JP3708023B2

JP3708023B2 - Automatic frequency controller

Info

Publication number: JP3708023B2
Application number: JP2001032837A
Authority: JP
Inventors: 浩一筒井
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2001-02-08
Filing date: 2001-02-08
Publication date: 2005-10-19
Anticipated expiration: 2021-02-08
Also published as: JP2002237859A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は自動周波数制御装置に係り、特にディジタル変調方法を使用した移動体通信システムの受信機に使用される自動周波数制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル変調を適用した移動体通信システムの受信機にあっては、送信機と同期を確立するだけでなく、受信機の局部発信回路の周波数を送信周波数と一致するように制御することが必要となる。
図１は従来のディジタル変調波受信機の構成図であって、中間周波信号に変換された受信波は直交復調器１０で直交復調された後、復調器１１でデータが復調される。
【０００３】
直交復調器用の局部発振器１４の発振周波数を送信周波数に追従させるために、直交復調器１０の出力である直交復調信号を周波数弁別器１２で周波数弁別し、さらにループフィルタ１３でフィルタリングした信号で局部発振器１４の発振周波数を制御している。
図２は従来の周波数弁別器の構成図であって、いわゆる「たすきがけ」回路を構成している。
【０００４】
即ち、直交復調信号の実数成分（Ｉ）は実数成分（Ｉ）を１クロックτだけ遅延させる実数成分遅延器１２１及び第１の乗算器１２２を介して加算器１２５に送られ、虚数成分（Ｑ）は虚数成分（Ｑ）を１クロックτだけ遅延させる虚数成分遅延器１２３及び第２の乗算器１２４を介して加算器１２５に送られる。
そして、第１の乗算器１２２の出力と第２の乗算器１２４の出力は加算器１２３で加算され、周波数弁別器１２の出力となる。
【０００５】
なお、第１の乗算器１２２では実数成分遅延器１２１の出力と虚数成分（Ｑ）とが乗算され、第２の乗算器１２４では虚数成分遅延器１２３の出力と実数成分（Ｉ）とが乗算される。そして、「たすきがけ」回路を使用することにより、弱電界地区であっても、基地から常時送信が行われている連続波の受信であれば、安定した周波数の弁別が可能となっている。
【０００６】
しかし、移動局相互間の通信における断続的な送信波を受信する場合には、送信開始時に迅速な周波数引き込みが困難であるため、送信開始部分の情報を受信できないおそれがある。
この課題を解決するために、情報フレームの先に無変調キャリアだけを含むフレームを追加したスーパーフレームを適用することが提案されている。
【０００７】
図３はスーパーフレームの一例であって、（イ）に示すように０〜３の４フレームが１つのスーパーフレームを構成する。そして、（ロ）に示すフレーム０の３６８ビットに相当する期間は変調されていないキャリアだけを送信し、（ハ）に示すフレーム１〜３の３４８ビット×３＝１０４４ビットで情報を送信する。そして、フレーム０に含まれる無変調キャリアを使用して受信機の局部発振器の発振周波数を制御する機会を増やすことにより、断続的な送信波を受信する場合にも受信側における周波数引き込みを容易にしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の受信機にあっては周波数弁別器１２の出力によりループフィルタ１３を介して局部発振器１４を制御しているため以下の課題が生じる。
１．ループフィルタ１３の時定数を長く設定した場合には周波数の制御速度が遅くなり、数スーパーフレーム間は復調不能となり情報が欠落するおそれがある。
２．ループフィルタ１３の時定数を短く設定した場合には、フレーム３のキャリア受信中に周波数制御を完了することが可能となるものの、フレーム０〜２のデータ受信中の位相変化に追従して局部発振器１４の発振周波数が変動するため、直交復調性能が悪化することを回避できない。
【０００９】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであって、迅速かつ確実に周波数を制御することが可能な自動周波数制御装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明では、直交復調信号の回転角度の時間的変化率を算出する回転角度変化率算出部と、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率に基づいて、無変調キャリア受信中であることを判定する判定部と、前記判定部で無変調キャリア受信中であると判定されたときに、前記回転角度変化率算出部で算出された回転角度変化率を、局部発振器の発振周波数を制御するための制御値に換算する制御値換算部とを備えた自動周波数制御装置において、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記遅延素子の入出力間の差を算出する少なくとも１つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器とを備える。
【００１１】
また、本発明の自動周波数制御装置においては、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備える。
【００１２】
また、本発明の自動周波数制御装置においては、前記判定部が、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率の移動平均を前記遅延素子の出力に基づいて算出する平均値算出器と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率又は前記遅延素子の出力と前記平均値算出器で算出された平均値の差を算出する少なくとも２つの減算器と、前記減算器の出力の最大値を選択する最大値選択器と、前記最大値選択器で選択された最大値が予め設定された閾値より小であるときに前記制御値換算部に換算指令を出力する比較器と、を備える。
【００１３】
そして、前記自動周波数制御装置における前記回転角度変化率算出部が、直交復調信号の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、直交復調信号を所定時間遅延させる遅延素子と、前記遅延素子で遅延された受信信号の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることとした。
【００１４】
前記自動周波数制御装置における前記回転角度変化率算出部が、直交復調信号を所定時間ずつ遅延させるために２Ｎ＋１個（ただし、Ｎは、１以上の整数）直列接続された遅延素子と、直交復調信号及び前記遅延素子の中の前段Ｎ個の遅延素子の出力の平均値を算出する第１の平均値算出器と、前記遅延素子の中の後段Ｎ＋１個の遅延素子の出力の平均値を算出する第２の平均値算出器と、前記第１の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第１の回転角度算出器と、前記第２の平均値算出器の出力の回転角度を算出する第２の回転角度算出器と、前記第１の回転角度算出器で算出された第１の回転角度と、前記第２の回転角度算出器で算出された第２の回転角度の差を算出する減算器と、を備えることとした。
【００１５】
さらに、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率を所定時間ずつ遅延させるための少なくとも１つの遅延素子と、前記回転角度変化率算出部から出力される回転角度変化率と前記遅延素子の出力の平均値を算出する平均値算出器で構成され、前記回転角度変化率算出部と前記制御値換算部の間に設置される平均化部と、を備えることとした。
【００１６】
また、前記自動周波数制御装置における前記比較器が、前記換算指令を出力した後の予め設定された期間、該換算指令の出力を更新しないタイマを備えることとした。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図4は本発明に係る自動周波数制御装置を適用したディジタル変調波受信機の構成図であって、図1と同一の構成要素に対しては同一の参照番号を用いる。
即ち従来の周波数弁別器１２に代えて本発明に係る自動周波数制御装置４が使用され、ループフィルタ１３が省略される。そして、自動周波数制御装置４の出力により直接局部発信器１４の発振周波数を制御する。
【００１８】
図５は第１の自動周波数制御装置の構成図であって、第1の自動周波数制御装置４はアナログ・ディジタル変換器、ＤＳＰ等のプログラマブルロジック、及びディジタル・アナログ変換器で構成される。
即ち、直交復調器１０から出力される直交復調信号は、アナログ・ディジタル変換器であるＡＤ変換部４１でディジタル信号に変換される。ＡＤ変換部４１から出力されるディジタル化された実数成分及び虚軸成分は回転角度変化率算出部４２に入力される。
【００１９】
回転角度変化率算出部４２では、直交復調器１０から出力される遅延のない直交復調信号の回転角度と所定時間遅延された直交復調信号の回転角度の差に基づいてベクトルの回転角度の時間的変化率が算出される。
そして、受信機の局部発振器１４の発振周波数が中間周波に変換したキャリアの周波数と一致している場合は回転角度変化率は零となるので、回転角度変化率算出部４２の出力は零となる。
【００２０】
逆に局部発信機１４の発振周波数がキャリア周波数から偏倚している場合は回転角度変化率算出部４２の出力は偏倚量に比例した値となる。
判定部４３では、回転角度変化率算出部４２から出力される回転角度変化率が一定値を維持しているか、変動しているかを判断して、スーパーフレームのフレーム０を受信中であるか、否かを判断する。
【００２１】
即ち、フレーム１〜３を受信中であればデータを受信している状態であるため位相差は常時変化するのに対し、フレーム０を受信中であれば無変調キャリアを受信している状態であるので位相差はほぼ一定値に維持されるからである。
判定部４３で無変調キャリア受信中であると判断されたときは、制御値換算部４４において回転角度変化率算出部４２の出力を制御値に換算し、ディジタル・アナログ変換器であるＤＡ変換部４５からアナログ値として出力する。そしてアナログ値に変換された制御値により局部発振器１４の発振周波数が制御される。
【００２２】
逆に、判定部４３で無変調キャリア受信中でないと判断されたときは、制御値換部４４の出力は以前の値に維持される。
なお、ＡＤ変換部４１及びＤＡ変換部４５を専用の素子で構成し、回転角度変化率算出部４２、判定部４３及び制御値換算部４４はプログラマブルロジック（例えばＤＳＰ）で構成することが望ましい。
【００２３】
図６は回転角度変化率算出部の第１の実施形態の構成図であって、Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号の実軸成分（Ｉ）と虚軸成分（Ｑ）のなす角度θが、第１の回転角度計算器６０で次式により計算される。
θ＝tan^-1（Ｑ／Ｉ）
Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号はまた、遅延素子６１で１サンプリング時間遅延され、遅延後の直交復調信号の実軸成分Ｉ_d と虚軸成分Ｑ_d のなす角度θ_d が、第２の回転角度計算器６２で次式により計算される。
【００２４】
θ_d ＝tan^-1（Ｑ_d ／Ｉ_d ）
そして、減算器６３において位相差Δθが次式により算出され、判定部４３及び制御値換算部４４に出力される。
Δθ ＝ θ−θ_d
図７は回転角度変化率算出部の第２の実施形態の構成図であって、第１の実施形態より信号雑音比を改善するものである。なお、第１の実施形態と同一の要素に対しては同一の参照番号を使用する。
【００２５】
即ち、Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号は、２Ｎ＋１段（本実施形態にあっては５段）の遅延素子７０〜７４によって順次遅延される。
Ａ／Ｄ変換部４１から出力されるディジタル化された直交復調信号並びに前Ｎ段（本実施形態にあっては第１及び第２の遅延素子７０、７１）の出力の平均値が第１の平均値算出器７５で算出され、後Ｎ＋１段（本実施形態にあっては第３、第４及び第５の遅延素子７２，７３，７４）の出力の平均値が第２の平均値算出器７６で算出される。
【００２６】
そして第１の平均値算出器７５から出力される第１の平均値ベクトル（実軸成分Ｉ₁ ，虚軸成分Ｑ₁ )の位相θ₁ が、第１の回転角度計算器６０で次式により算出される。
θ₁ ＝tan^-1（Ｑ₁ ／Ｉ₁ ）
第２の平均値算出器７６から出力される第２の平均値ベクトル（実軸成分Ｉ₂，虚軸成分Ｑ₂ ）の位相θ₂ が、第２の回転角度計算器６２で次式により算出される。
【００２７】
θ₂ ＝tan^-1（Ｑ₂ ／Ｉ₂ ）
そして、減算器６３において位相差Δθが次式により算出され、判定部４３及び制御値換算部４４に出力される。
Δθ ＝ θ₁ −θ₂
即ち本発明に係る第１の自動周波数制御装置４によれば、発振周波数と無変調キャリア周波数間の偏倚量に比例した制御値により局部発振器１４の発振周波数が制御されるので、無変調キャリアのフレームを１回受信するだけで局部発振器１４の発振周波数を無変調キャリア周波数に一致させることが可能となる。
【００２８】
図８は回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図であって、第２の実施形態に対して回転角度計算器と平均値計算器の位置を逆にした構成を有する。
遅延されない直交変調信号及び遅延素子７０〜７４で遅延された直交変調信号の回転角度を回転角度計算器８０〜８５で算出し、前Ｎ個の回転角度計算器の出力を第１の平均値算出器７５で平均し、後Ｎ個の回転角度計算器の出力を第２の平均値算出器７６で平均する。
【００２９】
そして、第１の平均値算出器７５の出力と第２の平均値算出器７６の出力の差を減算器６３で算出し、判定部４３及び制御値換算部４４に出力する。
しかし、上記自動周波数制御装置では信号雑音比が小さい場合には制御値の精度が低下する。
図９は第２の自動周波数制御装置の構成図であって、信号雑音比が小さい場合にも制御値の精度を確保することを可能とする。
【００３０】
即ち、第２の自動周波数制御装置は、図９（ニ）に示すように第１の自動周波数制御装置４の回転角度変化率算出部４２と制御値換算部４４の間に平均化部９が挿入される。
図９（ホ）は平均化部８の構成図であって、回転角度変化率差算出部４２で算出された回転角度変化率をＭ段（Ｍは、１以上の整数であり、図９（ホ）では、Ｍ＝３の場合である）の遅延素子９０〜９２で順次遅延し、遅延された位相差と遅延されない位相差を平均値算出器９３で平均化し、回転角度変化率の信号雑音比を改善して制御値換算部４４に出力する。
【００３１】
本発明に係る第２の自動周波数制御装置によれば、信号雑音比が小さい場合、即ち受信電界強度が弱い場合にも局部発振器１４の発振周波数をキャリア周波数に確実に追従させることが可能となる。
図１０は判定部４３の第１の実施形態の構成図であって、回転角度変化率算出部４２で算出された回転角度変化率をＬ段（Ｌは、１以上の整数であり、図１０では、Ｌ＝３の場合である）の遅延素子１００〜１０２で順次遅延する。そして、各遅延素子１００〜１０２の入出力の差を減算器１０３〜１０５で算出し、算出された３つの差の絶対値の最大値を最大絶対値選択器１０６で選択する。
【００３２】
そして、最大絶対値選択器１０６で選択された最大値と、基準値発生器１０７で発生された基準値を比較器１０８で比較し、最大値が基準値より小となったときに無変調キャリア受信中であると判断し、制御値換算部４４から制御値を出力する。
これは、前述したように、回転角度変化率が所定期間一定値に維持されればフレーム０に含まれる無変調キャリアを受信していると判断することが可能であることに基づいている。
【００３３】
判定部の第１の実施形態においては隣り合う遅延素子の出力を減算するため、演算精度が低下して、キャリア受信時を誤判定するおそれがある。
図１１は判定部の第２の実施形態の構成図であって、誤判定を抑制することを目的とする。なお、判定部の第１の実施形態と同一の要素に対しては同一の参照番号を付する。
【００３４】
即ち第２の実施形態では、回転角度変化率及び各遅延素子１００〜１０２で遅延された回転角度変化率の平均値を演算する平均値算出器１１０、及び平均値演算器１１０で演算された平均値と回転角度変化率及び各遅延素子１００〜１０２で遅延された回転角度変化率との差を演算する減算器１１１〜１１４が追加される。
【００３５】
即ち、回転角度変化率の移動平均値との差を算出することにより判定精度を向上しているが、回転角度変化率の移動平均値が平均値算出器１１０で算出される。
そして、回転角度変化率と平均値の差が第１の減算器１１１で、第１の遅延素子９０の出力と平均値の差が第２の減算器１１２で、第２の遅延素子９１の出力と平均値の差が第３の減算器１１３で、第３の遅延素子９２の出力と平均値の差が第３の減算器１１４で算出される。
【００３６】
そして、４つの差の絶対値の最大値が最大絶対値選択器１０６で選択される。そして、最大絶対値選択器１０６で選択された最大値と、基準値発生器１０７で発生された基準値を比較器１０８で比較し、最大値が基準値より小となったときに無変調キャリア受信中であると判断し、制御値換算部４４から制御値を出力する。
【００３７】
実際のディジタル変調波受信機にあっては、局部発振器１４はＰＬＬ（Phase Locked Loop）で構成されることが普通であるので、発振周波数設定値がステップ状に変化したときは局部発振器１４の発振周波数が設定値に追従するまでに所定の時間を要する。そして、追従が完了する前に発振周波数設定値が変化すると、却って発振周波数の安定性が損なわれることとなる。
【００３８】
図１２は判定部の第３の実施形態の構成図であって、上記課題を解決するために、第２の実施形態の比較器１０８の出力がタイマ１２０を介して制御値換算部４４に出力される。
タイマ１２０は、ＰＬＬで構成される局部発振器１４が発振周波数設定値に完全に追従するのに要する時間、例えば５〜１０ミリ秒に設定される。
【００３９】
そして、比較器１０８の出力が更新されてから設定時間が経過するまでは、比較器１０８の出力が更新されても判定部４の出力を更新しないこととしている。なお、判定部の第１の実施形態にもタイマを追加することができることは、いうまでもない。
【００４０】
【発明の効果】
第１の発明に係る自動周波数制御装置によれば、無変調キャリアがフレームに格納されて送信される場合には、無変調キャリア受信中に局部発振器の発振周波数を無変調キャリアの周波数に追従させることが可能となるので、親局−子局間だけでなく子局−子局間でも高品質の通信を行うことができる。
【００４１】
第２及び３の発明に係る自動周波数制御装置によれば、受信電界強度が低い場合でも局部発振器の発振周波数を無変調キャリア周波数に追従させることが可能となる。
第４の発明に係る自動周波数制御装置によれば、一層安定した周波数制御値を出力することが可能となる。
【００４２】
第５及び第６の発明に係る自動周波数制御装置によれば、無変調キャリアを送信するフレームを確実に検出することが可能となる。
第７の発明に係る自動周波数制御装置によれば、PLLの発振周波数が安定するまで周波数制御値が出力されないので、安定かつ高速な周波数制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のディジタル変調波受信機の構成図である。
【図２】周波数弁別器の構成図である。
【図３】スーパーフレームの構成図である。
【図４】本発明に係る自動周波数制御装置を適用したディジタル変調波受信機の構成図である。
【図５】第１の自動周波数制御装置の構成図である。
【図６】回転角度変化率算出部の第１の実施形態の構成図である。
【図７】回転角度変化率算出部の第２の実施形態の構成図である。
【図８】回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図である。
【図９】回転角度変化率算出部の第３の実施形態の構成図である。
【図１０】第２の自動周波数制御装置の構成図である。
【図１１】判定部の第１の実施形態の構成図である。
【図１２】判定部の第２の実施形態の構成図である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an automatic frequency control apparatus, and more particularly to an automatic frequency control apparatus used for a receiver of a mobile communication system using a digital modulation method.
[0002]
[Prior art]
In a receiver of a mobile communication system to which digital modulation is applied, it is necessary not only to establish synchronization with the transmitter, but also to control the frequency of the local oscillator circuit of the receiver to match the transmission frequency. Become.
FIG. 1 is a block diagram of a conventional digital modulated wave receiver. A received wave converted to an intermediate frequency signal is orthogonally demodulated by an orthogonal demodulator 10 and then demodulated by a demodulator 11.
[0003]
In order to make the oscillation frequency of the local oscillator 14 for the quadrature demodulator follow the transmission frequency, the quadrature demodulated signal output from the quadrature demodulator 10 is frequency discriminated by the frequency discriminator 12 and further filtered by the signal filtered by the loop filter 13. The oscillation frequency of the oscillator 14 is controlled.
FIG. 2 is a block diagram of a conventional frequency discriminator, which constitutes a so-called “tasking” circuit.
[0004]
That is, the real component (I) of the quadrature demodulated signal is sent to the adder 125 via the real component delayer 121 and the first multiplier 122 that delay the real component (I) by one clock τ, and the imaginary component (Q ) Is sent to the adder 125 via the imaginary component delay unit 123 and the second multiplier 124 that delay the imaginary component (Q) by one clock τ.
Then, the output of the first multiplier 122 and the output of the second multiplier 124 are added by the adder 123 and become the output of the frequency discriminator 12.
[0005]
The first multiplier 122 multiplies the output of the real component delayer 121 and the imaginary component (Q), and the second multiplier 124 multiplies the output of the imaginary component delayer 123 and the real component (I). Is done. By using a “taskaki” circuit, even in a weak electric field area, it is possible to discriminate a stable frequency as long as continuous wave reception is always performed from the base.
[0006]
However, when receiving an intermittent transmission wave in communication between mobile stations, it is difficult to quickly pull in the frequency at the start of transmission, and therefore there is a possibility that the information of the transmission start portion cannot be received.
In order to solve this problem, it has been proposed to apply a super frame in which a frame including only an unmodulated carrier is added to an information frame.
[0007]
FIG. 3 shows an example of a super frame. As shown in FIG. 3A, four frames 0 to 3 constitute one super frame. Then, during the period corresponding to 368 bits of frame 0 shown in (b), only the unmodulated carrier is transmitted, and information is transmitted at 348 bits × 3 = 1044 bits of frames 1 to 3 shown in (c). Further, by increasing the opportunity to control the oscillation frequency of the local oscillator of the receiver using the unmodulated carrier included in frame 0, it is possible to facilitate frequency acquisition on the receiving side even when intermittent transmission waves are received. ing.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional receiver controls the local oscillator 14 via the loop filter 13 by the output of the frequency discriminator 12, the following problems arise.
1. When the time constant of the loop filter 13 is set to be long, the frequency control speed is slowed down, and it is impossible to demodulate between several superframes and information may be lost.
2. When the time constant of the loop filter 13 is set short, the frequency control can be completed during the carrier reception of the frame 3, but the local oscillator follows the phase change during the data reception of the frames 0 to 2. Since the oscillation frequency of 14 fluctuates, it cannot be avoided that the orthogonal demodulation performance deteriorates.
[0009]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide an automatic frequency control device capable of controlling the frequency quickly and reliably.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, in the present invention, the rotation angle change rate calculation unit that calculates the temporal change rate of the rotation angle of the quadrature demodulated signal, and the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit are used. And a rotation angle change calculated by the rotation angle change rate calculation unit when it is determined by the determination unit that the unmodulated carrier is being received. A rotation angle output from the rotation angle change rate calculation unit in the automatic frequency control device including a control value conversion unit that converts the rate into a control value for controlling the oscillation frequency of the local oscillator At least one delay element for delaying the change rate by a predetermined time, at least one subtractor for calculating a difference between input and output of the delay element, and maximum value selection for selecting a maximum value of the output of the subtractor When, and a comparator for outputting the converted command to the control value conversion section when maximum value selected by the maximum value selector is smaller than a predetermined threshold value.
[0011]
In the automatic frequency control device of the present invention, the determination unit includes at least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit by a predetermined time, and the rotation angle. An average value calculator for calculating an average value of the rotation angle change rate output from the change rate calculation unit and the output of the delay element, and a rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit or the delay element At least two subtractors for calculating the difference between the output and the average value calculated by the average value calculator, a maximum value selector for selecting the maximum value of the output of the subtractor, and the maximum value selector. A comparator that outputs a conversion command to the control value conversion unit when the maximum value is smaller than a preset threshold value.
[0012]
In the automatic frequency control device of the present invention, the determination unit includes at least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit by a predetermined time, and the rotation angle. An average value calculator that calculates a moving average of the rotation angle change rate output from the change rate calculation unit based on the output of the delay element, and the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit or the delay At least two subtractors for calculating the difference between the output of the element and the average value calculated by the average value calculator, a maximum value selector for selecting the maximum value of the output of the subtractor, and the maximum value selector A comparator that outputs a conversion command to the control value conversion unit when the selected maximum value is smaller than a preset threshold value.
[0013]
The rotation angle change rate calculation unit in the automatic frequency control device includes a first rotation angle calculator that calculates a rotation angle of a quadrature demodulated signal, a delay element that delays the quadrature demodulated signal for a predetermined time, and the delay element Calculated by the second rotation angle calculator, the first rotation angle calculated by the first rotation angle calculator, and the second rotation angle calculator. And a subtractor for calculating the difference between the second rotation angles.
[0014]
The rotation angle change rate calculation unit in the automatic frequency control device has 2N + 1 delay elements (where N is an integer of 1 or more) connected in series so as to delay the orthogonal demodulated signal by a predetermined time, and the orthogonal demodulated signal. And a first average value calculator for calculating an average value of outputs of the N preceding delay elements in the delay element, and an average value of outputs of the subsequent N + 1 delay elements in the delay element. A second average value calculator; a first rotation angle calculator that calculates a rotation angle of an output of the first average value calculator; and a rotation angle of an output of the second average value calculator. The difference between the second rotation angle calculator, the first rotation angle calculated by the first rotation angle calculator, and the second rotation angle calculated by the second rotation angle calculator is calculated. And a subtractor.
[0015]
Furthermore, at least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit by a predetermined time, the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit, and the delay An average value calculator that calculates an average value of the output of the element is provided, and an averaging unit that is installed between the rotation angle change rate calculation unit and the control value conversion unit is provided.
[0016]
Further, the comparator in the automatic frequency control device includes a timer that does not update the output of the conversion command for a preset period after the conversion command is output.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 4 is a block diagram of a digital modulated wave receiver to which the automatic frequency control apparatus according to the present invention is applied. The same reference numerals are used for the same components as in FIG.
That is, the automatic frequency control device 4 according to the present invention is used in place of the conventional frequency discriminator 12, and the loop filter 13 is omitted. Then, the oscillation frequency of the local oscillator 14 is directly controlled by the output of the automatic frequency control device 4.
[0018]
FIG. 5 is a block diagram of the first automatic frequency control device. The first automatic frequency control device 4 is composed of an analog / digital converter, a programmable logic such as a DSP, and a digital / analog converter.
That is, the quadrature demodulated signal output from the quadrature demodulator 10 is converted into a digital signal by the AD converter 41 which is an analog / digital converter. The digitized real number component and imaginary axis component output from the AD conversion unit 41 are input to the rotation angle change rate calculation unit 42.
[0019]
The rotation angle change rate calculation unit 42 calculates the temporal rotation angle of the vector based on the difference between the rotation angle of the orthogonal demodulated signal output from the quadrature demodulator 10 and the rotation angle of the orthogonal demodulated signal delayed by a predetermined time. The rate of change is calculated.
When the oscillation frequency of the local oscillator 14 of the receiver matches the frequency of the carrier converted into the intermediate frequency, the rotation angle change rate becomes zero, and therefore the output of the rotation angle change rate calculation unit 42 becomes zero. .
[0020]
Conversely, when the oscillation frequency of the local transmitter 14 is deviated from the carrier frequency, the output of the rotation angle change rate calculation unit 42 is a value proportional to the amount of deviation.
The determination unit 43 determines whether the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit 42 maintains a constant value or fluctuates, and whether frame 0 of the superframe is being received, Judge whether or not.
[0021]
That is, if the frames 1 to 3 are being received, the data is being received, so the phase difference is constantly changing. If the frame 0 is being received, the unmodulated carrier is being received. This is because the phase difference is maintained at a substantially constant value.
When the determination unit 43 determines that the unmodulated carrier is being received, the control value conversion unit 44 converts the output of the rotation angle change rate calculation unit 42 into a control value, and a DA conversion unit that is a digital / analog converter. 45 to output as an analog value. The oscillation frequency of the local oscillator 14 is controlled by the control value converted into an analog value.
[0022]
Conversely, when the determination unit 43 determines that no unmodulated carrier is being received, the output of the control value conversion unit 44 is maintained at the previous value.
It is desirable that the AD conversion unit 41 and the DA conversion unit 45 be configured by dedicated elements, and the rotation angle change rate calculation unit 42, the determination unit 43, and the control value conversion unit 44 be configured by programmable logic (for example, DSP).
[0023]
FIG. 6 is a block diagram of the first embodiment of the rotation angle change rate calculation unit, and the real axis component (I) and imaginary axis component of the digitized quadrature demodulated signal output from the A / D conversion unit 41. The angle θ formed by (Q) is calculated by the first rotation angle calculator 60 according to the following equation.
θ = tan ^-1 (Q / I)
The digitized quadrature demodulated signal output from the A / D converter 41 is also delayed by one sampling time by the delay element 61, and is formed by the real axis component I _d and the imaginary axis component Q _d of the delayed quadrature demodulated signal. The angle θ _d is calculated by the second rotation angle calculator 62 by the following equation.
[0024]
θ _d = tan ⁻¹ (Q _d / I _d )
Then, the subtractor 63 calculates the phase difference Δθ by the following equation and outputs it to the determination unit 43 and the control value conversion unit 44.
Δθ = θ−θ _d
FIG. 7 is a configuration diagram of the second embodiment of the rotation angle change rate calculation unit, which improves the signal-to-noise ratio compared to the first embodiment. The same reference numerals are used for the same elements as those in the first embodiment.
[0025]
That is, the digitized quadrature demodulated signal output from the A / D converter 41 is sequentially delayed by the delay elements 70 to 74 of 2N + 1 stages (5 stages in the present embodiment).
The digitized quadrature demodulated signal output from the A / D converter 41 and the average value of the outputs of the previous N stages (first and second delay elements 70 and 71 in this embodiment) are the first values. The average value is calculated by the average value calculator 75, and the average value of the outputs of the subsequent N + 1 stages (the third, fourth, and fifth delay elements 72, 73, and 74 in this embodiment) is the second average value calculator. It is calculated by 76.
[0026]
Then, the phase θ _{1 of} the first average value vector (real axis component I ₁ , imaginary axis component Q ₁ ) output from the first average value calculator 75 is calculated by the first rotation angle calculator 60 according to the following equation. Calculated.
θ ₁ = tan ⁻¹ (Q ₁ / I ₁ )
The phase θ _{2 of} the second average value vector (real axis component I ₂ , imaginary axis component Q ₂ ) output from the second average value calculator 76 is calculated by the second rotation angle calculator 62 according to the following equation. Is done.
[0027]
θ ₂ = tan ⁻¹ (Q ₂ / I ₂ )
Then, the subtractor 63 calculates the phase difference Δθ by the following equation and outputs it to the determination unit 43 and the control value conversion unit 44.
Δθ = θ ₁ −θ ₂
That is, according to the first automatic frequency control device 4 of the present invention, the oscillation frequency of the local oscillator 14 is controlled by the control value proportional to the deviation amount between the oscillation frequency and the unmodulated carrier frequency. It becomes possible to make the oscillation frequency of the local oscillator 14 coincide with the unmodulated carrier frequency only by receiving the frame once.
[0028]
FIG. 8 is a configuration diagram of the third embodiment of the rotation angle change rate calculation unit, and has a configuration in which the positions of the rotation angle calculator and the average value calculator are reversed with respect to the second embodiment.
The rotation angle of the orthogonal modulation signal not delayed and the orthogonal modulation signal delayed by the delay elements 70 to 74 is calculated by the rotation angle calculators 80 to 85, and the outputs of the previous N rotation angle calculators are calculated as the first average value. The second average value calculator 76 averages the outputs of the N subsequent rotation angle calculators.
[0029]
Then, the difference between the output of the first average value calculator 75 and the output of the second average value calculator 76 is calculated by the subtractor 63 and output to the determination unit 43 and the control value conversion unit 44.
However, in the above automatic frequency control device, the accuracy of the control value decreases when the signal to noise ratio is small.
FIG. 9 is a block diagram of the second automatic frequency control device, which makes it possible to ensure the accuracy of the control value even when the signal to noise ratio is small.
[0030]
That is, the second automatic frequency control device includes an averaging unit 9 between the rotation angle change rate calculation unit 42 and the control value conversion unit 44 of the first automatic frequency control device 4 as shown in FIG. Inserted.
FIG. 9 (e) is a block diagram of the averaging unit 8. The rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate difference calculation unit 42 is represented by M stages (M is an integer of 1 or more, and FIG. In the case of M) , the delay elements 90 to 92 are sequentially delayed, the delayed phase difference and the non-delayed phase difference are averaged by the average value calculator 93, and the signal noise of the rotation angle change rate is obtained. The ratio is improved and output to the control value conversion unit 44.
[0031]
According to the second automatic frequency control device of the present invention, the oscillation frequency of the local oscillator 14 can reliably follow the carrier frequency even when the signal to noise ratio is small, that is, when the received electric field strength is weak. .
FIG. 10 is a configuration diagram of the first embodiment of the determination unit 43, in which the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit 42 is represented by L stages (L is an integer of 1 or more, and FIG. In this case, the delay elements 100 to 102 are sequentially delayed. Then, the difference between the inputs and outputs of the delay elements 100 to 102 is calculated by the subtractors 103 to 105, and the maximum absolute value of the calculated three differences is selected by the maximum absolute value selector 106.
[0032]
Then, the maximum value selected by the maximum absolute value selector 106 and the reference value generated by the reference value generator 107 are compared by the comparator 108. When the maximum value becomes smaller than the reference value, the unmodulated carrier The control value is determined to be received, and the control value is output from the control value conversion unit 44.
As described above, this is based on the fact that it is possible to determine that an unmodulated carrier included in frame 0 is received if the rotation angle change rate is maintained at a constant value for a predetermined period.
[0033]
In the first embodiment of the determination unit, the outputs of adjacent delay elements are subtracted, so that the calculation accuracy is lowered, and there is a risk of erroneous determination at the time of carrier reception.
FIG. 11 is a configuration diagram of the second embodiment of the determination unit, and aims to suppress erroneous determination. In addition, the same reference number is attached | subjected with respect to the element same as 1st Embodiment of a determination part .
[0034]
That is, in the second embodiment, the rotation angle change rate and the average value calculator 110 for calculating the average value of the rotation angle change rates delayed by the delay elements 100 to 102 and the average calculated by the average value calculator 110 are calculated. Subtractors 111 to 114 for calculating the difference between the value, the rotation angle change rate, and the rotation angle change rate delayed by each delay element 100 to 102 are added.
[0035]
That is, although the determination accuracy is improved by calculating the difference between the rotational angle change rate and the moving average value, the moving value of the rotational angle change rate is calculated by the average value calculator 110.
The difference between the rotation angle change rate and the average value is the first subtractor 111, the difference between the output of the first delay element 90 and the average value is the second subtractor 112, and the output of the second delay element 91. The difference between the average value and the average value is calculated by the third subtractor 113, and the difference between the output of the third delay element 92 and the average value is calculated by the third subtractor 114.
[0036]
Then, the maximum absolute value of the four differences is selected by the maximum absolute value selector 106. Then, the maximum value selected by the maximum absolute value selector 106 and the reference value generated by the reference value generator 107 are compared by the comparator 108. When the maximum value becomes smaller than the reference value, the unmodulated carrier The control value is determined to be being received, and the control value is output from the control value conversion unit 44.
[0037]
In an actual digital modulated wave receiver, the local oscillator 14 is usually configured by a PLL (Phase Locked Loop). Therefore, when the oscillation frequency setting value changes stepwise, the local oscillator 14 oscillates. A predetermined time is required until the frequency follows the set value. If the oscillation frequency setting value changes before the tracking is completed, the stability of the oscillation frequency is impaired.
[0038]
FIG. 12 is a block diagram of the third embodiment of the determination unit. In order to solve the above problem, the output of the comparator 108 of the second embodiment is output to the control value conversion unit 44 via the timer 120. Is done.
The timer 120 is set to a time required for the local oscillator 14 constituted by the PLL to completely follow the oscillation frequency setting value, for example, 5 to 10 milliseconds.
[0039]
Then, until the set time elapses after the output of the comparator 108 is updated, the output of the determination unit 4 is not updated even if the output of the comparator 108 is updated. It goes without saying that a timer can also be added to the first embodiment of the determination unit.
[0040]
【The invention's effect】
According to the automatic frequency control device of the first aspect of the invention, when an unmodulated carrier is stored in a frame and transmitted, the oscillation frequency of the local oscillator follows the frequency of the unmodulated carrier during reception of the unmodulated carrier. Therefore, high-quality communication can be performed not only between the master station and the slave station but also between the slave station and the slave station.
[0041]
According to the automatic frequency control device according to the second and third inventions, the oscillation frequency of the local oscillator can be made to follow the unmodulated carrier frequency even when the received electric field strength is low.
According to the automatic frequency control device of the fourth invention, it is possible to output a more stable frequency control value.
[0042]
According to the automatic frequency control apparatus according to the fifth and sixth inventions, it is possible to reliably detect a frame for transmitting an unmodulated carrier.
According to the automatic frequency control device of the seventh aspect of the invention, since the frequency control value is not output until the oscillation frequency of the PLL is stabilized, stable and high-speed frequency control is possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a conventional digital modulated wave receiver.
FIG. 2 is a configuration diagram of a frequency discriminator.
FIG. 3 is a configuration diagram of a super frame.
FIG. 4 is a block diagram of a digital modulated wave receiver to which an automatic frequency control device according to the present invention is applied.
FIG. 5 is a block diagram of a first automatic frequency control device.
FIG. 6 is a configuration diagram of a first embodiment of a rotation angle change rate calculation unit.
FIG. 7 is a configuration diagram of a second embodiment of a rotation angle change rate calculation unit.
FIG. 8 is a configuration diagram of a third embodiment of a rotation angle change rate calculation unit.
FIG. 9 is a configuration diagram of a third embodiment of a rotation angle change rate calculation unit.
FIG. 10 is a configuration diagram of a second automatic frequency control device.
FIG. 11 is a configuration diagram of a first embodiment of a determination unit.
FIG. 12 is a configuration diagram of a second embodiment of a determination unit.

Claims

A rotation angle change rate calculation unit that calculates a temporal change rate of the rotation angle of the orthogonal demodulation signal;
A determination unit that determines that a non-modulated carrier is being received based on the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit;
When the determination unit determines that the unmodulated carrier is being received, the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit is converted into a control value for controlling the oscillation frequency of the local oscillator. A control value conversion unit,
The determination unit is
At least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculating unit by a predetermined time;
At least one subtractor for calculating a difference between input and output of the delay element;
A maximum value selector for selecting the maximum value of the output of the subtractor;
An automatic frequency control device comprising: a comparator that outputs a conversion command to the control value conversion unit when a maximum value selected by the maximum value selector is smaller than a preset threshold value.

A rotation angle change rate calculation unit that calculates a temporal change rate of the rotation angle of the orthogonal demodulation signal;
A determination unit that determines that a non-modulated carrier is being received based on the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit;
When the determination unit determines that the unmodulated carrier is being received, the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit is converted into a control value for controlling the oscillation frequency of the local oscillator. A control value conversion unit,
The determination unit is
At least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculating unit by a predetermined time;
An average value calculator that calculates an average value of the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit and the output of the delay element;
At least two subtractors for calculating the difference between the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit or the output of the delay element and the average value calculated by the average value calculator;
A maximum value selector for selecting the maximum value of the output of the subtractor;
An automatic frequency control device comprising: a comparator that outputs a conversion command to the control value conversion unit when a maximum value selected by the maximum value selector is smaller than a preset threshold value.

A rotation angle change rate calculation unit that calculates a temporal change rate of the rotation angle of the orthogonal demodulation signal;
A determination unit that determines that a non-modulated carrier is being received based on the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit;
When the determination unit determines that the unmodulated carrier is being received, the rotation angle change rate calculated by the rotation angle change rate calculation unit is converted into a control value for controlling the oscillation frequency of the local oscillator. A control value conversion unit,
The determination unit is
At least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculating unit by a predetermined time;
An average value calculator that calculates a moving average of the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit based on the output of the delay element;
At least two subtractors for calculating the difference between the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit or the output of the delay element and the average value calculated by the average value calculator;
A maximum value selector for selecting the maximum value of the output of the subtractor;
An automatic frequency control device comprising: a comparator that outputs a conversion command to the control value conversion unit when a maximum value selected by the maximum value selector is smaller than a preset threshold value.

The rotation angle change rate calculation unit,
A first rotation angle calculator for calculating a rotation angle of the quadrature demodulated signal;
A delay element for delaying the orthogonal demodulated signal for a predetermined time;
A second rotation angle calculator for calculating a rotation angle of the reception signal delayed by the delay element;
And a subtractor that calculates a difference between the first rotation angle calculated by the first rotation angle calculator and the second rotation angle calculated by the second rotation angle calculator. The automatic frequency control device according to any one of claims 1 to 3.

The rotation angle change rate calculation unit,
2N + 1 delay elements connected in series in order to delay the orthogonal demodulated signal by a predetermined time (where N is an integer of 1 or more);
A first average value calculator for calculating an average value of the quadrature demodulated signal and the output of N delay elements in the preceding stage of the delay elements;
A second average value calculator for calculating an average value of the outputs of the subsequent stage N + 1 delay elements in the delay elements;
A first rotation angle calculator for calculating a rotation angle of an output of the first average value calculator;
A second rotation angle calculator for calculating a rotation angle of an output of the second average value calculator;
And a subtractor that calculates a difference between the first rotation angle calculated by the first rotation angle calculator and the second rotation angle calculated by the second rotation angle calculator. The automatic frequency control device according to any one of claims 1 to 3.

At least one delay element for delaying the rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit by a predetermined time, a rotation angle change rate output from the rotation angle change rate calculation unit, and the delay element 2. An average value calculator configured to calculate an average value of outputs, and comprising an averaging unit installed between the rotation angle change rate calculation unit and the control value conversion unit. The automatic frequency control device according to any one of 5.

The comparator is
The automatic frequency control device according to claim 1, further comprising a timer that does not update the output of the conversion command for a preset period after the conversion command is output.