JP3710253B2

JP3710253B2 - Distortion compensation system

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Publication number: JP3710253B2
Application number: JP13477797A
Authority: JP
Inventors: 興志高田; 幸弘森山; 正史下瀬; 優椛島
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1997-05-26
Filing date: 1997-05-26
Publication date: 2005-10-26
Anticipated expiration: 2017-05-26
Also published as: JPH10327209A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線送信システムにおける歪補償システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線送信システムに於いて、近年ディジタル化による高能率転送が多く用いられるようになってきた。ディジタル化の多値振幅変調方式（ＰＳＫ変調方式）を適用する場合、送信の電力増幅器の線形特性によりその送信機の隣接チャネル漏洩電力が規格外れを起こすのを防ぐ歪補償が必要となる。
【０００３】
ここで、ＰＳＫ変調方式とは、入力音声データを位相と振幅で表わす方式である。このために、Ｉ軸とＱ軸を考え、入力データはこのＩ軸とＱ軸で構成される平面上の点として考える（図１０参照）。そして、点のＩ軸からの回転量を位相と考え、座標原点からの距離を電力とするものである。
【０００４】
歪補償の技術としては多種提案されているが、これらには回路規模や調整に大きな問題があり、実現には至っていない。しかしながら、近年のＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）信号処理の速度向上により、ディジタル信号処理によって歪補償を行なう方式の実用化が検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
歪補償を正確に行なう上で３つの課題があり、本発明はそれを解決しようとするものである。
【０００６】
▲１▼第１は、送信ベースバンド信号をＲＦ変調したものに対して、線形条件下の帰還系で復調されたベースバンド信号の振幅や位相のずれを比較して歪補償を行なうものである。
【０００７】
歪補償の手段として、変調後の正常な信号と帰還された信号とを比較して、パワーアンプを含む送信系のＡＭ−ＰＭ（電力対位相），ＡＭ−ＡＭ（電力対電力）特性の逆特性を演算する。その結果を基に正常な変調信号を付加するプリディストーション処理を行なう。ここで行なう演算は、入力電力に対する位相及び出力電力に関することのみを行なっている。
【０００８】
よって、周波数に依存する変化が発生した場合、例えばフィルタ等の電力に依存しないデバイスが回路上に存在すると、本来の歪補償処理は成立しなくなり、隣接チャネル漏洩電力は増大してしまう。
【０００９】
▲２▼第２は、温度変化によって帰還系フィードバックの復調Ｉ／Ｑ信号のＲｘオフセットが増大すると、被測定データが誤ってしまいプリディストーション処理が正確に行われない状態が起こる。
【００１０】
これを補正するための手段が考えられているが、何れも送信中に補正を行なうことはできなかった。基地局の連続通信の場合には、通信を一旦止めなければ補正を行なうことができないため、実用的ではなかった。
【００１１】
▲３▼第３は、コンスタレーションに歪が生じた場合、例えば直交変調器、直交検波器に直交度誤差が存在すると、送信する前のコンスタレーション上のレベルと、実際に検波した後のコンスタレーション上のレベルとの間に差異が生じ本来の歪補償は成立しない。
【００１２】
ここで、直交度誤差を測定及び削減する手段を得るためには演算処理を行わなければならない。それ故、三角関数等の演算処理を用いるため、三角関数テーブルを格納するためのメモリが必要となるが、全ての演算テーブルを用いるとメモリ容量も増大し、回路規模も増大する。
【００１３】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、系の周波数特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償システムを提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図において、１０は音声入力を受けて歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成しする演算制御手段、２０は該演算制御手段１０のＩ／Ｑ出力を受けて直交変調すると共に、帰還信号を復調して演算制御手段１０に伝える直交変調・復調手段、４０は該直交変調・復調手段２０の出力を受けて送信すると共に、受信信号を受ける送受信手段、３１は変調信号が送出されるアンテナである。
【００１５】
この発明の構成によれば、演算制御手段１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【００１６】
（２）この場合において、前記演算制御手段１０としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を行なうことを特徴としている。
【００１７】
この発明の構成によれば、ＤＳＰがイコライザ機能とプリディストーション機能を実行することにより、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
（３）また、系の違いによって周波数特性が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の周波数特性をキャンセルすることを特徴としている。
【００１８】
この発明の構成によれば、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持つことにより、ＤＳＰはイコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【００１９】
（４）また、系の周波数特性の有無の切り換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することを特徴としている。
【００２０】
この発明の構成によれば、ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め記憶しておくことにより、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。（５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴としている。
【００２１】
この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【００２２】
（６）また、前記演算制御手段１０は通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することを特徴としている。
この発明の構成によれば、通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【００２３】
（７）また、前記演算制御手段１０は、Ｒｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減することを特徴としている。
【００２４】
この発明の構成によれば、誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
（８）また、前記演算制御手段１０は、遅延要素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データを用いて誤差オフセットを検出することを特徴としている。
【００２５】
この発明の構成によれば、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
（９）また、前記演算制御手段１０は前記遅延要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分配するかを判別することを特徴としている。
【００２６】
この発明の構成によれば、遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【００３４】
（１０）更に、直交変調時における送信スプリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことを特徴としている。
【００３５】
この発明の構成によれば、送信スプリアス成分を除去することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
先ず、前記３つの課題を解決するための構成について説明する。
【００３７】
▲１▼に対して
送信系、帰還系も含めて送信部全体の伝送帯域内の周波数特性を演算制御部１０で測定し、理想値と比較して伝送路の逆特性を予め付加して送受信手段４０から送信するようにする。
【００３８】
この実施の形態例によれば、演算制御手段１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【００３９】
▲２▼に対して
ＲｘオフセットがＩ／Ｑ軸それぞれに存在する場合、送信し、復調されたＩ軸，Ｑ軸データの常時比較した差分にも誤差のオフセットが存在する。この誤差オフセットを無くすように帰還側（フィードバック側）のＲｘオフセット値を可変していくことによりＲｘオフセットを除去していく。
【００４０】
このような構成をとることにより、前歪補償を行ない正確な歪補償を行なうことができる。
しかしながら、帰還された復調Ｉ軸，Ｑ軸データには送信路及び復信路において、遅延要素τ（角度）が存在するため、単純に送信データと帰還データとを比較することができない。
【００４１】
図２は遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑデータ誤差の説明図である。図のＩ軸とＱ軸が本来の軸（送信する際の軸）であるものとする。ここで復調時に遅延要素τが存在すると、Ｉ／Ｑ軸が角度τだけ回転し、Ｉ’軸，Ｑ’軸となる。
【００４２】
Ｉ軸上の点Ａが、回転によりＡ’点に移動する結果、Ａ点とＡ’点との差分ΔＩが遅延要素対によるＩチャネル誤差となる。
一般的に遅延要素τの値を検出補正する手段は原理的に知られている。ここで、τ検出を行なった後に前述したＲｘオフセットを補正する手段を設ける方法をとることにする。
【００４３】
先ず、復調されたＩ’，Ｑ’信号を演算制御手段１０により−τ補正演算を行ないＩ’’，Ｑ’’信号を生成する。次に、Ｒｘオフセットを補正する。しかしながら、Ｒｘオフセット補正は、基本的にＩ’，Ｑ’信号に対して処理を施すものであるため、τの値によっては、Ｉ’’＝±Ｉ’、Ｑ’’＝±Ｑ、Ｉ’’＝±Ｑ、Ｑ’’＝±Ｉ’に相当することになる。このため、τの値によって誤差オフセットＩ’’，Ｑ’’の符号及び補正対象のＩ／Ｑを切り換える方法をとることにより、回避が可能である。
【００４４】
▲３▼について
直交変調器及び直交検波器の直交度誤差を補正する方法と演算メモリを削減する方法を以下に示す。
（ａ）直交変調器の直交度誤差を検出し、ベースバンド信号に補正を施す。
（ｂ）直交検波器の直交度誤差を検出し、ベースバンド信号に補正を施す。
（ｃ）市場で使用されている直交変調／検波器デバイスの直交度誤差はトータルで±３゜（ｍａｘ）であるため、０゜±Ｘ゜（Ｘ≧３）だけの三角関数テーブルを作成することにより、演算メモリを削減することができる。
【００４５】
図３は本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。図において、２１は音声信号をディジタル信号に変換するコーデック（ＣＯＤＥＣ）、２２は該コーデック２１の出力を受けて送信データを転送するＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓｏｒ）部、２３は送られてきたデータを一時記憶するＲＡＭ（入力バッファ）である。
【００４６】
２４は、ＲＡＭ２３の出力を受けて歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成する演算制御部である。該演算制御部２４は、図１の演算制御手段１０に相当する。演算制御部２４において、１０１は送信信号に帰還系からの補正信号を乗算してプリディストーションを行なうプリディストーション演算制御部、１０２は帰還Ｉ／Ｑ信号に対してイコライザ演算を施すイコライザ演算制御部である。該演算制御部２４としては、例えばＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）が用いられる。
【００４７】
入力信号は、該演算制御部２４によりＩ軸とＱ軸の信号に分解され、Ｉｋ，Ｑｋとなる。２６は演算制御部２４の出力を受けるバッファとしてのＲＡＭ、２７は該ＲＡＭ２６から読み出されたＩｋ，Ｑｋ信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。該Ｄ／Ａ変換器２７にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）機能も付加されている。
【００４８】
２８はＤ／Ａ変換器２７の出力であるＩ／Ｑ信号を直交変換して１つの変調信号に合成する直交変調器である。２９は該直交変調器２８の出力を受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３０は該周波数変換器２９の出力を増幅するアンプ、３１は該アンプ３０と接続されるアンテナである。３２はアンプ３０の出力段に設けられた方向性結合器である。
【００４９】
５０は方向性結合器３２からの帰還信号を受ける遅延要素である。３３は該遅延要素５０の出力を受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３４は周波数変換器３３の出力からＩ／Ｑ成分を分離する直交検波器である。４３は直交変調器２８及び直交検波器３４に基準搬送波を与える基準搬送波発生部である。
【００５０】
３５は直交検波器３４の出力であるＩ／Ｑ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器で、該Ａ／Ｄ変換器３５からはＩ軸とＱ軸の信号Ｉｋ，Ｑｋが出力される。３７は該Ａ／Ｄ変換器３５の出力を一時記憶する帰還バッファとしてのＲＡＭである。該ＲＡＭ３７のＩ／Ｑ出力信号は、演算制御部２４に与えられる。
【００５１】
２５ｃは演算制御部２４の動作プログラムを格納するＲＯＭ、２５ａはワークエリアとして動作するＥ²ＰＲＯＭ、２５ｂは送信系及び帰還系の周波数特性をキャンセルする周波数特性データを記憶するメモリである。３９は各種のコマンドを入力する操作部、３８は該操作部３９からのコマンド入力を受けてシステムの制御を行なうマイコンである。該マイコン３８は、ＴＤＭＡ２２及び演算制御部２４に指令信号を与える。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００５２】
音声コーデック２１から送出されるデータ群は、ＴＤＭＡ部２２においてバースト処理され、ＲＡＭ２３を介して演算制御部２４に送られる。該演算制御部２４で、それぞれのデータはＩ／Ｑ信号に分けられ、プリディストーション演算制御部１０１で通常にプリディストーションされ出力される。この演算制御部２４の出力が送信ベースバンド信号である。演算制御部２４の出力データはＲＡＭ２６を介してＤ／Ａ変換器２７に送られる。
【００５３】
Ｄ／Ａ変換器２７からは、アナログベースバンド信号Ｉ／Ｑが出力される。この信号は続く直交変調器２８に入り、同時に該直交変調器２８には、基準搬送波発生部４３より搬送波が入力されているので、この搬送波は該ベースバンド信号で直交変調され、この変調波は周波数変換器２９を介して電力増幅アンプ３０に入り、所要電力まで増幅され、アンテナ３１を介して送信される。
【００５４】
また、方向性結合器３２を通じて分岐された送信波は遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３４に入力される。該検波器３４には、基準搬送波発生部４３から基準搬送波が入力されているので、ここで送信したベースバンド信号が再生される。このベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器３５でディジタルデータに変換した後、ＲＡＭ３７を介して演算制御部２４にフィードバックする。
【００５５】
演算制御部２４に帰還された復調信号（復調ベースバンド信号）には、経路上の周波数特性が含まれるので、帰還信号の振幅と位相を比較する前に、イコライザ演算制御部１０２において、テーブル２５ｂに記憶されている周波数特性データを基に送信系と帰還系の周波数特性と逆特性を持たせるための演算を行なう。そして、この補正後のデータについて振幅、位相を比較することにより、送信系及び帰還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することが可能となる。
【００５６】
この場合において、演算制御部２４に接続されたメモリ２５ｂには、イコライザ演算用の演算テーブルが記憶されている。そして、系によって周波数特性が変化する場合には、このテーブルを書き換えることで対応する。
【００５７】
この実施の形態例によれば、演算制御部（ＤＳＰ）２４がイコライザ機能と、プリディストーション機能を実行することにより、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
【００５８】
また、系の周波数特性が異なる場合に対応して、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持つことにより、演算制御部（ＤＳＰ）２４は、イコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【００５９】
図４は本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。２４は演算制御部で、プリディストーション演算制御部１０１とイコライザ演算制御部１０２を含んでいる。該演算制御部２４には、イコライザ用メモリ２５ｂが接続されている。演算制御部２４としては、例えばＤＳＰが用いられる。
【００６０】
２６は演算制御部２４の出力データを一時記憶するＲＡＭ出力バッファ、２７ａは各軸毎のデータをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、２７ｂはこれらＤ／Ａ変換器２７ａの出力から高周波成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００６１】
２８は該ローパスフィルタ２７ｂの出力を受けて直交変調する直交変調器、４０は該直交変調器２８の出力を受ける送受信部、３１は該送受信部４０で起動されるアンテナである。３４は方向性結合器から出力される帰還信号をＩ／Ｑ軸信号に復調する直交復調器である。３５は直交復調器３４の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００６２】
ＳＷ１とＳＷ２は直交復調器３４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられたスイッチである。これらスイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ側に設定すると、送信信号はＤ／Ａ変換器２７ａの出力で折り返され、Ａ／Ｄ変換器３５に入るようになっている。
【００６３】
３７はＡ／Ｄ変換器３５の出力を受けて、一時記憶するＲＡＭ帰還バッファである。該ＲＡＭ帰還バッファ３７の出力は、演算制御部２４に入る。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００６４】
先ず演算制御部２４は、特定の周波数スペクトルを持つ信号を送出する。ここで、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態はＢ接点側に接続され、ローパスフィルタ２７ｂを介して直交変調器２８に入り、直交変調され、アンテナ３１から送出される。演算制御部２４は、この時の帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行ない、送出信号のスペクトル解析を行なう。
【００６５】
図５は第２の実施の形態例の特性を示す図である。（ａ）のｆ２はこの場合の周波数スペクトルを示す図である。横軸は周波数、縦軸は電力である。
次に、スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ接点側に接続し、ローパスフィルタ２７ｂの前で折り返され、演算制御部２４に入力する。該演算制御部２４は、帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ解析を行なう。図５の（ａ）のｆ１はこの時の周波数スペクトルを示す図である。
【００６６】
そして、先に送出した信号スペクトルを基準として、後で送出した信号スペクトルと比較し、そのスペクトル差分を検出し、その逆特性の演算を行ない、この特性データをイコライザメモリ２５ｂに記憶させる。その後、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態をＢ側に戻し、通常の系にする。この場合に、演算制御部２４はイコライザ演算制御部１０２により周波数補正を行ない、次にプリディストーション演算制御部１０１は、プリディストーションを行ない、Ｉ／Ｑ信号を送出する。
【００６７】
図５の（ｂ）のｆ３は（ａ）のｆ２−ｆ１のスペクトル、ｆ４はｆ３の逆特性を示すスペクトルである。このｆ４の特性を用いて信号送出時のプリディストーションを行なう。
【００６８】
この実施の形態例によれば、演算制御部（ＤＳＰ）２４がｆ４に示すような系の逆周波数特性をイコライザ用メモリ２５ｂに予め記憶しておくことにより、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。
【００６９】
この場合において、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることができる。
【００７０】
この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【００７１】
図６は本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。この実施の形態例は、直交検波器３４の出力を変換するイコライザをハードウェアで設けたものである。図中４１がこのイコライザであり、直交検波器３４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられている。この結果、演算制御部２４内のイコライザ演算制御部１０２（図３参照）は不要となっている。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００７２】
送出部から送出された信号を方向性結合器３２から抽出し、帰還系に出力する。この帰還信号は、遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３４に入り、Ｉ／Ｑ信号に復調される。この復調された帰還信号は、イコライザ４１に入り、送信系及び帰還系の逆特性の周波数補正が行なわれる。
【００７３】
周波数特性の補正が行なわれた帰還信号は、Ａ／Ｄ変換器３５によりディジタルデータに変換された後、ＲＡＭバッファ３７を介して演算制御部２４に入る。該演算制御部２４は、イコライザ４１により周波数補正がなされた信号に対して振幅と位相を補正する。補正後にプリディストーション演算制御部１０１でプリディストーションを行ない、送信信号Ｉ／Ｑを出力する。
【００７４】
この実施の形態例によれば、送信系及び帰還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することができる。
図７，図８は本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。図１０はＲｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説明図である。縦軸はＱ軸、横軸はＩ軸である。実線で示す座標はＤＳＰ部２４のＩ／Ｑ軸、破線で示す座標はＲｘオフセットが存在した場合の誤Ｉ／Ｑ軸である。実線で示す座標の原点をＯ、破線で示す座標の原点をＯ’とする。この時、原点ＯからＯ’までのベクトルをＡとして｜Ａ｜が誤測定電力となる。
【００７５】
図３の演算制御部２４でプリディストーション処理前に生成されるＩ／Ｑ変調ベースバンドデータＡを保持する（Ｓ１）。このＡに対してプリディストーション処理を施し（Ｓ２）、ＲＡＭバッファ２６→Ｄ／Ａ変換器２７→直交変調器２８→周波数変換器２９→アンプ３０→アンテナ３１の順に送出する。
【００７６】
送出された信号を方向性結合器３２を介して帰還信号として抽出し、周波数変換器３３→直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器３５→ＲＡＭバッファ３７のルートで演算制御部２４にフィードバックＩ／Ｑ信号データを入力する。演算制御部２４は、フィードバックＩ／Ｑ信号からＩ／Ｑ信号データＢを測定する（Ｓ３）。
【００７７】
次に、演算制御部２４は、ＢデータにＲｘオフセット値Ｃを付加し、Ｄを検出する（Ｓ４）。Ｄは次式で表される。
Ｄ＝Ｂ＋Ｃ（１）
このＤに対して、先に演算されたＡの値との差分をとり誤差を検出する（Ｓ５）。該誤差値より誤差の最大値と最小値を検出する（Ｓ６）。最大値、最小値から誤差オフセットＥを次式により求める（Ｓ７）。
【００７８】
誤差オフセットＥ＝誤差最小値＋（誤差最大値−誤差最小値）／２（２）図１１はＲｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差オフセットの説明図である。誤差のｍａｘ値とｍｉｎ値の差（図のハッチング領域）がＡＭ−ＰＭ、ＡＭ−ＡＭ成分による誤差である。ここでは、（２）式に示すようにある値Ｋから誤差ｍａｘ値とｍｉｎ値の真ん中までの値を誤差オフセットとしている。
【００７９】
（２）式に示すＥは、Ｉ軸，Ｑ軸がそれぞれ独立して持っている。ここで、Ｉ軸の誤差オフセット値をＥｉ、Ｑ軸の誤差オフセット値をＥｑとする。上より求めた誤差オフセット値Ｅとしきい値とを比較してＲｘオフセット値に±ｎ（ｎは任意の整数）を付加する。
【００８０】
例えば、＋しきい値とＥとを比較し（Ｓ８）、＋しきい値＜ＥならばＣの値から１を減算する（Ｓ９）。＋しきい値＜Ｅでないならば、−しきい値とＥとを比較する（Ｓ１０）。−しきい値＞ＥならばＣの値に１を付加する（Ｓ１１）。そうでない時には、処理を終了する。ここでは、ｎの値として１を用いている。
【００８１】
上述の処理を式で示すと以下のようになる。
正しきい値＜ならばＣ＝Ｃ−ｎ
負しきい値＜ＥならばＣ＝Ｃ＋ｎ（３）
上述の処理を繰り返すことにより、Ｒｘオフセット値を小さくしていくことができる。
【００８２】
この実施の形態例によれば、誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセットの値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
本発明によれば、演算制御部２４は、通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することができる。従って、通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【００８３】
次に、遅延要素τの補正について説明する。上記検出においての条件は、図３における直交検波器３４出力のＩ軸とＱ軸と、直交変調器２８入力のＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）の軸が同相の場合にのみ成立する。しかしながら、遅延要素τが往復経路区間において必ず発生するために、演算制御部２４において遅延要素τをキャンセルする方法が必要となる。
【００８４】
具体的には、直交検波器３４の出力のＩｋ，Ｑｋ信号にＲｘオフセット値Ｃを付加する。この生成信号をＩｋ’，Ｑｋ’とし、このＩｋ’，Ｑｋ’に対して遅延要素τ（角度）を補正し、Ｉｃ，Ｑｃを生成する。Ｉｃ，Ｑｃはそれぞれ次式で表される。
【００８５】
Ｉｃ＝Ｉｋ’ｃｏｓτ−Ｑｋ’ｓｉｎτ
Ｑｃ＝Ｑｋ’ｃｏｓτ＋Ｉｋ’ｓｉｎτ （４）
このＩｃ，Ｑｃを（１）式に示すように上記Ｒｘオフセット誤差測定用信号としてＡとの差分をとり、（２）式に示す処理を行なう。しかしながら、軸回転後のＩｋ’，Ｑｋ’を誤差比較するが、実際にＲｘオフセット付加を行なうのは直交復調後のＩｋ，Ｑｋであるため、単純に前記（３）式による処理を行なうことができない。軸回転によって、Ｉ，Ｑそれぞれが補正する符号と対象Ｉ，Ｑが異なることによる。
【００８６】
そこで、τによるしきい値を設けて、それによってＣｉ，Ｃｑに対する演算を下記のように行ない、（３）式を変更する。
しきい値は −π／４≦τ＜＋π／４ …… α
＋π／４≦τ＜＋３π／４… β
＋３π／４≦τ＜−３π／４… γ
−３π／４≦τ＜−π／４ … ε
と設定する。
【００８７】
Ｃｉ＝Ｃｉ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ＋−ｎ（αの場合）
Ｃｉ＝Ｃｑ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（βの場合）
Ｃｉ＝Ｃｉ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（γの場合）
Ｃｉ＝Ｃｑ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｉ−＋ｎ（εの場合）
ここで、＋−は±の意味であり、−＋はその逆の意味である。
【００８８】
図９はτによるしきい値分解の説明図である。τが第１象現〜第４象現のどの範囲にあるかにより、Ｒｘオフセット値の計算を変えていることが分かる。
このような処理機構を演算制御部２４内に設けることにより、信号送信中においてもＲｘオフセット補正が可能となる。
【００８９】
この実施の形態例によれば、遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【００９０】
また、本発明によれば、前記演算制御部２４は、遅延要素τに基づく補正の後の復調データを用いて誤差オフセットを検出するようにすることができる。これにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、Ｉ軸とＱ軸の回転が補正され、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
【００９１】
次に、本発明の第５の実施の形態例による直交度誤差補正回路について図３を用いて説明する。演算制御部（ＤＳＰ）２４内に、送信系及び帰還系の直交度を補正するための機構をプリディストーション演算制御部１０１に付加する。
【００９２】
外部にプリディストーション演算用の演算テーブルメモリ２５ｂを設け、接続した系によって特性が変化する場合には、このテーブル２５ｂを書き換えることで対応可能とする。
【００９３】
通常、プリディストーションされた変調信号は、演算制御部２４→直交変調器２８→アンプ３０のルートを通り、帰還系の直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器３５のルートからフィードバックされて再び演算制御部２４に帰還する。この帰還した信号には、直交変調器２８、直交検波器３４の直交度誤差が含まれる。
【００９４】
以下に、この直交変調器２８の直交度誤差調整方法を示す。
最初に、アンテナ３１に送信の直交度誤差（位相誤差）が測定可能な測定器を接続する。次に、この直交度誤差が最小になるように直交度誤差Δφを外部から変更してやる。この時の補正式は、Ｉ／Ｑ平面上の補正後の点を（ｘ，ｙ）、補正前の点を（ｘ’，ｙ’）とすると下記のような関係となる。
【００９５】
ｘ＝ｘ’＋ｙ’ｔａｎΔφ
ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ （５）
この式を用い、Δφが存在する直交変調器に関しては、変調器入力信号に対しｃｏｓΔφ並びにｔａｎΔφのデータテーブルをメモリ２５ｂから読み出し、（５）式の演算を施すことにより、直交変調器２８の直交度誤差を無くすことが可能である。
【００９６】
次に、直交検波器３４における直交度誤差補正方法を、図１２を用いて説明する。図１２は直交度誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図である。図１２において、縦軸はＱ、横軸はＩである。実線座標が直交度誤差α＝０゜の時の軸と真円、○は直交度誤差０゜の点である。破線座標が直交度誤差αが存在する時のΔφの軸と楕円、●は直交度誤差Δφの点である。
【００９７】
先ず、演算制御部２４は、円を出力するようなデータＩ／Ｑを出力する。ここで、フィードバックしたＩ，Ｑ信号をｘ，ｙとすると、そのデータに対してＲｘオフセット補正を行なう。補正後のデータをｘ’，ｙ’とする。
【００９８】
Ｒｘオフセット補正の手順は、前述した実施の形態例３の方式を用いるものとする。続いて、直交度誤差Δφの補正手順を図１３に示す。先ず、ＲｘオフセットとＩ／Ｑゲインの補正を行なう（Ｓ１）。次に、円コンスタレーションを出力する（Ｓ２）。次に、演算制御部２４は、Ｉ²＋Ｑ²を演算してｍａｘ値とｍｉｎ値を検出する（Ｓ３）。次に、ｍａｘ値とｍｉｎ値がほぼ同一値であるかどうか、即ちｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ４）。
【００９９】
ｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以内である場合には、処理は終了する。ｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値以上である場合には、ｍａｘ値が第１象現と第３象現にあるかどうかチェックする（Ｓ５）。第１象現と第３象現でない場合には、Δφ＝Δφ−βを演算する（Ｓ６）。ここで、βは直交度ステップサイズである。
【０１００】
第１象現と第３象現である場合には、Δφ＝Δφ＋βを演算する（Ｓ７）。ステップＳ７とステップＳ６を演算し、次にステップＳ２に戻り、同様の処理を繰り返す。このような手順により、直交度誤差Δφは順次小さくなっていき、直交度補正が実現される。
【０１０１】
前述した補正により求められたΔφを用いてｘ’，ｙ’から更にΔ補正した信号ｘ，ｙを下記式にて求める。
ｘ＝ｘ’
ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ＋ｘ’ｔａｎΔφ （６）
これにより、求められたｘ，ｙをプリディストーション演算の要因として処理することにより、正確なプリディストーションが可能となる。
【０１０２】
上述の実施の形態例によれば、直交変調器２８、直交検波器３４の直交度誤差を補正する演算制御部を設けることにより、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１０３】
また、前記演算制御部２４としてＤＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプリディストーションすることで直交度補正を行ない、アンプ３０で受ける電力差を最小にすることができ、歪補償を正確に改善することができる。
【０１０４】
また、上述した直交度補正演算用の三角関数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度に限定することにより、テーブルのメモリの容量を小さく抑えることができる。
【０１０５】
また、前記直交軸補正のステップサイズ（β）を任意に設定することにより、テーブルメモリ２５ｂの容量を調整可能とすることができる。
前述した実施の形態例は、データ通信中にΔφを検出することができないという欠点があるが、図１４に示すような処理に置換することにより、データ通信中においても、Δφの検出が可能である。
【０１０６】
図１４はデータ通信中におけるΔφ検出と補正動作を示すフローチャートである。先ず、通常の変調処理を行なう（Ｓ１）。次に、プリディストーション処理を行なう（Ｓ２）。この処理には、送信直交度補正を含む。次に、フィードバックされてきたＩ／Ｑを測定する（Ｓ３）。
【０１０７】
次に、Ｒｘオフセットを付加し、Ｒｘゲイン補正を行なう（Ｓ４）。次に、受信直交度補正を行なう（Ｓ５）。次に、Ｉ²＋Ｑ²の演算を行ない、コンスタレーション上の点までの距離を求める。コンスタレーション図において、Ａ点はコンスタレーション上の軌跡が集中する点、Ｂはコンスタレーション上の軌跡が集中する点、ＯはＩ／Ｑ軸の原点、θは直交度ステップサイズである。
【０１０８】
演算制御部２４は、Ｏ−Ａ（ＯからＡまでの距離）とＯ−Ｂを比較し、差が所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ６）。所定のしきい値以内でない場合には、演算制御部２４はＩ²＋Ｑ²の演算を行ない、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂであるかどうかチェックする（Ｓ７）。
【０１０９】
Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂでない場合には、Δφ＝Δφ−θの演算を行ない（Ｓ８）、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂである場合には、Δφ＝Δφ＋βの演算を行なう（Ｓ９）。次に、Ｏ−ＡとＯ−Ｂとの差が所定のしきい値以内に入ったかどうかチェックする（Ｓ１０）。所定のしきい値以内に入った場合には処理は終了し、そうでない場合にはステップＳ１まで戻り、同様の処理を行なう。
【０１１０】
この実施の形態例によれば、通信サービス中にも直交軸のずれを補正することができる。
また、演算制御部２４はコンスタレーション上の２点の原点からの距離を演算し、その距離を比較することにより、直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１１１】
また、直交変調時における送信スプリアス成分（直交変調時に発生するノイズ成分）の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、
（１）送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正することにより、
演算制御手段が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【０１１３】
（２）この場合において、前記演算制御手段としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を行なうことにより、
ＤＳＰがイコライザ機能とプリディストーション機能を実行し、送出信号の直線性を保持することが可能となる。
【０１１４】
（３）また、系の違いによって周波数特性が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の周波数特性をキャンセルすることにより、
周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正データをテーブルとして持ち、ＤＳＰはイコライザ機能のために演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセルすることが容易になる。
【０１１５】
（４）また、系の周波数特性の有無の切り換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することにより、
ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め記憶し、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易になる。
【０１１６】
（５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることにより、
Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設け、周波数特性の歪補正を正確に行なうことが容易になる。
【０１１７】
（６）また、前記演算制御手段は通信中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを削減することにより、
通信中においても、誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【０１１８】
（７）また、前記演算制御手段は、Ｒｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減することにより、
誤差オフセット検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。
【０１１９】
（８）また、前記演算制御手段は、遅延要素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データを用いて誤差オフセットを検出することにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
【０１２０】
（９）また、前記演算制御手段は前記遅延要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分配するかを判別することにより、
遅延要素τの値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値をＩ軸とＱ軸に分配し、Ｒｘオフセットの補正を正確に行なうことができる。
【０１２７】
（１０）更に、直交変調時における送信スプリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去することができる。
【０１２８】
このように、本発明によれば、系の周波数特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑデータ誤差の説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図である。
【図５】第２の実施の形態例の特性を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。
【図９】τによるしきい値分解の説明図である。
【図１０】Ｒｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説明図である。
【図１１】Ｒｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差オフセットの説明図である。
【図１２】直交度誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図である。
【図１３】直交検波器の直交度補正動作を示すフローチャートである。
【図１４】データ通信中におけるΔφ検出動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０演算制御手段
２０直交変調・復調手段
３１アンテナ
４０送受信手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a distortion compensation system in a wireless transmission system.
[0002]
[Prior art]
In recent years, high-efficiency transfer by digitization has been frequently used in wireless transmission systems. When a digital multi-value amplitude modulation method (PSK modulation method) is applied, distortion compensation is required to prevent the adjacent channel leakage power of the transmitter from deviating from the standard due to the linear characteristics of the transmission power amplifier.
[0003]
Here, the PSK modulation method is a method in which input audio data is represented by phase and amplitude. For this purpose, the I axis and the Q axis are considered, and the input data is considered as points on the plane constituted by the I axis and the Q axis (see FIG. 10). Then, the amount of rotation of the point from the I axis is considered as a phase, and the distance from the coordinate origin is used as electric power.
[0004]
Various distortion compensation techniques have been proposed, but these have significant problems in circuit scale and adjustment, and have not yet been realized. However, due to the recent improvement in speed of DSP (digital signal processor) signal processing, the practical application of a distortion compensation method using digital signal processing is being studied.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
There are three problems in accurately performing distortion compensation, and the present invention intends to solve them.
[0006]
(1) The first is to perform distortion compensation by comparing the amplitude and phase shift of a baseband signal demodulated by a feedback system under a linear condition with respect to an RF modulated transmission baseband signal. .
[0007]
As a means for distortion compensation, a normal signal after modulation and a feedback signal are compared, and the AM-PM (power vs. phase) and AM-AM (power vs. power) characteristics of the transmission system including the power amplifier are reversed. Calculate characteristics. Based on the result, predistortion processing for adding a normal modulation signal is performed. The calculation performed here is only about the phase with respect to the input power and the output power.
[0008]
Therefore, when a frequency-dependent change occurs, for example, if there is a device that does not depend on power, such as a filter, on the circuit, the original distortion compensation processing is not established, and the adjacent channel leakage power increases.
[0009]
{Circle around (2)} Second, when the Rx offset of the feedback feedback demodulated I / Q signal increases due to a temperature change, the measured data is erroneous and the predistortion process cannot be performed accurately.
[0010]
Means for correcting this have been considered, but none of them could be corrected during transmission. In the case of continuous communication of the base station, since correction cannot be performed unless communication is temporarily stopped, it is not practical.
[0011]
(3) Third, when distortion occurs in the constellation, for example, if there is an orthogonality error in the quadrature modulator or quadrature detector, the level on the constellation before transmission and the constellation after actual detection are detected. The original distortion compensation is not established.
[0012]
Here, in order to obtain a means for measuring and reducing the orthogonality error, an arithmetic process must be performed. Therefore, since arithmetic processing such as trigonometric functions is used, a memory for storing the trigonometric function table is required. However, if all the arithmetic tables are used, the memory capacity increases and the circuit scale also increases.
[0013]
The present invention has been made in view of such problems, and eliminates signal degradation depending on the frequency characteristics of the system and accurately performs distortion compensation processing depending on the orthogonality error between the quadrature modulator and the detector. An object of the present invention is to provide a distortion compensation system that can reduce Rx offset and orthogonality errors that cause distortion compensation degradation even during transmission.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
(1) FIG. 1 is a principle block diagram of the present invention. In the figure, reference numeral 10 denotes a calculation control means for generating a frequency characteristic and an inverse characteristic of the transmission system and the feedback system upon distortion compensation calculation upon receiving a sound input, and 20 receives an I / Q output of the calculation control means 10. The quadrature modulation / demodulation means 40 for demodulating the feedback signal and transmitting it to the arithmetic control means 10; receiving and transmitting the output of the quadrature modulation / demodulation means 20; Is an antenna through which a modulated signal is transmitted.
[0015]
According to the configuration of the present invention, the calculation control means 10 generates the frequency characteristics and the inverse characteristics of the transmission system and the feedback system during the distortion compensation calculation, and multiplies the transmission signal to thereby multiply the frequency of the transmission system and the feedback system. The characteristics can be corrected.
[0016]
(2) In this case, a DSP is used as the arithmetic control means 10 and the equalizer function for correcting the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system and the predistortion function are performed by arithmetic processing, and feedback including distortion information has been performed. It is characterized in that the modulation signal is first subjected to an equalizer process and then a predistortion process.
[0017]
According to the configuration of the present invention, the DSP can perform the equalizer function and the predistortion function, thereby maintaining the linearity of the transmission signal.
(3) Further, since the frequency characteristics change depending on the system, a memory having the system frequency characteristics as a table is arranged outside, and the equalizer function cancels the system frequency characteristics from this table. .
[0018]
According to the configuration of the present invention, having the frequency characteristic correction data for canceling the frequency characteristic as a table makes it unnecessary for the DSP to perform arithmetic processing for the equalizer function, and it is easy to cancel the frequency characteristic. Become.
[0019]
(4) In addition, there is provided means for switching the presence / absence of the frequency characteristic of the system with a switch, and the DSP measures the frequency characteristic of the system by FFT calculation, calculates the inverse frequency characteristic of the system, and stores it in the memory table. It is characterized by doing.
[0020]
According to the configuration of the present invention, the DSP stores the inverse frequency characteristics of the system in the memory table in advance, thereby facilitating correction of the frequency characteristics during actual wireless transmission. (5) Further, in a distortion compensation system that compares the amplitude and phase of the transmitted signal with the feedback signal to calculate and estimate the distortion of the amplifier and predistorts the transmitted signal to compensate for the distortion, a transmission system and a feedback system It is characterized in that an equalizer circuit having a reverse characteristic of the frequency characteristic is provided on each of the I axis and the Q axis.
[0021]
According to the configuration of the present invention, it is easy to accurately correct the distortion of the frequency characteristic by providing the equalizer circuit having the inverse characteristic of the frequency characteristic on each of the I axis and the Q axis.
[0022]
(6) Further, the arithmetic control means 10 is characterized in that it determines whether the Rx offset is positive or negative from error data even during communication, and reduces the Rx offset.
According to the configuration of the present invention, it is possible to reduce the Rx offset from the error data even during communication.
[0023]
(7) Further, the calculation control means 10 obtains the maximum value and the minimum value of the error data of the Rx offset, detects the error offset, and adjusts the Rx offset value by the detected value and the threshold value. Yes.
[0024]
According to the configuration of the present invention, the Rx offset value can be adjusted by the error offset detection value and the threshold value, and the Rx offset can be reduced.
(8) Further, the arithmetic control means 10 is characterized in that the delay element τ is detected, and the error offset is detected using the demodulated data after correction based on the delay element τ.
[0025]
According to the configuration of the present invention, since the error offset is detected after the correction based on the delay element τ, the error offset can be detected with high accuracy.
(9) Further, the arithmetic control means 10 identifies a section when the value of the delay element τ exceeds a threshold value, and distributes the Rx offset correction value to the I axis or the Q axis for each section. It is characterized by distinguishing.
[0026]
According to the configuration of the present invention, it is possible to accurately correct the Rx offset by identifying the section based on the value of the delay element τ and distributing the Rx offset value to the I axis and the Q axis for each section.
[0034]
( 10 ) Further, in order to remove transmission spurious components during quadrature modulation, the output of the quadrature modulator is provided with means for correcting the frequency characteristics and group delay characteristics of the constructed crystal filter and / or an equalizer process in the DSP It is characterized by performing.
[0035]
According to the configuration of the present invention, the transmission spurious component can be removed.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
First, a configuration for solving the above three problems will be described.
[0037]
For ▲ 1 ▼
The frequency characteristic within the transmission band of the entire transmission unit including the transmission system and the feedback system is measured by the arithmetic control unit 10, and compared with the ideal value, the reverse characteristic of the transmission path is added in advance and transmitted from the transmission / reception means 40. To.
[0038]
According to this embodiment, the calculation control means 10 generates frequency characteristics and inverse characteristics of the transmission system and the feedback system during the distortion compensation calculation, and multiplies the transmission signal to thereby multiply the transmission system and the feedback system. The frequency characteristic can be corrected.
[0039]
For ▲ 2 ▼
When an Rx offset exists in each of the I / Q axes, an error offset also exists in a difference that is constantly compared between transmitted and demodulated I axis and Q axis data. The Rx offset is removed by changing the Rx offset value on the feedback side (feedback side) so as to eliminate this error offset.
[0040]
By adopting such a configuration, predistortion can be performed and accurate distortion compensation can be performed.
However, since there is a delay element τ (angle) in the transmission path and the recovery path in the demodulated I-axis and Q-axis data that has been fed back, it is not possible to simply compare the transmission data with the feedback data.
[0041]
FIG. 2 is an explanatory diagram of transmission / demodulation I and Q data errors due to the delay element τ. It is assumed that the I axis and the Q axis in the figure are the original axes (the axes for transmission). Here, if there is a delay element τ at the time of demodulation, the I / Q axis rotates by an angle τ to become the I ′ axis and the Q ′ axis.
[0042]
As a result of the point A on the I axis moving to the point A ′ by rotation, the difference ΔI between the points A and A ′ becomes the I channel error due to the delay element pair.
In general, means for detecting and correcting the value of the delay element τ is known in principle. Here, a method is provided in which means for correcting the Rx offset described above is provided after τ detection.
[0043]
First, the demodulated I ′ and Q ′ signals are subjected to −τ correction calculation by the arithmetic control means 10 to generate I ″ and Q ″ signals. Next, the Rx offset is corrected. However, since the Rx offset correction basically processes the I ′ and Q ′ signals, I ″ = ± I ′, Q ″ = ± Q, I ′ depending on the value of τ. This corresponds to “= ± Q, Q ″ = ± I”. For this reason, it is possible to avoid by adopting a method of switching the sign of the error offsets I ″ and Q ″ and the I / Q to be corrected according to the value of τ.
[0044]
About (3)
A method for correcting the orthogonality error of the quadrature modulator and the quadrature detector and a method for reducing the operation memory will be described below.
(A) The orthogonality error of the orthogonal modulator is detected, and the baseband signal is corrected.
(B) The orthogonality error of the orthogonal detector is detected, and the baseband signal is corrected.
(C) Since the orthogonality errors of the orthogonal modulation / detector devices used in the market are ± 3 ° (max) in total, a trigonometric function table of 0 ° ± X ° (X ≧ 3) is created. As a result, the arithmetic memory can be reduced.
[0045]
FIG. 3 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In the figure, 21 is a codec (CODEC) that converts an audio signal into a digital signal, 22 is a TDMA (Time Division Multiple Accessor) unit that receives the output of the codec 21 and transfers transmission data, and 23 is data that has been sent. This is a RAM (input buffer) for temporary storage.
[0046]
An arithmetic control unit 24 receives the output of the RAM 23 and generates frequency characteristics and inverse characteristics of the transmission system and the feedback system when performing distortion compensation calculation. The calculation control unit 24 corresponds to the calculation control means 10 of FIG. In the calculation control unit 24, 101 is a predistortion calculation control unit that predistorts the transmission signal by multiplying the correction signal from the feedback system, and 102 is an equalizer calculation control unit that performs an equalizer calculation on the feedback I / Q signal. is there. For example, a DSP (digital signal processor) is used as the arithmetic control unit 24.
[0047]
The input signal is decomposed into I-axis and Q-axis signals by the arithmetic control unit 24 to become Ik and Qk. Reference numeral 26 denotes a RAM as a buffer that receives the output of the arithmetic control unit 24, and reference numeral 27 denotes a D / A converter that converts the Ik and Qk signals read from the RAM 26 into analog signals. The D / A converter 27 is also provided with a low-pass filter (LPF) function.
[0048]
Reference numeral 28 denotes a quadrature modulator that orthogonally transforms the I / Q signal that is the output of the D / A converter 27 and synthesizes it into one modulated signal. A frequency converter (FC) 29 receives the output of the quadrature modulator 28. Reference numeral 30 denotes an amplifier that amplifies the output of the frequency converter 29, and reference numeral 31 denotes an antenna connected to the amplifier 30. Reference numeral 32 denotes a directional coupler provided at the output stage of the amplifier 30.
[0049]
Reference numeral 50 denotes a delay element that receives a feedback signal from the directional coupler 32. Reference numeral 33 denotes a frequency converter (FC) that receives the output of the delay element 50. A quadrature detector 34 separates the I / Q component from the output of the frequency converter 33. Reference numeral 43 denotes a reference carrier generation unit that provides a reference carrier to the quadrature modulator 28 and the quadrature detector 34.
[0050]
An A / D converter 35 converts the I / Q signal output from the quadrature detector 34 into a digital signal. The A / D converter 35 outputs I- and Q-axis signals Ik and Qk. . Reference numeral 37 denotes a RAM as a feedback buffer for temporarily storing the output of the A / D converter 35. The I / Q output signal of the RAM 37 is given to the arithmetic control unit 24.
[0051]
25c is a ROM for storing an operation program of the arithmetic control unit 24, and 25a is an E that operates as a work area. ² PROMs 25b are memories for storing frequency characteristic data for canceling the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system. Reference numeral 39 denotes an operation unit for inputting various commands, and reference numeral 38 denotes a microcomputer that receives a command input from the operation unit 39 and controls the system. The microcomputer 38 gives a command signal to the TDMA 22 and the arithmetic control unit 24. The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0052]
The data group transmitted from the audio codec 21 is burst-processed by the TDMA unit 22 and sent to the arithmetic control unit 24 via the RAM 23. Each data is divided into I / Q signals by the arithmetic control unit 24, and is predistorted and output normally by the predistortion arithmetic control unit 101. The output of the arithmetic control unit 24 is a transmission baseband signal. The output data of the arithmetic control unit 24 is sent to the D / A converter 27 via the RAM 26.
[0053]
An analog baseband signal I / Q is output from the D / A converter 27. This signal enters the subsequent quadrature modulator 28. At the same time, since the carrier wave is input to the quadrature modulator 28 from the reference carrier wave generating unit 43, this carrier wave is quadrature modulated by the baseband signal, It enters the power amplifier 30 through the frequency converter 29, is amplified to the required power, and is transmitted through the antenna 31.
[0054]
The transmission wave branched through the directional coupler 32 is input to the quadrature detector 34 via the delay element 50 and the frequency converter 33. Since the reference carrier is input to the detector 34 from the reference carrier generator 43, the baseband signal transmitted here is reproduced. The baseband signal is converted into digital data by the A / D converter 35 and then fed back to the arithmetic control unit 24 via the RAM 37.
[0055]
Since the demodulated signal (demodulated baseband signal) fed back to the arithmetic control unit 24 includes frequency characteristics on the path, the equalizer arithmetic control unit 102 compares the table 25b before comparing the amplitude and phase of the feedback signal. Based on the frequency characteristic data stored in, the calculation is performed to give the frequency characteristic opposite to the frequency characteristic of the transmission system and the feedback system. Then, by comparing the amplitude and phase of the corrected data, it is possible to correct the distortion compensation deterioration due to the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system.
[0056]
In this case, a calculation table for equalizer calculation is stored in the memory 25b connected to the calculation control unit 24. If the frequency characteristic changes depending on the system, this table can be rewritten.
[0057]
According to this embodiment, the arithmetic control unit (DSP) 24 executes the equalizer function and the predistortion function, so that the linearity of the transmission signal can be maintained.
[0058]
Further, by having frequency characteristic correction data for canceling the frequency characteristic as a table corresponding to the case where the frequency characteristics of the system are different, the arithmetic control unit (DSP) 24 performs arithmetic processing for the equalizer function. Becomes unnecessary, and it becomes easy to cancel the frequency characteristics.
[0059]
FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. An arithmetic control unit 24 includes a predistortion arithmetic control unit 101 and an equalizer arithmetic control unit 102. The arithmetic control unit 24 is connected to an equalizer memory 25b. For example, a DSP is used as the arithmetic control unit 24.
[0060]
26 is a RAM output buffer for temporarily storing the output data of the arithmetic control unit 24, 27a is a D / A converter for converting the data for each axis into an analog signal, and 27b is a high frequency component from the output of these D / A converters 27a. Is a low pass filter (LPF).
[0061]
Reference numeral 28 denotes a quadrature modulator that performs quadrature modulation by receiving the output of the low-pass filter 27b, reference numeral 40 denotes a transmission / reception unit that receives the output of the quadrature modulator 28, and reference numeral 31 denotes an antenna activated by the transmission / reception unit 40. Reference numeral 34 denotes an orthogonal demodulator that demodulates the feedback signal output from the directional coupler into an I / Q axis signal. An A / D converter 35 converts the output of the quadrature demodulator 34 into a digital signal.
[0062]
SW1 and SW2 are switches provided between the quadrature demodulator 34 and the A / D converter 35. When these switches SW1 and SW2 are set to the A side, the transmission signal is turned back at the output of the D / A converter 27a and enters the A / D converter 35.
[0063]
A RAM feedback buffer 37 receives the output of the A / D converter 35 and temporarily stores it. The output of the RAM feedback buffer 37 enters the arithmetic control unit 24. The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0064]
First, the arithmetic control unit 24 transmits a signal having a specific frequency spectrum. Here, the states of the switches SW1 and SW2 are connected to the B contact side, enter the quadrature modulator 28 through the low-pass filter 27b, undergo quadrature modulation, and are transmitted from the antenna 31. The arithmetic control unit 24 samples the feedback signal at this time, performs an FFT (Fast Fourier Transform) operation, and performs spectrum analysis of the transmission signal.
[0065]
FIG. 5 is a diagram showing characteristics of the second embodiment. F2 of (a) is a figure which shows the frequency spectrum in this case. The horizontal axis is frequency and the vertical axis is power.
Next, the switches SW1 and SW2 are connected to the A contact side, folded in front of the low-pass filter 27b, and input to the arithmetic control unit 24. The arithmetic control unit 24 samples the feedback signal and performs FFT analysis. F1 in FIG. 5A is a diagram showing the frequency spectrum at this time.
[0066]
Then, using the signal spectrum transmitted earlier as a reference, it is compared with the signal spectrum transmitted later, the spectrum difference is detected, the inverse characteristic is calculated, and this characteristic data is stored in the equalizer memory 25b. Thereafter, the states of the switches SW1 and SW2 are returned to the B side to make a normal system. In this case, the calculation control unit 24 performs frequency correction by the equalizer calculation control unit 102, and then the predistortion calculation control unit 101 performs predistortion and transmits an I / Q signal.
[0067]
In FIG. 5B, f3 is a spectrum of f2-f1 of FIG. 5A, and f4 is a spectrum showing the inverse characteristic of f3. Predistortion at the time of signal transmission is performed using the characteristics of f4.
[0068]
According to this embodiment, the inverse frequency characteristic of the system as indicated by f4 is stored in advance in the equalizer memory 25b by the arithmetic control unit (DSP) 24, so that the frequency characteristic at the time of actual wireless transmission can be reduced. Correction becomes easy.
[0069]
In this case, in a distortion compensation system that compares the amplitude and phase of the transmitted signal and the feedback signal to calculate and estimate the distortion of the amplifier and predistortion the distortion of the transmitted signal, the transmission system and the feedback system An equalizer circuit having a frequency characteristic opposite to that of the frequency characteristic can be provided on each of the I axis and the Q axis.
[0070]
According to the configuration of the present invention, it is easy to accurately correct the distortion of the frequency characteristic by providing the equalizer circuit having the inverse characteristic of the frequency characteristic on each of the I axis and the Q axis.
[0071]
FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, an equalizer for converting the output of the quadrature detector 34 is provided by hardware. In the figure, reference numeral 41 denotes this equalizer, which is provided between the quadrature detector 34 and the A / D converter 35. As a result, the equalizer calculation control unit 102 (see FIG. 3) in the calculation control unit 24 is not necessary. The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0072]
The signal sent from the sending unit is extracted from the directional coupler 32 and outputted to the feedback system. This feedback signal enters the quadrature detector 34 via the delay element 50 and the frequency converter 33 and is demodulated into an I / Q signal. The demodulated feedback signal enters the equalizer 41, and frequency correction is performed on the reverse characteristics of the transmission system and the feedback system.
[0073]
The feedback signal whose frequency characteristic has been corrected is converted into digital data by the A / D converter 35 and then enters the arithmetic control unit 24 via the RAM buffer 37. The arithmetic control unit 24 corrects the amplitude and phase of the signal whose frequency has been corrected by the equalizer 41. After the correction, the predistortion calculation control unit 101 performs predistortion and outputs a transmission signal I / Q.
[0074]
According to this embodiment, it is possible to correct the distortion compensation deterioration due to the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system.
7 and 8 are flowcharts showing the Rx offset removal processing of the fourth embodiment of the present invention. FIG. 10 is an explanatory diagram of a reading error when an Rx offset exists. The vertical axis is the Q axis, and the horizontal axis is the I axis. The coordinates indicated by the solid line are the I / Q axes of the DSP unit 24, and the coordinates indicated by the broken line are the erroneous I / Q axes when there is an Rx offset. The origin of coordinates indicated by a solid line is O, and the origin of coordinates indicated by a broken line is O ′. At this time, assuming that the vector from the origin O to O ′ is A, | A | becomes an erroneous measurement power.
[0075]
The arithmetic control unit 24 of FIG. 3 holds the I / Q modulation baseband data A generated before the predistortion process (S1). Predistortion processing is applied to this A (S2), and the data is sent in the order of RAM buffer 26 → D / A converter 27 → quadrature modulator 28 → frequency converter 29 → amplifier 30 → antenna 31.
[0076]
The transmitted signal is extracted as a feedback signal through the directional coupler 32, and is fed back to the arithmetic control unit 24 through the route of the frequency converter 33 → the quadrature detector 34 → the A / D converter 35 → the RAM buffer 37. Input Q signal data. The arithmetic control unit 24 measures the I / Q signal data B from the feedback I / Q signal (S3).
[0077]
Next, the arithmetic control unit 24 adds the Rx offset value C to the B data and detects D (S4). D is represented by the following equation.
D = B + C (1)
The difference between this D and the previously calculated value of A is taken to detect an error (S5). The maximum value and the minimum value of the error are detected from the error value (S6). An error offset E is obtained from the maximum value and the minimum value by the following equation (S7).
[0078]
Error Offset E = Minimum Error Value + (Maximum Error Value−Minimum Error Value) / 2 (2) FIG. 11 is an explanatory diagram of an I / Q error offset when an Rx offset exists. The difference between the max value and min value of the error (hatched area in the figure) is an error due to AM-PM and AM-AM components. Here, as shown in the equation (2), a value from a certain value K to the middle of the error max value and the min value is used as the error offset.
[0079]
E shown in the equation (2) is independently possessed by the I axis and the Q axis. Here, the error offset value on the I axis is Ei, and the error offset value on the Q axis is Eq. The error offset value E obtained above is compared with the threshold value, and ± n (n is an arbitrary integer) is added to the Rx offset value.
[0080]
For example, the + threshold value is compared with E (S8), and if + threshold value <E, 1 is subtracted from the value of C (S9). If + threshold <E is not satisfied, −threshold is compared with E (S10). If threshold value> E, 1 is added to the value of C (S11). Otherwise, the process is terminated. Here, 1 is used as the value of n.
[0081]
The above processing is expressed by the following formula.
If positive threshold <C = C−n
If negative threshold <E, C = C + n (3)
By repeating the above process, the Rx offset value can be reduced.
[0082]
According to this embodiment, the Rx offset value can be adjusted by the error offset detection value and the threshold value, and the Rx offset can be reduced.
According to the present invention, the arithmetic control unit 24 can determine whether the Rx offset is positive or negative from error data even during communication, and can reduce the Rx offset. Therefore, it is possible to reduce the Rx offset from the error data even during communication.
[0083]
Next, correction of the delay element τ will be described. The conditions for the above detection are satisfied only when the I and Q axes of the quadrature detector 34 output in FIG. 3 and the I (t) and Q (t) axes of the quadrature modulator 28 are in phase. However, since the delay element τ always occurs in the round trip path section, a method for canceling the delay element τ in the arithmetic control unit 24 is required.
[0084]
Specifically, the Rx offset value C is added to the Ik and Qk signals output from the quadrature detector 34. The generated signals are set as Ik ′ and Qk ′, and the delay element τ (angle) is corrected for these Ik ′ and Qk ′ to generate Ic and Qc. Ic and Qc are expressed by the following equations, respectively.
[0085]
Ic = Ik′cosτ−Qk′sinτ
Qc = Qk′cosτ + Ik′sinτ (4)
As shown in equation (1), Ic and Qc are used as the Rx offset error measurement signal to obtain a difference from A, and the processing shown in equation (2) is performed. However, Ik ′ and Qk ′ after rotating the shaft are compared for error, but since it is Ik and Qk after orthogonal demodulation that the Rx offset is actually added, the processing according to the above equation (3) can be simply performed. Can not. This is because the codes corrected by I and Q and the objects I and Q are different due to shaft rotation.
[0086]
Therefore, a threshold value by τ is provided, and the calculation for Ci and Cq is performed as follows to change equation (3).
The threshold is −π / 4 ≦ τ <+ π / 4 ...... α
+ Π / 4 ≦ τ <+ 3π / 4 ... β
+ 3π / 4 ≦ τ <-3π / 4 ... γ
−3π / 4 ≦ τ <−π / 4... Ε
And set.
[0087]
Ci = Ci + −n, Cq = Cq + −n (when α)
Ci = Cq + −n, Cq = Cq− + n (in the case of β)
Ci = Ci− + n, Cq = Cq− + n (in the case of γ)
Ci = Cq− + n, Cq = Ci− + n (in the case of ε)
Here, +-means ±, and-+ means the opposite.
[0088]
FIG. 9 is an explanatory diagram of threshold decomposition by τ. It can be seen that the calculation of the Rx offset value varies depending on the range of τ from the first quadrant to the fourth quadrant.
By providing such a processing mechanism in the arithmetic control unit 24, Rx offset correction can be performed even during signal transmission.
[0089]
According to this embodiment, a section is identified by the value of the delay element τ, and the Rx offset can be accurately corrected by distributing the Rx offset value to the I axis and the Q axis for each section. .
[0090]
Further, according to the present invention, the arithmetic control unit 24 can detect an error offset using the demodulated data after correction based on the delay element τ. Thereby, since the error offset is detected after the correction based on the delay element τ, the rotation of the I axis and the Q axis is corrected, and the error offset can be detected with high accuracy.
[0091]
Next, an orthogonality error correction circuit according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A mechanism for correcting the orthogonality of the transmission system and the feedback system is added to the predistortion calculation control unit 101 in the calculation control unit (DSP) 24.
[0092]
An operation table memory 25b for predistortion calculation is provided outside, and when the characteristics change depending on the connected system, this table 25b can be rewritten to cope with it.
[0093]
Usually, the predistorted modulation signal passes through the route of the arithmetic control unit 24 → the quadrature modulator 28 → the amplifier 30 and is fed back from the route of the feedback quadrature detector 34 → the A / D converter 35 to control the calculation again. Return to section 24. This feedback signal includes orthogonality errors of the quadrature modulator 28 and the quadrature detector 34.
[0094]
The orthogonality error adjustment method of this orthogonal modulator 28 is shown below.
First, a measuring instrument capable of measuring a transmission orthogonality error (phase error) is connected to the antenna 31. Next, the orthogonality error Δφ is changed from the outside so that the orthogonality error is minimized. The correction equation at this time has the following relationship where the corrected point on the I / Q plane is (x, y) and the uncorrected point is (x ′, y ′).
[0095]
x = x ′ + y′tan Δφ
y = y ′ / cosΔφ (5)
For this quadrature modulator in which Δφ exists, the cos Δφ and tan Δφ data tables are read from the memory 25b with respect to the modulator input signal, and the operation of the quadrature modulator 28 is performed by performing the calculation of equation (5). It is possible to eliminate the degree error.
[0096]
Next, the orthogonality error correction method in the orthogonal detector 34 will be described with reference to FIG. FIG. 12 is an explanatory diagram of the constellation difference when the orthogonality error α exists. In FIG. 12, the vertical axis is Q and the horizontal axis is I. The axis and perfect circle when the solid line coordinates are orthogonality error α = 0 °, and ◯ are points where the orthogonality error is 0 °. The broken line coordinates are the axis and ellipse of Δφ when the orthogonality error α exists, and ● is the point of the orthogonality error Δφ.
[0097]
First, the arithmetic control unit 24 outputs data I / Q that outputs a circle. Here, assuming that the fed back I and Q signals are x and y, Rx offset correction is performed on the data. Let the corrected data be x ′ and y ′.
[0098]
The procedure of the Rx offset correction uses the method of the third embodiment described above. Subsequently, a correction procedure for the orthogonality error Δφ is shown in FIG. First, Rx offset and I / Q gain are corrected (S1). Next, a circle constellation is output (S2). Next, the arithmetic control unit 24 sets the I ² + Q ² And the max value and the min value are detected (S3). Next, it is checked whether or not the max value and the min value are substantially the same value, that is, whether or not the difference between the max value and the min value is within a predetermined threshold value (S4).
[0099]
If the difference between the max value and the min value is within a predetermined threshold value, the process ends. If the difference between the max value and the min value is greater than or equal to a predetermined threshold value, it is checked whether the max value is in the first quadrant and the third quadrant (S5). If it is not the first quadrant or the third quadrant, Δφ = Δφ−β is calculated (S6). Here, β is the orthogonality step size.
[0100]
In the case of the first quadrant and the third quadrant, Δφ = Δφ + β is calculated (S7). Steps S7 and S6 are calculated, and then the process returns to step S2 to repeat the same processing. By such a procedure, the orthogonality error Δφ is gradually reduced, and orthogonality correction is realized.
[0101]
Using Δφ obtained by the above-described correction, signals x and y further Δ-corrected from x ′ and y ′ are obtained by the following equations.
x = x ′
y = y ′ / cos Δφ + x ′ tan Δφ (6)
Thus, accurate predistortion can be performed by processing the obtained x and y as factors of the predistortion calculation.
[0102]
According to the above-described embodiment, it is possible to accurately correct the orthogonality error of the transmission system and the feedback system by providing the arithmetic control unit that corrects the orthogonality error of the orthogonal modulator 28 and the orthogonal detector 34. It becomes possible.
[0103]
Further, a DSP is used as the arithmetic control unit 24, and the orthogonality correction is performed by predistorting the data to which the orthogonality error of the transmission system is added, so that the power difference received by the amplifier 30 can be minimized and the distortion compensation can be performed. Can be improved accurately.
[0104]
Further, by providing the above-described trigonometric function table for orthogonality correction calculation and limiting the trigonometric function table to an arbitrary angle, the memory capacity of the table can be kept small.
[0105]
Further, the capacity of the table memory 25b can be adjusted by arbitrarily setting the orthogonal axis correction step size (β).
The above-described embodiment has a disadvantage that Δφ cannot be detected during data communication. However, by replacing the processing as shown in FIG. 14, Δφ can be detected even during data communication. is there.
[0106]
FIG. 14 is a flowchart showing Δφ detection and correction operations during data communication. First, normal modulation processing is performed (S1). Next, predistortion processing is performed (S2). This process includes transmission orthogonality correction. Next, the fed back I / Q is measured (S3).
[0107]
Next, Rx offset is added and Rx gain correction is performed (S4). Next, reception orthogonality correction is performed (S5). Next, I ² + Q ² To calculate the distance to the point on the constellation. In the constellation diagram, point A is the point where the locus on the constellation is concentrated, B is the point where the locus on the constellation is concentrated, O is the origin of the I / Q axis, and θ is the orthogonality step size.
[0108]
The arithmetic control unit 24 compares OA (distance from O to A) and OB, and checks whether the difference is within a predetermined threshold (S6). If it is not within the predetermined threshold value, the arithmetic control unit 24 determines that I ² + Q ² It is checked whether or not OA> OB (S7).
[0109]
If OA> OB, the calculation of Δφ = Δφ−θ is performed (S8). If OA> OB, the calculation of Δφ = Δφ + β is performed (S9). Next, it is checked whether or not the difference between OA and OB is within a predetermined threshold (S10). If it falls within the predetermined threshold value, the process ends. If not, the process returns to step S1 to perform the same process.
[0110]
According to this embodiment, it is possible to correct the deviation of the orthogonal axes even during the communication service.
The calculation control unit 24 calculates the distance from the origin of the two points on the constellation, and compares the distances, so that the orthogonality error can be accurately corrected.
[0111]
In order to remove transmission spurious components (noise components generated during quadrature modulation) during quadrature modulation, the output of the quadrature modulator includes means for correcting the frequency characteristics and group delay characteristics of the configured crystal filter. And / or by performing equalizer processing in the DSP, the transmission spurious component can be removed.
[0112]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention,
(1) In a distortion compensation system that compares the amplitude and phase of a transmitted signal with a feedback signal to calculate and estimate distortion of an amplifier and predistortion the distortion of the transmitted signal to perform distortion compensation, Comprising arithmetic control means for generating frequency characteristics and inverse characteristics of the transmission system and feedback system, and correcting the frequency characteristics of the transmission system and feedback system by the arithmetic control means,
When the arithmetic control unit performs the distortion compensation calculation, the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system are generated opposite to those of the transmission system and multiplied by the transmission signal, whereby the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system can be corrected.
[0113]
(2) In this case, the DSP is used as the arithmetic control means, the equalizer function for correcting the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system, and the predistortion function are performed by arithmetic processing, and the modulation that has been fed back including distortion information By performing the equalizer process first on the signal and then the predistortion process,
The DSP executes the equalizer function and the predistortion function, and can maintain the linearity of the transmission signal.
[0114]
(3) Since the frequency characteristics change depending on the system, a memory having the system frequency characteristics as a table is arranged outside, and the equalizer function cancels the system frequency characteristics from this table.
The frequency characteristic correction data for canceling the frequency characteristic is stored as a table, and the DSP does not need to perform arithmetic processing for the equalizer function, and it becomes easy to cancel the frequency characteristic.
[0115]
(4) In addition, there is provided means for switching the presence / absence of the frequency characteristic of the system with a switch, and the DSP measures the frequency characteristic of the system by FFT calculation, calculates the inverse frequency characteristic of the system and stores it in the memory table By doing
The DSP stores the inverse frequency characteristics of the system in the memory table in advance, and correction of the frequency characteristics during actual wireless transmission is facilitated.
[0116]
(5) Further, in a distortion compensation system that compares the amplitude and phase of the transmitted signal with the feedback signal to calculate and estimate the distortion of the amplifier and predistorts the transmitted signal to compensate for the distortion, a transmission system and a feedback system By providing an equalizer circuit with opposite characteristics of the frequency characteristics on each of the I axis and Q axis,
Equalizer circuits having inverse characteristics of the frequency characteristics are provided on the I axis and the Q axis, respectively, and it becomes easy to accurately correct the distortion of the frequency characteristics.
[0117]
(6) Further, the arithmetic control means determines whether the Rx offset is positive or negative from error data even during communication, and reduces the Rx offset.
Even during communication, the Rx offset can be reduced from the error data.
[0118]
(7) The calculation control means obtains the maximum value and the minimum value of the error data of the Rx offset, detects the error offset, and adjusts the Rx offset value by the detected value and the threshold value,
The Rx offset value can be adjusted by the error offset detection value and the threshold value, and the Rx offset can be reduced.
[0119]
(8) The arithmetic control means detects the delay element τ, detects the error offset using the demodulated data after performing the correction based on the delay element τ, and thereby performs the correction based on the delay element τ. Since the error offset is detected, the error offset can be accurately detected.
[0120]
(9) Further, the calculation control means identifies a section when the value of the delay element τ exceeds a threshold value, and determines whether the Rx offset correction value is distributed to the I axis or the Q axis for each section. By determining
A section is identified by the value of the delay element τ, and the Rx offset value is distributed to the I axis and the Q axis for each section, so that the Rx offset can be corrected accurately.
[0127]
( 10 ) Further, in order to remove transmission spurious components during quadrature modulation, the output of the quadrature modulator is provided with means for correcting the frequency characteristics and group delay characteristics of the constructed crystal filter and / or an equalizer process in the DSP By performing the above, it is possible to remove the transmission spurious component.
[0128]
As described above, according to the present invention, it is possible to eliminate the signal degradation depending on the frequency characteristics of the system, accurately perform the distortion compensation processing depending on the orthogonality error between the quadrature modulator and the detector, and during transmission. In addition, it is possible to provide a distortion compensation system that can reduce Rx offset and orthogonality errors that cause distortion compensation degradation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a principle block diagram of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of transmission / demodulation I and Q data errors due to a delay element τ;
FIG. 3 is a block diagram showing a first exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a second exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing characteristics of the second embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing a third exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a flowchart showing an Rx offset removal process according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart illustrating an Rx offset removal process according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an explanatory diagram of threshold decomposition by τ.
FIG. 10 is an explanatory diagram of a reading error when an Rx offset exists.
FIG. 11 is an explanatory diagram of an I / Q error offset when an Rx offset exists.
12 is an explanatory diagram of a constellation difference when an orthogonality error α exists. FIG.
FIG. 13 is a flowchart showing an orthogonality correction operation of the orthogonal detector.
FIG. 14 is a flowchart showing a Δφ detection operation during data communication.
[Explanation of symbols]
10 Calculation control means
20 Quadrature modulation / demodulation means
31 Antenna
40 Transmission / reception means

Claims

In the distortion compensation system that compares the amplitude and phase of the transmitted signal and the feedback signal to calculate and estimate the distortion of the amplifier and predistortion the distortion of the transmitted signal,
Distortion characterized by comprising calculation control means for generating a frequency characteristic and an inverse characteristic of the frequency characteristics of the transmission system and feedback system at the time of distortion compensation calculation, and correcting the frequency characteristics of the transmission system and feedback system by the calculation control means. Compensation system.

A DSP is used as the arithmetic control means, an equalizer function for correcting the frequency characteristics of the transmission system and the feedback system, and a predistortion function are performed by arithmetic processing, and the modulation signal that has been fed back including distortion information is first subjected to equalizer processing. 2. The distortion compensation system according to claim 1, wherein predistortion processing is performed next.

3. The frequency characteristic changes depending on a system, and therefore, a memory having a system frequency characteristic as a table is arranged outside, and the equalizer function cancels the frequency characteristic of the system from this table. Distortion compensation system.

And a means for switching the presence / absence of the frequency characteristic of the system with a switch, wherein the DSP measures the frequency characteristic of the system by FFT calculation, calculates the inverse frequency characteristic of the system, and stores it in the memory table. The distortion compensation system according to claim 3.

In the distortion compensation system that compares the amplitude and phase of the transmitted signal and the feedback signal to calculate and estimate the distortion of the amplifier and predistortion the distortion of the transmitted signal,
A distortion compensation system comprising an equalizer circuit having opposite characteristics of frequency characteristics of a transmission system and a feedback system on each of an I axis and a Q axis.

2. The distortion compensation system according to claim 1, wherein the arithmetic control unit determines whether the Rx offset is positive or negative from error data even during communication, and reduces the Rx offset.

7. The calculation control unit according to claim 6, wherein the arithmetic control unit obtains the maximum value and the minimum value of the error data of the Rx offset, detects the error offset, and adds or subtracts the Rx offset value based on the detected value and the threshold value. Distortion compensation system.

8. The distortion compensation system according to claim 7, wherein the arithmetic control unit detects a delay element τ and detects an error offset using demodulated data after performing correction based on the delay element τ.

The arithmetic control means identifies a section when the value of the delay element τ exceeds a threshold value, and determines whether the Rx offset correction value is distributed to the I axis or the Q axis for each section. The distortion compensation system according to claim 8.

In order to remove transmission spurious components during quadrature modulation, the output of the quadrature modulator has means for correcting the frequency characteristics and group delay characteristics of the configured crystal filter and / or performs equalizer processing in the DSP The distortion compensation system according to claim 2 .