JP3715382B2 - Receiver - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は符号分割多元接続(CDMA)方式の受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
ユーザ容量増大、通信品質向上の可能な移動通信システムの一方式として、符号分割多元接続(Code Division Multiple Access;以下、CDMAと略称する)方式が採用されている。このCDMA方式は、各回線に特定の符号を割り当て、同一搬送周波数の変調波をこの符号でスペクトル拡散して送り、受信側では各々符号同期をとり、所望の回線を識別する多元接続方式であり、SSMA(Spread Spectrum Mulutiple Access)方式とも呼ばれる。CDMA方式では、初期接続過程を必要とせず、互いに符号を決めておきさえすれば直接、呼毎に通信できる利点があり、また秘話性および耐干渉性に優れているといった特徴がある。
【0003】
ところで、このCDMA方式を採用した通信システムでは、周波数利用効率向上のために、通常、各基地局のサービスエリア(以下、セルと呼ぶ)で同一の搬送波周波数を用いて通信を行い、また、音声の発生確率(ボイスアクティビティ)を効率的にシステム容量の増加に結び付けるように工夫がなされている。
【0004】
また、CDMA方式のシステムのユーザ容量は、全てのセルで発生する他のユーザ(他チャネル)の総干渉電力により制限されるが、この干渉を積極的に除去、抑圧することでユーザ容量の増加を可能にする受信方式が提案されている。例えば、このような受信方式として、最適受信機,直交化受信機,適応干渉除去受信機、マルチステージ受信機等が提案されており、中でも最適受信機はユーザ多重に対して最も優れた特性を有している。
【0005】
この最適受信機とは、通信を行う全てのユーザに対して信号レプリカを生成し、受信信号と全ユーザ信号レプリカとの誤差信号電力が最も小さくなるような情報シンボル(例えば、BPSK(2位相変調)方式であれば、{+1,−1}といった送信情報を示す信号)の組み合わせを推定する最尤系列推定方式である。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来の最適受信機は最も優れた受信特性を有するが、全てのユーザの全情報シンボルの組み合わせについて受信信号レプリカを生成し、受信信号との誤差信号電力を求めなければならないため、受信に際して膨大な演算量を必要としていた。
【0007】
また、従来の最適受信機を含めた干渉除去受信機では、ボイスアクティビティを利用するシステム(例えば伝送信号のデューティーサイクルを変化することでビットレートを変えるようなシステム)に対応した方式は考えられていなかった。更に、従来の最適受信機ではダイバーシチを実現する効率的な受信方法が考えられていなかった。
【0008】
そこで、この発明の目的とするところは、受信に際しての演算量を軽減することが可能な受信装置を提供することにある。また、伝送信号のデューティーサイクルを変化することでビットレートを変えることができるようなシステムを実現し、さらにはダイバーシチを実現する効率的な受信方法を実現可能な受信装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明は、複数の無線通信機が同一の周波数帯域内で異なる拡散符号を用いて多重通信を行う符号分割多元接続(CDMA)方式の信号を受信して復調する受信装置において、
前記受信信号が受けた伝送路応答を各拡散符号に対して推定する伝送路応答推定手段と、受信信号のうち一部の信号についてのみ最尤系列推定を行うと共に、判定結果の信号成分を前記受信信号から除去して出力する部分最尤系列推定手段と、前記最尤系列推定手段からの出力信号から前記一部の信号以外の信号の復調を行う後段検出手段とを具備して構成する。さらには、部分最尤系列推定を行う前記一部の信号は、前記伝送路応答推定手段により得られた各拡散符号に対する伝送路応答の時間応答のうち、最も大きな振幅成分を、拡散符号毎に比較し、比較結果から前記振幅成分の大きな順に選択した一部の上位のものとした。
【0010】
このように、本発明では受信信号から部分最尤系列推定手段において一部ユーザの信号について復調し、復調した分は受信信号から除去してその残りを残差信号として後段検出手段に与える。そして、この後段検出手段で残りを復調する。この方式の場合、後段検出手段でのこの残差信号の復調に際して、当該残差信号には部分最尤系列推定手段によって復調されたユーザの信号成分は含まれていない。つまり、部分最尤系列推定手段によって復調されたユーザ相当分の信号はこの部分最尤系列推定手段の残差信号出力時に除去されており、もはや含まれていない。後段検出手段ではこの復調済みユーザの信号は復調の対象外であり、復調対象外の信号は干渉信号となるが、本発明では、後段検出手段に与えられる信号には復調済みユーザの干渉信号が含まれていないことから、干渉成分の電力が減少し、後段検出手段では良好な受信特性を得ることができることになる。また、受信した信号のうち、複数あるユーザの信号を信号強度に応じて区分し、最初に信号強度の強いグループのユーザの信号について最尤系列判定を行うと共に、このグループの信号を受信信号から除外し、残りを別の最尤系列推定手段である後段検出手段に与えて最尤系列判定を行うようにした。
【0011】
最尤系列推定を行うための手段は、判定する対象のユーザ数が多いと、処理の規模が指数関数的に増大し、処理時間と処理ハードウエアの規模も比例して増大してコスト高を招く。また、規模によっては現在の処理ハードウエアでは実現不可能になる。しかし、本発明のように、分割して処理することで、これを解消できるようになる。
【0012】
また、本発明の受信装置は、復調を行う際に信号が伝送されていない状態も含めて最尤系列推定を行う部分最尤系列推定手段を用いるようにした。
この場合、部分最尤系列推定手段は、情報判定以外に信号が送信されているか否かを判定する。それゆえ、ボイスアクティビティを利用するために送信信号のデューテイーサイクルの変化するようなシステムにおいても、このように情報判定以外に信号が送信されているか否かを判定することで、特性劣化無しに最適受信を実現できるようになる。
【0013】
また、本発明は、部分最尤系列推定手段は、判定系列侯補全てについて前記系列侯補の要素のそれぞれに対応した拡散符号で拡散し、前記各拡散信号に対し、対応した伝送路応答を畳み込み演算することで得られた受信信号レプリカ侯補を生成し、受信信号と、前記一部の信号の受信信号レプリカ侯補の和の信号の誤差電力が最小となる判定系列候補を受信結果として出力するようにした。
【0014】
このように、各信号の伝送路応答に応じた受信信号レプリカを用いて最尤系列推定を行うことでバスダイバーシチ効果が期待でき、さらには、大きなレベルの遅延信号が無い伝送路環境では、複数のアンテナを用い、これらのアンテナで受信した信号をそれぞれ時間の異なる遅延素子で遅延させた後に合成し、これを新たな受信信号として扱い、最適受信を行うようにすることでダイバーシチ効果を得ることができる。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるCDMAシステムの受信方式を図面を参照して詳細に説明する。
図1はCDMAセルラーシステムの概要を説明する図であって、11はそれぞれセル、12および14はCDMA基地局、13および14は移動端末である。CDMA基地局12,14は分散して配置してあり、一つの基地局においてその基地局からの電波の到達可能な範囲がその基地局のサービスエリアであるセルである。
【0016】
CDMA基地局12,14はCDMA方式による無線通信を行うことにより、セル内の移動端末13,14と通信することができる。移動端末13,14がセル間を移動しても通信が途切れないように、セルは一部を隣接のセルに重複するかたちで基地局が設置される。移動端末13,14は電源を投入したとき、あるいは、CDMAセルラーシステムのサービスエリア外からエリア内に移動してきたとき、そして、CDMA基地局から位置登録の要求があったとき、特定の制御チャネルを使用してCDMA基地局に自己のID(識別符号)を送信し、それを基地局で受けると共に、複数のCDMA基地局で受けたときは移動端末からの受信電界強度が最大の基地局のセル内にその移動端末が位置するとして位置登録するようにしてある。
【0017】
位置登録はCDMAセルラーシステムの運用を統括するセンターに設置してある位置登録装置にその移動端末のIDとセル情報を登録することにより、行い、移動端末との通信の必要が生じた際には、その移動端末の位置を、位置登録装置の情報を用いて調べることで、現在の位置を掌握し、その現在位置のセルのサービスを担っている基地局を介して移動端末と通信を行うことになる。
【0018】
一般に、CDMAセルラーシステムでは複数の基地局を分散配置し、各基地局での電波の到達範囲をその基地局のサービスエリアとして、その各サービスエリアをセルと呼び、そのセル内では複数のチャネルを同一搬送波周波数を用いて符号分割多元接続により送受信に供している。移動する通信端末と基地局との間で通信を継続して実施できるようにするために、ある一つのセルに隣接するセルではそのセルの基地局は移動してきた通信端末の使用している搬送波周波数と同一の搬送波周波数を使用してCDMAにより通信するようにする。
【0019】
このように、複数の隣接セル11内で同一のキャリア周波数を用いるため、図1に示すように、他のセルの基地局12に所属する端末装置131からの信号が、別の基地局14の受信装置に干渉波として混入する。通常、これら自セル外からのCDMA干渉波は、符号の種類,符号タイミング,伝送路応答の状態等が未知であるため、基地局14の受信装置においては雑音と同様に振る舞う。図2にこの基地局の受信した信号の成分を周波数領域において模式的に示しておく。
【0020】
ところで、CDMAシステムの他局間干渉の影響を軽減するための受信方式として最適受信機がある。先に示したように、この受信方式は、最尤系列推定により良好なユーザ多重特性を得る反面、ユーザ数の増加に対し、指数関数的に演算量が増加するという欠点を持つ。しかし、図2のような受信状況においては、自セル内干渉のうち、電力的に大きくないユーザの信号成分、あるいは、ノイズと他セル干渉と同程度のレベルまでの自セル内ユーザの干渉は、最尤系列判定に大きな影響を与えないために、最尤判定の侯補から外すことで大幅な特性劣化を起こすことなく演算量を削減することができる。本発明はこの性質を利用する。
【0021】
(具体例1)
図3は、以上のような性質を利用した本発明のCDMA受信装置の一具体例である。図において、31はRF受信回路、32は符号同期回路、33は伝送路応答推定回路、34は部分最尤系列推定器、35は後段検出回路である。
【0022】
これらのうち、RF受信回路31はアンテナにより受信された信号からベースバンド信号を得る回路であり、符号同期回路32は、受信信号の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う回路である。伝送路応答推定手段33はRF受信回路31より与えられるベースバンド信号と符号同期回路32からの符号タイミングに基づき、各ユーザの信号が受けた伝送路応答を推定する回路である。
【0023】
また、部分最尤系列推定手段34は、RF受信回路31より与えられるベースバンド信号と伝送路応答推定手段33からの伝送路応答推定情報をもとに復調を行う装置であり、自セル内の受信信号のうち、一部の信号、例えば、受信信号強度の強いものから順に所定のユーザ数分の信号について、最尤系列推定を行い、また、推定結果に対応した受信信号レプリカを、受信信号から差し引いた残りの信号(残差信号)を生成してこれを後段検出手段35に与える機能を有する。
【0024】
後段検出手段35はこの部分最尤系列推定手段34からの信号(残差信号)と符号同期回路32および伝送路応答推定手段33からの信号をもとに復調して検出データを得る装置である。
【0025】
このような構成の本装置は、基地局からの送信信号をアンテナにより受信する。そして、この受信された基地局からの送信信号は、RF受信回路31に送られることにより、ベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、アナログ信号でも、またディジタル信号でも良く、ディジタル信号の場合には、RF受信回路31内にA/D(アナログ/ディジタル)変換器を持ち、RF受信回路31以降の処理段ではディジタル信号処理によって必要な処理が行われる。
【0026】
RF受信回路31にて変換されたベースバンド信号は、符号同期回路32および伝送路応答推定手段33および部分最尤系列推定手段34に与えられる。符号同期回路32ではこのベースバンド信号をもとに、受信信号の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う。そして、符号同期回路32では得られた符号タイミングを、各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする伝送路応答推定手段33と、復調を行う部分最尤系列推定手段34と、後段検出手段35に与える。
【0027】
伝送路応答推定手段33はこの符号タイミングに基づき、ベースバンド信号を処理して各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする。
一方、部分最尤系列推定手段34では、自セル内の受信信号のうち、一部の信号、例えば、受信信号強度の強いものから順に所定のユーザ数分の信号について最尤系列推定を行い、また、最尤系列推定結果に対応した受信信号レプリカを受信信号から差し引いた残りの信号(残差信号)を生成して後段検出手段35に伝送する。つまり、ベースバンド信号のうちの上述のような一部のユーザの信号について復調し、検出データとして出力する。また、その復調した一部ユーザの信号について、受信信号レプリカを作成し、この受信信号レプリカを、おおもとの受信信号rであるベースバンド信号から差し引いてその残りの信号(残差信号(rから復調済みの各ユーザの信号のレプリカを差し引いたもの))を生成して後段検出手段35に与える。
【0028】
これにより、部分最尤系列推定手段34において、受信信号から信号強度の強い一部のユーザの信号が復調されることになり、復調されなかった他のユーザの信号は後段検出手段35で復調することになる。すなわち、部分最尤系列推定手段34において復調されなかった他のユーザの信号は残差信号中に含まれており、これは後段検出手段35に与えられるので、後段検出手段35では、残差信号から未復調のユーザの信号を復調することになる。そして、後段検出手段35では、復調したユーザの信号を検出データとして出力する。
【0029】
このように、本発明では部分最尤系列推定手段34において一部ユーザの信号について復調し、残りを残差信号として後段検出手段35に与えてここで復調することになるが、この点が本発明の大きな特徴となっている。すなわち、後段検出手段35でのこの残差信号の復調に際して、当該残差信号には部分最尤系列推定手段34によって復調されたユーザの信号成分は含まれていない点である。つまり、部分最尤系列推定手段34によって復調されたユーザ相当分の信号はこの部分最尤系列推定手段34の残差信号出力時に除去されており、もはや含まれていない。後段検出手段35ではこの復調済みユーザの信号は復調の対象外であり、復調対象外の信号は干渉信号となるが、本発明では、後段検出手段35に与えられる信号には復調済みユーザの干渉信号が含まれていないことから、干渉成分の電力が減少し、後段検出手段35では良好な受信特性を得ることができることになる。
【0030】
図15のフローチャートを用いて、本発明の受信装置の信号処理手順の一例を説明する。まず、受信装置は各ユーザに割り当てられた拡散符号の同期捕捉、保持を行う(ステップS1)。
【0031】
なお、ここでは、新規ユーザが通信を始めた時点を開始時点にしているが、すでに受信を行っているユーザの拡散符号においては、この過程は同期保持(同期保持は定常的あるいは周期的に行われる)に相当する。また、通信を始める前の制御プロトコルによる信号のように不規則に混入する信号については、このルーチンから除外することも可能である。
【0032】
次に、受信した信号の各拡散符号の自己相関特性を用いて伝送路応答の推定を行う(ステップS2)。この過程では、伝送信号の中に含まれている既知信号を用いて主波,遅延波の時間,振幅,および位相を測定する。なお、遅延波を利用しない場合には主波の振幅と位相のみを測定することで受信装置の簡略化を図ることも可能である。
【0033】
次に、伝送路応答の補正をする(ステップS3)。ここでの伝送路応答の補正は、前過程で求めた伝送路応答推定値を復調結果を用いて補正する過程であり、既知信号直後の信号の受信時や、伝送路変動の少ないシステムにおける受信では省略することができる。
【0034】
次に、得られた各ユーザ(各ユーザの拡散符号)に対する伝送路応答推定値を用いてユーザ毎の受信信号強度を検出すると共に、その検出結果に基づいてユーザ番号を受信強度順に並び換え処理をする(ステップS4)。この結果、ユーザ数がKユーザ分(但し、Kは1<L<Kであり、LとKはいずれも整数である)あったとして、このKユーザ分の各拡散符号は受信信号強度の強いものから順に、並べられることになる。そして、受信信号強度の強いものから順にLユーザ分を選択し、(ステップS5)、部分最尤系列推定を行う(ステップS6)。これにより、“K”ユーザ分の各拡散符号のうちの受信強度の強い最初の“L”ユーザ分について、部分最尤系列推定が行われる。そして、残りのユーザ分の拡散符号は残差信号として後段検出手段35に送られ、後段検出手段35ではこの残りの“K−L”ユーザ分の信号について復調されることになる(ステップS7)。
【0035】
このように、得られた各ユーザ(各ユーザの拡散符号)に対する伝送路応答推定値を用いてユーザ毎の受信信号強度を検出すると共に、ユーザー番号を受信強度順に並べ替え処理し(ここで、受信信号強度は主波の信号電力でも良いが別の具体例として、推定した伝送路応答(遅延プロファイル)の電力積分値を用いても良い)、信号強度の大きな方からLユーザ分について、その復調処理を前段受信部である部分最尤系列推定手段34で行い、残りのユーザの拡散符号についての復調は後段検出手段35で処理する。なお、別の具体例として、信号強度によらず予め決まった拡散符号の信号について最尤系列推定を行うことができ、この手法により、処理手順の簡略化が可能である。
【0036】
さらに、実際に通信を行っているユーザの数が“L”以下である場合には信号強度によらず、全てを部分最尤系列推定手段34で復調するようにすることも可能である。また、伝送路応答推定と同様、この過程もシンボル毎に行うようにしたり、複数シンボルにわたり同じ結果を用いるようにしたりすることができる。
【0037】
次に部分最尤系列推定手段34では、前過程で選択された“L”ユーザ分の受信を行う。この過程では従来の最適受信方式と同様な方法で復調が行われるが、復調結果と拡散符号と伝送路応答推定結果と符号タイミングにより得られた受信信号レプリカを、受信信号から削除して(残差信号)後段の検出器に出力することで、この過程で復調したユーザが他の信号に与える干渉成分を削減することができる。
【0038】
最後に後段検出手段35では、ステップS7の処理を行い、残差信号から残りのユーザの信号の復調を行い、次シンボル復調のために伝送路応答補正過程へ戻る。なお、本発明の別の具体例として、復調を時間的に複数シンボル同時に復調することも可能である。
【0039】
このように、本具体例では、受信した信号のうち、複数あるユーザの信号を信号強度に応じて区分し、最初に信号強度の強いグループのユーザの信号について最尤系列判定を行うと共に、このグループの信号を受信信号から除外し、残りを別の最尤系列推定手段に与えて最尤系列判定を行うようにした。
【0040】
最尤系列推定手段は、判定する対象のユーザ数が多いと、処理の規模が指数関数的に増大し、処理時間と処理ハードウエアの規模も比例して増大してコスト高を招く。また、規模によっては現在の処理ハードウエアでは実現不可能になる。しかし、本具体例のように、分割して処理することで、これを解消できるようになる。
【0041】
(部分最尤系列推定手段34の具体例)
次に本発明の部分最尤系列推定手段34の一具体例を図4に示す。図4における40が、この具体例での部分最尤系列推定手段である。この具体例での部分最尤系列推定手段40は、受信電力ソーティング手段41、受信信号レプリカ生成手段42、部分系列候補発生および最尤系列推定手段43より構成される。
【0042】
これらのうち、受信電力ソーティング手段41は、伝送路応答推定手段33からの入力をもとに信号強度(受信電力)の大きなものから順にユーザ番号を並べ替えると共に、そのうちの上位のL個分(上位のLユーザ分)を選択する機能を有する。また、受信信号レプリカ生成手段42は、伝送路応答推定手段33から入力された伝送路応答推定結果と、各ユーザの符号タイミング情報と、受信電力ソーティング手段41により選択されたLユーザ分の拡散符号と、部分系列候補発生および最尤系列推定手段43より得られる判定系列侯補とから受信信号レプリカを生成するものである。
【0043】
また、部分系列候補発生および最尤系列推定手段43は、受信電力ソーティング手段41により選択されたLユーザ分の拡散符号から復調してLユーザ分の検出データを出力すると共に、減算器44から得られる差信号を残差信号として後段検出手段へ出力する機能を有する。また、減算器44は、RF受信回路からの受信信号と受信信号レプリカ生成手段42で得た受信信号レプリカとの差を求める回路である。
【0044】
このような構成において、伝送路応答推定手段33の得た結果(各ユーザの受けた伝送路応答の遅延プロファイル推定値の標本値)は、ユーザソーテイング手段41に入力され、ユーザソーテイング手段41はこの伝送路応答推定手段33からの入力をもとに信号強度(受信電力)の大きなものから順にユーザ番号を並べ替えると共に、そのうちの上位のL個分、すなわち、信号強度の強い上位のLユーザ分を選択する。そして、ユーザソーテイング手段41はこの選択したLユーザ分のユーザ番号を、部分系列侯補生成および最尤系列推定手段43に通知する。更に、ユーザソーテイング手段41はこれらの選択したLユーザ分の伝送路応答推定結果を受信レプリカ生成手段42に入力する。
【0045】
部分系列侯補生成および最尤系列推定手段43では、各ユーザの送信可能な信号シンボル(BPSKならば±1,QPSKならば(±1/√2,±1/√2),M−arySSならば送信系列の種類)をLユーザ分、組み合わせて生成し(判定系列侯補)、受信信号レプリカ生成手段42へ全ての組み合わせを逐次出力する。
【0046】
受信信号レプリカ生成手段42では、伝送路応答推定手段33から入力された伝送路応答推定結果と、判定系列侯補と、選択されたLユーザ分の拡散符号と、各ユーザの符号タイミング情報から受信信号レプリカを生成する。そして、生成した受信信号レプリカを減算器44に与える。
【0047】
一方、減算器44にはRF受信回路から受信信号が与えられており、この減算器44は、RF受信回路からの受信信号と受信信号レプリカ生成手段42からの受信信号レプリカとの誤差(残差信号)を両者の減算により得る。そして、減算器44はこの得た誤差(残差信号)を部分系列侯補生成及び最尤系列推定手段43に与える。
【0048】
そして、部分系列侯補生成および最尤系列推定手段43ではこれを元に再び、電力値(誤差電力)を計算する。
この誤差電力をブランチメトリックとして判定系列候補に対する最尤系列推定が行われる。部分最尤系列推定手段40は、最尤系列推定の結果、あるいは、最尤系列推定のバスがマージした以前の時刻の結果と、これに対応する残差信号を出力する。
【0049】
ここで、残差信号は系列決定時に改めて計算されても良いし、メモリを設けて、判定が収束するまでの間、このメモリに蓄積させ、判定結果に応じてメモリの内容を呼び出すようにしても良い。さらに別の具体例として、各系列侯補の残差信号は逐次、後段検出手段に出力されるようにしても良い。この場合、後段検出手段では残りのユーザの信号の復調を逐次行い、それぞれの復調結果を系列侯補に対応したメモリ内に保存しておき、系列侯補が確定した時点で後段検出手段の判定結果も同時に決定するという方法を採ることも可能である。この手法を採ることで復調に要する時間を大幅に削減することができる。
【0050】
また、本発明の別の具体例として、部分最尤系列推定手段は、判定系候補すべてについての拡散符号の相互相関係数を用意しておき、各拡散符号に対応した相関器からの出力信号を用い、最尤系列推定を行うようにすることも可能である。
【0051】
この場合には、誤差信号の演算及び判定は情報シンボル間隔で行われ、残差信号生成は判定結果を用いて改めて行う。この手法を用いることで、最尤系列推定に要する処理時間を低減することが可能となる。
【0052】
(具体例2)
次に、本発明のCDMA方式受信装置の別の具体例を図5を用いて説明する。
図において、51はRF受信回路、52は符号同期回路、53は伝送路応答推定回路、54は部分最尤系列推定器、55および56はそれぞれ後段検出回路である。
【0053】
これらのうち、RF受信回路51はアンテナにより受信された信号からベースバンド信号を得る回路であり、符号同期回路52は、受信信号(ベースバンド信号)の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う回路である。伝送路応答推定手段53はRF受信回路51より与えられるベースバンド信号と符号同期回路52からの符号タイミングに基づき、各ユーザの信号が受けた伝送路応答を推定する回路である。
【0054】
また、部分最尤系列推定手段54は、RF受信回路51より与えられるベースバンド信号と伝送路応答推定手段53からの伝送路応答推定情報をもとに復調を行う装置であり、自セル内の受信信号のうち、一部の信号、例えば、受信信号強度の強いものから順に所定のユーザ数分の信号について、最尤系列推定を行い、また、推定結果に対応した受信信号レプリカを、受信信号から差し引いた残りの信号(残差信号)を生成してこれを後段検出手段55に与える機能を有する。
【0055】
後段検出手段55はこの部分最尤系列推定手段54からの信号(残差信号)と符号同期回路52および伝送路応答推定手段53からの信号をもとに復調して検出データを得る装置である。後段検出手段55では受信電力強度が強いLユーザ分の信号を復調して検出データを得る装置であり、残差信号から最尤系列推定を行い、また、推定結果に対応した受信信号レプリカを、残差信号から差し引いた更に残りの信号(最終残差信号)を生成してこれを後段検出手段56に与える機能を有する。後段検出手段56は後段検出手段55からの最終残差信号を復調して検出データを得る装置である。
【0056】
このような構成の本装置は、基地局からの送信信号をアンテナにより受信する。そして、この受信された基地局からの送信信号は、RF受信回路51に送られることにより、ベースバンド信号に変換される。RF受信回路51にて変換されたベースバンド信号は、符号同期回路52および伝送路応答推定手段53および部分最尤系列推定手段54に与えられる。符号同期回路52ではこのベースバンド信号をもとに、受信信号の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う。そして、符号同期回路52では得られた符号タイミングを、各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする伝送路応答推定手段53と、復調を行う部分最尤系列推定手段54と、後段検出手段55,56に与える。
【0057】
一方、部分最尤系列推定手段54では、自セル内の受信信号のうち、一部の信号、例えば、受信信号強度の強いものから順に所定のユーザ数分(例えば、Lユーザ数分)の信号について最尤系列推定を行い、また、最尤系列推定結果に対応した受信信号レプリカを受信信号から差し引いた残りの信号(残差信号)を生成して後段検出手段55に伝送する。このようにして、ベースバンド信号のうちの上述のようなLユーザ分の信号について復調し、検出データとして出力する。また、その復調したLユーザ分の信号について、受信信号レプリカを作成し、この受信信号レプリカを、おおもとの受信信号であるベースバンド信号から差し引いてその残りの信号(残差信号)を生成して後段検出手段55に与える。
【0058】
これにより、部分最尤系列推定手段54において、受信信号から信号強度の強い一部のユーザの信号が復調されることになり、復調されなかった他のユーザの信号は後段検出手段55,56で復調することになる。
【0059】
すなわち、部分最尤系列推定手段54において復調されなかった他のユーザの信号は残差信号中に含まれており、これは後段検出手段55に与えられるので、後段検出手段55では、残差信号から受信電力強度の強い所定数の未復調ユーザの信号を復調することになる。そして、後段検出手段55では、復調したユーザの信号を検出データとして出力する。また、後段検出手段55では、復調したユーザの信号のレプリカを生成し、これを自己の受信した残差信号から差し引き、最終残差信号として得てこれを後段検出手段56に与える。後段検出手段55で復調されなかった他のユーザの信号をはこの最終残差信号中に含まれており、これは後段検出手段55に与えられるので、後段検出手段56では、最終残差信号から未復調ユーザの信号を復調することになる。そして、後段検出手段56では、復調したユーザの信号を検出データとして出力する。
【0060】
このように、部分最尤系列推定手段54から出力された残差信号は、後段検出手段55に入力される。そして、後段検出手段55から出力された残差信号が後段検出手段56に入力される。この具体例では、後段検出手段55および56の内部は前段の構成要素である部分最尤系列推定手段54と同様の構成により実現される。つまり、この具体例では、後段部の部分最尤系列推定手段(後段検出手段55および56)の構成は前段部のもの(部分最尤系列推定手段54)と同様であるが、復調する系列が、部分最尤系列推定手段54では受信電力強度の最も強いLユーザ分のグループである“#1”ユーザから“#L”ユーザのものであるのに対して、後段検出手段55では受信電力強度が次順となるLユーザ分のグループである“#L+1”ユーザから“#2L”ユーザまでのものとなり、後段検出手段56では受信電力強度が最も弱い1からLユーザ分のグループである“#K−n・L”ユーザから“#K”ユーザまでのものとなる。
【0061】
また、この後段検出手段55および56で全てのユーザを処理しきれない場合には、更に別の後段検出手段を接続することが可能である。この場合の3段目の別の後段検出手段として、部分最尤系列推定手段を用いることも(図16)、他の手法を用いることも可能である。
【0062】
図16の部分最尤系列推定は、受信信号に対して符号タイミング捕捉を行い(ステップS21)、伝送路応答推定を行い(ステップS22)、ユーザ番号を受信強度順に並べ替え(ステップS23)、受信強度が大きな方からLユーザ分の信号を選択し(ステップS24)、系列候補に対してレプリカを生成し(ステップS25)、系列候補を選択し(ステップS26)、選択した系列候補を出力し(ステップS26)、そして、残りの信号を後段に出力する(ステップS28)といった処理により行うものである。
【0063】
(後段検出手段の別の具体例)
別の後段検出手段の具体例を図6を用いて説明する。図6において、60は後段検出手段である。この後段検出手段60は、#L+1検出器61、#L+2検出器62、#L+3検出器63、#K検出器64からなる。#L+1検出器61、#L+2検出器62、#L+3検出器63、#K検出器64はいずれもマッチドフィルタ,あるいは相関器により構成されており、未復調ユーザの拡散符号に対応したマッチドフィルタあるいは相関器により残差信号を逆拡散することで検出データを得るものである。#L+1検出器61はL+1ユーザ用の、そして、#L+2検出器62はL+2ユーザ用の、そして、#L+3検出器63はL+3ユーザ用の、そして、#K検出器64はKユーザ用の拡散符号に対応しており、それぞれの対応するユーザの信号の逆拡散を行う。
【0064】
このような構成において、前段の部分最尤系列推定手段から出力された残差信号は、未復調ユーザの拡散符号に対応したマッチドフィルタ61,あるいは相関器を用いて逆拡散を行う。
【0065】
なお、復調すべき信号に干渉信号がないという条件のもとでは、未復調ユーザの拡散符号を復調するに際して、マッチドフィルタを用いると安価な構成でしかも、良好に未復調ユーザの拡散符号を復調することができる。本具体例では、前段の部分最尤系列推定手段から出力された残差信号を、後段では復調する。したがって、残差信号には復調対象外の信号がないから、干渉信号が少ないといえる。そのため、検出器としてマッチドフィルタを用いることで安価な構成で未復調ユーザの拡散符号を復調することができ、システムのコストダウンが可能になる。
【0066】
ここで、拡散符号に直交符号を用いるCDMAシステムの逆拡散手段の別の具体例として、高速アダマール変換器を用いることも可能である。更に別の後段検出手段の具体例を図7を用いて説明する。
【0067】
(後段検出手段の別の具体例)
図7に示す後段検出手段70は、拡散符号の相互相関逆特性行列処理をする相互相関逆特性行列処理手段71、相互相関逆特性行列処理手段71の出力と伝送路応答推定器(伝送路応答推定手段)からの出力とを乗算する乗算器72、乗算器72の乗算出力を受けてその出力の符号判定をする判別器73とから構成される。乗算器72と判別器73は複数系統あり、それぞれ受信電力が特定順位のユーザ用となっている。
【0068】
この手法は、Decorrelatorタイプの受信方法であり、部分最尤系列推定により復調されたユーザ以外のユーザ(未復調ユーザ)の拡散符号を、拡散符号の相互相関逆特性行列処理手段71を用いて復調する。
【0069】
相互相関逆特性行列処理手段71からの復調出力は、乗算器72を用いて位相補正が加えられ、判別器73を用いて符号判定される。
(後段検出手段の別の具体例)
更に別の後段検出手段の具体例を、図8を用いて説明する。この手法は複数台の干渉除去受信機を利用したものである。図8に示すようにこの干渉除去受信機を利用した後段検出手段80においては、前段である部分最尤系列推定手段からの残差信号は、干渉除去受信機81に入力され、干渉除去受信機81ではまず未復調ユーザの伝送路応答推定値の中で最も大きな信号強度を持つユーザ(“#L+1”ユーザ)の信号を当該“#L+1”ユーザの拡散符号により逆拡散して復調し、当該“#L+1”ユーザの検出データを得ると共に、その復調結果を用いて“#L+1”ユーザの送信信号レプリカを残差信号中から除去し、残差信号として次の干渉除去受信機82に出力する。干渉除去受信機82は残りの未復調ユーザの伝送路応答推定値の中で最も大きな信号強度を持つユーザ(“#L+2”ユーザ)用であり、この干渉除去受信機82では干渉除去受信機81からの残差信号に対して、当該“#L+2”ユーザの拡散符号により逆拡散して“#L+2”ユーザの信号を復調すると共に、その復調結果を用いて“#L+1”ユーザの送信信号レプリカを残差信号中から除去し、次の干渉除去受信機83に出力する。同様の手順を、全ての未復調ユーザに対して履行することで復調を行う。
【0070】
(受信信号レプリカ生成手段の一具体例)
図12に本発明の受信信号レプリカ生成手段の一具体例を示す。図12に示すように受信信号レプリカ生成手段120は、伝送路応答推定及びソーティング手段121、拡散系列生成手段122、伝送路応答メモリ123、帯域制限フィルタ124、畳み込み演算器125および受信信号レプリカメモリ126とから構成される。伝送路応答メモリ123、帯域制限フィルタ124、畳み込み演算器125および受信信号レプリカメモリ126はそれぞれL系統分ある。
【0071】
伝送路応答推定及びソーティング手段121は伝送路応答推定を行いまた、受信電力強度の強い順からユーザ番号を並べ替えする機能を有するものであり、伝送路応答メモリ123は、伝送路応答推定及びソーティング手段121の推定した伝送路応答推定値を保持するメモリである。
【0072】
また、拡散系列生成手段122は、拡散系列を生成するものであり、帯域制限フィルタ124は拡散系列生成手段122の出力する拡散系列を帯域制限して出力するものでローパスフィルタ(LPF)により構成されている。畳み込み演算器125は帯域制限フィルタ124の出力と伝送路応答メモリ123の保持した伝送路応答推定値とを畳み込み演算処理するものであり、その結果を保持するのが受信信号レプリカメモリ126である。
【0073】
このような構成において、伝送路応答推定及びソーティング手段121では伝送路応答推定値と信号強度を求める。そして、伝送路応答推定及びソーティング手段121は得られた伝送路応答推定値は伝送路応答メモリ123に与えてここに保持させ、また信号強度に基づいて選択したユーザ情報は拡散系列生成手段122に転送する。
【0074】
拡散系列生成手段122ではこのユーザ情報に応じて選択されたユーザの拡散系列を生成し、これらを帯域制限フィルタ124に入力することにより、拡散系列に対応した信号(帯域制限された拡散信号)を得る。そして、この得られた帯域制限された拡散信号と、先に伝送路応答メモリ123に格納した伝送路応答推定値は畳み込み演算器125により畳み込み演算され、ユーザ毎に受信信号レプリカメモリ126内に格納される。
【0075】
これにより受信信号レプリカメモリ126内にはユーザ毎の受信信号レプリカが保持される。これらの信号は、必要に応じて受信信号レプリカ生成手段外に転送される。なお、本具体例の簡略化のための別の実現手段として、帯域制限フィルタを省略することも可能である。
【0076】
(伝送路応答推定手段)
図13に本発明の伝送路応答推定手段の一具体例を示す。図13に示すように、本発明の伝送路応答推定手段130は、マッチドフィルタ131、乗算器132、シフトレジスタ133、閾値判定器134、帰還重み係数メモリ135、加算器136、前推定値メモリ137、スイッチ138より構成される。
【0077】
ユーザ“#k”に着目して説明する。RF受信回路により出力された信号(ベースバンド信号)は、本発明の伝送路応答推定手段130に与えられると、まず最初にマッチドフィルタ131に入力される。そして、マッチドフィルタ131ではユーザ“#k”の拡散符号との相関特性を得る。マッチドフィルタの出力信号(ユーザ“#k”の拡散符号との相関特性)は既知信号系列あるいは復調結果により乗算器132を用いて位相補正され、これによって伝送路応答の遅延プロファイルが得られる。得られた遅延プロファイルは、スイッチ138により適正なタイミングでシフトレジスタ133に導入されることにより、サンプリングされる。
【0078】
シフトレジスタ133内の各サンプル値は、個別に前推定値メモリ137内に蓄えられていた前推定値(前回の伝送路応答推定値)と、帰還重み係数メモリ135に保持されている帰還重みおよび加算器136を用いて加重平均される。
【0079】
なお、閾値判定器134は低レベルの信号を除去するためのもので、省略することも可能である。また、別の具体例として、閾値判定器134をメモリ出力に接続することも可能である。
【0080】
なお、ここではユーザ“#k”についての説明を行ったが、他のユーザに対する伝送路応答推定は、マッチドフィルタの係数と、参照または人力復調結果を所望ユーザのものを用いることで実現できる。また、復調結果を用いて推定を行う場合には、受信信号は遅延器により判定入力があるまでの時間の遅延を受ける。
【0081】
(伝送路応答推定手段の別の具体例)
本発明の伝送路応答推定手段の別の具体例を図14を用いて説明する。図14に示す伝送路応答推定手段140は、マッチドフィルタ141、乗算器142,149、トランスバーサルフィルタ143、閾値判定器144、重み係数保持器145、加算器146、メモリ147、減算器148、乗算器1410、スイッチ1411,1412より構成されている。
【0082】
RF受信回路により出力された受信信号(ベースバンド信号)は、加算器146に与えると共に、前サイクルで計算した現時刻の受信信号に重み係数保持器145より重み係数を与えて重み補正したものを、この加算器146に与えて両者を加算する。
【0083】
そして、加算器146の出力は減算器148に与えられ、ここで干渉波成分の除去が行われる。減算器148には干渉波成分が入力されており、加算器146の出力はこの減算器148により引き算されることで、干渉波成分の除去が成される。なお、干渉信号の除去は全てのユーザについて行う必要はなく、通信状況によっては干渉波成分を無入力とすることもできる。
【0084】
干渉波成分除去後の信号は、マッチドフィルタ141に入力され、拡散符号“#k”との相関特性が得られる。マッチドフィルタ141の出力信号には、適正なタイミングで、既知系列あるいは復調結果シンボルの複素共役信号が遅延要素1413を経て遅延された後に乗算される。この乗算は乗算器142によりなされ、この乗算の結果、遅延プロファイル信号が得られることになる。
【0085】
このようにして得られた遅延プロファイル信号は、スイッチ1411により適正なタイミングでメモリ147内に転送され、サンプリングされて保持される。
このメモリ147内のサンプリングされて保持された信号(サンプル値)が伝送路応答係数となり、外部に伝送路応答係数として提供される。また、メモリ147内の各サンプル値はそれぞれ独立に閾値判定器144を通過して閾値判定がなされ、閾値以下のものはカットされる。そして、これにより、低レベル成分が削除された後、トランスバーサルフィルタ143へ重み係数として入力される。
【0086】
トランスバーサルフィルタ143へは拡散信号が入力され、これと上述の重み係数とでトランスバーサルフィルタとしての処理が行われることで、出力信号を得る。トランスバーサルフィルタ143の出力信号は既知系列あるいは復調結果シンボルと共に乗算器1410に与えられて乗算され、これによって干渉信号レプリカが生成される。このようにして、伝送路応答推定手段140は、伝送路応答係数と干渉信号レプリカとを得る。
【0087】
なお、ここではユーザ“#k”についての説明を行ったが、他のユーザに対する伝送路応答推定は、マッチドフィルタの係数,入力干渉信号の組み合わせと、参照または入力復調結果を所望ユーザのものに変更することで実現できる。
【0088】
また、復調結果を用いて推定を行う場合には、受信信号は遅延器により、判定入力があるまでの時間の遅延を行い、タイミング調整を図る。
(具体例3)
本発明の別の具体例を図17に示す。この例はダイバーシチを実現するための例であり、受信装置は複数のアンテナ178を具備している。そして、それぞれのアンテナ178は異なる遅延時間の遅延器176を介して時間を異ならせた上で加算手段177により加算され、RF受信回路171に与えられて復調され、ベースバンド信号となる。なお、加算手段177による加算処理はIF(中間周波)信号段やベースバンド信号段で行うようにすることも可能である。
【0089】
RF受信回路171にて変換されたベースバンド信号は、符号同期回路172および伝送路応答推定手段173および部分最尤系列推定手段174に与えられる。符号同期回路172ではこのベースバンド信号をもとに、受信信号の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う。そして、符号同期回路172では得られた符号タイミングを、各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする伝送路応答推定手段173と、復調を行う部分最尤系列推定手段174と、後段検出手段175に与える。
【0090】
一方、部分最尤系列推定手段174では、自セル内の受信信号のうち、一部の信号、例えば、受信信号強度の強いものから順に所定のユーザ数分(例えば、Lユーザ数分)の信号について最尤系列推定を行い、また、最尤系列推定結果に対応した受信信号レプリカを受信信号から差し引いた残りの信号(残差信号)を生成して後段検出手段175に伝送する。このようにして、ベースバンド信号のうちの上述のようなLユーザ分の信号について復調し、検出データとして出力する。また、その復調したLユーザ分の信号について、受信信号レプリカを作成し、この受信信号レプリカを、おおもとの受信信号であるベースバンド信号から差し引いてその残りの信号(残差信号)を生成して後段検出手段175に与える。
【0091】
これにより、部分最尤系列推定手段174において、受信信号から信号強度の強い一部のユーザの信号が復調されることになり、復調されなかった他のユーザの信号は後段検出手段175で復調することになる。
【0092】
(最尤系列推定法)
本発明の最尤系列推定法の一具体例を図9に示す。
ボイスアクティビティを送信時のデューティ比またはスイッチング(VOX)により利用するCDMAシステムにおいては、通信中のユーザが常に電波を送出しているとは限らないので、非送信の状態(図中“0”で示されたシンボル)を加えて系列推定を行うようにする。これにより、非送信状態の信号を正確に推定することができるので、受信特性を向上することができる。
【0093】
(別の最尤系列推定法)
本発明の最尤系列推定法の別の一具体例を図10に示す。
VOXを用いたCDMA方式システムの最尤系列推定方法においては、状態数が増加するために、信号処理量もこれに伴い増加する。
【0094】
VOXのスイッチングパターンが複数シンボルを一纏まりとする場合には、非伝送状態のユーザは複数ビットにわたり、状態を制限される。従って、非送信の状態である“0”の状態を含む系列侯補は次ステージにおいても“0”となる拘束条件を付けて最尤系列推定を行うようにする。このようにすることで、信号処理量を削減できる。
【0095】
なお、図10はマルチバス伝送路あるいは各ユーザの拡散符号間に時間差がある場合の最尤系列推定の状態図である。この図には“0”を含む状態は示していないが、図9及び図10と同様、“0”状態を含めて系列推定を行うことも可能である。
【0096】
(具体例4)
CDMA方式の受信装置の別の具体例を説明する。図18および19に本発明の一具体例を示す。図18は本受信装置のブロック図であり、RF受信回路181、符号同期回路182、伝送路応答推定手段183、受信信号レプリカ生成手段184、部分系列推定器185を具備する。RF受信回路181はアンテナにより受信された信号からベースバンド信号を得る回路であり、符号同期回路182は、受信信号(ベースバンド信号)の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う回路である。伝送路応答推定手段183はRF受信回路181より与えられるベースバンド信号と符号同期回路182からの符号タイミングに基づき、各ユーザの信号が受けた伝送路応答を推定する回路である。
【0097】
受信信号レプリカ生成手段184は、伝送路応答推定手段182で得られた各ユーザの伝送路応答と、各ユーザの拡散系列の情報から各ユーザのレプリカ信号を生成するものである。また、部分系列推定器185は、図19に示すように受信すべき全ユーザを複数のグループに分割し、系列推定を行うものである。この系列推定は、グループ内ユーザの情報シンボルの全組み合わせをステートとし、各グループ化されたステート間で系列推定の生き残りパス選択を行い、復調を行うものである。
【0098】
このような構成の本装置は、基地局からの送信信号をアンテナにより受信する。そして、この受信された基地局からの送信信号は、RF受信回路181に送られることにより、ベースバンド信号に変換される。RF受信回路181にて変換されたベースバンド信号は、符号同期回路182および伝送路応答推定手段183および部分最尤系列推定手段184に与えられる。
【0099】
符号同期回路182ではこのベースバンド信号をもとに、受信信号の中から各ユーザの拡散符号に対して同期捕捉及び保持を行う。そして、符号同期回路182では得られた符号タイミングを、各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする伝送路応答推定手段183と、復調を行う部分最尤系列推定手段185に与える。
【0100】
伝送路応答推定手段183では、上記の符号タイミングに基づき、上記ベースバンド信号を処理して各ユーザの信号が受けた伝送路応答の推定をする。
一方、受信信号レプリカ生成手段184は、伝送路応答推定手段182で得られた各ユーザの伝送路応答と、各ユーザの拡散系列の情報から各ユーザのレプリカ信号を生成する。また、部分系列推定器185では、図19に示すように受信すべき全ユーザを複数のグループに分割し、系列推定を行う。この系列推定は、グループ内ユーザの情報シンボルの全組み合わせをステートとし、各グループ化されたステート間で系列推定の生き残りパス選択を行い復調を行うものである。
【0101】
各ステートには判定系列候補を保持するメモリと、受信信号から判定系列侯補のレプリカ信号を差し引いた残差信号を保持するメモリとが用意されており、決定されている情報シンボルの干渉を除去しつつ系列推定を行う。この受信方式を用いることにより、少ない演算量で良好な受信特性を得ることができるようになる。
【0102】
(具体例5)
別の受信装置の具体例を図20を用いて説明する。
図20に示すように、この受信装置はRF受信回路201、符号動機回路202、伝送路応答推定手段203、レプリカ生成手段204、部分系列推定器205,206−1〜206−nを備える。RF受信回路201は図18のRF受信回路101に対応し、符号同期回路202は図18の符号同期回路182に対応し、伝送路応答推定手段203は図18の伝送路応答推定手段183に対応し、レプリカ生成手段204は図18のレプリカ生成手段184に対応し、部分系列推定器205,206−1〜206−nは図18の部分系列推定器185に対応する。
【0103】
本具体例の受信機構成は基本的に図18に示したものと同一であるが、部分系列推定器がカスケード接続され、いわゆるマルチステージ受信と同様の構成となる。
【0104】
この時、初段の部分系列推定器205は上述の部分系列推定器185と全く同一のアルゴリズムで動作するが、カスケード接続2段目以降の後段部分系列推定器206は前段で判定された結果を用いて、系列推定候補以外のユーザの情報シンボルを拘束して系列推定を行うものである。
【0105】
このような手法を採ることにより、受信特性の更なる向上を図ることができる。
以上、種々の具体例を説明したが、これらは独立構成で説明したために、同じ処理を行う手段を重複して記述した。しかし、これらを組み合わせて受信装置を実現する場合には重複する処理系は省略することができる。また、以上の本発明の受信装置の構成要素は物理的に分離する必要はなく、単体あるいは複数の信号処理プロセッサ上で構成することも可能である。
【0106】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明にかかるCDMA方式の受信装置では、システムの運用状態、あるいは受信信号電力に応じて最尤系列推定のためのステート数を制限することで、受信装置の演算処理量を削減する。また、本発明の受信方式では、ボイスアクテイビティを利用するために送信信号のデューテイーサイクルの変化するようなシステムにおいても、情報判定以外に信号が送信されているか否かを判定することで、特性劣化無しに最適受信を実現できる。さらに、本発明の受信方式では各信号の伝送路応答に応じた受信信号レプリカを用いて最尤系列推定を行うことでダイバーシチ効果が期待でき、さらに、大きなレベルの遅延信号が無い伝送路環境では、複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ時問の異なる遅延素子で遅延させた後に合成し、これを新たな受信信号として扱い、最適受信を行うことでダイバーシチ効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】CDMAセルラーシステムを示す図。
【図2】CDMAシステムの周波数領域における干渉信号の様子を示す図。
【図3】本発明の受信方式を採用した受信装置の構成例を示す図。
【図4】本発明の受信方式における部分最尤系列推定器の構成例を示す図。
【図5】本発明の受信方式を採用した受信装置における別の構成例を示す図。
【図6】本発明の受信方式における後段検出器の構成の一例を示す図。
【図7】本発明の受信方式における後段検出器の構成の別の一例を示す図。
【図8】本発明の受信方式における後段検出器の構成の別の一例を示す図。
【図9】本発明の部分最尤系列推定の系列推定方法を示す状態図の一例(2ユーザの場合)。
【図10】本発明の部分最尤系列推定の系列推定方法を示す状態図の別の一例(2ユーザの場合)。
【図11】本発明の部分最尤系列推定の系列推定方法を示す状態図の別の一例(2ユーザ1シンボル遅延の場合)。
【図12】本発明の受信方式における受信信号レプリカ生成手段の構成例を示す図。
【図13】本発明の受信方式における伝送路応答推定手段の構成例を示す図。
【図14】本発明の受信方式における伝送路応答推定手段の別の構成例を示す図。
【図15】本発明の受信方式における受信処理手順の一例を示す図。
【図16】本発明の受信方式における受信処理手順の別の一例を示す図。
【図17】本発明の受信方式構成の別の一例を示す図。
【図18】本発明の受信装置構成の一例を示す図。
【図19】本発明の受信方式の一例を示す図。(−グループ内3ユーザ,2値変調の場合の状態遷移図)
【図20】本発明の受信装置構成の別の一例を示す図。
【符号の説明】
11…セル
12,14…CDMA基地局
13,15…端末装置
31,5、1…RF受信回路
32,52…拡散符号同期手段
33,53…伝送路応答推定手段
34,40,54,55,56…部分最尤系列推定手段
35,60,70.80…後段検出手段
41…ユーザソーティング手段
42…受信信号レブリカ生成手段
43…部分系列侯補生成及び最尤系列推定手段
44,148…減算器
61…#L+1ユーザ信号受信機
62…#L+2ユーザ信号受信機
63…#L+3ユーザ信号受信機
64…#Kユーザ信号受信機
71…Decorrelator受信機
72…乗算器
73…判定器
81…“#L+1”ユーザ信号受信/除去器
82…“#L+2”ユーザ信号受信/除去器
83…“#K”ユーザ信号受侶器
121…伝送路応答推定及びユーザソーティング手段
122…拡散系列生成手段
123…伝送路応答情報メモリ
124…フイルタ
125…畳み込み演算器
126…受信信号レプリカメモリ
130,140…伝送路応答推定手段
131,141…#kユーザ用相関器(またはディジタルマッチドフィルタ)
132,142,1410…乗算器
133…シフトレジスタ
135.145…帰還重み
136,146…加算器
137,147…メモリ
143….トランスバーサルフイルタ
149…複素共役演算器
1411,1412…スイッチ
1413…遅延器
135.145…帰還重み
136,146…加算器
137,147…メモリ
143…トランスバーサルフイルタ
149…複素共役演算器
181,・201RF受信回路
182,202…符号同期回路
183,203…伝送路応答推定及びユーザソーティング手段
184,204…受信信号レプリカ生成手段
185,205…部分系列推定手段
206−1〜206−n…後段用の部分系列推定手段
1411,1412…スイッチ
1413…遅延器
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a code division multiple access (CDMA) receiver.
[0002]
[Prior art]
As a mobile communication system capable of increasing user capacity and improving communication quality, a code division multiple access (hereinafter abbreviated as CDMA) system is adopted. This CDMA system is a multiple access system in which a specific code is assigned to each line, a modulated wave having the same carrier frequency is spread by this code, and the code is synchronized on the receiving side to identify a desired line. , Also called SSMA (Spread Spectrum Multiple Access) method. The CDMA system does not require an initial connection process, and has an advantage that communication can be performed directly for each call as long as the codes are determined in advance, and has excellent features such as confidentiality and interference resistance.
[0003]
By the way, in a communication system employing this CDMA system, in order to improve frequency utilization efficiency, communication is usually performed using the same carrier frequency in the service area (hereinafter referred to as a cell) of each base station, and voice The device has been devised to efficiently link the probability of occurrence (voice activity) to an increase in system capacity.
[0004]
Also, the user capacity of a CDMA system is limited by the total interference power of other users (other channels) generated in all cells, but the user capacity increases by positively removing and suppressing this interference. A receiving method that enables the above has been proposed. For example, optimal receivers, orthogonalized receivers, adaptive interference cancellation receivers, multistage receivers, etc. have been proposed as such reception methods, and among them, optimal receivers have the best characteristics for user multiplexing. Have.
[0005]
This optimum receiver generates a signal replica for all users who perform communication, and an information symbol (for example, BPSK (two-phase modulation) that minimizes the error signal power between the received signal and all user signal replicas. ) Method is a maximum likelihood sequence estimation method for estimating a combination of signals indicating transmission information such as {+1, −1}.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventional optimum receiver has the best reception characteristics, but it must generate a received signal replica for all information symbol combinations of all users and obtain an error signal power from the received signal. Therefore, a huge amount of calculation is required for reception.
[0007]
In addition, in a conventional interference canceling receiver including an optimum receiver, a method corresponding to a system that uses voice activity (for example, a system that changes a bit rate by changing a duty cycle of a transmission signal) is considered. There wasn't. Furthermore, the conventional optimum receiver has not considered an efficient reception method for realizing diversity.
[0008]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of reducing the amount of calculation at the time of reception. Another object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of realizing a system that can change the bit rate by changing the duty cycle of a transmission signal, and further realizing an efficient receiving method for realizing diversity.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention receives and demodulates a code division multiple access (CDMA) system signal in which a plurality of wireless communication devices perform multiplex communication using different spreading codes within the same frequency band. In the receiving device,
Channel response estimation means for estimating the channel response received by the received signal for each spreading code, maximum likelihood sequence estimation only for some of the received signals, and the signal component of the determination result It comprises partial maximum likelihood sequence estimation means that removes the received signal and outputs it, and subsequent stage detection means that demodulates signals other than the part of the signal from the output signal from the maximum likelihood sequence estimation means. Further, the partial signal for performing partial maximum likelihood sequence estimation has the largest amplitude component among the time response of the transmission line response to each spreading code obtained by the transmission line response estimation means for each spreading code. Comparison was made and some of the higher-order products were selected from the comparison results in descending order of the amplitude component.
[0010]
As described above, in the present invention, the partial maximum likelihood sequence estimation means demodulates the signal of a part of the user from the received signal, removes the demodulated part from the received signal, and gives the remainder to the subsequent detection means as a residual signal. Then, the remainder is demodulated by the latter detection means. In the case of this system, when the residual signal is demodulated by the post-stage detection means, the residual signal does not include the user signal component demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation means. That is, the signal corresponding to the user demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation means is removed when the partial maximum likelihood sequence estimation means outputs the residual signal, and is no longer included. In the post-stage detection means, the demodulated user signal is not subject to demodulation, and the non-demodulation target signal is an interference signal. In the present invention, the demodulated user interference signal is included in the signal provided to the post-stage detection means. Since it is not included, the power of the interference component is reduced, and the subsequent detection means can obtain good reception characteristics. In addition, among the received signals, a plurality of users' signals are classified according to the signal strength, and first, maximum likelihood sequence determination is performed on the signals of the users of the group having a strong signal strength, and the signals of this group are determined from the received signals It is excluded, and the remaining is given to the subsequent detection means which is another maximum likelihood sequence estimation means, and the maximum likelihood sequence is determined.
[0011]
As a means for performing maximum likelihood sequence estimation, if the number of users to be judged is large, the scale of processing increases exponentially, and the processing time and the scale of processing hardware also increase in proportion to increase the cost. Invite. Also, depending on the scale, it cannot be realized with current processing hardware. However, this can be solved by dividing and processing as in the present invention.
[0012]
In addition, the receiving apparatus of the present invention uses partial maximum likelihood sequence estimation means for performing maximum likelihood sequence estimation including a state in which no signal is transmitted when performing demodulation.
In this case, the partial maximum likelihood sequence estimation means determines whether or not a signal is transmitted in addition to the information determination. Therefore, even in a system in which the duty cycle of a transmission signal changes in order to use voice activity, by determining whether or not a signal is transmitted in addition to information determination, there is no deterioration in characteristics. Optimal reception can be realized.
[0013]
Further, according to the present invention, the partial maximum likelihood sequence estimation means spreads all of the determination sequence compensation with a spreading code corresponding to each element of the sequence compensation, and provides a corresponding transmission line response to each spread signal. A reception signal replica compensation obtained by performing a convolution operation is generated, and a decision sequence candidate that minimizes the error power of the reception signal and the sum of the reception signal replica compensation of the partial signals is obtained as a reception result. Output it.
[0014]
In this way, by performing maximum likelihood sequence estimation using a received signal replica corresponding to the transmission path response of each signal, a bus diversity effect can be expected, and moreover, in a transmission path environment without a large level of delay signal, a plurality of Diversity of signals received by these antennas using delay elements with different times and combining them, treating them as new received signals, and performing optimal reception to obtain a diversity effect Can do.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a receiving method of a CDMA system according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram for explaining the outline of a CDMA cellular system, in which 11 is a cell, 12 and 14 are CDMA base stations, and 13 and 14 are mobile terminals. The CDMA base stations 12 and 14 are arranged in a distributed manner, and in one base station, a range where radio waves from the base station can reach is a cell that is a service area of the base station.
[0016]
The CDMA base stations 12 and 14 can communicate with the mobile terminals 13 and 14 in the cell by performing wireless communication by the CDMA method. In order to prevent communication from being interrupted even if the mobile terminals 13 and 14 move between cells, a base station is installed in such a manner that a part of the cell overlaps with an adjacent cell. When the mobile terminals 13 and 14 are turned on, or moved from outside the service area of the CDMA cellular system, and when a location registration request is received from the CDMA base station, a specific control channel is set. The base station uses the base station cell to receive its own ID (identification code) to the CDMA base station, receive it at the base station, and receive it at a plurality of CDMA base stations. The location registration is made assuming that the mobile terminal is located inside.
[0017]
Location registration is performed by registering the mobile terminal ID and cell information in a location registration apparatus installed in a center that supervises the operation of the CDMA cellular system, and when communication with the mobile terminal becomes necessary By checking the location of the mobile terminal using the information of the location registration device, it grasps the current location and communicates with the mobile terminal via the base station serving the cell at the current location. become.
[0018]
In general, in a CDMA cellular system, a plurality of base stations are distributed and the radio wave coverage at each base station is defined as the service area of the base station, and each service area is referred to as a cell. The same carrier frequency is used for transmission and reception by code division multiple access. In order to continue communication between a mobile communication terminal and a base station, in a cell adjacent to a certain cell, the base station of that cell uses the carrier used by the mobile communication terminal. Communication is performed by CDMA using the same carrier frequency as the frequency.
[0019]
As described above, since the same carrier frequency is used in the plurality of adjacent cells 11, as shown in FIG. 1, a signal from the terminal device 131 belonging to the base station 12 of another cell is transmitted to another base station 14. It is mixed in the receiving device as an interference wave. Usually, these CDMA interference waves from the outside of the own cell behave in the same manner as noise in the receiving apparatus of the base station 14 because the code type, code timing, transmission path response state, etc. are unknown. FIG. 2 schematically shows signal components received by the base station in the frequency domain.
[0020]
Incidentally, there is an optimum receiver as a receiving method for reducing the influence of interference between other stations in the CDMA system. As described above, this reception method obtains a good user multiplexing characteristic by maximum likelihood sequence estimation, but has a drawback that the amount of calculation increases exponentially as the number of users increases. However, in the reception situation as shown in FIG. 2, the signal component of the user that is not large in power among the interference in the own cell, or the interference of the user in the own cell up to the same level as noise and other cell interference is Since the maximum likelihood sequence determination is not greatly affected, the calculation amount can be reduced without causing significant characteristic deterioration by removing the maximum likelihood determination from the compensation. The present invention takes advantage of this property.
[0021]
(Specific example 1)
FIG. 3 shows a specific example of the CDMA receiver according to the present invention using the above-described properties. In the figure, 31 is an RF receiver circuit, 32 is a code synchronization circuit, 33 is a transmission path response estimation circuit, 34 is a partial maximum likelihood sequence estimator, and 35 is a post-stage detection circuit.
[0022]
Among these, the RF receiving circuit 31 is a circuit that obtains a baseband signal from the signal received by the antenna, and the code synchronization circuit 32 performs synchronization acquisition and holding for each user's spreading code from the received signal. Circuit. The transmission path response estimation means 33 is a circuit that estimates the transmission path response received by each user's signal based on the baseband signal supplied from the RF receiver circuit 31 and the code timing from the code synchronization circuit 32.
[0023]
The partial maximum likelihood sequence estimation means 34 is a device that performs demodulation based on the baseband signal given from the RF receiving circuit 31 and the transmission path response estimation information from the transmission path response estimation means 33, Among the received signals, maximum likelihood sequence estimation is performed on a part of the signals, for example, signals for a predetermined number of users in order from the strongest received signal strength, and the received signal replica corresponding to the estimation result is received signal. The remaining signal (residual signal) subtracted from the signal is generated and given to the subsequent detection means 35.
[0024]
Subsequent detection means 35 is an apparatus for obtaining detection data by demodulating based on the signal (residual signal) from partial maximum likelihood sequence estimation means 34 and the signals from code synchronization circuit 32 and transmission line response estimation means 33. .
[0025]
This apparatus having such a configuration receives a transmission signal from a base station via an antenna. Then, the received transmission signal from the base station is sent to the RF receiving circuit 31 to be converted into a baseband signal. The baseband signal may be an analog signal or a digital signal. In the case of a digital signal, the RF receiving circuit 31 has an A / D (analog / digital) converter, and the processing stages after the RF receiving circuit 31 Then, necessary processing is performed by digital signal processing.
[0026]
The baseband signal converted by the RF receiving circuit 31 is supplied to the code synchronization circuit 32, the transmission path response estimation means 33, and the partial maximum likelihood sequence estimation means 34. Based on this baseband signal, the code synchronization circuit 32 acquires and holds synchronization for the spread code of each user from the received signal. Then, the code synchronization circuit 32 uses the obtained code timing to determine the channel response received by each user signal, the channel response estimation unit 33 for estimating the channel response, the partial maximum likelihood sequence estimation unit 34 for demodulation, and the subsequent detection. Provided to means 35.
[0027]
Based on this code timing, the transmission path response estimation means 33 processes the baseband signal and estimates the transmission path response received by each user's signal.
On the other hand, the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 performs maximum likelihood sequence estimation on a predetermined number of users in order from a part of the received signals in the own cell, for example, signals having strong received signal strength, Further, the remaining signal (residual signal) obtained by subtracting the received signal replica corresponding to the maximum likelihood sequence estimation result from the received signal is generated and transmitted to the subsequent detection means 35. That is, some of the above-mentioned user signals in the baseband signal are demodulated and output as detection data. Also, a received signal replica is created for the demodulated signals of some users, and this received signal replica is subtracted from the baseband signal that is the original received signal r to obtain the remaining signal (residual signal (r And a demodulated replica of each user's signal))) is generated and provided to the post-detection means 35.
[0028]
As a result, the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 demodulates the signals of some users having strong signal strength from the received signal, and the post-detection means 35 demodulates the signals of other users not demodulated. It will be. That is, the signals of other users that have not been demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 are included in the residual signal, and are provided to the subsequent detection means 35. Therefore, in the subsequent detection means 35, the residual signal Thus, the signal of an undemodulated user is demodulated. Then, the downstream detection means 35 outputs the demodulated user signal as detection data.
[0029]
As described above, in the present invention, the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 demodulates the signal of a part of the user, and gives the remainder to the subsequent detection means 35 as a residual signal, which is demodulated here. This is a major feature of the invention. That is, when the residual signal is demodulated by the post-stage detection unit 35, the residual signal does not include the user signal component demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation unit 34. That is, the signal corresponding to the user demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation unit 34 is removed when the partial maximum likelihood sequence estimation unit 34 outputs the residual signal, and is no longer included. In the post-stage detection unit 35, the demodulated user signal is not subject to demodulation, and the signal not to be demodulated becomes an interference signal. In the present invention, however, the signal supplied to the post-stage detection unit 35 does not interfere with the demodulated user. Since no signal is included, the power of the interference component is reduced, and the post-detection means 35 can obtain good reception characteristics.
[0030]
An example of the signal processing procedure of the receiving apparatus of the present invention will be described using the flowchart of FIG. First, the receiving apparatus captures and holds the synchronization of the spreading code assigned to each user (step S1).
[0031]
In this case, the time when a new user starts communication is set as the start time. However, in the spreading code of the user who has already received, this process is performed in synchronization (the synchronization is performed regularly or periodically). Is equivalent). In addition, a signal that is irregularly mixed, such as a signal according to a control protocol before starting communication, can be excluded from this routine.
[0032]
Next, the channel response is estimated using the autocorrelation characteristics of each spread code of the received signal (step S2). In this process, the time, amplitude, and phase of the main wave and delay wave are measured using a known signal included in the transmission signal. In addition, when not using a delayed wave, it is also possible to simplify a receiver by measuring only the amplitude and phase of a main wave.
[0033]
Next, the transmission line response is corrected (step S3). The correction of the transmission line response here is a process of correcting the transmission line response estimated value obtained in the previous process by using the demodulation result. When the signal immediately after the known signal is received or in a system with little transmission line fluctuation Then it can be omitted.
[0034]
Next, the received signal strength for each user is detected using the obtained channel response estimation value for each user (spread code of each user), and the user numbers are rearranged in the order of received strength based on the detection result. (Step S4). As a result, assuming that the number of users is equal to K users (where K is 1 <L <K, and L and K are both integers), each spread code for K users has a strong received signal strength. They will be arranged in order from the one. Then, L users are selected in descending order of reception signal strength (step S5), and partial maximum likelihood sequence estimation is performed (step S6). As a result, partial maximum likelihood sequence estimation is performed for the first “L” user with strong reception strength among the spread codes for “K” users. Then, the spread codes for the remaining users are sent as residual signals to the subsequent detection means 35, and the subsequent detection means 35 demodulates the signals for the remaining "KL" users (step S7). .
[0035]
Thus, the received signal strength for each user is detected using the obtained channel response estimation value for each user (spread code of each user), and the user numbers are rearranged in the order of received strength (where, The received signal strength may be the signal power of the main wave, but as another specific example, the power integral value of the estimated transmission path response (delay profile) may be used) Demodulation processing is performed by the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 which is a front-stage receiving unit, and demodulation of the remaining user spread codes is processed by the rear-stage detection means 35. As another specific example, maximum likelihood sequence estimation can be performed for a signal of a predetermined spreading code regardless of the signal strength, and the processing procedure can be simplified by this method.
[0036]
Further, when the number of users actually communicating is “L” or less, it is possible to demodulate all of them by the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 regardless of the signal strength. Further, like the channel response estimation, this process can be performed for each symbol, or the same result can be used over a plurality of symbols.
[0037]
Next, the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 receives “L” users selected in the previous step. In this process, demodulation is performed in the same manner as in the conventional optimum reception method, but the received signal replica obtained from the demodulation result, spreading code, transmission path response estimation result, and code timing is deleted from the received signal (remaining). By outputting the difference signal to the subsequent detector, it is possible to reduce the interference component given to other signals by the user demodulated in this process.
[0038]
Finally, the post-stage detection means 35 performs the process of step S7, demodulates the remaining user signal from the residual signal, and returns to the transmission path response correction process for the next symbol demodulation. As another specific example of the present invention, it is possible to simultaneously demodulate a plurality of symbols in time.
[0039]
As described above, in this specific example, among the received signals, a plurality of user signals are classified according to the signal strength, and first, maximum likelihood sequence determination is performed on the signals of the users in the group having the strong signal strength. The signal of the group is excluded from the received signal, and the remaining signal is given to another maximum likelihood sequence estimation means to perform maximum likelihood sequence determination.
[0040]
When the number of users to be judged is large, the maximum likelihood sequence estimation means increases the scale of processing exponentially, and the processing time and the scale of processing hardware also increase proportionally, resulting in high costs. Also, depending on the scale, it cannot be realized with current processing hardware. However, this can be solved by dividing and processing as in this specific example.
[0041]
(Specific example of partial maximum likelihood sequence estimation means 34)
Next, one specific example of the partial maximum likelihood sequence estimation means 34 of the present invention is shown in FIG. Reference numeral 40 in FIG. 4 denotes partial maximum likelihood sequence estimation means in this specific example. The partial maximum likelihood sequence estimation means 40 in this specific example is composed of a received power sorting means 41, a received signal replica generation means 42, partial sequence candidate generation and maximum likelihood sequence estimation means 43.
[0042]
Among these, the received power sorting means 41 sorts the user numbers in descending order of the signal strength (received power) based on the input from the transmission path response estimating means 33, and the upper L of them ( A function of selecting the upper L users). The received signal replica generation means 42 also transmits the transmission path response estimation result inputted from the transmission path response estimation means 33, the code timing information of each user, and the spread codes for the L users selected by the reception power sorting means 41. The received signal replica is generated from the partial sequence candidate generation and the decision sequence interpolation obtained from the maximum likelihood sequence estimation means 43.
[0043]
Further, the partial sequence candidate generation and maximum likelihood sequence estimation means 43 demodulates the spread codes for L users selected by the received power sorting means 41, outputs detection data for L users, and obtains it from the subtractor 44. And a function for outputting the difference signal to the subsequent detection means as a residual signal. The subtractor 44 is a circuit for obtaining a difference between the received signal from the RF receiving circuit and the received signal replica obtained by the received signal replica generating means 42.
[0044]
In such a configuration, the result obtained by the transmission path response estimation means 33 (sample value of the delay profile estimation value of the transmission path response received by each user) is input to the user sorting means 41, and the user sorting means 41 Sorts the user numbers in descending order of the signal strength (reception power) based on the input from the transmission path response estimation means 33, and the upper L of them, that is, the upper L having the strong signal strength. Select the user. Then, the user sorting means 41 notifies the user numbers for the selected L users to the partial sequence complement generation and maximum likelihood sequence estimation means 43. Further, the user sorting means 41 inputs the transmission path response estimation results for these selected L users to the reception replica generation means 42.
[0045]
In the subsequence complement generation and maximum likelihood sequence estimation means 43, signal symbols that can be transmitted by each user (± 1 for BPSK, (± 1 / √2, ± 1 / √2) for QPSK, and M-arySS). For example, the types of transmission sequences) are generated in combination for L users (decision sequence supplement), and all combinations are sequentially output to the received signal replica generation means 42.
[0046]
The reception signal replica generation means 42 receives the transmission path response estimation result inputted from the transmission path response estimation means 33, the decision sequence compensation, the spread code for the selected L users, and the code timing information of each user. Generate a signal replica. Then, the generated received signal replica is given to the subtractor 44.
[0047]
On the other hand, a reception signal is given to the subtractor 44 from the RF receiving circuit. The subtracter 44 receives an error (residual) between the reception signal from the RF receiving circuit and the reception signal replica from the reception signal replica generation means 42. Signal) is obtained by subtraction of both. Then, the subtractor 44 gives the obtained error (residual signal) to the partial sequence interpolation generation and maximum likelihood sequence estimation means 43.
[0048]
Then, the partial sequence complement generation and maximum likelihood sequence estimation means 43 calculates the power value (error power) again based on this.
Using this error power as a branch metric, maximum likelihood sequence estimation for a determination sequence candidate is performed. The partial maximum likelihood sequence estimation means 40 outputs the result of the maximum likelihood sequence estimation or the result of the previous time when the buses of the maximum likelihood sequence estimation are merged and the residual signal corresponding thereto.
[0049]
Here, the residual signal may be calculated anew at the time of series determination, or a memory is provided and stored in this memory until the judgment converges, and the contents of the memory are called according to the judgment result. Also good. As yet another specific example, the residual signal of each series compensation may be sequentially output to the subsequent detection means. In this case, the post-stage detection means sequentially demodulates the signals of the remaining users, stores the respective demodulation results in a memory corresponding to the sequence complement, and determines the sequence detection means when the series complement is determined. It is also possible to take a method of simultaneously determining the result. By adopting this method, the time required for demodulation can be greatly reduced.
[0050]
Further, as another specific example of the present invention, the partial maximum likelihood sequence estimation means prepares cross-correlation coefficients of spreading codes for all judgment system candidates and outputs an output signal from a correlator corresponding to each spreading code. It is also possible to perform maximum likelihood sequence estimation using
[0051]
In this case, calculation and determination of the error signal is performed at information symbol intervals, and residual signal generation is performed again using the determination result. By using this method, it is possible to reduce the processing time required for maximum likelihood sequence estimation.
[0052]
(Specific example 2)
Next, another specific example of the CDMA receiving apparatus of the present invention will be described with reference to FIG.
In the figure, 51 is an RF receiver circuit, 52 is a code synchronization circuit, 53 is a transmission line response estimation circuit, 54 is a partial maximum likelihood sequence estimator, and 55 and 56 are post-stage detection circuits.
[0053]
Among these, the RF receiving circuit 51 is a circuit that obtains a baseband signal from the signal received by the antenna, and the code synchronization circuit 52 is synchronized with the spread code of each user from the received signal (baseband signal). A circuit that captures and holds. The transmission path response estimation means 53 is a circuit that estimates the transmission path response received by each user signal based on the baseband signal given from the RF receiving circuit 51 and the code timing from the code synchronization circuit 52.
[0054]
The partial maximum likelihood sequence estimation means 54 is a device that performs demodulation based on the baseband signal given from the RF receiving circuit 51 and the transmission path response estimation information from the transmission path response estimation means 53, Among the received signals, maximum likelihood sequence estimation is performed on a part of the signals, for example, signals for a predetermined number of users in order from the strongest received signal strength, and the received signal replica corresponding to the estimation result is received signal. The remaining signal (residual signal) subtracted from the signal is generated and given to the subsequent detection means 55.
[0055]
Subsequent detection means 55 is an apparatus for obtaining detection data by demodulating based on the signal (residual signal) from partial maximum likelihood sequence estimation means 54 and the signals from code synchronization circuit 52 and transmission line response estimation means 53. . The downstream detection means 55 is a device that obtains detection data by demodulating a signal for L users with strong received power intensity, performs maximum likelihood sequence estimation from the residual signal, and receives a received signal replica corresponding to the estimation result, It has a function of generating a further remaining signal (final residual signal) subtracted from the residual signal and supplying it to the subsequent detection means 56. The post-stage detection unit 56 is a device that demodulates the final residual signal from the post-stage detection unit 55 to obtain detection data.
[0056]
This apparatus having such a configuration receives a transmission signal from a base station via an antenna. The received transmission signal from the base station is sent to the RF receiving circuit 51 to be converted into a baseband signal. The baseband signal converted by the RF receiving circuit 51 is given to the code synchronization circuit 52, the transmission path response estimation means 53, and the partial maximum likelihood sequence estimation means 54. Based on the baseband signal, the code synchronization circuit 52 acquires and holds synchronization for the spread code of each user from the received signal. Then, the code synchronization circuit 52 uses the obtained code timing to determine the channel response received by each user's signal, the channel response estimation unit 53 for estimating the channel response, the partial maximum likelihood sequence estimation unit 54 for demodulation, and the subsequent detection. The means 55 and 56 are given.
[0057]
On the other hand, the partial maximum likelihood sequence estimation means 54 is a signal corresponding to a predetermined number of users (for example, the number of L users) in order from a part of the received signals in the own cell, for example, signals having strong received signal strength. And the remaining signal (residual signal) obtained by subtracting the received signal replica corresponding to the maximum likelihood sequence estimation result from the received signal is generated and transmitted to the downstream detection means 55. In this manner, the signals for the L users as described above in the baseband signal are demodulated and output as detection data. Also, a received signal replica is created for the demodulated signals for L users, and this received signal replica is subtracted from the baseband signal that is the original received signal to generate the remaining signal (residual signal). Then, it is given to the subsequent detection means 55.
[0058]
As a result, the partial maximum likelihood sequence estimation means 54 demodulates the signals of some users having strong signal strength from the received signal, and the signals of other users not demodulated are detected by the subsequent detection means 55 and 56. It will be demodulated.
[0059]
That is, the signals of other users that have not been demodulated by the partial maximum likelihood sequence estimation means 54 are included in the residual signal, and are provided to the subsequent detection means 55. Thus, a predetermined number of undemodulated user signals with strong received power intensity are demodulated. Then, the downstream detection means 55 outputs the demodulated user signal as detection data. Further, the post-stage detection means 55 generates a replica of the demodulated user signal, subtracts it from the received residual signal, obtains it as a final residual signal, and gives this to the post-stage detection means 56. The signals of other users that have not been demodulated by the post-stage detection unit 55 are included in the final residual signal, and are supplied to the post-stage detection unit 55. An undemodulated user signal is demodulated. Then, the downstream detection means 56 outputs the demodulated user signal as detection data.
[0060]
As described above, the residual signal output from the partial maximum likelihood sequence estimation unit 54 is input to the subsequent stage detection unit 55. The residual signal output from the post-stage detection unit 55 is input to the post-stage detection unit 56. In this specific example, the inside of the subsequent stage detection means 55 and 56 is realized by the same configuration as the partial maximum likelihood sequence estimation means 54 that is a component of the previous stage. That is, in this specific example, the configuration of the partial maximum likelihood sequence estimation means (the latter detection means 55 and 56) at the rear stage is the same as that of the previous stage (the partial maximum likelihood sequence estimation means 54), but the sequence to be demodulated is In the partial maximum likelihood sequence estimation means 54, the groups for the L users having the strongest received power intensity are those from the “# 1” user to the “#L” user, whereas the latter detection means 55 receives the received power intensity. Are groups from “# L + 1” to “# 2L” users, which are groups for L users in the next order, and the downstream detection means 56 is a group for 1 to L users with the lowest received power intensity. From “Kn · L” user to “#K” user.
[0061]
In addition, when the latter stage detection means 55 and 56 cannot process all users, it is possible to connect another latter stage detection means. In this case, partial maximum likelihood sequence estimation means can be used as another post-stage detection means at the third stage (FIG. 16), or other methods can be used.
[0062]
In the partial maximum likelihood sequence estimation of FIG. 16, code timing acquisition is performed on the received signal (step S21), transmission path response estimation is performed (step S22), user numbers are rearranged in the order of reception intensity (step S23), and reception is performed. The signals for L users are selected in descending order of strength (step S24), replicas are generated for the sequence candidates (step S25), sequence candidates are selected (step S26), and the selected sequence candidates are output ( This is performed by processing such as step S26) and outputting the remaining signals to the subsequent stage (step S28).
[0063]
(Another specific example of the latter detection means)
A specific example of another subsequent detection means will be described with reference to FIG. In FIG. 6, 60 is a post-stage detection means. The post-stage detection means 60 includes a # L + 1 detector 61, a # L + 2 detector 62, a # L + 3 detector 63, and a #K detector 64. The # L + 1 detector 61, the # L + 2 detector 62, the # L + 3 detector 63, and the #K detector 64 are all configured by a matched filter or a correlator, and a matched filter corresponding to a spread code of an undemodulated user or Detection data is obtained by despreading the residual signal using a correlator. # L + 1 detector 61 is for L + 1 users, # L + 2 detector 62 is for L + 2 users, # L + 3 detector 63 is for L + 3 users, and #K detector 64 is for K users It corresponds to a code and despreads the signal of each corresponding user.
[0064]
In such a configuration, the residual signal output from the partial maximum likelihood sequence estimation means in the previous stage is despread using the matched filter 61 corresponding to the spreading code of the undemodulated user or the correlator.
[0065]
In addition, under the condition that there is no interference signal in the signal to be demodulated, the demodulated code of the non-demodulated user can be demodulated well by using a matched filter when demodulating the spread code of the non-demodulated user. can do. In this specific example, the residual signal output from the partial maximum likelihood sequence estimation means in the previous stage is demodulated in the subsequent stage. Therefore, since there is no signal that is not subject to demodulation in the residual signal, it can be said that there are few interference signals. Therefore, by using a matched filter as a detector, a spread code of an undemodulated user can be demodulated with an inexpensive configuration, and the cost of the system can be reduced.
[0066]
Here, as another specific example of the despreading means of the CDMA system using the orthogonal code as the spreading code, a high-speed Hadamard transformer can be used. Still another specific example of the latter-stage detection means will be described with reference to FIG.
[0067]
(Another specific example of the latter detection means)
7 includes a cross-correlation inverse characteristic matrix processing unit 71 that performs cross-correlation inverse characteristic matrix processing of spreading codes, an output of the cross-correlation inverse characteristic matrix processing unit 71, and a transmission path response estimator (transmission path response). A multiplier 72 for multiplying the output from the estimation means), and a discriminator 73 for receiving the multiplication output of the multiplier 72 and determining the sign of the output. There are a plurality of multipliers 72 and discriminators 73, each of which is for a user whose received power is in a specific order.
[0068]
This method is a decorrelator type reception method, and demodulates a spread code of a user other than the user (undemodulated user) demodulated by partial maximum likelihood sequence estimation using the cross-correlation inverse characteristic matrix processing means 71 of the spread code. To do.
[0069]
The demodulated output from the cross-correlation inverse characteristic matrix processing means 71 is subjected to phase correction using a multiplier 72 and subjected to sign determination using a discriminator 73.
(Another specific example of the latter detection means)
Still another specific example of the latter-stage detection means will be described with reference to FIG. This method uses a plurality of interference cancellation receivers. As shown in FIG. 8, in the latter-stage detection means 80 using this interference cancellation receiver, the residual signal from the partial maximum likelihood sequence estimation means, which is the previous stage, is input to the interference cancellation receiver 81, and the interference cancellation receiver In 81, first, the signal of the user ("# L + 1" user) having the largest signal strength among the undemodulated user channel response estimation values is despread and demodulated by the spreading code of the "# L + 1" user, The detection data of “# L + 1” user is obtained, and the transmission signal replica of “# L + 1” user is removed from the residual signal using the demodulation result, and is output to the next interference cancellation receiver 82 as the residual signal. . The interference cancellation receiver 82 is for a user (“# L + 2” user) having the largest signal strength among the remaining channel demodulation estimates of undemodulated users, and the interference cancellation receiver 82 uses the interference cancellation receiver 81. Is despread with the spreading code of the “# L + 2” user to demodulate the signal of “# L + 2” user, and using the demodulation result, the transmission signal replica of “# L + 1” user Are removed from the residual signal and output to the next interference cancellation receiver 83. Demodulation is performed by performing the same procedure for all undemodulated users.
[0070]
(One specific example of reception signal replica generation means)
FIG. 12 shows a specific example of the received signal replica generation means of the present invention. As shown in FIG. 12, received signal replica generation means 120 includes transmission path response estimation and sorting means 121, spreading sequence generation means 122, transmission path response memory 123, band limiting filter 124, convolution calculator 125, and reception signal replica memory 126. It consists of. The transmission path response memory 123, the band limiting filter 124, the convolution calculator 125, and the reception signal replica memory 126 are respectively provided for L systems.
[0071]
The transmission path response estimation / sorting means 121 performs transmission path response estimation and has a function of rearranging user numbers in descending order of received power intensity. The transmission path response memory 123 includes transmission path response estimation and sorting. This is a memory for holding the estimated channel response value estimated by the means 121.
[0072]
The spreading sequence generating means 122 generates a spreading sequence, and the band limiting filter 124 limits the spreading sequence output from the spreading sequence generating means 122 and outputs it, and is constituted by a low pass filter (LPF). ing. The convolution calculator 125 performs a convolution calculation process on the output of the band limiting filter 124 and the transmission path response estimated value held in the transmission path response memory 123, and the reception signal replica memory 126 holds the result.
[0073]
In such a configuration, the transmission channel response estimation and sorting means 121 obtains the transmission channel response estimation value and the signal strength. Then, the transmission path response estimation and sorting means 121 gives the obtained transmission path response estimated value to the transmission path response memory 123 and holds it there, and the user information selected based on the signal strength is sent to the spreading sequence generation means 122. Forward.
[0074]
The spread sequence generation means 122 generates a spread sequence of the user selected in accordance with this user information, and inputs these to the band limiting filter 124 to generate a signal corresponding to the spread sequence (band limited spread signal). obtain. The obtained band-limited spread signal and the transmission path response estimated value previously stored in the transmission path response memory 123 are convolved by the convolution calculator 125 and stored in the received signal replica memory 126 for each user. Is done.
[0075]
Thereby, the reception signal replica for each user is held in the reception signal replica memory 126. These signals are transferred to the outside of the reception signal replica generation means as necessary. It should be noted that the band limiting filter can be omitted as another means for simplifying this example.
[0076]
(Transmission path response estimation means)
FIG. 13 shows a specific example of the transmission path response estimation means of the present invention. As shown in FIG. 13, the transmission line response estimation means 130 of the present invention includes a matched filter 131, a multiplier 132, a shift register 133, a threshold value determination unit 134, a feedback weight coefficient memory 135, an adder 136, and a previous estimated value memory 137. , Switch 138.
[0077]
Description will be given focusing on the user “#k”. When the signal (baseband signal) output from the RF receiving circuit is supplied to the transmission path response estimation means 130 of the present invention, it is first input to the matched filter 131. The matched filter 131 obtains a correlation characteristic with the spreading code of the user “#k”. The output signal of the matched filter (correlation characteristic with the spread code of the user “#k”) is phase-corrected using the multiplier 132 based on the known signal sequence or the demodulation result, thereby obtaining a delay profile of the transmission line response. The obtained delay profile is sampled by being introduced into the shift register 133 at an appropriate timing by the switch 138.
[0078]
Each sample value in the shift register 133 is obtained by separately calculating the previous estimated value (previous transmission path response estimated value) stored in the previous estimated value memory 137, the feedback weight held in the feedback weight coefficient memory 135, and A weighted average is performed using an adder 136.
[0079]
Note that the threshold determination unit 134 is for removing a low-level signal and can be omitted. As another specific example, the threshold determination unit 134 can be connected to a memory output.
[0080]
Although the description has been given for the user “#k” here, channel response estimation for other users can be realized by using the coefficients of the matched filter and the reference or human demodulation result of the desired user. In addition, when estimation is performed using the demodulation result, the received signal is delayed by a time until there is a determination input by the delay unit.
[0081]
(Another example of transmission path response estimation means)
Another specific example of the transmission path response estimation means of the present invention will be described with reference to FIG. 14 includes a matched filter 141, multipliers 142 and 149, a transversal filter 143, a threshold determiner 144, a weight coefficient holder 145, an adder 146, a memory 147, a subtractor 148, and a multiplication. 1410 and switches 1411 and 1412.
[0082]
The received signal (baseband signal) output from the RF receiving circuit is given to the adder 146 and the weighted coefficient is given to the received signal at the current time calculated in the previous cycle by the weighting coefficient holding unit 145 to correct the weight. The adder 146 is added to add both.
[0083]
Then, the output of the adder 146 is given to the subtractor 148, where the interference wave component is removed. An interference wave component is input to the subtracter 148, and the output of the adder 146 is subtracted by the subtracter 148, thereby removing the interference wave component. It is not necessary to remove the interference signal for all users, and the interference wave component can be set to no input depending on the communication situation.
[0084]
The signal after the interference wave component removal is input to the matched filter 141, and a correlation characteristic with the spread code “#k” is obtained. The output signal of the matched filter 141 is multiplied by a complex conjugate signal of a known sequence or a demodulation result symbol through a delay element 1413 at an appropriate timing. This multiplication is performed by the multiplier 142. As a result of this multiplication, a delay profile signal is obtained.
[0085]
The delay profile signal obtained in this way is transferred to the memory 147 by the switch 1411 at an appropriate timing, and is sampled and held.
A signal (sample value) sampled and held in the memory 147 becomes a transmission line response coefficient, and is provided to the outside as a transmission line response coefficient. Further, each sample value in the memory 147 passes through the threshold value determination unit 144 independently and is subjected to threshold value determination, and those below the threshold value are cut. As a result, after the low-level component is deleted, it is input to the transversal filter 143 as a weighting coefficient.
[0086]
A spread signal is input to the transversal filter 143, and an output signal is obtained by performing processing as a transversal filter using this and the above-described weighting factor. The output signal of the transversal filter 143 is given to the multiplier 1410 together with a known sequence or a demodulation result symbol and multiplied, thereby generating an interference signal replica. In this way, the transmission path response estimation means 140 obtains a transmission path response coefficient and an interference signal replica.
[0087]
Here, the explanation has been given for the user “#k”, but the transmission path response estimation for other users is performed by combining the matched filter coefficients and the input interference signal and the reference or input demodulation result of the desired user. It can be realized by changing.
[0088]
When estimation is performed using the demodulation result, the received signal is delayed by a delay device until a determination input is received, and timing adjustment is performed.
(Specific example 3)
Another specific example of the present invention is shown in FIG. This example is an example for realizing diversity, and the receiving apparatus includes a plurality of antennas 178. Then, the antennas 178 are added by the adding means 177 after different times through the delay devices 176 having different delay times, supplied to the RF receiving circuit 171 and demodulated to become baseband signals. Note that the addition processing by the adding means 177 can be performed at an IF (intermediate frequency) signal stage or a baseband signal stage.
[0089]
The baseband signal converted by the RF reception circuit 171 is given to the code synchronization circuit 172, the transmission path response estimation means 173, and the partial maximum likelihood sequence estimation means 174. Based on the baseband signal, the code synchronization circuit 172 acquires and holds synchronization for the spread code of each user from the received signal. The code synchronization circuit 172 uses the obtained code timing to determine the channel response estimation unit 173 that estimates the channel response received by each user signal, the partial maximum likelihood sequence estimation unit 174 that performs demodulation, and the post-stage detection. Means 175 are provided.
[0090]
On the other hand, in partial maximum likelihood sequence estimation means 174, a part of the received signals in the own cell, for example, signals of a predetermined number of users (for example, the number of L users) in descending order of the received signal strength. And the remaining signal (residual signal) obtained by subtracting the received signal replica corresponding to the maximum likelihood sequence estimation result from the received signal is generated and transmitted to the downstream detection means 175. In this manner, the signals for the L users as described above in the baseband signal are demodulated and output as detection data. Also, a received signal replica is created for the demodulated signals for L users, and this received signal replica is subtracted from the baseband signal that is the original received signal to generate the remaining signal (residual signal). Then, it is given to the latter detection means 175.
[0091]
As a result, partial maximum likelihood sequence estimation means 174 demodulates the signals of some users having strong signal strength from the received signal, and signals of other users not demodulated are demodulated by post-stage detection means 175. It will be.
[0092]
(Maximum likelihood sequence estimation method)
A specific example of the maximum likelihood sequence estimation method of the present invention is shown in FIG.
In a CDMA system that uses voice activity based on duty ratio at the time of transmission or switching (VOX), the user in communication does not always send out radio waves, so the non-transmission state ("0" in the figure). The sequence estimation is performed by adding the indicated symbols). Thereby, since the signal in a non-transmission state can be accurately estimated, reception characteristics can be improved.
[0093]
(Another maximum likelihood sequence estimation method)
Another specific example of the maximum likelihood sequence estimation method of the present invention is shown in FIG.
In the maximum likelihood sequence estimation method of a CDMA system using VOX, the number of states increases, so the amount of signal processing increases accordingly.
[0094]
When the VOX switching pattern is a group of a plurality of symbols, a user in a non-transmission state is limited in state over a plurality of bits. Therefore, the sequence complement including the state of “0” which is a non-transmission state performs the maximum likelihood sequence estimation with a constraint condition of “0” in the next stage. By doing so, the amount of signal processing can be reduced.
[0095]
FIG. 10 is a state diagram of maximum likelihood sequence estimation in the case where there is a time difference between the multibus transmission path or the spread codes of each user. Although the state including “0” is not shown in this figure, it is also possible to perform sequence estimation including the “0” state as in FIGS. 9 and 10.
[0096]
(Specific example 4)
Another specific example of the CDMA receiver will be described. 18 and 19 show a specific example of the present invention. FIG. 18 is a block diagram of this receiving apparatus, which includes an RF receiving circuit 181, a code synchronization circuit 182, a transmission path response estimating means 183, a received signal replica generating means 184, and a partial sequence estimator 185. The RF receiving circuit 181 is a circuit that obtains a baseband signal from the signal received by the antenna, and the code synchronization circuit 182 captures and holds synchronization with respect to each user's spreading code from the received signal (baseband signal). It is a circuit to perform. The transmission path response estimation means 183 is a circuit that estimates the transmission path response received by each user's signal based on the baseband signal supplied from the RF receiving circuit 181 and the code timing from the code synchronization circuit 182.
[0097]
The received signal replica generation means 184 generates a replica signal of each user from the transmission path response of each user obtained by the transmission path response estimation means 182 and information on the spreading sequence of each user. Further, the partial sequence estimator 185 divides all users to be received into a plurality of groups as shown in FIG. 19, and performs sequence estimation. In this sequence estimation, all combinations of information symbols of users in the group are used as states, and survival path selection for sequence estimation is performed between the grouped states, and demodulation is performed.
[0098]
This apparatus having such a configuration receives a transmission signal from a base station via an antenna. Then, the received transmission signal from the base station is sent to the RF receiving circuit 181 to be converted into a baseband signal. The baseband signal converted by the RF reception circuit 181 is given to the code synchronization circuit 182, the transmission path response estimation means 183, and the partial maximum likelihood sequence estimation means 184.
[0099]
Based on the baseband signal, the code synchronization circuit 182 acquires and holds synchronization for the spread code of each user from the received signal. Then, the code synchronization circuit 182 gives the obtained code timing to the transmission path response estimation means 183 that estimates the transmission path response received by each user's signal and the partial maximum likelihood sequence estimation means 185 that performs demodulation.
[0100]
The transmission path response estimation means 183 processes the baseband signal based on the code timing and estimates the transmission path response received by each user's signal.
On the other hand, the received signal replica generation means 184 generates a replica signal of each user from the transmission path response of each user obtained by the transmission path response estimation means 182 and the spread sequence information of each user. Further, the partial sequence estimator 185 divides all users to be received into a plurality of groups as shown in FIG. 19, and performs sequence estimation. In this sequence estimation, all combinations of information symbols of users in the group are used as states, and a survival path selection for sequence estimation is performed between the grouped states to perform demodulation.
[0101]
Each state is equipped with a memory that holds decision sequence candidates and a memory that holds a residual signal obtained by subtracting the replica signal of the decision sequence compensation from the received signal, eliminating interference of the determined information symbols However, sequence estimation is performed. By using this reception method, good reception characteristics can be obtained with a small amount of calculation.
[0102]
(Specific example 5)
A specific example of another receiving apparatus will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 20, this receiving apparatus includes an RF receiving circuit 201, a code motive circuit 202, a transmission path response estimating means 203, a replica generating means 204, and partial sequence estimators 205, 206-1 to 206-n. The RF receiver circuit 201 corresponds to the RF receiver circuit 101 in FIG. 18, the code synchronization circuit 202 corresponds to the code synchronization circuit 182 in FIG. 18, and the transmission path response estimation means 203 corresponds to the transmission path response estimation means 183 in FIG. The replica generation unit 204 corresponds to the replica generation unit 184 in FIG. 18, and the partial sequence estimators 205 and 206-1 to 206-n correspond to the partial sequence estimator 185 in FIG.
[0103]
The receiver configuration of this specific example is basically the same as that shown in FIG. 18, but the partial sequence estimators are cascade-connected and have the same configuration as so-called multistage reception.
[0104]
At this time, the first-stage subsequence estimator 205 operates with the same algorithm as the above-described partial-sequence estimator 185, but the subsequent-stage subsequence estimator 206 after the cascade connection uses the result determined in the previous stage. Thus, sequence estimation is performed by constraining information symbols of users other than sequence estimation candidates.
[0105]
By adopting such a method, the reception characteristics can be further improved.
Although various specific examples have been described above, since these are described as independent configurations, the means for performing the same processing are described redundantly. However, when a receiving apparatus is realized by combining these, an overlapping processing system can be omitted. In addition, the above-described components of the receiving apparatus of the present invention do not need to be physically separated, and can be configured on a single or a plurality of signal processors.
[0106]
【The invention's effect】
As described above in detail, in the CDMA receiver according to the present invention, the number of states for maximum likelihood sequence estimation is limited according to the system operating state or the received signal power. Reduce the amount. In the reception system of the present invention, even in a system in which the duty cycle of a transmission signal changes in order to use voice activity, by determining whether a signal is transmitted in addition to information determination, Optimal reception can be realized without any characteristic degradation. Furthermore, in the receiving system of the present invention, a diversity effect can be expected by performing maximum likelihood sequence estimation using a received signal replica corresponding to the transmission path response of each signal, and in a transmission path environment where there is no large level delay signal. A diversity effect can be obtained by combining signals received by a plurality of antennas after being delayed by delay elements having different times, treating them as new received signals, and performing optimum reception.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a CDMA cellular system.
FIG. 2 is a diagram showing a state of an interference signal in the frequency domain of a CDMA system.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a receiving apparatus that employs the receiving method of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a partial maximum likelihood sequence estimator in the reception system of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing another configuration example of a receiving apparatus employing the receiving method of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an example of the configuration of a post-stage detector in the reception system of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing another example of the configuration of the post-stage detector in the reception system of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing another example of the configuration of the post-stage detector in the reception system of the present invention.
FIG. 9 is an example of a state diagram showing a sequence estimation method for partial maximum likelihood sequence estimation according to the present invention (in the case of two users).
FIG. 10 is another example of a state diagram showing the sequence estimation method of partial maximum likelihood sequence estimation according to the present invention (in the case of two users).
FIG. 11 is another example of a state diagram showing the sequence estimation method of partial maximum likelihood sequence estimation according to the present invention (in the case of 2 users 1 symbol delay).
FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of received signal replica generation means in the receiving system of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a transmission path response estimation unit in the reception system of the present invention.
FIG. 14 is a diagram showing another configuration example of transmission path response estimation means in the reception system of the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing an example of a reception processing procedure in the reception method of the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing another example of a reception processing procedure in the reception method of the present invention.
FIG. 17 is a diagram showing another example of the reception scheme configuration of the present invention.
FIG. 18 is a diagram showing an example of the configuration of a receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a reception method according to the present invention. (-State transition diagram for 3 users in group, binary modulation)
FIG. 20 is a diagram showing another example of the configuration of the receiving apparatus of the present invention.
[Explanation of symbols]
11 ... cell
12, 14 ... CDMA base station
13, 15 ... Terminal device
31, 5, 1 ... RF receiving circuit
32, 52 ... Spreading code synchronization means
33, 53 ... Transmission path response estimation means
34, 40, 54, 55, 56 ... Partial maximum likelihood sequence estimation means
35, 60, 70.80 ... latter stage detection means
41. User sorting means
42. Receiving signal leveler generating means
43 ... Subsequence complement generation and maximum likelihood sequence estimation means
44, 148 ... subtractor
61 ... # L + 1 user signal receiver
62 ... # L + 2 user signal receiver
63 ... # L + 3 user signal receiver
64... #K user signal receiver
71 ... Decorrelator receiver
72. Multiplier
73 ... Determinator
81... “# L + 1” user signal receiver / remover
82... “# L + 2” user signal receiver / remover
83 ... "# K" user signal receiver
121 ... Transmission path response estimation and user sorting means
122. Spreading sequence generating means
123 ... Transmission path response information memory
124 ... Filter
125 ... Convolution calculator
126. Received signal replica memory
130, 140 ... Transmission path response estimation means
131, 141 ... # k correlator for user (or digital matched filter)
132, 142, 1410 ... Multiplier
133: Shift register
135.145 ... Return weight
136, 146 ... Adder
137, 147 ... memory
143 ... Transversal filter
149 ... Complex conjugate arithmetic unit
1411, 1412 ... switch
1413: Delay device
135.145 ... Return weight
136, 146 ... Adder
137, 147 ... memory
143 ... Transversal filter
149 ... Complex conjugate arithmetic unit
181, 201 RF receiver circuit
182, 202... Code synchronization circuit
183, 203 ... Transmission path response estimation and user sorting means
184, 204 ... Received signal replica generation means
185, 205 ... Subsequence estimation means
206-1 to 206-n ... Subsequence estimation means for the latter stage
1411, 1412 ... switch
1413: Delay device

Claims (14)

異なる拡散符号を用いて複数のユーザ信号が多重化されたCDMA(符号分割多元接続)信号を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信された前記CDMA信号に含まれる各ユーザ信号が受けた伝送路応答を各ユーザ信号に対応する各拡散符号に対して推定する伝送路応答推定手段と、
前記受信手段で受信された前記CDMA信号に含まれる複数のユーザ信号のうちの所定数のユーザ信号について最尤系列推定を行って、当該所定数のユーザ信号を復調する第1の部分最尤系列推定手段と、
前記受信手段で受信された前記CDMA信号から前記所定数のユーザ信号が除去された第1の残差信号を生成する生成手段と、
前記第1の残差信号から、前記所定数のユーザ信号以外のユーザ信号を復調する第1の復調手段と、
を具備することを特徴とする受信装置。
Receiving means for receiving a CDMA (Code Division Multiple Access) signal in which a plurality of user signals are multiplexed using different spreading codes;
Transmission path response estimation means for estimating a transmission path response received by each user signal included in the CDMA signal received by the reception means for each spreading code corresponding to each user signal;
A first partial maximum likelihood sequence for performing maximum likelihood sequence estimation on a predetermined number of user signals among a plurality of user signals included in the CDMA signal received by the receiving means, and demodulating the predetermined number of user signals An estimation means;
Generating means for generating a first residual signal obtained by removing the predetermined number of user signals from the CDMA signal received by the receiving means;
First demodulating means for demodulating user signals other than the predetermined number of user signals from the first residual signal;
A receiving apparatus comprising:
前記第1の部分最尤系列推定手段は、前記伝送路応答推定手段により得られた各拡散符号に対する伝送路応答の時間応答のうち最も大きな振幅成分を拡散符号毎に比較して、前記複数のユーザ信号のなかから前記振幅成分の大きい順に前記所定数のユーザ信号を選択することを特徴とする請求項1記載の受信装置。  The first partial maximum likelihood sequence estimation means compares the largest amplitude component of the time response of the transmission line response to each spreading code obtained by the transmission line response estimation means for each spreading code, and The receiving apparatus according to claim 1, wherein the predetermined number of user signals are selected in descending order of the amplitude component from user signals. 前記第1の部分最尤系列推定手段は、前記伝送路応答推定手段により得られた各拡散符号に対する伝送路応答の時間応答成分を電力加算し、拡散符号毎に比較した結果から、前記複数のユーザ信号のなかから前記電力成分の大きな順に前記所定数のユーザ信号を選択することを特徴とする請求項1記載の受信装置。  The first partial maximum likelihood sequence estimation means adds power to the time response component of the transmission path response for each spreading code obtained by the transmission path response estimation means, and compares the result for each spreading code. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the predetermined number of user signals are selected in descending order of the power component from user signals. 前記第1の部分最尤系列推定手段で部分最尤系列推定を行うユーザ信号の数は、多重化されるユーザ信号の数の増加に従って指数関数的に増加する最尤系列推定の演算量を削減するために定められていることを特徴とする請求項1記載の受信装置。  The number of user signals that are subjected to partial maximum likelihood sequence estimation by the first partial maximum likelihood sequence estimation means reduces the amount of computation of maximum likelihood sequence estimation that exponentially increases as the number of multiplexed user signals increases The receiving apparatus according to claim 1, wherein the receiving apparatus is defined for the purpose. 前記第1の部分最尤系列推定手段は、
前記所定数のユーザ信号のそれぞれに対応する複数の情報シンボルを組み合わせて生成された各判定系列侯補について、前記所定数のユーザ信号のそれぞれに対応した拡散符号を用いて拡散して得られた複数の拡散系列のそれぞれに対し、対応した伝送路応答を畳み込み演算することで受信信号レプリカ侯補を生成し、前記所定数のユーザ信号と前記受信信号レプリカ侯補の和の信号の誤差電力が最小となる判定系列候補を復調結果として出力することを特徴とする請求項1記載の受信装置。
The first partial maximum likelihood sequence estimation means includes:
Each decision sequence complement generated by combining a plurality of information symbols corresponding to each of the predetermined number of user signals is obtained by spreading using a spreading code corresponding to each of the predetermined number of user signals. For each of the plurality of spreading sequences, a reception signal replica compensation is generated by convolution calculation of the corresponding transmission line response, and the error power of the signal of the sum of the predetermined number of user signals and the reception signal replica compensation is The receiving apparatus according to claim 1, wherein the smallest determination sequence candidate is output as a demodulation result.
前記第1の部分最尤系列推定手段は、
判定系列侯補中の少なくとも1つの情報シンボルに対する受信信号レプリカを保持するための記憶手段と、最尤系列推定の復調結果を示す情報シンボルと前記記憶手段に蓄えられている受信信号レプリカの乗算を行うための乗算手段と、を具備していることを特徴とする請求項記載の受信装置。
The first partial maximum likelihood sequence estimation means includes:
Storage means for holding a received signal replica for at least one information symbol being compensated for a decision sequence, and multiplying an information symbol indicating a demodulation result of maximum likelihood sequence estimation and the received signal replica stored in the storage means The receiving apparatus according to claim 5 , further comprising:
前記生成手段は、前記復調結果に対応する受信信号レプリカの和を前記CDMA信号から差し引いた前記第1の残差信号を生成することを特徴とする請求項1記載の受信装置。  2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the generating unit generates the first residual signal obtained by subtracting a sum of received signal replicas corresponding to the demodulation result from the CDMA signal. 前記第1の復調手段は、前記第1の残差信号を前記所定数のユーザ信号以外の各ユーザ信号の各拡散符号に対応するマッチドフィルタを通過させることにより、前記所定数のユーザ信号以外の各ユーザ信号を復調することを特徴とする請求項8記載の受信装置。  The first demodulating means passes the first residual signal through a matched filter corresponding to each spreading code of each user signal other than the predetermined number of user signals, so that the signals other than the predetermined number of user signals are transmitted. 9. The receiving apparatus according to claim 8, wherein each user signal is demodulated. 前記伝送路応答推定手段は、推定結果の伝送路応答のサンプリング値を保持しておくための記憶手段を具備していることを特徴とする請求項1記載の受信装置。  2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the transmission path response estimation means includes storage means for holding a sampling value of the transmission path response of the estimation result. 複数のアンテナと、各アンテナに対し拡散符号の1チップ周期以上の遅延時間を持つ異なる遅延素子と、前記各遅延素子の出力を加算する信号合成手段と、をさらに具備していることを特徴とする請求項1記載の受信装置。  It further comprises a plurality of antennas, different delay elements each having a delay time of one chip period or more of a spreading code for each antenna, and signal synthesis means for adding the outputs of the respective delay elements. The receiving device according to claim 1. 前記第1の部分最尤系列推定手段は、ユーザ信号で信号が伝送されていない状態を示す情報シンボルを有する判定系列候補を含む複数の判定系列候補を生成することを特徴とする請求項記載の受信装置。It said first portion maximum likelihood sequence estimation means according to claim 5, wherein generating a plurality of decision sequence candidates including decision sequence candidates with information symbol indicating a state where the signal in the user signal is not transmitted Receiver. 前記第1の復調手段は、
前記第1の残差信号に含まれる複数のユーザ信号のうちの所定数のユーザ信号についてのみ最尤系列推定を行って、当該所定数のユーザ信号を復調する第2の部分最尤系列推定手段と、
前記第1の残差信号から前記所定数のユーザ信号が除去された第2の残差信号を生成する生成手段と、
前記第2の残差信号から、前記所定数のユーザ信号以外のユーザ信号を復調する第2の復調手段と、
を含むことを特徴とする請求項1記載の受信装置。
The first demodulating means includes
Second partial maximum likelihood sequence estimation means for performing maximum likelihood sequence estimation only on a predetermined number of user signals among a plurality of user signals included in the first residual signal and demodulating the predetermined number of user signals When,
Generating means for generating a second residual signal in which the predetermined number of user signals are removed from the first residual signal;
Second demodulation means for demodulating user signals other than the predetermined number of user signals from the second residual signal;
The receiving apparatus according to claim 1, further comprising:
前記第2の最尤系列推定手段は、ユーザ信号で信号が伝送されていない状態を示す情報シンボルを有する判定系列候補を含む複数の判定系列候補を生成して、最尤系列推定を行うことを特徴とする請求項12記載の受信装置。  The second maximum likelihood sequence estimation means generates a plurality of determination sequence candidates including a determination sequence candidate having an information symbol indicating a state in which no signal is transmitted by a user signal, and performs maximum likelihood sequence estimation. The receiving device according to claim 12, characterized in that: 前記第1の部分最尤系列推定手段は、前記受信手段で受信された前記CDMA信号に含まれる複数のユーザ信号のうち、受信電力強度の最も強い第1のグループのユーザ信号を最尤系列推定を行って復調し、
前記第2の部分最尤系列推定手段は、前記第1の残差信号に含まれる複数のユーザ信号のうち、受信電力強度が次に強い第2のグループのユーザ信号を最尤系列推定を行って復調することを特徴とする請求項12記載の受信装置。
The first partial maximum likelihood sequence estimator is a maximum likelihood sequence estimator for user signals of the first group having the highest received power intensity among a plurality of user signals included in the CDMA signal received by the receiver. To demodulate
The second partial maximum likelihood sequence estimation means performs maximum likelihood sequence estimation on the second group of user signals having the next highest received power intensity among the plurality of user signals included in the first residual signal. 13. The receiving apparatus according to claim 12, wherein the receiving apparatus demodulates.
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