JP3702841B2

JP3702841B2 - Protective device for vehicle power supply circuit

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Publication number: JP3702841B2
Application number: JP2001360856A
Authority: JP
Inventors: 利恭酒井
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-11-27
Filing date: 2001-11-27
Publication date: 2005-10-05
Anticipated expiration: 2021-11-27
Also published as: JP2002223558A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用負荷への電源投入用に半導体スイッチング素子を使用した車両用電源回路の保護装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
近年の車両用電源回路においては、車両用負荷の電源を入切するためにパワーＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチング素子を利用することが一般化しつつある。ところが、このような車両用電源回路にあっては、車両用負荷に故障が発生して大きな負荷電流が流れたり、或いは当該車両用負荷に対する電源供給用リード線が不用意にボディアースされた状態となって過大な短絡電流が流れた場合などに、半導体スイッチング素子に許容値を越える電流が流れて当該半導体スイッチング素子が異常発熱し、場合によっては半導体スイッチング素子が熱破壊する可能性があるため、何らかの対策を施すことが望ましい。特に、車両用負荷がオプション部品（所謂「用品」）と呼ばれる後付け部品であった場合には、例えばユーザー自ら部品取り付けを行ったときに、前記電源供給用リード線の取り回しが不適正な状態になる可能性が高い関係上、そのリード線がドアなどに挟みこまれてボディアース状態となる恐れが多々あり、このため、何らかの対策を施すことが極めて有益となる。
【０００３】
このための対策例としては、電源回路に定電流回路を組み込むことにより負荷電流の上限を抑制することが考えられる。しかしながら、このような対策は、負荷電流の定格値が数十ｍＡ〜１Ａ程度である場合には、仮に短絡電流が流れた場合であっても半導体スイッチング素子における電力消費が比較的小さいレベルに抑制されるため、異常発熱防止のために簡易放熱設計を施すだけで済むが、負荷電流の定格値が数Ａオーダーであったときには、定電流回路が組み込まれていた場合でも半導体スイッチング素子での異常発熱防止のための放熱設計を十分に行わねばならず、コストの高騰や装置全体の大型化を来たすという問題が出てくる。
【０００４】
本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源投入用の半導体スイッチング素子の異常発熱を未然に防止でき、これにより半導体スイッチング素子のための放熱設計を簡易化できてコストの高騰や装置全体の大型化も防止できるようになる車両用電源回路の保護装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に記載した手段を採用できる。この手段によれば、半導体スイッチング素子での電圧降下量が検出手段により検出されるようになるが、その電圧降下量は負荷電流が増えるのに応じて増大することになる。そして、検出手段が検出する電圧降下量が負荷電流の増加に応じて予め設定された規定値以上に増大したときには、保護手段が半導体スイッチング素子を強制的にオフさせるようになる。従って、負荷電流の増大に応じて半導体スイッチング素子が異常発熱する事態を未然に防止できるようになる。また、このように半導体スイッチング素子が異常発熱する恐れがなくなるから、その放熱設計を簡易化若しくは省略しても支障がなくなり、放熱設計のためにコストが高騰したり装置全体が大型化する事態も防止できるようになる。この場合、車両用負荷として制御回路及びこの制御回路からの指令により動作される負荷回路が設けられているから、制御回路による動作指令の有無に応じて負荷電流が大小変動することになるが、保護手段は、負荷回路の動作指令が出力された状態時（定常時より負荷電流が増大した状態時）に前記規定値を増大させるようになる。この結果、車両用負荷の動作状態に合った負荷電流監視を行うことができ、保護動作の信頼性が向上することになる。
【０００６】
前記目的を達成するために請求項２に記載した手段を採用できる。この手段においても、半導体スイッチング素子での電圧降下量が検出手段により検出されるようになり、その電圧降下量は負荷電流が増えるのに応じて増大する。また、検出手段が検出する電圧降下量が負荷電流の増加に応じて規定値以上に増大したときには、保護手段が半導体スイッチング素子を強制的にオフさせるようになる。また、保護手段は、このように半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる制御を行った後に一定時間だけ待機し、その待機後に当該半導体スイッチング素子を再オンさせ、この再オン後に前記検出手段により検出された電圧降下量が予め設定された規定値以上となったときに半導体スイッチング素子を強制的にオフさせた状態を保持する構成となっている。このため、半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる制御が一時的な原因（例えばノイズの重畳）により誤って行われた場合でも、一定時間後に半導体スイッチング素子を再オンさせる制御が行われる。この結果、保護手段の誤動作により半導体スイッチング素子が強制的にオフされたままになる可能性が低くなり、当該保護手段の動作信頼性が向上するようになる。
【０００７】
前記目的を達成するために請求項３に記載した手段を採用できる。この手段においても、半導体スイッチング素子での電圧降下量が検出手段により検出されるようになり、その電圧降下量は負荷電流が増えるのに応じて増大する。また、検出手段が検出する電圧降下量が負荷電流の増加に応じて規定値以上に増大したときには、保護手段が半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる。ところで、この手段のように、車載バッテリの出力をスイッチングすることにより一定レベルの電圧を発生して車両用負荷に供給するスイッチング電源回路が設けられていた場合には、そのスイッチング電源回路が負荷側の消費電力を一定にするように働くため、車載バッテリの出力電圧の変動に応じて負荷電流が増減するという事情がある。このため、車載バッテリの出力電圧が変動したときには、検出手段が検出する電圧降下量も通常時の値から変動し、このような変動に起因して保護手段が誤動作したり、過電流からの保護機能が損なわれる可能性が高くなる。
この場合、請求項３記載の手段においては、車載バッテリの出力電圧を検出する電源電圧検出手段を備えており、前記保護手段は、その電源電圧検出手段による検出電圧のレベルに応じて前記規定値を増減するように構成されている。このため、車載バッテリの出力電圧が変動して検出手段が検出する電圧降下量が変動したときでも、保護手段が誤動作したり、保護機能が損なわれたりする可能性が低くなる。従って、負荷電流の増大に応じて半導体スイッチング素子が異常発熱する事態を確実に防止できるようになる。また、このように半導体スイッチング素子が異常発熱する恐れがなくなるから、その放熱設計を簡易化若しくは省略しても支障がなくなり、放熱設計のためにコストが高騰したり装置全体が大型化する事態も防止できるようになる。
【０００８】
請求項４記載の手段によれば、半導体スイッチング素子の電圧降下量を検出するための前記検出手段は、半導体スイッチング素子の電源側の電位及び負荷側の電位をそれぞれ検出する第１の電位検出手段及び第２の電位検出手段を備え、各電位検出手段の検出出力の差を前記半導体スイッチング素子の電圧降下量を示す信号として出力する構成となっている。このため、その検出精度を高めることができて、前記保護手段による動作信頼性を向上させ得るようになる。
【０００９】
請求項５記載の手段によれば、前記保護手段は、半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる制御を行った後に一定時間だけ待機し、その待機後に当該半導体スイッチング素子を再オンさせ、この再オン後に前記検出手段により検出された電圧降下量が予め設定された規定値以上となったときに半導体スイッチング素子を強制的にオフさせた状態を保持する構成となっている。このため、半導体スイッチング素子を強制的にオフさせる制御が一時的な原因（例えばノイズの重畳）により誤って行われた場合でも、一定時間後に半導体スイッチング素子を再オンさせる制御が行われる。この結果、保護手段の誤動作により半導体スイッチング素子が強制的にオフされたままになる可能性が低くなり、当該保護手段の動作信頼性が一段と向上するようになる。
また、請求項６記載の手段によれば、制御回路及びこの制御回路からの指令により動作される負荷回路が設けられていた場合、つまり制御回路による動作指令の有無に応じて負荷電流が大小変動する構成となっていた場合には、保護手段が、負荷回路の動作指令が出力された状態時（定常時より負荷電流が増大した状態時）に前記規定値を増大させるようになる。この結果、車両用負荷の動作状態にあった負荷電流監視を行うことができ、保護動作の信頼性が向上する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明を車両用コンピュータ装置に組み込まれる電源装置に適用した第１実施例について図１及び図２を参照しながら説明する。
全体の回路構成を示す図１において、車両用コンピュータ装置１は、その電源端子＋Ｂが車載バッテリ２のプラス側端子に接続されていると共に、グランド端子ＧＮＤがボディアースされており、さらに信号入力端子ＡＣＣが車両用キースイッチ３のＡＣＣ接点３ａを介して電源端子＋Ｂに接続されている。尚、上記車両用キースイッチ３は、ＯＦＦ位置、ＡＣＣ位置、ＯＮ位置及びＳＴＡＲＴ位置を備えた周知構成のもので、上記ＡＣＣ接点３ａは、車両用キースイッチ３がＡＣＣ位置及びＯＮ位置へ操作された各状態でオン状態を保持するようになっている。また、車載バッテリ２のマイナス側端子はボディアースされている。
【００１１】
上記車両用コンピュータ装置１内において、その電源端子＋Ｂは、周知の逆接続対策用ダイオード４を順方向に介して電源ライン５に接続されている。この電源ライン５とグランド端子ＧＮＤとの間には平滑用コンデンサ６が接続されており、また、上記電源ライン５は、Ｐチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ７（本発明でいう半導体スイッチング素子に相当）を介してスイッチング電源回路であるＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力端子８ａに接続されている。
【００１２】
上記ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、その出力端子８ｂから一定レベルの電圧を発生してコンピュータ回路９（車両用負荷に相当）に供給するためのもので、次のような構成となっている（但し、ここでは基本構成のみを示している）。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ８にあっては、入力端子８ａ及び出力端子８ｂ間に、メインスイッチとなるＰチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ１０、チョークコイル１１を直列に接続しており、また、出力端子８ｂとグランド端子ＧＮＤとの間に、抵抗１２ａ及び１２ｂの直列回路より成る出力電圧設定回路１２と、出力平滑コンデンサ１３とを接続している。さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０のドレインとグランド端子との間にフリーホイールダイオード１４を接続している。
【００１３】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ８において、入力端子８ａ及びグランド端子ＧＮＤ間から給電されるように接続されたスイッチング制御回路１５は、出力電圧設定回路１２による分圧電圧（抵抗１２ａ及び１２ｂの共通接続点の電圧）が入力されるようになっており、その分圧電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧に相当）と基準電圧との比較に基づいてパワーＭＯＳＦＥＴ１０のゲート制御を行うためのＰＷＭ信号を発生する構成となっている。この場合、具体的には図示しないが、上記スイッチング制御回路１５は、出力電圧設定回路１２による分圧電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅器、一定振幅で連続発振する三角波発振器、この三角波発振器の出力電圧と上記増幅器の出力電圧とを比較するＰＷＭコンパレータ、このＰＷＭコンパレータから出力されるＰＷＭ信号に基づいてパワーＭＯＳＦＥＴ１０をオンオフさせる駆動回路などを備えた周知構成のものであり、このような構成によりパワーＭＯＳＦＥＴ１０のオンオフデューティ比をフィードバック制御することにより、出力端子８ｂから一定レベルの電圧を発生するようになっている。
【００１４】
尚、上記コンピュータ回路９は、例えば車載情報処理装置（カーナビゲーション装置など）の中核を構成するために設けられるものであり、その消費電流は、電源電圧（つまりＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力電圧）が５Ｖの状態で２〜３Ａ程度となっている。
【００１５】
一方、前記パワーＭＯＳＦＥＴ７のソース側（電源ライン５）とグランド端子ＧＮＤとの間には、抵抗１６ａ及び１６ｂの直列回路より成る第１の分圧回路１６（第１の電位検出手段に相当）が接続され、そのＭＯＳＦＥＴ７のドレイン側（ＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力端子８ａ）とグランド端子ＧＮＤとの間には、抵抗１７ａ及び１７ｂの直列回路より成る第２の分圧回路１７（第２の電位検出手段に相当）が接続されている。これら第１の分圧回路１６及び第２の分圧回路１７は、本発明でいう検出手段１８を構成するものであり、第１の分圧回路１６からはパワーＭＯＳＦＥＴ７のソース側電位に対応した分圧電圧Ｖｓが出力され、第２の分圧回路１７からはパワーＭＯＳＦＥＴ７のドレイン側電位に対応した分圧電圧Ｖｄが出力されるものであり、それら分圧電圧Ｖｓ及びＶｄは電源投入制御マイコン１９（保護手段に相当）の信号入力ポートＡＤ0 及びＡＤ1 にそれぞれ入力されるようになっている。
【００１６】
また、車両用コンピュータ装置１の信号入力端子ＡＣＣとグランド端子ＧＮＤとの間には、抵抗２０ａ及び２０ｂの直列回路より成る第３の分圧回路２０が接続されており、この分圧回路２０による分圧電圧Ｖacc は電源投入制御マイコン１９の信号入力ポートＰ１に入力されるようになっている。
【００１７】
この電源投入制御マイコン１９は、その電源が電源ライン５から安定化電源回路（例えば３端子レギュレータ）２１を通じて供給される構成となっている。また、電源投入制御マイコン１９が有する信号出力ポートＰ０は、抵抗２２を介してｎｐｎ型トランジスタ２３のベースに接続されている。このトランジスタ２３は、そのコレクタが抵抗２４を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに接続されていると共に、エミッタがグランド端子ＧＮＤに接続されている。また、トランジスタ２３のベース・エミッタ間にはベースバイアス用の抵抗２５が接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ７のゲート・ソース間にはゲート電圧発生用の抵抗２６が接続されている。
【００１８】
上記電源投入制御マイコン１９は、ＡＣＣ接点３ａのオンオフに連動してパワーＭＯＳＦＥＴをオンオフする制御（コンピュータ回路９の電源を入切する制御）を行う機能、並びに当該パワーＭＯＳＦＥＴ７のオン状態時における過電流異常を検出する機能を備えたものである。図２のフローチャートには、この電源投入制御マイコン１９の動作内容の要部が示されており、以下これについて関連した作用と共に説明する。
【００１９】
即ち、図２のフローチャートは、信号入力ポートＰ１の入力が第３の分圧回路１８の分圧電圧Ｖacc のレベルに立ち上がったとき、つまり、車両用キースイッチ３のＡＣＣ接点３ａがオンされたときに開始されるものであり、まず、内部メモリに記憶されている余裕回数値を「１」にセットする（ステップＡ１）。次いで、信号出力ポートＰ０からハイレベル信号を出力することによりトランジスタ２３をオンさせる（ステップＡ２）。すると、このようなトランジスタ２３のオンに応じてパワーＭＯＳＦＥＴ７がオンされるようになり、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ８が動作開始されてコンピュータ回路９の電源が投入されるようになる。
【００２０】
この後には、信号入力ポートＡＤ0 に与えられている分圧電圧Ｖｓ（パワーＭＯＳＦＥＴ７のソース側電位に対応）をサンプリングしてＡＤ変換するステップＡ３、信号入力ポートＡＤ1 に与えられている分圧電圧Ｖｄ（パワー、ＭＯＳＦＥＴ７のドレイン側電位に対応）をサンプリングしてＡＤ変換するステップＡ４を順次実行し、それら分圧電圧Ｖｓ及びＶｄの各ＡＤ変換値ΔＶｓ及びΔＶｄの差（ΔＶｓ−ΔＶｄ）が予め設定された規定値以上あるか否かを判断する（ステップＡ５）。
【００２１】
この場合、上記規定値は、パワーＭＯＳＦＥＴ７に流れる負荷電流が予め定められた上限値Ｉmax （例えば、通常の使用状態で流れる負荷電流の２００％電流値）以上となった状態での各ＡＤ変換値ΔＶｓ及びΔＶｄの差に対応した値に設定される。従って、ステップＡ５においては、パワーＭＯＳＦＥＴ７ｂに負荷電流上限値Ｉmax 以上の電流が流れる状態で「ＹＥＳ」と判断され、これ以外の状態で「ＮＯ」と判断されることになる。尚、この実施例では、第１の分圧回路１６及び第２の分圧回路１７の各分圧比が等しい状態に設定されているものとするが、それら分圧比が互いに異なる場合には、電源投入制御マイコン１９において各分圧電圧Ｖｓ及びＶｄをＡＤ変換するとき或いはＡＤ変換値ΔＶｓ及びΔＶｄの差を取るときに、上記分圧電圧の差を吸収する処理或いは演算を行えば良いものである。
【００２２】
そして、ステップＡ５において「ＮＯ」と判断したときには、信号入力端子Ｐ１に対する入力信号レベルがローレベル（グランド電位レベル）か否かを判断し（ステップＡ６）、ここで「ＮＯ」と判断した場合、つまり、車両用キースイッチ３のＡＣＣ接点３ａがオンされた状態が継続されている場合には、ステップＡ３以降の制御を再実行する。これに対して、ステップＡ６において「ＹＥＳ」と判断した場合、つまり、車両用キースイッチ３のＡＣＣ接点３ａがオフされた場合には、信号出力ポートＰ０からローレベル信号を出力することによりトランジスタ２３をオフさせ（ステップＡ７）、そのまま制御動作を「停止」する。この場合、上記のようなトランジスタ２３のオフによりパワーＭＯＳＦＥＴ７がオフされるようになり、これに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ８が動作停止されてコンピュータ回路９の電源が遮断されるという通常遮断動作が行われる。
【００２３】
一方、前記ステップＡ５で「ＹＥＳ」と判断した場合（パワーＭＯＳＦＥＴ７ｂに負荷電流上限値Ｉmax 以上の電流が流れた場合）には、信号出力ポートＰ０からローレベル信号を出力することによりトランジスタ２３をオフさせる（ステップＡ８）。すると、このようなトランジスタ２３のオフによりパワーＭＯＳＦＥＴ７がオフされてＤＣ−ＤＣコンバータ８が動作停止されるようになり、以てコンピュータ回路９の電源が遮断される。
【００２４】
このようにコンピュータ回路９の電源を遮断した後には、前記余裕回数値が「２」であるか否かを判断する（ステップＡ９）。ここで、前記ステップＡ８（コンピュータ回路９の電源を遮断するためのステップ）が１回だけ実行された状態でステップＡ９へ移行したときには、余裕回数値は「１」になっているためステップＡ９で「ＮＯ」と判断されることになるが、このように「ＮＯ」と判断した場合には、当該余裕回数値を「１」だけインクリメントした後に一定時間だけ待機し（ステップＡ１０、Ａ１１）、この後にステップＡ２へ戻る。
【００２５】
従って、ステップＡ８の実行に応じた電源遮断動作がＡＣＣ接点３ａのオン後に初めて行われたものであった場合には、ステップＡ２の実行に応じて電源が再投入されるものである。そして、このような電源再投入後に、ステップＡ５において再度「ＹＥＳ」と判断されるとき、つまり、パワーＭＯＳＦＥＴ７ｂに負荷電流上限値Ｉmax 以上の電流が流れる状態が解消していないときには、ステップＡ８の実行に応じてコンピュータ回路９の電源が遮断された後にステップＡ９で「ＹＥＳ」と判断されるようになり、この場合には、そのまま制御動作を「停止」することにより、コンピュータ回路９の電源を遮断したままに保持するという異常遮断動作が行われる。
【００２６】
以上要するに、上記した本実施例の構成によれば以下に述べるような効果を奏するものである。
即ち、車両用コンピュータ装置１の電源投入に用いられるパワーＭＯＳＦＥＴ７としては、そのドレイン電流の最大定格が１〜２Ａの場合、オン抵抗が０．１〜０．５Ω程度（例えば、ＶGS＝１０Ｖでの値）のものが用いられるのが一般的である。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ７のオン抵抗を０．２Ωとした場合、負荷電流が２Ａであった場合には、当該ＭＯＳＦＥＴ７のソース・ドレイン間の電位差は０．４Ｖ、消費電力は０．８Ｗとなるから、放熱構造なしで使用可能となる。ところが、例えばコンピュータ回路９の故障などにより負荷電流が例えば２倍の４Ａになった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ７のソース・ドレイン間の電位差が０．８Ｖとなって消費電力が３．２Ｗに増大するため、放熱構造が必要となってくる。また、コンピュータ装置９やＤＣ−ＤＣコンバータ８などにおいて負荷電流がさらに増大する故障が発生した場合、或いはパワーＭＯＳＦＥＴ７の後段に設けられた電源供給用リード線が車両ドアに挟みこまれてボディアース状態になるなどして、負荷電流が極端に大きくなる場合に対処するためには、パワーＭＯＳＦＥＴ７での異常発熱防止並びに熱破損の防止のための放熱設計を十分に行わねばならない。
【００２７】
これに対して、本実施例の構成によれば、パワーＭＯＳＦＥＴ７での電圧降下量、つまり負荷電流が増えるのに応じて増大する性質がある変量を検出手段１８により検出すると共に、その検出電圧降下量が予め設定された規定値以上に増大したときには、電源投入制御マイコン１９がパワーＭＯＳＦＥＴ７を強制的にオフさせて電源を遮断するようになる。従って、負荷電流の増大に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ７が異常発熱する事態を未然に防止できるようになる。また、このようにパワーＭＯＳＦＥＴ７が異常発熱する恐れがなくなるから、その放熱設計を簡易化若しくは省略しても支障がなくなり、結果的に、放熱設計のためにコストが高騰したり装置全体が大型化する事態も防止できるようになる。
【００２８】
しかも、パワーＭＯＳＦＥＴ７の電圧降下量を検出するための前記検出手段１８は、当該ＭＯＳＦＥＴ７の電源側の電位及び負荷側の電位をそれぞれ検出する第１の分圧回路１６及び第２の分圧回路１７を備え、各分圧回路１６及び１７からそれぞれ出力される分圧電圧Ｖｓ及びＶｄの差を上記電圧降下量を示す信号として出力する構成となっているから、その検出精度を高めることができて、前記電源投入制御マイコン１９の動作信頼性を向上させ得るようになる。
【００２９】
さらに、本実施例においては、電源投入制御マイコン１９は、パワーＭＯＳＦＥＴ７を強制的にオフさせる制御を行った後に一定時間だけ待機し、その待機後に当該ＭＯＳＦＥＴ７を再オンさせ、この再オン後に前記検出手段１８により検出された電圧降下量が予め設定された規定値以上となったときにパワーＭＯＳＦＥＴ７を強制的にオフさせた状態を保持する構成となっている。このため、そのパワーＭＯＳＦＥＴ７を強制的にオフさせる制御が一時的な原因（例えばノイズの重畳）により誤って行われた場合でも、一定時間後にパワーＭＯＳＦＥＴ７を再オンさせる制御が行われるから、電源投入制御マイコン１９の誤動作によりパワーＭＯＳＦＥＴ７が強制的にオフされたままになる可能性が低くなり、当該電源投入制御マイコン１９の動作信頼性が一段と向上するようになる。
【００３０】
（第２の実施の形態）
図３には本発明の第２実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分を説明する。
この例は、車両用負荷としてカーナビゲーション装置を対象としたものである。図３において、車両用コンピュータ装置１内のコンピュータ回路９がカーナビゲーション装置の制御回路として機能し、その端末として例えばＤＶＤユニット２７（負荷回路に相当）が設けられている。このＤＶＤユニット２７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力端子８ｂ及びグランド端子ＧＮＤにスイッチ回路２８を介して接続されている。コンピュータ回路９は、ＤＶＤユニット２７を駆動する必要があるとき、つまり、ＤＶＤユニット２７に装着されたＤＶＤ−ＲＯＭから地図データなどの格納データを読み込むときに、スイッチ回路２８に動作指令を与えてこれをオンさせ、以てＤＶＤユニット２７に給電する。尚、コンピュータ回路９は、ＤＶＤユニット２７からのデータ読み込みが終了したときに、スイッチ回路２８に動作停止指令を与えてこれをオフさせる。
【００３１】
また、コンピュータ回路９は、スイッチ回路２８に動作指令を与えた時点から動作停止指令を与えた時点まで負荷オン信号Ｓon（論理値「Ｈ」の信号）を発生する構成となっており、その負荷オン信号Ｓonは、電源投入制御マイコン１９の信号入力ポートＰ２に入力されるようになっている。
電源投入制御マイコン１９は、信号入力ポートＰ２に負荷オン信号Ｓonが入力されている期間は、前記規定値（図２中のステップＡ５において、パワーＭＯＳＦＥＴ７での電圧降下量を示す（ΔＶｓ−ΔＶｄ）との比較に供されるデータ）を増大させる制御を行う。
【００３２】
このような構成とした本実施例によれば、カーナビゲーション装置用のＤＶＤユニット２７が動作停止された状態と、コンピュータ回路９からの動作指令によりＤＶＤユニット２７が動作された状態とで負荷電流が大小変動することになる。この場合、電源投入制御マイコン１９は、コンピュータ回路９から負荷オン信号Ｓonが出力されている期間（ＤＶＤユニット２７の動作期間）は、負荷電流の大小判定に供される規定値を増大させる構成となっている。このため、車両用負荷であるカーナビゲーション装置の動作状態に適合した負荷電流監視を行うことができ、保護動作の信頼性が向上するようになる。また、このような機能は、コンピュータ回路９及び電源投入制御マイコン１９のプログラムを一部変更するだけで実現できるから、ハードウェア構成の複雑化を招くこともなくなる。
尚、負荷電流が３段階以上に変化する場合、つまりＤＶＤユニット２７以外にもコンピュータ回路９により制御される負荷回路がある場合には、負荷回路の動作状態に応じて規定値をさらに多段階に増大させる構成としても良い。
【００３３】
（第３の実施の形態）
図４及び図５には、本発明の第３実施例が示されており、以下これについて前記第１及び第２実施例と異なる部分のみ説明する。
この第３実施例における全体の回路構成は図３（第２実施例）と同様であるが、この図３中の第１の分圧回路１６が、請求項３記載の発明でいう電源電圧検出手段に相当する（第１の分圧回路１６による分圧電圧Ｖｓにより車載バッテリ２の出力電圧を知ることができる）。
【００３４】
図４のフローチャートには、電源投入制御マイコン１９の動作内容の要部が示されている。この図４において、電源投入制御マイコン１９は、信号入力ポートＡＤ0 に与えられている分圧電圧ＶｓをＡＤ変換するステップＡ３の実行後に規定値変更処理ルーチンＡ０を実行した後に、ステップＡ４以降の制御を実行する。
【００３５】
この規定値変更処理ルーチンＡ０では、その後のステップＡ５において（ΔＶｓ−ΔＶｄ）との比較に供される規定値を、信号入力ポートＡＤ0 及びＰ２に対する入力信号の状態に応じて図５に示すように増減させる制御を行う。即ち、図５は、横軸に分圧電圧Ｖｓにより示される車載バッテリ２の出力電圧を示し、縦軸に（ΔＶｓ−ΔＶｄ）≧規定値となる状態（パワーＭＯＳＦＥＴ７がオフされてコンピュータ回路９の電源が遮断される状態）での負荷電流を示している。この図５において、規定値は次に一例を述べるように増減される。
【００３６】
▲１▼ 信号入力ポートＰ２が論理値「Ｈ」の期間（負荷オン信号Ｓonの入力によりコンピュータ回路９及びＤＶＤユニット２７の双方に給電されている期間）……
この期間には、車載バッテリ２の出力電圧が１３Ｖ未満の状態時に、（ΔＶｓ−ΔＶｄ）≧規定値の関係となった状態での負荷電流が２．７Ａとなるように設定される。また、車載バッテリ２の出力電圧が１３Ｖ以上の状態時に、（ΔＶｓ−ΔＶｄ）≧規定値の関係となった状態での負荷電流が２．０Ａとなるように設定される。
【００３７】
▲２▼ 信号入力ポートＰ２が論理値「Ｌ」の期間（負荷オン信号Ｓonの入力停止に応じてＤＶＤユニット２７に対する給電が停止されている期間）……
この期間には、車載バッテリ２の出力電圧が１３Ｖ未満の状態時に、（ΔＶｓ−ΔＶｄ）≧規定値の関係となった状態での負荷電流が２．０Ａとなるように設定される。また、車載バッテリ２の出力電圧が１３Ｖ以上の状態時に、（ΔＶｓ−ΔＶｄ）≧規定値の関係となった状態での負荷電流が１．４Ａとなるように設定される。
【００３８】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、負荷側に供給する電力（実際には負荷での消費電力に対して一定の損失を加えた電力）を一定にするように働く。このため、例えば、車載バッテリ２の出力電圧が１３Ｖのときに１Ａの負荷電流が流れる状態であった場合、バッテリ出力電圧が８Ｖ（コンピュータ回路９の最低動作電圧）のときに負荷電流は約１．７Ａ、１６Ｖ（コンピュータ回路９の最高動作電圧）のときには負荷電流は０．８Ａとなり、両者間で２倍以上の電流変化が出てくる。従って、車載バッテリ２の出力電圧が上述のように変動したときには、負荷電流の増減に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ７での電圧降下量を示す（ΔＶｓ−ΔＶｄ）も大きく変動することになる。このような事情下において、規定値を固定した場合には、車載バッテリ２の出力電圧の変動に伴い、電源投入制御マイコン１９による電源遮断動作が誤って行われる状態（バッテリ出力電圧の低下により規定値のマージンが少なくなった状態）や、感度不足となって保護装置としての本来の機能を損なってしまう状態（バッテリ出力電圧の上昇により規定値のマージンが過大となった状態）を招く恐れがある。
【００３９】
これに対して本実施例では、電源投入制御マイコン１９が、車載バッテリ２の出力電圧のレベルに応じて規定値を図５に示すように増減するように構成されているから、車載バッテリ２の出力電圧が変動して、パワーＭＯＳＦＥＴ７での電圧降下量（ΔＶｓ−ΔＶｄ）が変動したときでも、電源投入制御マイコン１９による電源遮断機能が誤動作したり、保護装置としての本来の機能が損なわれたりする可能性が低くなる。従って、負荷電流の増大に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ７が異常発熱する事態を確実に防止できるようになり、前記第１実施例と同様の効果を奏する。
【００４０】
尚、本実施例では、前記第２実施例と同様に、コンピュータ回路９からの負荷オン信号Ｓonの有無に応じて規定値を増減する構成としたが、このような構成は必要に応じて採用すれば良いものである。
また、本実施例では、車載バッテリ２の出力電圧がしきい値電圧である１３Ｖ以上か或いは未満かに応じて規定値を２段階に切り換える構成としたが、２段階以上のしきい値電圧を設定することにより、規定値を３段階以上に切り換える構成としても良いものである。さらに、車載バッテリ２の出力電圧を変数とした関数計算により、規定値を無段階に切り換える構成としても良いものである。
【００４１】
（その他の実施の形態）
尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記各実施例では、車両用コンピュータ装置１内に設けられた車両用負荷（コンピュータ回路９）を通断電するためのパワーＭＯＳＦＥＴ７に流れる異常負荷電流を監視する構成としたが、外部に接続された車両用負荷の通電路を形成するための半導体スイッチング素子に流れる異常負荷電流を監視する構成としても良い。パワーＭＯＳＦＥＴ７での電圧降下量を検出するために、第１の分圧回路１６及び第２の分圧回路１７からの各分圧電圧Ｖｓ及びＶｄをＡＤ変換した後に、各ＡＤ変換値ΔＶｓ及びΔＶｄの差を取る構成としたが、各分圧電圧Ｖｓ及びＶｄの差をＡＤ変換することにより上記電圧降下量を検出する構成としても良い。半導体スイッチング素子としては、上記実施例で述べたパワーＭＯＳＦＥＴに限らず、バイポーラ型のパワートランジスタやＩＧＢＴなどを利用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す全体の回路構成図
【図２】電源投入制御マイコンの動作内容を示すフローチャート
【図３】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図４】本発明の第３実施例を示す図２相当図
【図５】電源投入制御マイコンによる制御内容を説明するための特性図
【符号の説明】
１は車両用コンピュータ装置、２は車載バッテリ、７はパワーＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、８はＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング電源回路）、９はコンピュータ回路（車両用負荷、制御回路）、１６は第１の分圧回路（第１の電位検出手段、電源電圧検出手段）、１７は第２の分圧回路（第２の電位検出手段）、１８は検出手段、１９は電源投入制御マイコン（保護手段）、２７はＤＶＤユニット（負荷回路）を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a protection device for a vehicle power supply circuit using a semiconductor switching element for powering on a vehicle load.
[0002]
[Problems to be solved by the invention]
In recent vehicle power supply circuits, it is becoming common to use a semiconductor switching element such as a power MOSFET in order to turn on / off a vehicle load. However, in such a vehicle power supply circuit, a fault occurs in the vehicle load and a large load current flows, or the power supply lead wire for the vehicle load is inadvertently grounded. If an excessive short-circuit current flows, the current exceeding the allowable value flows to the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element generates abnormal heat. In some cases, the semiconductor switching element may be thermally destroyed. It is desirable to take some measures. In particular, when the vehicle load is a retrofit part called an optional part (so-called “goods”), for example, when the user attaches the part by himself / herself, the power supply lead wire is not properly routed. Since there is a high possibility that the lead wire is sandwiched between doors or the like and is in a body ground state, it is extremely useful to take some measures.
[0003]
As a countermeasure example for this purpose, it is conceivable to suppress the upper limit of the load current by incorporating a constant current circuit in the power supply circuit. However, such a measure suppresses the power consumption in the semiconductor switching element to a relatively small level even if a short-circuit current flows if the rated value of the load current is about several tens mA to 1 A. Therefore, only a simple heat dissipation design is required to prevent abnormal heat generation. However, if the load current rating is on the order of several A, an abnormality may occur in the semiconductor switching element even if a constant current circuit is incorporated. It is necessary to sufficiently design the heat dissipation to prevent heat generation, which raises the problem of increasing costs and increasing the size of the entire apparatus.
[0004]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to prevent abnormal heat generation of the semiconductor switching element for power-on, thereby simplifying the heat radiation design for the semiconductor switching element and reducing the cost. It is an object of the present invention to provide a protection device for a power supply circuit for a vehicle that can prevent the soaring of the vehicle and the enlargement of the entire device.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the means described in claim 1 can be employed. According to this means, the voltage drop amount in the semiconductor switching element is detected by the detection means, but the voltage drop amount increases as the load current increases. When the amount of voltage drop detected by the detection means increases to a predetermined value or more set in advance according to the increase in load current, the protection means forcibly turns off the semiconductor switching element. Accordingly, it is possible to prevent the semiconductor switching element from abnormally generating heat as the load current increases. In addition, since there is no risk of abnormal heat generation of the semiconductor switching element in this way, there is no problem even if the heat dissipation design is simplified or omitted, and there is a situation where the cost increases due to the heat dissipation design or the entire apparatus becomes large. Can be prevented.In this case, since the control circuit and a load circuit that is operated by a command from the control circuit are provided as the vehicle load, the load current varies depending on the presence or absence of the operation command by the control circuit. The protection means increases the specified value when the operation command of the load circuit is output (when the load current is increased from the steady state). As a result, it is possible to monitor the load current in accordance with the operation state of the vehicle load, and the reliability of the protection operation is improved.
[0006]
  In order to achieve the object, the means described in claim 2 can be adopted. Also in this means, the voltage drop amount in the semiconductor switching element is detected by the detection means, and the voltage drop amount increases as the load current increases. Further, when the voltage drop detected by the detecting means increases to a specified value or more according to the increase in the load current, the protecting means forcibly turns off the semiconductor switching element. In addition, the protection means waits for a certain period of time after performing the control to forcibly turn off the semiconductor switching element in this way, and then turns on the semiconductor switching element after the waiting, and the detection means detects after the turn-on. In this configuration, the semiconductor switching element is forcibly turned off when the amount of voltage drop that has occurred is equal to or greater than a predetermined value set in advance. For this reason, even when the control for forcibly turning off the semiconductor switching element is mistakenly performed due to a temporary cause (for example, noise superposition), the control for turning on the semiconductor switching element after a certain time is performed. As a result, the possibility that the semiconductor switching element remains forcibly turned off due to the malfunction of the protection means is reduced, and the operation reliability of the protection means is improved.
[0007]
  In order to achieve the object, the means described in claim 3 can be adopted. Also in this means, the voltage drop amount in the semiconductor switching element is detected by the detection means, and the voltage drop amount increases as the load current increases. Further, when the voltage drop detected by the detection means increases to a specified value or more according to the increase of the load current, the protection means forcibly turns off the semiconductor switching element. By the way, like this means,BatteryWhen a switching power supply circuit is provided that generates a certain level of voltage by switching the output of the power supply and supplies it to the vehicle load, the switching power supply circuit works to make the power consumption on the load side constant. For in-vehicleBatteryThere is a situation that the load current increases or decreases according to the fluctuation of the output voltage. For this reason,BatteryWhen the output voltage fluctuates, the amount of voltage drop detected by the detection means also fluctuates from the normal value. Due to such fluctuations, the protection means may malfunction or the protection function against overcurrent may be impaired. Increases nature.
  In this case, in the means described in claim 3,BatteryPower supply voltage detection means for detecting the output voltage of the power supply voltage, and the protection means is configured to increase or decrease the specified value according to the level of the voltage detected by the power supply voltage detection means. For this reason,BatteryEven when the output voltage fluctuates and the amount of voltage drop detected by the detection means fluctuates, the possibility that the protection means malfunctions or the protection function is impaired is reduced. Therefore, it is possible to reliably prevent the semiconductor switching element from abnormally generating heat as the load current increases. In addition, since there is no risk of abnormal heat generation of the semiconductor switching element in this way, there is no problem even if the heat dissipation design is simplified or omitted, and there is a situation where the cost increases due to the heat dissipation design or the entire apparatus becomes large. Can be prevented.
[0008]
According to a fourth aspect of the present invention, the detection means for detecting a voltage drop amount of the semiconductor switching element is a first potential detection means for detecting the potential on the power supply side and the potential on the load side of the semiconductor switching element. And a second potential detecting means, and the difference between the detection outputs of the potential detecting means is outputted as a signal indicating the voltage drop amount of the semiconductor switching element. For this reason, the detection accuracy can be improved, and the operation reliability by the protection means can be improved.
[0009]
  According to the means of claim 5, the protection means waits for a certain period of time after performing the control to forcibly turn off the semiconductor switching element, and then turns on the semiconductor switching element after the waiting, The semiconductor switching element is maintained in a state in which the semiconductor switching element is forcibly turned off when the voltage drop detected later by the detection means becomes equal to or greater than a predetermined value set in advance. For this reason, even when the control for forcibly turning off the semiconductor switching element is mistakenly performed due to a temporary cause (for example, noise superposition), the control for turning on the semiconductor switching element after a certain time is performed. As a result, the possibility that the semiconductor switching element remains forcibly turned off due to a malfunction of the protection means is reduced, and the operation reliability of the protection means is further improved.
  According to the sixth aspect of the present invention, when a control circuit and a load circuit that is operated by a command from the control circuit are provided, that is, the load current fluctuates depending on the presence or absence of an operation command from the control circuit. In such a configuration, the protection means increases the specified value when the operation command for the load circuit is output (when the load current increases from the steady state). As a result, it is possible to monitor the load current in accordance with the operation state of the vehicle load, and the reliability of the protection operation is improved.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is applied to a power supply apparatus incorporated in a vehicle computer apparatus will be described with reference to FIGS.
In FIG. 1 showing the overall circuit configuration, the vehicle computer apparatus 1 has a power supply terminal + B connected to the positive terminal of the in-vehicle battery 2, a ground terminal GND being body-grounded, and a signal input terminal. The ACC is connected to the power supply terminal + B via the ACC contact 3a of the vehicle key switch 3. The vehicle key switch 3 has a known configuration including an OFF position, an ACC position, an ON position, and a START position, and the ACC contact 3a is operated by the vehicle key switch 3 to the ACC position and the ON position. The ON state is maintained in each state. The negative terminal of the in-vehicle battery 2 is body grounded.
[0011]
In the vehicle computer apparatus 1, the power supply terminal + B is connected to the power supply line 5 via a known reverse connection countermeasure diode 4 in the forward direction. A smoothing capacitor 6 is connected between the power supply line 5 and the ground terminal GND. The power supply line 5 is connected to a P-channel power MOSFET 7 (corresponding to a semiconductor switching element in the present invention). Are connected to an input terminal 8a of a DC-DC converter 8 which is a switching power supply circuit.
[0012]
The DC-DC converter 8 generates a constant level voltage from its output terminal 8b and supplies it to a computer circuit 9 (corresponding to a vehicle load), and has the following configuration (however, Here, only the basic configuration is shown). That is, in the DC-DC converter 8, a P-channel type power MOSFET 10 and a choke coil 11 serving as a main switch are connected in series between the input terminal 8a and the output terminal 8b, and the output terminal 8b Between the ground terminal GND, an output voltage setting circuit 12 composed of a series circuit of resistors 12a and 12b and an output smoothing capacitor 13 are connected. Further, a free wheel diode 14 is connected between the drain of the power MOSFET 10 and the ground terminal.
[0013]
In the DC-DC converter 8, the switching control circuit 15 connected to be fed from the input terminal 8a and the ground terminal GND is divided by the output voltage setting circuit 12 (a common connection point of the resistors 12a and 12b). And a PWM signal for performing gate control of the power MOSFET 10 based on a comparison between the divided voltage (corresponding to the output voltage of the DC-DC converter 8) and a reference voltage. It has a configuration that occurs. In this case, although not specifically shown, the switching control circuit 15 includes an error amplifier that amplifies an error between the divided voltage by the output voltage setting circuit 12 and a reference voltage, a triangular wave oscillator that continuously oscillates at a constant amplitude, and this triangular wave. A PWM comparator that compares the output voltage of the oscillator and the output voltage of the amplifier, a drive circuit that turns on and off the power MOSFET 10 based on the PWM signal output from the PWM comparator, and the like, have such a configuration. By performing feedback control of the on / off duty ratio of the power MOSFET 10 according to the configuration, a voltage at a constant level is generated from the output terminal 8b.
[0014]
The computer circuit 9 is provided, for example, to constitute the core of an in-vehicle information processing device (such as a car navigation device), and its current consumption is the power supply voltage (that is, the output voltage of the DC-DC converter 8). Is about 2 to 3A at 5V.
[0015]
On the other hand, between the source side (power supply line 5) of the power MOSFET 7 and the ground terminal GND, there is a first voltage dividing circuit 16 (corresponding to first potential detecting means) composed of a series circuit of resistors 16a and 16b. A second voltage dividing circuit 17 (second potential) composed of a series circuit of resistors 17a and 17b is connected between the drain side of the MOSFET 7 (input terminal 8a of the DC-DC converter 8) and the ground terminal GND. (Corresponding to detection means) is connected. The first voltage dividing circuit 16 and the second voltage dividing circuit 17 constitute the detection means 18 in the present invention, and correspond to the source side potential of the power MOSFET 7 from the first voltage dividing circuit 16. The divided voltage Vs is output, and the divided voltage Vd corresponding to the drain side potential of the power MOSFET 7 is output from the second voltage dividing circuit 17, and these divided voltages Vs and Vd are the power-on control microcomputer. The signal is input to 19 signal input ports AD0 and AD1 (corresponding to protection means).
[0016]
Further, a third voltage dividing circuit 20 composed of a series circuit of resistors 20 a and 20 b is connected between the signal input terminal ACC and the ground terminal GND of the vehicle computer apparatus 1. The divided voltage Vacc is input to the signal input port P1 of the power-on control microcomputer 19.
[0017]
The power-on control microcomputer 19 is configured such that the power is supplied from the power line 5 through a stabilized power circuit (for example, a three-terminal regulator) 21. The signal output port P 0 included in the power-on control microcomputer 19 is connected to the base of the npn transistor 23 via the resistor 22. The transistor 23 has a collector connected to the gate of the power MOSFET 7 via a resistor 24 and an emitter connected to the ground terminal GND. A base bias resistor 25 is connected between the base and emitter of the transistor 23, and a gate voltage generating resistor 26 is connected between the gate and source of the power MOSFET 7.
[0018]
The power-on control microcomputer 19 has a function of performing control for turning on / off the power MOSFET (control for turning on / off the power of the computer circuit 9) in conjunction with turning on / off of the ACC contact 3a, and an overcurrent when the power MOSFET 7 is on. It has a function to detect abnormalities. The main part of the operation content of the power-on control microcomputer 19 is shown in the flowchart of FIG. 2 and will be described below together with related operations.
[0019]
That is, in the flowchart of FIG. 2, when the input of the signal input port P1 rises to the level of the divided voltage Vacc of the third voltage dividing circuit 18, that is, when the ACC contact 3a of the vehicle key switch 3 is turned on. First, the margin number value stored in the internal memory is set to “1” (step A1). Next, the transistor 23 is turned on by outputting a high level signal from the signal output port P0 (step A2). Then, the power MOSFET 7 is turned on in response to such turning on of the transistor 23, whereby the operation of the DC-DC converter 8 is started and the power of the computer circuit 9 is turned on.
[0020]
Thereafter, the divided voltage Vs (corresponding to the source side potential of the power MOSFET 7) applied to the signal input port AD0 is sampled and AD converted, and the divided voltage Vd applied to the signal input port AD1 is sampled. Step A4 for sampling and AD converting (corresponding to power, drain side potential of MOSFET 7) is sequentially executed, and a difference (ΔVs−ΔVd) between the AD conversion values ΔVs and ΔVd of the divided voltages Vs and Vd is set in advance. It is judged whether or not the specified value is exceeded (step A5).
[0021]
In this case, the specified value is each AD conversion value when the load current flowing through the power MOSFET 7 is equal to or greater than a predetermined upper limit value Imax (for example, 200% of the load current flowing in the normal use state). It is set to a value corresponding to the difference between ΔVs and ΔVd. Therefore, in step A5, “YES” is determined when a current equal to or greater than the load current upper limit value Imax flows through the power MOSFET 7b, and “NO” is determined in other states. In this embodiment, the voltage dividing ratios of the first voltage dividing circuit 16 and the second voltage dividing circuit 17 are set to be equal to each other. However, when the voltage dividing ratios are different from each other, When the divided voltage Vs and Vd is AD-converted in the closing control microcomputer 19 or when the difference between the AD conversion values ΔVs and ΔVd is taken, processing or calculation for absorbing the difference between the divided voltages may be performed. .
[0022]
Then, when “NO” is determined in Step A5, it is determined whether or not the input signal level to the signal input terminal P1 is a low level (ground potential level) (Step A6). If “NO” is determined here, That is, when the state where the ACC contact 3a of the vehicle key switch 3 is turned on is continued, the control after step A3 is re-executed. On the other hand, if “YES” is determined in step A6, that is, if the ACC contact 3a of the vehicle key switch 3 is turned off, the transistor 23 is output by outputting a low level signal from the signal output port P0. Is turned off (step A7), and the control operation is "stopped" as it is. In this case, the power MOSFET 7 is turned off by turning off the transistor 23 as described above, and accordingly, the DC-DC converter 8 is stopped and the power supply to the computer circuit 9 is cut off accordingly. Done.
[0023]
On the other hand, if “YES” is determined in step A5 (when a current equal to or greater than the load current upper limit value Imax flows through the power MOSFET 7b), the transistor 23 is turned off by outputting a low level signal from the signal output port P0. (Step A8). Then, when the transistor 23 is turned off, the power MOSFET 7 is turned off and the operation of the DC-DC converter 8 is stopped, and the power supply of the computer circuit 9 is shut off.
[0024]
After the computer circuit 9 is thus turned off, it is determined whether or not the margin number value is “2” (step A9). Here, when step A8 (step for shutting off the power supply of the computer circuit 9) is executed only once and the process proceeds to step A9, the margin number value is "1", so in step A9. “NO” is determined, but when “NO” is determined in this way, the margin number value is incremented by “1” and then waits for a certain time (steps A10 and A11). Later, the process returns to step A2.
[0025]
Therefore, when the power shut-off operation according to the execution of step A8 is performed for the first time after the ACC contact 3a is turned on, the power is turned on again according to the execution of step A2. Then, after the power is turned on again, when it is determined to be “YES” again in step A5, that is, when the state in which the current of the load current upper limit value Imax or more flows through the power MOSFET 7b has not been resolved, execution of step A8 is performed. In response to this, “YES” is determined in step A9 after the power supply of the computer circuit 9 is cut off. In this case, the power supply of the computer circuit 9 is cut off by “stopping” the control operation as it is. An abnormal shut-off operation is performed to hold it as it is.
[0026]
In short, according to the configuration of the present embodiment described above, the following effects can be obtained.
That is, the power MOSFET 7 used for powering on the vehicle computer apparatus 1 has an on-resistance of about 0.1 to 0.5Ω (for example, VGS = 10V when the maximum drain current rating is 1 to 2 A). Value) is generally used. For example, when the on-resistance of the power MOSFET 7 is 0.2Ω and the load current is 2 A, the potential difference between the source and drain of the MOSFET 7 is 0.4 V, and the power consumption is 0.8 W. It can be used without a heat dissipation structure. However, for example, when the load current becomes, for example, twice 4A due to a failure of the computer circuit 9 or the like, the potential difference between the source and drain of the power MOSFET 7 becomes 0.8 V, and the power consumption increases to 3.2 W. For this reason, a heat dissipation structure is required. Further, when a failure that further increases the load current occurs in the computer device 9 or the DC-DC converter 8 or the like, or the power supply lead wire provided at the subsequent stage of the power MOSFET 7 is sandwiched between the vehicle doors and is in a body ground state. Therefore, in order to cope with the case where the load current becomes extremely large, it is necessary to sufficiently design the heat dissipation for preventing abnormal heat generation and heat damage in the power MOSFET 7.
[0027]
On the other hand, according to the configuration of the present embodiment, the detecting means 18 detects a voltage drop amount in the power MOSFET 7, that is, a variable having a property of increasing as the load current increases, and the detected voltage drop. When the amount increases to a predetermined value or more set in advance, the power-on control microcomputer 19 forcibly turns off the power MOSFET 7 to shut off the power. Accordingly, it is possible to prevent the power MOSFET 7 from abnormally generating heat as the load current increases. Further, since there is no possibility that the power MOSFET 7 generates heat abnormally in this way, there is no problem even if the heat dissipation design is simplified or omitted, and as a result, the cost increases due to the heat dissipation design or the entire apparatus is enlarged. It will be possible to prevent the situation.
[0028]
Moreover, the detecting means 18 for detecting the voltage drop amount of the power MOSFET 7 includes a first voltage dividing circuit 16 and a second voltage dividing circuit 17 for detecting the power supply side potential and the load side potential of the MOSFET 7, respectively. And the difference between the divided voltages Vs and Vd respectively output from the voltage dividing circuits 16 and 17 is output as a signal indicating the voltage drop amount, so that the detection accuracy can be improved. Thus, the operation reliability of the power-on control microcomputer 19 can be improved.
[0029]
Further, in this embodiment, the power-on control microcomputer 19 waits for a predetermined time after performing the control to forcibly turn off the power MOSFET 7, and after that, the MOSFET 7 is turned on again. The power MOSFET 7 is forcibly turned off when the amount of voltage drop detected by the means 18 exceeds a predetermined value set in advance. For this reason, even if the control for forcibly turning off the power MOSFET 7 is mistakenly performed due to a temporary cause (for example, noise superposition), the power MOSFET 7 is controlled to be turned on again after a certain period of time. The possibility that the power MOSFET 7 remains forcibly turned off due to a malfunction of the control microcomputer 19 is reduced, and the operation reliability of the power-on control microcomputer 19 is further improved.
[0030]
(Second Embodiment)
FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. Hereinafter, portions different from the first embodiment will be described.
This example is intended for a car navigation device as a vehicle load. In FIG. 3, a computer circuit 9 in the vehicle computer apparatus 1 functions as a control circuit of the car navigation apparatus, and a DVD unit 27 (corresponding to a load circuit) is provided as a terminal thereof. The DVD unit 27 is connected to the output terminal 8 b and the ground terminal GND of the DC-DC converter 8 via a switch circuit 28. When the computer circuit 9 needs to drive the DVD unit 27, that is, when reading stored data such as map data from the DVD-ROM attached to the DVD unit 27, the computer circuit 9 gives an operation command to the switch circuit 28. So that the DVD unit 27 is powered. When the data reading from the DVD unit 27 is finished, the computer circuit 9 gives an operation stop command to the switch circuit 28 to turn it off.
[0031]
The computer circuit 9 is configured to generate a load on signal Son (a signal of logical value “H”) from the time when the operation command is given to the switch circuit 28 to the time when the operation stop command is given. The on signal Son is input to the signal input port P2 of the power-on control microcomputer 19.
The power-on control microcomputer 19 indicates the voltage drop amount in the power MOSFET 7 (ΔVs−ΔVd in step A5 in FIG. 2) during the period when the load on signal Son is input to the signal input port P2. Control to increase data provided for comparison with
[0032]
According to this embodiment having such a configuration, the load current is different between the state where the DVD unit 27 for the car navigation apparatus is stopped and the state where the DVD unit 27 is operated according to the operation command from the computer circuit 9. It will fluctuate in size. In this case, the power-on control microcomputer 19 is configured to increase the specified value used for determining the magnitude of the load current during the period in which the load on signal Son is output from the computer circuit 9 (the operation period of the DVD unit 27). It has become. For this reason, it is possible to perform load current monitoring suitable for the operation state of the car navigation device, which is a vehicle load, and the reliability of the protection operation is improved. Further, such a function can be realized only by partially changing the programs of the computer circuit 9 and the power-on control microcomputer 19, so that the hardware configuration is not complicated.
When the load current changes in three steps or more, that is, when there is a load circuit controlled by the computer circuit 9 other than the DVD unit 27, the specified value is further increased in multiple steps according to the operation state of the load circuit. It is good also as a structure to increase.
[0033]
(Third embodiment)
4 and 5 show a third embodiment of the present invention. Hereinafter, only portions different from the first and second embodiments will be described.
The overall circuit configuration of the third embodiment is the same as that of FIG. 3 (second embodiment). The first voltage dividing circuit 16 shown in FIG. (The output voltage of the vehicle-mounted battery 2 can be known from the divided voltage Vs by the first voltage dividing circuit 16).
[0034]
The main part of the operation content of the power-on control microcomputer 19 is shown in the flowchart of FIG. In FIG. 4, the power-on control microcomputer 19 performs control after step A4 after executing the specified value change processing routine A0 after executing step A3 for AD conversion of the divided voltage Vs applied to the signal input port AD0. Execute.
[0035]
In the specified value change processing routine A0, the specified value used for comparison with (ΔVs−ΔVd) in the subsequent step A5 is shown in FIG. 5 in accordance with the state of the input signal to the signal input ports AD0 and P2. Control to increase or decrease. That is, FIG. 5 shows the output voltage of the in-vehicle battery 2 indicated by the divided voltage Vs on the horizontal axis and the state where (ΔVs−ΔVd) ≧ specified value on the vertical axis (the power MOSFET 7 is turned off and the computer circuit 9 The load current in a state where the power is cut off is shown. In FIG. 5, the specified value is increased or decreased as described below.
[0036]
(1) Period in which the signal input port P2 is a logical value “H” (period in which power is supplied to both the computer circuit 9 and the DVD unit 27 by the input of the load on signal Son).
During this period, when the output voltage of the in-vehicle battery 2 is less than 13 V, the load current is set to be 2.7 A in the state of (ΔVs−ΔVd) ≧ specified value. In addition, when the output voltage of the in-vehicle battery 2 is 13 V or higher, the load current is set to 2.0 A in a state of (ΔVs−ΔVd) ≧ specified value.
[0037]
(2) Period in which the signal input port P2 is the logical value “L” (period in which the power supply to the DVD unit 27 is stopped in response to the input stop of the load on signal Son).
During this period, when the output voltage of the in-vehicle battery 2 is less than 13 V, the load current is set to 2.0 A in a state of (ΔVs−ΔVd) ≧ specified value. Further, when the output voltage of the in-vehicle battery 2 is 13 V or higher, the load current is set to 1.4 A in a state where (ΔVs−ΔVd) ≧ specified value.
[0038]
Here, the DC-DC converter 8 works so as to make the power supplied to the load side (actually, the power obtained by adding a certain loss to the power consumed by the load) constant. For this reason, for example, when a load current of 1 A flows when the output voltage of the in-vehicle battery 2 is 13 V, the load current is about 1 when the battery output voltage is 8 V (the lowest operating voltage of the computer circuit 9). At 7 A and 16 V (the maximum operating voltage of the computer circuit 9), the load current is 0.8 A, and a current change more than twice occurs between the two. Therefore, when the output voltage of the in-vehicle battery 2 fluctuates as described above, (ΔVs−ΔVd) indicating the voltage drop amount in the power MOSFET 7 greatly fluctuates according to the increase / decrease of the load current. Under such circumstances, when the specified value is fixed, a state in which the power-off operation by the power-on control microcomputer 19 is erroneously performed with the fluctuation of the output voltage of the in-vehicle battery 2 (specified by a decrease in the battery output voltage). Value margin) or a state where the original function as a protective device is impaired due to insufficient sensitivity (a state where the specified value margin is excessive due to an increase in battery output voltage). is there.
[0039]
On the other hand, in the present embodiment, the power-on control microcomputer 19 is configured to increase or decrease the specified value as shown in FIG. 5 in accordance with the level of the output voltage of the in-vehicle battery 2. Even when the output voltage fluctuates and the voltage drop amount (ΔVs−ΔVd) in the power MOSFET 7 fluctuates, the power-off function by the power-on control microcomputer 19 malfunctions, or the original function as a protection device is impaired. Less likely to do. Accordingly, it is possible to reliably prevent the power MOSFET 7 from abnormally generating heat as the load current increases, and the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0040]
In the present embodiment, as in the second embodiment, the specified value is increased or decreased according to the presence or absence of the load on signal Son from the computer circuit 9, but such a configuration is adopted as necessary. It is good.
In this embodiment, the specified value is switched between two levels according to whether the output voltage of the in-vehicle battery 2 is 13 V or more, which is the threshold voltage, or less. By setting, it is good also as a structure which switches a regulation value to three steps or more. Furthermore, it is good also as a structure which switches a regulation value steplessly by the function calculation which used the output voltage of the vehicle-mounted battery 2 as a variable.
[0041]
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and the following modifications or expansions are possible.
In each of the above embodiments, the abnormal load current flowing in the power MOSFET 7 for cutting off the vehicle load (computer circuit 9) provided in the vehicle computer apparatus 1 is monitored. Alternatively, an abnormal load current flowing in the semiconductor switching element for forming a current path for the vehicle load may be monitored. In order to detect the voltage drop amount in the power MOSFET 7, after AD conversion of the divided voltages Vs and Vd from the first voltage dividing circuit 16 and the second voltage dividing circuit 17, the AD converted values ΔVs and ΔVd However, the voltage drop amount may be detected by AD converting the difference between the divided voltages Vs and Vd. The semiconductor switching element is not limited to the power MOSFET described in the above embodiment, and a bipolar power transistor, IGBT, or the like can also be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall circuit configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing the operation contents of the power-on control microcomputer.
FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a view corresponding to FIG. 2 showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram for explaining the contents of control by the power-on control microcomputer.
[Explanation of symbols]
1 is a vehicle computer device, 2 is an in-vehicle battery, 7 is a power MOSFET (semiconductor switching element), 8 is a DC-DC converter (switching power supply circuit), 9 is a computer circuit (vehicle load, control circuit), 16 is a first 1 is a voltage dividing circuit (first potential detecting means, power supply voltage detecting means), 17 is a second voltage dividing circuit (second potential detecting means), 18 is a detecting means, 19 is a power-on control microcomputer (protecting means) , 27 indicates a DVD unit (load circuit).

Claims

A load circuit which is operated by a command from the control circuit and the control circuit is provided as a vehicle load, respectively for the vehicle power supply circuit including a semiconductor switching element to form a current path for the vehicle load in the on-state In the protection device of
Detecting means for detecting a voltage drop amount in the semiconductor switching element;
The semiconductor switching element is forcibly turned off when the amount of voltage drop detected by the detecting means exceeds a preset specified value, and the operation command for the load circuit is output from the control circuit A protection device for a power supply circuit for a vehicle, comprising: protection means for increasing the specified value at times .

In a protection device for a vehicle power supply circuit including a semiconductor switching element that forms an energization path for a vehicle load in an on state,
Detecting means for detecting a voltage drop amount in the semiconductor switching element;
When the voltage drop detected by the detection means exceeds a predetermined value set in advance, the semiconductor switching element is forcibly turned off and then waits for a certain period of time. Protection that forcibly turns off the semiconductor switching element and maintains the off-state when the element is turned on again and the voltage drop detected by the detection means becomes equal to or greater than a preset specified value after the element is turned on again And a vehicle power supply circuit protection device.

A switching power supply circuit that generates a certain level of voltage by switching the output of the in-vehicle battery and supplies it to the vehicle load, and a semiconductor switching element for power-on interposed between the switching power supply circuit and the in-vehicle battery In a protective device for a vehicle power supply circuit comprising:
Detecting means for detecting a voltage drop amount in the semiconductor switching element;
Protection means for forcibly turning off the semiconductor switching element when the amount of voltage drop detected by the detection means exceeds a specified value;
Power supply voltage detection means for detecting the output voltage of the in-vehicle battery,
The protection device for a vehicle power supply circuit, wherein the protection means is configured to increase or decrease the specified value according to a level of a voltage detected by the power supply voltage detection means.

The detection means includes first potential detection means for detecting a potential on the power supply side of the semiconductor switching element and second potential detection means for detecting a potential on the load side of the semiconductor switching element. 4. The protection device for a vehicle power supply circuit according to claim 1, wherein a difference between detection outputs of the means is output as a signal indicating a voltage drop amount of the semiconductor switching element.

The protection means waits for a certain period of time after performing a control to forcibly turn off the semiconductor switching element, and then turns on the semiconductor switching element after the standby, and the voltage detected by the detection means after the turn-on 4. The protection of a vehicle power supply circuit according to claim 1 or 3 , wherein the semiconductor switching element is forcibly turned off and the off state is maintained when the amount of descent exceeds a predetermined value. apparatus.

The protection device for a vehicle power supply circuit according to claim 2,
As the vehicle load, comprising a control circuit and a load circuit operated by a command from the control circuit,
The protection device for a vehicle power supply circuit, wherein the protection means is configured to increase the specified value when an operation command for the load circuit is output from the control circuit.