JP3702857B2

JP3702857B2 - Control device for rotating electrical machine

Info

Publication number: JP3702857B2
Application number: JP2002098685A
Authority: JP
Inventors: 昭一前田
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-04-01
Filing date: 2002-04-01
Publication date: 2005-10-05
Anticipated expiration: 2022-04-01
Also published as: JP2003299377A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転電機の制御装置に関し、特に、パワーデバイスのスイッチングで回転電機へ給電する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開２００１−３７２４８号公報において、ＰＷＭ駆動される回転電機においてスイッチングキャリア周波数を変化させる方法として、三角波の振幅を変化させることによって実現している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の技術において、三角波の振幅を可変する場合は、三角波の振幅変化点（キャリア周波数変化点）で三角波がほぼ垂直に変化する。このような急激な変化が発生することによって正確な三角波とならないため、各電流相のタイミングのずれが生じ、ＰＷＭ比較信号に誤差が発生するという問題や、指令値に対しての対応のずれによりノイズが発生するという問題があった。ＰＷＭ比較信号は、三角波と電流指令値の比較で生成される。三角波と電流指令値の交点でたまたま三角波の振幅が変化した場合、ＰＷＭ比較信号には不確定な動作やスイッチングのチャタリング、スパイクノイズなどが発生し、誤差の原因となっていた。さらに、三角波の振幅を可変とする場合には、電流の変化に対して制御を行うため、キャリア周波数と同じ演算周期（２ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ（５００ｕＳ〜１００ｕＳ））となり、演算速度能力の高い高価なコントローラが必要であった。
【０００４】
このような回転電機をハイブリット車のような車両に適用した場合、一定回転で運転することが多い通常の回転電機の場合と比べて、発進加速、減速停止、一般走行、高速走行と様々な運転状態があるため、回転電機周波数（ｆ）のレンジを広く要求される。ここで、ｆ＝回転数×極対数である。キャリア周波数一定の場合は、高い回転数に合わせてキャリア周波数を設定しなければならず、キャリア周波数が適正でなく低すぎると、制御したい正弦波のひずみが大きくなり、ひずみによる損失が大きくなる。スイッチング損失はほぼキャリア周波数に比例して大きくなるため、キャリア周波数が高いとスイッチング損失が大きくなる。ここで、スイッチング損＝電圧×電流×スイッチング周波数×係数である。したがって、キャリア周波数を頻繁に変える必要があるが、従来の技術では、上述したような問題も頻繁に発生してしまう。特に、発進時の低回転で大トルクが要求される場合、ＰＷＭ信号の誤差やノイズによるトルク変動、スイッチング損を抑える必要があった。
【０００５】
したがって、本発明は、上記のような問題を解決し、キャリア周波数変化時にＰＷＭ比較信号に誤差を生じず、安価に実現することができる、車両への適用に適した回転電機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の第１発明は、パワーデバイスのスイッチングで回転電機へ給電する制御装置において、トルク指令値から電流指令値を演算すると共にロータ周波数からキャリア周波数指令値を演算するコントローラと、三角波発生回路と、前記電流指令値を前記三角波発生回路の出力三角波の値と比較するコンパレータと、前記パワーデバイスを含み前記コンパレータの出力信号によって駆動するインバータ主回路とを具え、前記三角波発生回路が、前記出力三角波のキャリア周波数を、前記キャリア周波数指令値に応じて三角波の振幅を一定にして上昇又は下降の勾配を変化させることによって変化させ、前記可変三角波発振回路が、前記出力三角波をアップダウンカウンタと上限及び下限カウントリミッタとによって生成し、前記出力三角波の勾配を、前記アップダウンカウンタのクロックタイムを変化させることによって変化させることを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の第２発明は、パワーデバイスのスイッチングで回転電機へ給電する制御装置において、トルク指令値から電流指令値を演算すると共にロータ周波数からキャリア周波数指令値を演算するコントローラと、三角波発生回路と、前記電流指令値を前記三角波発生回路の出力三角波の値と比較するコンパレータと、前記パワーデバイスを含み前記コンパレータの出力信号によって駆動するインバータ主回路とを具え、前記三角波発生回路が、前記出力三角波のキャリア周波数を、前記キャリア周波数指令値に応じて三角波の振幅を一定にして上昇又は下降の勾配を変化させることによって変化させ、前記回転電機が複数のロータを有し、前記コントローラが、前記キャリア周波数指令値を、前記複数のロータの周波数のうち最も高いものに基づいて生成することを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の第３発明は、パワーデバイスのスイッチングで回転電機へ給電する制御装置において、トルク指令値から電流指令値を演算すると共にロータ周波数からキャリア周波数指令値を演算するコントローラと、三角波発生回路と、前記電流指令値を前記三角波発生回路の出力三角波の値と比較するコンパレータと、前記パワーデバイスを含み前記コンパレータの出力信号によって駆動するインバータ主回路とを具え、前記三角波発生回路が、前記出力三角波のキャリア周波数を、前記キャリア周波数指令値に応じて三角波の振幅を一定にして上昇又は下降の勾配を変化させることによって変化させ、前記回転電機が複数のロータを有し、前記コントローラが、前記キャリア周波数指令値を、前記複数のロータの周波数に対して前記キャリア周波数指令値を一意に規定した最適周波数マップに基づいて生成することを特徴とする。
【０００９】
請求項４に記載の第４発明は、第１ないし第３発明のいずれか１つの回転電機の制御装置において、前記コントローラから前記可変三角波発生回路へのキャリア周波数指令値を、前記出力三角波に同期して該三角波の頂点時に動作ラッチすることを特徴とする。
【００１０】
請求項５に記載の第５発明は、第１ないし第４発明のいずれか１つの回転電機の制御装置において、前記コントローラからの電流指令値を前記出力三角波の振幅内に制限し、さらに前記出力三角波に同期して該三角波の頂点時に動作ラッチすることを特徴とする。
【００１１】
請求項６に記載の第６発明は、第１ないし第５発明のいずれか１つの回転電機の制御装置において、前記キャリア周波数を前記電流指令値に応じて補正することを特徴とする。
【００１２】
請求項７に記載の第７発明は、第１ないし第６発明のいずれか１つの回転電機の制御装置において、前記キャリア周波数を前記インバータ主回路の温度に応じて補正することを特徴とする。
【００１３】
【発明の効果】
第１発明によれば、三角波の振幅を一定にすることで、キャリア周波数変化時にＰＷＭ比較信号に誤差が生じず、このために車両への適用に適した制御を行うことができ、コントローラは、三角波の振幅を考慮した演算をする必要がなくなり、高速演算プログラムが減少し、したがってコントローラ（ＣＰＵ）を低価格のものとすることができる。クロック一定で三角波の勾配を変化させるには、１クロックあたりの増分カウント値を変化させなければならないが、１クロックあたりの増分が多い場合は、三角波が直線的に変化しない。このため、ビット数を必要以上に多くする必要があり、回路ロジックも複雑になる。第１発明によれば、クロックタイムを可変にする（１カウントあたりの時間を可変にする）ことで、カウンタを一定のビット数で最小限にでき、回路ロジックも簡単になるので、回路を比較的低価格にすることができる
【００１４】
第２発明によれば、三角波の振幅を一定にすることで、キャリア周波数変化時にＰＷＭ比較信号に誤差が生じず、このために車両への適用に適した制御を行うことができ、コントローラは、三角波の振幅を考慮した演算をする必要がなくなり、高速演算プログラムが減少し、したがってコントローラ（ＣＰＵ）を低価格のものとすることができる。第２発明は、回転電機が複数のロータを有する場合、キャリア周波数を変化させる基準を決定する最も簡単な構成である。
【００１５】
第３発明によれば、三角波の振幅を一定にすることで、キャリア周波数変化時にＰＷＭ比較信号に誤差が生じず、このために車両への適用に適した制御を行うことができ、コントローラは、三角波の振幅を考慮した演算をする必要がなくなり、高速演算プログラムが減少し、したがってコントローラ（ＣＰＵ）を低価格のものとすることができる。さらに第３発明によれば、回転電機が複数のロータを有する場合でも、すべてのロータの回転数を考慮した最適なキャリア周波数を実現することができ、回転電機の回転周波数が増加すれば、キャリア周波数も単調増加になるようなテーブル構成をとれば、マップ上でキャリア周波数が重ならず、マップ上のチェックが容易になり、マッピングミスを防止できる。
【００１６】
第４発明によれば、キャリア周波数の変化点が三角波の頂点である、すなわち、常に同じカウント値で三角波の勾配が変化するで、キャリア周波数変化時に三角波のカウント値が急激に別のカウント値にならないため、急激な三角波の変化がなくなり、ＰＷＭ比較信号の誤差発生がなくなる。
【００１７】
第５発明によれば、電流指令値を三角波の振幅より内側の値に制限し、この電流指令値は、電流指令値の外側の三角波の頂点で同期して変化することで、三角波信号と電流指令値信号のクロス点が電流指令値出力のタイミングと重なることがなくなるので、ＰＷＭ比較信号の誤差及びノイズの発生がなくなる。
【００１８】
インバータ主回路のパワーデバイスのスイッチング損は、電流の大きさに依存する。第６発明によれば、制御電流が大きいときに出力キャリア周波数を低くするように出力キャリア周波数を適正制御することで、制御電流が大きい場合のスイッチング損失を低減できる。
【００１９】
第７発明によれば、インバータ主回路の温度が上昇した場合に、キャリア周波数を低くする補正制御を行うことで、インバータ主回路の温度上昇を抑え、温度上昇による故障を防ぐことができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明のインバータシステムによって駆動することができる回転電機の構成の一例を示す断面図である。回転電機１００は、インナーロータシャフト９の中心軸線（回転電機の中心軸線でもある）Ｃ上に、同心円状に、内側から、インナーロータシャフト９に取り付けられたインナーロータ７、ステータ１、アウターロータシャフト４に取り付けられたアウターロータ８の順で配置された多重ロータ構造を成し、アウターロータ８とインナーロータ７との２つのロータ間に位置するステータ１は、ステータコア２と、ステータコア２を軸方向両側から挟み込んで支持するブラケット５とを具える。ボルト６は、ブラケット５とステータコア２に設けられた穴を貫通し、これらの部材を固定することにより、ステータ１を形成している。ステータコア２は、周方向に配置された複数のステータピースに分割され、各々のステータピースにはコイルが巻装され、各々のステータピースは、複数枚のステータ鋼板を積層して形成される。インナーロータ７とアウターロータ８の各々には、磁石が取り付けられている。以下、このような２つのロータを同軸に配し、複合電流によって駆動される回転電機を例として本発明を説明する。
【００２３】
図２は、本発明による回転電機の制御装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。制御装置２０は、コントローラ２１と、コントローラ２１に接続されたキャリア周波数指令値ラッチ２２と、キャリア周波数指令値ラッチ２２に接続された発信器２３と、発信器２３に接続されると共にキャリア周波数指令値ラッチ２２に接続された可変三角波発振回路２４と、コントローラ２１に各々接続されたリミッタ２５ａ〜２５ｆと、リミッタ２５ａ〜２５ｆに各々接続されると共にキャリア周波数指令値ラッチ２２に接続された電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆと、電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆに各々接続されると共に可変三角波発振回路２４に接続されたコンパレータ２７ａ〜２７ｆと、コントローラ２１に接続された温度検出器２８と、温度検出器２８とコンパレータ２７ａ〜２７ｆに接続されたインバータ主回路２９と、インバータ主回路２９と回転電機のステータコイルとの間に各々接続された電流センサ３０ａ〜３０ｆとを具える。コントローラ２１は、図１に示すのと同様の回転電機１００のインナーロータの速度センサ１０１と、アウターロータの速度センサ１０２にも接続されている。
【００２４】
コントローラ２１は、インナーロータトルク指令値及びアウターロータトルク指令値を受け、通常のベクトル制御によって各相の電流指令値を生成し、リミッタ２５ａ〜２５ｆに供給する。コントローラ２１は、さらに、インナーロータ速度センサ３１及びアウターロータ速度センサ３２から各々のロータの速度信号を受け、電流センサ３０ａ〜３０ｆから各々のステータコイルに供給される電流に関する電流信号を受け、温度検出器２８からインバータ主回路２９の温度を受け、キャリア周波数指令値を生成し、キャリア周波数指令値ラッチ２２に供給する。
【００２５】
リミッタ２５ａ〜２５ｆは、コントローラ２１からの電流指令値を三角波の振幅より内側の値に制限し、電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆに供給する。電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆは、前記制限された電流指令値を可変三角波発振回路２４からのラッチ信号によりラッチ（保持）し、コンパレータ２７ａ〜２７ｆに出力する。コンパレータ２７ａ〜２７ｆは、可変三角波発振回路２４からの三角波信号と電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆからの電流指令値信号を比較し、インバータ主回路２９用のスイッチング信号を生成し、インバータ主回路２９に供給する。インバータ主回路２９は、コンパレータ２７ａ〜２７ｆからのスイッチング信号によって、モータ１００の各相に流れる電流をスイッチング制御する。
【００２６】
キャリア周波数指令値ラッチ２２は、コントローラ２１からのキャリア周波数指令値を可変三角波発振回路２４からのラッチ信号によりラッチ（保持）し、発信器２３に出力する。発信器２３は、コントローラ２１は、前記キャリア周波数指令値によって可変三角波発信回路２４に指令周波数のパスル信号を出力する。可変三角波発振回路２４は、発信器２３からのパルス信号によって、コンパレータ２７ａ〜２７ｆに三角波信号を出力し、電流指令値ラッチ２６ａ〜２６ｆ及びキャリア周波数指令値ラッチ２２にラッチ信号を出力する。
【００２７】
図３は、図２の可変三角波発振回路２４のブロック図である。可変三角波２４は、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１と、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１に接続された上昇カウントリミット値コンパレータ３２及び下降カウントリミット値コンパレータ３３と、これらのコンパレータに接続されたフリップフロップ３４とを具える。ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１は、フリップフロップ３４からのＵＰ／ＤＯＷＮ切り替え信号と発信器２３からのパルス信号によって、カウント値を発生する。上昇カウントリミット値コンパレータ３２は、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１のカウント値が上限に達するとフリップフロップ３４に出力し、フリップフロップ３４を切り替え、ＵＰ／ＤＯＷＮ切り替え信号をＤＯＷＮに切り替える。下降カウントリミット値コンパレータ３３は、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１のカウント値が下限に達するとフリップフロップ３４に出力し、フリップフロップ３４を切り替え、ＵＰ／ＤＯＷＮ切り替え信号をＵＰに切り替える。このような動作によって、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号はＵＰとＤＯＷＮを周期的に繰り返すため、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３１が出力するカウント値は三角波になる。さらに、下降カウンタリミット値コンパレータ３３は、三角波の下方の頂点でラッチ信号を生成する。上昇カウンタリミット値コンパレータ３２が、三角波の上方の頂点でラッチ信号を生成してもよい。
【００２８】
図４は、このような三角波信号とラッチ信号のタイミングチャートである。この三角波信号は、カウンタによって生成しているため、実際には直線ではなく、階段状に変化する。本発明においては、三角波信号の振幅を変化させず、ＵＰ時、ＤＯＷＮ時のカウント値はコンパレータ３２及び３３によって一定に保持されるため、各カウントの振幅方向の幅は一定である。三角波信号の勾配を、発信器２３からのパルス信号のパルス幅ｔ（クロックタイム）を変えることによって変化させる。
【００２９】
図５は、図２のコントローラ２１におけるキャリア周波数指令値を生成する部分のブロック図である。この部分は、キャリア周波数指令値生成部４１と、目標電流によってキャリア周波数を補正する第１補正部４２と、インバータ主回路温度によってキャリア周波数を補正する第２補正部４３と、キャリア周波数指令値リミッタ４４とを直列に接続して構成される。第１補正部４２と第２補正部４３の順序が入れ替わってもよい。この部分の動作については、図６ないし９のブロック図と、図１０及び１１のフローチャートの参照と共に後により詳しく説明する。
【００３０】
図６は、図５におけるキャリア周波数指令値生成部４１の一例の詳細を示すブロック図である。この部分は、インナーロータ周波数計算部５１と、アウターロータ周波数計算部５２と、これらの計算部に接続された比較器５３と、比較器５３に接続された係数乗算部５４とから構成される。２つのロータを有する回転電機においては、どちらのロータの回転数を基準にキャリア周波数を変化させるかが問題になる。この例においては、周波数＝回転数×極対数の高い方を選択し、これに基づいてキャリア周波数指令値を生成する。インナーロータ回転数をＮｉ、アウターロータ回転数をＮｏ、インナーロータ極対数をＰｉ、アウターロータ極対数をＰｏとして、インナーロータ周波数計算部５１では、Ｎｉ×Ｐｉを計算し、インナーロータ周波数Ｆｉを出力し、アウターロータ周波数計算部５２では、Ｎｏ×Ｐｏを計算し、アウターロータ周波数Ｆｏを出力する。比較器５３では、インナーロータ周波数Ｆｉとアウターロータ周波数Ｆｏの高い方を選択し、Ｆとして出力する。係数乗算部５４では、比較器５３からのＦにキャリア周波数係数Ｋｆを掛け、キャリア周波数指令値Ｔｆを出力する。
【００３１】
図７は、図５におけるキャリア周波数指令値生成部４１の他の例の詳細を示すブロック図である。この部分は、図６の例と同様のインナーロータ周波数計算部５１及びアウターロータ周波数計算部５２と、これらの計算部に接続された最適周波数マップ５５とから構成される。この例では、インナーロータ及びアウターロータの周波数の双方から一意にキャリア周波数指令値が求まるように形成された最適周波数マップを用いてキャリア周波数指令値を決定する。ここで、ロータ周波数に対してキャリア周波数指令値が単調増加になるようにマップを形成する。こうすることにより、マップ上で個々のキャリア周波数が重ならなくなるため、マップのチェックが簡単で、マッピングミスがなくなる。図６の例と同様に、インナーロータ周波数計算部５１及びアウターロータ周波数計算部５２において計算された各ロータの周波数Ｆｉ及びＦｏを最適周波数マップ５５に入力し、これらの周波数に対応するキャリア周波数指令値Ｔｆを決定する。図６及び図７に示したキャリア周波数指令値生成部４１によって生成されたキャリア周波数指令値をそのまま用いても、又は他の方法によって生成したキャリア周波数指令値を用いても、キャリア周波数を三角波の勾配を変化させることによって可変にしたことによるＰＷＭ比較信号の誤差発生がなくなるという本発明の効果を十分に得ることができる。
【００３２】
図８は、図５における第１補正部４２を詳細に示すブロック図である。この第１補正部は、加算器６１と、電流比例関数マップ６２と、乗算器６３とを直列に接続して構成される。インナーロータトルク指令値及びアウターロータ指令値を受けたコントローラ２１の他の部分は制御電流値であるインナーロータ目標電流ＴＩｉ及びアウターロータ目標電流ＴＩｏを生成し、これらを加算器６１に入力する、加算器６１は、これらの目標電流を加算し、合成目標電流ＴＩを出力する。電流比例関数マップ６２は、加算器６１からの合成目標電流ＴＩに対して補正値Ｋｉを一意に決定し、出力する。乗算器６３において、キャリア周波数指令値生成部４１からの（又は第２補正部４３からの）キャリア周波数指令値に補正値Ｋｉを乗算し、補正されたキャリア周波数指令値を出力する。この第１補正部４２では、制御電流値が大きいときに出力キャリア周波数を低くするように補正する。インバータ主回路のパワーデバイスのスイッチング損は電流の大きさに依存するため、こうすることで、制御電流値が大きい場合のスイッチング損失を低減することができる。
【００３３】
図９は、図５における第２補正部４３を詳細に示すブロック図である。この第２補正部は、温度関数マップ６４と、これに接続された乗算器６５から構成される。温度関数マップ６４は、図２の温度検出部２８から受けたインバータ主回路２９の温度に対して補正係数Ｋｐを一意に決定し、出力する。乗算器６５において、キャリア周波数指令値生成部４１からの（又は第１補正部４２からの）キャリア周波数指令値に補正値Ｋｐを乗算し、補正されたキャリア周波数指令値を出力する。この第２補正部４３では、インバータ主回路温度が上昇した場合にキャリア周波数を低くするように補正する。こうすることで、インバータ主回路の温度上昇を抑え、温度上昇による故障を低減することができる。
【００３４】
図１０は、図５のキャリア周波数指令値を生成する部分の動作を説明するフローチャートである。キャリア周波数指令値生成部４１としては、図６の例を使用する。ステップＳ１０１で動作を開始する。ステップＳ１０２で、キャリア周波数指令値生成部４１がインナーロータ回転数Ｎｉをインナーロータ速度センサ３１から、アウターロータ回転数Ｎｏをアウターロータ速度センサ３２から受け、第１補正部４１がインナーロータ目標電流ＴＩｉ及びアウターロータ目標電流ＴＩｏをコントローラ２１の他の部分から受け、第２補正部４３がインバータ主回路温度ＴＰを温度検出センサ２８から受ける。
【００３５】
ステップＳ１０３で、キャリア周波数指令値生成部４１のインナーロータ周波数計算部５１及びアウターロータ周波数計算部５２が、各々のロータの回転数に極対数を掛け、インナーロータ周波数Ｆｉ及びアウターロータ周波数Ｆｏを計算する。ステップＳ１０４で、キャリア周波数指令値生成部４１の比較器５３が、ＦｉとＦｏとを比較する。Ｆｉが大きい場合、ステップＳ１０５で、キャリア周波数指令値生成部４１の係数乗算部５４がＦｉにキャリア周波数係数Ｋｆを掛け、キャリア周波数指令値Ｔｆを生成する。Ｆｏが大きい場合、ステップＳ１０６で、キャリア周波数指令値生成部４１の係数乗算部５４がＦｏにキャリア周波数係数Ｋｆを掛け、キャリア周波数指令値Ｔｆを生成する。
【００３６】
ステップＳ１０７で、第１補正部４１の加算器６１がインナーロータ目標電流ＴＩｉ及びアウターロータ目標電流ＴＩｏを加算し、合成目標電流ＴＩを生成する。ステップＳ１０８で、第１補正部４１の電流比例関数マップ６２において、合成目標電流ＴＩに対応する補正係数Ｋｉを決定する。ステップＳ１０９において、第１補正部４１の乗算器６３が、ステップＳ１０６で生成されたキャリア周波数指令値Ｔｆに補正係数Ｋｉを掛け、補正されたキャリア周波数指令値Ｔｆを出力する。
【００３７】
ステップＳ１１０で、第２補正部４２の温度関数マップ６４において、インバータ主回路温度Ｔｐに対応する補正係数Ｋｐを決定する。ステップＳ１１１において、第２補正部４２の乗算器６５が、第１補正部４１からの補正されたキャリア周波数指令値Ｔｆに補正係数Ｋｐを掛け、さらに補正されたキャリア周波数指令値Ｔｆを出力する。
【００３８】
ステップＳ１１２で、キャリア周波数指令値リミッタ４４において、キャリア周波数指令値Ｔｆがキャリア周波数上限値Ｋｆ１未満であるかどうかを決定する。ＴｆがＫｆ１以上である場合、ステップＳ１１４でＫｆ１をキャリア周波数指令値Ｔｆとし、ステップＳ１１６でこのキャリア周波数指令値Ｔｆを出力し、ステップＳ１１７で動作を終了する。ＴｆがＫｆ１未満の場合、ステップＳ１１３で、キャリア周波数指令値Ｔｆがキャリア周波数下限値Ｋｆ２より大きいかどうかを決定する。ＴｆがＫｆ２以下の場合、ステップＳ１１５でＫｆ２をキャリア周波数指令値Ｔｆとし、ステップＳ１１６でこのキャリア周波数指令値Ｔｆを出力し、ステップＳ１１７で動作を終了する。ＴｆがＫｆ２より大きい場合、ステップＳ１１６でこのＴｆをキャリア周波数指令値として出力し、ステップＳ１１７で動作を終了する。
【００３９】
図１１は、図１０と同様の図５のキャリア周波数指令値を生成する部分の動作を説明するフローチャートであるが、キャリア周波数指令値生成部４１として図７の例を使用する点においてのみ異なっている。ステップＳ２０１、Ｓ２０２及びＳ２０３は、図１０のステップＳ１０１、Ｓ１０２及びＳ１０３とそれぞれ同様である。ステップＳ２０４において、キャリア周波数指令値生成部４１の最適周波数マップ５５において、インナーロータ周波数Ｆｉ及びアウターロータ周波数Ｆｏに対応するキャリア周波数指令値Ｔｆを決定する。以後のステップＳ２０５、Ｓ２０６、Ｓ２０７、Ｓ２０８、Ｓ２０９、Ｓ２１０、Ｓ２１１、Ｓ２１２、Ｓ２１３、Ｓ２１４及びＳ２１５は、図１０のステップＳ１０７、Ｓ１０８、Ｓ１０９、Ｓ１１０、Ｓ１１１、Ｓ１１２、Ｓ１１３、Ｓ１１４、Ｓ１１５、Ｓ１１６及びＳ１１７とそれぞれ同様である。
【００４０】
ここでは、本発明を、２つのロータと１つのステータを同軸に配した回転電機に関して説明したが、１つのロータと１つのステータを有する回転電機や、２つのロータと２つのロータを有する回転電機など、他のどのような構成の回転電機にも適用できることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の回転電機の制御装置によって駆動することができる回転電機の構成の一例を示す断面図である。
【図２】本発明による回転電機の制御装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の可変三角波発振回路２４のブロック図である。
【図４】三角波信号とラッチ信号のタイミングチャートである。
【図５】図２のコントローラ２１におけるキャリア周波数指令値を生成する部分のブロック図である。
【図６】図５におけるキャリア周波数指令値生成部４１の一例の詳細を示すブロック図である。
【図７】図５におけるキャリア周波数指令値生成部４１の他の例の詳細を示すブロック図である。
【図８】図５における第１補正部４２を詳細に示すブロック図である。
【図９】図５における第２補正部４３を詳細に示すブロック図である。
【図１０】図５のキャリア周波数指令値を生成する部分の動作を説明するフローチャートである。
【図１１】図５のキャリア周波数指令値を生成する部分の動作の他の例を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
１ステータ
２ステータコア
４アウターロータシャフト
５ブラケット
６ボルト
７インナーロータ
８アウターロータ
９インナーロータシャフト
２０制御装置
２１コントローラ
２２キャリア周波数指令値ラッチ
２３発信器
２４可変三角波発振回路
２５ａ〜２５ｆリミッタ
２６ａ〜２６ｆ電流指令値ラッチ
２７ａ〜２７ｆコンパレータ
２８温度検出器
２９インバータ主回路
３０ａ〜３０ｆ電流センサ
３１ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ
３２上昇カウントリミット値コンパレータ
３３下降カウントリミット値コンパレータ
３４フリップフロップ
４１キャリア周波数指令値生成部
４２第１補正部
４３第２補正部
４４キャリア周波数指令値リミッタ
５１インナーロータ周波数計算部
５２アウターロータ周波数計算部
５３比較器
５４係数乗算部
５５最適周波数マップ
６１加算器
６２電流比例関数マップ
６３乗算器
６４温度関数マップ
６５乗算器
１００回転電機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a rotating electrical machine, and more particularly to a control device that supplies power to the rotating electrical machine by switching a power device.
[0002]
[Prior art]
In Japanese Patent Laid-Open No. 2001-37248, as a method of changing the switching carrier frequency in a rotary electric machine driven by PWM, it is realized by changing the amplitude of a triangular wave.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional technique, when the amplitude of the triangular wave is varied, the triangular wave changes substantially vertically at the amplitude change point (carrier frequency change point) of the triangular wave. Since such a rapid change does not result in an accurate triangular wave, the timing of each current phase shifts, resulting in a problem that an error occurs in the PWM comparison signal, and a shift in the response to the command value. There was a problem that noise was generated. The PWM comparison signal is generated by comparing the triangular wave and the current command value. When the amplitude of the triangular wave happens to change at the intersection of the triangular wave and the current command value, an uncertain operation, switching chattering, spike noise, etc. occur in the PWM comparison signal, causing an error. Further, when the amplitude of the triangular wave is variable, control is performed with respect to a change in current, so that the calculation cycle is the same as the carrier frequency (2 kHz to 10 kHz (500 uS to 100 uS)), and an expensive controller with high calculation speed capability. Was necessary.
[0004]
When such a rotating electrical machine is applied to a vehicle such as a hybrid vehicle, various operations such as starting acceleration, deceleration stop, general traveling, and high-speed traveling are performed as compared with a normal rotating electrical machine that is often operated at a constant rotation. Since there is a state, a wide range of the rotating electrical machine frequency (f) is required. Here, f = number of revolutions × number of pole pairs. When the carrier frequency is constant, the carrier frequency must be set in accordance with the high rotation speed. If the carrier frequency is not appropriate and too low, distortion of the sine wave to be controlled increases and loss due to distortion increases. Since the switching loss increases substantially in proportion to the carrier frequency, the switching loss increases when the carrier frequency is high. Here, switching loss = voltage × current × switching frequency × coefficient. Therefore, it is necessary to change the carrier frequency frequently. However, in the conventional technique, the above-described problems frequently occur. In particular, when a large torque is required at a low rotation speed at the time of starting, it is necessary to suppress torque fluctuation and switching loss due to PWM signal error and noise.
[0005]
Therefore, the present invention provides a control device for a rotating electrical machine suitable for application to a vehicle, which solves the above problems and can be realized at low cost without causing an error in the PWM comparison signal when the carrier frequency changes. The purpose is to do.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, in a control device that supplies power to a rotating electrical machine by switching a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, and a triangular wave A generation circuit; a comparator that compares the current command value with a value of an output triangular wave of the triangular wave generation circuit; and an inverter main circuit that includes the power device and is driven by an output signal of the comparator, the triangular wave generation circuit comprising: The carrier frequency of the output triangular wave is changed by changing the gradient of rising or falling while keeping the amplitude of the triangular wave constant according to the carrier frequency command value, and the variable triangular wave oscillating circuit changes the output triangular wave to an up / down counter And the upper and lower limit count limiters, and the output The slope of the square wave, and wherein the changing by changing the clock time of the up-down counter.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a controller for supplying power to a rotating electrical machine by switching a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, and a triangular wave A generation circuit; a comparator that compares the current command value with a value of an output triangular wave of the triangular wave generation circuit; and an inverter main circuit that includes the power device and is driven by an output signal of the comparator, the triangular wave generation circuit comprising: The carrier frequency of the output triangular wave is changed by changing the gradient of ascending or descending while keeping the amplitude of the triangular wave constant according to the carrier frequency command value, the rotating electrical machine has a plurality of rotors, and the controller The carrier frequency command value is the highest frequency among the plurality of rotor frequencies. And generating based on what.
[0008]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a controller for supplying power to a rotating electrical machine by switching of a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, and a triangular wave A generation circuit; a comparator that compares the current command value with a value of an output triangular wave of the triangular wave generation circuit; and an inverter main circuit that includes the power device and is driven by an output signal of the comparator, the triangular wave generation circuit comprising: The carrier frequency of the output triangular wave is changed by changing the gradient of ascending or descending while keeping the amplitude of the triangular wave constant according to the carrier frequency command value, the rotating electrical machine has a plurality of rotors, and the controller The carrier frequency command value with respect to the frequencies of the plurality of rotors. And generating based Yaria frequency command value uniquely defined the optimum frequency map.
[0009]
According to a fourth aspect of the present invention, in the controller for a rotating electrical machine according to any one of the first to third aspects, a carrier frequency command value from the controller to the variable triangular wave generation circuit is synchronized with the output triangular wave. Thus, the operation is latched at the apex of the triangular wave.
[0010]
According to a fifth aspect of the present invention, in the control apparatus for a rotating electrical machine according to any one of the first to fourth aspects, the current command value from the controller is limited within the amplitude of the output triangular wave, and the output The operation is latched at the apex of the triangular wave in synchronization with the triangular wave.
[0011]
According to a sixth aspect of the present invention, in the controller for a rotating electrical machine according to any one of the first to fifth aspects, the carrier frequency is corrected according to the current command value.
[0012]
According to a seventh aspect of the present invention, in the controller for a rotating electrical machine according to any one of the first to sixth aspects, the carrier frequency is corrected according to a temperature of the inverter main circuit.
[0013]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the invention, by making the amplitude of the triangular wave constant, no error occurs in the PWM comparison signal when the carrier frequency changes, and for this reason, control suitable for application to a vehicle can be performed. There is no need to perform calculation in consideration of the amplitude of the triangular wave, the number of high-speed calculation programs is reduced, and therefore the controller (CPU) can be made inexpensive. In order to change the slope of the triangular wave with a constant clock, the increment count value per clock must be changed. However, when the increment per clock is large, the triangular wave does not change linearly. For this reason, it is necessary to increase the number of bits more than necessary, and the circuit logic becomes complicated. According to the first invention, by making the clock time variable (variable time per count), the counter can be minimized with a fixed number of bits, and the circuit logic is simplified, so the circuits are compared. Low price
[0014]
According to the second invention, by making the amplitude of the triangular wave constant, there is no error in the PWM comparison signal when the carrier frequency changes, and for this reason, control suitable for application to a vehicle can be performed. There is no need to perform calculation in consideration of the amplitude of the triangular wave, the number of high-speed calculation programs is reduced, and therefore the controller (CPU) can be made inexpensive. The second invention is the simplest configuration for determining a reference for changing the carrier frequency when the rotating electrical machine has a plurality of rotors.
[0015]
According to the third invention, by making the amplitude of the triangular wave constant, an error does not occur in the PWM comparison signal when the carrier frequency changes, and for this reason, control suitable for application to a vehicle can be performed. There is no need to perform calculation in consideration of the amplitude of the triangular wave, the number of high-speed calculation programs is reduced, and therefore the controller (CPU) can be made inexpensive. Furthermore, according to the third invention, even when the rotating electrical machine has a plurality of rotors, it is possible to realize an optimum carrier frequency in consideration of the rotational speeds of all the rotors. If the table configuration is such that the frequency also increases monotonically, the carrier frequencies do not overlap on the map, the check on the map becomes easy, and mapping errors can be prevented.
[0016]
According to the fourth invention, the change point of the carrier frequency is the apex of the triangular wave, that is, the gradient of the triangular wave always changes with the same count value, and the count value of the triangular wave suddenly changes to another count value when the carrier frequency changes. Therefore, there is no sudden change in the triangular wave, and no error occurs in the PWM comparison signal.
[0017]
According to the fifth aspect of the invention, the current command value is limited to a value inside the triangular wave amplitude, and this current command value changes synchronously at the apex of the triangular wave outside the current command value, so that the triangular wave signal and the current are changed. Since the cross point of the command value signal does not overlap with the timing of outputting the current command value, the PWM comparison signal error and noise are eliminated.
[0018]
The switching loss of the power device of the inverter main circuit depends on the magnitude of the current. According to the sixth aspect of the invention, the switching loss when the control current is large can be reduced by appropriately controlling the output carrier frequency so that the output carrier frequency is lowered when the control current is large.
[0019]
According to the seventh aspect of the invention, when the temperature of the inverter main circuit rises, by performing correction control that lowers the carrier frequency, the temperature rise of the inverter main circuit can be suppressed and a failure due to the temperature rise can be prevented.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a cross-sectional view showing an example of the configuration of a rotating electrical machine that can be driven by the inverter system of the present invention. The rotating electrical machine 100 includes an inner rotor 7, a stator 1, and an outer rotor shaft attached to the inner rotor shaft 9 concentrically from the inner side on the central axis C (also the central axis of the rotating electrical machine) C of the inner rotor shaft 9. The stator 1 is a multi-rotor structure arranged in the order of the outer rotor 8 attached to the outer rotor 8, and is positioned between the two rotors of the outer rotor 8 and the inner rotor 7, and the stator core 2 and the stator core 2 are arranged in the axial direction. A bracket 5 is sandwiched and supported from both sides. The bolt 6 penetrates the hole provided in the bracket 5 and the stator core 2, and forms the stator 1 by fixing these members. The stator core 2 is divided into a plurality of stator pieces arranged in the circumferential direction, and a coil is wound around each stator piece, and each stator piece is formed by laminating a plurality of stator steel plates. A magnet is attached to each of the inner rotor 7 and the outer rotor 8. Hereinafter, the present invention will be described by taking as an example a rotating electric machine in which two such rotors are arranged coaxially and driven by a composite current.
[0023]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a control device for a rotating electrical machine according to the present invention. The control device 20 includes a controller 21, a carrier frequency command value latch 22 connected to the controller 21, a transmitter 23 connected to the carrier frequency command value latch 22, and a carrier frequency command value connected to the transmitter 23. A variable triangular wave oscillation circuit 24 connected to the latch 22, limiters 25 a to 25 f connected to the controller 21, and current command value latches connected to the carrier frequency command value latch 22 and connected to the limiters 25 a to 25 f, respectively. 26a to 26f, current command value latches 26a to 26f and comparators 27a to 27f connected to the variable triangular wave oscillation circuit 24, a temperature detector 28 connected to the controller 21, and a temperature detector 28, respectively. An inverter main circuit 29 connected to the comparators 27a to 27f; Comprising a respective connected current sensors 30a~30f between the inverter main circuit 29 and the stator coil of the rotating electric machine. The controller 21 is also connected to an inner rotor speed sensor 101 and an outer rotor speed sensor 102 of the rotary electric machine 100 similar to those shown in FIG.
[0024]
The controller 21 receives the inner rotor torque command value and the outer rotor torque command value, generates a current command value for each phase by normal vector control, and supplies it to the limiters 25a to 25f. The controller 21 further receives a speed signal of each rotor from the inner rotor speed sensor 31 and the outer rotor speed sensor 32, receives a current signal related to a current supplied to each stator coil from the current sensors 30a to 30f, and detects temperature. The carrier 28 receives the temperature of the inverter main circuit 29 from the generator 28, generates a carrier frequency command value, and supplies it to the carrier frequency command value latch 22.
[0025]
The limiters 25a to 25f limit the current command value from the controller 21 to a value inside the amplitude of the triangular wave and supply the current command value to the current command value latches 26a to 26f. The current command value latches 26a to 26f latch (hold) the limited current command value by the latch signal from the variable triangular wave oscillation circuit 24, and output the latched current command value to the comparators 27a to 27f. The comparators 27a to 27f compare the triangular wave signal from the variable triangular wave oscillation circuit 24 with the current command value signal from the current command value latches 26a to 26f, generate a switching signal for the inverter main circuit 29, and supply the inverter main circuit 29 with the switching signal. Supply. The inverter main circuit 29 performs switching control of current flowing in each phase of the motor 100 by switching signals from the comparators 27a to 27f.
[0026]
The carrier frequency command value latch 22 latches (holds) the carrier frequency command value from the controller 21 by the latch signal from the variable triangular wave oscillation circuit 24 and outputs it to the transmitter 23. In the transmitter 23, the controller 21 outputs a pulse signal of the command frequency to the variable triangular wave transmission circuit 24 according to the carrier frequency command value. The variable triangular wave oscillation circuit 24 outputs a triangular wave signal to the comparators 27 a to 27 f in response to the pulse signal from the transmitter 23, and outputs a latch signal to the current command value latches 26 a to 26 f and the carrier frequency command value latch 22.
[0027]
FIG. 3 is a block diagram of the variable triangular wave oscillation circuit 24 of FIG. The variable triangular wave 24 includes an UP / DOWN counter 31, an ascending count limit value comparator 32 and a descending count limit value comparator 33 connected to the UP / DOWN counter 31, and a flip-flop 34 connected to these comparators. . The UP / DOWN counter 31 generates a count value based on the UP / DOWN switching signal from the flip-flop 34 and the pulse signal from the transmitter 23. When the count value of the UP / DOWN counter 31 reaches the upper limit, the rising count limit value comparator 32 outputs to the flip-flop 34, switches the flip-flop 34, and switches the UP / DOWN switching signal to DOWN. When the count value of the UP / DOWN counter 31 reaches the lower limit, the descending count limit value comparator 33 outputs to the flip-flop 34, switches the flip-flop 34, and switches the UP / DOWN switching signal to UP. By such an operation, the UP / DOWN signal periodically repeats UP and DOWN, so that the count value output by the UP / DOWN counter 31 becomes a triangular wave. Further, the falling counter limit value comparator 33 generates a latch signal at the lower vertex of the triangular wave. The rising counter limit value comparator 32 may generate a latch signal at the upper vertex of the triangular wave.
[0028]
FIG. 4 is a timing chart of such a triangular wave signal and a latch signal. Since the triangular wave signal is generated by the counter, it actually changes in a stepped manner instead of a straight line. In the present invention, the amplitude of the triangular wave signal is not changed, and the count value at UP and DOWN is held constant by the comparators 32 and 33, so the width of each count in the amplitude direction is constant. The gradient of the triangular wave signal is changed by changing the pulse width t (clock time) of the pulse signal from the transmitter 23.
[0029]
FIG. 5 is a block diagram of a portion for generating a carrier frequency command value in the controller 21 of FIG. This part includes a carrier frequency command value generation unit 41, a first correction unit 42 that corrects the carrier frequency by the target current, a second correction unit 43 that corrects the carrier frequency by the inverter main circuit temperature, and a carrier frequency command value limiter. 44 are connected in series. The order of the first correction unit 42 and the second correction unit 43 may be switched. The operation of this part will be described in more detail later with reference to the block diagrams of FIGS. 6 to 9 and the flowcharts of FIGS.
[0030]
FIG. 6 is a block diagram showing details of an example of the carrier frequency command value generation unit 41 in FIG. This portion includes an inner rotor frequency calculation unit 51, an outer rotor frequency calculation unit 52, a comparator 53 connected to these calculation units, and a coefficient multiplication unit 54 connected to the comparator 53. In a rotating electrical machine having two rotors, it becomes a problem which carrier frequency is changed with reference to the rotational speed of which rotor. In this example, the higher frequency = rotation number × pole pair number is selected, and the carrier frequency command value is generated based on this. The inner rotor frequency calculation unit 51 calculates Ni × Pi and outputs the inner rotor frequency Fi, where Ni is the inner rotor speed, No is the outer rotor speed, Pi is the inner rotor pole pair number, and Po is the outer rotor pole pair number. The outer rotor frequency calculation unit 52 calculates No × Po and outputs the outer rotor frequency Fo. The comparator 53 selects the higher one of the inner rotor frequency Fi and the outer rotor frequency Fo and outputs it as F. The coefficient multiplier 54 multiplies F from the comparator 53 by the carrier frequency coefficient Kf and outputs a carrier frequency command value Tf.
[0031]
FIG. 7 is a block diagram showing details of another example of the carrier frequency command value generation unit 41 in FIG. This portion includes an inner rotor frequency calculation unit 51 and an outer rotor frequency calculation unit 52 similar to those in the example of FIG. 6, and an optimum frequency map 55 connected to these calculation units. In this example, the carrier frequency command value is determined using an optimum frequency map formed so that the carrier frequency command value is uniquely determined from both the frequencies of the inner rotor and the outer rotor. Here, the map is formed so that the carrier frequency command value increases monotonously with respect to the rotor frequency. By doing so, the individual carrier frequencies do not overlap on the map, so that the map can be easily checked and there is no mapping error. As in the example of FIG. 6, the frequencies Fi and Fo of the rotors calculated by the inner rotor frequency calculation unit 51 and the outer rotor frequency calculation unit 52 are input to the optimum frequency map 55, and carrier frequency commands corresponding to these frequencies are input. The value Tf is determined. Even if the carrier frequency command value generated by the carrier frequency command value generation unit 41 shown in FIGS. 6 and 7 is used as it is, or the carrier frequency command value generated by another method is used, the carrier frequency is changed to a triangular wave. It is possible to sufficiently obtain the effect of the present invention that no error occurs in the PWM comparison signal due to the change made by changing the gradient.
[0032]
FIG. 8 is a block diagram showing in detail the first correction unit 42 in FIG. The first correction unit is configured by connecting an adder 61, a current proportional function map 62, and a multiplier 63 in series. The other part of the controller 21 that has received the inner rotor torque command value and the outer rotor command value generates an inner rotor target current TIi and an outer rotor target current TIo, which are control current values, and inputs them to the adder 61. The unit 61 adds these target currents and outputs a combined target current TI. The current proportional function map 62 uniquely determines and outputs a correction value Ki for the combined target current TI from the adder 61. In the multiplier 63, the carrier frequency command value from the carrier frequency command value generation unit 41 (or from the second correction unit 43) is multiplied by the correction value Ki, and the corrected carrier frequency command value is output. The first correction unit 42 corrects the output carrier frequency to be low when the control current value is large. Since the switching loss of the power device of the inverter main circuit depends on the magnitude of the current, this makes it possible to reduce the switching loss when the control current value is large.
[0033]
FIG. 9 is a block diagram showing in detail the second correction unit 43 in FIG. The second correction unit includes a temperature function map 64 and a multiplier 65 connected thereto. The temperature function map 64 uniquely determines a correction coefficient Kp for the temperature of the inverter main circuit 29 received from the temperature detection unit 28 of FIG. The multiplier 65 multiplies the carrier frequency command value from the carrier frequency command value generation unit 41 (or from the first correction unit 42) by the correction value Kp, and outputs the corrected carrier frequency command value. The second correction unit 43 corrects the carrier frequency to be lowered when the inverter main circuit temperature rises. By doing so, it is possible to suppress the temperature rise of the inverter main circuit and reduce the failure due to the temperature rise.
[0034]
FIG. 10 is a flowchart for explaining the operation of the part for generating the carrier frequency command value of FIG. As the carrier frequency command value generation unit 41, the example of FIG. 6 is used. The operation starts in step S101. In step S102, the carrier frequency command value generation unit 41 receives the inner rotor speed Ni from the inner rotor speed sensor 31 and the outer rotor speed No from the outer rotor speed sensor 32, and the first correction unit 41 receives the inner rotor target current TIi. And the outer rotor target current TIo is received from the other part of the controller 21, and the second correction unit 43 receives the inverter main circuit temperature TP from the temperature detection sensor 28.
[0035]
In step S103, the inner rotor frequency calculation unit 51 and the outer rotor frequency calculation unit 52 of the carrier frequency command value generation unit 41 multiply the rotation speed of each rotor by the number of pole pairs to calculate the inner rotor frequency Fi and the outer rotor frequency Fo. To do. In step S104, the comparator 53 of the carrier frequency command value generation unit 41 compares Fi and Fo. When Fi is large, in step S105, the coefficient multiplication unit 54 of the carrier frequency command value generation unit 41 multiplies Fi by the carrier frequency coefficient Kf to generate the carrier frequency command value Tf. If Fo is large, in step S106, the coefficient multiplier 54 of the carrier frequency command value generator 41 multiplies Fo by the carrier frequency coefficient Kf to generate the carrier frequency command value Tf.
[0036]
In step S107, the adder 61 of the first correction unit 41 adds the inner rotor target current TIi and the outer rotor target current TIo to generate a combined target current TI. In step S108, a correction coefficient Ki corresponding to the combined target current TI is determined in the current proportional function map 62 of the first correction unit 41. In step S109, the multiplier 63 of the first correction unit 41 multiplies the carrier frequency command value Tf generated in step S106 by the correction coefficient Ki, and outputs the corrected carrier frequency command value Tf.
[0037]
In step S110, a correction coefficient Kp corresponding to the inverter main circuit temperature Tp is determined in the temperature function map 64 of the second correction unit 42. In step S111, the multiplier 65 of the second correction unit 42 multiplies the corrected carrier frequency command value Tf from the first correction unit 41 by the correction coefficient Kp, and outputs the corrected carrier frequency command value Tf.
[0038]
In step S112, the carrier frequency command value limiter 44 determines whether the carrier frequency command value Tf is less than the carrier frequency upper limit value Kf1. If Tf is equal to or greater than Kf1, Kf1 is set as the carrier frequency command value Tf in step S114, the carrier frequency command value Tf is output in step S116, and the operation is terminated in step S117. If Tf is less than Kf1, it is determined in step S113 whether the carrier frequency command value Tf is greater than the carrier frequency lower limit value Kf2. If Tf is equal to or less than Kf2, Kf2 is set as the carrier frequency command value Tf in step S115, the carrier frequency command value Tf is output in step S116, and the operation is terminated in step S117. If Tf is greater than Kf2, Tf is output as a carrier frequency command value in step S116, and the operation is terminated in step S117.
[0039]
FIG. 11 is a flowchart for explaining the operation of the part for generating the carrier frequency command value of FIG. 5 similar to FIG. 10, but differs only in that the example of FIG. 7 is used as the carrier frequency command value generation unit 41. Yes. Steps S201, S202, and S203 are the same as steps S101, S102, and S103 of FIG. In step S204, the carrier frequency command value Tf corresponding to the inner rotor frequency Fi and the outer rotor frequency Fo is determined in the optimum frequency map 55 of the carrier frequency command value generation unit 41. Subsequent steps S205, S206, S207, S208, S209, S210, S211, S212, S213, S214 and S215 are the same as steps S107, S108, S109, S110, S111, S112, S113, S114, S115, S116 and FIG. Each is the same as S117.
[0040]
Here, the present invention has been described with respect to a rotating electric machine in which two rotors and one stator are arranged coaxially. However, a rotating electric machine having one rotor and one stator, and a rotating electric machine having two rotors and two rotors. Of course, the present invention can be applied to any other type of rotating electric machine.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing an example of the configuration of a rotating electrical machine that can be driven by the control device for the rotating electrical machine of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a control device for a rotating electrical machine according to the present invention.
3 is a block diagram of the variable triangular wave oscillation circuit 24 of FIG.
FIG. 4 is a timing chart of a triangular wave signal and a latch signal.
FIG. 5 is a block diagram of a part that generates a carrier frequency command value in the controller 21 of FIG. 2;
6 is a block diagram showing details of an example of a carrier frequency command value generation unit 41 in FIG. 5. FIG.
7 is a block diagram showing details of another example of the carrier frequency command value generation unit 41 in FIG. 5. FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing in detail the first correction unit 42 in FIG. 5;
FIG. 9 is a block diagram showing in detail the second correction unit 43 in FIG. 5;
10 is a flowchart for explaining the operation of a part for generating a carrier frequency command value in FIG. 5;
FIG. 11 is a flowchart for explaining another example of the operation of the part for generating the carrier frequency command value of FIG. 5;
[Explanation of symbols]
1 Stator
2 Stator core
4 Outer rotor shaft
5 Bracket
6 bolts
7 Inner rotor
8 Outer rotor
9 Inner rotor shaft
20 Control device
21 Controller
22 Carrier frequency command value latch
23 Transmitter
24 Variable triangular wave oscillator
25a-25f limiter
26a to 26f Current command value latch
27a to 27f comparator
28 Temperature detector
29 Inverter main circuit
30a-30f Current sensor
31 UP / DOWN counter
32 rising count limit value comparator
33 Falling count limit value comparator
34 Flip-flop
41 Carrier frequency command value generator
42 1st correction | amendment part
43 Second correction unit
44 Carrier frequency command value limiter
51 Inner rotor frequency calculator
52 Outer rotor frequency calculator
53 comparator
54 Coefficient multiplier
55 Optimal frequency map
61 Adder
62 Current proportional function map
63 multiplier
64 Temperature function map
65 multiplier
100 Rotating electric machine

Claims

In a control device that supplies power to a rotating electrical machine by switching a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, a triangular wave generation circuit, and the current command value as the triangular wave A comparator for comparing with the value of the output triangular wave of the generating circuit; and an inverter main circuit including the power device and driven by the output signal of the comparator, wherein the triangular wave generating circuit determines the carrier frequency of the output triangular wave as the carrier frequency. The variable triangular wave oscillation circuit generates the output triangular wave by an up / down counter and an upper limit and a lower limit count limiter by changing the gradient of the rising or falling with the amplitude of the triangular wave being constant according to the command value, The slope of the output triangular wave is A motor controller, characterized in that to vary by changing the clock time of the down counter.

In a control device that supplies power to a rotating electrical machine by switching a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, a triangular wave generation circuit, and the current command value as the triangular wave A comparator for comparing with the value of the output triangular wave of the generating circuit; and an inverter main circuit including the power device and driven by the output signal of the comparator, wherein the triangular wave generating circuit determines the carrier frequency of the output triangular wave as the carrier frequency. According to the command value, the amplitude of the triangular wave is made constant to change the slope of the rise or fall, the rotating electrical machine has a plurality of rotors, and the controller sets the carrier frequency command value to the plurality of the plurality of rotors. Generate based on the highest rotor frequency A motor controller, characterized.

In a control device that supplies power to a rotating electrical machine by switching a power device, a controller that calculates a current command value from a torque command value and calculates a carrier frequency command value from a rotor frequency, a triangular wave generation circuit, and the current command value as the triangular wave A comparator for comparing with the value of the output triangular wave of the generating circuit; and an inverter main circuit including the power device and driven by the output signal of the comparator, wherein the triangular wave generating circuit determines the carrier frequency of the output triangular wave as the carrier frequency. According to the command value, the amplitude of the triangular wave is made constant to change the slope of the rise or fall, the rotating electrical machine has a plurality of rotors, and the controller sets the carrier frequency command value to the plurality of the plurality of rotors. Unique carrier frequency command value for rotor frequency A motor controller, characterized in that to produce on the basis of the boss was optimal frequency map.

4. The control device for a rotating electrical machine according to claim 1, wherein a carrier frequency command value from the controller to the variable triangular wave generating circuit is latched at the apex of the triangular wave in synchronization with the output triangular wave. 5. A control device for a rotating electrical machine.

5. The control device for a rotating electrical machine according to claim 1, wherein a current command value from the controller is limited within an amplitude of the output triangular wave, and further, the apex of the triangular wave is synchronized with the output triangular wave. A control device for a rotating electrical machine characterized in that the operation is sometimes latched.

6. The rotating electrical machine control device according to claim 1, wherein the carrier frequency is corrected in accordance with the current command value.

7. The rotating electrical machine control apparatus according to claim 1, wherein the carrier frequency is corrected according to a temperature of the inverter main circuit.