generates the power
駆動信号生成手段１１は、例えばマイクロコンピュータに内蔵されているタイマ機能を用いて構成することもできるし、または専用の波形生成回路で構成することも可能であるが、図７では一例としてカウンタ、コンパレータ、４つのレジスタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを用いた場合の動作を説明している。そして、４つのレジスタの各々に各パルス間の期間および各パルス幅を記憶しておく。具体的には、ゼロクロス検出手段１０からのゼロクロス発生時点から力率改善パルス２４ａが発生するまでの期間をＤ１としてレジスタＡに記憶し、Ｄ１に力率改善パルス２４ａのパルス幅を加えた値をＤ２としてレジスタＢに記憶し、更にＤ２に力率改善パルス２４ａと騒音低減パルス２６ａとの間の休止期間を加えた値をＤ３としてレジスタＣに記憶し、またＤ３に騒音低減パルス２６ａのパルス幅を加えた値をＤ４としてレジスタＤに記憶しておく。
The drive signal generation means 11 can be configured using, for example, a timer function built in the microcomputer, or can be configured by a dedicated waveform generation circuit. In FIG. An operation in the case of using a comparator and four registers A, B, C, and D will be described. The period between each pulse and each pulse width are stored in each of the four registers. Specifically, the period from when the zero cross is detected by the zero cross detection means 10 until the power
そして、ゼロクロス検出手段１０からのゼロクロス発生時点でゼロクロス割り込みをかけて、カウンタを起動し、該カウンタの値を各レジスタの値とコンパレータで比較し、カウンタの値がレジスタＡに記憶された値Ｄ１に達した場合に、力率改善パルス２４ａを発生し、カウンタの値がレジスタＢに記憶された値Ｄ２に達した場合に、力率改善パルス２４ａを停止し、更にカウンタの値がレジスタＣに記憶した値に達した場合に、騒音低減パルス２６ａを発生し、カウンタの値がレジスタＤに記憶された値Ｄ４に達した場合に、騒音低減パルス２６ａを停止するように構成し、各レジスタの値を適宜設定することにより、所望のパルス幅および休止期間を有する力率改善パルス２４ａおよび騒音低減パルス２６ａを適確かつ簡単に発生することができる。
Then, when a zero cross occurs from the zero cross detection means 10, a zero cross interrupt is issued, the counter is started, the value of the counter is compared with the value of each register by the comparator, and the value D1 stored in the register A is stored in the register A. Is reached, the power
なお、図７では、力率改善パルス２４ａを発生した後に、騒音低減パルス２６ａを発生しているが、各レジスタの値を変更することにより、力率改善パルス２４ａを発生する前に騒音低減パルス２６ａを発生することも簡単に行うことができる。更に、複数の力率改善パルスおよび複数の騒音低減パルスを発生したり、各力率改善パルス毎に１つまたは複数の騒音低減パルスを発生するようにすることもレジスタを追加することにより可能であるし、または１つのレジスタの値を順次書き換えるように構成することにより、レジスタの数を増やすことなく可能である。
In FIG. 7, the
次に、図８ないし図１１を参照して、力率改善パルスと騒音低減パルスとの間の休止時間および騒音低減パルスのパルス幅、すなわちリアクタ２の短絡時間について詳細に説明する。
Next, with reference to FIG. 8 to FIG. 11, the rest time between the power factor improvement pulse and the noise reduction pulse and the pulse width of the noise reduction pulse, that is, the short-circuit time of the
リアクタ２の騒音の発生原因は、電流が急激にオン、オフする時にリアクタが加振させられ、リアクタが固有振動数で振動するためである。電流の立ち上がりと立ち下がりでは、反対方向の力が生じる。そして、リアクタの振動はＴ＝１ｍｓ程度継続している。
The cause of the generation of noise in the
まず、騒音低減パルスが１個の場合について図８および図９の騒音低減パルス数＝１の場合を参照して説明する。力率改善パルスの終了時点を図８に示すようにｔ＝０として、騒音低減パルスの発生までの休止時間をｘ、騒音低減パルスの短絡時間をｙ、リアクタの固有振動数をｆ、角周波数ω＝２πｆとすると、電流がオン、オフする時にリアクタに発生する振動は次式のようになる。
［数１］
ｔ＝０で発生する振動は、 sin（ωｔ）
ｔ＝ｘで発生する振動は、 sin（ω（ｔ−ｘ）−π）
ｔ＝ｘ＋ｙで発生する振動は、 sin（ω（ｔ−ｘ−ｙ））
リアクタの振動の実効値は、ｔ＝０〜Ｔまでの間で以下のようになる。
[Equation 1]
The vibration that occurs at t = 0 is sin (ωt)
The vibration generated at t = x is sin (ω (t−x) −π).
The vibration generated at t = x + y is sin (ω (t−xy))
The effective value of the vibration of the reactor is as follows between t = 0 and T.
ここで、
［数３］
Ｆ（ｔ）＝ sin（ωｔ）
＋ sin（ω（ｔ−ｘ）−π）＋ sin（ω（ｔ−ｘ−ｙ））
である。
here,
[Equation 3]
F (t) = sin (ωt)
+ Sin (ω (t−x) −π) + sin (ω (t−x−y))
It is.
リアクタの振動の実効値の最小値は、上式のＶeff から求められるが、簡単なものではＦ（ｔ）＝０を満たせばよい。この式から振動が最小となる値を計算すると、図９の騒音低減パルス数＝１の場合に示すように、力率改善パルスと騒音低減パルスとの間の休止時間ｘおよび騒音低減パルスの短絡時間ｙは、それぞれ
ｘ＝ｙ＝π／（３ω）
となる。
Although the minimum value of the effective value of the vibration of the reactor can be obtained from Veff in the above equation, it is sufficient that F (t) = 0 is satisfied in a simple one. When the value that minimizes vibration is calculated from this equation, as shown in the case of the number of noise reduction pulses = 1 in FIG. 9, the pause time x between the power factor correction pulse and the noise reduction pulse and the short circuit of the noise reduction pulse are calculated. Each time y is x = y = π / (3ω)
It becomes.
以上の説明では、休止時間と短絡時間が等しいとして説明してきたが、リアクタの振動は周期関数であるので、休止時間と短絡時間はそれぞれの位相が２ａπ／ω（ａ＝０，１，２，３，・・・）および２ｂπ／ω（ｂ＝０，１，２，３，・・・）ずれたとしても同様な効果を実現でき、休止時間ｘおよび短絡時間ｙはそれぞれ次式に示すように
ｘ＝±π／（３ω）＋２ａπ／ω
ｙ＝±π／（３ω）＋２ｂπ／ω
とすればよい。この場合、ｘ＞０，ｙ＞０であり、ａ，ｂの値は同一である必要はない。但し、休止時間ｘの式の第１項の符号を＋とした場合は、短絡時間ｙの式の第１項の符号は＋であり、逆に休止時間ｘの式の第１項の符号を−とした場合は、短絡時間ｙの式の第１項の符号も−となる。
In the above description, it has been described that the pause time and the short circuit time are equal. However, since the oscillation of the reactor is a periodic function, each phase of the pause time and the short circuit time is 2aπ / ω (a = 0, 1, 2, 3,...) And 2bπ / ω (b = 0, 1, 2, 3,...), The same effect can be realized, and the downtime x and short circuit time y are as shown in the following equations, respectively. X = ± π / (3ω) + 2aπ / ω
y = ± π / (3ω) + 2bπ / ω
And it is sufficient. In this case, x> 0, y> 0, and the values of a and b do not have to be the same. However, if the sign of the first term of the expression for the downtime x is +, the sign of the first term of the expression for the short circuit time y is +, and conversely In the case of −, the sign of the first term in the expression of the short circuit time y is also −.
以上は、騒音低減パルスが１個の場合について説明したが、次に騒音低減パルスがｎ個（ｎ＝１，２，３，・・・）の場合について説明する。なお、一般式を上述したリアクタの振動の実効値Ｆ（ｔ）になぞらえて表現するために、騒音低減パルスの発生時刻の表示を図１０のように行う。すなわち、第ｉ番目の騒音低減パルスの立ち上がりおよび立ち下がり時刻を、力率改善パルスの終了時刻を基準時刻（ｔ＝０）として、それぞれαi ，βi とすると、０〜Ｔまでの間でリアクタの振動の実効値は次式のようになる。
ここで、
である。 It is.
リアクタの振動の実効値の最小値は、Ｇ（ｔ）＝０となればよく、このＧ（ｔ）＝０を満たすαi ，βi の関係は多数存在し、一例としては、図９に示すように休止時間ｘおよび短絡時間ｙは互いに等しく、騒音低減パルスの数ｎ＝２の場合には次式のようになる。 The minimum value of the effective value of the vibration of the reactor may be G (t) = 0, and there are many relationships between α i and β i satisfying this G (t) = 0. As an example, FIG. As shown, the pause time x and the short circuit time y are equal to each other, and when the number of noise reduction pulses n = 2, the following equation is obtained.
ｘi ＝ｙi ＝π／（５ω）
同様に、等しい騒音低減パルスがｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）個ある場合には、次式のようになる。
x i = y i = π / (5ω)
Similarly, when there are n (n = 1, 2, 3,...) Equal noise reduction pulses, the following equation is obtained.
ｘi ＝ｙi ＝π／（（２ｎ＋１）ω）
また、周期関数の性質から、位相が２ａπ／ω（ａ＝０，１，２，３，・・・）ずれた場合には、次式のようになる。
［数６］
ｘi ＝ｙi ＝π／（（２ｎ＋１）ω）＋２ａπ／ω
その他の例として、ｎ＝２の場合には、図１１に示すような騒音低減パルスも容易に想像できるが、これらも上述したＧ（ｔ）＝０を満たす関係の中の１つとして含まれる。なお、その他にはＧ（ｔ）＝０を満たす条件は存在するが、その説明は省略する。
x i = y i = π / ((2n + 1) ω)
Further, due to the nature of the periodic function, when the phase is shifted by 2aπ / ω (a = 0, 1, 2, 3,...), The following equation is obtained.
[Equation 6]
x i = y i = π / ((2n + 1) ω) + 2aπ / ω
As another example, when n = 2, a noise reduction pulse as shown in FIG. 11 can be easily imagined, but these are also included as one of the relations satisfying G (t) = 0 described above. . There are other conditions that satisfy G (t) = 0, but the description thereof is omitted.
上述したように、リアクタの固有振動数から騒音低減パルスの休止時間ｘと短絡時間ｙを決定することにより、リアクタの騒音を最も効果的に低減することができる。この決定方法は電源周波数や負荷の状態によって最適条件が変わるものではない。使用するリアクタが決定すれば、固有振動数が決定し、最適な騒音低減パルスを決定することができる。 As described above, the noise of the reactor can be most effectively reduced by determining the pause time x and the short circuit time y of the noise reduction pulse from the natural frequency of the reactor. In this determination method, the optimum condition does not change depending on the power supply frequency and the load state. If the reactor to be used is determined, the natural frequency is determined, and the optimum noise reduction pulse can be determined.
次に、図１２を参照して、上述したように決定した休止時間および短絡時間を短絡素子駆動手段１２の遅延、短絡素子４のオン遅延時間およびオフ遅延時間に対して補正する方法について説明する。なお、図１２では、短絡素子駆動手段１２および短絡素子４において、オン時間よりもオフ時間が速いと仮定して補正を行っている場合が示されている。
Next, with reference to FIG. 12, a method for correcting the pause time and short circuit time determined as described above with respect to the delay of the short circuit element driving means 12, the on delay time of the short circuit element 4, and the off delay time will be described. . FIG. 12 shows a case where correction is performed on the assumption that the off-time is faster than the on-time in the short-
短絡素子４の電流のオン／オフタイミングを騒音が最小値になるように決定するために、駆動信号生成手段１１の出力信号は短絡素子駆動手段１２および短絡素子４の遅延時間分だけ休止時間を短く設定し、騒音低減パルスの短絡時間を長く設定している。これにより、短絡素子４を上述したように計算したオン／オフタイミングで動作させることができる。なお、図１２では、短絡素子４の電流波形を簡単化のため矩形波として示している。また、同図では、力率改善パルスを出力した後に騒音低減パルスを出力しているが、力率改善パルスを出力する前に騒音低減パルスを出力する場合においても、同様な補正を行うことにより、リアクタの騒音を低減することができる。更に、騒音低減パルスが複数個ある場合においても、同様な補正を行うことによりリアクタの騒音を防止することができる。 In order to determine the on / off timing of the current of the short-circuit element 4 so that the noise becomes a minimum value, the output signal of the drive signal generation means 11 has a pause time corresponding to the delay time of the short-circuit element drive means 12 and the short-circuit element 4. The short time is set and the short circuit time of the noise reduction pulse is set long. Thereby, the short circuit element 4 can be operated at the on / off timing calculated as described above. In FIG. 12, the current waveform of the short-circuit element 4 is shown as a rectangular wave for simplification. In the same figure, the noise reduction pulse is output after the power factor correction pulse is output. However, when the noise reduction pulse is output before the power factor correction pulse is output, the same correction is performed. Reactor noise can be reduced. Further, even when there are a plurality of noise reduction pulses, the noise of the reactor can be prevented by performing the same correction.
次に、図１３を参照して、本発明の電源装置を空気調和装置に適用した場合について説明する。図１３において、交流電源１、リアクタ２、第１のダイオードブリッジ３、短絡素子４、第２のダイオードブリッジ５、平滑用電解コンデンサ６，７，８、ゼロクロス検出手段１０、短絡素子駆動手段１２は、図１に示す電源装置におけるものと同じ構成である。１５はマイクロコンピュータ、１６はインバータ回路、１７はコンプレッサ用モータである。
Next, with reference to FIG. 13, the case where the power supply device of this invention is applied to an air conditioning apparatus is demonstrated. In FIG. 13, the
マイクロコンピュータ１５は、インバータ回路１６を制御してコンプレッサ用モータ１７を運転し、空気調和装置の全体の制御を行うとともに、ゼロクロス検出手段１０からのゼロクロス検出出力信号を受けて、前記駆動信号生成手段１１と同等の動作を行い、上述した力率改善パルスおよび騒音低減パルスを生成し、これらのパルスを短絡素子駆動手段１２に供給し、該短絡素子駆動手段１２を介して短絡素子４を駆動し、これによりリアクタ２および第１のダイオードブリッジ３を介して交流電源１を短絡して、電源装置の力率を改善するとともに、リアクタの騒音を低減している。
The
図１４は、上述したように力率改善機能および騒音低減機能を有する本発明の電源装置を内蔵した空気調和装置と、従来の力率改善機能のみ有し、騒音低減機能を持っていない電源装置を内蔵した空気調和装置の騒音特性を示すグラフである。同図において、曲線（イ）は従来の電源装置を内蔵した空気調和装置における騒音を示し、７ｋＨｚないし８ｋＨｚの騒音が大きいことを示しているのに対して、曲線（ロ）で示す本発明の電源装置を内蔵した空気調和装置は７ｋＨｚないし８ｋＨｚの騒音が低減していることがわかる。 FIG. 14 shows an air conditioner incorporating the power supply device of the present invention having a power factor improvement function and a noise reduction function as described above, and a power supply device having only a conventional power factor improvement function and no noise reduction function. It is a graph which shows the noise characteristic of the air conditioning apparatus which built-in. In the figure, the curve (A) shows the noise in the air conditioner incorporating the conventional power supply device, and shows that the noise of 7 kHz to 8 kHz is large, whereas the curve (B) shows the noise of the present invention. It can be seen that the noise of 7 kHz to 8 kHz is reduced in the air conditioner incorporating the power supply device.
１ 交流電源
２ リアクタ
３ 第１のダイオードブリッジ
４ 短絡素子
５ 第２のダイオードブリッジ
６，７，８ 平滑用電解コンデンサ
９ 負荷
１０ ゼロクロス検出手段
１１ 駆動信号生成手段
１２ 短絡素子駆動手段
１５ マイクロコンピュータ
１６ インバータ回路
１７ コンプレッサ用モータ
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第１の短絡手段と、
該第１の短絡手段が前記交流電源を短絡した後、前記所定の短期間よりも短い期間、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する第２の短絡手段とを有し、
前記第１の短絡手段と前記第２の短絡手段との間の休止時間ｘ、第２の短絡手段の短絡期間ｙを、リアクタの固有振動数ｆ、角周波数ω＝２πｆとしたときにｘ＝±π／（３ω）＋２ａπ／ω、ｙ＝±π／（３ω）＋２ｂπ／ω（ａ＝０，１，２，・・・、ｂ＝０，１，２，・・・）に設定したことを特徴とする電源装置。 A power supply device having a rectifier that rectifies an AC voltage from an AC power source into a DC voltage, and a reactor connected in series to the rectifier,
First short-circuit means for short-circuiting the AC power source through the reactor for a predetermined short period after the AC voltage has passed through a zero point;
After the first short-circuit means short-circuits the AC power supply, the second short-circuit means for short-circuiting the AC power supply through the reactor for a period shorter than the predetermined short period,
When the rest time x between the first short-circuit means and the second short-circuit means and the short-circuit period y of the second short-circuit means are the natural frequency f of the reactor and the angular frequency ω = 2πf, x = ± π / (3ω) + 2aπ / ω, y = ± π / (3ω) + 2bπ / ω (a = 0, 1, 2,..., B = 0, 1, 2,...) A power supply characterized by.
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