JP3717856B2 - Frequency measuring device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数測定装置に関し、特にN値PSK(Phase Shift Keying)方式(ここで、Nは正整数である。)で変調された信号の搬送波の周波数測定装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、N値PSK方式で変調された信号の搬送波を対象とする周波数測定は、原理的には図5に示す構成の周波数測定装置を用いて行われていた。図5に示す構成の周波数測定装置500は、直交検波器510、第1、2の低域通過フィルタ(Low Pass Filter、以下、LPFという。)521、522、位相誤差検出器530、ループフィルタ540、同期確立検出部550、加算器560、周波数カウンタ570、および表示部580によって構成される。
【0003】
ここで、直交検波器510は、さらに電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator、以下、VCOという。)511、90度移相器512、および第1、2の混合器513、514によって構成される。
VCO511は、0度位相の搬送波信号を再生し、90度移相器512と第1の混合器513とに出力する。
90度移相器512は、VCO511から出力された0度位相の搬送波信号の位相を90度変化させ、第2の混合器514に出力する。
【0004】
第1の混合器513は、VCO511から出力された0度位相の再生搬送波信号を用いてN値PSK方式で変調された入力信号を同期検波し、直交座標上のI軸成分の同期検波信号(以下、I成分信号という。)を生成し、第1のLPF521に出力する。
同様に、第2の混合器514は、90度移相器512から出力され、90度位相変化させられた再生搬送波信号を用いて、N値PSK方式で変調された入力信号を同期検波し、直交座標上のQ軸成分の同期検波信号(以下、Q成分信号という。)を生成し、第2のLPF522に出力する。
【0005】
上記第1の混合器513から出力されたI成分信号と第2の混合器514から出力されたQ成分信号には、搬送波周波数の2倍の周波数の信号成分と変調成分とが含まれる。
第1のLPF521は、I成分信号に含まれる変調成分を通過させるように動作し、変調成分を位相誤差検出器530と同期確立検出部550に出力する。同様に第2のLPF522は、Q成分信号に含まれる変調成分を通過させるように動作し、変調成分を位相誤差検出器530と同期確立検出部550に出力する。
【0006】
位相誤差検出器530は、第1のLPF521から出力された変調成分と第2のLPF522から出力された変調成分とに基づき、入力信号と再生搬送波信号との位相差に関連する信号を生成し、ループフィルタ540と同期確立検出部550に出力する。
ループフィルタ540は、上記の位相差に関連する信号を平均化し、加算器560に出力する。
【0007】
同期確立検出部550は、第1のLPF521からの出力、2のLPF522からの出力および位相誤差検出器530からの出力に基づいて、搬送波再生が正しく行われているか検出する。正しく再生できていない場合、VCO511の周波数を搬送周波数付近で掃引するよう、鋸歯状波を出力する。同期確立が検出されたら、その時の出力電圧を保持して停止する。
【0008】
加算器560は、ループフィルタ540から出力された信号と同期確立検出部550から出力された信号とを加算し、VCO511に出力するための手段である。
VCO511は、加算器560によって出力された信号に応じた周波数の信号を生成し、上記の同期検波に供せられる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来方法には、搬送波周波数の測定のための同期確立の検出に複雑な信号処理を要するため、周波数測定装置の規模が大きくなるという問題があった。
【0010】
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、同期確立の検出を必要とせず、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を提供することにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】
以上の点を考慮して、請求項1に係る発明は、正整数をNとするN値PSK方式で変調された入力信号の搬送波周波数を測定する装置において、前記入力信号の周波数を所定周波数だけ低下させて得られる低周波成分信号を生成するための周波数変換手段と、前記低周波成分信号の周波数をN倍に逓倍してN逓倍信号を生成するN逓倍器と、N倍に逓倍された前記搬送波周波数の信号成分を前記N逓倍信号から抽出するための帯域通過フィルタと、前記N倍に逓倍された搬送波周波数の信号成分を矩形波の信号に変換する波形整形手段と、前記矩形波の信号をN分の1に分周するためのN分周器と、前記N分の1に分周された矩形波の信号における所定時間内の矩形波の数を積算するカウンタと、前記低周波成分信号を生成するに低下させる所定周波数と、前記カウンタによって積算された所定時間内の矩形波の数とを加算する加算器とを備えた構成を有している。
【0014】
この構成により、N値PSK変調信号をN逓倍器によってN逓倍し、帯域通過フィルタによって測定帯域の信号帯域に限定するため、搬送波周波数の測定のための同期確立の検出に複雑な信号処理が不要となり、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現することができる。
【0015】
また、請求項2に係る発明は、請求項1において、前記N逓倍器は、1以上の分配器及び1以上の乗算器によって構成される構成を有している。
この構成により、公知の簡易な手段によってN逓倍器が構成できるため、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現することができる。
【0016】
また、請求項3に係る発明は、請求項1において、前記N逓倍器は、非線形増幅器又は非線形素子を含む非線形手段を有する構成を有している。
この構成により、公知の簡易な手段によってN逓倍器が構成できるため、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現することができる。
【0017】
また、請求項4に係る発明は、請求項1において、前記周波数変換手段が低周波成分信号を生成するために低下させる所定周波数は可変であり、前記周波数測定装置は、さらに、前記所定周波数を変化させながら低周波成分信号の電力を検知することによって前記低周波成分信号を生成するために低下させる周波数を決定するための低域電力検出手段を備え、前記周波数変換手段は、前記低域電力検出手段によって周波数が決定された場合は、前記決定された周波数に前記所定周波数を固定し、前記周波数測定装置は、前記固定された所定周波数で搬送波周波数の測定を行う構成を有している。
【0018】
この構成により、請求項1記載の周波数測定装置にさらに、低周波成分信号を生成するために低下させる所定周波数を変化させながら低周波成分信号の電力を検知することによって、低周波成分信号を生成するために低下させる周波数を決定するための低域電力検出手段を設けたため、測定対象の信号の周波数を知らなくとも周波数測定が可能であり、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置のブロック構成を示す図である。図1において、周波数測定装置100は、周波数変換手段110、N逓倍器120、帯域通過フィルタ(Band Pass Filter、以下、BPFという。)130、PLL(Phase Locked Loop)140、波形整形手段150、N分周器160、カウンタ170、加算器180、および表示手段190とによって構成される。
【0020】
ここで、周波数測定装置100は、N値PSK方式で変調された信号(N値PSK変調信号という。)が入力され、入力されたN値PSK変調信号の搬送波周波数(以下、fcとする。)を表示するための装置である。
周波数変換手段110は、入力されたN値PSK変調信号の周波数帯域を低減させるための手段であって、局部発振器111、混合器112、および低域通過フィルタ(Low Pass Filter、以下、LPFという。)113によって構成される。
【0021】
局部発振器111は、所定周波数のアナログ信号を発生させ、混合器112及び加算器180に出力するための発振器である。説明の都合上、以下では局部発振器111が発生するアナログ信号の周波数をflとする。なお、局部発振器111によって出力されるアナログ信号の周波数flは、調整可能にするため、可変であっても良い。
混合器112は、N値PSK変調信号と局部発振器111によって出力されるアナログ信号とを入力とし、それらの乗算を行い、LPF113に出力するための手段である。説明の都合上、以下ではN値PSK変調信号の周波数をfmとする。
【0022】
混合器112による乗算の結果、混合器112からは、周波数(fm−fl)の信号(以下、低周波成分信号という。)と周波数(fm+fl)の信号(以下、高周波成分信号という。)とが出力される。
LPF113は、混合器112によって出力される低周波成分信号と高周波成分信号を入力とし、高周波成分信号を除去し、低周波成分信号をN逓倍器120に出力するための手段である。
【0023】
N逓倍器120は、LPF113によって出力された低周波成分信号を入力とし、低周波成分信号の周波数をN逓倍し、N逓倍された信号をBPF130に出力するための手段である。
ここで、N逓倍器120は、図2に示すように、分周器121と乗算器122とを組み合わせて構成するもので、非線形増幅器、非線形素子等の非線形手段によって発生させられた非線形ひずみを有する信号中のN逓倍信号を抽出するものでも良い。図2(a)には、3逓倍器の一例を示し、図2(b)には4逓倍器の一例を示す。
【0024】
BPF130は、上記低周波成分信号の周波数がN逓倍された信号を入力とし、入力された信号のうち、所定周波数帯域の信号を抽出してPLL140に出力するための手段である。ここで、所定帯域とは、上記のN逓倍された信号の周波数帯域のうち、周波数N(fm−fl)の中心周波数近傍の帯域をいう。
【0025】
PLL140は、BPF130によって出力された信号を入力とし、BPF130によって出力された信号に同期したアナログ信号(以下、アナログ同期信号という。)を生成し、波形整形手段150に出力するための手段である。
【0026】
上記のようにLPF113によって低周波成分信号を抽出し、N逓倍器120によって低周波成分信号をN逓倍し、BPF130によってN逓倍された信号から周波数N(fm−fl)の中心周波数近傍の帯域の信号を抽出し、PLL140によって周波数N(fm−fl)の中心周波数近傍の帯域の信号と同期を取ることによって局部発振器111の発振周波数とN値PSK変調信号の搬送波の周波数fcの差分に関する情報を得ることができる。
【0027】
波形整形手段150は、音圧変動検出手段140によって出力された同期信号を入力とし、アナログ同期信号を矩形波に波形整形することによってデジタル信号に変換し、N分周器160に出力するための手段である。
N分周器160は、波形整形手段150によって出力されたデジタル信号を入力とし、そのデジタル信号を1/Nに分周し、分周して得られたデジタル信号をカウンタ170に出力するための手段である。これによって、デジタル信号中の単位時間当たりのパルス数は、(fc−fl)になる。
【0028】
カウンタ170は、N分周器160によって出力された分周後のデジタル信号を入力とし、分周後のデジタル信号における所定時間内のパルス数をカウントし、カウントされたパルス数に応じた信号を加算器180に出力するための手段である。ここで、上記の所定時間としては、例えば1秒間とすることができるが、その他の時間でもよい。
【0029】
加算器180は、局部発振器111によって出力されたアナログ信号とカウンタ170によって出力された上記パルス数に応じた信号とを入力とし、局部発振器111によって出力されたアナログ信号の周波数の情報を抽出し、上記パルス数に応じた信号に基づいて得られるパルス数(fc−fl)と、上記アナログ信号の周波数の情報に基づいて得られるアナログ信号の周波数flとを加算し、加算して得られた値(以下、加算値という。)fcに応じた信号を生成して表示手段190に出力するための手段である。
【0030】
表示手段190は、加算器180によって出力された加算値fcに応じた信号を入力とし、加算値fcを表示するための手段である。ここで、表示手段190は、他の出力手段によって置き換えることも可能である。
以上では、BPF130によって出力された信号と同期させるためにPLL140を含む構成としたが、同期をとることが必要でない場合は、PLL140を省略することも可能である。
【0031】
本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置は、ハードウェアの簡易化の観点から、高周波数帯の信号を低周波帯の信号に変換(ダウンコンバートともいう。)してから周波数測定を行う構成となっているが、そもそも低周波帯の信号の場合にはこのようなダウンコンバートするための処理が不要となる。ダウンコンバートを行わない場合は、周波数測定装置100における周波数変換手段110と加算器180を除くことができる。
【0032】
以上説明したように、本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置100は、N値PSK変調信号をN逓倍器によってN逓倍し、帯域通過フィルタによって測定帯域の信号帯域に限定するため、搬送波周波数の測定のための同期確立の検出に複雑な信号処理が不要となり、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現できる。
【0033】
図3は、本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置のブロック構成を示す図である。本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置300は、測定周波数帯を特定できない場合の周波数測定を可能とする周波数測定装置である。周波数測定装置300は、図3に示すように、本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置100に低域電力検出手段314を付加した構成となっている。
【0034】
なお、本発明の第2の実施の形態の周波数測定装置300を構成する構成手段のうち、上記本発明の第1の実施の形態の周波数測定装置100における構成手段と同様の処理を行うものには同一の引用番号を付し、その説明を省略する。
周波数測定装置300の構成手段についての説明に入る前に、周波数測定装置300によって行われる周波数測定の原理について説明する。
【0035】
周波数測定装置300に入力されるN値PSK変調信号は、図4(a)に示すような周波数スペクトルを有する。また、局部発振器311によって生成されるアナログ信号は、図4(b)に示すような周波数スペクトルを有する。混合器112によって図4(a)に示すスペクトルのN値PSK変調信号と、図4(b)に示す周波数スペクトルのアナログ信号とが乗算されると、局部発振周波数(−fl)の和差成分(−fl±fc)、局部発振周波数(+fl)の和差成分(+fl±fc)が生成される。この様子を図4(c)に示す。
【0036】
ここで局部発振器311によって発振されるアナログ信号の周波数を0Hzから増加していくと、局部発振周波数の2つの差成分の信号の周波数(以下、差成分周波数という。)(−fl+fc)、(−fl−fc)が周波数0Hzに接近していく(図4(d)を参照)。差成分周波数がLPF113の周波数帯域に入ったことが検出できれば、本発明の第1の実施の形態において説明した手段を用いて周波数を測定できる。
【0037】
本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置300を構成する低域電力検出手段314は、かかる機能を有する手段である。以下に説明する。
本実施の形態では、局部発振器311は、所定周波数のアナログ信号を発生させ、混合器112及び加算器180に出力するための発振器である。局部発振器111によって出力されるアナログ信号の周波数は、可変であっても良く、本発明の第2の実施の形態においては、測定開始後に出力するアナログ信号の周波数を0Hz近傍から一定速度で増加させていき、低域電力検出手段314からの後述する制御信号を受信したときは、制御信号受信時の周波数に固定する。
【0038】
低域電力検出手段314は、混合器112によって出力された和差成分の信号を入力とし、入力された和差成分信号のうち所定幅の周波数帯域に入る信号の電力を検出し、検出された電力の単位時間当たりの増加が所定値以上となった後に所定値以下となった場合に局部発振器311の所定の制御信号を出力するための手段である。
【0039】
ここで、上記の所定幅の周波数帯域は、差成分周波数を含む周波数帯域以上の周波数帯域を有し、和成分の信号の周波数帯域を含まない周波数帯である。すなわち、差成分周波数帯が0Hz近傍にあるときに、差成分の信号のみを検知できる周波数帯域を有することである。上記の所定幅の周波数帯域として、例えばLPF113の周波数帯域を取ることができる。
【0040】
上記のようにして局部発振器111の発振周波数を固定することによって、LPF113は、局部発振器111の発振周波数が固定された後、差成分の信号のみを選択的にN逓倍器120に出力することができ、上記本発明の第1の実施の形態において説明したように周波数を測定することができる。
【0041】
以上説明したように、本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置は、本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置にさらに、局部発振器の発振周波数を変化させ、低域電力検出手段によって測定対象の信号の周波数がLPFの周波数帯域に入ったことを検知し、局部発振器の発振周波数を検知ができたときの周波数に固定するための手段を付加したため、測定対象の信号の周波数を知らなくとも周波数測定が可能であり、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現できる。
【0042】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、同期確立の検出を必要とせず、装置規模の削減が可能な周波数測定装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置のブロック構成を示す図である。
【図2】本発明の第1の実施の形態に係る周波数測定装置におけるN逓倍器の具体例を示すブロック構成図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置のブロック構成を示す図である。
【図4】本発明の第2の実施の形態に係る周波数測定装置の動作原理を説明するための図である。
【図5】従来の周波数測定装置のブロック構成を示す図である。
【符号の説明】
100、300、500 周波数測定装置
110、310 周波数変換手段
111、311 局部発振器
112 混合器
113 低域通過フィルタ
120 N逓倍器
121 N分周器
122 乗算器
130 帯域通過フィルタ
140 PLL
150 波形整形手段
160 N分周器
170 カウンタ
180 加算器
190 表示手段
314 低域電力検出手段
510 直交検波器
511 電圧制御発振器(VCO)
512 90度移相器
513 第1の混合器
514 第2の混合器
521 第1のLPF
522 第2のLPF
530 位相誤差検出器
540 ループフィルタ
550 同期確立検出部
560 加算器
570 周波数カウンタ
580 表示部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency measurement device, and more particularly to a frequency measurement device for a carrier wave of a signal modulated by an N-value PSK (Phase Shift Keying) method (where N is a positive integer).
[0002]
[Prior art]
Conventionally, frequency measurement for a carrier wave of a signal modulated by an N-value PSK method has been performed in principle using a frequency measurement device having a configuration shown in FIG. The
[0003]
Here, the
The VCO 511 reproduces the 0 degree phase carrier signal and outputs it to the 90
The 90-
[0004]
The
Similarly, the
[0005]
The I component signal output from the
The
[0006]
The
The
[0007]
The synchronization
[0008]
The
The
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional method has a problem that the scale of the frequency measuring device increases because complicated signal processing is required to detect synchronization establishment for measuring the carrier frequency.
[0010]
The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a frequency measuring apparatus that does not require detection of establishment of synchronization and can reduce the scale of the apparatus.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above points, the invention according to
[0014]
With this configuration, the N-value PSK modulation signal is multiplied by N by an N multiplier and limited to the signal band of the measurement band by a band pass filter, so that complicated signal processing is not required for detection of establishment of synchronization for measuring the carrier frequency. Thus, a frequency measuring device capable of reducing the device scale can be realized.
[0015]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect , the N multiplier has a configuration including one or more distributors and one or more multipliers.
With this configuration, since the N multiplier can be configured by a known simple means, it is possible to realize a frequency measuring device capable of reducing the device scale.
[0016]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect , the N multiplier has a configuration having a non-linear means including a non-linear amplifier or a non-linear element.
With this configuration, since the N multiplier can be configured by a known simple means, it is possible to realize a frequency measuring device capable of reducing the device scale.
[0017]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the predetermined frequency that the frequency converting unit lowers to generate the low frequency component signal is variable in the first aspect, and the frequency measuring device further includes the predetermined frequency. A low-frequency power detecting means for determining a frequency to be lowered in order to generate the low-frequency component signal by detecting the power of the low-frequency component signal while changing the frequency-converting means; When the frequency is determined by the detection means, the predetermined frequency is fixed to the determined frequency, and the frequency measuring device has a configuration for measuring the carrier frequency at the fixed predetermined frequency.
[0018]
With this configuration, the frequency measuring device according to
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a block configuration of a frequency measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a
[0020]
Here, the
The frequency conversion means 110 is a means for reducing the frequency band of the input N-level PSK modulation signal, and is a
[0021]
The
The
[0022]
Mixer 112 a result of the multiplication by, from the
The
[0023]
The
Here, as shown in FIG. 2, the
[0024]
The
[0025]
The
[0026]
As described above, the low frequency component signal is extracted by the
[0027]
The waveform shaping means 150 receives the synchronization signal output by the sound pressure fluctuation detection means 140 as an input, converts the analog synchronization signal into a digital signal by shaping the waveform into a rectangular wave, and outputs the digital signal to the
The
[0028]
The
[0029]
The
[0030]
Display means 190 receives as input a signal corresponding to the addition value f c output by the
In the above description, the
[0031]
The frequency measurement apparatus according to the first embodiment of the present invention converts a high frequency band signal into a low frequency band signal (also referred to as down-conversion) from the viewpoint of hardware simplification. In the first place, in the case of a low frequency band signal, such processing for down-conversion is not necessary. When down-conversion is not performed, the
[0032]
As described above, the
[0033]
FIG. 3 is a diagram showing a block configuration of a frequency measurement device according to the second embodiment of the present invention. The
[0034]
Of the constituent means constituting the
Prior to describing the configuration means of the
[0035]
The N-value PSK modulated signal input to the
[0036]
Here, when the frequency of the analog signal oscillated by the
[0037]
The low frequency power detection means 314 constituting the
In the present embodiment, the
[0038]
The low frequency power detection means 314 receives the sum / difference component signal output from the
[0039]
Here, the frequency band of the predetermined width is a frequency band having a frequency band equal to or higher than the frequency band including the difference component frequency and not including the frequency band of the sum component signal. That is, when the difference component frequency band is in the vicinity of 0 Hz, it has a frequency band in which only the difference component signal can be detected. As the frequency band having the predetermined width, for example, the frequency band of the
[0040]
By fixing the oscillation frequency of the
[0041]
As described above, the frequency measuring device according to the second embodiment of the present invention further changes the oscillation frequency of the local oscillator to the frequency measuring device according to the first embodiment of the present invention, thereby reducing the low frequency range. Since the power detection means detects that the frequency of the signal to be measured has entered the frequency band of the LPF, and a means for fixing the oscillation frequency of the local oscillator to the frequency at which the local oscillator has been detected, a signal to be measured is added. Therefore, it is possible to realize a frequency measuring apparatus that can measure the frequency without knowing the frequency of the apparatus and can reduce the scale of the apparatus.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, the present invention can realize a frequency measurement device that does not require detection of establishment of synchronization and can reduce the device scale.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a block configuration of a frequency measurement device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block configuration diagram showing a specific example of an N multiplier in the frequency measurement device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a block configuration of a frequency measurement device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining an operation principle of a frequency measurement device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a block configuration of a conventional frequency measurement device.
[Explanation of symbols]
100, 300, 500
150 Waveform shaping means 160
512 90
522 Second LPF
530
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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